JP2023014918A - インバータ装置 - Google Patents

Abstract

【課題】広い運転領域を確保しながらコモンモードノイズを抑制することができる、小型で安価なインバータ装置を提供する。【解決手段】インバータ装置１は上下アームスイッチング素子１８Ａ～１８Ｆの接続点における相電圧を三相交流出力としてモータ８に印加するインバータ回路２８と、制御装置２１を備える。制御装置２１は、各相の相電圧を生成するための指令値のうちの最大値と最小値の絶対値が常に等しくなるように各相の指令値に同一の値を加算し、且つ、当該加算された各相の指令値のうちの一相を反転したものを各相の新たな指令値とし、当該各相の新たな指令値に基づいて、各相の上下アームスイッチング素子を制御する。【選択図】図１

Description

本発明は、インバータ回路により三相交流出力をモータに印加して駆動するインバータ装置に関するものである。

従来よりモータを駆動するためのインバータ装置は、複数のスイッチング素子により三相インバータ回路を構成すると共に、ＵＶＷ各相のスイッチング素子をＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御し、正弦波に近い電圧波形の相電圧をモータに印加して駆動するものであるが、モータのコモンモード電圧（中性点電位）の変動により発生するコモンモードノイズが問題となっていた。

このコモンモードノイズは、例えば車載用の電動コンプレッサを構成するモータの場合、コンプレッサのハウジング（筐体）と接地（車両のシャシー）間の浮遊容量を通して漏洩するコモンモード電流によって発生するものであるが、これまでにも各相の上下アームスイッチング素子のスイッチングタイミングを同期させることでコモンモード電圧の変動を抑制する方式が提案されていた（例えば、特許文献１、特許文献２参照）。

しかしながら、係る方式は出力可能な変調率が低く、上述した電動コンプレッサのように広い運転領域を必要とするモータの制御には不向きであった。そこで、コモンモード電圧を相殺するノイズ抑制電圧を生成する補助回路を設けたものも開発されている（例えば、特許文献３～特許文献６参照）。

特開平１０－２３７６０号公報 特許第５０４５１３７号公報 特許第３６５０３１４号公報 特許第５６２１５３３号公報 特許第６３４４２１１号公報 特許第５８１９０１０号公報 特公平６－８１５１４号公報

しかしながら、特許文献３や特許文献４ではインバータ制御についての改善は行っておらず、補助回路のみでコモンモードノイズの抑制を行っていた。そのため、補助回路が大掛かりなものとなってしまい、コストも高騰する問題があった。また、特許文献５は１２０度通電方式であるため騒音が大きくなり、いずれにしても車両で使用される電動コンプレッサには搭載困難である。

更に、特許文献６ではインバータ制御に改良を加えてコモンモードノイズを抑制しているものの、ＰＷＭ動作が限定的であり、一般的なマイクロコンピュータを用いて実現することは困難である。特に、スイッチングタイミングを同期させる相を切り替える際には電磁ノイズが発生すると共に、補助回路にも高電圧に耐える部品を使用しなければならず、コストが高騰すると云う問題があった。

一方で、各相の電圧指令値の最大値と最小値の絶対値を等しくしながら、各相の電圧指令値に等しい値を加えることで、電圧の制御範囲を拡大させた電力変換装置も開発されている（例えば、特許文献７参照）。

本発明は、係る従来の状況に鑑みて成されたものであり、広い運転領域を確保しながらコモンモードノイズを抑制することができる、小型で安価なインバータ装置を提供するものである。

請求項１の発明のインバータ装置は、各相の上下アームスイッチング素子の接続点における相電圧を三相交流出力としてモータに印加するインバータ回路と、このインバータ回路の各相の上下アームスイッチング素子のスイッチングを制御する制御装置を備えたものであって、制御装置は、各相の相電圧を生成するための指令値のうちの最大値と最小値の絶対値が常に等しくなるように各相の指令値に同一の値を加算し、且つ、当該加算された各相の指令値のうちの一相を反転したものを各相の新たな指令値とし、当該各相の新たな指令値に基づいて、各相の上下アームスイッチング素子のスイッチングを制御することを特徴とする。

請求項２の発明のインバータ装置は、上記発明において制御装置は、反転する前と反転した後で前記一相の相電圧にて上アーム電源ライン電圧が印加されている幅が一キャリア周期において変化しないように、当該一相の上下アームスイッチング素子のスイッチングを制御することを特徴とする。

請求項３の発明のインバータ装置は、上アーム電源ライン及び下アーム電源ライン間に、各相毎に上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子を直列接続し、これら各相の上下アームスイッチング素子の接続点における相電圧を三相交流出力としてモータに印加するインバータ回路と、このインバータ回路の各相の上下アームスイッチング素子のスイッチングを制御する制御装置を備えたものであって、制御装置は、モータの各相に印加する相電圧を生成するための相電圧指令値を演算し、出力する相電圧指令演算部と、この相電圧指令演算部が出力する各相の相電圧指令値から各相のパルス幅指令値を演算し、出力するパルス幅指令演算部と、このパルス幅指令演算部が出力する各相のパルス幅指令値に基づき、インバータ回路をＰＷＭ制御するための、各相の相電圧の上アーム立ち上げ指令値及び上アーム立ち下げ指令値から成るＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部を有し、パルス幅指令演算部は、各相のパルス幅指令値のうちの最大値の相電圧にて上アーム電源ライン電圧が印加されている区間と最小値の相電圧にて下アーム電源ライン電圧が印加されている区間が常に等しくなるように各相の相電圧指令値に同一の値を加算し、且つ、当該加算された各相の相電圧指令値から演算された各相のパルス幅指令値のうちの一相を反転させることで、各相の新たなパルス幅指令値を生成し、出力することを特徴とする。

請求項４の発明のインバータ装置は、上記発明においてＰＷＭ信号生成部は、反転する前と反転した後で前記一相の相電圧にて上アーム電源ライン電圧が印加されている幅が一キャリア周期において変化しないように、当該一相の上アーム立ち上げ指令値及び上アーム立ち下げ指令値を生成することを特徴とする。

請求項５の発明のインバータ装置は、上記各発明において指令値又は相電圧指令値に加える同一の値は、指令値又は相電圧指令値のうちの中間値の２分の１であることを特徴とする。

請求項６の発明のインバータ装置は、上記各発明において制御装置は、前記反転した一相が指令値又はパルス幅指令値のうちの中間値となる領域においては、当該一相の相電圧の立ち上がりタイミングと他の相の相電圧の立ち下がりタイミング、及び／又は、前記一相の相電圧の立ち下がりタイミングともう一つの他の相の相電圧の立ち上がりタイミングを同期させることを特徴とする。

請求項７の発明のインバータ装置は、上記各発明において記制御装置は、前記一相の上アームスイッチング素子がＯＮし、他の二相の下アームスイッチング素子がＯＮした状態、又は、前記一相の下アームスイッチング素子がＯＮし、他の二相の上アームスイッチング素子がＯＮした状態からスイッチングの規定区間を開始することを特徴とする。

請求項８の発明のインバータ装置は、上記発明において制御装置は、各相の上下アームスイッチング素子をそれぞれ接続するための出力ポートを有し、前記一相の上下アームスイッチング素子は、上アームスイッチング素子が下アームスイッチング素子用の出力ポートに、下アームスイッチング素子が上アームスイッチング素子用の出力ポートに接続されていることを特徴とする。

請求項９の発明のインバータ装置は、上記各発明においてモータのコモンモード電圧を相殺するためのノイズ抑制電圧を生成する補助回路を更に備えたことを特徴とする。

請求項１０の発明のインバータ装置は、上記発明において補助回路は、電流制御素子と、この電流制御素子と接地間に接続されたカップリングコンデンサと、電流制御素子に所定の低電圧を印加するための電源回路と、電流制御素子を駆動することにより、ノイズ抑制電圧を生成する補助回路制御部を備えたことを特徴とする。

請求項１１の発明のインバータ装置は、上記発明において電流制御素子は、互いに逆極性を有する２個のトランジスタから成り、各トランジスタはプッシュプル回路を構成することを特徴とする。

請求項１２の発明は、上記各発明のインバータ装置がモータを内蔵した電動コンプレッサに搭載されることを特徴とする。

請求項１及び請求項３の発明によれば、従来同様に線間電圧を変化させずに電圧の制御範囲を拡大することができる。特に、請求項１及び請求項３の発明では一相の指令値（請求項３ではパルス幅指令値）を反転させているので、当該一相の指令値が最大値又は最小値となっている領域では、当該指令値は他の相の指令値と同じ値となる。これにより、当該領域では前記一相の相電圧の立ち上がりタイミングと他の相の相電圧の立ち下がりタイミング、及び、一相の相電圧の立ち下がりタイミングと他の相の相電圧の立ち上がりタイミングを完全に同期させ、モータのコモンモード電圧の変動により発生するコモンモードノイズを抑制することが可能となる。

これにより、広い運転領域を確保しながらコモンモードノイズを抑制するインバータ装置を小型で安価なかたちで実現することができるようになり、請求項１２の如き電動コンプレッサのモータを駆動する際に極めて有効となる。

実際には請求項７の発明の如く、前記一相のみ他の相とは逆の上下アームスイッチング素子がＯＮした状態からスイッチングの規定区間が開始するようにすることで、円滑に立ち上がり、立ち下がりタイミングを同期させることができるようになる。

この場合、各相の上下アームスイッチング素子がそれぞれ接続される制御装置の出力ポートの出力が、全ての上アームスイッチング素子がＯＮ、又は、全ての下アームスイッチング素子がＯＮした状態からスイッチングの規定区間が開始される構成である場合には、請求項８の発明の如く前記一相の上下アームスイッチング素子のみ逆の出力ポートに接続することで簡単に請求項７の発明を実現することができる。

また、請求項２や請求項４の発明の如く反転する前と反転した後で前記一相の相電圧にて上アーム電源ライン電圧が印加されている幅が一キャリア周期において変化しないように、当該一相の上下アームスイッチング素子のスイッチングを制御することで、モータの運転性能にも支障が生じない。

尚、指令値（相電圧指令値）に加える同一の値は、請求項５の発明の如く指令値（相電圧指令値）のうちの中間値の２分の１とする。

ここで、前記反転した一相が指令値（パルス幅指令値）のうちの中間値となる領域においては、反転させても他の相の指令値（パルス幅指令値）と同じ値とならないが、その領域では請求項６の発明の如く前記一相の相電圧の立ち上がりタイミングと他の相の相電圧の立ち下がりタイミング、及び／又は、前記一相の相電圧の立ち下がりタイミングともう一つの他の相の相電圧の立ち上がりタイミングを同期させることで、係る領域においてもコモンモード電圧の変動を抑制し、コモンモードノイズの低減を図ることが可能となる。

この場合も、請求項７の発明の如く前記一相のみ他の相とは逆の上下アームスイッチング素子がＯＮした状態からスイッチングの規定区間が開始するようにすることで、円滑に立ち上がり、立ち下がりタイミングを同期させることができるようになる。

また、請求項９の発明の如くモータのコモンモード電圧を相殺するためのノイズ抑制電圧を生成する補助回路を更に設けることで、コモンモード電圧を完全に抑制することも可能となる。この場合にも、請求項１乃至請求項８の発明によりコモンモード電圧の変動が抑制されているので、補助回路自体の構成や動作も簡易化することが可能となる。

具体的な補助回路は請求項１０の発明の如き電流制御素子と、この電流制御素子と接地間に接続されたカップリングコンデンサと、電流制御素子に所定の低電圧を印加するための電源回路と、電流制御素子を駆動することにより、ノイズ抑制電圧を生成する補助回路制御部から構成する。

また、電流制御素子は、請求項１１の発明の如く互いに逆極性を有する２個のトランジスタから成るプッシュプル回路で構成することになるが、この場合にも電源回路にてトランジスタに印加する電圧は所定の低電圧とされているので、低耐圧の素子を使用できるようになり、補助回路の小型化と低コスト化を実現することができる。

本発明の一実施例のインバータ装置の電気回路図である。 図１のインバータ装置を備えた一実施例の電動コンプレッサの縦断側面図である。 図１のインバータ装置のゲートドライバの動作を説明する図である。 モータのコモンモード電圧を説明するための図１のインバータ装置のもう一つの電気回路図である。 インバータ装置の相電圧指令値を説明する図である。 インバータ装置の一般的なパルス幅指令値を説明する図である。 図６の線間電圧を説明する図である。 各相のパルス幅指令値に同一の値を加算した場合のパルス幅指令値を説明する図である。 図８の線間電圧を説明する図である。 図８の場合の相電圧とコモンモード電圧等を説明する図である。 図８においてＵ相のみパルス幅指令値を反転させた場合の新たなパルス幅指令値を説明する図である。 図１１の線間電圧を説明する図である。 図１１の場合の相電圧とコモンモード電圧等を説明する図である。 図１１の場合の相電圧とコモンモード電圧を３６０度で示した図である。 図１１の場合に更にＵ相電圧が中間値である領域で、その立ち上がりタイミングと立ち下がりタイミングを他の相の立ち下がりタイミングと立ち上がりタイミングに同期させた場合の相電圧とコモンモード電圧等を説明する図である。 図１５の場合の相電圧とコモンモード電圧を３６０度で示した図である。 図１のインバータ装置に更に補助回路を追加した場合の電気回路図である。 図１７の場合の相電圧とコモンモード電圧を３６０度で示した図である。

以下、本発明の実施の形態について、図面に基づいて詳細に説明する。先ず、図２を参照しながら本発明のインバータ装置１を一体に備えた実施例の電動コンプレッサ（所謂インバータ一体型電動コンプレッサ）１６について説明する。尚、実施例の電動コンプレッサ１６は、エンジン駆動自動車やハイブリッド自動車、電気自動車等の車両に搭載される車両用空気調和装置の冷媒回路の一部を構成するものである。

（１）電動コンプレッサ１６の構成
図２において、電動コンプレッサ１６の金属性の筒状ハウジング２内は、当該ハウジング２の軸方向に交差する仕切壁３により圧縮機構収容部４とインバータ収容部６とに区画されており、圧縮機構収容部４内に例えばスクロール型の圧縮機構７と、この圧縮機構７を駆動するモータ８が収容されている。この場合、ハウジング２は車両のシャシー（接地）に導通されている。また、モータ８はハウジング２に固定されたステータ９と、このステータ９の内側で回転するロータ１１から成るＩＰＭＳＭ（Ｉｎｔｅｒｉｏｒ Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ Ｍａｇｎｅｔ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ Ｍｏｔｏｒ）である。

仕切壁３の圧縮機構収容部４側の中心部には軸受部１２が形成されており、ロータ１１の駆動軸１３の一端はこの軸受部１２に支持され、駆動軸１３の他端は圧縮機構７に連結されている。ハウジング２の圧縮機構収容部４に対応する位置の仕切壁３近傍には吸入口１４が形成されており、モータ８のロータ１１（駆動軸１３）が回転して圧縮機構７が駆動されると、この吸入口１４からハウジング２の圧縮機構収容部４内に作動流体である低温の冷媒が流入し、圧縮機構７に吸引されて圧縮される。

そして、この圧縮機構７で圧縮され、高温・高圧となった冷媒は、図示しない吐出口よりハウジング２外の前記冷媒回路に吐出される構成とされている。また、吸入口１４から流入した低温の冷媒は、仕切壁３近傍を通ってモータ８の周囲を通過し、圧縮機構７に吸引されることから、仕切壁３も冷却されることになる。

そして、この仕切壁３で圧縮機構収容部４と区画されたインバータ収容部６内には、モータ８を駆動制御する本発明のインバータ装置１が収容される。この場合、インバータ装置１は、仕切壁３を貫通する密封端子やリード線を介してモータ８に給電する構成とされている。

（２）インバータ装置１の構造（スイッチング素子１８Ａ～１８Ｆの配置）
実施例の場合、インバータ装置１は、基板１７と、この基板１７の一面側に配線された上アームスイッチング素子１８Ａ、１８Ｂ、１８Ｃと、下アームスイッチング素子１８Ｄ、１８Ｅ、１８Ｆの計６個のスイッチング素子と、基板１７の他面側に配線された制御装置２１と、図示しないＨＶコネクタ、ＬＶコネクタ等から構成されている。各上下アームスイッチング素子１８Ａ～１８Ｆは、実施例ではＭＯＳ構造をゲート部に組み込んだ絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）等から構成されている。

この場合、実施例では後述する三相のインバータ回路２８のＵ相インバータ１９Ｕの上アームスイッチング素子１８Ａと下アームスイッチング素子１８Ｄ、Ｖ相インバータ１９Ｖの上アームスイッチング素子１８Ｂと下アームスイッチング素子１８Ｅ、Ｗ相インバータ１９Ｗの上アームスイッチング素子１８Ｃと下アームスイッチング素子１８Ｆは二つずつそれぞれ並んだかたちで配置されている。

また、各スイッチング素子１８Ａ～１８Ｆの端子部２２は、基板１７の中心側となった状態で基板１７に接続されている。そして、このように組み立てられたインバータ装置１は、各スイッチング素子１８Ａ～１８Ｆがある一面側が仕切壁３側となった状態でインバータ収容部６内に収容されて仕切壁３に取り付けられ、カバー２３にて塞がれる。この場合、基板１７は仕切壁３から起立するボス部２４を介して仕切壁３に固定されることになる。

このようにインバータ装置１が仕切壁３に取り付けられた状態で、各スイッチング素子１８Ａ～１８Ｆは仕切壁３に直接若しくは所定の絶縁熱伝導材を介して密着し、ハウジング２の仕切壁３と熱交換関係となる。そして、前述した如く仕切壁３は圧縮機構収容部４内に吸入される冷媒によって冷やされているので、各スイッチング素子１８Ａ～１８Ｆは仕切壁３を介して吸入冷媒と熱交換関係となり、仕切壁３の厚みを介して圧縮機構収容部４内に吸入された冷媒によって冷却され、各スイッチング素子１８Ａ～１８Ｆ自体は仕切壁３を介して冷媒に放熱するかたちとなる。

（３）インバータ装置１の回路構成
次に、図１においてインバータ装置１は、前述した三相のインバータ回路２８と、制御装置２１を備えている。インバータ回路２８は、直流電源（車両のバッテリ：例えば、ＤＣ３５０Ｖ）２９の直流電圧Ｖｄｃを三相交流電圧（三相交流出力）に変換してモータ８に印加する回路である。このインバータ回路２８は、Ｕ相ハーフブリッジ回路１９Ｕ、Ｖ相ハーフブリッジ回路１９Ｖ、Ｗ相ハーフブリッジ回路１９Ｗを有しており、各相ハーフブリッジ回路１９Ｕ～１９Ｗは、それぞれ上アームスイッチング素子１８Ａ～１８Ｃと、下アームスイッチング素子１８Ｄ～１８Ｆを個別に有している。更に、各スイッチング素子１８Ａ～１８Ｆには、それぞれフライホイールダイオード３１が逆並列に接続されている。

そして、インバータ回路２８の上アームスイッチング素子１８Ａ～１８Ｃの上端側は、直流電源２９の上アーム電源ライン（正極側母線）１０に接続されている。一方、インバータ回路２８の下アームスイッチング素子１８Ｄ～１８Ｆの下端側は、直流電源２９の下アーム電源ライン（負極側母線）１５に接続されている。

尚、３２Ａは上アーム電源ライン１０とシャシー（接地）間に接続されたＹコンデンサであり、３２Ｂは下アーム電源ライン１５とシャシー（接地）間に接続されたＹコンデンサである。これにより、上アーム電源ライン１０の電圧は＋Ｖｄｃ／２、下アーム電源ライン１５の電圧は－Ｖｄｃ／２となり、この電圧（＋Ｖｄｃ／２、及び、－Ｖｄｃ／２）がインバータ回路２８に印加される。

この場合、Ｕ相ハーフブリッジ回路１９Ｕの上アームスイッチング素子１８Ａと下アームスイッチング素子１８Ｄが直列に接続され、Ｖ相ハーフブリッジ回路１９Ｖの上アームスイッチング素子１８Ｂと下アームスイッチング素子１８Ｅが直列に接続され、Ｗ相ハーフブリッジ回路１９Ｗの上アームスイッチング素子１８Ｃと下アームスイッチング素子１８Ｆが直列に接続されている。

そして、Ｕ相ハーフブリッジ回路１９Ｕの上アームスイッチング素子１８Ａと下アームスイッチング素子１８Ｄの接続点（Ｕ相電圧Ｖｕ）は、モータ８のＵ相の電機子コイル４１（図４）に接続され、Ｖ相ハーフブリッジ回路１９Ｖの上アームスイッチング素子１８Ｂと下アームスイッチング素子１８Ｅの接続点（Ｖ相電圧Ｖｖ）は、モータ８のＶ相の電機子コイル４２（図４）に接続され、Ｗ相ハーフブリッジ回路１９Ｗの上アームスイッチング素子１８Ｃと下アームスイッチング素子１８Ｆの接続点（Ｗ相電圧Ｖｗ）は、モータ８のＷ相の電機子コイル４３（図４）に接続されている。

（４）制御装置２１の構成
次に、制御装置２１はプロセッサを有するマイクロコンピュータから構成されており、実施例では車両ＥＣＵから回転数指令値を入力し、モータ８からモータ電流（相電流）を入力して、これらに基づき、インバータ回路２８の各スイッチング素子１８Ａ～１８ＦのＯＮ／ＯＦＦ状態（スイッチング）を制御する。具体的には、各スイッチング素子１８Ａ～１８Ｆのゲート端子に印加するゲート電圧を制御する。

実施例の制御装置２１は、相電圧指令演算部３３と、パルス幅指令演算部３４と、ＰＷＭ信号生成部３６と、ゲートドライバ３７と、モータ８に流れる各相のモータ電流（相電流）であるＵ相電流ｉｕ、Ｖ相電流ｉｖ、Ｗ相電流ｉｗを測定するためのカレントトランスから成る電流センサ２６Ａ、２６Ｂを有しており、各電流センサ２６Ａ、２６Ｂは相電圧指令演算部３３に接続されている。

尚、電流センサ２６ＡはＵ相電流ｉｕを測定し、電流センサ２６ＢはＶ相電流ｉｖを測定する。そして、Ｗ相電流ｉｗはこれらから計算により求める。また、各相のモータ電流を検出する方法については実施例のように電流センサ２６Ａ、２６Ｂで測定する以外に、下アーム電源ライン１５の電流値を検出し、その電流値とモータ８の運転状態から相電圧指令演算部３３が推定する方法などがあることから、各相電流を検出・推定する方法に関しては、特に限定しない。

（４－１）相電圧指令演算部３３
この相電圧指令演算部３３は、モータ８の電気角、電流指令値と相電流から得られるｄ軸電流、ｑ軸電流に基づくベクトル制御により、モータ８の各相の電機子コイル４１～４３に印加するＵ相電圧Ｖｕ、Ｖ相電圧Ｖｖ、Ｗ相電圧Ｖｗを生成するための三相変調の相電圧指令値Ｖｕ^＊（以下、Ｕ相電圧指令値Ｖｕ^＊）、Ｖｖ^＊（以下、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ^＊）、Ｖｗ^＊（以下、Ｗ相電圧指令値Ｖｗ^＊）を演算し、出力する。この場合、相電圧指令演算部３３は、ｄ軸電流及びｑ軸電流から得られるｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊により、下記数式（Ｉ）を用いて各相電圧指令値Ｖｕ^＊、Ｖｖ^＊、Ｖｗ^＊を算出する。尚、数式（Ｉ）中のθｒｅはモータ電気角である。これらの相電圧指令値Ｖｕ^＊、Ｖｖ^＊、Ｖｗ^＊は、モータ８の三相変調制御を行う場合における電圧指令値である。

（４－２）パルス幅指令演算部３４
パルス幅指令演算部３４は、相電圧指令演算部３３により演算され、出力された各相電圧指令値Ｖｕ^＊、Ｖｖ^＊、Ｖｗ^＊から、下記数式（ＩＩ）を用いて、０～１で正規化された各相のパルス幅指令値Ｃｕ（以下、Ｕ相パルス幅指令値）、Ｃｖ（以下、Ｖ相パルス幅指令値）、Ｃｗ（以下、Ｗ相パルス幅指令値）を演算し、出力する。尚、数式（ＩＩ）中のｖｍｏｄは線間変調を行う場合の加算値であり、後述する線間変調を行う場合には、この加算値ｖｍｏｄがそれぞれ加算された各相電圧指令値（Ｖｕ^＊＋ｖｍｏｄ、Ｖｖ^＊＋ｖｍｏｄ、Ｖｗ^＊＋ｖｍｏｄ）から各相のパルス幅指令値Ｃｕ、Ｃｖ、Ｃｗを演算することになるが、線間変調を行わない場合は加算値ｖｍｏｄ＝０となる。このパルス幅指令演算部３４における線間変調や本発明の制御装置２１による反転動作については後に詳述する。

（４－３）ＰＷＭ信号生成部３６
ＰＷＭ信号生成部３６は、パルス幅指令演算部３４により演算され、算出された各相のパルス幅指令値Ｃｕ、Ｃｖ、Ｃｗに基づき、キャリア信号（実施例では図３の鋸波キャリアＸ１）との大小を比較することによって、インバータ回路２８のＵ相インバータ１９Ｕ、Ｖ相インバータ１９Ｖ、Ｗ相インバータ１９ＷをＰＷＭ制御するための駆動指令信号となるＰＷＭ信号を生成し、出力する。

この場合、ＰＷＭ信号生成部３６は、下記数式（ＩＩＩ）を用いて、各相の上アーム立ち上げ指令値（Ｃｕｕ、Ｃｖｕ、Ｃｗｕ）、及び、上アーム立ち下げ指令値（Ｃｕｄ、Ｃｖｄ、Ｃｗｄ）を演算し、出力する。この場合、ＣｕｕはＵ相上アーム立ち上げ指令値、ＣｕｄはＵ相上アーム立ち下げ指令値、ＣｖｕはＶ相上アーム立ち上げ指令値、ＣｖｄはＶ相上アーム立ち下げ指令値、ＣｗｕはＷ相上アーム立ち上げ指令値、ＣｗｄはＷ相上アーム立ち下げ指令値であり、何れも上述したＰＷＭ信号である。尚、数式（ＩＩＩ）中のＣＡはキャリアカウント（鋸波キャリアＸ１）のピーク値である。本発明におけるＰＷＭ信号生成部３６の動作についても後に詳述する。ここで、実施例ではパルス幅指令値として数式（ＩＩ）にて生成した０～１で正規化されたパルス幅指令値Ｃｕ、Ｃｖ、Ｃｗを用いるが、数式（ＩＩＩ）にて実施するキャリアカウント（鋸波キャリアＸ１）のピーク値ＣＡの乗算を数式（ＩＩ）の時点であらかじめ実施すれば、正規化されていないパルス幅指令値を求めることができる。このように、正規化の有無はＣＡの乗算の有無のみを意味するため、本実施例に記載の方法はいずれの場合でも実現が可能である。そのため、本実施例では正規化されたパルス幅指令値Ｃｕ、Ｃｖ、Ｃｗを単にパルス幅指令値とする。

（４－４）ゲートドライバ３７
ゲートドライバ３７は、ＰＷＭ信号生成部３６から出力されるＰＷＭ信号（各相の上アーム立ち上げ指令値及び上アーム立ち下げ指令値）Ｃｕｕ、Ｃｕｄ、Ｃｖｕ、Ｃｖｄ、Ｃｗｕ、Ｃｗｄに基づき、各相の上アームゲート電圧（Ｖｕｐ、Ｖｖｐ、Ｖｗｐ）、及び、下アームゲート電圧（Ｖｕｎ、Ｖｖｎ、Ｖｗｎ）を生成し、出力する。この場合、Ｖｕｐ及びＶｕｎは、それぞれＵ相インバータ１９Ｕの上アームスイッチング素子１８Ａ及び下アームスイッチング素子１８Ｄのゲート電圧、Ｖｖｐ及びＶｖｎは、それぞれＶ相インバータ１９Ｖの上アームスイッチング素子１８Ｂ及び下アームスイッチング素子１８Ｅのゲート電圧、Ｖｗｐ及びＶｗｎは、それぞれＷ相インバータ１９Ｗの上アームスイッチング素子１８Ｃ及び下アームスイッチング素子１８Ｆのゲート電圧である。

そして、インバータ回路２８の各スイッチング素子１８Ａ～１８Ｆは、ゲートドライバ３７から出力される各ゲート電圧に基づき、ＯＮ／ＯＦＦ駆動される。即ち、ゲート電圧がＯＮ状態（所定の電圧値）となるとスイッチング素子がＯＮ動作し、ゲート電圧がＯＦＦ状態（零）となるとスイッチング素子がＯＦＦ動作する。このゲートドライバ３７は、スイッチング素子１８Ａ～１８Ｆが前述したＩＧＢＴである場合には、ＰＷＭ信号に基づいてゲート電圧をＩＧＢＴに印加するための回路であり、フォトカプラやロジックＩＣ、トランジスタ等から構成される。

（４－５）制御装置２１の出力ポート
ここで、制御装置２１はＵ相の上アームスイッチング素子用の出力ポート４４Ａ、Ｕ相の下アームスイッチング素子用の出力ポート４４Ｄ、Ｖ相の上アームスイッチング素子用の出力ポート４４Ｂ、Ｖ相の下アームスイッチング素子用の出力ポート４４Ｅ、Ｗ相の上アームスイッチング素子用の出力ポート４４Ｃ、Ｗ相の下アームスイッチング素子用の出力ポート４４Ｆを有しており、ゲートドライバ３７が出力するゲート電圧Ｖｕｐは出力ポート４４Ａから出力され、ゲート電圧Ｖｕｎは出力ポート４４Ｄから出力される。また、ゲート電圧Ｖｖｐは出力ポート４４Ｂから出力され、ゲート電圧Ｖｖｎは出力ポート４４Ｅから出力され、ゲート電圧Ｖｗｐは出力ポート４４Ｃから出力され、ゲート電圧Ｖｗｎは出力ポート４４Ｆから出力される。

また、実施例の制御装置２１は、全ての上アームスイッチング素子用の出力ポート４４Ａ、４４Ｂ、４４Ｃから出力されるゲート電圧Ｖｕｐ、Ｖｖｐ、ＶｗｐをＯＮ状態、又は、ＯＦＦ状態としてスイッチングの規定区間を開始する構成とされている。従って、各相の上アームスイッチング素子１８Ａ、１８Ｂ、１８Ｃの各ゲートが出力ポート４４Ａ、４４Ｂ、４４Ｃにそれぞれ接続され、下アームスイッチング素子１８Ｄ、１８Ｅ、１８Ｆの各ゲートが出力ポート４４Ｄ、４４Ｅ、４４Ｆにそれぞれ接続された場合には、全ての上アームスイッチング素子１８Ａ、１８Ｂ、１８ＣがＯＮ、又は、全ての下アームスイッチング素子１８Ｄ、１８Ｅ、１８ＦがＯＮした状態からスイッチングの規定区間が開始されることになる。

その場合の一キャリア周期における各相の上アーム立ち上げ指令値Ｃｕｕ、Ｃｖｕ、Ｃｗｕ、上アーム立ち下げ指令値Ｃｕｄ、Ｃｖｄ、Ｃｗｄ、鋸波キャリアＸ１、ゲート電圧Ｖｕｐ、Ｖｕｎ、Ｖｖｐ、Ｖｖｎ、Ｖｗｐ、Ｖｗｎ、各相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ、及び、モータ８のコモンモード電圧Ｖｃｍの関係を図３に示す。図３に示すようにＵ相上アーム立ち上げ指令値Ｃｕｕ、上アーム立ち下げ指令値Ｃｕｄが決まれば、Ｕ相の上アームスイッチング素子１８Ａのゲート電圧Ｖｕｐ、下アームスイッチング素子１８Ｄのゲート電圧Ｖｕｎの動作タイミングが決まる。Ｖ相、Ｗ相についても同様である。尚、各相の上アーム立ち上げ指令値Ｃｕｕ、Ｃｖｕ、Ｃｗｕは、厳密には各相の上アーム立ち上げの前に上下アームの同時立ち上げ状態を防ぐためのデッドタイムを入れた下アーム立ち下げ指令値であるが、上アーム立ち下げ指令（Ｃｕｄ、Ｃｖｄ、Ｃｗｄ）と合わせて分かりやすいように、上アーム立ち上げ指令として記載している。

また、実際にモータ８に印加される電圧の変化タイミングは、モータ８に流れる電流の向きによって決まり、モータ８に流れ込む方向の場合には、上アームスイッチング素子のスイッチング時にモータ８に印加される電圧が決まり、モータ８から流れ出る方向の場合には、下アームスイッチング素子のスイッチング時にモータ８に印加される電圧が決まる。図３の場合、Ｕ相とＶ相はモータ８から流れ出る方向、Ｗ相はモータ８に流れ込む方向に電流が流れている場合を示している。また、図３の場合、モータ８のコモンモード電圧Ｖｃｍは４レベルで変動していることが分かる。

後述する本発明の制御では、相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗのタイミングを調整することでコモンモード電圧Ｖｃｍの変動をキャンセルする動作を実現するものであるが、そのために、電流の向きにより上アーム立ち上げ指令値Ｃｕｕ、Ｃｖｕ、Ｃｗｕ、上アーム立ち下げ指令値Ｃｕｄ、Ｃｖｄ、Ｃｗｄのタイミングを微調整する。

尚、実施例では鋸波キャリアＸ１を使用しているが、三角波キャリアでも上アーム立ち上げ指令値とゲート電圧の動作の関連が若干異なってくるものの、実現可能である。

（４－６）本発明の実施例における出力ポートとゲートの接続
通常の使用方法では各上下アームスイッチング素子１８Ａ～１８Ｆのゲートは上述のように各出力ポート４４Ａ～４４Ｆに接続するものであるが、本発明の実施例では図１に示す如く、Ｕ相の上アームスイッチング素子１８Ａのゲートを制御装置２１の出力ポート４４Ｄに接続し、下アームスイッチング素子１８Ｄのゲートを出力ポート４４Ａに接続している。Ｖ相とＷ相は変えていない。即ち、Ｕ相の上下アームスイッチング素子１８Ａ、１８Ｄのみ逆の出力ポート４４Ｄ、４４Ａに接続する。それによる作用についても後述する。

（４－７）相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ
そして、Ｕ相ハーフブリッジ回路１９Ｕの上アームスイッチング素子１８Ａと下アームスイッチング素子１８Ｄの接続点の電圧がＵ相電圧Ｖｕ（相電圧）としてモータ８のＵ相の電機子コイル４１（図４）に印加（出力）され、Ｖ相ハーフブリッジ回路１９Ｖの上アームスイッチング素子１８Ｂと下アームスイッチング素子１８Ｅの接続点の電圧がＶ相電圧Ｖｖ（相電圧）としてモータ８のＶ相の電機子コイル４２（図４）に印加（出力）され、Ｗ相ハーフブリッジ回路１９Ｗの上アームスイッチング素子１８Ｃと下アームスイッチング素子１８Ｆの接続点の電圧がＷ相電圧Ｖｗ（相電圧）としてモータ８のＷ相の電機子コイル４３（図４）に印加（出力）される。

（５）制御装置２１の動作
次に、図４～図１６を参照しながら、制御装置２１の動作について説明する。
（５－１）コモンモード電圧Ｖｃｍ
先ず、図４を参照しながらモータ８のコモンモード電圧Ｖｃｍの考え方について説明する。モータを駆動するインバータ装置は、ＰＷＭによりモータにパルス電圧を印加する。このパルス電圧は高調波特性を持ち、この高調波特性がモータが持つ浮遊容量を通してモータ（電動コンプレッサ）の外に漏洩する。この漏洩する電流について求めると、コンデンサＣに流れる電流Ｉは一般的に下記数式（ＩＶ）で表現される。

電動コンプレッサ１６のハウジング２から漏洩するコモンモード電流Ｉｃｍは、各相毎に漏洩するコモンモード電流Ｉｃｕ、Ｉｃｖ、Ｉｃｗの総和になるため、下記数式（Ｖ）で表現できる。

ここで、モータの各相毎の浮遊容量Ｃｃｕ、Ｃｃｖ、Ｃｃｗが等しい場合、下記数式（ＶＩ）のようになる。

更に、モータの浮遊容量を三相分加算した三相コモンモード浮遊容量Ｃｍを考えると、下記数式（ＶＩＩ）のようになる。

この関係を適用すると、下記数式（ＶＩＩＩ）のようになる。

以上により、インバータによって発生するコモンモード電流を励起するコモンモード電圧Ｖｃｍを定義すると、下記数式（ＩＸ）となる。

このコモンモード電圧によりモータ（電動コンプレッサ）から漏洩するコモンモード電流が励起される。そのため、このコモンモード電圧の発生を抑制することで、コモンモードノイズを抑制することができる。

また、図４の場合、全体のコモンモード電流Ｉｃ、及び、全体のコモンモード電圧Ｖｃは、インバータにより発生するコモンモード電流Ｉｃｍ、インバータにより発生するコモンモード電圧Ｖｃｍのみであるため、下記数式（Ｘ）の関係となる。

（５－２）線間変調と反転動作
次に、本発明の制御装置２１による線間変調と反転動作について説明する。
（５－２－１）通常のパルス幅指令演算部３４の動作
先ず、図５は相電圧指令演算部３３が出力する各相電圧指令値Ｖｕ^＊、Ｖｖ^＊、Ｖｗ^＊を示し、図６は通常のパルス幅指令演算部３４が出力する各相のパルス幅指令値Ｃｕ、Ｃｖ、Ｃｗを示し、図７はその場合の線間電圧Ｖｕ－ｖ、Ｖｖ－ｗ、Ｖｗ－ｕを示している。

（５－２－２）本発明のパルス幅指令演算部３４における線間変調
他方、本発明のパルス幅指令演算部３４は、各相のパルス幅指令値Ｃｕ、Ｃｖ、Ｃｗのうちの最大値の相電圧にて上アーム電源ライン電圧（上アーム電源ライン１０の電圧）が印加されている区間と最小値の相電圧にて下アーム電源ライン電圧（下アーム電源ライン１５の電圧）が印加されている区間が常に等しくなるように、各相の相電圧指令値Ｖｕ^＊、Ｖｖ^＊、Ｖｗ^＊に同一の加算値ｖｍｏｄ（数式（ＩＩ））を加算する線間変調を実施する。この同一の加算値ｖｍｏｄは、各相電圧指令値Ｖｕ^＊、Ｖｖ^＊、Ｖｗ^＊のうちの中間値ｖｍｉｄｄｌｅの２分の１とする。

この場合の各相電圧指令値Ｖｕ^＊、Ｖｖ^＊、Ｖｗ^＊を図５に示し、各相のパルス幅指令値Ｃｕ、Ｃｖ、Ｃｗを図８に示し、線間電圧Ｖｕ－ｖ、Ｖｖ－ｗ、Ｖｗ－ｕを図９に示す。例えば、図８の０度～６０度の領域では、中間値ｖｍｉｄｄｌｅとなっているＶ相電圧指令値Ｖｖ^＊の２分の１を、各相電圧指令値Ｖｕ^＊、Ｖｖ^＊、Ｖｗ^＊に加算し、６０度～１２０度の領域では、中間値ｖｍｉｄｄｌｅとなっているＵ相電圧指令値Ｖｕ^＊の２分の１を、各相電圧指令値Ｖｕ^＊、Ｖｖ^＊、Ｖｗ^＊に加算するという具合である。

同一の加算値ｖｍｏｄを加算するので、線間電圧Ｖｕ－ｖ、Ｖｖ－ｗ、Ｖｗ－ｕは変わらない（図７と図９参照）。このような線間変調により、線間電圧を変化させずに電圧の制御範囲を拡大することができる。しかしながら、この場合の一キャリア周期における各相の上アーム立ち上げ指令値Ｃｕｕ、Ｃｖｕ、Ｃｗｕ、上アーム立ち下げ指令値Ｃｕｄ、Ｃｖｄ、Ｃｗｄ、鋸波キャリアＸ１、各相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ、及び、モータ８のコモンモード電圧Ｖｃｍを図１０に示す。図１０の場合、モータ８のコモンモード電圧Ｖｃｍは４レベルで変動してしまうので、コモンモードノイズが大きくなることが分かる。

（５－２－３）本発明の制御装置２１による反転動作
そこで、本発明のパルス幅指令演算部３４は、上記線間変調に加えて、一相（実施例ではＵ相）のパルス幅指令値を反転させる反転動作を実行する。この場合、パルス幅指令演算部３４は、Ｕ相パルス幅指令値として（１－Ｃｕ）を出力し、この（１－Ｃｕ）と、Ｖ相パルス幅指令値Ｃｖと、Ｗ相パルス幅指令値Ｃｗを新たなパルス幅指令値として出力する。

これにより、Ｕ相パルス指令値（１－Ｃｕ）は図８の場合のＵ相パルス幅指令値Ｃｕが図１１に示す如く反転されたかたちとなる。このとき、線間変調によりパルス幅指令値の最大値の相電圧にて上アーム電源ライン電圧が印加されている区間と最小値の相電圧にて下アーム電源ライン電圧が印加されている区間は等しいものとされているので、図１１の０度～６０度の領域と、１８０度～２４０度の領域ではＵ相パルス幅指令値（１－Ｃｕ）とＷ相パルス幅指令値Ｃｗが同じ値となり、１２０度～１８０度の領域と、３００度～３６０度の領域ではＵ相パルス幅指令値（１－Ｃｕ）とＶ相パルス幅指令値Ｃｖが同じ値となる。

即ち、０度～６０度の領域と、１８０度～２４０度の領域ではＵ相電圧ＶｕとＷ相電圧Ｖｗのスイッチングタイミングが一致し、１２０度～１８０度の領域と、３００度～３６０度の領域ではＵ相電圧ＶｕとＶ相電圧Ｖｖのスイッチングタイミングが一致することになる。そして、前述した如くＵ相については上下アームスイッチング素子１８Ａ、１８Ｄのゲートが制御装置２１の出力ポート４４Ｄ、４４Ａに逆に接続されているので、上記各領域ではＵ相電圧Ｖｕの立ち上がりタイミング／立ち下がりタイミングとＷ相電圧Ｖｗの立ち下がりタイミング／立ち上がりタイミングが一致し、或いは、Ｕ相電圧Ｖｕの立ち上がりタイミング／立ち下がりタイミングとＶ相電圧Ｖｖの立ち下がりタイミング／立ち上がりタイミングが一致して、コモンモード電圧Ｖｃｍの変動が抑えられることになる。

図１３は１８０度～２４０度の領域での一キャリア周期における各相の上アーム立ち上げ指令値Ｃｕｕ、Ｃｖｕ、Ｃｗｕ、上アーム立ち下げ指令値Ｃｕｄ、Ｃｖｄ、Ｃｗｄ、鋸波キャリアＸ１、各相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ、及び、モータ８のコモンモード電圧Ｖｃｍを示している。この領域では、Ｕ相の上アームスイッチング素子１８ＡがＯＮし、Ｖ相とＷ相の下アームスイッチング素子１８Ｅ、１８ＦがＯＮした状態からスイッチングの規定区間が開始されている。

そして、図１３に示す１８０度～２４０度の領域では、Ｕ相電圧Ｖｕの立ち下がりタイミングとＷ相電圧Ｖｗの立ち上がりタイミングが同期し、Ｕ相電圧Ｖｕの立ち上がりタイミングとＷ相電圧Ｖｗの立ち下がりタイミングが同期していることが分かる。これにより、コモンモード電圧Ｖｃｍの変動は２レベルに抑えられ、コモンモードノイズの発生が抑制される。

次に、係る反転動作を実行してモータ８の運転を実現するためのＰＷＭ信号生成部３６の具体的な動作について数式に基づき説明する。ＰＷＭ信号生成部３６は、前記数式（ＩＩＩ）を用いて各相の上アーム立ち上げ指令値（Ｃｕｕ、Ｃｖｕ、Ｃｗｕ）、及び、上アーム立ち下げ指令値（Ｃｕｄ、Ｃｖｄ、Ｃｗｄ）を演算することは既に述べた。この数式（ＩＩＩ）を一般式にすると、下記数式（ＸＩ）のようになる。ここで、Ｃｘは出力したいパルス幅であり、Ｃｘｕは上アーム立ち上げ指令値、Ｃｘｄは上アーム立ち下げ指令値を示す。

一般的なインバータ装置では、Ｃｘは図１０に示した如く、全て相電圧がＯＮとなるパルス幅指令値（上アーム立ち上げ指令値）が当てはまっていた。

一方、本発明の実施例ではＵ相については、上下アームスイッチング素子１８Ａ、１８Ｄのゲートを制御装置２１の出力ポート４４Ｄ、４４Ａに逆に接続しているので、図１３のようになる。このとき、Ｕ相上アーム立ち上げ指令値Ｃｕｕと、Ｕ相上アーム立ち下げ指令値Ｃｕｄは、数式（ＩＩＩ）中のものから、下記数式（ＸＩＩ）のように変化する。尚、Ｖ相とＷ相については数式（ＩＩＩ）の中のもののままである。

数式（ＸＩ）と数式（ＸＩＩ）を比較すると、先ず、立ち上げと立ち下げの順序が逆転するため、ＣｕｕとＣｕｄが逆転している。また、ＰＷＭの順序が逆転するため、出力したいパルス幅Ｃｘは、相電圧がＯＦＦとなるパルス幅指令値をセットする必要がある。ＯＮとなるパルス幅とＯＦＦとなるパルス幅を加算すると１になるため、ＯＦＦとなるパルス幅は、ＯＮとなるパルスはば指令値で表現すると、前述した（１－Ｃｕ）となる。

以上により、Ｕ相の上下アームスイッチング素子１８Ａ、１８Ｄのゲートを制御装置２１の出力ポート４４Ｄ、４４Ａに逆に接続した場合でも、数式（ＸＩＩ）のようにＣｕｄ、Ｃｕｕを与えることで、狙い通りのＯＮとなるパルス幅を出力することができるようになる。即ち、ＰＷＭ信号生成部３６は、反転する前と後でＵ相電圧Ｖｕが立ち上がっている幅（Ｕ相電圧Ｖｕにて上アーム電源ライン１０の電圧が印加されている幅）が一キャリア周期において変化しないように上アーム立ち上げ指令値Ｃｕｕ、上アーム立ち下げ指令値Ｃｕｄを生成するので、線間電圧は図１２に示すように図９と同様となって変化しなくなり、モータ８は支障なく運転されることになる。尚、上記のようにＵ相の上下アームスイッチング素子１８Ａ、１８Ｄのゲートを制御装置２１の出力ポート４４Ｄ、４４Ａに逆に接続した場合、ＰＷＭ信号生成部３６において数式（ＸＩＩ）で求めたＣｕｄとＣｕｕをゲートドライバ３７に渡す際には、Ｃｕｄをゲートドライバ３７のＣｕｕを格納するためのレジスタに出力し、Ｃｕｕはゲートドライバ３７のＣｕｄを格納するためのレジスタに出力する。

また、ＣｖｕとＣｕｄの値が等しい場合は、Ｖ相の立ち上げとＵ相の立ち下げのスイッチングタイミングが一致する。同様に、ＣｖｄとＣｕｕの値が等しい場合には、Ｖ相の立ち下げとＵ相の立ち上げのスイッチングタイミングが一致する。数式（ＩＩＩ）と数式（ＸＩＩ）より、Ｃｖｕ＝Ｃｕｄ、Ｃｖｄ＝Ｃｕｕとすると、下記数式（ＸＩＩＩ）が成立する場合、スイッチングタイミングが一致するということが分かる。これは、Ｕ相とＷ相についても同様のことが云える。

図１４は上述した本発明の制御装置２１による線間変調と反転動作を実行した場合の各相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗとコモンモード電圧Ｖｃｍを３６０度で示している。図１４中の破線で囲んだ領域と、一点鎖線で囲んだ領域では、上記のようにコモンモード電圧Ｖｃｍの変動を抑制できていることが分かる。

（５－３）シフト制御
しかしながら、３６０度で見ると、６０度～１２０度の領域、２４０度～３００度の領域では、図８に示す如くＵ相パルス幅指令値Ｃｕが中間値ｖｍｉｄｄｌｅとなるため、Ｕ相はＶ相、Ｗ相の何れかの次に動作することになり、図１４の右下に示すように反転した（１－Ｃｕ）は他の二相と一致せず、３６０度で示した図から明らかな如く、一キャリア周期中でコモンモード電圧Ｖｃｍが、他の領域より多く変動している。そこで、制御装置２１はＵ相パルス幅指令値Ｃｕ（あるいは、反転したＵ相パルス幅指令値（１－Ｃｕ）で考えてもよい）が中間値ｖｍｉｄｄｌｅとなっている６０度～１２０度の領域、２４０度～３００度の領域においては、以下に説明するシフト制御を更に実行する。

係るシフト制御について、図１５、図１６に基づいて説明する。図１５中の左側の図は、図１４の６０度～１２０度の領域での一キャリア周期における各相の上アーム立ち上げ指令値Ｃｕｕ、Ｃｖｕ、Ｃｗｕ、上アーム立ち下げ指令値Ｃｕｄ、Ｃｖｄ、Ｃｗｄ、鋸波キャリアＸ１、各相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ、及び、モータ８のコモンモード電圧Ｖｃｍを示している。この領域でも、Ｕ相の上アームスイッチング素子１８ＡがＯＮし、Ｖ相とＷ相の下アームスイッチング素子１８Ｅ、１８ＦがＯＮした状態からスイッチングの規定区間が開始されている。

そして、図１５中の左側の図では、コモンモード電圧Ｖｃｍの変動は２レベルであるものの、一キャリア周期中で６回変動していることが分かる。そこで、実施例ではＰＷＭ信号生成部３６が、下記数式（ＸＩＶ）を用いてＵ相上アーム立ち下げ指令値Ｃｕｄを、Ｖ相上アーム立ち上げ指令値Ｃｖｕまで下げ、Ｕ相のパルス幅を保つため、Ｕ相上アーム立ち上げ指令値Ｃｕｕも同じ幅だけ下げる。

尚、数式（ＸＩＶ）は下記数式（ＸＶ）に置き換えられる。

これにより、図１５中の中央の図に示す如く、Ｕ相電圧Ｖｕの立ち下がりタイミングとＶ相電圧Ｖｖの立ち上がりタイミングが同期する。更に、ＰＷＭ信号生成部３６は、下記数式（ＸＶＩ）を用いてＷ相上アーム立ち下げ指令値Ｃｗｄを、Ｕ相上アーム立ち上げ指令値Ｃｕｕに合わせるように移動させ、Ｗ相のパルス幅を保つため、Ｗ相上アーム立ち上げ指令値Ｃｗｕも同じ幅だけ移動させる。

尚、数式（ＸＶＩ）は下記数式（ＸＶＩＩ）に置き換えられる。

これにより、図１５中の右側の図に示す如く、Ｕ相電圧Ｖｕの立ち上がりタイミングとＷ相電圧Ｖｗの立ち下がりタイミングも同期することになり、コモンモード電圧Ｖｃｍの変動は２レベルで、一キャリア周期中に２回（立ち上がり１回、立ち下がり１回ずつ）に削減されることが分かる。

尚、２４０度～３００度の領域においても同様のシフト制御を実行するものであるが、この領域においては、６０度～１２０度の領域とはＶ相とＷ相の関係が逆になるため、前述した数式（ＸＶ）と数式（ＸＶＩＩ）は下記数式（ＸＶＩＩＩ）のようになる。

図１６は前述した線間変調と反転動作に加えて上記シフト制御を実行した場合の各相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗとコモンモード電圧Ｖｃｍを３６０度で示している。シフト制御を行うことにより、Ｕ相電圧指令値Ｖｕ^＊が中間値ｖｍｉｄｄｌｅとなる領域（Ｕ相がＶ相或いはＷ相と反対のＰＷＭにならない領域）においてもスイッチングタイミングを同期させ、コモンモードノイズの発生を抑制することができたことが分かる。

（６）補助回路４６
次に、図１７、図１８を参照しながら更に補助回路４６を追加した場合について説明する。前述した如く、制御装置２１による線間変調、反転動作及びシフト制御により、コモンモード電圧Ｖｃｍの変動は２レベルで、一キャリア周期中に２回に削減された。このような少ない変動であれば、簡単な構成の補助回路４６を追加して全体のコモンモード電圧Ｖｃの変動を更に抑制することが可能である。

そこで、図１、図４に示したインバータ装置１に、補助回路４６を追加して設ける。図１７はこの場合の電気回路を示している。図１７中で図１４と同一の部分は同一の符号を付して示しており、この場合は図１４の回路に補助回路４６を追加する。補助回路４６は、絶縁トランス４７と、この絶縁トランス４７の一次側に設けられた低電圧電源４８（例えば、直流電源２９から生成される）、コンデンサ４９、抵抗５１、ダイオード５２、スイッチング素子５３、フライホイールダイオード５４と、絶縁トランス４７の二次側の正極側母線５６に接続された整流ダイオード５７と、絶縁トランス４７の正極側母線５６と負極側母線５８間に接続された抵抗６１、６２と、Ｙコンデンサ６３、６４を有しており、これらにより補助回路４６の電源回路６５が構成され、実施例では正極側母線５６の電圧を＋Ｖｄｃ／３０（所定の低電圧）とし、負極側母線５８の電圧を－Ｖｄｃ／３０（所定の低電圧）としている。この補助回路４６の絶縁トランス４７の二次側で生成される＋Ｖｄｃ／３０、及び、－Ｖｄｃ／３０が、実施例では制御装置２１側でインバータ回路２８に印加される＋Ｖｄｃ／２、及び、－Ｖｄｃ／２よりも低い所定の低電圧である。

そして、この電源回路６５の正極側母線５６と負極側母線５８間に、電流制御素子６６が接続され、上記＋Ｖｄｃ／３０、及び、－Ｖｄｃ／３０（所定の低電圧）が印加される。実施例の電流制御素子６６は、ＮＰＮトランジスタ６７とＰＮＰトランジスタ６８から成り、各トランジスタ６７、６８はプッシュプル回路を構成している。そして、各トランジスタ６７、６８のエミッタとシャシー（接地）間に、リアクタンス６９と、抵抗７１と、カップリングコンデンサ７２が接続されている。

図中７３はマイクロコンピュータから構成された補助回路制御部であり、この補助回路制御部７３が絶縁型ゲートドライバ７４を介して、電流制御素子６６の各トランジスタ６７、６８のベースを駆動してスイッチングする構成とされている。以上が実施例の補助回路４６の構成であり、この補助回路４６も電動コンプレッサ１６のインバータ収容部６に配置される。

次に、係る補助回路４６の動作を数式を用いて説明する。補助回路４６の補助回路制御部７３は、前述した制御装置２１による線間変調、反転動作及びシフト制御により、変動が２レベルで、一キャリア周期中で２回に削減されたコモンモード電圧Ｖｃｍを相殺するためのノイズ抑制電圧Ｖｃｘを生成するように、絶縁型ゲートドライバ７４にて電流制御素子６６の各トランジスタ６７、６８をスイッチング駆動（ＰＷＭ駆動）し、このノイズ抑制電圧Ｖｃｘをカップリングコンデンサ７２に加える。

モータ８より漏洩するコモンモード電流Ｉｃと前述したモータ８のコモンモード電圧Ｖｃｍの関係は下記数式（ＸＩＸ）の通りである。

上記コモンモード電流Ｉｃを０としてコモンモード電圧Ｖｃｍの変動を１レベル（変動しないこと）まで低減するには、下記数式（ＸＸ）の関係となるような容量Ｃｘのカップリングコンデンサ７２を補助回路４６に接続し、補助回路制御部７３によりノイズ抑制電圧Ｖｃｘを生成すればよい。

ここで、前述した如くコモンモード電圧Ｖｃｍの変動は２レベルに抑制されているので、コモンモード電圧Ｖｃｍは下記数式（ＸＸＩ）の通りとなり、ノイズ抑制電圧Ｖｃｘはコモンモード電圧Ｖｃｍの逆向きで動作させるものとすると下記の通りとなる（同じく数式（ＸＸＩ）中に示す。

以上により、下記数式（ＸＸＩＩ）のようにカップリングコンデンサ７２の容量Ｃｘを与える（選定する）ことで、コモンモード電流Ｉｃ＝０とすることができる。

上記得られたカップリングコンデンサ７２の容量Ｃｘを用いてコモンモード電流Ｉｃと全体のコモンモード電圧Ｖｃを表現すると、下記数式（ＸＸＩＩＩ）のようになる。尚、数式（ＸＸＩＩＩ）中の（Ｖｕ＋Ｖｖ＋Ｖｗ）／３は数式（ＩＸ）で示したモータ８のコモンモード電圧Ｖｃｍである。

制御装置２１による線間変調、反転動作及びシフト制御を実施した上で、補助回路４６の出力１５Ｖｃｘを図１８のように与えることで、全体のコモンモード電圧Ｖｃの変動は完全に抑制される。尚、補助回路４６の出力１５Ｖｃｘは、実施例の回路における数値である。

この場合、モータ８のコモンモード電圧Ｖｃｍの変動は２レベルで、一キャリア周期中に２回とされているので、補助回路４６の電流制御素子６６のスイッチング回数も低減される。そのため、補助回路４６のＰＷＭ動作を、制御装置２１によるモータ８の制御のＰＷＭ動作に連動して出力できるＰＷＭ信号を一本（単一で二値の制御信号）用いて動作させるたけで駆動することができるようになる。これにより、補助回路４６の構成を簡素化することが可能となる。

以上詳述した如く本発明によれば、パルス幅指令演算部３４が実行する線間変調により、従来同様に線間電圧を変化させずに電圧の制御範囲を拡大することができる。特に、パルス幅指令演算部３４はＵ相パルス幅指令値を反転させて（１－Ｃｕ）とするので、Ｕ相パルス幅指令値が最大値又は最小値となっている領域では、当該パルス幅指令値は他の相のパルス幅指令値と同じ値となる。これにより、当該領域ではＵ相電圧Ｖｕの立ち上がりタイミングと他の相の相電圧の立ち下がりタイミング、及び、Ｕ相電圧Ｖｕの立ち下がりタイミングと他の相の相電圧の立ち上がりタイミングを完全に同期させ、モータ８のコモンモード電圧Ｖｃｍの変動により発生するコモンモードノイズを抑制することが可能となる。

これにより、広い運転領域を確保しながらコモンモードノイズを抑制するインバータ装置を小型で安価なかたちで実現することができるようになり、実施例の如き電動コンプレッサ１６のモータ８を駆動する際に極めて有効となる。

また、Ｕ相のみ他の相とは逆の上下アームスイッチング素子がＯＮした状態からスイッチングの規定区間が開始するようにしているので、円滑に立ち上がり、立ち下がりタイミングを同期させることができるようになる。

この場合、各相の上下アームスイッチング素子１８Ａ～１８Ｆがそれぞれ接続される制御装置２１の出力ポート４４Ａ～４４Ｆの出力が、実施例のように全ての上アームスイッチング素子１８Ａ～１８ＣがＯＮ、又は、全ての下アームスイッチング素子１８Ｄ～１８ＦがＯＮした状態からスイッチングの規定区間が開始される構成である場合には、実施例の如くＵ相の上下アームスイッチング素子１８Ａ、１８Ｄのみ逆の出力ポート４４Ｄ、４４Ａに接続することで簡単に上記タイミングの同期を実現することができる。

また、ＰＷＭ信号生成部３６は反転する前と反転した後でＵ相電圧Ｖｕが立ち上がっている幅（Ｕ相電圧Ｖｕにて上アーム電源ライン１０の電圧が印加されている幅）が一キャリア周期において変化しないように、当該Ｕ相の上下アームスイッチング素子１８Ａ、１８Ｄのスイッチングを制御するので、モータ８の運転性能にも支障が生じない。

また、反転したＵ相パルス幅指令値が中間値となる領域においては、反転させても他の相のパルス幅指令値と同じ値とならないが、その領域ではＵ相電圧Ｖｕの立ち上がりタイミングと他の相の相電圧の立ち下がりタイミング、Ｕ相電圧Ｖｕの立ち下がりタイミングともう一つの他の相の相電圧の立ち上がりタイミングを同期させるシフト制御を実行するので、この領域においても、コモンモード電圧Ｖｃｍの変動を抑制し、コモンモードノイズの低減を図ることが可能となる。

この場合も、Ｕ相のみ他の相とは逆の上下アームスイッチング素子がＯＮした状態からスイッチングの規定区間が開始するようにしているので、円滑に立ち上がり、立ち下がりタイミングを同期させることができるようになる。

また、モータ８のコモンモード電圧Ｖｃｍを相殺するためのノイズ抑制電圧Ｖｃｘを生成する補助回路４６を更に設けることで、全体のコモンモード電圧Ｖｃを完全に抑制することも可能となる。この場合にも、線間変調と反転動作、シフト制御によりモータ８のコモンモード電圧Ｖｃｍの変動が抑制されているので、補助回路４６自体の構成や動作も簡易化される。

この場合も実施例のように、補助回路４６の電源回路６５にて電流制御素子６６を構成する各トランジスタ６７、６８に印加する電圧を所定の低電圧としているので、低耐圧の素子（トランジスタ）を使用することができるようになり、補助回路４６の小型化と低コスト化を実現することができる。

尚、上述した実施例では制御装置２１により線間変調と反転動作に加えて、シフト制御も実行するようにしたが、請求項１～請求項５の発明では、線間変調と反転動作のみを実行するようにしてもよい。同様に請求項１～請求項８の発明には補助回路４６を設けない場合も含まれる。また、請求項１～請求項５の発明によりコモンモード電圧Ｖｃｍの変動は２レベルに抑えられるため、請求項１～請求項５の発明に対して請求項９の発明の補助回路４６を設けることで、補助回路のノイズ抑制電圧の生成回数が増加するものの、コモンモードノイズの発生抑制が可能である。

また、実施例では制御装置２１のパルス幅指令演算部３４により線間変調と反転動作を実行するようにしたが、請求項１、請求項２の発明では、例えばＰＷＭ信号生成部３６で線間変調と反転動作を実施するようにしてもよい。更に、前述した図１３、図１５の例ではＵ相の上アームスイッチング素子１８ＡがＯＮし、Ｖ相とＷ相の下アームスイッチング素子１８Ｅ、１８ＦがＯＮした状態からスイッチングの規定区間が開始される場合で説明したが、Ｕ相の下アームスイッチング素子１８ＤがＯＮし、Ｖ相とＷ相の上アームスイッチング素子１８Ｂ、１８ＣがＯＮした状態からスイッチングの規定区間が開始されるようにしてもよい。

更にまた、実施例では反転動作でＵ相パルス幅指令値Ｃｕを反転させた（１－Ｃｕ）が、Ｖ相或いはＷ相を反転するようにしてもよい。また、実施例では電動コンプレッサのモータの駆動に本発明を適用したが、請求項１～請求項１１の発明は電動コンプレッサ以外のモータにも有効であることは云うまでもない。

１ インバータ装置
８ モータ
１６ 電動コンプレッサ
１８Ａ～１８Ｆ 上下アームスイッチング素子
１９Ｕ Ｕ相インバータ
１９Ｖ Ｖ相インバータ
１９Ｗ Ｗ相インバータ
２１ 制御装置
２８ インバータ回路
３３ 相電圧指令演算部
３４ パルス幅指令演算部
３６ ＰＷＭ信号生成部
３７ ゲートドライバ
４４Ａ～４４Ｆ 出力ポート
４６ 補助回路
６５ 電源回路
６６ 電流制御素子
６７、６８ トランジスタ
７２ カップリングコンデンサ
７３ 補助回路制御部

Claims (12)

1. 各相の上下アームスイッチング素子の接続点における相電圧を三相交流出力としてモータに印加するインバータ回路と、
   該インバータ回路の前記各相の上下アームスイッチング素子のスイッチングを制御する制御装置を備えたインバータ装置において、
   前記制御装置は、各相の前記相電圧を生成するための指令値のうちの最大値と最小値の絶対値が常に等しくなるように前記各相の指令値に同一の値を加算し、且つ、当該加算された各相の指令値のうちの一相を反転したものを前記各相の新たな指令値とし、当該各相の新たな指令値に基づいて、前記各相の上下アームスイッチング素子のスイッチングを制御することを特徴とするインバータ装置。
2. 前記制御装置は、反転する前と反転した後で前記一相の相電圧にて上アーム電源ライン電圧が印加されている幅が一キャリア周期において変化しないように、当該一相の前記上下アームスイッチング素子のスイッチングを制御することを特徴とする請求項１に記載のインバータ装置。
3. 上アーム電源ライン及び下アーム電源ライン間に、各相毎に上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子を直列接続し、これら各相の上下アームスイッチング素子の接続点における相電圧を三相交流出力としてモータに印加するインバータ回路と、
   該インバータ回路の前記各相の上下アームスイッチング素子のスイッチングを制御する制御装置を備えたインバータ装置において、
   前記制御装置は、
   前記モータの各相に印加する相電圧を生成するための相電圧指令値を演算し、出力する相電圧指令演算部と、
   該相電圧指令演算部が出力する前記各相の相電圧指令値から各相のパルス幅指令値を演算し、出力するパルス幅指令演算部と、
   該パルス幅指令演算部が出力する前記各相のパルス幅指令値に基づき、前記インバータ回路をＰＷＭ制御するための、前記各相の上アーム立ち上げ指令値及び上アーム立ち下げ指令値から成るＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部を有し、
   前記パルス幅指令演算部は、前記各相のパルス幅指令値のうちの最大値の相電圧にて上アーム電源ライン電圧が印加されている区間と最小値の相電圧にて下アーム電源ライン電圧が印加されている区間が常に等しくなるように前記各相の相電圧指令値に同一の値を加算し、且つ、当該加算された各相の相電圧指令値から演算された各相のパルス幅指令値のうちの一相を反転させることで、前記各相の新たなパルス幅指令値を生成し、出力することを特徴とするインバータ装置。
4. 前記ＰＷＭ信号生成部は、反転する前と反転した後で前記一相の相電圧にて上アーム電源ライン電圧が印加されている幅が一キャリア周期において変化しないように、当該一相の上アーム立ち上げ指令値及び上アーム立ち下げ指令値を生成することを特徴とする請求項３に記載のインバータ装置。
5. 前記指令値又は前記相電圧指令値に加える同一の値は、前記指令値又は相電圧指令値のうちの中間値の２分の１であることを特徴とする請求項１乃至請求項４のうちの何れかに記載のインバータ装置。
6. 前記制御装置は、前記反転した一相が前記指令値又はパルス幅指令値のうちの中間値となる領域においては、当該一相の相電圧の立ち上がりタイミングと他の相の相電圧の立ち下がりタイミング、及び／又は、前記一相の相電圧の立ち下がりタイミングともう一つの他の相の相電圧の立ち上がりタイミングを同期させることを特徴とする請求項１乃至請求項５のうちの何れかに記載のインバータ装置。
7. 前記制御装置は、前記一相の上アームスイッチング素子がＯＮし、他の二相の下アームスイッチング素子がＯＮした状態、又は、前記一相の下アームスイッチング素子がＯＮし、他の二相の上アームスイッチング素子がＯＮした状態からスイッチングの規定区間を開始することを特徴とする請求項１乃至請求項６のうちの何れかに記載のインバータ装置。
8. 前記制御装置は、前記各相の上下アームスイッチング素子をそれぞれ接続するための出力ポートを有し、前記一相の上下アームスイッチング素子は、上アームスイッチング素子が下アームスイッチング素子用の前記出力ポートに、下アームスイッチング素子が上アームスイッチング素子用の前記出力ポートに接続されていることを特徴とする請求項７に記載のインバータ装置。
9. 前記モータのコモンモード電圧を相殺するためのノイズ抑制電圧を生成する補助回路を更に備えたことを特徴とする請求項１乃至請求項８のうちの何れかに記載のインバータ装置。
10. 前記補助回路は、電流制御素子と、該電流制御素子と接地間に接続されたカップリングコンデンサと、前記電流制御素子に所定の低電圧を印加するための電源回路と、前記電流制御素子を駆動することにより、前記ノイズ抑制電圧を生成する補助回路制御部を備えたことを特徴とする請求項９に記載のインバータ装置。
11. 前記電流制御素子は、互いに逆極性を有する２個のトランジスタから成り、各トランジスタはプッシュプル回路を構成することを特徴とする請求項１０に記載のインバータ装置。
12. 前記モータを内蔵した電動コンプレッサに搭載されることを特徴とする請求項１乃至請求項１１のうちの何れかに記載のインバータ装置。

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