WO2021014947A1 - モータ制御装置およびモータシステム - Google Patents

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WO2021014947A1
WO2021014947A1 PCT/JP2020/026341 JP2020026341W WO2021014947A1 WO 2021014947 A1 WO2021014947 A1 WO 2021014947A1 JP 2020026341 W JP2020026341 W JP 2020026341W WO 2021014947 A1 WO2021014947 A1 WO 2021014947A1
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pwm
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隆志 大場
玲治 山▲崎▼
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ミネベアミツミ株式会社
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Definitions

  • the present invention relates to a motor control device and a motor system.
  • Patent Document 1 discloses a technique for detecting currents in each of the U, V, and W phases for controlling a three-phase motor by using one shunt resistor inserted in the DC portion of an inverter circuit.
  • the PWM (Pulse Width Modulation) signal corresponding to each phase for driving the motor is set in one cycle of the PWM signal (carrier). It is necessary to generate a PWM signal (energization pattern) for each phase so that a current of two or more phases can be detected.
  • FIG. 9 and 10 are diagrams for explaining a pulse phase adjusting method for adjusting the phase of the PWM signal of each phase in order to detect the phase current of the three-phase brushless motor.
  • FIG. 11 is a diagram showing a current waveform of the motor when the motor is driven by a PWM signal generated based on the pulse phase adjustment method.
  • the phase of the PWM signal of each phase is adjusted so that the center points of the PWM signal waveforms of each phase are aligned.
  • the duty ratio Udu of the U-phase PWM signal U is a value higher than the duty ratio Vdu of the V-phase PWM signal V. That is, in FIG. 9, the U-phase PWM signal U changes at the change point t4, and the V-phase PWM signal V changes at the change point t5.
  • the duty ratio Udu of the U-phase PWM signal U is lower than the duty ratio Vdu of the V-phase PWM signal V. That is, in FIG. 10, the V-phase PWM signal changes at the change point t4, and the U-phase PWM signal changes at the change point t5.
  • the first current detection timing Tm1 is set in the energization time T21, and the second current detection timing Tm2 is set in the energization time T22.
  • the first current detection timing Tm1 is set in the energization time T21, and the second current detection timing Tm2 is set in the energization time T22. According to this, even when the magnitude relationship between the duty ratio Udu and the duty ratio Vdu changes, the current can be detected.
  • the present invention has been made in view of the above, and an object of the present invention is to provide a motor control device capable of suppressing noise.
  • the motor control device includes a control unit that generates a PWM signal corresponding to each phase of a motor having a plurality of phases of coils, and the above-mentioned of each phase based on the PWM signal.
  • the control unit includes an inverter circuit for driving a coil and a current detector connected in series with the DC line of the inverter circuit, and the control unit includes a current detection unit for detecting the current of the current detector and the current detection unit. Based on the detection result of the unit, the duty ratio setting unit that sets the duty ratio of the PWM signal of each phase and the PWM signal of each phase are generated based on the duty ratio set by the duty ratio setting unit.
  • the PWM signal generation unit is provided, and one cycle of the PWM signal of each phase includes a first period and a remaining second period, and the PWM signal of each phase is set in the first period.
  • the signal level changes at a timing corresponding to the duty ratio, and the signal level changes at predetermined timings different from each other in the second period, and the current detection unit changes the current detection unit in the second period. It is characterized by detecting the current of.
  • FIG. It is a figure which shows the structural example of the motor system which concerns on Embodiment 1.
  • FIG. It is a figure for demonstrating the outline of the phase current detection method by the motor control device which concerns on Embodiment 1.
  • FIG. It is a figure which shows the structural example of the carrier generation part and the PWM signal generation part in the motor control device which concerns on Embodiment 1.
  • FIG. It is a figure for demonstrating the generation principle of carriers C1 and C2 by the motor control device which concerns on Embodiment 1.
  • FIG. It is a figure for demonstrating the principle of generating the PWM signal by the motor control device which concerns on Embodiment 1.
  • FIG. It is a flowchart which shows the flow of the motor drive control processing by the motor control device which concerns on Embodiment 1.
  • FIG. It is a figure for demonstrating the detection timing of the PWM signal and the phase current generated by the motor control device which concerns on Embodiment 2.
  • FIG. It is a figure for demonstrating the detection timing of the PWM signal and the phase current generated by the motor control device which concerns on Embodiment 2.
  • FIG. It is a figure for demonstrating the pulse phase adjustment method which adjusts the phase of the PWM signal of each phase in order to detect the phase current of a three-phase brushless motor.
  • It is a figure for demonstrating the pulse phase adjustment method which adjusts the phase of the PWM signal of each phase in order to detect the phase current of a three-phase brushless motor.
  • the motor control device (100, 100A) has each phase (U, V, W) of the motor (4) having a plurality of phases of coils (Lu, Lv, Lw). ), A control unit (20, 20A) that generates PWM signals (U, V, W, UH, UL, VH, VL, WH, WL) corresponding to the PWM signals, and the coil of each phase based on the PWM signal.
  • the control unit includes a current detector (24) connected in series to the DC line of the inverter circuit, and the control unit detects the current of the current detector (current detector).
  • a duty ratio setting unit (39) that sets the duty ratio of the PWM signal of each phase based on the detection result of the current detection unit, and the duty ratio set by the duty ratio setting unit. It has a PWM signal generation unit (32) that generates the PWM signal of each phase, and one cycle of the PWM signal of each phase is a first period (A) and a remaining second period (B).
  • the PWM signals of each phase change in signal level at the timing (t1, t2, t3) corresponding to the set duty ratio in the first period, and are different from each other in the second period.
  • the signal level changes at a fixed timing (t5, t6, t7), and the current detection unit detects the current (Sd) of the current detector in the second period.
  • the multi-phase coil includes a first phase coil (Lu), a second phase coil (Lv), and a third phase coil (Lw).
  • the PWM signals include a first PWM signal (UH, UL) corresponding to the first phase, a second PWM signal (VH, VL) corresponding to the second phase, and a third PWM signal corresponding to the third phase.
  • the PWM signal generation unit includes signals (WH, WL), and the first PWM signal is generated so that the signal levels are switched in the order of the first PWM signal, the second PWM signal, and the third PWM signal in the second period.
  • the second PWM signal and the third PWM signal are generated, and the current detection unit is the first in the second period after the change of the first PWM signal and before the signal level of the second PWM signal changes.
  • the current of the current detector is detected, and at the second timing (tub) after the change of the second PWM signal and before the signal level of the third PWM signal changes in the second period.
  • the current of the current detector may be detected.
  • the control unit includes a sawtooth-shaped first carrier (C1) having a period corresponding to the first period and the second period.
  • the PWM signal generation unit further includes a carrier generation unit (37) that generates a sawtooth second carrier (C2) having a corresponding period, and the PWM signal generation unit has a first threshold value (Udu1) set based on the duty ratio. , Vdu1, Wdu1) and the level of the first carrier, the timing at which the signal level of the PWM signal of each phase is switched in the first period is determined, and the second threshold value (Udu2) which is a fixed value is determined. , Vdu2, Wdu2) and the level of the second carrier may be used to determine the timing at which the signal level of the PWM signal of each phase in the second period is switched.
  • the level of the control unit increases in a cycle corresponding to the first period, and in a cycle corresponding to the second period. It further has a carrier generation unit (37A) that generates a triangular wave-shaped carrier (C) whose level decreases, and the PWM signal generation unit has a first threshold value (Udu1, Vdu1, Wdu1) set based on the duty ratio. ) And the carrier level, the timing at which the signal level of the PWM signal of each phase changes in the first period is determined, and the second threshold value (Udu2, Vdu2, Wdu2) which is a fixed value is determined. The timing at which the signal level of the PWM signal of each phase changes in the second period may be determined based on the comparison result between the carrier and the carrier level.
  • the motor system (1) includes the motor control device (100, 100A) according to any one of the above [1] to [4] and the motor (1). 4) and are provided.
  • FIG. 1 is a diagram showing a configuration example of a motor system according to the first embodiment.
  • the motor system 1 shown in FIG. 1 controls the rotational operation of the motor 4.
  • the equipment on which the motor system 1 is mounted is, for example, a copier, a personal computer, a refrigerator, and the like, but the equipment is not limited thereto.
  • the motor system 1 includes at least a motor 4 and a motor control device 100.
  • the motor 4 has a plurality of coils.
  • the motor 4 has, for example, a three-phase coil including a U-phase coil Lu, a V-phase coil Lv, and a W-phase coil Lw.
  • Specific examples of the motor 4 include a three-phase brushless motor.
  • the U-phase coil Lu, the V-phase coil Lv, and the W-phase coil Lw are connected to each other by, for example, a star connection.
  • the motor control device 100 converts DC into three-phase AC by controlling ON / OFF of a plurality of switching elements connected by a three-phase bridge according to an energization pattern including a three-phase PWM signal. To drive.
  • the motor control device 100 includes an inverter circuit 23, a control unit 20, and a current detector 24.
  • the inverter circuit 23 converts the DC power supplied from the DC power supply 21 into three-phase AC by switching a plurality of switching elements, and causes the motor 4 to rotate the rotor of the motor 4 by passing the drive current of the three-phase AC to the motor 4. It is a circuit.
  • the inverter circuit 23 is applied to a plurality of energization patterns generated by the energization pattern generation unit 35 described later (more specifically, a three-phase PWM signal generated by the PWM signal generation unit 32 in the energization pattern generation unit 35). Based on this, the motor 4 is driven.
  • the inverter circuit 23 has a plurality of switching elements 25U +, 25V +, 25W +, 25U ⁇ , 25V ⁇ , 25W ⁇ connected by a three-phase bridge.
  • the switching elements 25U +, 25V +, and 25W + are high-side switching elements (upper arms) connected to the positive electrode side of the DC power supply 21 via the positive bus 22a, respectively.
  • the switching elements 25U-, 25V-, and 25W- are low-side switching elements (lower arms) connected to the negative electrode side (specifically, the ground side) of the DC power supply 21, respectively.
  • the plurality of switching elements 25U +, 25V +, 25W +, 25U-, 25V-, and 25W- correspond to each of the plurality of drive signals supplied from the drive circuit 33 based on the PWM signals included in the above-mentioned energization pattern. It turns on or off according to the drive signal.
  • a plurality of switching elements 25U +, 25V +, 25W +, 25U ⁇ , 25V ⁇ , 25W ⁇ may be simply referred to as switching elements unless otherwise specified.
  • connection point between the switching element 25U + and the switching element 25U- is connected to one end of the U-phase coil of the motor 4.
  • the connection point between the switching element 25V + and the switching element 25V- is connected to one end of the V-phase coil of the motor 4.
  • the connection point between the switching element 25W + and the switching element 25W ⁇ is connected to one end of the W-phase coil of the motor 4.
  • the other ends of the U-phase coil, the V-phase coil, and the W-phase coil are connected to each other.
  • the switching element include an N-channel MOSFET (Metal Oxide Semiconductor Field Transistor) and an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor).
  • the switching element is not limited to these.
  • the current detector 24 outputs a detection signal Sd corresponding to the current value of the current flowing on the DC side of the inverter circuit 23.
  • the current detector 24 shown in FIG. 1 generates a detection signal Sd corresponding to the current value of the current flowing through the negative bus 22b.
  • the current detector 24 is, for example, a current detection element arranged on the negative bus 22b, and more specifically, a resistor (shunt resistance) inserted into the negative bus 22b.
  • a current detection element such as a shunt resistor generates a voltage signal corresponding to the current value of the current flowing through it as a detection signal Sd.
  • the current detector 24 may be a sensor such as a CT (Current Transformer) as long as it outputs a detection signal corresponding to the current value of the current flowing through the negative bus 22b.
  • the control unit 20 generates a plurality of PWM signals corresponding to each phase of the motor 4.
  • the control unit 20 includes, for example, a processor such as a CPU, various storage devices such as RAM and ROM, and peripherals such as a counter (timer), an A / D conversion circuit, a D / A conversion circuit, and an input / output I / F circuit. It is a program processing device (for example, a microcontroller) having a configuration in which circuits are connected to each other via a bus.
  • the control unit 20 is packaged as an IC (integrated circuit), but the present invention is not limited to this.
  • the control unit 20 is based on, for example, the rotation speed command ⁇ ref of the motor 4 input from the host device (not shown) and the phase current of each phase of the motor 4 based on the detection signal Sd of the current detector 24.
  • a PWM signal is generated so that the motor 4 operates properly.
  • phase current of each phase in order to measure the phase current of each phase during one cycle of the PWM signal (hereinafter, also referred to as “PWM cycle”), the order in which the levels of the PWM signals of each phase are switched according to the energization pattern.
  • PWM cycle the order in which the levels of the PWM signals of each phase are switched according to the energization pattern.
  • the pulse phase adjustment method is adopted, the current of the motor 4 is distorted at the timing when the order in which the signal levels of the PWM signals of each phase are switched changes, which causes noise (FIGS. 9 to 9). 11).
  • the PWM period is detected, the first period A for adjusting the duty ratio, and the phase current of each phase are detected. It is divided into the second period B for the purpose.
  • the control unit 20 switches the PWM signal of each phase at a timing corresponding to the duty ratio in the first period A, and switches the PWM signal of each phase at a predetermined timing different from each other in the second period. Generate. Then, the control unit 20 measures the phase current at a predetermined timing within the second period B in the PWM cycle.
  • FIG. 2 is a diagram for explaining an outline of a method for detecting a phase current by the motor control device 100 according to the first embodiment.
  • two types of carriers C1 and C2 are used as the carriers C of the PWM signals U, V, and W.
  • Carrier C1 is a saw-like carrier whose level increases in a cycle corresponding to the first period A in the PWM cycle.
  • the carrier C2 is a saw-like carrier whose level increases in a cycle corresponding to the second period B in the PWM cycle.
  • carriers C1 and C2 are alternately generated, and one cycle (PWM cycle) of PWM signals U, V, W is determined by a continuous set of carriers C1 and C2.
  • the PWM signals U, V, W corresponding to each phase are inverted between high level and low level at the timing when the threshold value calculated based on the duty ratios Udu, Vdu, Wdu described later and the carriers C1 and C2 match. Is generated to do so.
  • the PWM signal U is a PWM signal for driving two switching elements constituting the upper and lower arms of the U phase.
  • the switching element of the lower arm of U phase is on (the switching element of the upper arm of U phase is off), and when the PWM signal U is at high level, the switching element of the lower arm of U phase is on. Is off (the switching element of the upper arm of the U phase is on).
  • the two switching elements constituting the upper and lower arms of the U phase complementarily operate on and off in response to a change in the level of the PWM signal U.
  • the PWM signal V is a PWM signal for driving two switching elements constituting the upper and lower arms of the V phase.
  • the switching element of the lower arm of V phase is on (the switching element of the upper arm of V phase is off), and when the PWM signal V is high level, the switching element of the lower arm of V phase is on. Is off (the switching element of the upper arm of the V phase is on).
  • the two switching elements constituting the upper and lower arms of the V phase complementarily operate on and off in response to a change in the level of the PWM signal V.
  • the PWM signal W is a PWM signal for driving two switching elements constituting the upper and lower arms of the W phase.
  • the switching element of the lower arm of W phase is on (the switching element of the upper arm of W phase is off), and when the PWM signal W is high level, the switching element of the lower arm of W phase is on. Is off (the switching element of the upper arm of the W phase is on).
  • the two switching elements constituting the upper and lower arms of the W phase complementarily operate on and off in response to a change in the level of the PWM signal W.
  • the timing at which the plurality of PWM signals U, V, W change from the low level to the high level is slightly later than the timing at which the threshold value based on the duty ratios Udu, Vdu, Wdu of each phase and the carrier C match. Become. This is because a dead time is required to prevent a short circuit between the upper and lower arms. In FIG. 2, the notation of the dead time is omitted for convenience of explanation. In the following, when each of the plurality of PWM signals U to W is not distinguished, it may be referred to as a “PWM signal”.
  • the PWM signals U, V, and W according to the first embodiment switch their signal levels at the timing according to the duty ratio in the first period A from the time t0 to the time t4 determined by the carrier C1, and are switched by the carrier C2.
  • the respective signal levels are switched at fixed timings different from each other.
  • the U-phase PWM signal U switches the signal level from low level to high level at the timing (time) t1 in the first period A, and switches the signal level from high level to low level at the timing t5 in the second period B. ..
  • the signal level of the V-phase PWM signal V switches from low level to high level at the timing (time) t2 in the first period A, and the signal level switches from high level to low level at the timing t6 in the second period B.
  • the signal level of the W-phase PWM signal V switches from low level to high level at the timing (time) t3 in the first period A, and the signal level switches from high level to low level at the timing t7 in the second period B.
  • the timing at which the signal levels of the PWM signals U, V, and W are switched changes according to the duty ratios Udu, Vdu, and Wdu set by the duty ratio calculation unit 31 described later.
  • the timing at which the signal levels of the PWM signals U, V, and W change (switch) is fixed regardless of the duty ratio set value.
  • the order in which the signal levels of the PWM signals U, V, and W are switched is fixed.
  • the signal levels of the PWM signals U, V, and W are switched in the order of U phase, V phase, and W phase, and this order is during the drive control of the motor. , Not changed.
  • the order in which the signal levels of the PWM signals U, V, and W are switched is not limited to the above example.
  • the motor control device 100 detects the current in the period Tu between the timing t5 at which the U-phase PWM signal U is switched and the timing t6 at which the V-phase PWM signal V is switched.
  • the current flowing through the vessel (shunt resistor) 24 is measured.
  • the motor control device 100 measures the current flowing through the current detector (shunt resistance) 24 during the period TUV between the timing t6 at which the V-phase PWM signal V is switched and the timing t7 at which the W-phase PWM signal W is switched. To do.
  • the current measured during the period Tu represents the U-phase phase current Iu.
  • the current measured in the period Tuv represents the sum of the U-phase phase current Iu and the V-phase phase current Iv.
  • the phase current Iw of the W phase can be calculated from the above relational expression and the measured value of the sum of the phase currents of the U phase and the V phase (Iu + Iv) measured in the above period TUV. Further, the V-phase phase current Iv can be calculated from the measured value of the U-phase phase current Iu detected in the above-mentioned period Tu and the measured value of the W-phase phase current Iw detected in the above-mentioned period Tuv.
  • the motor control device 100 detects the current of the current detector 24 during the period Tu and the period Tuv within the second period of the PWM cycle to generate the U-phase, V-phase, and W-phase currents. measure.
  • the control unit 20 includes a current detection unit 27, a current detection timing adjustment unit 34, a drive circuit 33, an energization pattern generation unit 35, and a clock generation as functional blocks for generating PWM signals for each phase. It has a unit 36 and a carrier generation unit 37.
  • the current detection unit 27 acquires the detection signal Sd based on a plurality of energization patterns (more specifically, three-phase PWM signals) generated by the energization pattern generation unit 35, so that the U flows through the motor 4. , V, W Phase currents Iu, Iv, Iw of each phase are detected. More specifically, the current detection unit 27 acquires the detection signal Sd at the acquisition timing synchronized with the plurality of energization patterns (more specifically, the three-phase PWM signals), so that the U, V flowing through the motor 4 , W The phase currents Iu, Iv, and Iw of each phase are detected.
  • the acquisition timing of the detection signal Sd is set by the current detection timing adjusting unit 34.
  • the current detection unit 27 takes in the detection signal Sd of the analog voltage generated by the current detector 24 into the A / D (Analog to Digital) converter at the acquisition timing set by the current detection timing adjustment unit 34.
  • the A / D converter is provided in the current detection unit 27.
  • the current detection unit 27 AD-converts the captured analog detection signal Sd into a digital detection signal Sd, and digitally processes the digital detection signal Sd after the AD conversion, thereby U, V, W of the motor 4.
  • the phase currents Iu, Iv, and Iw of each phase are measured.
  • the measured values of the phase currents Iu, Iv, and Iw of each phase measured by the current detection unit 27 are supplied to the energization pattern generation unit 35.
  • the clock generation unit 36 generates a clock having a predetermined frequency by the built-in oscillation circuit, and outputs the generated clock to the carrier generation unit 37.
  • the clock generation unit 36 starts operation at the same time when the power of the motor control device 100 is turned on, for example.
  • the energization pattern generation unit 35 determines the rotor position of the motor 4 based on the measured values of the phase currents Iu, Iv, and Iw of the motor 4 measured by the current detection unit 27, and the motor 4 is placed at the determined rotor position.
  • a signal for designating a pattern for energizing the inverter circuit 23 is generated so that the rotor follows.
  • the energization pattern of the inverter circuit 23 may be rephrased as a pattern for energizing the motor 4 (energization pattern of the motor 4).
  • the signal that specifies the energization pattern of the inverter circuit 23 includes, for example, a three-phase PWM signal that energizes the inverter circuit 23 so that the motor 4 rotates.
  • the energization pattern generation unit 35 generates the energization pattern of the inverter circuit 23 by vector control.
  • the method of generating the energization pattern of the inverter is not limited to vector control, and may be a method of obtaining the phase voltage of each phase by using vf control or the like.
  • the energization pattern generation unit 35 includes a duty ratio setting unit 39 and a PWM signal generation unit 32.
  • the duty ratio setting unit 39 is a functional unit for generating a PWM signal as a signal for designating the energization pattern of the inverter circuit 23.
  • the duty ratio setting unit 39 sets the duty ratio of the three-phase PWM signal based on the current detection result by the current detection unit 27.
  • the duty ratio setting unit 39 includes, for example, a vector control unit 30 and a duty ratio calculation unit 31.
  • the vector control unit 30 excites the torque current command Iqref and the excitation based on the difference between the measured value or the estimated value of the rotation speed of the motor 4 and the rotation speed command ⁇ ref. Generates the current command Idref.
  • the vector control unit 30 calculates the torque current Iq and the exciting current Id by the vector control calculation using the rotor position ⁇ based on the measured values of the phase currents Iu, Iv, and Iw by the current detection unit 27.
  • the vector control unit 30 performs, for example, a PI control calculation on the difference between the torque current command Iqref and the torque current Iq, and generates the voltage command Vq.
  • the vector control unit 30 performs, for example, a PI control calculation on the difference between the exciting current command Idref and the exciting current Id, and generates the voltage command Vd.
  • the vector control unit 30 converts the voltage commands Vq and Vd into phase voltage commands Vu *, Vv * and Vw * for each of the U, V and W phases using the rotor position ⁇ .
  • the phase voltage commands Vu *, Vv *, and Vw * of each phase are supplied to the duty ratio setting unit 39.
  • the duty ratio calculation unit 31 is a duty ratio (set value of the duty ratio of each phase) for generating a three-phase PWM signal based on the input phase voltage commands Vu *, Vv *, Vw * of each phase. Calculate Udu, Vdu, and Wdu.
  • the duty ratios Udu, Vdu, and Wdu of each phase are calculated based on the modulation factors modU, modV, and modW as shown in the following equations (1) to (3).
  • the duty ratios Udu, Vdu, and Wdu of each phase obtained based on the following equations (1) to (3) are, for example, sinusoidal waveforms having different phases by 120 degrees.
  • An example of waveforms of duty ratios Udu, Vdu, and Wud of each phase will be described later.
  • Udu modU ⁇ (carrier upper limit) ⁇ ⁇ ⁇ (1)
  • Vdu modV ⁇ (carrier upper limit) ⁇ ⁇ ⁇ (2)
  • Wdu modW ⁇ (carrier upper limit) ⁇ ⁇ ⁇ (3)
  • the PWM signal generation unit 32 is a three-phase PWM signal U, V as an energization pattern signal based on the duty ratios Udu, Vdu, Wdu of each phase set by the duty ratio setting unit 39 and the carriers C1 and C2. , W is generated.
  • carriers C1 and C2 are carrier signals whose levels increase and decrease periodically.
  • the PWM signal generation unit 32 generates three-phase PWM signals U, V, W based on the comparison result between the threshold values based on the duty ratios Udu, Vdu, and Wdu of each phase and the carriers C1 and C2.
  • the PWM signal U includes a PWM signal UH for driving the switching element of the U-phase upper arm and a PWM signal UL for driving the switching element of the U-phase lower arm.
  • the PWM signal V includes a PWM signal VH for driving the switching element of the V-phase upper arm and a PWM signal VL for driving the switching element of the V-phase lower arm.
  • the PWM signal W includes a PWM signal WH for driving the switching element of the W phase upper arm and a PWM signal WL for driving the switching element of the W phase lower arm.
  • the PWM signal generation unit 32 outputs the generated PWM signals U, V, and W to the drive circuit 33, respectively.
  • the drive circuit 33 outputs a drive signal for switching the six switching elements 25U +, 25V +, 25W +, 25U ⁇ , 25V ⁇ , 25W ⁇ included in the inverter circuit 23 according to the energization pattern including the given PWM signal.
  • a three-phase alternating current drive current is supplied to the motor 4, and the rotor of the motor 4 rotates. Since each drive signal output from the drive circuit 33 is a signal having a logic level corresponding to the above-mentioned PWM signals UH, UL, PWM signals VH, VL, and PWM signals WH, WL, it is shown in FIG.
  • Each drive signal output from the drive circuit 33 has the same reference code as the PWM signal.
  • the current detection timing adjustment unit 34 is based on the interrupt signal Si generated by the PWM signal generation unit 32, which will be described later, and the current detection unit 27 has a phase current of two of the three phases within one cycle of the PWM signal. Determine the acquisition timing to detect.
  • a processor for example, a CPU (Central Processing Unit) performs various calculations according to a program readable and stored in a storage device (not shown). It is realized by doing. For example, each of these functions is realized by the collaboration of hardware and software in a microcomputer including a CPU.
  • a processor for example, a CPU (Central Processing Unit)
  • FIG. 3 is a diagram showing a configuration example of a carrier generation unit 37 and a PWM signal generation unit 32 in the motor control device 100 according to the first embodiment.
  • the carrier generation unit 37 has a sawtooth-shaped carrier C1 having a period corresponding to the first period A in the PWM cycle and a second period in the PWM cycle based on the clock CLK generated by the clock generation unit 36 shown in FIG.
  • a saw-like carrier C2 having a period corresponding to B is generated.
  • the carrier generation unit 37 includes a count unit 12, an upper limit value switching unit 13, a comparator 14, a switching control unit 15, and an upper limit value storage unit 16.
  • the counting unit 12 is realized by, for example, a counter (up counter) built in the microcontroller.
  • the clock CLK, the counting start signal, and the counting initial value signal are input to the counting unit 12.
  • the counting unit 12 starts counting the clock CLK, and by accumulating the counting values (adding 1 each time the clock CLK is input), the carriers C1 and C2 which are sawtooth carriers. Is output.
  • an initial value of counting is set in the counting unit 12, and this initial value is set by the above-mentioned initial counting value signal.
  • the comparator 14 compares the count value of the count unit 12 with the upper limit value Tx, and outputs a binary detection signal Cp indicating the comparison result. For example, when the counting value (C1 or C2) of the counting unit 12 is lower than the upper limit value Tx, the comparator 14 outputs a low-level detection signal Cp, and the counting value (C1 or C2) of the counting unit 12 is the upper limit. When the value is higher than the value Tx, the high level detection signal Cp is output.
  • the switching control unit 15 outputs a binary control signal Sc according to the detection signal Cp output from the comparator 14.
  • the switching control unit 15 is, for example, a flip-flop.
  • the switching control unit 15 switches the logic level of the control signal Sc according to the rising edge of the detection signal Cp from the comparator 14.
  • the counting unit 12 resets the clock counting value according to the detection signal Cp output from the comparator 14, and accumulates the clock counting value from the initial value specified by the counting initial value signal. For example, the counting unit 12 resets the clock count value according to the rising edge of the detection signal Cp, and accumulates the clock count value from the initial value.
  • the upper limit value storage unit 16 stores information for designating the cycles of carriers C1 and C2, that is, the lengths of the first period A and the second period B in one cycle of the PWM signal described above. Specifically, the upper limit value storage unit 16 stores the first upper limit value T1 and the second upper limit value T2.
  • the first upper limit value T1 is a value that specifies the period of the carrier C1, that is, the length of the first period A in the PWM cycle.
  • the second upper limit value T2 is a value that specifies the period of the carrier C2, that is, the length of the second period B in the PWM cycle.
  • T T1 + T2, and T1> T2.
  • the PWM cycle is not limited to this, such as when the PWM cycle is extremely short or when the current detection section is extremely long, and T1 ⁇ T2 may be set.
  • the upper limit value switching unit 13 switches the upper limit value Tx to be input to the comparator 14. Specifically, the upper limit value switching unit 13 alternately alternates the first upper limit value T1 and the second upper limit value T2 stored in the upper limit value storage unit 16 according to the control signal Sc output from the switching control unit 15. It is switched and output as the upper limit value Tx. For example, when the control signal Sc is at a low level, the upper limit value switching unit 13 gives the first upper limit value T1 to the comparator 14 as the upper limit value Tx. On the other hand, when the control signal Sc is at a high level, the upper limit value switching unit 13 gives the second upper limit value T2 to the comparator 14 as the upper limit value Tx.
  • FIG. 4 is a diagram for explaining the principle of generating carriers C1 and C2 by the motor control device according to the first embodiment.
  • the counting start signal is given to the counting unit 12 at time t0
  • the counting unit 12 starts counting the clock CLK and accumulates the counting values.
  • the switching control unit 15 outputs, for example, a low-level control signal Sc.
  • the upper limit value switching unit 13 gives the first upper limit value T1 to the comparator 14 as the upper limit value Tx according to the low level control signal Sc.
  • the comparator 14 detects that the count value has reached the upper limit value Tx, and detects a high level. Output the signal Cp.
  • the counting unit 12 resets the counting value according to the high-level detection signal Cp, and starts the cumulative addition of the counting value of the clock CLK from zero again. As a result, the generation of the carrier C1 is completed, and the detection signal Cp of the comparator 14 is switched to the low level.
  • the switching control unit 15 inverts the logic level of the control signal Sc according to the rising edge of the detection signal Cp at time t1. That is, the logic level of the control signal Sc is switched from the low level to the high level.
  • the upper limit value switching unit 13 gives the second upper limit value T2 as the upper limit value Tx to the comparator 14 according to the high level control signal Sc.
  • the detection signal Cp is output.
  • the counting unit 12 resets the counting value according to the high-level detection signal Cp, and starts the cumulative addition of the counting value of the clock CLK from zero again. As a result, the generation of the carrier C2 is completed, and the detection signal Cp of the comparator 14 is switched to the low level.
  • the switching control unit 15 inverts the logic level of the control signal Sc according to the rising edge of the detection signal Cp at time t2. That is, the logic level of the control signal Sc is switched from the high level to the low level.
  • the upper limit value switching unit 13 again gives the first upper limit value T1 to the comparator 14 as the upper limit value Tx according to the low level control signal Sc. After that, the process is repeated in the same manner as the process from time t0 to time t2.
  • the PWM signal generation unit 32 includes a fixed threshold storage unit 40, a variable threshold calculation unit 41, a threshold switching unit 42U, 42V, 42W, a comparator 43U, 43V, 43W, a PWM circuit 44, and an interrupt controller. Has 45.
  • the fixed threshold storage unit 40 stores information that specifies the timing at which the signal level of the PWM signal of each phase is switched in the second period B of the PWM cycle. Specifically, the fixed threshold storage unit 40 stores the fixed thresholds Udu2, Vdu2, and Wdu2.
  • the fixed threshold value Udu2 is a value that specifies the switching timing of the signal level of the U-phase PWM signal in the second period B of the PWM cycle.
  • the fixed threshold value Vdu2 is a value that specifies the switching timing of the signal level of the V-phase PWM signal in the second period B of the PWM cycle.
  • the fixed threshold value Wdu2 is a value that specifies the switching timing of the signal level of the W-phase PWM signal in the second period B of the PWM cycle.
  • the order in which the signal levels of the PWM signals of each phase change in the second period B of the PWM cycle is determined based on the magnitude relationship between the fixed threshold values Udu2, Vdu2, and Wdu2. For example, when Udu2 ⁇ Vdu2 ⁇ Wdu2, the signal level of the PWM signal is switched in the order of U phase, V phase, and W phase in the second period B of the PWM cycle.
  • variable threshold value calculation unit 41 generates fixed threshold values Udu2, Vdu2, so as to generate a PWM signal having U-phase, V-phase, and W-phase duty ratios Udu, Vdu, and Wdu set by the duty ratio setting unit 39.
  • the variable thresholds Udu1, Vdu, and Wdu are calculated based on Wdu2.
  • variable threshold value Udu1 is a value that specifies the switching timing of the signal level of the U-phase PWM signal in the first period A of the PWM cycle.
  • variable threshold value Vdu1 is a value that specifies the switching timing of the signal level of the V-phase PWM signal in the first period A of the PWM cycle.
  • variable threshold value Wdu1 is a value that specifies the switching timing of the signal level of the W-phase PWM signal in the first period A of the PWM cycle.
  • the threshold switching units 42U, 42V, 42W switch the thresholds Udux, Vdux, Wdux to be input to the comparators 43U, 43V, 43W. Specifically, the threshold switching units 42U, 42V, 42W alternately switch between the variable thresholds Udu1, Vdu1, Wdu1 and the fixed thresholds Udu2, Vdu2, Wdu2 according to the switching between the first period A and the second period B. , Output as thresholds Udux, Vdux, Wdux.
  • the threshold value switching unit 42U gives the variable threshold value Udu1 to the comparator 43U as the threshold value Udux.
  • the threshold value switching unit 42U gives the fixed threshold value Udu2 to the comparator 43U as the threshold value Udux.
  • the threshold value switching units 42V and 42W also alternately output the variable threshold values Vdu1 and Wdu1 and the fixed threshold values Vdu2 and Wdu2 according to the signal level of the control signal Sc from the switching control unit 15.
  • the PWM circuit 44 outputs PWM signals U, V, W having an on / off section according to a change in the voltage command of each phase based on the output signals Cpu, Cpv, Cpw from the comparators 43U, 43V, 43W.
  • the PWM signals U, V, W include six types of PWM signals, the PWM signals UH, UL, VH, VL, WH, and WL.
  • the PWM circuit 44 generates an interrupt signal Si at a predetermined timing in the second period B of the PWM cycle and gives it to the interrupt controller 45.
  • the PWM circuit 44 inputs the interrupt signal Si to the interrupt controller 45 at the timing when the PWM signal U goes down, and inputs the interrupt signal Si to the interrupt controller 45 at the timing when the PWM signal V goes down.
  • the interrupt controller 45 receives the interrupt signal Si from the PWM circuit 44 and gives an A / D conversion command to the current detection unit 27. For example, each time the interrupt signal Si is input, the interrupt controller 45 gives an A / D conversion command to the current detection unit 27 after a predetermined time has elapsed after receiving the interrupt signal Si. As a result, the current detection unit 27 performs A / D conversion of the detection signal Sd according to the switching of the signal level of the PWM signal of the specific phase in the second period B.
  • FIG. 5 is a diagram for explaining the principle of generating a PWM signal by the motor control device 100 according to the first embodiment.
  • the motor control device 100 updates the energization pattern of each phase (duty ratio of the PWM signal of each phase) every n (n is an integer of 1 or more) times the PWM cycle (T) (T ⁇ n). , Measure the phase current.
  • the cycle for updating the duty ratio of the PWM signal is also referred to as a “control cycle”.
  • the threshold switching units 42U, 42V, 42W select the variable thresholds Udu1, Vdu1, Wdu1 according to the low-level control signal Sc, and the thresholds Udux, Vdux , Wdux are given to the comparators 43U, 43V, and 43W, respectively.
  • the comparators 43U, 43V, 43W compare the carrier C1 with the variable threshold values Udu1, Vdu1, Wdu1.
  • the comparator 43U inverts the logical level of the output signal Cpu (for example, switching from a low level to a high level).
  • the PWM circuit 44 switches the U-phase PWM signal UL from high level to low level, and switches the U-phase PWM signal UH from low level to high level after a predetermined dead time has elapsed.
  • the comparator 43V inverts the logical level of the output signal Cpv (for example, switching from the low level to the high level).
  • the PWM circuit 44 switches the V-phase PWM signal VL from the high level to the low level, and switches the V-phase PWM signal VH from the low level to the high level after a predetermined dead time elapses.
  • the comparator 43W inverts the logical level of the output signal Cpw (for example, switching from the low level to the high level).
  • the PWM circuit 44 switches the W-phase PWM signal WL from the high level to the low level, and switches the W-phase PWM signal WH from the low level to the high level after a predetermined dead time elapses.
  • the switching control unit 15 switches the control signal Sc from the low level to the high level.
  • the threshold switching units 42U, 42V, and 42W select fixed thresholds Udu2, Vdu2, and Wdu2 according to the high-level control signal Sc, and give them to the comparators 43U, 43V, and 43W as thresholds Udux, Vdux, and Wdux, respectively.
  • the comparators 43U, 43V, 43W compare the carrier C2 with the fixed threshold values Udu2, Vdu2, Wdu2.
  • the comparator 43U inverts the logical level of the output signal Cpu (for example, switching from a high level to a low level).
  • the PWM circuit 44 switches the U-phase PWM signal UH from the high level to the low level, and switches the W-phase PWM signal WL from the low level to the high level after a predetermined dead time elapses.
  • the comparator 43V inverts the logical level of the output signal Cpv (for example, switching from a high level to a low level).
  • the PWM circuit 44 switches the V-phase PWM signal VH from the high level to the low level, and switches the V-phase PWM signal VL from the low level to the high level after a predetermined dead time elapses.
  • the comparator 43W inverts the logical level of the output signal Cpw (for example, switching from a high level to a low level).
  • the PWM circuit 44 switches the W-phase PWM signal WH from high level to low level, and switches the W-phase PWM signal WL from low level to high level after a predetermined dead time has elapsed.
  • the switching control unit 15 switches the control signal Sc from the high level to the low level.
  • the threshold switching units 42U, 42V, and 42W select variable thresholds Udu1, Vdu1, and Wdu1 according to the low-level control signal Sc, and output them as thresholds Udux, Vdux, and Wdux, respectively.
  • the PWM signals of each phase are repeatedly generated by the same processing as from time t0 to t8.
  • the phase current of the motor 4 is measured in the second period B (the period from time t10 to time t15) of the latter half of the two PWM cycles included in the control cycle. ..
  • the PWM circuit 44 gives the interrupt signal Si to the interrupt controller 45 in response to the switching of the signal level of the U-phase PWM signal U (for example, the fall of the PWM signal UH) in the second period B of the PWM cycle in the latter half. ..
  • the interrupt controller 45 gives an A / D conversion command to the current detection unit 27 before the signal level of the V-phase PWM signal V is switched according to the interrupt signal Si.
  • the interrupt controller 45 A / D with respect to the current detection unit 27 at a predetermined timing (time) tu in the period Tu from the time t11 when the PWM signal UL rises to the time t12 when the PWM signal VH falls.
  • the current detection unit 27 detects the detection signal Sd of the current detector 24 in response to the command.
  • the PWM circuit 44 gives the interrupt signal Si to the interrupt controller 45 in response to the switching of the signal level of the V-phase PWM signal V (for example, the falling edge of the PWM signal VH).
  • the interrupt controller 45 gives an A / D conversion command to the current detection unit 27 before the signal level of the W-phase PWM signal V is switched.
  • the interrupt controller 45 A / D with respect to the current detection unit 27 at a predetermined timing (time) tuv in the period TUV from the time t14 when the PWM signal VL rises to the time t14 when the PWM signal WH falls.
  • the current detection unit 27 detects the detection signal Sd of the current detector 24 in response to the command.
  • FIG. 6 is a flowchart showing the flow of the motor drive control process by the motor control device 100 according to the first embodiment. For example, when the rotation speed command ⁇ ref of the motor 4 is input from the host device (not shown), the motor control device 100 starts the drive control of the motor 4.
  • the motor control device 100 starts a process of generating an energization pattern for driving the motor 4 (step S10).
  • the duty ratio setting unit 39 sets the initial values of the U-phase, V-phase, and W-phase duty ratios Udu, Vdu, and Wdu
  • the carrier generation unit 37 generates carriers C1 and C2, and PWM.
  • the signal generation unit 32 Based on the carriers C1 and C2 and the set duty ratios Udu, Vdu, and Wdu, the signal generation unit 32 generates 6 types of PWM signals that specify the energization pattern of the motor 4 by the above-mentioned method, and the motor 4 Give to.
  • the motor control device 100 measures the phase currents Iu, Iv, and Iw of each of the U, V, and W phases (step S11). For example, as shown in FIG. 5, the current detection unit 27 acquires the detection signal Sd by the AD converter at the timing (time) tu in the second period B of the PWM cycle, and the acquisition value of the detection signal Sd ( Iu) is stored in the first acquisition register (not shown). Further, the current detection unit 27 acquires the detection signal Sd by the AD converter at the timing (time) tuv in the second period B of the PWM cycle, and acquires the acquisition value (Iu + Iw) of the detection signal Sd in the second acquisition register (Iu + Iw). Store in (not shown). The current detection unit 27 calculates the phase currents Iu, Iv, and Iw by the above-mentioned method based on the measured values of the detection signals Sd stored in the first acquisition register and the second acquisition register, respectively.
  • the vector control unit 30 performs current control such as PI control based on the current calculation values of the three-phase currents Iu, Iv, and Iw detected by the current detection unit 27 in step S11 (step S12).
  • the phase voltage commands Vu *, Vv *, and Vw * (control amount) of the phase are calculated (step S13).
  • the duty ratio setting unit 39 updates the duty ratio of each phase based on the phase voltage commands Vu *, Vv *, Vw * of each phase calculated in step S13 (step S14). Specifically, the duty ratio setting unit 39 calculates the duty ratios Udu, Vdu, Wdu based on the phase voltage commands Vu *, Vv *, Vw *, and the variable threshold value calculation unit 41 calculates the calculated duty ratio Udu. , Vdu, Wdu, and the variable thresholds Udu1, Vdu1, Wdu1 are updated by the above-mentioned method.
  • the PWM signal generation unit 32 generates the above six types of PWM signals based on the updated duty ratios (variable threshold values Udu1, Vdu1, Wdu1) by the above-mentioned method (step S15).
  • the motor control device 100 determines whether or not a motor stop command has been input from the host device (step S16). When the motor stop command is input, the motor control device 100 stops the generation of the PWM signal and stops the driving of the motor 4.
  • step S11 the motor control device 100 proceeds to step S11 and repeatedly executes the above processes (S11 to S16) until the motor stop command is input.
  • the motor control device 100 divides one cycle (PWM cycle) of the PWM signal corresponding to each phase of the motor 4 into a first period A and a second period B, and then each phase.
  • the PWM signal corresponding to each phase corresponds to each phase so that the signal level is switched at the timing corresponding to the duty ratio specified in the first period A and the signal level is switched at the fixed timing different from each other in the second period B.
  • the motor control device 100 detects the current flowing through the current detector 24 in the second period B of the PWM cycle.
  • the order in which the signal levels of each PWM signal are switched is fixed without sudden change, so that the conventional pulse phase adjustment is performed.
  • the distortion of the motor current can be suppressed. This makes it possible to prevent the generation of noise due to the distortion of the current of the motor 4.
  • the signal level of each PWM signal is switched at the timing according to the set duty ratio, so that the switching timing of the signal level of each PWM signal is fixed in the second period B. Also, an appropriate energization pattern for applying a required voltage to each coil of the motor 4 can be realized.
  • the PWM signal generation unit 32 switches the signal levels in the order of, for example, the PWM signal U, the PWM signal V, and the PWM signal W in the second period B, so that the PWM signals U, V, W To generate.
  • the current detection unit 27 detects the current of the current detector 24 at the first timing (time tvw in FIG. 5) after the PWM signal U changes and before the signal level of the PWM signal V changes.
  • the current of the current detector 24 is detected at the second timing (time tw in FIG. 5) after the PWM signal V changes and before the signal level of the PWM signal W changes.
  • the motor control device 100 generates a saw-like carrier C1 having a period corresponding to the first period A and a saw-like carrier C2 having a period corresponding to the second period B.
  • the motor control device 100 switches the signal level of each PWM signal in the first period A based on the comparison result between the variable threshold values Udu1, Vdu1, Wdu1 adjusted based on the set duty ratio and the level of the carrier C1.
  • the timing is determined, and the timing at which the signal level of each PWM signal in the second period B is switched is determined based on the comparison result between the fixed threshold values Udu2, Vdu2, Wdu2 and the level of the carrier C2.
  • the control unit 20 of the motor control device 100 is not a microcontroller equipped with a high-performance timer capable of freely adjusting the patterns of PWM signals U, V, and W, but an inexpensive micro equipped with a standard timer. Since it can be realized by a controller, the cost of the motor control device 100 can be suppressed.
  • the range of the duty ratio that can be set can be expanded by setting the cycle of the carrier C1 to be longer than the cycle of the carrier C2.
  • the width (pulse width) of the voltage applied to the coils of each phase of the motor 4 can be widened, so that more detailed motor control can be realized.
  • FIG. 7 is a diagram showing a configuration example of a carrier generation unit 37A and a PWM signal generation unit 32A in the motor control device 100A according to the second embodiment.
  • the motor control device 100A according to the second embodiment is different from the motor control device according to the first embodiment in that a triangular wave-shaped carrier C is used as the PWM carrier, and is otherwise related to the first embodiment. It is the same as the motor control device 100.
  • FIG. 7 illustrates only the carrier generation unit 37A and the PWM signal generation unit 32A among the functional units constituting the control unit 20A of the motor control device 100A according to the second embodiment, and the other embodiment 1 The same components as those of the control unit 20 according to the above are not shown.
  • the carrier generation unit 37A generates a triangular wave-shaped carrier C in which the level increases in the cycle corresponding to the first period A in the PWM cycle and the level decreases in the cycle corresponding to the second period B in the PWM cycle.
  • the carrier generation unit 37A has a counting unit 12A, a comparator 14_1, 14_2, a switching control unit 15A, and a periodic information storage unit 16A as functional units for generating the carrier C.
  • the counting unit 12A is realized by, for example, a counter (up / down counter) built in the microcontroller.
  • a clock CLK, a counting start signal, and a counting initial value signal are input to the counting unit 12A.
  • the counting unit 12A starts counting the clock CLK, and the counting values are cumulatively added (1 is added each time the clock CLK is input) or cumulative subtraction (every time the clock is input). By subtracting 1), the carrier C, which is a triangular wave-shaped carrier, is output.
  • an initial value of counting is set in the counting unit 12A, and this initial value is set by the above-mentioned initial counting value signal.
  • the cycle information storage unit 16A stores information for designating the cycle of the carrier C, that is, the lengths of the first period A and the second period B in one cycle of the PWM signals U, V, and W described above. Specifically, the periodic information storage unit 16A stores an upper limit value T that specifies the maximum value of the triangular wave-shaped carrier C and a lower limit value O that specifies the minimum value of the triangular wave-shaped carrier C.
  • the comparator 14_1 compares the count value of the count unit 12A with the upper limit value T stored in the periodic information storage unit 16A, detects that the count value has reached the upper limit value T, and outputs a detection signal Cp1. To do.
  • the comparator 14_2 compares the count value of the count unit 12A with the lower limit value O stored in the periodic information storage unit 16A, detects that the count value has reached the upper limit value T, and outputs a detection signal Cp2. To do.
  • the switching control unit 15A outputs the control signal Sc to the threshold value switching units 42U, 42V, 42W of the counting unit 12A and the PWM signal generating unit 32A according to the detection signals Cp1 and Cp2 output from the comparators 14_1 and 14_2. To do.
  • the switching control unit 15A is, for example, a flip-flop.
  • the switching control unit 15A outputs a low-level control signal Sc in response to the detection signal Cp1 from the comparator 14_1, and outputs a high-level control signal Sc in response to the detection signal Cp2 from the comparator 14_1.
  • the counting unit 12A switches the counting direction (up or down) when the control signal Sc is input from the switching control unit 15A.
  • the counting unit 12A When a high-level control signal Sc is input from the switching control unit 15A, the counting unit 12A accumulates the count values of the clocks, and when a low-level control signal Sc is input from the switching control unit 15A, the counting unit 12A of the clock Cumulatively subtract the count value. Therefore, the high-level control signal Sc from the switching control unit 15A is an addition command for performing cumulative addition, and the low-level control signal Sc from the switching control unit 15A is a subtraction command for performing cumulative subtraction.
  • the above-mentioned initial command value signal is given to the switching control unit 15A. Whether the initial state of the switching control unit 15A (flip-flop) is "H” or "L” is set by the initial command value signal.
  • FIG. 8 is a diagram for explaining the detection timing of the PWM signal and the phase current generated by the motor control device 100A according to the second embodiment.
  • the counting unit 12A starts counting the clock CLK from the clock generating unit 36.
  • an initial value is set in the count unit 12A (up / down counter), and this initial value is set to, for example, 0. Therefore, the counting unit 12A starts counting from 0.
  • the control signal Sc of the switching control unit 15A that commands cumulative addition and cumulative subtraction is set to "high level" in the initial state.
  • the initial state is the output state of the switching control unit 15A at the time when the initial command value signal is given.
  • the counting unit 12A starts counting, the counting values are cumulatively added.
  • the output of the counting unit 12A that is, the carrier C, increases with time from the lower limit value (initial value) of 0 toward the upper limit value T, as shown in FIG.
  • the comparator 14_1 detects this and gives the detection signal Cp1 to the switching control unit 15A.
  • the switching control unit 15A inverts the signal level of the control signal Sc according to the detection signal Cp1 to make it a low level.
  • the operation of the counting unit 12A changes from cumulative addition to cumulative subtraction, so that the carrier C decreases with time from the upper limit value T to the lower limit value 0, as shown in FIG. 7.
  • the comparator 14_2 detects this and gives the detection signal Cp2 to the switching control unit 15A.
  • the switching control unit 15A inverts the signal level of the control signal Sc according to the detection signal Cp2 to make it a high level.
  • the operation of the counting unit 12A shifts to cumulative addition again, so that the carrier C increases with time from the lower limit value 0 to the upper limit value T, as shown in FIG. 7.
  • the triangular wave-shaped carrier C as shown in FIG. 8 is output from the counting unit 12A.
  • the PWM signal generation unit 32A is based on the triangular wave-shaped carrier C generated from the carrier generation unit 37A and the duty ratios Udu, Vdu, and Wdu of each phase set by the duty ratio setting unit 39, according to the first embodiment.
  • a PWM signal is generated by the same method as that of the PWM signal generation unit 32. That is, as shown in FIG. 8, the PWM signal generation unit 32A is based on the comparison result between the variable threshold values Udu1, Vdu1, Wdu1 and the level of the carrier C in the period in which the carrier C is increasing (first period A).
  • the timing at which the signal level of the PWM signal of each phase changes is determined, and in the period in which the carrier C decreases (second period B), the comparison result between the fixed threshold values Udu2, Vdu2, Wdu2 and the level of the carrier C is determined.
  • the timing at which the signal level of the PWM signal of each phase changes is determined based on.
  • the timing tu and tuv for the current detection unit 27 to detect the current of the current detector 24 are the same as those of the motor control device 100 according to the first embodiment.
  • the distortion of the current of the motor is increased as compared with the conventional motor control device that performs pulse phase adjustment. It can be suppressed, and it is possible to prevent the generation of noise due to the distortion of the current of the motor 4.
  • the motor control device 100A generates a triangular wave-shaped carrier C whose level increases in the cycle corresponding to the first period A and decreases in the cycle corresponding to the second period B.
  • the motor control device 100A has the PWM signals U, V, W in the first period A based on the comparison result between the variable threshold values Udu1, Vdu1, Wdu1 adjusted based on the set duty ratio and the level of the carrier C.
  • the timing at which the signal levels of the PWM signals U, V, and W are switched in the second period B is determined based on the comparison result between the fixed threshold values Udu2, Vdu2, Wdu2 and the level of the carrier C. decide.
  • the measured value of the timer and the threshold value need to be compared only once, and thus the same as the motor control device 100 according to the first embodiment.
  • a PWM signal can be generated by the output compare function provided in a general timer. Therefore, since the control unit 20A of the motor control device 100A can be realized by an inexpensive microcontroller equipped with a standard timer, the cost of the motor control device 100A can be suppressed.
  • the case where the energization pattern of each phase (duty ratio of the PWM signal of each phase) is updated and the phase current is measured is executed every two cycles of the PWM cycle.
  • the above-mentioned flowchart shows an example for explaining the operation, and is not limited to this. That is, the steps shown in each figure of the flowchart are specific examples, and are not limited to this flow. For example, the order of some processes may be changed, other processes may be inserted between each process, and some processes may be performed in parallel.
  • energization Pattern generation unit 36 ... Clock generation unit, 37, 37A ... Carrier generation unit, 39 ... Duty ratio setting unit, 40 ... Fixed threshold storage unit, 41 ... Variable threshold calculation unit, 42U, 42V, 42W ... Threshold switching unit, 43U , 43V, 43W ... comparer, 44 ... PWM circuit, 45 ... interrupt controller, 100, 100A ... motor control device, A ... first period, B ... second period, C, C1, C2 ... carrier, CLK ... clock, Cp, Cp1, Cp2 ... detection signal, Lu ... U-phase coil, Lv ... V-phase coil, Lw ... W-phase coil, Sc ... control signal, Sd ... detection signal, Si ...
  • interrupt signal Cpu, Cpv, Cpw ... output signal , T ... upper limit value, T1 ... first upper limit value, T2 ... second upper limit value, Udu, Vdu, Wdu ... duty ratio, Udu1, Vdu1, Wdu1 ... variable threshold, Udu2, Vdu2, Wdu2 ... fixed threshold, UH, UL , VH, VL, WH, WL, U, V, W ... PWM signal.

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Abstract

騒音を抑制可能なモータ制御装置を提供する。　モータ制御装置（１００）は、モータ（４）の各相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）にそれぞれ対応するＰＷＭ信号を生成する制御部（２０）と、ＰＷＭ信号に基づいてモータを駆動するインバータ回路（２３）と、インバータ回路の直流ラインに直列に接続された電流検出器（２４）とを備える。制御部は、電流検出部（２７）と、電流検出部（２７）の検出結果に基づいて、デューティ比を設定するデューティ比設定部（３９）と、ＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部（３２）とを有する。各相のＰＷＭ信号は、ＰＷＭ信号の１周期における第１期間において、設定されたデューティ比に応じたタイミングで信号レベルが変化し、ＰＷＭ信号の１周期における第２期間において、互いに異なる所定のタイミングで信号レベルが変化する。電流検出部は、第２期間において、電流検出器の電流（Ｓｄ）を検出する。

Description

モータ制御装置およびモータシステム
　本発明は、モータ制御装置およびモータシステムに関する。
　特許文献１には、インバータ回路の直流部に挿入した１つのシャント抵抗を用いて、３相のモータを制御するためのＵ，Ｖ，Ｗ各相の電流を検出する技術が開示されている。この方式で３相の全ての電流を検出するには、モータを駆動するための各相に対応するＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ　Ｗｉｄｔｈ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ，パルス幅変調）信号について、ＰＷＭ信号（キャリア）の１周期内において、２相以上の電流を検出できるように各相のＰＷＭ信号（通電パターン）を発生させる必要がある。
特開２０１５－８４６３２号公報
　しかしながら、従来の技術では、ＰＷＭ信号の位相が変化すると、それに応じて、直流母線に流れる電流に歪みが生じて、大きなノイズが重畳したような波形になる。この電流の歪みは、騒音の原因となり、モータに接続されるアプリケーションによっては、ユーザに不快感を与える場合があるという課題がある。以下、この課題について、図を用いて詳細に説明する。
　図９および図１０は、３相のブラシレスモータの相電流を検出するために各相のＰＷＭ信号の位相を調整するパルス位相調整方法を説明するための図である。
　図１１は、パルス位相調整方法に基づいて生成したＰＷＭ信号によってモータを駆動したときのモータの電流波形を示す図である。
　図９および図１０に示すように、従来のパルス位相調整方法では、例えば、各相のＰＷＭ信号波形の中心点が揃うように、各相のＰＷＭ信号の位相が調整される。
　図９において、Ｕ相のＰＷＭ信号Ｕのデューティ比Ｕｄｕは、Ｖ相のＰＷＭ信号Ｖのデューティ比Ｖｄｕよりも高い値である。すなわち、図９では、変化点ｔ４でＵ相のＰＷＭ信号Ｕが変化し、変化点ｔ５でＶ相のＰＷＭ信号Ｖが変化している。一方、図１０において、Ｕ相のＰＷＭ信号Ｕのデューティ比Ｕｄｕは、Ｖ相のＰＷＭ信号Ｖのデューティ比Ｖｄｕよりも低い値である。すなわち、図１０では、変化点ｔ４でＶ相のＰＷＭ信号が変化し、変化点ｔ５でＵ相のＰＷＭ信号が変化している。
　ここで、例えば、図９に示すパターンのＰＷＭ周期から図１０に示すパターンのＰＷＭ周期に切り替わった場合を考える。
　図９において、通電時間Ｔ２１に第１電流検出タイミングＴｍ１を設定し、通電時間Ｔ２２に第２電流検出タイミングＴｍ２を設定する。同様に、図１０において、通電時間Ｔ２１に第１電流検出タイミングＴｍ１を設定し、通電時間Ｔ２２に第２電流検出タイミングＴｍ２を設定する。これによれば、デューティ比Ｕｄｕとデューティ比Ｖｄｕとの間の大小関係が変化した場合でも、電流検出は可能である。
　しかしながら、通電パターンが図９の状態から図１０の状態に変化した場合、複数のＰＷＭ信号のそれぞれが変化するタイミングの、時系列的な並び順が急変する。すなわち、図９の通電パターンでは、各相のＰＷＭ信号のレベルは、Ｕ、Ｖ、Ｗの順で変化するのに対し、図１０の通電パターンでは、デューティ比Ｕｄｕ，Ｖｄｕの大小関係が逆転しているため、各相のＰＷＭ信号のレベルは、Ｖ、Ｕ、Ｗの順で変化する。その結果、図１１に示すように、各相のＰＷＭ信号のレベルの切り替わり順が急変するタイミングにおいて、モータの電流に歪みが生じる。この電流の歪みは、上述のように、騒音の原因となる。
　本発明は、上記に鑑みてなされたものであり、騒音を抑制可能なモータ制御装置を提供することを目的とする。
　本発明の代表的な実施の形態に係るモータ制御装置は、複数相のコイルを有するモータの各相にそれぞれ対応するＰＷＭ信号を生成する制御部と、前記ＰＷＭ信号に基づいて、各相の前記コイルを駆動するインバータ回路と、前記インバータ回路の直流ラインに直列に接続された電流検出器と、を備え、前記制御部は、前記電流検出器の電流を検出する電流検出部と、前記電流検出部の検出結果に基づいて、各相の前記ＰＷＭ信号のデューティ比を設定するデューティ比設定部と、前記デューティ比設定部によって設定された前記デューティ比に基づいて、各相の前記ＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部と、を有し、各相の前記ＰＷＭ信号の１周期は、第１期間と残りの第２期間とを含み、各相の前記ＰＷＭ信号は、前記第１期間において、設定された前記デューティ比に応じたタイミングで信号レベルが変化し、前記第２期間において、互いに異なる所定のタイミングで信号レベルが変化し、前記電流検出部は、前記第２期間において、前記電流検出部の電流を検出することを特徴とする。
　本発明に係るモータ制御装置によれば、騒音を抑制することが可能となる。
実施の形態１に係るモータシステムの構成例を示す図である。 実施の形態１に係るモータ制御装置による相電流の検出方法の概要を説明するための図である。 実施の形態１に係るモータ制御装置におけるキャリア発生部及びＰＷＭ信号生成部の構成例を示す図である。 実施の形態１に係るモータ制御装置によるキャリアＣ１，Ｃ２の生成原理を説明するための図である。 実施の形態１に係るモータ制御装置によるＰＷＭ信号の生成原理を説明するための図である。 実施の形態１に係るモータ制御装置によるモータ駆動制御処理の流れを示すフローチャートである。 実施の形態２に係るモータ制御装置によって生成されるＰＷＭ信号と相電流の検出タイミングを説明するための図である。 実施の形態２に係るモータ制御装置によって生成されるＰＷＭ信号と相電流の検出タイミングを説明するための図である。 ３相のブラシレスモータの相電流を検出するために各相のＰＷＭ信号の位相を調整するパルス位相調整方法を説明するための図である。 ３相のブラシレスモータの相電流を検出するために各相のＰＷＭ信号の位相を調整するパルス位相調整方法を説明するための図である。 パルス位相調整方法に基づいて生成したＰＷＭ信号によってモータを駆動したときのモータの電流波形を示す図である。
１．実施の形態の概要
　先ず、本願において開示される発明の代表的な実施の形態について概要を説明する。なお、以下の説明では、一例として、発明の構成要素に対応する図面上の参照符号を、括弧を付して記載している。
　〔１〕本発明の代表的な実施の形態に係るモータ制御装置（１００，１００Ａ）は、複数相のコイル（Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗ）を有するモータ（４）の各相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）にそれぞれ対応するＰＷＭ信号（Ｕ，Ｖ，Ｗ，ＵＨ，ＵＬ，ＶＨ，ＶＬ，ＷＨ，ＷＬ）を生成する制御部（２０，２０Ａ）と、前記ＰＷＭ信号に基づいて、各相の前記コイルを駆動するインバータ回路（２３）と、前記インバータ回路の直流ラインに直列に接続された電流検出器（２４）とを備え、前記制御部は、前記電流検出器の電流を検出する電流検出部（２７）と、前記電流検出部の検出結果に基づいて、各相の前記ＰＷＭ信号のデューティ比を設定するデューティ比設定部（３９）と、前記デューティ比設定部によって設定された前記デューティ比に基づいて、各相の前記ＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部（３２）と、を有し、各相の前記ＰＷＭ信号の１周期は、第１期間（Ａ）と残りの第２期間（Ｂ）とを含み、各相の前記ＰＷＭ信号は、前記第１期間において、設定された前記デューティ比に応じたタイミング（ｔ１，ｔ２，ｔ３）で信号レベルが変化し、前記第２期間において、互いに異なる固定されたタイミング（ｔ５，ｔ６，ｔ７）で信号レベルが変化し、前記電流検出部は、前記第２期間において、前記電流検出器の電流（Ｓｄ）を検出することを特徴とする。
　〔２〕上記〔１〕に記載のモータ制御装置において、前記複数相のコイルは、第１相のコイル（Ｌｕ）、第２相のコイル（Ｌｖ）、および第３相のコイル（Ｌｗ）を含み、前記ＰＷＭ信号は、前記第１相に対応する第１ＰＷＭ信号（ＵＨ，ＵＬ）と、前記第２相に対応する第２ＰＷＭ信号（ＶＨ，ＶＬ）と、前記第３相に対応する第３ＰＷＭ信号（ＷＨ，ＷＬ）とを含み、前記ＰＷＭ信号生成部は、前記第２期間において、前記第１ＰＷＭ信号、前記第２ＰＷＭ信号、前記第３ＰＷＭ信号の順に信号レベルが切り替わるように、前記第１ＰＷＭ信号、前記第２ＰＷＭ信号、および前記第３ＰＷＭ信号を生成し、前記電流検出部は、前記第２期間において、前記第１ＰＷＭ信号が変化してから前記第２ＰＷＭ信号の信号レベルが変化する前の第１タイミング（ｔｕ）において前記電流検出器の電流を検出するとともに、前記第２期間において、前記第２ＰＷＭ信号が変化してから前記第３ＰＷＭ信号の信号レベルが変化する前の第２タイミング（ｔｕｖ）において前記電流検出器の電流を検出してもよい。
　〔３〕上記〔１〕または〔２〕に記載のモータ制御装置において、前記制御部は、前記第１期間に対応する周期を有するのこぎり波状の第１キャリア（Ｃ１）と、前記第２期間に対応する周期を有するのこぎり波状の第２キャリア（Ｃ２）とを生成するキャリア発生部（３７）を更に有し、前記ＰＷＭ信号生成部は、前記デューティ比に基づいて設定された第１閾値（Ｕｄｕ１，Ｖｄｕ１，Ｗｄｕ１）と前記第１キャリアのレベルとの比較結果に基づいて、前記第１期間における各相の前記ＰＷＭ信号の信号レベルが切り替わるタイミングを決定し、固定値である第２閾値（Ｕｄｕ２，Ｖｄｕ２，Ｗｄｕ２）と前記第２キャリアのレベルとの比較結果に基づいて、前記第２期間における各相の前記ＰＷＭ信号の信号レベルが切り替わるタイミングを決定してもよい。
　〔４〕上記〔１〕または〔２〕に記載のモータ制御装置（１００Ａ）において、前記制御部は、前記第１期間に対応する周期でレベルが増加し、前記第２期間に対応する周期でレベルが減少する三角波状のキャリア（Ｃ）を生成するキャリア発生部（３７Ａ）を更に有し、前記ＰＷＭ信号生成部は、前記デューティ比に基づいて設定された第１閾値（Ｕｄｕ１，Ｖｄｕ１，Ｗｄｕ１）と前記キャリアのレベルとの比較結果に基づいて、前記第１期間において各相の前記ＰＷＭ信号の信号レベルが変化するタイミングを決定し、固定値である第２閾値（Ｕｄｕ２，Ｖｄｕ２，Ｗｄｕ２）と前記キャリアのレベルとの比較結果に基づいて、前記第２期間において各相の前記ＰＷＭ信号の信号レベルが変化するタイミングを決定してもよい。
　〔５〕本発明の代表的な実施の形態に係るモータシステム（１）は、上記〔１〕乃至〔４〕の何れか一つに記載のモータ制御装置（１００，１００Ａ）と、前記モータ（４）とを備えることを特徴とする。
２．実施の形態の具体例
　以下、本発明の実施の形態の具体例について図を参照して説明する。なお、以下の説明において、各実施の形態において共通する構成要素には同一の参照符号を付し、繰り返しの説明を省略する。
　≪実施の形態１≫
　図１は、実施の形態１に係るモータシステムの構成例を示す図である。
　図１に示されるモータシステム１は、モータ４の回転動作を制御する。モータシステム１が搭載される機器は、例えば、コピー機、パーソナルコンピュータ、冷蔵庫等であるが、当該機器は、これらに限られない。モータシステム１は、モータ４と、モータ制御装置１００とを少なくとも備える。
　モータ４は、複数のコイルを有する。モータ４は、例えば、Ｕ相コイルＬｕと、Ｖ相コイルＬｖと、Ｗ相コイルＬｗとを含む３相コイルを有する。モータ４の具体例として、３相のブラシレスモータなどが挙げられる。Ｕ相コイルＬｕと、Ｖ相コイルＬｖと、Ｗ相コイルＬｗとは、例えば、スター結線により互いに接続されている。
　モータ制御装置１００は、３相ブリッジ接続された複数のスイッチング素子を３相のＰＷＭ信号を含む通電パターンに従いオン／オフ（ＯＮ／ＯＦＦ）制御することで、直流を３相交流に変換してモータを駆動する。
　具体的に、モータ制御装置１００は、インバータ回路２３、制御部２０、および電流検出器２４を備える。
　インバータ回路２３は、直流電源２１から供給される直流電力を複数のスイッチング素子のスイッチングによって３相交流に変換し、３相交流の駆動電流をモータ４に流すことによって、モータ４のロータを回転させる回路である。インバータ回路２３は、後述する通電パターン生成部３５によって生成される複数の通電パターン（より具体的には、通電パターン生成部３５内のＰＷＭ信号生成部３２によって生成される３相のＰＷＭ信号）に基づいて、モータ４を駆動する。
　インバータ回路２３は、３相ブリッジ接続された複数のスイッチング素子２５Ｕ＋，２５Ｖ＋，２５Ｗ＋，２５Ｕ－，２５Ｖ－，２５Ｗ－を有する。スイッチング素子２５Ｕ＋，２５Ｖ＋，２５Ｗ＋は、それぞれ、直流電源２１の正極側に正側母線２２ａを介して接続されるハイサイドスイッチング素子（上アーム）である。スイッチング素子２５Ｕ－，２５Ｖ－，２５Ｗ－は、それぞれ、直流電源２１の負極側（具体的には、グランド側）に接続されるローサイドスイッチング素子（下アーム）である。複数のスイッチング素子２５Ｕ＋，２５Ｖ＋，２５Ｗ＋，２５Ｕ－，２５Ｖ－，２５Ｗ－は、それぞれ、上述の通電パターンに含まれるＰＷＭ信号に基づいて駆動回路３３から供給される複数の駆動信号のうち、対応する駆動信号に従って、オン又はオフとなる。以下では、複数のスイッチング素子２５Ｕ＋，２５Ｖ＋，２５Ｗ＋，２５Ｕ－，２５Ｖ－，２５Ｗ－を、特に区別しない場合には、単にスイッチング素子と称する場合がある。
　スイッチング素子２５Ｕ＋とスイッチング素子２５Ｕ－との接続点は、モータ４のＵ相コイルの一端に接続される。スイッチング素子２５Ｖ＋とスイッチング素子２５Ｖ－との接続点は、モータ４のＶ相コイルの一端に接続される。スイッチング素子２５Ｗ＋とスイッチング素子２５Ｗ－との接続点は、モータ４のＷ相コイルの一端に接続される。Ｕ相コイルとＶ相コイルとＷ相コイルとのそれぞれの他端は、互いに接続されている。
　スイッチング素子の具体例として、Ｎチャネル型のＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ　Ｏｘｉｄｅ　Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ　Ｆｉｅｌｄ　Ｅｆｆｅｃｔ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）やＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ　Ｇａｔｅ　Ｂｉｐｏｌａｒ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）などが挙げられる。しかしながら、スイッチング素子は、これらに限られない。
　電流検出器２４は、インバータ回路２３の直流側に流れる電流の電流値に対応する検出信号Ｓｄを出力する。図１に示される電流検出器２４は、負側母線２２ｂに流れる電流の電流値に対応する検出信号Ｓｄを発生させる。電流検出器２４は、例えば、負側母線２２ｂに配置される電流検出素子であり、より具体的には、負側母線２２ｂに挿入される抵抗（シャント抵抗）である。シャント抵抗等の電流検出素子は、自身に流れる電流の電流値に対応する電圧信号を検出信号Ｓｄとして発生する。なお、電流検出器２４は、負側母線２２ｂに流れる電流の電流値に対応する検出信号を出力するものであればよく、ＣＴ（Ｃｕｒｒｅｎｔ　Ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ）等のセンサでもよい。
　制御部２０は、モータ４の各相に対応する複数のＰＷＭ信号を生成する。
　制御部２０は、例えば、ＣＰＵ等のプロセッサと、ＲＡＭ，ＲＯＭ等の各種記憶装置と、カウンタ（タイマ）、Ａ／Ｄ変換回路、Ｄ／Ａ変換回路、および入出力Ｉ／Ｆ回路等の周辺回路とがバスを介して互いに接続された構成を有するプログラム処理装置（例えば、マイクロコントローラ）である。本実施の形態において、制御部２０は、ＩＣ（集積回路）としてパッケージ化されているが、これに限られない。
　制御部２０は、例えば、上位装置（図示せず）から入力されたモータ４の回転速度指令ωｒｅｆと、電流検出器２４の検出信号Ｓｄに基づくモータ４の各相の相電流とに基づいて、モータ４が適切に動作するように、ＰＷＭ信号を生成する。
　上述したように、ＰＷＭ信号の１周期（以下、「ＰＷＭ周期」とも称する。）の期間に各相の相電流を計測するために、通電パターンに応じて各相のＰＷＭ信号のレベルが切り替わる順番が変化するようなパルス位相調整法を採用した場合、各相のＰＷＭ信号の信号レベルが切り替わる順番が変化するタイミングにおいて、モータ４の電流に歪みが生じ、騒音の原因となる（図９乃至図１１参照）。
　そこで、本実施の形態に係るモータ制御装置１００では、モータ４の電流の歪みを防止するために、ＰＷＭ周期を、デューティ比を調整するための第１期間Ａと各相の相電流を検出するための第２期間Ｂとに分ける。制御部２０は、各相のＰＷＭ信号の信号レベルが、第１期間Ａにおいてデューティ比に応じたタイミングで切り替わり、第２期間において互いに異なる所定のタイミングでそれぞれ切り替わるように、各相のＰＷＭ信号を生成する。そして、制御部２０は、ＰＷＭ周期における第２期間Ｂ内の所定のタイミングにおいて、相電流を計測する。
　図２は、実施の形態１に係るモータ制御装置１００による相電流の検出方法の概要を説明するための図である。
　同図に示すように、本実施の形態に係るモータ制御装置１００では、ＰＷＭ信号Ｕ，Ｖ，ＷのキャリアＣとして、２種類のキャリアＣ１，Ｃ２を用いる。
　キャリアＣ１は、ＰＷＭ周期における第１期間Ａに対応する周期でレベルが増加する、のこぎり波状のキャリアである。キャリアＣ２は、ＰＷＭ周期における第２期間Ｂに対応する周期でレベルが増加する、のこぎり波状のキャリアである。
　図２に示すように、キャリアＣ１とキャリアＣ２とは、交互に生成され、連続する一組のキャリアＣ１，Ｃ２によってＰＷＭ信号Ｕ，Ｖ，Ｗの１周期（ＰＷＭ周期）が定められる。
　各相に対応するＰＷＭ信号Ｕ，Ｖ，Ｗは、後述するデューティ比Ｕｄｕ，Ｖｄｕ，Ｗｄｕに基づいて算出される閾値とキャリアＣ１，Ｃ２とが一致するタイミングで、ハイレベルとローレベルとが反転するように、生成される。
　ＰＷＭ信号Ｕは、Ｕ相の上下アームを構成する２つのスイッチング素子を駆動するためのＰＷＭ信号である。ＰＷＭ信号Ｕがローレベルのとき、Ｕ相の下アームのスイッチング素子がオン（Ｕ相の上アームのスイッチング素子がオフ）となり、ＰＷＭ信号Ｕがハイレベルのとき、Ｕ相の下アームのスイッチング素子がオフ（Ｕ相の上アームのスイッチング素子がオン）となる。ＰＷＭ信号Ｕのレベルの変化に対して、Ｕ相の上下アームを構成する２つのスイッチング素子は相補的にオンオフ動作する。
　ＰＷＭ信号Ｖは、Ｖ相の上下アームを構成する２つのスイッチング素子を駆動するためのＰＷＭ信号である。ＰＷＭ信号Ｖがローレベルのとき、Ｖ相の下アームのスイッチング素子がオン（Ｖ相の上アームのスイッチング素子がオフ）となり、ＰＷＭ信号Ｖがハイレベルのとき、Ｖ相の下アームのスイッチング素子がオフ（Ｖ相の上アームのスイッチング素子がオン）となる。ＰＷＭ信号Ｖのレベルの変化に対して、Ｖ相の上下アームを構成する２つのスイッチング素子は相補的にオンオフ動作する。
　ＰＷＭ信号Ｗは、Ｗ相の上下アームを構成する２つのスイッチング素子を駆動するためのＰＷＭ信号である。ＰＷＭ信号Ｗがローレベルのとき、Ｗ相の下アームのスイッチング素子がオン（Ｗ相の上アームのスイッチング素子がオフ）となり、ＰＷＭ信号Ｗがハイレベルのとき、Ｗ相の下アームのスイッチング素子がオフ（Ｗ相の上アームのスイッチング素子がオン）となる。ＰＷＭ信号Ｗのレベルの変化に対して、Ｗ相の上下アームを構成する２つのスイッチング素子は相補的にオンオフ動作する。
　なお、複数のＰＷＭ信号Ｕ，Ｖ，Ｗがローレベルからハイレベルに転じるタイミングは、各相のデューティ比Ｕｄｕ，Ｖｄｕ，Ｗｄｕに基づく閾値とキャリアＣとが一致するタイミングよりも若干遅れたタイミングとなる。上下アームの短絡防止のためのデッドタイムが必要だからである。図２では、説明の便宜上デッドタイムの表記が省略される。以下では、複数のＰＷＭ信号Ｕ～Ｗのそれぞれを区別しない場合、「ＰＷＭ信号」と称する場合がある。
　実施の形態１に係るＰＷＭ信号Ｕ，Ｖ，Ｗは、キャリアＣ１によって定められる時刻ｔ０から時刻ｔ４までの第１期間Ａにおいて、デューティ比に応じたタイミングでそれぞれの信号レベルが切り替わり、キャリアＣ２によって定められる時刻ｔ４から時刻ｔ８までの第２期間Ｂにおいて互いに異なる固定されたタイミングでそれぞれの信号レベルが切り替わる。
　例えば、Ｕ相のＰＷＭ信号Ｕは、第１期間Ａにおけるタイミング（時刻）ｔ１において信号レベルがローレベルからハイレベルに切り替わり、第２期間Ｂにおけるタイミングｔ５において信号レベルがハイレベルからローレベルに切り替わる。Ｖ相のＰＷＭ信号Ｖは、第１期間Ａにおけるタイミング（時刻）ｔ２において信号レベルがローレベルからハイレベルに切り替わり、第２期間Ｂにおけるタイミングｔ６において信号レベルがハイレベルからローレベルに切り替わる。Ｗ相のＰＷＭ信号Ｖは、第１期間Ａにおけるタイミング（時刻）ｔ３において信号レベルがローレベルからハイレベルに切り替わり、第２期間Ｂにおけるタイミングｔ７において信号レベルがハイレベルからローレベルに切り替わる。
　第１期間Ａにおいて、ＰＷＭ信号Ｕ、Ｖ、およびＷの信号レベルが切り替わるタイミングは、後述するデューティ比算出部３１によって設定されるデューティ比Ｕｄｕ，Ｖｄｕ，Ｗｄｕに応じて変化する。
　一方、第２期間Ｂにおいて、ＰＷＭ信号Ｕ、Ｖ、およびＷの信号レベルが変化する（切り替わる）タイミングは、デューティ比の設定値によらず固定されている。換言すれば、第２期間Ｂにおいて、ＰＷＭ信号Ｕ、Ｖ、およびＷの信号レベルが切り替わる順番は、固定されている。例えば、図２に示すように、第２期間Ｂにおいて、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の順に、ＰＷＭ信号Ｕ、Ｖ、およびＷの信号レベルが切り替わり、この順番は、モータの駆動制御中は、変更されない。なお、各ＰＷＭ信号Ｕ，Ｖ，Ｗの信号レベルが切り替わる順番は、上記の例に限定されない。
　図２に示すように、第２期間Ｂにおいて、モータ制御装置１００は、Ｕ相のＰＷＭ信号Ｕが切り替わるタイミングｔ５とＶ相のＰＷＭ信号Ｖが切り替わるタイミングｔ６との間の期間Ｔｕにおいて、電流検出器（シャント抵抗）２４に流れる電流を計測する。また、モータ制御装置１００は、Ｖ相のＰＷＭ信号Ｖが切り替わるタイミングｔ６とＷ相のＰＷＭ信号Ｗが切り替わるタイミングｔ７との間の期間Ｔｕｖにおいて、電流検出器（シャント抵抗）２４に流れる電流を計測する。
　期間Ｔｕにおいて計測された電流は、Ｕ相の相電流Ｉｕを表している。また、期間Ｔｕｖにおいて計測された電流は、Ｕ相の相電流ＩｕとＶ相の相電流Ｉｖとの和を表している。
　ここで、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗは、“Ｉｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ＝０”の関係がある。すなわち、“Ｉｗ＝－（Ｉｕ＋Ｉｖ）”の関係がある。
　したがって、上記の関係式と、上記期間Ｔｕｖで計測されたＵ相とＶ相の相電流の和（Ｉｕ＋Ｉｖ）の計測値から、Ｗ相の相電流Ｉｗを算出することができる。また、上記期間Ｔｕで検出したＵ相の相電流Ｉｕの計測値と、上記期間Ｔｕｖで検出したＷ相の相電流Ｉｗの計測値から、Ｖ相の相電流Ｉｖを算出することができる。
　このように、モータ制御装置１００は、ＰＷＭ周期の第２期間内の期間Ｔｕと期間Ｔｕｖにおいて電流検出器２４の電流を検出することにより、Ｕ相、Ｖ相、およびＷ相の各相電流を計測する。
　次に、モータ制御装置１００における、各相のＰＷＭ信号の生成するための具体的な構成と、相電流を検出するための具体的な構成について、詳細に説明する。
　図１に示すように、制御部２０は、各相のＰＷＭ信号を生成するための機能ブロックとして、電流検出部２７、電流検出タイミング調整部３４、駆動回路３３、通電パターン生成部３５、クロック発生部３６、およびキャリア発生部３７を有している。
　電流検出部２７は、通電パターン生成部３５によって生成される複数の通電パターン（より具体的には、３相のＰＷＭ信号）に基づいて、検出信号Ｓｄを取得することによって、モータ４に流れるＵ，Ｖ，Ｗ各相の相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを検出する。より詳細には、電流検出部２７は、複数の通電パターン（より具体的には、３相のＰＷＭ信号）に同期する取得タイミングで検出信号Ｓｄを取得することによって、モータ４に流れるＵ，Ｖ，Ｗ各相の相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを検出する。検出信号Ｓｄの取得タイミングは、電流検出タイミング調整部３４により設定される。
　例えば、電流検出部２７は、電流検出器２４で発生するアナログ電圧の検出信号Ｓｄを、電流検出タイミング調整部３４により設定される取得タイミングでＡ／Ｄ（Ａｎａｌｏｇ　ｔｏ　Ｄｉｇｉｔａｌ）変換器に取り込む。当該Ａ／Ｄ変換器は、電流検出部２７に設けられている。そして、電流検出部２７は、取り込んだアナログの検出信号Ｓｄをデジタルの検出信号ＳｄにＡＤ変換し、ＡＤ変換後のデジタルの検出信号Ｓｄをデジタル処理することによって、モータ４のＵ，Ｖ，Ｗ各相の相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを計測する。
　電流検出部２７により計測された各相の相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの計測値は、通電パターン生成部３５に供給される。クロック発生部３６は、内蔵する発振回路により所定周波数のクロックを生成し、生成したクロックをキャリア発生部３７へ出力する。なお、クロック発生部３６は、例えば、モータ制御装置１００の電源が投入されると同時に、動作を開始する。
　通電パターン生成部３５は、電流検出部２７により計測されるモータ４の相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの計測値に基づいて、モータ４のロータ位置を決定し、その決定したロータ位置にモータ４のロータが追従するように、インバータ回路２３を通電させるパターン（インバータ回路２３の通電パターン）を指定する信号を生成する。
　ここで、インバータ回路２３の通電パターンは、モータ４を通電させるパターン（モータ４の通電パターン）と言い換えてもよい。インバータ回路２３の通電パターンを指定する信号は、例えば、モータ４が回転するようにインバータ回路２３を通電させる３相のＰＷＭ信号を含む。
　本実施の形態において、通電パターン生成部３５は、インバータ回路２３の通電パターンを、ベクトル制御により生成する。なお、インバータの通電パターンを生成する方法は、ベクトル制御に限らず、ｖｆ制御等を用いて各相の相電圧を求める方法であってもよい。
　具体的に、通電パターン生成部３５は、デューティ比設定部３９およびＰＷＭ信号生成部３２を有する。
　デューティ比設定部３９は、インバータ回路２３の通電パターンを指定する信号としてのＰＷＭ信号を生成するための機能部である。デューティ比設定部３９は、電流検出部２７による電流の検出結果に基づいて、３相のＰＷＭ信号のデューティ比を設定する。デューティ比設定部３９は、例えば、ベクトル制御部３０およびデューティ比算出部３１を含む。
　ベクトル制御部３０は、外部からモータ４の回転速度指令ωｒｅｆが与えられると、モータ４の回転速度の計測値又は推定値と、回転速度指令ωｒｅｆとの差分に基づいて、トルク電流指令Ｉｑｒｅｆと励磁電流指令Ｉｄｒｅｆを生成する。ベクトル制御部３０は、電流検出部２７による相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの計測値に基づいて、ロータ位置θを用いたベクトル制御演算により、トルク電流Ｉｑ及び励磁電流Ｉｄを算出する。
　ベクトル制御部３０は、トルク電流指令Ｉｑｒｅｆとトルク電流Ｉｑとの差分に対して例えばＰＩ制御演算を行い、電圧指令Ｖｑを生成する。ベクトル制御部３０は、励磁電流指令Ｉｄｒｅｆと励磁電流Ｉｄとの差分に対して例えばＰＩ制御演算を行い、電圧指令Ｖｄを生成する。
　ベクトル制御部３０は、電圧指令Ｖｑ，Ｖｄを上記のロータ位置θを用いてＵ，Ｖ，Ｗ各相の相電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に変換する。各相の相電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊は、デューティ比設定部３９に供給される。
　デューティ比算出部３１は、入力される各相の相電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に基づいて、３相のＰＷＭ信号を生成するためのデューティ比（各相のデューティ比の設定値）Ｕｄｕ，Ｖｄｕ，Ｗｄｕを算出する。
　ここで、各相のデューティ比Ｕｄｕ，Ｖｄｕ，Ｗｄｕの算出方法の具体例を説明する。
　各相のデューティ比Ｕｄｕ，Ｖｄｕ，Ｗｄｕは、下記（１）～（３）式に示すように、変調率ｍｏｄＵ、ｍｏｄＶ及びｍｏｄＷに基づき算出される。
　下記（１）～（３）式に基づいて得られる各相のデューティ比Ｕｄｕ，Ｖｄｕ，Ｗｄｕは、例えば１２０度ずつ位相が異なる正弦波状の波形となる。なお、各相のデューティ比Ｕｄｕ，Ｖｄｕ，Ｗｕｄの波形の例については後述する。
　Ｕｄｕ＝ｍｏｄＵ×（キャリア上限値）・・・（１）
　Ｖｄｕ＝ｍｏｄＶ×（キャリア上限値）・・・（２）
　Ｗｄｕ＝ｍｏｄＷ×（キャリア上限値）・・・（３）
　ＰＷＭ信号生成部３２は、デューティ比設定部３９により設定される各相のデューティ比Ｕｄｕ，Ｖｄｕ，Ｗｄｕと、キャリアＣ１，Ｃ２とに基づいて、通電パターン信号としての３相のＰＷＭ信号Ｕ，Ｖ，Ｗを生成する。
　上述したように、キャリアＣ１，Ｃ２は、レベルが周期的に増減する搬送波信号である。ＰＷＭ信号生成部３２は、各相のデューティ比Ｕｄｕ，Ｖｄｕ，Ｗｄｕに基づく閾値とキャリアＣ１，Ｃ２との比較結果に基づいて、３相のＰＷＭ信号Ｕ，Ｖ，Ｗを生成する。
　具体的に、ＰＷＭ信号Ｕは、Ｕ相上アームのスイッチング素子を駆動するためのＰＷＭ信号ＵＨとＵ相下アームのスイッチング素子を駆動するためのＰＷＭ信号ＵＬとを含む。ＰＷＭ信号Ｖは、Ｖ相上アームのスイッチング素子を駆動するためのＰＷＭ信号ＶＨとＶ相下アームのスイッチング素子を駆動するためのＰＷＭ信号ＶＬとを含む。ＰＷＭ信号Ｗは、Ｗ相上アームのスイッチング素子を駆動するためのＰＷＭ信号ＷＨとＷ相下アームのスイッチング素子を駆動するためのＰＷＭ信号ＷＬとを含む。
　ＰＷＭ信号生成部３２は、生成したＰＷＭ信号Ｕ，Ｖ，Ｗを駆動回路３３にそれぞれ出力する。
　駆動回路３３は、与えられたＰＷＭ信号を含む通電パターンに従い、インバータ回路２３に含まれる６つのスイッチング素子２５Ｕ＋，２５Ｖ＋，２５Ｗ＋，２５Ｕ－，２５Ｖ－，２５Ｗ－をスイッチングさせる駆動信号を出力する。これにより、３相交流の駆動電流がモータ４に供給され、モータ４のロータが回転する。
　なお、駆動回路３３から出力される各駆動信号は、上述したＰＷＭ信号ＵＨ，ＵＬ、ＰＷＭ信号ＶＨ，ＶＬ、およびＰＷＭ信号ＷＨ，ＷＬに対応する論理レベルを有する信号であるため、図１では、駆動回路３３から出力される各駆動信号にＰＷＭ信号と同一の参照符号を付している。
　電流検出タイミング調整部３４は、ＰＷＭ信号生成部３２により生成される後述の割り込み信号Ｓｉに基づいて、電流検出部２７がＰＷＭ信号の１周期内で３つの相の内、２つの相の相電流を検出するための取得タイミングを決定する。
　なお、電流検出部２７、通電パターン生成部３５及び電流検出タイミング調整部３４は、不図示の記憶装置に読み出し可能に記憶されるプログラムに従ってプロセッサ（例えば、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ　Ｕｎｉｔ））が各種の演算を行うことによって実現される。例えば、これらの各機能は、ＣＰＵを含むマイクロコンピュータにおけるハードウェアとソフトウェアとの協働により実現される。
　次に、キャリア発生部３７及びＰＷＭ信号生成部３２の詳細を説明する。
　図３は、実施の形態１に係るモータ制御装置１００におけるキャリア発生部３７及びＰＷＭ信号生成部３２の構成例を示す図である。
　キャリア発生部３７は、図１に示すクロック発生部３６によって生成されたクロックＣＬＫに基づいて、ＰＷＭ周期における第１期間Ａに対応する周期を有するのこぎり波状のキャリアＣ１と、ＰＷＭ周期における第２期間Ｂに対応する周期を有するのこぎり波状のキャリアＣ２とを生成する。
　具体的に、キャリア発生部３７は、カウント部１２、上限値切替部１３、比較器１４、切替制御部１５、および上限値記憶部１６を備える。
　カウント部１２は、例えば、マイクロコントローラに内蔵されているカウンタ（アップカウンタ）によって実現される。カウント部１２には、クロックＣＬＫと、計数開始信号及び計数初期値信号とが入力される。
　カウント部１２は、計数開始信号が与えられると、クロックＣＬＫの計数を開始し、計数値の累加算（クロックＣＬＫが入力されるたびに１を加算）により、のこぎり波キャリアであるキャリアＣ１，Ｃ２を出力する。
　また、カウント部１２には、計数の初期値が設定されており、この初期値は、前述した計数初期値信号により設定される。
　比較器１４は、カウント部１２の計数値と、上限値Ｔｘとを比較し、比較結果を示す２値の検出信号Ｃｐを出力する。例えば、比較器１４は、カウント部１２の計数値（Ｃ１またはＣ２）が上限値Ｔｘより低い場合に、ローレベルの検出信号Ｃｐを出力し、カウント部１２の計数値（Ｃ１またはＣ２）が上限値Ｔｘより高い場合に、ハイレベルの検出信号Ｃｐを出力する。
　切替制御部１５は、比較器１４からの出力された検出信号Ｃｐに応じて、２値の制御信号Ｓｃを出力する。切替制御部１５は、例えば、フリップフロップである。切替制御部１５は、比較器１４からの検出信号Ｃｐの立ち上がりエッジに応じて、制御信号Ｓｃの論理レベルを切り替える。
　カウント部１２は、比較器１４からの出力された検出信号Ｃｐに応じて、クロックの計数値をリセットして、計数初期値信号によって指定された初期値からクロックの計数値を累加算する。例えば、カウント部１２は、検出信号Ｃｐの立ち上がりエッジに応じて、クロックの計数値をリセットして、初期値からクロックの計数値を累加算する。
　上限値記憶部１６は、キャリアＣ１，Ｃ２の周期、すなわち、上述したＰＷＭ信号の１周期における第１期間Ａと第２期間Ｂの長さを指定するための情報を記憶する。具体的に、上限値記憶部１６は、第１上限値Ｔ１と第２上限値Ｔ２を記憶する。
　第１上限値Ｔ１は、キャリアＣ１の周期、すなわち、ＰＷＭ周期における第１期間Ａの長さを指定する値である。第２上限値Ｔ２は、キャリアＣ２の周期、すなわち、ＰＷＭ周期における第２期間Ｂの長さを指定する値である。
　ここで、ＰＷＭ周期をＴとしたとき、Ｔ＝Ｔ１＋Ｔ２であり、Ｔ１＞Ｔ２である。なお、ＰＷＭ周期が極端に短い場合や、電流検出区間を極端に長くする場合等、これに限らず、Ｔ１＜Ｔ２となってもよい。
　上限値切替部１３は、比較器１４に入力すべき上限値Ｔｘを切り替える。具体的に、上限値切替部１３は、切替制御部１５から出力された制御信号Ｓｃに応じて、上限値記憶部１６に記憶されている第１上限値Ｔ１および第２上限値Ｔ２を交互に切り替えて上限値Ｔｘとして出力する。例えば、制御信号Ｓｃがローレベルである場合には、上限値切替部１３は、第１上限値Ｔ１を上限値Ｔｘとして比較器１４に与える。一方、制御信号Ｓｃがハイレベルである場合には、上限値切替部１３は、第２上限値Ｔ２を上限値Ｔｘとして比較器１４に与える。
　図４は、実施の形態１に係るモータ制御装置によるキャリアＣ１，Ｃ２の生成原理を説明するための図である。
　時刻ｔ０において、計数開始信号がカウント部１２に与えられると、カウント部１２がクロックＣＬＫの計数を開始し、計数値の累加算を行う。このとき、切替制御部１５は、例えばローレベルの制御信号Ｓｃを出力する。上限値切替部１３は、ローレベルの制御信号Ｓｃに応じて、第１上限値Ｔ１を上限値Ｔｘとして比較器１４に与える。
　その後、計数値が増加し、時刻ｔ１において計数値が上限値Ｔｘ（＝Ｔ１）と一致したとき、比較器１４は、計数値が上限値Ｔｘに達したことを検出して、ハイレベルの検出信号Ｃｐを出力する。
　カウント部１２は、ハイレベルの検出信号Ｃｐに応じて、計数値をリセットし、再び、ゼロからクロックＣＬＫの計数値の累加算を開始する。これにより、キャリアＣ１の生成が終了し、比較器１４の検出信号Ｃｐがローレベルに切り替わる。
　また、切替制御部１５は、時刻ｔ１における検出信号Ｃｐの立ち上がりエッジに応じて、制御信号Ｓｃの論理レベルを反転させる。すなわち、制御信号Ｓｃの論理レベルをローレベルからハイレベルに切り替える。上限値切替部１３は、ハイレベルの制御信号Ｓｃに応じて、第２上限値Ｔ２を上限値Ｔｘとして比較器１４に与える。
　その後、計数値が増加し、時刻ｔ２において計数値が第２上限値Ｔ２と一致したとき、比較器１４は、計数値が上限値Ｔｘ（＝Ｔ２）に達したことを検出してハイレベルの検出信号Ｃｐを出力する。
　カウント部１２は、ハイレベルの検出信号Ｃｐに応じて、計数値をリセットし、再び、ゼロからクロックＣＬＫの計数値の累加算を開始する。これにより、キャリアＣ２の生成が終了し、比較器１４の検出信号Ｃｐがローレベルに切り替わる。
　また、切替制御部１５は、時刻ｔ２における検出信号Ｃｐの立ち上がりエッジに応じて、制御信号Ｓｃの論理レベルを反転させる。すなわち、制御信号Ｓｃの論理レベルをハイレベルからローレベルに切り替える。上限値切替部１３は、ローレベルの制御信号Ｓｃに応じて、再び、第１上限値Ｔ１を上限値Ｔｘとして比較器１４に与える。その後は、時刻ｔ０から時刻ｔ２までの処理と同様に処理が繰り返し行われる。
　これによれば、ＰＷＭ周期内に、２つののこぎり波のキャリアＣ１，Ｃ２を生成することができる。
　次に、ＰＷＭ信号生成部３２について、説明する。
　図３に示すように、ＰＷＭ信号生成部３２は、固定閾値記憶部４０、可変閾値算出部４１、閾値切替部４２Ｕ，４２Ｖ，４２Ｗ、比較器４３Ｕ，４３Ｖ，４３Ｗ、ＰＷＭ回路４４、および割り込みコントローラ４５を有する。
　固定閾値記憶部４０は、ＰＷＭ周期の第２期間Ｂにおける各相のＰＷＭ信号の信号レベルが切り替わるタイミングを指定する情報を記憶する。具体的に、固定閾値記憶部４０は、固定閾値Ｕｄｕ２、Ｖｄｕ２、およびＷｄｕ２を記憶する。
　固定閾値Ｕｄｕ２は、ＰＷＭ周期の第２期間ＢにおけるＵ相のＰＷＭ信号の信号レベルの切り替りタイミングを指定する値である。固定閾値Ｖｄｕ２は、ＰＷＭ周期の第２期間ＢにおけるＶ相のＰＷＭ信号の信号レベルの切り替りタイミングを指定する値である。固定閾値Ｗｄｕ２は、ＰＷＭ周期の第２期間ＢにおけるＷ相のＰＷＭ信号の信号レベルの切り替りタイミングを指定する値である。
　後述するように、ＰＷＭ周期の第２期間Ｂにおいて各相のＰＷＭ信号の信号レベルが変化する順番は、固定閾値Ｕｄｕ２、Ｖｄｕ２、Ｗｄｕ２同士の大小関係に基づいて、決定される。例えば、Ｕｄｕ２＜Ｖｄｕ２＜Ｗｄｕ２とした場合、ＰＷＭ周期の第２期間Ｂにおいて、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の順に、ＰＷＭ信号の信号レベルが切り替わる。
　可変閾値算出部４１は、デューティ比設定部３９によって設定されたＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各デューティ比Ｕｄｕ，Ｖｄｕ，Ｗｄｕを有するＰＷＭ信号が生成されるように、固定閾値Ｕｄｕ２，Ｖｄｕ２，Ｗｄｕ２に基づいて、可変閾値Ｕｄｕ１，Ｖｄｕ，Ｗｄｕを算出する。
　可変閾値Ｕｄｕ１は、ＰＷＭ周期の第１期間ＡにおけるＵ相のＰＷＭ信号の信号レベルの切り替りタイミングを指定する値である。可変閾値Ｖｄｕ１は、ＰＷＭ周期の第１期間ＡにおけるＶ相のＰＷＭ信号の信号レベルの切り替りタイミングを指定する値である。可変閾値Ｗｄｕ１は、ＰＷＭ周期の第１期間ＡにおけるＷ相のＰＷＭ信号の信号レベルの切り替りタイミングを指定する値である。
　可変閾値算出部４１は、デューティ比設定部３９によって設定されたＵ相のデューティ比Ｕｄｕと固定閾値Ｕｄｕ２とに基づいて、可変閾値Ｕｄｕ１を算出する。例えば、可変閾値算出部４１は、デューティ比Ｕｄｕから固定閾値Ｕｄｕ２を減算した値を第１上限値Ｔ１から減算して、可変閾値Ｕｄｕ１（＝Ｔ１－（Ｕｄｕ－Ｕｄｕ２））を算出する。同様に、可変閾値算出部４１は、例えば、デューティ比Ｖｄｕから固定閾値Ｖｄｕ２を減算した値を第１上限値Ｔ１から減算して可変閾値Ｖｄｕ１（＝Ｔ１－（Ｖｄｕ－Ｖｄｕ２））を算出し、デューティ比Ｗｄｕから固定閾値Ｗｄｕ２を減算した値を第１上限値Ｔ１から減算して可変閾値Ｗｄｕ１（＝Ｔ１－（Ｗｄｕ－Ｗｄｕ２））を算出する。
　閾値切替部４２Ｕ，４２Ｖ，４２Ｗは、比較器４３Ｕ，４３Ｖ，４３Ｗに入力すべき閾値Ｕｄｕｘ，Ｖｄｕｘ，Ｗｄｕｘを切り替える。具体的に、閾値切替部４２Ｕ，４２Ｖ，４２Ｗは、第１期間Ａと第２期間Ｂの切り替わりに応じて、可変閾値Ｕｄｕ１，Ｖｄｕ１，Ｗｄｕ１と固定閾値Ｕｄｕ２，Ｖｄｕ２，Ｗｄｕ２とを交互に切り替えて、閾値Ｕｄｕｘ，Ｖｄｕｘ，Ｗｄｕｘとして出力する。
　例えば、切替制御部１５からの制御信号Ｓｃがローレベルである場合、閾値切替部４２Ｕは、可変閾値Ｕｄｕ１を閾値Ｕｄｕｘとして比較器４３Ｕに与える。一方、切替制御部１５から制御信号Ｓｃがハイレベルである場合、閾値切替部４２Ｕは、固定閾値Ｕｄｕ２を閾値Ｕｄｕｘとして、比較器４３Ｕに与える。閾値切替部４２Ｖ，４２Ｗも、閾値切替部４２Ｕと同様に、切替制御部１５からの制御信号Ｓｃの信号レベルに応じて、可変閾値Ｖｄｕ１，Ｗｄｕ１と固定閾値Ｖｄｕ２，Ｗｄｕ２とを交互に出力する。
　比較器４３Ｕは、Ｕ相の閾値ＵｄｕｘとキャリアＣ１，Ｃ２との比較を行い、２値の出力信号Ｃｐｕを生成する。具体的に、比較器４３Ｕは、第１期間Ａにおいて、閾値ＵｄｕｘとキャリアＣ１とを比較し、キャリアＣ１のレベルが閾値Ｕｄｕｘ（＝Ｕｄｕ１）と一致した場合に、出力信号Ｃｐｕの信号レベルを反転し、第２期間Ｂにおいて、閾値ＵｄｕｘとキャリアＣ２とを比較し、キャリアＣ２のレベルが閾値Ｕｄｕｘ（＝Ｕｄｕ２）と一致した場合に、出力信号Ｃｐｕの信号レベルを反転する。
　比較器４３Ｖは、Ｖ相の閾値ＶｄｕｘとキャリアＣ１，Ｃ２との比較を行い、２値の出力信号Ｃｐｖを生成する。具体的に、比較器４３Ｖは、第１期間Ａにおいて、閾値ＶｄｕｘとキャリアＣ１とを比較し、キャリアＣ１のレベルが閾値Ｖｄｕｘ（＝Ｖｄｕ１）と一致した場合に、出力信号Ｃｐｖの論理レベルを反転し、第２期間Ｂにおいて、閾値ＶｄｕｘとキャリアＣ２とを比較し、キャリアＣ２のレベルが閾値Ｖｄｕｘ（＝Ｖｄｕ２）と一致した場合に、出力信号Ｃｐｖの論理レベルを反転する。
　比較器４３Ｗは、Ｗ相の閾値ＷｄｕｘとキャリアＣ１，Ｃ２との比較を行い、２値の出力信号Ｃｐｗを生成する。具体的に、比較器４３Ｗは、第１期間Ａにおいて、閾値ＷｄｕｘとキャリアＣ１とを比較し、キャリアＣ１のレベルが閾値Ｗｄｕｘ（＝Ｗｄｕ１）と一致した場合に、出力信号Ｃｐｗの論理レベルを反転し、第２期間Ｂにおいて、閾値ＷｄｕｘとキャリアＣ２とを比較し、キャリアＣ２のレベルが閾値Ｗｄｕｘ（＝Ｗｄｕ２）と一致した場合に、出力信号Ｃｐｗの論理レベルを反転する。
　ＰＷＭ回路４４は、比較器４３Ｕ，４３Ｖ，４３Ｗからの出力信号Ｃｐｕ，Ｃｐｖ，Ｃｐｗに基づいて、各相の電圧指令の変化に応じたオンオフ区間をもつＰＷＭ信号Ｕ，Ｖ，Ｗを出力する。上述したように、ＰＷＭ信号Ｕ，Ｖ，Ｗには、ＰＷＭ信号ＵＨ，ＵＬ，ＶＨ，ＶＬ，ＷＨ，及びＷＬの６種類のＰＷＭ信号が含まれる。
　６種類のＰＷＭ信号は、インバータ回路２３の各スイッチング素子のゲートへ与えられる。６種類のＰＷＭ信号により、各スイッチング素子のオン／オフ動作が行われる。これによってインバータ回路２３からＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各電圧が出力されて、モータ４に印加される。なお、具体的なＰＷＭ生成方式として、実施の形態１においてはのこぎり波をキャリアとしてＰＷＭ信号を生成する場合を例示したが、それに限らず空間ベクトル法などのその他の方式を用いて各相の電圧を出力してもよい。
　また、ＰＷＭ回路４４は、ＰＷＭ周期の第２期間Ｂの所定のタイミングにおいて、割り込み信号Ｓｉを生成し、割り込みコントローラ４５へ与える。例えば、ＰＷＭ回路４４は、ＰＷＭ信号Ｕが立ち下がるタイミングにおいて、割り込み信号Ｓｉを割り込みコントローラ４５へ入力し、ＰＷＭ信号Ｖが立ち下がるタイミングにおいて、割り込み信号Ｓｉを割り込みコントローラ４５へ入力する。
　割り込みコントローラ４５は、ＰＷＭ回路４４からの割り込み信号Ｓｉを受けて、電流検出部２７に対してＡ／Ｄ変換の指令を与える。例えば、割り込みコントローラ４５は、割り込み信号Ｓｉが入力される度に、割り込み信号Ｓｉを受けてから所定時間の経過後に、電流検出部２７に対してＡ／Ｄ変換の指令を与える。これにより、電流検出部２７は、第２期間Ｂにおける特定の相のＰＷＭ信号の信号レベルの切り替わりに応じて、検出信号ＳｄのＡ／Ｄ変換を行う。
　図５は、実施の形態１に係るモータ制御装置１００によるＰＷＭ信号の生成原理を説明するための図である。
　モータ制御装置１００は、ＰＷＭ周期（Ｔ）のｎ（ｎは１以上の整数）倍の周期（Ｔ×ｎ）毎に、各相の通電パターン（各相のＰＷＭ信号のデューティ比）を更新し、相電流を計測する。図５には、モータ制御装置１００が、ＰＷＭ周期の２周期（ｎ＝２）毎に、ＰＷＭ信号のデューティ比の更新と相電流の計測を行う場合が一例として示されている。以下、ＰＷＭ信号のデューティ比を更新する周期を「制御周期」とも称する。
　先ず、時刻ｔ０において、キャリアＣ１の生成が開始されるとき、閾値切替部４２Ｕ，４２Ｖ，４２Ｗは、ローレベルの制御信号Ｓｃに応じて可変閾値Ｕｄｕ１，Ｖｄｕ１，Ｗｄｕ１を選択し、閾値Ｕｄｕｘ，Ｖｄｕｘ，Ｗｄｕｘとして比較器４３Ｕ，４３Ｖ，４３Ｗにそれぞれ与える。これにより、第１期間Ａ（キャリアＣ１が生成されている期間）において、比較器４３Ｕ，４３Ｖ，４３Ｗは、キャリアＣ１と可変閾値Ｕｄｕ１，Ｖｄｕ１，Ｗｄｕ１とを比較する。
　時刻ｔ１において、キャリアＣ１のレベルと可変閾値Ｕｄｕ１とが一致したとき、比較器４３Ｕは、出力信号Ｃｐｕの論理レベルを反転する（例えば、ローレベルからハイレベルに切り替える）。これにより、ＰＷＭ回路４４は、Ｕ相のＰＷＭ信号ＵＬをハイレベルからローレベルに切り替えるとともに、所定のデッドタイム経過後に、Ｕ相のＰＷＭ信号ＵＨをローレベルからハイレベルに切り替える。
　次に、時刻ｔ２において、キャリアＣ１のレベルと可変閾値Ｖｄｕ１とが一致したとき、比較器４３Ｖは、出力信号Ｃｐｖの論理レベルを反転する（例えば、ローレベルからハイレベルに切り替える）。これにより、ＰＷＭ回路４４は、Ｖ相のＰＷＭ信号ＶＬをハイレベルからローレベルに切り替えるとともに、所定のデッドタイム経過後に、Ｖ相のＰＷＭ信号ＶＨをローレベルからハイレベルに切り替える。
　次に、時刻ｔ３において、キャリアＣ１のレベルと可変閾値Ｗｄｕ１とが一致したとき、比較器４３Ｗは、出力信号Ｃｐｗの論理レベルを反転する（例えば、ローレベルからハイレベルに切り替える）。これにより、ＰＷＭ回路４４は、Ｗ相のＰＷＭ信号ＷＬをハイレベルからローレベルに切り替えるとともに、所定のデッドタイム経過後に、Ｗ相のＰＷＭ信号ＷＨをローレベルからハイレベルに切り替える。
　その後、時刻ｔ４において、キャリアＣ１の生成が終了し、キャリアＣ２の生成が開始されるとき、切替制御部１５が制御信号Ｓｃをローレベルからハイレベルに切り替える。閾値切替部４２Ｕ，４２Ｖ，４２Ｗは、ハイレベルの制御信号Ｓｃに応じて、固定閾値Ｕｄｕ２，Ｖｄｕ２，Ｗｄｕ２を選択し、閾値Ｕｄｕｘ，Ｖｄｕｘ，Ｗｄｕｘとして比較器４３Ｕ，４３Ｖ，４３Ｗにそれぞれ与える。これにより、第２期間Ｂ（キャリアＣ２が生成されている期間）において、比較器４３Ｕ，４３Ｖ，４３Ｗは、キャリアＣ２と固定閾値Ｕｄｕ２，Ｖｄｕ２，Ｗｄｕ２とを比較する。
　時刻ｔ５において、キャリアＣ２のレベルと固定閾値Ｕｄｕ２とが一致したとき、比較器４３Ｕは、出力信号Ｃｐｕの論理レベルを反転する（例えば、ハイレベルからローレベルに切り替える）。これにより、ＰＷＭ回路４４は、Ｕ相のＰＷＭ信号ＵＨをハイレベルからローレベルに切り替えるとともに、所定のデッドタイム経過後に、Ｗ相のＰＷＭ信号ＷＬをローレベルからハイレベルに切り替える。
　次に、時刻ｔ６において、キャリアＣ２のレベルと固定閾値Ｖｄｕ２とが一致したとき、比較器４３Ｖは、出力信号Ｃｐｖの論理レベルを反転する（例えば、ハイレベルからローレベルに切り替える）。これにより、ＰＷＭ回路４４は、Ｖ相のＰＷＭ信号ＶＨをハイレベルからローレベルに切り替えるとともに、所定のデッドタイム経過後に、Ｖ相のＰＷＭ信号ＶＬをローレベルからハイレベルに切り替える。
　次に、時刻ｔ７において、キャリアＣ２のレベルと固定閾値Ｗｄｕ２とが一致したとき、比較器４３Ｗは、出力信号Ｃｐｗの論理レベルを反転する（例えば、ハイレベルからローレベルに切り替える）。ＰＷＭ回路４４は、Ｗ相のＰＷＭ信号ＷＨをハイレベルからローレベルに切り替えるとともに、所定のデッドタイム経過後に、Ｗ相のＰＷＭ信号ＷＬをローレベルからハイレベルに切り替える。
　その後、時刻ｔ８において、キャリアＣ２の生成が終了し、キャリアＣ１の生成が開始されるとき、切替制御部１５が制御信号Ｓｃをハイレベルからローレベルに切り替える。閾値切替部４２Ｕ，４２Ｖ，４２Ｗは、ローレベルの制御信号Ｓｃに応じて、可変閾値Ｕｄｕ１，Ｖｄｕ１，Ｗｄｕ１を選択し、閾値Ｕｄｕｘ，Ｖｄｕｘ，Ｗｄｕｘとしてそれぞれ出力する。その後は、時刻ｔ０からｔ８までと同様の処理により、各相のＰＷＭ信号が繰り返し生成される。
　図５に示す例では、制御周期に含まれる２つのＰＷＭ周期の内、後半のＰＷＭ周期の第２期間Ｂ（時刻ｔ１０から時刻ｔ１５までの期間）において、モータ４の相電流の計測が行われる。
　ＰＷＭ回路４４は、後半のＰＷＭ周期の第２期間Ｂにおいて、Ｕ相のＰＷＭ信号Ｕの信号レベルの切り替わり（例えば、ＰＷＭ信号ＵＨの立ち下がり）に応じて、割り込み信号Ｓｉを割り込みコントローラ４５へ与える。割り込みコントローラ４５は、割り込み信号Ｓｉに応じて、Ｖ相のＰＷＭ信号Ｖの信号レベルが切り替わる前に、電流検出部２７に対してＡ／Ｄ変換の指令を与える。具体的には、割り込みコントローラ４５は、ＰＷＭ信号ＵＬの立ち上がる時刻ｔ１１からＰＷＭ信号ＶＨが立ち下がる時刻ｔ１２までの期間Ｔｕにおける所定のタイミング（時刻）ｔｕで、電流検出部２７に対してＡ／Ｄ変換の指令を与える。電流検出部２７は、その指令に応じて、電流検出器２４の検出信号Ｓｄを検出する。
　その後、ＰＷＭ回路４４は、Ｖ相のＰＷＭ信号Ｖの信号レベルの切り替わり（例えば、ＰＷＭ信号ＶＨの立ち下がり）に応じて、割り込み信号Ｓｉを割り込みコントローラ４５へ与える。割り込みコントローラ４５は、Ｗ相のＰＷＭ信号Ｖの信号レベルが切り替わる前に、電流検出部２７に対してＡ／Ｄ変換の指令を与える。具体的には、割り込みコントローラ４５は、ＰＷＭ信号ＶＬの立ち上がる時刻ｔ１４からＰＷＭ信号ＷＨが立ち下がる時刻ｔ１４までの期間Ｔｕｖにおける所定のタイミング（時刻）ｔｕｖで、電流検出部２７に対してＡ／Ｄ変換の指令を与える。電流検出部２７は、その指令に応じて、電流検出器２４の検出信号Ｓｄを検出する。
　次に、本実施の形態に係るモータ制御装置１００によるモータ駆動制御処理の流れについて説明する。
　図６は、実施の形態１に係るモータ制御装置１００によるモータ駆動制御処理の流れを示すフローチャートである。
　例えば、上位装置（図示せず）からモータ４の回転速度指令ωｒｅｆが入力されたとき、モータ制御装置１００は、モータ４の駆動制御を開始する。
　先ず、モータ制御装置１００は、モータ４を駆動するための通電パターンの生成処理を開始する（ステップＳ１０）。具体的には、デューティ比設定部３９がＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各デューティ比Ｕｄｕ，Ｖｄｕ，Ｗｄｕの初期値を設定するとともに、キャリア発生部３７がキャリアＣ１，Ｃ２を生成し、ＰＷＭ信号生成部３２が、キャリアＣ１，Ｃ２と設定されたデューティ比Ｕｄｕ，Ｖｄｕ，Ｗｄｕとに基づいて、上述した手法により、モータ４の通電パターンを指定する６種類のＰＷＭ信号を生成し、モータ４に与える。
　次に、モータ制御装置１００は、Ｕ，Ｖ，Ｗ各相の相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを計測する（ステップＳ１１）。例えば、図５に示したように、電流検出部２７は、ＰＷＭ周期の第２期間Ｂにおけるタイミング（時刻）ｔｕにおいて、検出信号ＳｄをＡＤ変換器により取得し、その検出信号Ｓｄの取得値（Ｉｕ）を第１取得レジスタ（不図示）に格納する。また、電流検出部２７は、ＰＷＭ周期の第２期間Ｂにおけるタイミング（時刻）ｔｕｖにおいて、検出信号ＳｄをＡＤ変換器により取得し、その検出信号Ｓｄの取得値（Ｉｕ＋Ｉｗ）を第２取得レジスタ（不図示）に格納する。電流検出部２７は、第１取得レジスタ及び第２取得レジスタにそれぞれ格納された検出信号Ｓｄの計測値に基づいて、上述した手法により、相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗをそれぞれ算出する。
　次に、ベクトル制御部３０が、ステップＳ１１において電流検出部２７により検出された３相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの電流算出値に基づいて、ＰＩ制御等の電流制御を行い（ステップＳ１２）、各相の相電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊（制御量）を算出する（ステップＳ１３）。
　次に、デューティ比設定部３９が、ステップＳ１３で算出された各相の相電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に基づいて、各相のデューティ比を更新する（ステップＳ１４）。具体的には、デューティ比設定部３９が相電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に基づいて、デューティ比Ｕｄｕ，Ｖｄｕ，Ｗｄｕを算出し、可変閾値算出部４１が、算出されたデューティ比Ｕｄｕ，Ｖｄｕ，Ｗｄｕに基づいて、上述した手法により、可変閾値Ｕｄｕ１，Ｖｄｕ１，Ｗｄｕ１を更新する。
　次に、ＰＷＭ信号生成部３２が、上述した手法により、更新されたデューティ比（可変閾値Ｕｄｕ１，Ｖｄｕ１，Ｗｄｕ１）に基づいて、上記６種類のＰＷＭ信号を生成する（ステップＳ１５）。
　その後、モータ制御装置１００は、上位装置からモータの停止指令が入力されたか否かを判定する（ステップＳ１６）。モータの停止指令が入力された場合には、モータ制御装置１００はＰＷＭ信号の生成を停止して、モータ４の駆動を停止する。
　一方、モータの停止指示が入力されていない場合には、モータ制御装置１００は、ステップＳ１１に移行し、モータの停止指令が入力されるまで、上述の処理（Ｓ１１～Ｓ１６）を繰り返し実行する。
　以上、本実施の形態に係るモータ制御装置１００は、モータ４の各相に対応するＰＷＭ信号の１周期（ＰＷＭ周期）を第１期間Ａと第２期間Ｂとに分けた上で、各相に対応するＰＷＭ信号が、第１期間Ａにおいて指定されたデューティ比に応じたタイミングで信号レベルが切り替わり、第２期間Ｂにおいて互いに異なる固定されたタイミングで信号レベルが切り替わるように、各相に対応するＰＷＭ信号を生成する。そして、モータ制御装置１００は、ＰＷＭ周期の第２期間Ｂにおいて、電流検出器２４に流れる電流を検出する。
　これによれば、相電流を計測するために設けたＰＷＭ周期内の第２期間Ｂでは、各ＰＷＭ信号の信号レベルが切り替わる順番が急変することなく固定されるので、従来のパルス位相調整を行うモータ制御装置に比べて、モータの電流の歪みを抑制することができる。これにより、モータ４の電流の歪みに起因する騒音の発生を防止することが可能となる。
　また、ＰＷＭ周期内の第１期間Ａでは、設定されたデューティ比に応じたタイミングで各ＰＷＭ信号の信号レベルが切り替わるので、第２期間Ｂにおいて各ＰＷＭ信号の信号レベルの切り替わりタイミングを固定しても、モータ４の各コイルに必要な電圧を印加するための適切な通電パターンを実現することができる。
　また、モータ制御装置１００において、ＰＷＭ信号生成部３２は、第２期間Ｂにおいて、例えば、ＰＷＭ信号Ｕ、ＰＷＭ信号Ｖ、ＰＷＭ信号Ｗの順に信号レベルが切り替わるように、ＰＷＭ信号Ｕ，Ｖ，Ｗを生成する。電流検出部２７は、第２期間Ｂにおいて、ＰＷＭ信号Ｕが変化してからＰＷＭ信号Ｖの信号レベルが変化する前の第１タイミング（図５における時刻ｔｖｗ）において電流検出器２４の電流を検出するとともに、第２期間Ｂにおいて、ＰＷＭ信号Ｖが変化してからＰＷＭ信号Ｗの信号レベルが変化する前の第２タイミング（図５における時刻ｔｗ）において電流検出器２４の電流を検出する。
　これによれば、第１タイミングにおいて、Ｕ相の相電流Ｉｕを検出し、第２タイミングにおいて、Ｕ相の相電流ＩｕとＶ相の相電流Ｉｖとの和の電流（Ｉｕ＋Ｉｗ）を検出することができるので、上述の関係式（Ｉｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ＝０）を用いることにより、ＰＷＭ信号の１周期内に、３相全ての相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを容易に算出することができる。
　また、モータ制御装置１００は、第１期間Ａに対応する周期を有するのこぎり波状のキャリアＣ１と、第２期間Ｂに対応する周期を有するのこぎり波状のキャリアＣ２とを生成する。モータ制御装置１００は、設定されたデューティ比に基づいて調整された可変閾値Ｕｄｕ１，Ｖｄｕ１，Ｗｄｕ１とキャリアＣ１のレベルとの比較結果に基づいて、第１期間Ａにおける各ＰＷＭ信号の信号レベルが切り替わるタイミングを決定し、固定閾値Ｕｄｕ２，Ｖｄｕ２，Ｗｄｕ２とキャリアＣ２のレベルとの比較結果に基づいて、第２期間Ｂにおける各ＰＷＭ信号の信号レベルが切り替わるタイミングを決定する。
　これによれば、第１期間Ａと第２期間Ｂのそれぞれの期間において、タイマの計測値と閾値との比較を１回行えばよいので、一般的なタイマが備えているアウトプットコンペア機能によってＰＷＭ信号Ｕ，Ｖ，Ｗを生成することができる。したがって、モータ制御装置１００の制御部２０を、ＰＷＭ信号Ｕ，Ｖ，Ｗのパターンを自在に調整できるような高機能のタイマを備えたマイクロコントローラでなく、標準的なタイマを備えた安価なマイクロコントローラで実現することができるので、モータ制御装置１００のコストを抑えることが可能となる。
　また、二つのキャリアＣ１，Ｃ２を用いているので、キャリアＣ１の周期をキャリアＣ２の周期よりも長くなるように設定することにより、設定可能なデューティ比の範囲を広げることができる。これにより、モータ４の各相のコイルに印加する電圧の幅（パルス幅）を広げることができるので、より細やかなモータ制御を実現することが可能となる。
　≪実施の形態２≫
　図７は、実施の形態２に係るモータ制御装置１００Ａにおける、キャリア発生部３７Ａ及びＰＷＭ信号生成部３２Ａの構成例を示す図である。
　実施の形態２に係るモータ制御装置１００Ａは、ＰＷＭキャリアとして三角波状のキャリアＣを用いる点において、実施の形態１に係るモータ制御装置と相違し、その他の点においては、実施の形態１に係るモータ制御装置１００と同様である。
　なお、図７には、実施の形態２に係るモータ制御装置１００Ａの制御部２０Ａを構成する機能部のうち、キャリア発生部３７Ａ及びＰＷＭ信号生成部３２Ａのみを図示し、その他の実施の形態１に係る制御部２０と同様の構成要素については、図示を省略している。
　キャリア発生部３７Ａは、ＰＷＭ周期における第１期間Ａに対応する周期でレベルが増加し、ＰＷＭ周期における第２期間Ｂに対応する周期でレベルが減少する三角波状のキャリアＣを生成する。
　キャリア発生部３７Ａは、キャリアＣを生成するための機能部として、カウント部１２Ａ、比較器１４＿１，１４＿２、切替制御部１５Ａ、および周期情報記憶部１６Ａを有している。
　カウント部１２Ａは、例えば、マイクロコントローラに内蔵されているカウンタ（アップダウンカウンタ）によって実現される。カウント部１２Ａには、クロックＣＬＫと、計数開始信号及び計数初期値信号とが入力される。
　カウント部１２Ａは、計数開始信号が与えられると、クロックＣＬＫの計数を開始し、計数値の累加算（クロックＣＬＫが入力されるたびに１を加算）又は累減算（クロックが入力されるたびに１を減算）により、三角波状のキャリアであるキャリアＣを出力する。
　また、カウント部１２Ａには、計数の初期値が設定されており、この初期値は、前述した計数初期値信号により設定される。
　周期情報記憶部１６Ａは、キャリアＣの周期、すなわち、上述したＰＷＭ信号Ｕ，Ｖ，Ｗの１周期における第１期間Ａと第２期間Ｂの長さを指定するための情報を記憶する。具体的に、周期情報記憶部１６Ａは、三角波状のキャリアＣの最大値を指定する上限値Ｔと、三角波状のキャリアＣの最小値を指定する下限値Ｏを記憶する。
　比較器１４＿１は、カウント部１２Ａの計数値と、周期情報記憶部１６Ａに記憶されている上限値Ｔとを比較し、計数値が上限値Ｔに達したことを検出して検出信号Ｃｐ１を出力する。
　比較器１４＿２は、カウント部１２Ａの計数値と、周期情報記憶部１６Ａに記憶されている下限値Ｏとを比較し、計数値が上限値Ｔに達したことを検出して検出信号Ｃｐ２を出力する。
　切替制御部１５Ａは、比較器１４＿１，１４＿２から出力された検出信号Ｃｐ１，Ｃｐ２に応じて、カウント部１２ＡおよびＰＷＭ信号生成部３２Ａの閾値切替部４２Ｕ，４２Ｖ，４２Ｗに対して制御信号Ｓｃを出力する。
　切替制御部１５Ａは、例えば、フリップフロップである。切替制御部１５Ａは、比較器１４＿１からの検出信号Ｃｐ１に応じて、ローレベルの制御信号Ｓｃを出力し、比較器１４＿２からの検出信号Ｃｐ２に応じて、ハイレベルの制御信号Ｓｃを出力する。
　カウント部１２Ａは、切替制御部１５Ａから制御信号Ｓｃが入力されると、カウントの方向（アップｏｒダウン）を切り換える。
　カウント部１２Ａは、切替制御部１５Ａからハイレベルの制御信号Ｓｃが入力されると、クロックの計数値を累加算し、切替制御部１５Ａからローレベルの制御信号Ｓｃが入力されると、クロックの計数値を累減算する。したがって、切替制御部１５Ａからハイレベルの制御信号Ｓｃは累加算を行うための加算指令であり、切替制御部１５Ａからローレベルの制御信号Ｓｃは累減算を行うための減算指令である。
　切替制御部１５Ａには、前述した初期指令値信号が与えられる。切替制御部１５Ａ（フリップフロップ）の初期状態が「Ｈ」か「Ｌ」かは、上記初期指令値信号により設定される。
　図８は、実施の形態２に係るモータ制御装置１００Ａによって生成されるＰＷＭ信号と相電流の検出タイミングを説明するための図である。
　図８において、カウント部１２Ａに計数開始信号が入力されると、カウント部１２Ａはクロック発生部３６からのクロックＣＬＫの計数を開始する。前述のように、カウント部１２Ａ（アップダウンカウンタ）には初期値が設定されており、この初期値は例えば０に設定されている。したがって、カウント部１２Ａは、０から計数を開始する。また、カウント部１２Ａは、累加算、累減算を指令する切替制御部１５Ａの制御信号Ｓｃは、初期状態において“ハイレベル”に設定されている。初期状態は、初期指令値信号が与えられた時点の切替制御部１５Ａの出力状態である。したがって、カウント部１２Ａは計数を開始すると、計数値の累加算を行う。以上の結果、カウント部１２Ａの出力、すなわちキャリアＣは、図７に示すように、下限値（初期値）である０から、上限値Ｔに向って時間とともに増加していく。
　そして、計数値が上限値Ｔに達すると、比較器１４＿１がこれを検出して、検出信号Ｃｐ１を切替制御部１５Ａに与える。切替制御部１５Ａは、検出信号Ｃｐ１に応じて、制御信号Ｓｃの信号レベルを反転して、ローレベルとする。これにより、カウント部１２Ａの動作は累加算から累減算に転じるので、キャリアＣは、図７に示すように、上限値Ｔから下限値０に向って、時間とともに減少していく。
　そして、計数値が下限値０に達すると、比較器１４＿２がこれを検出して、検出信号Ｃｐ２を切替制御部１５Ａに与える。切替制御部１５Ａは、検出信号Ｃｐ２に応じて、制御信号Ｓｃの信号レベルを反転して、ハイレベルとする。これにより、カウント部１２Ａの動作は再び累加算に転じるので、キャリアＣは、図７に示すように、下限値０から上限値Ｔに向って、時間とともに増加していく。
　このような累加算、累減算の動作を繰り返すことにより、カウント部１２Ａから、図８に示すような三角波状のキャリアＣが出力される。
　ＰＷＭ信号生成部３２Ａは、キャリア発生部３７Ａから発生した三角波状のキャリアＣと、デューティ比設定部３９によって設定された各相のデューティ比Ｕｄｕ，Ｖｄｕ，Ｗｄｕとに基づいて、実施の形態１に係るＰＷＭ信号生成部３２と同様の手法により、ＰＷＭ信号を生成する。すなわち、図８に示すように、ＰＷＭ信号生成部３２Ａは、キャリアＣが増加していく期間（第１期間Ａ）では、可変閾値Ｕｄｕ１，Ｖｄｕ１，Ｗｄｕ１とキャリアＣのレベルとの比較結果に基づいて、各相のＰＷＭ信号の信号レベルが変化するタイミングを決定し、キャリアＣが減少していく期間（第２期間Ｂ）では、固定閾値Ｕｄｕ２，Ｖｄｕ２，Ｗｄｕ２とキャリアＣのレベルとの比較結果に基づいて、各相のＰＷＭ信号の信号レベルが変化するタイミングを決定する。
　電流検出部２７が電流検出器２４の電流を検出するタイミングｔｕ，ｔｕｖは、実施の形態１に係るモータ制御装置１００と同様である。
　以上、実施の形態２に係るモータ制御装置１００Ａによれば、実施の形態１に係るモータ制御装置１００と同様に、従来のパルス位相調整を行うモータ制御装置に比べて、モータの電流の歪みを抑制することができ、モータ４の電流の歪みに起因する騒音の発生を防止することが可能となる。
　また、モータ制御装置１００Ａは、第１期間Ａに対応する周期でレベルが増加し、第２期間Ｂに対応する周期でレベルが減少する三角波状のキャリアＣを生成する。モータ制御装置１００Ａは、設定されたデューティ比に基づいて調整された可変閾値Ｕｄｕ１，Ｖｄｕ１，Ｗｄｕ１とキャリアＣのレベルとの比較結果に基づいて、第１期間Ａにおける各ＰＷＭ信号Ｕ，Ｖ，Ｗの信号レベルが切り替わるタイミングを決定し、固定閾値Ｕｄｕ２，Ｖｄｕ２，Ｗｄｕ２とキャリアＣのレベルとの比較結果に基づいて、第２期間Ｂにおける各ＰＷＭ信号Ｕ，Ｖ，Ｗの信号レベルが切り替わるタイミングを決定する。
　これによれば、第１期間Ａと第２期間Ｂのそれぞれの期間において、タイマの計測値と閾値との比較を１回だけ行えばよいので、実施の形態１に係るモータ制御装置１００と同様に、一般的なタイマが備えているアウトプットコンペア機能によってＰＷＭ信号を生成することができる。したがって、モータ制御装置１００Ａの制御部２０Ａを、標準的なタイマを備えた安価なマイクロコントローラで実現することができるので、モータ制御装置１００Ａのコストを抑えることが可能となる。
　≪実施の形態の拡張≫
　以上、本発明者らによってなされた発明を実施の形態に基づいて具体的に説明したが、本発明はそれに限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々変更可能であることは言うまでもない。
　例えば、上記実施の形態では、ＰＷＭ周期の２周期毎に、各相の通電パターン（各相のＰＷＭ信号のデューティ比）の更新と相電流の計測が実行される場合を例示したが、これに限られない。例えば、ＰＷＭ周期の１周期（ｎ＝１）毎に、各相の通電パターン（各相のＰＷＭ信号のデューティ比）の更新と相電流の計測が実行されてもよい。
　また、上述のフローチャートは、動作を説明するための一例を示すものであって、これに限定されない。すなわち、フローチャートの各図に示したステップは具体例であって、このフローに限定されるものではない。例えば、一部の処理の順番が変更されてもよいし、各処理間に他の処理が挿入されてもよいし、一部の処理が並列に行われてもよい。
　１…モータシステム、４…モータ、１２，１２Ａ…カウント部、１３…上限値切替部、１４，１４＿１，１４＿２…比較器、１５，１５Ａ…切替制御部、１６，１６Ａ…周期情報記憶部、２０，２０Ａ…制御部、２１…直流電源、２２ａ…正側母線、２２ｂ…負側母線、２３…インバータ回路、２４…電流検出器（シャント抵抗）、２５Ｕ，２５Ｕ－，２５Ｖ，２５Ｖ－，２５Ｗ，２５Ｗ－…スイッチング素子、２７…電流検出部、３０…ベクトル制御部、３１…デューティ比算出部、３２，３２Ａ…ＰＷＭ信号生成部、３３…駆動回路、３４…電流検出タイミング調整部、３５…通電パターン生成部、３６…クロック発生部、３７，３７Ａ…キャリア発生部、３９…デューティ比設定部、４０…固定閾値記憶部、４１…可変閾値算出部、４２Ｕ，４２Ｖ，４２Ｗ…閾値切替部、４３Ｕ，４３Ｖ，４３Ｗ…比較器、４４…ＰＷＭ回路、４５…割り込みコントローラ、１００，１００Ａ…モータ制御装置、Ａ…第１期間、Ｂ…第２期間、Ｃ，Ｃ１，Ｃ２…キャリア、ＣＬＫ…クロック、Ｃｐ，Ｃｐ１，Ｃｐ２…検出信号、Ｌｕ…Ｕ相コイル、Ｌｖ…Ｖ相コイル、Ｌｗ…Ｗ相コイル、Ｓｃ…制御信号、Ｓｄ…検出信号、Ｓｉ…割り込み信号、Ｃｐｕ，Ｃｐｖ，Ｃｐｗ…出力信号、Ｔ…上限値、Ｔ１…第１上限値、Ｔ２…第２上限値、Ｕｄｕ，Ｖｄｕ，Ｗｄｕ…デューティ比、Ｕｄｕ１，Ｖｄｕ１，Ｗｄｕ１…可変閾値、Ｕｄｕ２，Ｖｄｕ２，Ｗｄｕ２…固定閾値、ＵＨ，ＵＬ，ＶＨ，ＶＬ，ＷＨ，ＷＬ，Ｕ，Ｖ，Ｗ…ＰＷＭ信号。

Claims (5)

  1. 　複数相のコイルを有するモータの各相にそれぞれ対応するＰＷＭ信号を生成する制御部と、
    　前記ＰＷＭ信号に基づいて、各相の前記コイルを駆動するインバータ回路と、
    　前記インバータ回路の直流ラインに直列に接続された電流検出器と、を備え、
    　前記制御部は、
    　前記電流検出器の電流を検出する電流検出部と、
    　前記電流検出部の検出結果に基づいて、各相の前記ＰＷＭ信号のデューティ比を設定するデューティ比設定部と、
    　前記デューティ比設定部によって設定された前記デューティ比に基づいて、各相の前記ＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部と、を有し、
    　各相の前記ＰＷＭ信号の１周期は、第１期間と残りの第２期間とを含み、
    　各相の前記ＰＷＭ信号は、前記第１期間において、設定された前記デューティ比に応じたタイミングで信号レベルが変化し、前記第２期間において、互いに異なる固定されたタイミングで信号レベルが変化し、
    　前記電流検出部は、前記第２期間において、前記電流検出器の電流を検出する
    　モータ制御装置。
  2. 　請求項１に記載のモータ制御装置において、
    　前記複数相のコイルは、第１相のコイル、第２相のコイル、および第３相のコイルを含み、
    　前記ＰＷＭ信号は、前記第１相に対応する第１ＰＷＭ信号と、前記第２相に対応する第２ＰＷＭ信号と、前記第３相に対応する第３ＰＷＭ信号とを含み、
    　前記ＰＷＭ信号生成部は、前記第２期間において、前記第１ＰＷＭ信号、前記第２ＰＷＭ信号、前記第３ＰＷＭ信号の順に、信号レベルが切り替わるように、前記第１ＰＷＭ信号、前記第２ＰＷＭ信号、および前記第３ＰＷＭ信号を生成し、
    　前記電流検出部は、前記第２期間において、前記第１ＰＷＭ信号が変化してから前記第２ＰＷＭ信号の信号レベルが変化する前の第１タイミングにおいて前記電流検出器の電流を検出するとともに、前記第２期間において、前記第２ＰＷＭ信号が変化してから前記第３ＰＷＭ信号の信号レベルが変化する前の第２タイミングにおいて前記電流検出器の電流を検出する
    　ことを特徴とするモータ制御装置。
  3. 　請求項１または２に記載のモータ制御装置において、
    　前記制御部は、
    　前記第１期間に対応する周期を有するのこぎり波状の第１キャリアと、前記第２期間に対応する周期を有するのこぎり波状の第２キャリアとを生成するキャリア発生部を更に有し、
    　前記ＰＷＭ信号生成部は、前記デューティ比に基づいて設定された第１閾値と前記第１キャリアのレベルとの比較結果に基づいて、前記第１期間における各相の前記ＰＷＭ信号の信号レベルが切り替わるタイミングを決定し、固定値である第２閾値と前記第２キャリアのレベルとの比較結果に基づいて、前記第２期間における各相の前記ＰＷＭ信号の信号レベルが切り替わるタイミングを決定する
    　ことを特徴とするモータ制御装置。
  4. 　請求項１または２に記載のモータ制御装置において、
    　前記制御部は、
    　前記第１期間に対応する周期でレベルが増加し、前記第２期間に対応する周期でレベルが減少する三角波状のキャリアを生成するキャリア発生部を更に有し、　前記ＰＷＭ信号生成部は、前記デューティ比に基づいて設定された第１閾値と前記キャリアのレベルとの比較結果に基づいて、前記第１期間において各相の前記ＰＷＭ信号の信号レベルが変化するタイミングを決定し、固定値である第２閾値と前記キャリアのレベルとの比較結果に基づいて、前記第２期間において各相の前記ＰＷＭ信号の信号レベルが変化するタイミングを決定する
    　ことを特徴とするモータ制御装置。
  5. 　請求項１乃至４の何れか一項に記載のモータ制御装置と、
    　前記モータと
    　を備えるモータシステム。
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