WO2022039018A1 - インバータ装置 - Google Patents

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WO2022039018A1
WO2022039018A1 PCT/JP2021/028712 JP2021028712W WO2022039018A1 WO 2022039018 A1 WO2022039018 A1 WO 2022039018A1 JP 2021028712 W JP2021028712 W JP 2021028712W WO 2022039018 A1 WO2022039018 A1 WO 2022039018A1
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phase
arm switching
lower arm
phase voltage
switching element
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辰樹 柏原
雄志 荒木
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サンデン・アドバンストテクノロジー株式会社
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    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
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Definitions

  • the present invention relates to an inverter device that is driven by applying it to a three-phase AC output motor by an inverter circuit.
  • an inverter device for driving a motor has a three-phase inverter circuit composed of a plurality of switching elements, and PWM (Pulse Width Modulation) control of the switching element of each phase of UVW to generate a voltage waveform close to a sinusoidal wave.
  • PWM Pulse Width Modulation
  • this common mode noise is generated by a common mode current leaking through a stray capacitance between the compressor housing and the ground, but in the past, a noise filter was installed to regulate it. I was satisfied. However, the installation of such a noise filter causes an increase in the size of the device, and there is a problem that the cost also rises.
  • the three-phase modulation voltage command value (U-phase voltage command value Vu', V-phase voltage command value Vv', W-phase voltage command value Vw') is corrected to adjust the switching timing of the upper and lower arm switching elements of each phase.
  • a method of canceling the generation of common mode noise due to the fluctuation of the neutral point potential has also been proposed by combining them (see, for example, Patent Document 1).
  • FIG. 10 shows a U-phase voltage command correction value Cu'corrected by the U-phase voltage command value Vu', a V-phase voltage command correction value Cv'corrected by the V-phase voltage command value Vv', and W-phase voltage command correction value Cw'corrected W-phase voltage command value Vw', carrier signal (carrier), U-phase voltage Vu, V-phase voltage Vv, W-phase voltage Vw phase voltage (PWM signal), motor It is a figure which showed the neutral point potential Vc.
  • Each value in FIG. 10 is a value after normalization (corrected to -1 to 1) with a DC voltage Vdc.
  • the U-phase voltage command correction value Cu' stands with the start-up command value Cu'up (fine broken line, the same applies hereinafter) within one carrier cycle. There is a lower command value Cu'down (wide broken line; the same applies hereinafter).
  • the V-phase voltage command correction value Cv' has a start-up command value Cv'up and a start-down command value Cv'down within one carrier cycle
  • the W-phase voltage command correction value Cw' also has one carrier cycle. There are a start-up command value Cw'up and a start-up command value Cw'down.
  • the neutral point potential Vc of the motor is calculated by the average value of each phase voltage (Vu + Vv + Vw) / 3, but in the method of Patent Document 1, the voltage command correction values Cu', Cv', and Cw'are used.
  • the change in the neutral point potential Vc is changed by synchronizing the switching timings of the upper and lower arm switching elements of each phase and canceling the change in the phase voltage applied to the motor by the change in the other phase voltage. Suppress.
  • FIG. 11 is an enlarged view of the frame Z1 portion of FIG.
  • the conditions in this case are, for example, a carrier frequency of 20 kHz and a DC voltage of 350 V.
  • Vc (Vu + Vv + Vw) instead of the average value.
  • the upper arm switching element in the U phase, the upper arm switching element is turned on, and in the V phase and the W phase, the specified switching section is started from the state where the lower arm switching element is turned on.
  • a start-up command value Cu'up is generated so that the V-phase voltage Vv rises at the timing when the U-phase voltage Vu falls.
  • a fall command value Cw'down is generated so that the W phase voltage Vw falls in accordance with the timing at which the U phase voltage Vu rises.
  • the fluctuation range of the neutral point potential Vc is 2 of -1 to 1 (FIGS. 10 and 11).
  • FIG. 12 shows the frequency spectrum (FFT result) of the neutral point potential in the inverter device of the above type
  • FIG. 13 shows the frequency spectrum of the neutral point potential in the inverter device of the general three-phase modulation method.
  • the modulation width is adjusted.
  • the area where the motor can be driven becomes very narrow because the voltage becomes narrow and a high modulation factor cannot be obtained.
  • an inverter device to which a method called two-phase modulation is applied has been proposed for the purpose of reducing the loss and heat generation of the switching element.
  • This two-phase modulation type inverter device fixes the ON / OFF state of any one of the UVW phases, and controls the other two phases while modulating the ON / OFF state, thereby performing three-phase modulation.
  • PWM control is performed while reducing the number of switchings of the switching element and reducing the switching loss and the amount of heat generated as compared with the method (see, for example, Patent Document 2). Further, as the number of switchings is reduced, the number of times the neutral point potential fluctuates is naturally reduced, so that the common mode noise can be surely reduced to 2/3.
  • FIG. 14 shows two generated from three-phase voltage command values (U-phase voltage command value Vu', V-phase voltage command value Vv', W-phase voltage command value Vw') in a general two-phase modulation type inverter device.
  • the U-phase voltage command value, the V-phase voltage command value, and the W-phase voltage command value, which are the phase modulation voltage command values, are indicated by U, V, and W, respectively.
  • each value is a value after normalization (corrected to -1 to 1) with the DC voltage Vdc.
  • the U-phase voltage command value U of the two-phase modulation has a start command value Up and a start command value Down within one carrier cycle. do.
  • the V-phase voltage command value V of two-phase modulation also has a start command value Vup and a start command value Vdown within one carrier cycle
  • the W phase voltage command value W of two-phase modulation also has one carrier cycle. There are a start-up command value Wup and a start-up command value Wdown.
  • a PWM signal to be a drive command signal of the inverter circuit is generated. This PWM signal becomes each phase voltage of the U-phase voltage Vu, the V-phase voltage Vv, and the W-phase voltage Vw after normalization.
  • the lower arm switching element of the W phase is fixed in the ON state
  • the lower arm switching element of the U phase is fixed in the ON state.
  • the lower arm switching element of the V phase is fixed in the ON state.
  • the neutral point potential Vc of the motor is similarly calculated by the average value of each phase voltage (Vu + Vv + Vw) / 3, but in the method of Patent Document 2, each voltage command value U, V of two-phase modulation is used.
  • the number of switchings of the upper and lower arm switching elements of each phase is reduced to 2/3, so that the common mode noise generated by the fluctuation of the neutral point potential Vc is also a general three-phase modulation. It is reduced to 2/3 compared to the method.
  • the fluctuation range of the neutral point potential Vc is 4 (-3 to 1).
  • FIG. 15 is an enlargement of the frame Z2 portion of FIG. Further, the conditions in this case are also a carrier frequency of 20 kHz and a DC voltage of 350 V.
  • FIG. 16 shows the frequency spectrum of the neutral point potential in the two-phase modulation type inverter device.
  • the fluctuation of the neutral point potential Vc is suppressed as compared with the general three-phase modulation (FIG. 13) while maintaining a high modulation rate. there were.
  • the present invention has been made in view of the conventional situation, and provides an inverter device based on a two-phase modulation method and capable of further reducing common mode noise.
  • an upper arm switching element and a lower arm switching element are connected in series for each phase between the upper arm power supply line and the lower arm power supply line, and the phase at the connection point of the upper and lower arm switching elements of each phase. It is equipped with an inverter circuit that applies voltage to the motor as a three-phase AC output, and a control device that controls the switching of the upper and lower arm switching elements of each phase of this inverter circuit. ON / OFF of the one-phase upper and lower arm switching element of the inverter circuit based on the phase voltage command calculation unit that calculates and outputs the three-phase modulation voltage command value for generating the applied voltage and the three-phase modulation voltage command value.
  • a line modulation calculation unit that calculates a two-phase modulation voltage command value that fixes the state and modulates the ON / OFF state of the other two-phase upper and lower arm switching elements, and an inverter circuit based on the two-phase modulation voltage command value. It has a PWM signal generation unit that generates a PWM signal that controls PWM, synchronizes the switching timing of the two-phase upper and lower arm switching elements that modulate the ON / OFF state, and changes the phase voltage applied to the motor. It is characterized by canceling out with changes in other phase voltages.
  • the inverter device is the state in which the upper arm switching element of one of the two phases that modulates the ON / OFF state is turned on and the other lower arm switching element is turned on in the control device in the above invention. It is characterized by starting the specified section of switching from.
  • the control device has the timing of the fall of the phase voltage of one of the two phases and the timing of the rise of the other phase voltage to modulate the ON / OFF state, and It is characterized in that only one of the rising timing of one phase voltage and the falling timing of the other phase voltage is synchronized.
  • the inverter device is characterized in that, in the above invention, the control device selects and synchronizes the timing with which the surge voltage at the time of switching is larger.
  • a specific one-phase upper / lower arm switching element constantly modulates the ON / OFF state, and one of the remaining two phases, the upper / lower arm switching element. It is characterized in that the ON / OFF state of is fixed.
  • the inverter device is characterized in that, in the above invention, the specific one-phase upper and lower arm switching elements are arranged in a heat exchange relationship with a portion having the lowest temperature in the electric compressor.
  • the line modulation calculation unit always modulates the ON / OFF state of a specific one-phase upper and lower arm switching element, and the upper and lower of one of the remaining two phases.
  • the two-phase modulation voltage command value that fixes the ON / OFF state of the arm switching element is output, and the PWM signal generation unit corrects the two-phase modulation voltage command value output by the line modulation calculation unit to the motor. It is characterized in that a change in an applied phase voltage is canceled by a change in another phase voltage.
  • the upper arm switching element and the lower arm switching element are connected in series for each phase between the upper arm power supply line and the lower arm power supply line, and the phase voltage at the connection point of the upper and lower arm switching elements of each phase.
  • an inverter device provided with an inverter circuit that applies Based on the phase voltage command calculation unit that calculates and outputs the three-phase modulation voltage command value for generating voltage and the three-phase modulation voltage command value, the ON / OFF state of the one-phase upper and lower arm switching elements of the inverter circuit is set.
  • a line modulation calculation unit that calculates a two-phase modulation voltage command value that fixes and modulates the ON / OFF state of the other two-phase upper and lower arm switching elements, and a PWM inverter circuit based on the two-phase modulation voltage command value. Since it has a PWM signal generator that generates a PWM signal to control, it reduces the number of switchings of the upper and lower arm switching elements by two-phase modulation, reduces switching loss and heat generation, and also reduces the neutral point potential of the motor. Fluctuations can also be reduced.
  • control device synchronizes the switching timing of the two-phase upper and lower arm switching elements that modulate the ON / OFF state, and the change in the phase voltage applied to the motor is changed by the change in the other phase voltage. Since the cancellation is made, it is possible to further suppress the fluctuation of the neutral point potential of the motor by the switching timing of the switching element, and to remarkably suppress the generation of common mode noise.
  • the noise suppression effect by reducing the fluctuation of the neutral point potential by the above two-phase modulation can be enjoyed at the minimum, so that the motor control with stable and low noise is generally enjoyed. It will be possible to realize the device.
  • the control device switches from the state in which the upper arm switching element of one of the two phases that modulates the ON / OFF state is turned on and the other lower arm switching element is turned on. If the specified section is started, the change in the phase voltage can be smoothly canceled by the change in the other phase voltage.
  • the control device modulates the ON / OFF state of one of the two phases, the timing of the fall of the phase voltage and the timing of the rise of the other phase voltage, and the timing of the rise of the other phase voltage.
  • the control device selects and synchronizes the timing with which the surge voltage at the time of switching is larger as in the invention of claim 4, the surge voltage generated in the circuit can be effectively suppressed. become.
  • control device constantly modulates the ON / OFF state of the specific one-phase upper / lower arm switching element, and the ON / OFF state of one of the remaining two phases of the upper / lower arm switching element.
  • the ON / OFF state is not fixed. It is possible to effectively cool a specific one-phase upper / lower arm switching element that is constantly switched and has a high temperature, and to avoid inconveniences such as forced stop of the electric compressor.
  • the line modulation calculation unit always modulates the ON / OFF state of the specific one-phase upper / lower arm switching element, and turns on one of the remaining two phases of the upper / lower arm switching element.
  • the phase voltage applied to the motor by outputting the two-phase modulation voltage command value that fixes the / OFF state and correcting the two-phase modulation voltage command value output by the line modulation calculation unit by the PWM signal generation unit. If the change in the phase voltage is canceled by the change in the other phase voltage, the line modulation calculation unit outputs a two-phase modulation voltage command value that cancels the change in the phase voltage by the change in the other phase voltage. It will disappear and the calculation will be simplified.
  • FIG. 1 It is an electric circuit diagram of the inverter device of one Embodiment of this invention. It is a vertical sectional side view of the electric compressor of one Example provided with the inverter device of FIG. It is a side view of the electric compressor of FIG. 2 as seen from the inverter accommodating part side excluding the cover and the substrate. It is a figure which shows the voltage command correction value of the two-phase modulation of the inverter device of FIG. 1, the carrier signal, the phase voltage, and the neutral point potential of a motor. It is an enlarged view of the frame Z3 part of FIG. It is an enlarged view of the frame Z4 part of FIG. It is an enlarged view of the frame Z5 part of FIG. It is an enlarged view of the frame Z6 part of FIG.
  • an electric compressor (so-called inverter-integrated electric compressor) 16 of an embodiment integrally equipped with the inverter device 1 of the present invention will be described with reference to FIGS. 2 and 3.
  • the electric compressor 16 of the embodiment constitutes a part of a refrigerant circuit of an air conditioner for a vehicle mounted on a vehicle such as an engine-driven vehicle, a hybrid vehicle, or an electric vehicle.
  • the inside of the metallic tubular housing 2 of the electric compressor 16 is a compression mechanism accommodating portion 4 and an inverter accommodating portion due to a partition wall 3 intersecting the axial direction of the housing 2. It is divided into 6 and, for example, a scroll type compression mechanism 7 and a motor 8 for driving the compression mechanism 7 are housed in the compression mechanism accommodating portion 4.
  • the motor 8 is an IPMSM (Interior Permanent Magnet Synchronous Motor) including a stator 9 fixed to the housing 2 and a rotor 11 rotating inside the stator 9.
  • IPMSM Interior Permanent Magnet Synchronous Motor
  • a bearing portion 12 is formed in the central portion of the partition wall 3 on the compression mechanism accommodating portion 4 side, one end of the drive shaft 13 of the rotor 11 is supported by the bearing portion 12, and the other end of the drive shaft 13 is a compression mechanism. It is connected to 7.
  • a suction port 14 is formed in the vicinity of the partition wall 3 at a position corresponding to the compression mechanism accommodating portion 4 of the housing 2, and when the rotor 11 (drive shaft 13) of the motor 8 rotates to drive the compression mechanism 7.
  • a low-temperature refrigerant which is a working fluid, flows into the compression mechanism accommodating portion 4 of the housing 2 from the suction port 14, and is sucked into the compression mechanism 7 to be compressed.
  • the refrigerant compressed by the compression mechanism 7 and having a high temperature and high pressure is discharged to the refrigerant circuit outside the housing 2 from a discharge port (not shown). Further, the low-temperature refrigerant flowing in from the suction port 14 passes around the motor 8 through the vicinity of the partition wall 3 and is sucked into the compression mechanism 7, so that the partition wall 3 is also cooled.
  • the inverter device 1 of the present invention that drives and controls the motor 8 is housed in the inverter housing section 6 partitioned from the compression mechanism housing section 4 by the partition wall 3.
  • the inverter device 1 is configured to supply power to the motor 8 via a sealed terminal or a lead wire penetrating the partition wall 3.
  • the inverter device 1 has a board 17, upper arm switching elements 18A, 18B, 18C wired on one side of the board 17, and lower arm switching elements 18D, 18E, 18F, for a total of six switching. It is composed of an element, a control device 21 wired on the other surface side of the substrate 17, an HV connector (not shown), an LV connector, and the like.
  • the upper and lower arm switching elements 18A to 18F are composed of an insulated gate bipolar transistor (IGBT) or the like in which a MOS structure is incorporated in a gate portion.
  • IGBT insulated gate bipolar transistor
  • the upper arm switching element 18C and the lower arm switching element 18F of the phase inverter 19W are arranged side by side, respectively, and a set of the upper and lower arm switching elements 18A and 18D, the upper and lower arm switching elements 18B and 18E, and the upper and lower arms are arranged side by side.
  • the switching elements 18C and 18F are arranged radially around the center of the substrate 17 as shown in FIG.
  • the upper and lower arm switching elements 18A and 18D of the U-phase inverter 19U are located on the suction port 14 side, whereas the upper and lower arm switching of the V-phase inverter 19V is located at a position of 90 ° counterclockwise in FIG.
  • the elements 18B and 18E are arranged, and the upper and lower arm switching elements 18C and 18F of the W phase inverter 19W are arranged at positions opposite to the suction port 14. Then, the refrigerant sucked from the suction port 14 rotates counterclockwise around the axis of the housing 2 as shown by the broken line arrow in FIG.
  • the upper and lower arm switching elements 18A and 18D of the U-phase inverter 19U are located on the most upstream side (the place where the temperature is the lowest in the electric compressor 16) with respect to the flow of the suction refrigerant, and the V-phase inverter 19V is located on the downstream side thereof.
  • the upper and lower arm switching elements 18B and 18E are located, and the switching elements 18C and 18F of the W phase inverter 19W are arranged on the most downstream side.
  • the terminal portions 22 of the switching elements 18A to 18F are connected to the substrate 17 in a state of being on the center side of the substrate 17.
  • the inverter device 1 assembled in this way is housed in the inverter accommodating portion 6 in a state where one side of the switching elements 18A to 18F is on the partition wall 3 side, and is attached to the partition wall 3 to cover 23. It is blocked by.
  • the substrate 17 is fixed to the partition wall 3 via the boss portion 24 that stands up from the partition wall 3.
  • the switching elements 18A to 18F are in close contact with the partition wall 3 directly or via a predetermined insulating heat conductive material, and heat with the partition wall 3 of the housing 2. It becomes an exchange relationship.
  • the switching elements 18A to 18F are arranged at positions avoiding the portions corresponding to the bearing 12 and the drive shaft 13, and are arranged so as to surround the surroundings (FIG. 3).
  • the switching elements 18A to 18F have a heat exchange relationship with the suction refrigerant through the partition wall 3, and the partition wall It is cooled by the refrigerant sucked into the compression mechanism accommodating portion 4 through the thickness of 3, and the switching elements 18A to 18F themselves radiate heat to the refrigerant through the partition wall 3.
  • the inverter device 1 includes the above-mentioned three-phase inverter circuit 28 and a control device 21.
  • the inverter circuit 28 is a circuit that converts the DC voltage of the DC power supply (vehicle battery: for example, 350V) 29 into a three-phase AC voltage (three-phase AC output) and applies it to the motor 8.
  • the inverter circuit 28 has a U-phase half-bridge circuit 19U, a V-phase half-bridge circuit 19V, and a W-phase half-bridge circuit 19W, and each phase half-bridge circuit 19U to 19W has upper arm switching elements 18A to 18C, respectively.
  • the lower arm switching elements 18D to 18F are individually provided.
  • flywheel diodes 31 are connected in antiparallel to each of the switching elements 18A to 18F.
  • the upper end side of the upper arm switching elements 18A to 18C of the inverter circuit 28 is connected to the upper arm power supply line (positive electrode side bus line) 10 of the DC power supply 29 and the smoothing capacitor 32.
  • the lower end side of the lower arm switching elements 18D to 18F of the inverter circuit 28 is connected to the DC power supply 29 and the lower arm power supply line (negative electrode side bus) 15 of the smoothing capacitor 32.
  • the upper arm switching element 18A and the lower arm switching element 18D of the U-phase half bridge circuit 19U are connected in series
  • the upper arm switching element 18B and the lower arm switching element 18E of the V-phase half bridge circuit 19V are connected in series.
  • the upper arm switching element 18C and the lower arm switching element 18F of the W phase half bridge circuit 19W are connected in series.
  • connection point (U-phase voltage Vu) between the upper arm switching element 18A and the lower arm switching element 18D of the U-phase half-bridge circuit 19U is connected to the U-phase armature coil 41 of the motor 8 to form a V-phase half-bridge circuit.
  • the connection point (V-phase voltage Vv) between the upper arm switching element 18B and the lower arm switching element 18E of 19V is connected to the V-phase armature coil 42 of the motor 8, and the upper arm switching element 18C of the W-phase half bridge circuit 19W.
  • the connection point (W phase voltage Vw) between the lower arm switching element 18F and the lower arm switching element 18F is connected to the W phase armature coil 43 of the motor 8.
  • the control device 21 is composed of a microcomputer having a processor.
  • a rotation speed command value is input from the vehicle ECU, and a motor current (phase current) is input from the motor 8.
  • the control device 21 of the embodiment includes a phase voltage command calculation unit 33, a line modulation calculation unit 34, a PWM signal generation unit 36, a gate driver 37, and a motor current (phase current) of each phase flowing through the motor 8. It has current sensors 26A and 26B including current transformers for measuring a certain U-phase current iu, V-phase current iv, and W-phase current if, and each current sensor 26A and 26B is connected to a phase voltage command calculation unit 33. Has been done.
  • the current sensor 26A measures the U-phase current iu, and the current sensor 26B measures the V-phase current iv. Then, the W phase current iw is calculated from these.
  • the method of detecting the motor current of each phase in addition to measuring with the current sensors 26A and 26B as in the embodiment, the current value of the lower arm power supply line 15 is detected, and the current value and the operating state of the motor 8 are detected. Since there is a method of estimating by the phase voltage command calculation unit 33 from the above, the method of detecting and estimating each phase current is not particularly limited.
  • the phase voltage command calculation unit 33 is connected to the armature coils 41 to 43 of each phase of the motor 8 by vector control based on the electric angle of the motor 8, the d-axis current obtained from the current command value and the phase current, and the q-axis current.
  • Three-phase modulation voltage command value Vu' (hereinafter, U-phase voltage command value Vu'), Vv'(hereinafter, V-phase voltage command) for generating the applied U-phase voltage Vu, V-phase voltage Vv, W-phase voltage Vw.
  • the values Vv') and Vw'(hereinafter, W phase voltage command value Vw') are calculated and generated.
  • the three-phase modulation voltage command values Vu', Vv', and Vw' are voltage command values when the three-phase modulation control of the motor 8 is performed.
  • the line-to-line modulation calculation unit 34 is calculated by the phase voltage command calculation unit 33, and based on the calculated three-phase modulation voltage command values Vu', Vv', and Vw', the two-phase modulation voltage command value U (U-phase voltage command). Value), V (V-phase voltage command value), W (W-phase voltage command value) are calculated. The operation of the line modulation calculation unit 34 will be described later.
  • the PWM signal generation unit 36 inputs the two-phase modulation voltage command values U, V, and W calculated by the line modulation calculation unit 34, and these two-phase modulation voltage command values U, V, and W will be described later. After the correction as described above, the PWM signal that becomes the drive command signal of the U-phase inverter 19U, the V-phase inverter 19V, and the W-phase inverter 19W of the inverter circuit 28 is generated and output by comparing the magnitude with the carrier signal.
  • the gate driver 37 Based on the PWM signal output from the PWM signal generation unit 36, the gate driver 37 includes the gate voltage of the switching elements 18A and 18D of the U-phase inverter 19U, the gate voltage of the switching elements 18B and 18E of the V-phase inverter 19V, and W. The gate voltage of the switching elements 18C and 18F of the phase inverter 19W is generated.
  • each of the switching elements 18A to 18F of the inverter circuit 28 is ON / OFF driven based on the gate voltage output from the gate driver 37. That is, when the gate voltage is in the ON state (predetermined voltage value), the switching element is turned ON, and when the gate voltage is in the OFF state (zero), the switching element is turned OFF.
  • the gate driver 37 is a circuit for applying a gate voltage to the IGBT based on the PWM signal, and is composed of a photocoupler, a logic IC, a transistor, and the like.
  • the voltage at the connection point between the upper arm switching element 18A and the lower arm switching element 18D of the U-phase half-bridge circuit 19U is applied (output) to the U-phase armature coil 41 of the motor 8 as the U-phase voltage Vu (phase voltage).
  • the voltage at the connection point between the upper arm switching element 18B and the lower arm switching element 18E of the V-phase half-bridge circuit 19V is applied (output) to the V-phase armature coil 42 of the motor 8 as the V-phase voltage Vv (phase voltage).
  • the voltage at the connection point between the upper arm switching element 18C and the lower arm switching element 18F of the W phase half bridge circuit 19W is applied (output) to the W phase armature coil 43 of the motor 8 as the W phase voltage Vw (phase voltage). Will be done.
  • the line modulation calculation unit 34 of the control device 21 of the embodiment has a specific one-phase, and in the embodiment, the U-phase upper and lower arm switching elements 18A and 18D are always ON / For the remaining two phases, that is, the V phase and the W phase, the OFF state is modulated, and the V phase voltage command value Vv'and the W phase voltage command, which are the three-phase modulated voltage command values calculated by the phase voltage command calculation unit 33, are used.
  • the U-phase voltage command which is a two-phase modulation voltage command value that fixes the ON / OFF state of the switching elements 18B, 18E, 18C, and 18F of the phase having the maximum absolute value to the ON or OFF state by comparing the values Vw'.
  • the number of switchings of the switching elements 18A to 18F of each phase is reduced to 2/3, so that the switching loss generated in each switching element 18A to 18F as compared with the three-phase modulation control and the switching loss thereof.
  • the heat generated by this is suppressed.
  • the fluctuation of the neutral point potential Vc is surely suppressed to 2/3 by the two-phase modulation control.
  • FIG. 4 shows the U-phase voltage command correction value Cu of the two-phase modulation in which the U-phase voltage command value U, the V-phase voltage command value V, and the W-phase voltage command value W, which are the two-phase modulation voltage command values of the inverter device 1, are corrected.
  • V phase voltage command correction value Cv the W phase voltage command correction value Cw
  • the carrier signal (carrier) the phase voltage Vu, Vv, Vw, and the neutral point potential Vc of a motor 8
  • FIG. 5 is a figure 4
  • FIG. 6 is an enlarged view of the frame Z4 portion of FIG. 4
  • FIG. 7 is an enlarged view of the frame Z5 portion of FIG. 4
  • FIG. 8 is an enlarged view of the frame Z6 portion of FIG. Is.
  • each value in each figure is a value after normalization (corrected to -1 to 1) with a DC voltage Vdc. Further, in this case, the carrier frequency is 20 kHz and the DC voltage is 350 V.
  • the W phase lower arm switching element 18F is fixed in the ON state in the phase of 0 ° to 120 °
  • the V phase upper arm switching element 18B is fixed in the ON state in the phase of 120 ° to 180 °.
  • the upper arm switching element 18C of the W phase is fixed in the ON state
  • the lower arm switching element 18E of the V phase is fixed in the ON state.
  • the PWM signal generation unit 36 of the embodiment has U-phase voltage command value U, V-phase voltage command value V, and W-phase voltage command value W, which are two-phase voltage command values output by the line modulation calculation unit 34.
  • the U-phase voltage command correction value Cu, V-phase voltage command correction value Cv, and W-phase voltage command correction value Cw for two-phase modulation are added to make the switching timings of the upper and lower arm switching elements 18A to 18F of each phase synchronized.
  • the U-phase voltage command correction value Cu has the start command value Cup (fine broken line, the same applies hereinafter) and the start command value within one carrier cycle.
  • the V-phase voltage command correction value Cv also has a start-up command value Cvup and a start-up command value Cvdown within one carrier cycle
  • the W-phase voltage command correction value Cw also has a start-up command value within one carrier cycle.
  • Cup fine broken line, the same applies hereinafter
  • the U-phase voltage command correction value Cu start-up command value Cup, the start-up command value Cudown, the V-phase voltage command correction value Cv start-up command value Cvup, the start-up command value Cvdown, and the W-phase voltage command correction value Cw is generated.
  • This PWM signal becomes each phase voltage of the U-phase voltage Vu, the V-phase voltage Vv, and the W-phase voltage Vw after normalization.
  • the line modulation calculation unit 34 is turned on by the U-phase upper arm switching element 18A that constantly modulates the ON / OFF state, and is combined with the remaining V phase.
  • the W phase starts the specified switching section from the state where the lower arm switching elements 18E and 18F are turned on. Further, the upper arm switching element 18C of the W phase is fixed in the OFF state, and the lower arm switching element 18F is fixed in the ON state.
  • the PWM signal generation unit 36 generates a V-phase voltage command correction value Cv so as to synchronize the timing at which the U-phase voltage Vu falls and the timing at which the V-phase voltage Vv rises in the example of FIG. 5 (FIG. 5). See phase t1 near 44 ° and phase t2 near 51 °). As a result, the fluctuation of the neutral point potential Vc in each of the phases t1 and t2 is canceled. The fluctuation range of the neutral point potential Vc is 2 of -3 to -1 (FIGS. 4 and 5).
  • the timing at which the U-phase voltage Vu rises and the timing at which the V-phase voltage Vv falls are not synchronized (see the phase near 49.5 ° and the phase near 57 ° in FIG. 5). It should be noted that the timing at which the U-phase voltage Vu falls and the timing at which the V-phase voltage Vv rises may not be synchronized, but the timing at which the U-phase voltage Vu rises and the timing at which the V-phase voltage Vv falls may be synchronized.
  • the PWM signal generation unit 36 has one of the timing at which the U-phase voltage Vu falls and the timing at which the V-phase voltage Vv rises, and the timing at which the U-phase voltage Vu rises and the timing at which the V-phase voltage Vv falls. Synchronize only. In this case, a PWM signal is generated as to whether the timing at which the U-phase voltage Vu falls and the timing at which the V-phase voltage Vv rises are synchronized, or the timing at which the U-phase voltage Vu rises and the timing at which the V-phase voltage Vv falls are synchronized.
  • the unit 36 selects and synchronizes the timing with which the surge voltage at the time of switching is larger. This surge voltage is calculated from the motor current (U-phase current iu, V-phase current iv, W-phase current iwa) grasped from the detected values of the current sensors 26A and 26B and the parasitic inductance of the electric circuit.
  • the U-phase upper arm switching element 18A that constantly modulates the ON / OFF state is turned ON, and the V phase is turned on.
  • the upper arm switching element 18B is turned on, and the W phase starts the specified switching section from the state where the lower arm switching element 18F is turned on.
  • the upper arm switching element 18B of the V phase is fixed to the ON state, and the lower arm switching element 18E is fixed to the OFF state.
  • the PWM signal generation unit 36 generates the W-phase voltage command correction value Cw so as to synchronize the timing at which the U-phase voltage Vu falls and the timing at which the W-phase voltage Vw rises in the example of FIG. 6 (FIG. 6). See phase t3 near 144.5 ° and phase t4 near 152 °). As a result, the fluctuation of the neutral point potential Vc in each of the phases t3 and t4 is canceled. The fluctuation range of the neutral point potential Vc is 2 of 1 to 3 (FIGS. 4 and 6).
  • the timing at which the U-phase voltage Vu rises and the timing at which the W-phase voltage Vw falls are not synchronized (see the phase near 146.5 ° and the phase near 153.5 ° in FIG. 6). It should be noted that the timing at which the U-phase voltage Vu falls and the timing at which the W-phase voltage Vw rises may not be synchronized, but the timing at which the U-phase voltage Vu rises and the timing at which the W-phase voltage Vw falls may be synchronized.
  • the PWM signal generation unit 36 has a timing in which the U-phase voltage Vu falls and a timing in which the W-phase voltage Vw rises, and a timing in which the U-phase voltage Vu rises and a timing in which the W-phase voltage Vw falls. Synchronize only one of them. Also in this case, it is a PWM signal as to whether the timing at which the U-phase voltage Vu falls and the timing at which the W-phase voltage Vw rises are synchronized, or the timing at which the U-phase voltage Vu rises and the timing at which the W-phase voltage Vw falls are synchronized. The generation unit 36 selects and synchronizes the timing with which the surge voltage at the time of switching is larger.
  • the U-phase upper arm switching element 18A that constantly modulates the ON / OFF state is turned ON, and the V phase is turned on.
  • the lower arm switching element 18E is turned on, and the W phase starts the specified switching section from the state where the upper arm switching element 18C is turned on.
  • the upper arm switching element 18C of the W phase is fixed in the ON state, and the lower arm switching element 18F is fixed in the OFF state.
  • the PWM signal generation unit 36 generates a V-phase voltage command correction value Cv so as to synchronize the timing at which the U-phase voltage Vu falls and the timing at which the V-phase voltage Vv rises in the example of FIG. 7 (FIG. 7). See phase t5 near 216.5 ° and phase t6 near 224 °). As a result, the fluctuation of the neutral point potential Vc in each of the phases t5 and t6 is canceled. The fluctuation range of the neutral point potential Vc is 2 of 1 to 3 (FIGS. 4 and 7).
  • the timing at which the U-phase voltage Vu rises and the timing at which the V-phase voltage Vv falls are not synchronized (see the phase near 218 ° and the phase near 226 ° in FIG. 6). It should be noted that the timing at which the U-phase voltage Vu falls and the timing at which the V-phase voltage Vv rises may not be synchronized, but the timing at which the U-phase voltage Vu rises and the timing at which the V-phase voltage Vv falls may be synchronized.
  • the PWM signal generation unit 36 has a timing in which the U-phase voltage Vu falls and a timing in which the V-phase voltage Vv rises, and a timing in which the U-phase voltage Vu rises and a timing in which the V-phase voltage Vv falls. Synchronize only one of them. Also in this case, it is a PWM signal as to whether the timing at which the U-phase voltage Vu falls and the timing at which the V-phase voltage Vv rises are synchronized, or the timing at which the U-phase voltage Vu rises and the timing at which the V-phase voltage Vv falls are synchronized. The generation unit 36 selects and synchronizes the timing with which the surge voltage at the time of switching is larger.
  • the line modulation calculation unit 34 is turned on by the U-phase upper arm switching element 18A that constantly modulates the ON / OFF state, and the rest.
  • the specified switching section is started from the state where the lower arm switching elements 18E and 18F of the V phase and the W phase are turned on. Further, the upper arm switching element 18B of the V phase is fixed in the OFF state, and the lower arm switching element 18E is fixed in the ON state.
  • the PWM signal generation unit 36 generates the W-phase voltage command correction value Cw so as to synchronize the timing at which the U-phase voltage Vu falls and the timing at which the W-phase voltage Vw rises in the example of FIG. 8 (FIG. 8). See phase t7 near 303 ° and phase t8 near 310.5 °). As a result, the fluctuation of the neutral point potential Vc in each of the phases t7 and t8 is canceled. The fluctuation range of the neutral point potential Vc is 2 of -3 to -1 (FIGS. 4 and 8).
  • the timing at which the U-phase voltage Vu rises and the timing at which the W-phase voltage Vw falls are not synchronized (see the phase before the small allowance of 309 ° and the phase before the small allowance of 316 ° in FIG. 8). It should be noted that the timing at which the U-phase voltage Vu falls and the timing at which the W-phase voltage Vw rises may not be synchronized, but the timing at which the U-phase voltage Vu rises and the timing at which the W-phase voltage Vw falls may be synchronized.
  • the PWM signal generation unit 36 has a timing in which the U-phase voltage Vu falls and a timing in which the W-phase voltage Vw rises, and a timing in which the U-phase voltage Vu rises and a timing in which the W-phase voltage Vw falls. Synchronize only one of them. Also in this case, it is a PWM signal as to whether the timing at which the U-phase voltage Vu falls and the timing at which the W-phase voltage Vw rises are synchronized, or the timing at which the U-phase voltage Vu rises and the timing at which the W-phase voltage Vw falls are synchronized. The generation unit 36 selects and synchronizes the timing with which the surge voltage at the time of switching is larger.
  • FIG. 9 shows the frequency spectrum (FFT result) of the neutral point potential Vc in the inverter device 1 of the embodiment.
  • FFT result the frequency spectrum of the neutral point potential Vc in the inverter device 1 of the embodiment.
  • the control device 21 calculates and outputs a three-phase modulation voltage command value for generating a voltage applied to each phase of the motor 8, and a phase voltage command calculation unit 33 and outputs the same.
  • Three-phase modulation Based on the voltage command value, two-phase modulation that fixes the ON / OFF state of the one-phase upper and lower arm switching element of the inverter circuit 28 and modulates the ON / OFF state of the other two-phase upper and lower arm switching elements.
  • control device 21 synchronizes the switching timing of the two-phase upper and lower arm switching elements that modulate the ON / OFF state, and changes in the phase voltage applied to the motor 8 of the other phase voltage. Since it is canceled by the change, it is possible to further suppress the fluctuation of the neutral point potential of the motor 8 by the switching timing of the switching elements 18A to 18F, and to remarkably suppress the generation of common mode noise.
  • the noise suppression effect by reducing the fluctuation of the neutral point potential by the above two-phase modulation can be enjoyed at the minimum, so that the motor control with stable and low noise is generally enjoyed.
  • the device 1 can be realized.
  • control device 21 of the embodiment sets a specified switching section from the state in which the upper arm switching element of one of the two phases that modulates the ON / OFF state is turned on and the other lower arm switching element is turned on. Since it is started, the change in the phase voltage can be smoothly canceled by the change in the other phase voltage.
  • the timing of the fall of one phase voltage and the rise of the other phase voltage of the two phases that modulate the ON / OFF state, and the rise of one phase voltage and the other Since only one of the timings of the falling phase voltage of the above is synchronized, the inconvenience of narrowing the modulation width as in the case of synchronizing both timings can be eliminated or suppressed. Therefore, it becomes possible to drive the motor 8 with a high modulation factor.
  • control device 21 of the embodiment selects and synchronizes the timing with which the surge voltage at the time of switching is larger, the surge voltage generated in the electric circuit can be effectively suppressed. Become.
  • the upper / lower arm switching element of a specific one phase constantly modulates the ON / OFF state, and the upper / lower arm switching element of one of the remaining two phases is used. Since the ON / OFF state is fixed, both two-phase modulation and switching timing synchronization can be easily and smoothly realized.
  • the upper and lower arm switching elements 18A and 18D of the specific one phase are arranged in a heat exchange relationship with the place where the temperature is the lowest in the electric compressor 16 (FIG. 3).
  • the electric compressor 16 is forcibly stopped by effectively cooling the upper and lower arm switching elements 18A and 18D of a specific one-phase (U-phase) that are constantly switched without being fixed in the ON / OFF state and whose temperature rises. It becomes possible to avoid such inconveniences.
  • the PWM signal generation unit 36 corrects the two-phase modulation voltage command value output by the line modulation calculation unit 34, so that the change in the phase voltage applied to the motor 8 can be changed to the other phase voltage. Since the line modulation calculation unit 34 is designed to cancel by the change, the line modulation calculation unit 34 does not output the two-phase modulation voltage command value that cancels the change of the phase voltage by the change of the other phase voltage, and the calculation is simplified. Become so.
  • the U-phase upper and lower arm switching elements 18A and 18D are constantly switched, but even if the upper and lower arm switching elements of another one phase (either V phase or W phase) are adopted. good.
  • the present invention is applied to the inverter device 1 that drives and controls the motor 8 of the electric compressor 16, but the present invention is not limited to the inventions other than claim 6, and the present invention is effective for driving control of motors of various devices. Is.
  • the W phase lower arm switching element 18F is fixed in the ON state in the phase of 0 ° to 120 ° by the two-phase modulation, and the V phase upper arm switching is fixed in the phase of 120 ° to 180 °.
  • the element 18B is fixed in the ON state
  • the upper arm switching element 18C of the W phase is fixed in the ON state in the phase of 180 ° to 240 °
  • the lower arm switching element 18E of the V phase is turned ON in the phase of 240 ° to 360 °.
  • the V-phase upper arm switching element 18B may be fixed to the ON state in the phase of 60 ° to 120 ° in FIG. 4, and similarly, the upper arm of the W phase may be fixed in the phase of 240 ° to 300 °.
  • the switching element 18C may be fixed in the ON state.
  • Inverter device 8 Motor 16 Electric compressor 18A-18F Upper and lower arm switching element 19U U-phase inverter 19V V-phase inverter 19W W-phase inverter 21 Control device 28 Inverter circuit 33 Phase voltage command calculation unit 34 Line modulation calculation unit 36 PWM signal generation Part 37 Gate driver

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Abstract

【課題】二相変調方式を基本とし、更なるコモンモードノイズの低減を図ることができるインバータ装置を提供する。 【解決手段】制御装置２１は、三相変調電圧指令値を演算する相電圧指令演算部３３と、インバータ回路２８の一相のスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ状態を固定させると共に、他の二相のスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ状態を変調させる二相変調電圧指令値を演算する線間変調演算部３４と、インバータ回路をＰＷＭ制御するＰＷＭ信号生成部３６を有し、ＯＮ／ＯＦＦ状態を変調させる前記二相のスイッチング素子のスイッチングタイミングを同期させ、モータ８に印加される相電圧の変化を、他の相電圧の変化で打ち消す。

Description

インバータ装置
　本発明は、インバータ回路により三相交流出力モータに印加して駆動するインバータ装置に関するものである。
　従来よりモータを駆動するためのインバータ装置は、複数のスイッチング素子により三相インバータ回路を構成すると共に、ＵＶＷ各相のスイッチング素子をＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ　Ｗｉｄｔｈ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御し、正弦波に近い電圧波形をモータに印加して駆動するものであるが、モータの中性点電位の変動により発生するコモンモードノイズが問題となっていた。
　このコモンモードノイズは、例えば電動コンプレッサを構成するモータの場合、コンプレッサの筐体と接地間の浮遊容量を通して漏洩するコモンモード電流によって発生するものであるが、従来ではノイズフィルタを設置して規制を満足させていた。しかしながら、係るノイズフィルタの設置は装置の大型化を招き、コストも高騰する問題がある。
　それに対して、三相変調電圧指令値（Ｕ相電圧指令値Ｖｕ’、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ’、Ｗ相電圧指令値Ｖｗ’）を補正して各相の上下アームスイッチング素子のスイッチングタイミングを合わせることで、中性点電位の変動によるコモンモードノイズの発生をキャンセルする方式も提案されている（例えば、特許文献１参照）。
　次に、図１０は係る方式のインバータ装置におけるＵ相電圧指令値Ｖｕ’を補正したＵ相電圧指令補正値Ｃｕ’、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ’を補正したＶ相電圧指令補正値Ｃｖ’、Ｗ相電圧指令値Ｖｗ’を補正したＷ相電圧指令補正値Ｃｗ’と、キャリア信号（ｃａｒｒｉｅｒ）、Ｕ相電圧Ｖｕ、Ｖ相電圧Ｖｖ、Ｗ相電圧Ｖｗの各相電圧（ＰＷＭ信号）、モータの中性点電位Ｖｃを示した図である。尚、図１０の各値は、直流電圧Ｖｄｃで正規化（－１～１に補正）した後の値である。
　この場合、鋸波のキャリア信号（実線）を使用しているため、Ｕ相電圧指令補正値Ｃｕ’には１キャリア周期内に立ち上げ指令値Ｃｕ’ｕｐ（細かい破線。以下、同じ）と立ち下げ指令値Ｃｕ’ｄｏｗｎ（幅広の破線。以下、同じ）が存在する。同様に、Ｖ相電圧指令補正値Ｃｖ’にも１キャリア周期内に立ち上げ指令値Ｃｖ’ｕｐと立ち下げ指令値Ｃｖ’ｄｏｗｎが存在し、Ｗ相電圧指令補正値Ｃｗ’にも１キャリア周期内に立ち上げ指令値Ｃｗ’ｕｐと立ち下げ指令値Ｃｗ’ｄｏｗｎが存在する。
　そして、Ｕ相電圧指令補正値Ｃｕ’の立ち上げ指令値Ｃｕ’ｕｐ、立ち下げ指令値Ｃｕ’ｄｏｗｎ、Ｖ相電圧指令補正値Ｃｖ’の立ち上げ指令値Ｃｖ’ｕｐ、立ち下げ指令値Ｃｖ’ｄｏｗｎ、Ｗ相電圧指令補正値Ｃｗ’の立ち上げ指令値Ｃｗ’ｕｐ、立ち下げ指令値Ｃｗ’ｄｏｗｎとキャリア信号の大小を比較することで、インバータ回路の駆動指令信号となるＰＷＭ信号を生成する。このＰＷＭ信号が正規化後のＵ相電圧Ｖｕ、Ｖ相電圧Ｖｖ、Ｗ相電圧Ｖｗの各相電圧となる。
　そして、モータの中性点電位Ｖｃは、各相電圧の平均値である（Ｖｕ＋Ｖｖ＋Ｖｗ）／３で算出されるが、特許文献１の方式では、電圧指令補正値Ｃｕ’、Ｃｖ’、Ｃｗ’で図１１に示すように各相の上下アームスイッチング素子のスイッチングタイミングを同期させ、モータに印加される相電圧の変化を、他の相電圧の変化で打ち消すことで、中性点電位Ｖｃの変動を抑制する。尚、図１１は図１０の枠Ｚ１部分を拡大したものである。また、この場合の条件は、例えばキャリア周波数２０ｋＨｚ、直流電圧３５０Ｖの場合である。更に、各図では中性点電位Ｖｃの変動幅を整数で比較したいため、平均値では無く、Ｖｃ＝（Ｖｕ＋Ｖｖ＋Ｖｗ）で表現している。
　また、図１１の如くＵ相は上アームスイッチング素子がＯＮし、Ｖ相とＷ相は下アームスイッチング素子がＯＮした状態からスイッチングの規定区間が開始される。例えば、図１１中の４５°の位相ｔ９と５２°を少許過ぎた位相ｔ１１では、Ｕ相電圧Ｖｕが立ち下がるタイミングに合わせてＶ相電圧Ｖｖが立ち上がるように立ち上げ指令値Ｃｕ’ｕｐが生成され、４６．５°の位相ｔ１０と５４°の少許手前の位相ｔ１２では、Ｕ相電圧Ｖｕが立ち上がるタイミングに合わせてＷ相電圧Ｖｗが立ち下がるように立ち下げ指令値Ｃｗ’ｄｏｗｎが生成されており、これにより、各位相ｔ９～ｔ１２における中性点電位Ｖｃの変動はキャンセルされている。尚、中性点電位Ｖｃの変動幅は、－１～１の２となる（図１０、図１１）。
　これにより、１キャリア周期中に発生するコモンモードノイズを理論的には１／３にまで低減することができる。図１２は上記方式のインバータ装置における中性点電位の周波数スペクトラム（ＦＦＴ結果）を示し、図１３は一般的な三相変調方式のインバータ装置における中性点電位の周波数スペクトラムを示している。各図から明らかな如く、上記方式によれば一般的な三相変調に比して中性点電位Ｖｃの変動が抑制されていることが分かる。
ＷＯ２０１９／１８０７６３Ａ１号公報 特開２０１９－１１５１５８号公報
　しかしながら、上記方式の如くＵ相電圧の立ち下がりタイミング（ｔ９、ｔ１１）と立ち上がりタイミング（ｔ１０、ｔ１２）にそれぞれ合わせてＶ相電圧の立ち上がりタイミングとＷ相電圧の立ち下がりタイミングを合わせる場合、変調幅が狭くなり、高い変調率にすることができなくなって、モータが駆動できる領域が非常に狭くなってしまうという課題がある。
　一方、近年ではスイッチング素子の損失と発熱を低減する目的で、二相変調と称される方式を適用したインバータ装置も提案されている。この二相変調方式のインバータ装置は、ＵＶＷの各相のうち何れか一相のＯＮ／ＯＦＦ状態を固定し、他の二相のみＯＮ／ＯＦＦ状態を変調させながら制御することにより、三相変調方式よりもスイッチング素子のスイッチング回数を減少させ、スイッチング損失と発熱量を減少させつつ、ＰＷＭ制御するものである（例えば、特許文献２参照）。また、スイッチング回数が減少することで、当然に中性点電位が変動する回数も少なくなるので、確実にコモンモードノイズを２／３に低減できる。
　図１４は一般的な二相変調方式のインバータ装置において三相変調電圧指令値（Ｕ相電圧指令値Ｖｕ’、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ’、Ｗ相電圧指令値Ｖｗ’）から生成された二相変調電圧指令値であるＵ相電圧指令値、Ｖ相電圧指令値、Ｗ相電圧指令値をそれぞれＵ、Ｖ、Ｗで示している。尚、この場合も各値は、直流電圧Ｖｄｃで正規化（－１～１に補正）した後の値である。
　また、この場合も鋸波のキャリア信号（実線）を使用しているため、二相変調のＵ相電圧指令値Ｕには１キャリア周期内に立ち上げ指令値Ｕｕｐと立ち下げ指令値Ｕｄｏｗｎが存在する。同様に、二相変調のＶ相電圧指令値Ｖにも１キャリア周期内に立ち上げ指令値Ｖｕｐと立ち下げ指令値Ｖｄｏｗｎが存在し、二相変調のＷ相電圧指令値Ｗにも１キャリア周期内に立ち上げ指令値Ｗｕｐと立ち下げ指令値Ｗｄｏｗｎが存在する。
　そして、Ｕ相電圧指令値Ｃｕの立ち上げ指令値Ｕｕｐ、立ち下げ指令値Ｕｄｏｗｎ、Ｖ相電圧指令値Ｖの立ち上げ指令値Ｖｕｐ、立ち下げ指令値Ｖｄｏｗｎ、Ｗ相電圧指令値Ｗの立ち上げ指令値Ｗｕｐ、立ち下げ指令値Ｗｄｏｗｎとキャリア信号の大小を比較することで、インバータ回路の駆動指令信号となるＰＷＭ信号を生成する。このＰＷＭ信号が正規化後のＵ相電圧Ｖｕ、Ｖ相電圧Ｖｖ、Ｗ相電圧Ｖｗの各相電圧となる。
　図１４に示す如く０°から１２０°の位相では、Ｗ相の下アームスイッチング素子がＯＮ状態に固定され、１２０°から２４０°の位相では、Ｕ相の下アームスイッチング素子がＯＮ状態に固定されている。また、２４０°から３６０°の位相では、Ｖ相の下アームスイッチング素子がＯＮ状態に固定されている。
　そして、モータの中性点電位Ｖｃは、同様に各相電圧の平均値である（Ｖｕ＋Ｖｖ＋Ｖｗ）／３で算出されるが、特許文献２の方式では、二相変調の各電圧指令値Ｕ、Ｖ、Ｗで図１５に示すように各相の上下アームスイッチング素子のスイッチング回数が２／３に減少するので、中性点電位Ｖｃが変動して発生するコモンモードノイズも、一般的な三相変調方式に比して２／３に低減される。尚、中性点電位Ｖｃの変動幅は４（－３～１）となる。また、図１５は図１４の枠Ｚ２部分を拡大したものである。また、この場合の条件もキャリア周波数２０ｋＨｚ、直流電圧３５０Ｖである。
　図１６は係る二相変調方式のインバータ装置における中性点電位の周波数スペクトラムを示している。この図からも明らかな如く、二相変調方式によれば高い変調率を維持しながら、一般的な三相変調（図１３）に比して中性点電位Ｖｃの変動が抑制されるものであった。
　本発明は、係る従来の状況に鑑みて成されたものであり、二相変調方式を基本とし、更なるコモンモードノイズの低減を図ることができるインバータ装置を提供するものである。
　本発明のインバータ装置は、上アーム電源ライン及び下アーム電源ライン間に、各相毎に上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子を直列接続し、これら各相の上下アームスイッチング素子の接続点における相電圧を三相交流出力としてモータに印加するインバータ回路と、このインバータ回路の各相の上下アームスイッチング素子のスイッチングを制御する制御装置を備えたものであって、制御装置は、モータの各相に印加する電圧を生成するための三相変調電圧指令値を演算し、出力する相電圧指令演算部と、三相変調電圧指令値に基づき、インバータ回路の一相の上下アームスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ状態を固定させると共に、他の二相の上下アームスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ状態を変調させる二相変調電圧指令値を演算する線間変調演算部と、二相変調電圧指令値に基づき、インバータ回路をＰＷＭ制御するＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部を有し、ＯＮ／ＯＦＦ状態を変調させる前記二相の上下アームスイッチング素子のスイッチングタイミングを同期させ、モータに印加される相電圧の変化を、他の相電圧の変化で打ち消すことを特徴とする。
　請求項２の発明のインバータ装置は、上記発明において制御装置は、ＯＮ／ＯＦＦ状態を変調させる前記二相のうちの一方の上アームスイッチング素子がＯＮし、他方の下アームスイッチング素子がＯＮした状態からスイッチングの規定区間を開始することを特徴とする。
　請求項３の発明のインバータ装置は、上記各発明において制御装置は、ＯＮ／ＯＦＦ状態を変調させる前記二相のうちの一方の相電圧の立ち下がりと他方の相電圧の立ち上がりのタイミング、及び、一方の相電圧の立ち上がりと他方の相電圧の立ち下がりのタイミング、のうちの何れかのタイミングのみを同期させることを特徴とする。
　請求項４の発明のインバータ装置は、上記発明において制御装置は、スイッチング時のサージ電圧が大きい方のタイミングを選択して同期させることを特徴とする。
　請求項５の発明のインバータ装置は、上記各発明において制御装置は、特定の一相の上下アームスイッチング素子は常時ＯＮ／ＯＦＦ状態を変調させ、残りの二相のうちの一方の上下アームスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ状態を固定させることを特徴とする。
　請求項６の発明のインバータ装置は、上記発明において特定の一相の上下アームスイッチング素子は、電動圧縮機で最も低温となる箇所と熱交換関係に配置されていることを特徴とする。
　請求項７の発明のインバータ装置は、上記各発明において線間変調演算部は、特定の一相の上下アームスイッチング素子は常時ＯＮ／ＯＦＦ状態を変調させ、残りの二相のうちの一方の上下アームスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ状態を固定させる二相変調電圧指令値を出力すると共に、ＰＷＭ信号生成部は、線間変調演算部が出力した二相変調電圧指令値を補正することにより、モータに印加される相電圧の変化を、他の相電圧の変化で打ち消すことを特徴とする。
　本発明によれば、上アーム電源ライン及び下アーム電源ライン間に、各相毎に上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子を直列接続し、これら各相の上下アームスイッチング素子の接続点における相電圧を三相交流出力としてモータに印加するインバータ回路と、このインバータ回路の各相の上下アームスイッチング素子のスイッチングを制御する制御装置を備えたインバータ装置において、制御装置が、モータの各相に印加する電圧を生成するための三相変調電圧指令値を演算し、出力する相電圧指令演算部と、三相変調電圧指令値に基づき、インバータ回路の一相の上下アームスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ状態を固定させると共に、他の二相の上下アームスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ状態を変調させる二相変調電圧指令値を演算する線間変調演算部と、二相変調電圧指令値に基づき、インバータ回路をＰＷＭ制御するＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部を有しているので、二相変調により上下アームスイッチング素子のスイッチング回数を減少させ、スイッチング損失と発熱量を減少させ、且つ、モータの中性点電位の変動も低減することができるようになる。
　本発明ではそれに加えて制御装置が、ＯＮ／ＯＦＦ状態を変調させる前記二相の上下アームスイッチング素子のスイッチングタイミングを同期させ、モータに印加される相電圧の変化を、他の相電圧の変化で打ち消すようにしたので、スイッチング素子のスイッチングタイミングによりモータの中性点電位の変動をより一層抑制し、コモンモードノイズの発生を著しく抑制することが可能となる。
　また、スイッチングタイミングの同期に誤差が生じた場合にも、上記二相変調による中性点電位の変動低減によるノイズ抑制効果は最低限享受することができるので、総じて安定的にノイズの少ないモータ制御装置を実現することができるようになるものである。
　この場合、請求項２の発明の如く制御装置が、ＯＮ／ＯＦＦ状態を変調させる前記二相のうちの一方の上アームスイッチング素子がＯＮし、他方の下アームスイッチング素子がＯＮした状態からスイッチングの規定区間を開始するようにすれば、相電圧の変化を他の相電圧の変化で円滑に打ち消すことができるようになる。
　特に、請求項３の発明の如く制御装置が、ＯＮ／ＯＦＦ状態を変調させる前記二相のうちの一方の相電圧の立ち下がりと他方の相電圧の立ち上がりのタイミング、及び、一方の相電圧の立ち上がりと他方の相電圧の立ち下がりのタイミング、のうちの何れかのタイミングのみを同期させるようにすれば、変調幅が狭くなる不都合を解消若しくは抑制し、高い変調率でモータを駆動することが可能となる。
　この場合、請求項４の発明の如く制御装置が、スイッチング時のサージ電圧が大きい方のタイミングを選択して同期させるようにすれば、回路に生じるサージ電圧も効果的に抑制することができるようになる。
　また、請求項５の発明の如く制御装置が、特定の一相の上下アームスイッチング素子は常時ＯＮ／ＯＦＦ状態を変調させ、残りの二相のうちの一方の上下アームスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ状態を固定させるようにすれば、二相変調とスイッチングタイミングの同期の双方を容易且つ円滑に実現することが可能となる。
　この場合、請求項６の発明の如く特定の一相の上下アームスイッチング素子を、電動圧縮機で最も低温となる箇所と熱交換関係に配置することで、ＯＮ／ＯＦＦ状態を固定されること無く常時スイッチングされ、温度が高くなる特定の一相の上下アームスイッチング素子を効果的に冷却し、電動圧縮機が強制停止される等の不都合を未然に回避することができるようになる。
　また、請求項７の発明の如く線間変調演算部が、特定の一相の上下アームスイッチング素子は常時ＯＮ／ＯＦＦ状態を変調させ、残りの二相のうちの一方の上下アームスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ状態を固定させる二相変調電圧指令値を出力すると共に、ＰＷＭ信号生成部が、線間変調演算部が出力した二相変調電圧指令値を補正することにより、モータに印加される相電圧の変化を、他の相電圧の変化で打ち消すようにすれば、線間変調演算部が、相電圧の変化を他の相電圧の変化で打ち消すような二相変調電圧指令値を出力するものでは無くなり、計算が簡素化されるようになる。
本発明の一実施例のインバータ装置の電気回路図である。 図１のインバータ装置を備えた一実施例の電動圧縮機の縦断側面図である。 図２の電動圧縮機をインバータ収容部側から見たカバーと基板を除く側面図である。 図１のインバータ装置の二相変調の電圧指令補正値とキャリア信号、相電圧、モータの中性点電位を示す図である。 図４の枠Ｚ３部分を拡大した図である。 図４の枠Ｚ４部分を拡大した図である。 図４の枠Ｚ５部分を拡大した図である。 図４の枠Ｚ６部分を拡大した図である。 図１のインバータ装置における中性点電位の周波数スペクトラムを示す図である。 従来の三相変調方式でスイッチングタイミングを合わせるインバータ装置の三相変調の電圧指令補正値とキャリア信号、相電圧、モータの中性点電位を示す図である。 図１０の枠Ｚ１部分を拡大した図である。 図１０のインバータ装置における中性点電位の周波数スペクトラムを示す図である。 一般的な三相変調方式のインバータ装置における中性点電位の周波数スペクトラムを示す図である。 従来の一般的な二相変調方式のインバータ装置の電圧指令値とキャリア信号、相電圧、モータの中性点電位を示す図である。 図１４の枠Ｚ２部分を拡大した図である。 図１４のインバータ装置における中性点電位の周波数スペクトラムを示す図である。
　以下、本発明の実施の形態について、図面に基づいて詳細に説明する。先ず、図２と図３を参照しながら本発明のインバータ装置１を一体に備えた実施例の電動圧縮機（所謂インバータ一体型電動圧縮機）１６について説明する。尚、実施例の電動圧縮機１６は、エンジン駆動自動車やハイブリッド自動車、電気自動車等の車両に搭載される車両用空気調和装置の冷媒回路の一部を構成するものである。
　（１）電動圧縮機１６の構成
　図２において、電動圧縮機１６の金属性の筒状ハウジング２内は、当該ハウジング２の軸方向に交差する仕切壁３により圧縮機構収容部４とインバータ収容部６とに区画されており、圧縮機構収容部４内に例えばスクロール型の圧縮機構７と、この圧縮機構７を駆動するモータ８が収容されている。この場合、モータ８はハウジング２に固定されたステータ９と、このステータ９の内側で回転するロータ１１から成るＩＰＭＳＭ（Ｉｎｔｅｒｉｏｒ　Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ　Ｍａｇｎｅｔ　Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ　Ｍｏｔｏｒ）である。
　仕切壁３の圧縮機構収容部４側の中心部には軸受部１２が形成されており、ロータ１１の駆動軸１３の一端はこの軸受部１２に支持され、駆動軸１３の他端は圧縮機構７に連結されている。ハウジング２の圧縮機構収容部４に対応する位置の仕切壁３近傍には吸入口１４が形成されており、モータ８のロータ１１（駆動軸１３）が回転して圧縮機構７が駆動されると、この吸入口１４からハウジング２の圧縮機構収容部４内に作動流体である低温の冷媒が流入し、圧縮機構７に吸引されて圧縮される。
　そして、この圧縮機構７で圧縮され、高温・高圧となった冷媒は、図示しない吐出口よりハウジング２外の前記冷媒回路に吐出される構成とされている。また、吸入口１４から流入した低温の冷媒は、仕切壁３近傍を通ってモータ８の周囲を通過し、圧縮機構７に吸引されることから、仕切壁３も冷却されることになる。
　そして、この仕切壁３で圧縮機構収容部４と区画されたインバータ収容部６内には、モータ８を駆動制御する本発明のインバータ装置１が収容される。この場合、インバータ装置１は、仕切壁３を貫通する密封端子やリード線を介してモータ８に給電する構成とされている。
　（２）インバータ装置１の構造（スイッチング素子１８Ａ～１８Ｆの配置）
　実施例の場合、インバータ装置１は、基板１７と、この基板１７の一面側に配線された上アームスイッチング素子１８Ａ、１８Ｂ、１８Ｃと、下アームスイッチング素子１８Ｄ、１８Ｅ、１８Ｆの計６個のスイッチング素子と、基板１７の他面側に配線された制御装置２１と、図示しないＨＶコネクタ、ＬＶコネクタ等から構成されている。各上下アームスイッチング素子１８Ａ～１８Ｆは、実施例ではＭＯＳ構造をゲート部に組み込んだ絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）等から構成されている。
　この場合、実施例では後述する三相のインバータ回路２８のＵ相インバータ１９Ｕの上アームスイッチング素子１８Ａと下アームスイッチング素子１８Ｄ、Ｖ相インバータ１９Ｖの上アームスイッチング素子１８Ｂと下アームスイッチング素子１８Ｅ、Ｗ相インバータ１９Ｗの上アームスイッチング素子１８Ｃと下アームスイッチング素子１８Ｆは二つずつそれぞれ並んだかたちとされ、この並んだ一組の上下アームスイッチング素子１８Ａ及び１８Ｄ、上下アームスイッチング素子１８Ｂ及び１８Ｅ、上下アームスイッチング素子１８Ｃ及び１８Ｆが、図３に示す如く基板１７の中心の周囲に放射状に配置されている。
　また、実施例ではＵ相インバータ１９Ｕの上下アームスイッチング素子１８Ａ及び１８Ｄが吸入口１４側に位置しており、それに対して図３における反時計回り９０°の位置にＶ相インバータ１９Ｖの上下アームスイッチング素子１８Ｂ及び１８Ｅが配置され、吸入口１４とは反対側の位置にＷ相インバータ１９Ｗの上下アームスイッチング素子１８Ｃ及び１８Ｆが配置されたかたちとされている。そして、吸入口１４から吸入された冷媒は、図３中破線矢印の如くハウジング２の軸を中心として反時計回りに回転する。そのため、吸入冷媒の流れに対してＵ相インバータ１９Ｕの上下アームスイッチング素子１８Ａ及び１８Ｄが最も上流側（電動圧縮機１６で最も低温となる箇所）に位置し、その下流側にＶ相インバータ１９Ｖの上下アームスイッチング素子１８Ｂ及び１８Ｅが位置し、最も下流側にＷ相インバータ１９Ｗのスイッチング素子１８Ｃ及び１８Ｆが配置されたかたちとなる。
　また、各スイッチング素子１８Ａ～１８Ｆの端子部２２は、基板１７の中心側となった状態で基板１７に接続されている。そして、このように組み立てられたインバータ装置１は、各スイッチング素子１８Ａ～１８Ｆがある一面側が仕切壁３側となった状態でインバータ収容部６内に収容されて仕切壁３に取り付けられ、カバー２３にて塞がれる。この場合、基板１７は仕切壁３から起立するボス部２４を介して仕切壁３に固定されることになる。
　このようにインバータ装置１が仕切壁３に取り付けられた状態で、各スイッチング素子１８Ａ～１８Ｆは仕切壁３に直接若しくは所定の絶縁熱伝導材を介して密着し、ハウジング２の仕切壁３と熱交換関係となる。このとき、各スイッチング素子１８Ａ～１８Ｆは軸受１２及び駆動軸１３に対応する箇所を避けた位置に配置され、その周囲を囲繞するかたちで配置される（図３）。
　そして、前述した如く仕切壁３は圧縮機構収容部４内に吸入される冷媒によって冷やされているので、各スイッチング素子１８Ａ～１８Ｆは仕切壁３を介して吸入冷媒と熱交換関係となり、仕切壁３の厚みを介して圧縮機構収容部４内に吸入された冷媒によって冷却され、各スイッチング素子１８Ａ～１８Ｆ自体は仕切壁３を介して冷媒に放熱するかたちとなる。
　（３）インバータ装置１の回路構成
　次に、図１においてインバータ装置１は、前述した三相のインバータ回路２８と、制御装置２１を備えている。インバータ回路２８は、直流電源（車両のバッテリ：例えば、３５０Ｖ）２９の直流電圧を三相交流電圧（三相交流出力）に変換してモータ８に印加する回路である。このインバータ回路２８は、Ｕ相ハーフブリッジ回路１９Ｕ、Ｖ相ハーフブリッジ回路１９Ｖ、Ｗ相ハーフブリッジ回路１９Ｗを有しており、各相ハーフブリッジ回路１９Ｕ～１９Ｗは、それぞれ上アームスイッチング素子１８Ａ～１８Ｃと、下アームスイッチング素子１８Ｄ～１８Ｆを個別に有している。更に、各スイッチング素子１８Ａ～１８Ｆには、それぞれフライホイールダイオード３１が逆並列に接続されている。
　そして、インバータ回路２８の上アームスイッチング素子１８Ａ～１８Ｃの上端側は、直流電源２９及び平滑コンデンサ３２の上アーム電源ライン（正極側母線）１０に接続されている。一方、インバータ回路２８の下アームスイッチング素子１８Ｄ～１８Ｆの下端側は、直流電源２９及び平滑コンデンサ３２の下アーム電源ライン（負極側母線）１５に接続されている。
　この場合、Ｕ相ハーフブリッジ回路１９Ｕの上アームスイッチング素子１８Ａと下アームスイッチング素子１８Ｄが直列に接続され、Ｖ相ハーフブリッジ回路１９Ｖの上アームスイッチング素子１８Ｂと下アームスイッチング素子１８Ｅが直列に接続され、Ｗ相ハーフブリッジ回路１９Ｗの上アームスイッチング素子１８Ｃと下アームスイッチング素子１８Ｆが直列に接続されている。
　そして、Ｕ相ハーフブリッジ回路１９Ｕの上アームスイッチング素子１８Ａと下アームスイッチング素子１８Ｄの接続点（Ｕ相電圧Ｖｕ）は、モータ８のＵ相の電機子コイル４１に接続され、Ｖ相ハーフブリッジ回路１９Ｖの上アームスイッチング素子１８Ｂと下アームスイッチング素子１８Ｅの接続点（Ｖ相電圧Ｖｖ）は、モータ８のＶ相の電機子コイル４２に接続され、Ｗ相ハーフブリッジ回路１９Ｗの上アームスイッチング素子１８Ｃと下アームスイッチング素子１８Ｆの接続点（Ｗ相電圧Ｖｗ）は、モータ８のＷ相の電機子コイル４３に接続されている。
　（４）制御装置２１の構成
　次に、制御装置２１はプロセッサを有するマイクロコンピュータから構成されており、実施例では車両ＥＣＵから回転数指令値を入力し、モータ８からモータ電流（相電流）を入力して、これらに基づき、インバータ回路２８の各スイッチング素子１８Ａ～１８ＦのＯＮ／ＯＦＦ状態（スイッチング）を制御する。具体的には、各スイッチング素子１８Ａ～１８Ｆのゲート端子に印加するゲート電圧を制御する。
　実施例の制御装置２１は、相電圧指令演算部３３と、線間変調演算部３４と、ＰＷＭ信号生成部３６と、ゲートドライバ３７と、モータ８に流れる各相のモータ電流（相電流）であるＵ相電流ｉｕ、Ｖ相電流ｉｖ、Ｗ相電流ｉｗを測定するためのカレントトランスから成る電流センサ２６Ａ、２６Ｂを有しており、各電流センサ２６Ａ、２６Ｂは相電圧指令演算部３３に接続されている。
　尚、電流センサ２６ＡはＵ相電流ｉｕを測定し、電流センサ２６ＢはＶ相電流ｉｖを測定する。そして、Ｗ相電流ｉｗはこれらから計算により求める。また、各相のモータ電流を検出する方法については実施例のように電流センサ２６Ａ、２６Ｂで測定する以外に、下アーム電源ライン１５の電流値を検出し、その電流値とモータ８の運転状態から相電圧指令演算部３３が推定する方法などがあることから、各相電流を検出・推定する方法に関しては、特に限定しない。
　この相電圧指令演算部３３は、モータ８の電気角、電流指令値と相電流から得られるｄ軸電流、ｑ軸電流に基づくベクトル制御により、モータ８の各相の電機子コイル４１～４３に印加するＵ相電圧Ｖｕ、Ｖ相電圧Ｖｖ、Ｗ相電圧Ｖｗを生成するための三相変調電圧指令値Ｖｕ’（以下、Ｕ相電圧指令値Ｖｕ’）、Ｖｖ’（以下、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ’）、Ｖｗ’（以下、Ｗ相電圧指令値Ｖｗ’）を演算し、生成する。この三相変調電圧指令値Ｖｕ’、Ｖｖ’、Ｖｗ’とは、モータ８の三相変調制御を行う場合における電圧指令値である。
　線間変調演算部３４は、相電圧指令演算部３３により演算され、算出された三相変調電圧指令値Ｖｕ’、Ｖｖ’、Ｖｗ’に基づき、二相変調電圧指令値Ｕ（Ｕ相電圧指令値）、Ｖ（Ｖ相電圧指令値）、Ｗ（Ｗ相電圧指令値）を演算する。この線間変調演算部３４の動作については後述する。
　ＰＷＭ信号生成部３６は、線間変調演算部３４により演算され、算出された二相変調電圧指令値Ｕ、Ｖ、Ｗを入力し、これら二相変調電圧指令値Ｕ、Ｖ、Ｗを後述する如く補正した後、キャリア信号との大小を比較することによって、インバータ回路２８のＵ相インバータ１９Ｕ、Ｖ相インバータ１９Ｖ、Ｗ相インバータ１９Ｗの駆動指令信号となるＰＷＭ信号を生成し、出力する。
　ゲートドライバ３７は、ＰＷＭ信号生成部３６から出力されるＰＷＭ信号に基づき、Ｕ相インバータ１９Ｕのスイッチング素子１８Ａ、１８Ｄのゲート電圧と、Ｖ相インバータ１９Ｖのスイッチング素子１８Ｂ、１８Ｅのゲート電圧と、Ｗ相インバータ１９Ｗのスイッチング素子１８Ｃ、１８Ｆのゲート電圧を発生させる。
　そして、インバータ回路２８の各スイッチング素子１８Ａ～１８Ｆは、ゲートドライバ３７から出力されるゲート電圧に基づき、ＯＮ／ＯＦＦ駆動される。即ち、ゲート電圧がＯＮ状態（所定の電圧値）となるとスイッチング素子がＯＮ動作し、ゲート電圧がＯＦＦ状態（零）となるとスイッチング素子がＯＦＦ動作する。このゲートドライバ３７は、スイッチング素子１８Ａ～１８Ｆが前述したＩＧＢＴである場合には、ＰＷＭ信号に基づいてゲート電圧をＩＧＢＴに印加するための回路であり、フォトカプラやロジックＩＣ、トランジスタ等から構成される。
　そして、Ｕ相ハーフブリッジ回路１９Ｕの上アームスイッチング素子１８Ａと下アームスイッチング素子１８Ｄの接続点の電圧がＵ相電圧Ｖｕ（相電圧）としてモータ８のＵ相の電機子コイル４１に印加（出力）され、Ｖ相ハーフブリッジ回路１９Ｖの上アームスイッチング素子１８Ｂと下アームスイッチング素子１８Ｅの接続点の電圧がＶ相電圧Ｖｖ（相電圧）としてモータ８のＶ相の電機子コイル４２に印加（出力）され、Ｗ相ハーフブリッジ回路１９Ｗの上アームスイッチング素子１８Ｃと下アームスイッチング素子１８Ｆの接続点の電圧がＷ相電圧Ｖｗ（相電圧）としてモータ８のＷ相の電機子コイル４３に印加（出力）される。
　（５）制御装置２１の動作
　次に、図４～図９を参照しながら、制御装置２１の動作について説明する。
　（５－１）線間変調演算部３４の動作
　実施例の制御装置２１の線間変調演算部３４は、特定の一相、実施例ではＵ相の上下アームスイッチング素子１８Ａ、１８Ｄは常時ＯＮ／ＯＦＦ状態を変調させ、残りの二相、即ち、Ｖ相とＷ相については、相電圧指令演算部３３が算出した三相変調電圧指令値であるＶ相電圧指令値Ｖｖ’とＷ相電圧指令値Ｖｗ’を比較し、絶対値が最大となる相のスイッチング素子１８Ｂ、１８Ｅ、１８Ｃ、１８ＦのＯＮ／ＯＦＦ状態を、ＯＮ又はＯＦＦ状態に固定させる二相変調電圧指令値であるＵ相電圧指令値Ｕと、Ｖ相電圧指令値Ｖと、Ｗ相電圧指令値Ｗを演算し、出力することにより、三相変調制御を行う場合に比して、スイッチング素子１８Ａ～１８Ｆのスイッチング回数を減少させる二相変調制御を実行する。
　係る二相変調制御では、各相のスイッチング素子１８Ａ～１８Ｆのスイッチング回数は、２／３まで低下するので、三相変調制御に比して各スイッチング素子１８Ａ～１８Ｆにおいて発生するスイッチング損失と、それよる発熱が抑制される。また、スイッチング回数が減少することで、中性点電位Ｖｃの変動も、二相変調制御によって確実に２／３に抑制されることになる。
　（５－２）ＰＷＭ信号生成部３６の動作
　次に、実施例の制御装置２１のＰＷＭ信号生成部３６の動作について説明する。図４はインバータ装置１の二相変調電圧指令値であるＵ相電圧指令値Ｕ、Ｖ相電圧指令値Ｖ、Ｗ相電圧指令値Ｗを補正した二相変調のＵ相電圧指令補正値Ｃｕ、Ｖ相電圧指令補正値Ｃｖ、Ｗ相電圧指令補正値Ｃｗと、キャリア信号（ｃａｒｒｉｅｒ）、相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ、モータ８の中性点電位Ｖｃを示す図であり、図５は図４の枠Ｚ３部分を拡大した図、図６は図４の枠Ｚ４部分を拡大した図、図７は図４の枠Ｚ５部分を拡大した図、図８は図４の枠Ｚ６部分を拡大した図である。
　尚、各図中の各値は、直流電圧Ｖｄｃで正規化（－１～１に補正）した後の値である。また、この場合の条件もキャリア周波数は２０ｋＨｚ、直流電圧は３５０Ｖである。図４では、０°～１２０°の位相でＷ相の下アームスイッチング素子１８ＦがＯＮ状態に固定され、１２０°～１８０°の位相ではＶ相の上アームスイッチング素子１８ＢがＯＮ状態に固定され、１８０°～２４０°の位相ではＷ相の上アームスイッチング素子１８ＣがＯＮ状態に固定され、２４０°～３６０°の位相ではＶ相の下アームスイッチング素子１８ＥがＯＮ状態に固定されている。
　実施例のＰＷＭ信号生成部３６は、線間変調演算部３４が出力する二相変調電圧指令値であるＵ相電圧指令値Ｕと、Ｖ相電圧指令値Ｖと、Ｗ相電圧指令値Ｗに補正を加えて二相変調のＵ相電圧指令補正値Ｃｕ、Ｖ相電圧指令補正値Ｃｖ、Ｗ相電圧指令補正値Ｃｗとし、各相の上下アームスイッチング素子１８Ａ～１８Ｆのスイッチングタイミングを同期させ、モータ８に印加される相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの変化を、他の相電圧の変化で打ち消すことで、中性点電位Ｖｃの変動を抑制する制御を実行する。
　以下、各図を参照しながらＰＷＭ信号生成部３６の動作を具体的に説明する。この場合も鋸波のキャリア信号（実線）を使用しているため、Ｕ相電圧指令補正値Ｃｕには１キャリア周期内に立ち上げ指令値Ｃｕｕｐ（細かい破線。以下、同じ）と立ち下げ指令値Ｃｕｄｏｗｎ（幅広の破線。以下、同じ）が存在する。同様に、Ｖ相電圧指令補正値Ｃｖにも１キャリア周期内に立ち上げ指令値Ｃｖｕｐと立ち下げ指令値Ｃｖｄｏｗｎが存在し、Ｗ相電圧指令補正値Ｃｗにも１キャリア周期内に立ち上げ指令値Ｃｗｕｐと立ち下げ指令値Ｃｗｄｏｗｎが存在する。
　そして、Ｕ相電圧指令補正値Ｃｕの立ち上げ指令値Ｃｕｕｐ、立ち下げ指令値Ｃｕｄｏｗｎ、Ｖ相電圧指令補正値Ｃｖの立ち上げ指令値Ｃｖｕｐ、立ち下げ指令値Ｃｖｄｏｗｎ、Ｗ相電圧指令補正値Ｃｗの立ち上げ指令値Ｃｗｕｐ、立ち下げ指令値Ｃｗｄｏｗｎとキャリア信号の大小を比較することで、インバータ回路２８の駆動指令信号となるＰＷＭ信号を生成する。このＰＷＭ信号が正規化後のＵ相電圧Ｖｕ、Ｖ相電圧Ｖｖ、Ｗ相電圧Ｖｗの各相電圧となる。
　図４の枠Ｚ３部分の位相では図５に拡大して示す如く、線間変調演算部３４は常時ＯＮ／ＯＦＦ状態を変調させるＵ相の上アームスイッチング素子１８ＡがＯＮし、残りのＶ相とＷ相は下アームスイッチング素子１８Ｅ、１８ＦがＯＮした状態からスイッチングの規定区間を開始している。また、Ｗ相の上アームスイッチング素子１８ＣはＯＦＦ、下アームスイッチング素子１８ＦはＯＮした状態に固定している。
　この状態でＰＷＭ信号生成部３６は、図５の例ではＵ相電圧Ｖｕが立ち下がるタイミングとＶ相電圧Ｖｖが立ち上がるタイミングを同期させるようにＶ相電圧指令補正値Ｃｖを生成する（図５の４４°付近の位相ｔ１と５１°付近の位相ｔ２を参照）。これにより、各位相ｔ１、ｔ２における中性点電位Ｖｃの変動はキャンセルされている。尚、中性点電位Ｖｃの変動幅は、－３～－１の２となる（図４、図５）。
　但し、Ｕ相電圧Ｖｕが立ち上がるタイミングとＶ相電圧Ｖｖが立ち下がるタイミングは同期させない（図５の４９．５°付近の位相と５７°付近の位相を参照）。尚、Ｕ相電圧Ｖｕが立ち下がるタイミングとＶ相電圧Ｖｖが立ち上がるタイミングを同期させず、Ｕ相電圧Ｖｕが立ち上がるタイミングとＶ相電圧Ｖｖが立ち下がるタイミングを同期させてもよい。
　即ち、ＰＷＭ信号生成部３６は、Ｕ相電圧Ｖｕが立ち下がるタイミングとＶ相電圧Ｖｖが立ち上がるタイミング、及び、Ｕ相電圧Ｖｕが立ち上がるタイミングとＶ相電圧Ｖｖが立ち下がるタイミングのうちの何れか一方のみを同期させる。この場合、Ｕ相電圧Ｖｕが立ち下がるタイミングとＶ相電圧Ｖｖが立ち上がるタイミングを同期させるか、Ｕ相電圧Ｖｕが立ち上がるタイミングとＶ相電圧Ｖｖが立ち下がるタイミングを同期させるかについては、ＰＷＭ信号生成部３６は、スイッチング時のサージ電圧が大きい方のタイミングを選択して同期させる。このサージ電圧については、電流センサ２６Ａ、２６Ｂの検出値から把握されるモータ電流（Ｕ相電流ｉｕ、Ｖ相電流ｉｖ、Ｗ相電流ｉｗ）と電気回路の寄生インダクタンスから算出される。
　次に、図４の枠Ｚ４部分の位相では図６に拡大して示す如く、線間変調演算部３４は常時ＯＮ／ＯＦＦ状態を変調させるＵ相の上アームスイッチング素子１８ＡがＯＮし、Ｖ相の上アームスイッチング素子１８ＢがＯＮし、Ｗ相は下アームスイッチング素子１８ＦがＯＮした状態からスイッチングの規定区間を開始している。また、Ｖ相の上アームスイッチング素子１８ＢはＯＮ、下アームスイッチング素子１８ＥはＯＦＦした状態に固定している。
　この状態でＰＷＭ信号生成部３６は、図６の例ではＵ相電圧Ｖｕが立ち下がるタイミングとＷ相電圧Ｖｗが立ち上がるタイミングを同期させるようにＷ相電圧指令補正値Ｃｗを生成する（図６の１４４．５°付近の位相ｔ３と１５２°付近の位相ｔ４を参照）。これにより、各位相ｔ３、ｔ４における中性点電位Ｖｃの変動はキャンセルされている。尚、中性点電位Ｖｃの変動幅は、１～３の２となる（図４、図６）。
　但し、この場合もＵ相電圧Ｖｕが立ち上がるタイミングとＷ相電圧Ｖｗが立ち下がるタイミングは同期させない（図６の１４６．５°付近の位相と１５３．５°付近の位相を参照）。尚、Ｕ相電圧Ｖｕが立ち下がるタイミングとＷ相電圧Ｖｗが立ち上がるタイミングを同期させず、Ｕ相電圧Ｖｕが立ち上がるタイミングとＷ相電圧Ｖｗが立ち下がるタイミングを同期させてもよい。
　即ち、ＰＷＭ信号生成部３６は、この場合もＵ相電圧Ｖｕが立ち下がるタイミングとＷ相電圧Ｖｗが立ち上がるタイミング、及び、Ｕ相電圧Ｖｕが立ち上がるタイミングとＷ相電圧Ｖｗが立ち下がるタイミングのうちの何れか一方のみを同期させる。この場合も、Ｕ相電圧Ｖｕが立ち下がるタイミングとＷ相電圧Ｖｗが立ち上がるタイミングを同期させるか、Ｕ相電圧Ｖｕが立ち上がるタイミングとＷ相電圧Ｖｗが立ち下がるタイミングを同期させるかについては、ＰＷＭ信号生成部３６は、スイッチング時のサージ電圧が大きい方のタイミングを選択して同期させる。
　次に、図４の枠Ｚ５部分の位相では図７に拡大して示す如く、線間変調演算部３４は常時ＯＮ／ＯＦＦ状態を変調させるＵ相の上アームスイッチング素子１８ＡがＯＮし、Ｖ相の下アームスイッチング素子１８ＥがＯＮし、Ｗ相は上アームスイッチング素子１８ＣがＯＮした状態からスイッチングの規定区間を開始している。また、Ｗ相の上アームスイッチング素子１８ＣはＯＮ、下アームスイッチング素子１８ＦはＯＦＦした状態に固定している。
　この状態でＰＷＭ信号生成部３６は、図７の例ではＵ相電圧Ｖｕが立ち下がるタイミングとＶ相電圧Ｖｖが立ち上がるタイミングを同期させるようにＶ相電圧指令補正値Ｃｖを生成する（図７の２１６．５°付近の位相ｔ５と２２４°付近の位相ｔ６を参照）。これにより、各位相ｔ５、ｔ６における中性点電位Ｖｃの変動はキャンセルされている。尚、中性点電位Ｖｃの変動幅は、１～３の２となる（図４、図７）。
　但し、この場合もＵ相電圧Ｖｕが立ち上がるタイミングとＶ相電圧Ｖｖが立ち下がるタイミングは同期させない（図６の２１８°付近の位相と２２６°付近の位相を参照）。尚、Ｕ相電圧Ｖｕが立ち下がるタイミングとＶ相電圧Ｖｖが立ち上がるタイミングを同期させず、Ｕ相電圧Ｖｕが立ち上がるタイミングとＶ相電圧Ｖｖが立ち下がるタイミングを同期させてもよい。
　即ち、ＰＷＭ信号生成部３６は、この場合もＵ相電圧Ｖｕが立ち下がるタイミングとＶ相電圧Ｖｖが立ち上がるタイミング、及び、Ｕ相電圧Ｖｕが立ち上がるタイミングとＶ相電圧Ｖｖが立ち下がるタイミングのうちの何れか一方のみを同期させる。この場合も、Ｕ相電圧Ｖｕが立ち下がるタイミングとＶ相電圧Ｖｖが立ち上がるタイミングを同期させるか、Ｕ相電圧Ｖｕが立ち上がるタイミングとＶ相電圧Ｖｖが立ち下がるタイミングを同期させるかについては、ＰＷＭ信号生成部３６は、スイッチング時のサージ電圧が大きい方のタイミングを選択して同期させる。
　次に、図４の枠Ｚ６部分の位相では図８に拡大して示す如く、線間変調演算部３４は常時ＯＮ／ＯＦＦ状態を変調させるＵ相の上アームスイッチング素子１８ＡがＯＮし、残りのＶ相とＷ相の下アームスイッチング素子１８Ｅ、１８ＦがＯＮした状態からスイッチングの規定区間を開始している。また、Ｖ相の上アームスイッチング素子１８ＢはＯＦＦ、下アームスイッチング素子１８ＥはＯＮした状態に固定している。
　この状態でＰＷＭ信号生成部３６は、図８の例ではＵ相電圧Ｖｕが立ち下がるタイミングとＷ相電圧Ｖｗが立ち上がるタイミングを同期させるようにＷ相電圧指令補正値Ｃｗを生成する（図８の３０３°付近の位相ｔ７と３１０．５°付近の位相ｔ８を参照）。これにより、各位相ｔ７、ｔ８における中性点電位Ｖｃの変動はキャンセルされている。尚、中性点電位Ｖｃの変動幅は、－３～－１の２となる（図４、図８）。
　但し、この場合もＵ相電圧Ｖｕが立ち上がるタイミングとＷ相電圧Ｖｗが立ち下がるタイミングは同期させない（図８の３０９°の少許手前の位相と３１６°の少許手前の位相を参照）。尚、Ｕ相電圧Ｖｕが立ち下がるタイミングとＷ相電圧Ｖｗが立ち上がるタイミングを同期させず、Ｕ相電圧Ｖｕが立ち上がるタイミングとＷ相電圧Ｖｗが立ち下がるタイミングを同期させてもよい。
　即ち、ＰＷＭ信号生成部３６は、この場合もＵ相電圧Ｖｕが立ち下がるタイミングとＷ相電圧Ｖｗが立ち上がるタイミング、及び、Ｕ相電圧Ｖｕが立ち上がるタイミングとＷ相電圧Ｖｗが立ち下がるタイミングのうちの何れか一方のみを同期させる。この場合も、Ｕ相電圧Ｖｕが立ち下がるタイミングとＷ相電圧Ｖｗが立ち上がるタイミングを同期させるか、Ｕ相電圧Ｖｕが立ち上がるタイミングとＷ相電圧Ｖｗが立ち下がるタイミングを同期させるかについては、ＰＷＭ信号生成部３６は、スイッチング時のサージ電圧が大きい方のタイミングを選択して同期させるものとする。
　これにより、１キャリア周期中に発生するコモンモードノイズを１／３にまで低減することができる。図９は実施例のインバータ装置１における中性点電位Ｖｃの周波数スペクトラム（ＦＦＴ結果）を示している。この図からも明らかな如く本発明によれば、図１２や図１３に示した方式や、図１６に示した一般的な二相変調方式に比して、中性点電位Ｖｃの変動が更に効果的に抑制されていることが分かる。
　以上詳述した如く本発明によれば、制御装置２１が、モータ８の各相に印加する電圧を生成するための三相変調電圧指令値を演算し、出力する相電圧指令演算部３３と、三相変調電圧指令値に基づき、インバータ回路２８の一相の上下アームスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ状態を固定させると共に、他の二相の上下アームスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ状態を変調させる二相変調電圧指令値を演算する線間変調演算部３４と、二相変調電圧指令値に基づき、インバータ回路２８をＰＷＭ制御するＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部３６を有しているので、二相変調により上下アームスイッチング素子１８Ａ～１８Ｆのスイッチング回数を減少させ、スイッチング損失と発熱量を減少させ、且つ、モータ８の中性点電位の変動も低減することができるようになる。
　それに加えて本発明では、制御装置２１がＯＮ／ＯＦＦ状態を変調させる前記二相の上下アームスイッチング素子のスイッチングタイミングを同期させ、モータ８に印加される相電圧の変化を、他の相電圧の変化で打ち消すようにしたので、スイッチング素子１８Ａ～１８Ｆのスイッチングタイミングによりモータ８の中性点電位の変動をより一層抑制し、コモンモードノイズの発生を著しく抑制することが可能となる。
　また、スイッチングタイミングの同期に誤差が生じた場合にも、上記二相変調による中性点電位の変動低減によるノイズ抑制効果は最低限享受することができるので、総じて安定的にノイズの少ないモータ制御装置１を実現することができるようになる。
　この場合、実施例の制御装置２１は、ＯＮ／ＯＦＦ状態を変調させる前記二相のうちの一方の上アームスイッチング素子がＯＮし、他方の下アームスイッチング素子がＯＮした状態からスイッチングの規定区間を開始するようにしたので、相電圧の変化を他の相電圧の変化で円滑に打ち消すことができるようになる。
　特に、実施例の制御装置２１は、ＯＮ／ＯＦＦ状態を変調させる前記二相のうちの一方の相電圧の立ち下がりと他方の相電圧の立ち上がりのタイミング、及び、一方の相電圧の立ち上がりと他方の相電圧の立ち下がりのタイミング、のうちの何れかのタイミングのみを同期させるようにしたので、両方のタイミングを同期させる場合の如く変調幅が狭くなる不都合も解消若しくは抑制することができるようになり、高い変調率でモータ８を駆動することが可能となる。
　この場合、実施例の制御装置２１は、スイッチング時のサージ電圧が大きい方のタイミングを選択して同期させるようにしているので、電気回路に生じるサージ電圧も効果的に抑制することができるようになる。
　また、実施例の制御装置２１は、特定の一相（実施例ではＵ相）の上下アームスイッチング素子は常時ＯＮ／ＯＦＦ状態を変調させ、残りの二相のうちの一方の上下アームスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ状態を固定させるようにしているので、二相変調とスイッチングタイミングの同期の双方を容易且つ円滑に実現することが可能となる。
　この場合、実施例では当該特定の一相（Ｕ相）の上下アームスイッチング素子１８Ａ、１８Ｄを、電動圧縮機１６で最も低温となる箇所と熱交換関係に配置しているので（図３）、ＯＮ／ＯＦＦ状態を固定されること無く常時スイッチングされ、温度が高くなる特定の一相（Ｕ相）の上下アームスイッチング素子１８Ａ、１８Ｄを効果的に冷却し、電動圧縮機１６が強制停止される等の不都合を未然に回避することができるようになる。
　また、実施例ではＰＷＭ信号生成部３６が、線間変調演算部３４が出力した二相変調電圧指令値を補正することにより、モータ８に印加される相電圧の変化を、他の相電圧の変化で打ち消すようにしているので、線間変調演算部３４が、相電圧の変化を他の相電圧の変化で打ち消すような二相変調電圧指令値を出力するものでは無くなり、計算が簡素化されるようになる。
　尚、実施例ではＵ相の上下アームスイッチング素子１８Ａ、１８Ｄを常時スイッチングさせるようにしたが、他の一相（Ｖ相、Ｗ相のうちの何れか）の上下アームスイッチング素子を採用してもよい。また、実施例では電動圧縮機１６のモータ８を駆動制御するインバータ装置１に本発明を適用したが、請求項６以外の発明ではそれに限らず、各種機器のモータの駆動制御に本発明は有効である。
　また、図４では前述した如く二相変調により、０°～１２０°の位相でＷ相の下アームスイッチング素子１８ＦをＯＮ状態に固定し、１２０°～１８０°の位相ではＶ相の上アームスイッチング素子１８ＢをＯＮ状態に固定し、１８０°～２４０°の位相ではＷ相の上アームスイッチング素子１８ＣをＯＮ状態に固定し、２４０°～３６０°の位相ではＶ相の下アームスイッチング素子１８ＥをＯＮ状態に固定したが、図４の６０°～１２０°の位相でＶ相の上アームスイッチング素子１８ＢをＯＮ状態に固定しても良く、同様に２４０°～３００°の位相でＷ相の上アームスイッチング素子１８ＣをＯＮ状態に固定するようにしても良い。
　１　インバータ装置
　８　モータ
　１６　電動圧縮機
　１８Ａ～１８Ｆ　上下アームスイッチング素子
　１９Ｕ　Ｕ相インバータ
　１９Ｖ　Ｖ相インバータ
　１９Ｗ　Ｗ相インバータ
　２１　制御装置
　２８　インバータ回路
　３３　相電圧指令演算部
　３４　線間変調演算部
　３６　ＰＷＭ信号生成部
　３７　ゲートドライバ

Claims (7)

  1. 　上アーム電源ライン及び下アーム電源ライン間に、各相毎に上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子を直列接続し、これら各相の上下アームスイッチング素子の接続点における相電圧を三相交流出力としてモータに印加するインバータ回路と、
    　該インバータ回路の前記各相の上下アームスイッチング素子のスイッチングを制御する制御装置を備えたインバータ装置において、
    　前記制御装置は、
    　前記モータの各相に印加する電圧を生成するための三相変調電圧指令値を演算し、出力する相電圧指令演算部と、
    　前記三相変調電圧指令値に基づき、前記インバータ回路の一相の前記上下アームスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ状態を固定させると共に、他の二相の前記上下アームスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ状態を変調させる二相変調電圧指令値を演算する線間変調演算部と、
    　前記二相変調電圧指令値に基づき、前記インバータ回路をＰＷＭ制御するＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部を有し、
    　ＯＮ／ＯＦＦ状態を変調させる前記二相の上下アームスイッチング素子のスイッチングタイミングを同期させ、前記モータに印加される相電圧の変化を、他の相電圧の変化で打ち消すことを特徴とするインバータ装置。
  2. 　前記制御装置は、ＯＮ／ＯＦＦ状態を変調させる前記二相のうちの一方の上アームスイッチング素子がＯＮし、他方の下アームスイッチング素子がＯＮした状態からスイッチングの規定区間を開始することを特徴とする請求項１に記載のインバータ装置。
  3. 　前記制御装置は、ＯＮ／ＯＦＦ状態を変調させる前記二相のうちの一方の相電圧の立ち下がりと他方の相電圧の立ち上がりのタイミング、及び、前記一方の相電圧の立ち上がりと前記他方の相電圧の立ち下がりのタイミング、のうちの何れかのタイミングのみを同期させることを特徴とする請求項１又は請求項２に記載のインバータ装置。
  4. 　前記制御装置は、スイッチング時のサージ電圧が大きい方の前記タイミングを選択して同期させることを特徴とする請求項３に記載のインバータ装置。
  5. 　前記制御装置は、特定の一相の前記上下アームスイッチング素子は常時ＯＮ／ＯＦＦ状態を変調させ、残りの二相のうちの一方の前記上下アームスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ状態を固定させることを特徴とする請求項１乃至請求項４のうちの何れかに記載のインバータ装置。
  6. 　前記特定の一相の上下アームスイッチング素子は、電動圧縮機で最も低温となる箇所と熱交換関係に配置されていることを特徴とする請求項５に記載のインバータ装置。
  7. 　前記線間変調演算部は、特定の一相の前記上下アームスイッチング素子は常時ＯＮ／ＯＦＦ状態を変調させ、残りの二相のうちの一方の前記上下アームスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ状態を固定させる前記二相変調電圧指令値を出力すると共に、
    　前記ＰＷＭ信号生成部は、前記線間変調演算部が出力した前記二相変調電圧指令値を補正することにより、前記モータに印加される相電圧の変化を、他の相電圧の変化で打ち消すことを特徴とする請求項１乃至請求項６のうちの何れかに記載のインバータ装置。
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