JPH1023760A - 電圧形ｐｗｍ変換器の制御方法 - Google Patents
電圧形ｐｗｍ変換器の制御方法Info
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- JPH1023760A JPH1023760A JP8174562A JP17456296A JPH1023760A JP H1023760 A JPH1023760 A JP H1023760A JP 8174562 A JP8174562 A JP 8174562A JP 17456296 A JP17456296 A JP 17456296A JP H1023760 A JPH1023760 A JP H1023760A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】多相電圧形ＰＷＭ変換器において、その交流出
力電圧のコモンモード電位変動のないＰＷＭ制御方法を
提供する。 【解決手段】電圧形ＰＷＭ変換器５に対するゲート信号
を電圧ベクトル選択回路８により各相の電圧ベクトルの
和が常に零となるように電圧ベクトルを選択する。 【効果】コモンモード電位変動のないＰＷＭ交流電圧出
力が得られる。これにより誘導電動機や同期電動機を駆
動した場合でも電機子巻線の中性点電位変動を抑制でき
るため軸電流のないインバータを提供できる。
力電圧のコモンモード電位変動のないＰＷＭ制御方法を
提供する。 【解決手段】電圧形ＰＷＭ変換器５に対するゲート信号
を電圧ベクトル選択回路８により各相の電圧ベクトルの
和が常に零となるように電圧ベクトルを選択する。 【効果】コモンモード電位変動のないＰＷＭ交流電圧出
力が得られる。これにより誘導電動機や同期電動機を駆
動した場合でも電機子巻線の中性点電位変動を抑制でき
るため軸電流のないインバータを提供できる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、電圧形ＰＷＭ変換
器の制御方法に係わり、特に、電圧形ＰＷＭ変換器で駆
動され、交流電動機に印加されるパルス幅変調されたイ
ンバータ出力電圧の中性点電位の変動を抑制して、イン
バータ出力電圧のコモンモードの電位変動をなくすこと
で、誘導電動機の電機子巻線と回転子との間の浮遊静電
容量を介して流れる軸電流を抑制した電圧形ＰＷＭイン
バータの制御方法に関する。
器の制御方法に係わり、特に、電圧形ＰＷＭ変換器で駆
動され、交流電動機に印加されるパルス幅変調されたイ
ンバータ出力電圧の中性点電位の変動を抑制して、イン
バータ出力電圧のコモンモードの電位変動をなくすこと
で、誘導電動機の電機子巻線と回転子との間の浮遊静電
容量を介して流れる軸電流を抑制した電圧形ＰＷＭイン
バータの制御方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、このような電圧形ＰＷＭインバー
タでは、誘導電動機に印加するパルス幅変調電圧とし
て、各相の相電圧指令に基づいて、各相毎に電圧を出力
している。これにより電圧形ＰＷＭ変換器の交流出力電
圧を所望の位相と周波数および電圧の大きさとなるよう
制御する。このときＰＷＭ制御周期は電圧形ＰＷＭ変換
器の出力電圧周期に比べて十分短く設定され、これらパ
ルス幅変調された電圧出力により所望の交流電圧を得て
いる。
タでは、誘導電動機に印加するパルス幅変調電圧とし
て、各相の相電圧指令に基づいて、各相毎に電圧を出力
している。これにより電圧形ＰＷＭ変換器の交流出力電
圧を所望の位相と周波数および電圧の大きさとなるよう
制御する。このときＰＷＭ制御周期は電圧形ＰＷＭ変換
器の出力電圧周期に比べて十分短く設定され、これらパ
ルス幅変調された電圧出力により所望の交流電圧を得て
いる。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】このような電圧形ＰＷ
Ｍ変換器では、多相の電圧出力を各相毎にパルス幅変調
してインバータ出力とする。変換器の多相の出力は各相
の出力を個別に変換する。各相の出力電圧の電位は、電
圧形ＰＷＭ変換器の構成で決まる電位を出力する。従来
の電圧形ＰＷＭ変換器では出力の各相の電位を個別に制
御する。一方、多相の電圧形ＰＷＭインバータのコモン
モード電位は各相出力電位の和となる。ここで、各相の
出力電位は、通常の電圧形インバータでは直流側の電圧
をＶｄｃとしたとき、＋（Ｖｄｃ／２），−（Ｖｄｃ／
２）に変化する。ここで、多相PWM変換器の出力電圧の
コモンモード電位は、各相電位の和の平均により与えら
れる。このため３相電圧形ＰＷＭ変換器のコモンモード
電位は、各相でのＶｄｃ／２，−Ｖｄｃ／２の組合せか
ら、Ｖｄｃ／２，Ｖｄｃ／６，−（Ｖｄｃ／２），−
（Ｖｄｃ／６）のように変化する。このため、電圧形Ｐ
ＷＭ変換器での各相の電位の和は零にならず、変動す
る。このため、このコモンモードの電位変動によって、
電機子巻線と回転子との間の浮遊容量を介して軸電流が
流れる。
Ｍ変換器では、多相の電圧出力を各相毎にパルス幅変調
してインバータ出力とする。変換器の多相の出力は各相
の出力を個別に変換する。各相の出力電圧の電位は、電
圧形ＰＷＭ変換器の構成で決まる電位を出力する。従来
の電圧形ＰＷＭ変換器では出力の各相の電位を個別に制
御する。一方、多相の電圧形ＰＷＭインバータのコモン
モード電位は各相出力電位の和となる。ここで、各相の
出力電位は、通常の電圧形インバータでは直流側の電圧
をＶｄｃとしたとき、＋（Ｖｄｃ／２），−（Ｖｄｃ／
２）に変化する。ここで、多相PWM変換器の出力電圧の
コモンモード電位は、各相電位の和の平均により与えら
れる。このため３相電圧形ＰＷＭ変換器のコモンモード
電位は、各相でのＶｄｃ／２，−Ｖｄｃ／２の組合せか
ら、Ｖｄｃ／２，Ｖｄｃ／６，−（Ｖｄｃ／２），−
（Ｖｄｃ／６）のように変化する。このため、電圧形Ｐ
ＷＭ変換器での各相の電位の和は零にならず、変動す
る。このため、このコモンモードの電位変動によって、
電機子巻線と回転子との間の浮遊容量を介して軸電流が
流れる。
【０００４】一方、自己消弧素子を直列多重とした電圧
形ＰＷＭ変換器では、直流側の中性点に電位をクランプ
させるためのクランプダイオードを設けることで、各相
の電位をＶｄｃ／２，０，−（Ｖｄｃ／２）に制御する
ことができる。ここで、通常の電圧形ＰＷＭ変換器の場
合と同様に直流側の電圧をＶｄｃとした。このように直
列多重の電圧形ＰＷＭ変換器では、その交流出力電圧の
各相電位として、通常の電圧形ＰＷＭ変換器での２レベ
ル（Ｖｄｃ／２，−（Ｖｄｃ／２））に加えて０レベル
を出力できるので３レベルインバータと呼ばれる。この
ような３レベルインバータの３相での交流出力のコモン
モード電位は、３つの３相交流側出力電位の３相分の平
均により決定する。このため、従来の３レベル電圧形イ
ンバータでのパルス幅変調制御では、各相毎に各相の電
位を制御するため、交流出力は個別に制御される。この
ため２レベルインバータの場合と同様に交流出力電圧の
コモンモード電位がＰＷＭ制御に対応して変動し、これ
により軸電流がモータ軸受部に発生して問題となる。
形ＰＷＭ変換器では、直流側の中性点に電位をクランプ
させるためのクランプダイオードを設けることで、各相
の電位をＶｄｃ／２，０，−（Ｖｄｃ／２）に制御する
ことができる。ここで、通常の電圧形ＰＷＭ変換器の場
合と同様に直流側の電圧をＶｄｃとした。このように直
列多重の電圧形ＰＷＭ変換器では、その交流出力電圧の
各相電位として、通常の電圧形ＰＷＭ変換器での２レベ
ル（Ｖｄｃ／２，−（Ｖｄｃ／２））に加えて０レベル
を出力できるので３レベルインバータと呼ばれる。この
ような３レベルインバータの３相での交流出力のコモン
モード電位は、３つの３相交流側出力電位の３相分の平
均により決定する。このため、従来の３レベル電圧形イ
ンバータでのパルス幅変調制御では、各相毎に各相の電
位を制御するため、交流出力は個別に制御される。この
ため２レベルインバータの場合と同様に交流出力電圧の
コモンモード電位がＰＷＭ制御に対応して変動し、これ
により軸電流がモータ軸受部に発生して問題となる。
【０００５】本発明の目的は、２レベルまたは３レベル
インバータなどの多相電圧形ＰＷＭ変換器において、交
流出力電圧側のコモンモード電位変動のない多相電圧形
PWM変換器の制御方法を提供することにある。
インバータなどの多相電圧形ＰＷＭ変換器において、交
流出力電圧側のコモンモード電位変動のない多相電圧形
PWM変換器の制御方法を提供することにある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
め、電圧形ＰＷＭ変換器の交流出力電圧の制御特性に影
響を与えることなく出力電圧のコモンモード電位変動を
低減するＰＷＭ制御を考案した。
め、電圧形ＰＷＭ変換器の交流出力電圧の制御特性に影
響を与えることなく出力電圧のコモンモード電位変動を
低減するＰＷＭ制御を考案した。
【０００７】このため、自己消弧素子を直列多重接続し
た３レベル電圧形インバータでは、各相の出力電圧がＶ
ｄｃ／２，０，−（Ｖｄｃ／２）(ここでＶｄｃは直流
電圧)のように３つのレベルに変化することを利用し
て、各相出力電圧の和の平均として決定されるコモンモ
ード電位が常に零になるよう各相の出力電圧をＶｄｃ／
２，０，−（Ｖｄｃ／２）の３つのレベルから組合せる
制御方式を求めた。
た３レベル電圧形インバータでは、各相の出力電圧がＶ
ｄｃ／２，０，−（Ｖｄｃ／２）(ここでＶｄｃは直流
電圧)のように３つのレベルに変化することを利用し
て、各相出力電圧の和の平均として決定されるコモンモ
ード電位が常に零になるよう各相の出力電圧をＶｄｃ／
２，０，−（Ｖｄｃ／２）の３つのレベルから組合せる
制御方式を求めた。
【０００８】また、従来の電圧形ＰＷＭ変換器では、そ
の各相出力電圧をＶｄｃ／２，−（Ｖｄｃ／２）のよう
に２レベルでしか制御できないことから、各相の出力の
うち２相間のＰＷＭ出力の関係をそれぞれ補数の関係と
なるようＰＷＭ制御することで、３レベルインバータお
よび２レベルインバータのそれぞれの場合について、交
流出力電圧のコモンモードの電位変動のないＰＷＭ制御
方式を考案した。電圧形ＰＷＭ変換器のＰＷＭ制御を、
ＰＷＭ制御周期内での電圧ベクトルの和が零となるよう
スイッチングモードを選択することで、常にコモンモー
ドの電位変動のない交流出力が得られる。これにより誘
導電動機や同期電動機などの交流電動機を電圧形ＰＷＭ
変換器で駆動する場合でも交流電動機の電機子巻線の中
性点電位の変動がなく制御できる。このため、電動機の
巻線と回転子との間の浮遊容量を介した軸電流を抑制で
きる。
の各相出力電圧をＶｄｃ／２，−（Ｖｄｃ／２）のよう
に２レベルでしか制御できないことから、各相の出力の
うち２相間のＰＷＭ出力の関係をそれぞれ補数の関係と
なるようＰＷＭ制御することで、３レベルインバータお
よび２レベルインバータのそれぞれの場合について、交
流出力電圧のコモンモードの電位変動のないＰＷＭ制御
方式を考案した。電圧形ＰＷＭ変換器のＰＷＭ制御を、
ＰＷＭ制御周期内での電圧ベクトルの和が零となるよう
スイッチングモードを選択することで、常にコモンモー
ドの電位変動のない交流出力が得られる。これにより誘
導電動機や同期電動機などの交流電動機を電圧形ＰＷＭ
変換器で駆動する場合でも交流電動機の電機子巻線の中
性点電位の変動がなく制御できる。このため、電動機の
巻線と回転子との間の浮遊容量を介した軸電流を抑制で
きる。
【０００９】
【発明の実施の形態】本発明の第１の実施例の構成を図
１に示す。１は交流電源、２はダイオード整流器、３，
４は平滑コンデンサを示し、５は直列多重方式の電圧形
ＰＷＭ変換器（通常、３レベル変換器と呼ばれる）、６
は前記電圧形ＰＷＭ変換器５により駆動される誘導電動
機をそれぞれ表わす。また、７は前記電圧形ＰＷＭ変換
器５の制御回路を表わし、電圧指令選択部７０１，ゲー
トパルス発生部７０２，ゲートパルス処理部７０３，パ
ルス分配部７０４から構成される。ＰＷＭ制御回路７で
は、３相電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに基づき直列多重
電圧形ＰＷＭ変換器５に対するゲートパルス信号
(ｇu1，ｇu2，ｇu3，ｇu4)，(ｇv1，ｇv2，ｇv3，
ｇv4)，（ｇw1，ｇw2，ｇw3，ｇw4）を発生する。
１に示す。１は交流電源、２はダイオード整流器、３，
４は平滑コンデンサを示し、５は直列多重方式の電圧形
ＰＷＭ変換器（通常、３レベル変換器と呼ばれる）、６
は前記電圧形ＰＷＭ変換器５により駆動される誘導電動
機をそれぞれ表わす。また、７は前記電圧形ＰＷＭ変換
器５の制御回路を表わし、電圧指令選択部７０１，ゲー
トパルス発生部７０２，ゲートパルス処理部７０３，パ
ルス分配部７０４から構成される。ＰＷＭ制御回路７で
は、３相電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに基づき直列多重
電圧形ＰＷＭ変換器５に対するゲートパルス信号
(ｇu1，ｇu2，ｇu3，ｇu4)，(ｇv1，ｇv2，ｇv3，
ｇv4)，（ｇw1，ｇw2，ｇw3，ｇw4）を発生する。
【００１０】電圧形ＰＷＭ変換器５は各相毎に多重に接
続された自己消弧素子５０１，502,５０３，５０４への
ゲートパルス信号ｇu1，ｇu2，ｇu3，ｇu4に従って、Ｕ
相の出力電圧ＥｕをＶｄｃ／２，０，−(Ｖｄｃ／２)の
３つの電圧レベルに制御する。ここでＶｄｃはダイオー
ド整流器２から出力される直流電圧を表わし、２つの平
滑コンデンサ３，４によりＶｄｃ／２ずつに電圧分割さ
れている。また、この関係はＶ相，Ｗ相についても同様
で、Ｖ相についてはゲートパルス信号ｇv1，ｇv2，
ｇv3，ｇv4によってＶ相出力電圧ＥｖをＶｄｃ／２，
０,−(Ｖｄｃ／２）に、また、Ｗ相についてはゲートパ
ルス信号ｇw1，ｇw2，ｇw3，ｇw4によってＷ相出力電圧
ＥｗをＶｄｃ／２，０，−（Ｖｄｃ／２）に、それぞれ
制御できる。ここで、Ｕ相分において５０５，５０６，
５０７，５０８はそれぞれの自己消弧素子５０１，５０
２，５０３，５０４と並列に設けられたフライホイール
ダイオードであり自己消弧素子とあわせて電圧スイッチ
の役割りをはたす。また、同じくＵ相において５０９，
５１０は中性点クランプダイオードと呼ばれ、各相電圧
出力として零電圧を出力するために用いられる。
続された自己消弧素子５０１，502,５０３，５０４への
ゲートパルス信号ｇu1，ｇu2，ｇu3，ｇu4に従って、Ｕ
相の出力電圧ＥｕをＶｄｃ／２，０，−(Ｖｄｃ／２)の
３つの電圧レベルに制御する。ここでＶｄｃはダイオー
ド整流器２から出力される直流電圧を表わし、２つの平
滑コンデンサ３，４によりＶｄｃ／２ずつに電圧分割さ
れている。また、この関係はＶ相，Ｗ相についても同様
で、Ｖ相についてはゲートパルス信号ｇv1，ｇv2，
ｇv3，ｇv4によってＶ相出力電圧ＥｖをＶｄｃ／２，
０,−(Ｖｄｃ／２）に、また、Ｗ相についてはゲートパ
ルス信号ｇw1，ｇw2，ｇw3，ｇw4によってＷ相出力電圧
ＥｗをＶｄｃ／２，０，−（Ｖｄｃ／２）に、それぞれ
制御できる。ここで、Ｕ相分において５０５，５０６，
５０７，５０８はそれぞれの自己消弧素子５０１，５０
２，５０３，５０４と並列に設けられたフライホイール
ダイオードであり自己消弧素子とあわせて電圧スイッチ
の役割りをはたす。また、同じくＵ相において５０９，
５１０は中性点クランプダイオードと呼ばれ、各相電圧
出力として零電圧を出力するために用いられる。
【００１１】電圧形ＰＷＭ変換器５の出力電圧は、Ｕ相
分において、ゲートパルスｇu1，ｇu2，ｇu3，ｇu4が
（１，１，０，０）のときＥｕ＝Ｖｄｃ／２に、ｇu1，
ｇu2，ｇu3，ｇu4が（０，１，１，０）のときＥｕ＝０
に、ｇu1，ｇu2，ｇu3，ｇu4が（０，０，１，１）のと
きＥｕ＝−（Ｖｄｃ／２）に、なる。ここで、ｇu1，ｇ
u2，ｇu3，ｇu4がそれぞれ１のとき自己消弧素子がＯＮ
となる信号、０のときがＯＦＦとなる信号を表わす。す
なわち、Ｕ相ゲートパルス信号が（１，１，０，０)の
場合には自己消弧素子５０１，５０２が導通状態、５０
３,５０４が非導通状態となるため、Ｅｕは正側の電位
であるＶｄｃ／２となる。これに対して、Ｕ相ゲートパ
ルス信号が（０，１，１，０）の場合には、自己消弧素
子のうち５０２，５０３が導通状態となる。このため、
Ｅｕは中性点クランプダイオード５０９，５１０によっ
て平滑コンデンサの中性点Ｏにクランプされ零電圧が出
力される。また、Ｕ相ゲートパルス信号が（０，０，
１，１）の場合には自己消弧素子５０３，５０４が導通
状態となるためＥｕは−Ｖｄｃ／２となる。これらの関
係はＵ相，Ｗ相についても同様である。
分において、ゲートパルスｇu1，ｇu2，ｇu3，ｇu4が
（１，１，０，０）のときＥｕ＝Ｖｄｃ／２に、ｇu1，
ｇu2，ｇu3，ｇu4が（０，１，１，０）のときＥｕ＝０
に、ｇu1，ｇu2，ｇu3，ｇu4が（０，０，１，１）のと
きＥｕ＝−（Ｖｄｃ／２）に、なる。ここで、ｇu1，ｇ
u2，ｇu3，ｇu4がそれぞれ１のとき自己消弧素子がＯＮ
となる信号、０のときがＯＦＦとなる信号を表わす。す
なわち、Ｕ相ゲートパルス信号が（１，１，０，０)の
場合には自己消弧素子５０１，５０２が導通状態、５０
３,５０４が非導通状態となるため、Ｅｕは正側の電位
であるＶｄｃ／２となる。これに対して、Ｕ相ゲートパ
ルス信号が（０，１，１，０）の場合には、自己消弧素
子のうち５０２，５０３が導通状態となる。このため、
Ｅｕは中性点クランプダイオード５０９，５１０によっ
て平滑コンデンサの中性点Ｏにクランプされ零電圧が出
力される。また、Ｕ相ゲートパルス信号が（０，０，
１，１）の場合には自己消弧素子５０３，５０４が導通
状態となるためＥｕは−Ｖｄｃ／２となる。これらの関
係はＵ相，Ｗ相についても同様である。
【００１２】本発明では、このようにゲートパルス信号
によって各相出力をＶｄｃ／２，０，−（Ｖｄｃ／２）
の３レベルに制御できる電圧形ＰＷＭ変換器において、
制御回路７によりゲートパルス信号を制御し、出力電圧
Ｅｕ，Ｅｖ，Ｅｗのコモンモード電位の変動のないＰＷ
Ｍ電圧を負荷に供給する。制御回路７での制御処理フロ
ーを図２に示す。ゲートパルス生成処理は所定の制御周
期Ｔｃ毎に実行される。まず、ａ1 において電圧形ＰＷ
Ｍ変換器より出力したい各相電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖ
ｗを入力する。この電圧指令に基づいて各相のゲートパ
ルス信号を生成する。このため、ａ2において、Ｖｕ，
Ｖｖ，ＶｗをＶ1，Ｖ2，Ｖ3データ列にならべかえる。
ここで、各相電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗは、３相交流
電圧指令のためほぼ平衡した位相条件となっており、Ｖ
ｕ＋Ｖｖ＋Ｖｗ＝ΔＶとしたとき、ΔＶの大きさは、ほ
ぼ零に等しい。このため、Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの瞬時値は
１相のみが正の場合（ケース１）と２相分が正の場合
（ケース２）の２ケースに分れる。そこで、Ｖｕ，Ｖ
ｖ，Ｖｗの瞬時値から次のデータ列Ｖ1，Ｖ2，Ｖ3 に並
びかえる。
によって各相出力をＶｄｃ／２，０，−（Ｖｄｃ／２）
の３レベルに制御できる電圧形ＰＷＭ変換器において、
制御回路７によりゲートパルス信号を制御し、出力電圧
Ｅｕ，Ｅｖ，Ｅｗのコモンモード電位の変動のないＰＷ
Ｍ電圧を負荷に供給する。制御回路７での制御処理フロ
ーを図２に示す。ゲートパルス生成処理は所定の制御周
期Ｔｃ毎に実行される。まず、ａ1 において電圧形ＰＷ
Ｍ変換器より出力したい各相電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖ
ｗを入力する。この電圧指令に基づいて各相のゲートパ
ルス信号を生成する。このため、ａ2において、Ｖｕ，
Ｖｖ，ＶｗをＶ1，Ｖ2，Ｖ3データ列にならべかえる。
ここで、各相電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗは、３相交流
電圧指令のためほぼ平衡した位相条件となっており、Ｖ
ｕ＋Ｖｖ＋Ｖｗ＝ΔＶとしたとき、ΔＶの大きさは、ほ
ぼ零に等しい。このため、Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの瞬時値は
１相のみが正の場合（ケース１）と２相分が正の場合
（ケース２）の２ケースに分れる。そこで、Ｖｕ，Ｖ
ｖ，Ｖｗの瞬時値から次のデータ列Ｖ1，Ｖ2，Ｖ3 に並
びかえる。
【００１３】Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗがケース１のとき；
【００１４】
【数１】
【００１５】Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗがケース２のとき；
【００１６】
【数２】
【００１７】このときの電圧ベクトル図を周期Ｔｃ分に
ついて図３に示す。
ついて図３に示す。
【００１８】図３（ａ）はケース１の場合、（ｂ）はケ
ース２の場合を示す。図３において、Ｖ1，Ｖ2に対応し
たゲート制御信号Ｓ1，Ｓ2のパルス幅がｔa，ｔbであ
り、Ｓ3 のパルス幅はＳ1とＳ2のパルス幅から決定され
る。
ース２の場合を示す。図３において、Ｖ1，Ｖ2に対応し
たゲート制御信号Ｓ1，Ｓ2のパルス幅がｔa，ｔbであ
り、Ｓ3 のパルス幅はＳ1とＳ2のパルス幅から決定され
る。
【００１９】次に図２の処理フローにおいて、ａ3 でｔ
a，ｔbを決定する。このためＰＷＭの制御周期Ｔｃ内に
おいて、３相電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの瞬時値に対
応したＳ1，Ｓ2，Ｓ3 のスイッチング波形となるようｔ
a，ｔbを決定する。
a，ｔbを決定する。このためＰＷＭの制御周期Ｔｃ内に
おいて、３相電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの瞬時値に対
応したＳ1，Ｓ2，Ｓ3 のスイッチング波形となるようｔ
a，ｔbを決定する。
【００２０】まずケース１（正，負，負）の場合は、Ｖ
ｕ，Ｖｖ，Ｖｗを正，負，負のデータ列にならべかえた
Ｖ1，Ｖ2，Ｖ3 の線間電圧の関係から次式の関係が成り
立つ。
ｕ，Ｖｖ，Ｖｗを正，負，負のデータ列にならべかえた
Ｖ1，Ｖ2，Ｖ3 の線間電圧の関係から次式の関係が成り
立つ。
【００２１】
【数３】
【００２２】ここでｋはパルス幅変調のための係数を表
わす。（３）式を解いてｔa，ｔbを求めると、
わす。（３）式を解いてｔa，ｔbを求めると、
【００２３】
【数４】
【００２４】のように求まる。同様に図３（ｂ）に示す
ようにケース２の場合は、Ｖ1，Ｖ2，Ｖ3 は負，正，正
の関係となり、このときｔa，ｔbとは次の関係が成り立
つ。
ようにケース２の場合は、Ｖ1，Ｖ2，Ｖ3 は負，正，正
の関係となり、このときｔa，ｔbとは次の関係が成り立
つ。
【００２５】
【数５】
【００２６】これよりｔa，ｔbを求めると、
【００２７】
【数６】
【００２８】となる。すなわち、Ｖｕ，ｖｖ，Ｖｗの瞬
時値によってケース１（正，負，負），ケース２（負，
正，正）の２つに場合分けし、その大きさがケース１の
場合はＶ1≧０，Ｖ2，Ｖ3≦０でかつ｜Ｖ2｜≦｜Ｖ
3｜，ケース２の場合はＶ1≦０，Ｖ2，Ｖ3≧０でかつ｜
Ｖ2｜≦｜Ｖ3｜となるよう、Ｖｕ，Ｖｖ，ＶｗをＶ1，
Ｖ2，Ｖ3 に並びかえる。このとき、それぞれに対応し
たスイッチングパターンＳ1,Ｓ2，Ｓ3は図３のように求
まり、それを与えるパルス幅ｔa，ｔbは、ケース１の場
合は（４）式より、ケース２の場合は（６）式により、
それぞれ与えられる。以上により、図２の処理フローの
ａ2 においてゲートパルス幅ｔa，ｔbを演算したのち、
処理フローａ4 においてタイマへｔa，ｔbに対応したデ
ータＤ１，Ｄ２を設定することにより、所望のゲート制
御信号Ｓ1，Ｓ2，Ｓ3 が得られる。その関係をケース１
の場合について図４に示す。
時値によってケース１（正，負，負），ケース２（負，
正，正）の２つに場合分けし、その大きさがケース１の
場合はＶ1≧０，Ｖ2，Ｖ3≦０でかつ｜Ｖ2｜≦｜Ｖ
3｜，ケース２の場合はＶ1≦０，Ｖ2，Ｖ3≧０でかつ｜
Ｖ2｜≦｜Ｖ3｜となるよう、Ｖｕ，Ｖｖ，ＶｗをＶ1，
Ｖ2，Ｖ3 に並びかえる。このとき、それぞれに対応し
たスイッチングパターンＳ1,Ｓ2，Ｓ3は図３のように求
まり、それを与えるパルス幅ｔa，ｔbは、ケース１の場
合は（４）式より、ケース２の場合は（６）式により、
それぞれ与えられる。以上により、図２の処理フローの
ａ2 においてゲートパルス幅ｔa，ｔbを演算したのち、
処理フローａ4 においてタイマへｔa，ｔbに対応したデ
ータＤ１，Ｄ２を設定することにより、所望のゲート制
御信号Ｓ1，Ｓ2，Ｓ3 が得られる。その関係をケース１
の場合について図４に示す。
【００２９】図４において、ｙ1，ｙ2は周期Ｔｃの三角
波波形の搬送波であり、搬送波ｙ1の最大値ＤＰは電圧
指令の正の最大値に、ｙ1 の最小値は電圧指令の零電圧
に、また、搬送波ｙ2 の最大値は電圧指令の零電圧に、
ｙ2 の最小値は電圧指令の負の最大値に、それぞれ対応
する。パルス幅変調のゲート制御信号Ｓ1 を生成するた
めにはｙ1，ｙ2の搬送波信号に対し、大きさＤ１のテー
タを設定することで、ゲート制御信号の“１”となる時
間がｔa の信号が得られる。また、同様にゲート制御信
号Ｓ2 を生成するため、ｙ1，ｙ2に対してＤ２のデータ
を設定することでゲート制御信号の“−１”となる時間
がｙb の信号が得られる。一方、ゲート制御信号Ｓ
3 は、Ｓ1，Ｓ2のパルス信号に依存して決定される。す
なわち、図４において、Ｓ1 が０から１に変化するタイ
ミングでＳ3 は０から−１にスイッチングする。また、
Ｓ2が０から−１に変化するタイミングでＳ3は−１から
０に変化する。
波波形の搬送波であり、搬送波ｙ1の最大値ＤＰは電圧
指令の正の最大値に、ｙ1 の最小値は電圧指令の零電圧
に、また、搬送波ｙ2 の最大値は電圧指令の零電圧に、
ｙ2 の最小値は電圧指令の負の最大値に、それぞれ対応
する。パルス幅変調のゲート制御信号Ｓ1 を生成するた
めにはｙ1，ｙ2の搬送波信号に対し、大きさＤ１のテー
タを設定することで、ゲート制御信号の“１”となる時
間がｔa の信号が得られる。また、同様にゲート制御信
号Ｓ2 を生成するため、ｙ1，ｙ2に対してＤ２のデータ
を設定することでゲート制御信号の“−１”となる時間
がｙb の信号が得られる。一方、ゲート制御信号Ｓ
3 は、Ｓ1，Ｓ2のパルス信号に依存して決定される。す
なわち、図４において、Ｓ1 が０から１に変化するタイ
ミングでＳ3 は０から−１にスイッチングする。また、
Ｓ2が０から−１に変化するタイミングでＳ3は−１から
０に変化する。
【００３０】このような関係に従って、Ｓ1，Ｓ2，Ｓ3
のスイッチングパターンを選択することで、Ｔｃの区間
での各電圧ベクトル区間，，，，のＳ1，
Ｓ2，Ｓ3 の和は常に０となる。これより、ＰＷＭ出力
電圧のコモンモード電位の変動のない電圧出力が得られ
る。
のスイッチングパターンを選択することで、Ｔｃの区間
での各電圧ベクトル区間，，，，のＳ1，
Ｓ2，Ｓ3 の和は常に０となる。これより、ＰＷＭ出力
電圧のコモンモード電位の変動のない電圧出力が得られ
る。
【００３１】以上、詳述したように本実施例によれば、
３レベル電圧形ＰＷＭインバータの電圧制御特性に影響
を与えることなく、３レベルインバータのＶｄｃ／２，
０，−（Ｖｄｃ／２）の３つの電圧レベルを３相間で選
択して出力できるので、コモンモード電圧変動のないＰ
ＷＭ出力電圧が得られる。このため、電圧形ＰＷＭ変換
器で誘導電動機や同期電動機を駆動したとき、コモンモ
ード電圧変動により交流電動機の軸受け側に浮遊静電容
量を介した経路を通して軸電流が流れる現象を抑制でき
る。
３レベル電圧形ＰＷＭインバータの電圧制御特性に影響
を与えることなく、３レベルインバータのＶｄｃ／２，
０，−（Ｖｄｃ／２）の３つの電圧レベルを３相間で選
択して出力できるので、コモンモード電圧変動のないＰ
ＷＭ出力電圧が得られる。このため、電圧形ＰＷＭ変換
器で誘導電動機や同期電動機を駆動したとき、コモンモ
ード電圧変動により交流電動機の軸受け側に浮遊静電容
量を介した経路を通して軸電流が流れる現象を抑制でき
る。
【００３２】次に、本発明の第２の実施例を図５により
説明する。図５において、１は交流電源、２はダイオー
ド整流器、３は平滑コンデンサを示し、５は電圧形ＰＷ
Ｍ変換器、６は前記電圧形ＰＷＭ変換器５により駆動さ
れる誘導電動機を表わす。また、７は前記電圧形ＰＷＭ
変換器５の制御回路を表わし、ＰＷＭ変換器５に対する
ゲート制御信号Ｓ1，Ｓ2を演算する。ゲートパルス分配
部８では、ゲート制御信号Ｓ1、Ｓ2を入力し、電圧形Ｐ
ＷＭ変換器５に対するゲートパルス信号（ｇup，
ｇun）,（ｇvp，ｇvn）,（ｇwp，ｇwn）を発生する。こ
こで、電圧形ＰＷＭ変換器は、３相の誘導電動機６を１
相だけ欠相させた状態で運転する。このとき電圧形ＰＷ
Ｍ変換器５は、３相のゲート信号のうち２相分の電圧を
ＰＷＭ電圧として誘導電動機６に供給する。このときの
ゲートパルス制御信号Ｓ1，Ｓ2の動作波形を図６に示
す。図６において、ｖr は電圧形ＰＷＭ変換器５の出力
電圧指令、ｖy はＰＷＭ信号を生成するための搬送波信
号を表す。ここで、動作をわかりやすくするため、ｖr
に対するｖy の周波数を通常、用いられる周波数より低
くして記述している。
説明する。図５において、１は交流電源、２はダイオー
ド整流器、３は平滑コンデンサを示し、５は電圧形ＰＷ
Ｍ変換器、６は前記電圧形ＰＷＭ変換器５により駆動さ
れる誘導電動機を表わす。また、７は前記電圧形ＰＷＭ
変換器５の制御回路を表わし、ＰＷＭ変換器５に対する
ゲート制御信号Ｓ1，Ｓ2を演算する。ゲートパルス分配
部８では、ゲート制御信号Ｓ1、Ｓ2を入力し、電圧形Ｐ
ＷＭ変換器５に対するゲートパルス信号（ｇup，
ｇun）,（ｇvp，ｇvn）,（ｇwp，ｇwn）を発生する。こ
こで、電圧形ＰＷＭ変換器は、３相の誘導電動機６を１
相だけ欠相させた状態で運転する。このとき電圧形ＰＷ
Ｍ変換器５は、３相のゲート信号のうち２相分の電圧を
ＰＷＭ電圧として誘導電動機６に供給する。このときの
ゲートパルス制御信号Ｓ1，Ｓ2の動作波形を図６に示
す。図６において、ｖr は電圧形ＰＷＭ変換器５の出力
電圧指令、ｖy はＰＷＭ信号を生成するための搬送波信
号を表す。ここで、動作をわかりやすくするため、ｖr
に対するｖy の周波数を通常、用いられる周波数より低
くして記述している。
【００３３】出力電圧指令ｖr と搬送波信号ｖy を比較
することにより、ｖr ＞ｖy で１、ｖr ＜ｖy で−１、
となるゲート制御信号Ｓ1が得られる。このＳ1に対し、
補数の関係となる信号としてゲート制御信号Ｓ2 を得
る。いま、電圧形ＰＷＭ変換器のうちｗ相を欠相して誘
導電動機を駆動する場合、ゲート制御信号Ｓ1 により、
ｕ相のゲートパルス信号（ｇup，ｇun）を、ゲート制御
信号Ｓ2 により、ｖ相のゲートパルス信号(ｇvp，ｇvn)
を生成し、ｗ相のゲートパルス信号(ｇwp，ｇwn)は常に
ＯＦＦとする。このとき、ｕ相については、ゲート制御
信号Ｓ1 が１のときにｇup＝ＯＮ，ｇun＝ＯＦＦとし、
ゲート制御信号Ｓ1 が−１のときにｇup＝ＯＦＦ，ｇun
＝ＯＮとなるようにゲートパルス信号を発生させる。ｖ
相についても同様な関係が成り立つように、ゲートパル
ス信号を発生させる。これにより、直列多重ＰＷＭ変換
器の動作の場合と同様な動作で、Ｓ1 が１のとき、電圧
形ＰＷＭ変換器のｕ相出力電圧ＥｕはＶｄｃ／２に、Ｓ
2 が−１のとき、Ｅｕは−Ｖｄｃ／２に、それぞれ変化
する。一方、ｖ相はｕ相に対してゲート制御信号が補数
の関係となるように制御するため、誘導電動機の中性点
電位変動は常に零となるように制御できる。ここで、電
圧形ＰＷＭ変換器で駆動する誘導電動機の欠相させる相
を運転条件に応じて順次切り替えることにより、誘導電
動機の３相巻線に対して偏ることなく電流を流しなが
ら、２相運転を実行できる。
することにより、ｖr ＞ｖy で１、ｖr ＜ｖy で−１、
となるゲート制御信号Ｓ1が得られる。このＳ1に対し、
補数の関係となる信号としてゲート制御信号Ｓ2 を得
る。いま、電圧形ＰＷＭ変換器のうちｗ相を欠相して誘
導電動機を駆動する場合、ゲート制御信号Ｓ1 により、
ｕ相のゲートパルス信号（ｇup，ｇun）を、ゲート制御
信号Ｓ2 により、ｖ相のゲートパルス信号(ｇvp，ｇvn)
を生成し、ｗ相のゲートパルス信号(ｇwp，ｇwn)は常に
ＯＦＦとする。このとき、ｕ相については、ゲート制御
信号Ｓ1 が１のときにｇup＝ＯＮ，ｇun＝ＯＦＦとし、
ゲート制御信号Ｓ1 が−１のときにｇup＝ＯＦＦ，ｇun
＝ＯＮとなるようにゲートパルス信号を発生させる。ｖ
相についても同様な関係が成り立つように、ゲートパル
ス信号を発生させる。これにより、直列多重ＰＷＭ変換
器の動作の場合と同様な動作で、Ｓ1 が１のとき、電圧
形ＰＷＭ変換器のｕ相出力電圧ＥｕはＶｄｃ／２に、Ｓ
2 が−１のとき、Ｅｕは−Ｖｄｃ／２に、それぞれ変化
する。一方、ｖ相はｕ相に対してゲート制御信号が補数
の関係となるように制御するため、誘導電動機の中性点
電位変動は常に零となるように制御できる。ここで、電
圧形ＰＷＭ変換器で駆動する誘導電動機の欠相させる相
を運転条件に応じて順次切り替えることにより、誘導電
動機の３相巻線に対して偏ることなく電流を流しなが
ら、２相運転を実行できる。
【００３４】以上詳述したように、本実施例によれば、
直列多重電圧形ＰＷＭ変換器のように、出力電圧をＶｄ
ｃ／２，０，−Ｖｄｃのように３レベルに変化できるＰ
ＷＭ変換器を用いなくても、通常の電圧形ＰＷＭ変換器
を用いて、誘導電動機に印加されるＰＷＭ電圧の和が零
になるよう制御できる。このため、中性点電位変動を抑
制でき、コモンモード電位変動によって引き起こされる
軸電流を発生させることのない電圧形ＰＷＭ変換器を提
供できるという利点がある。
直列多重電圧形ＰＷＭ変換器のように、出力電圧をＶｄ
ｃ／２，０，−Ｖｄｃのように３レベルに変化できるＰ
ＷＭ変換器を用いなくても、通常の電圧形ＰＷＭ変換器
を用いて、誘導電動機に印加されるＰＷＭ電圧の和が零
になるよう制御できる。このため、中性点電位変動を抑
制でき、コモンモード電位変動によって引き起こされる
軸電流を発生させることのない電圧形ＰＷＭ変換器を提
供できるという利点がある。
【００３５】次に、本発明による第３の実施例を図７に
より説明する。図７において、１は交流電源、２はダイ
オード整流器、３は平滑コンデンサを示し、５は電圧形
PWM変換器、６は前記電圧形ＰＷＭ変換器５により駆動
される２相巻線の誘導電動機を表わす。誘導電動機６に
は、直交した位相でａ相，ｂ相の２つの巻線が巻かれて
おり、それそれの巻線端子ａ1，ａ2，ｂ1，ｂ2が電圧形
ＰＷＭ変換器の出力に接続されている。このとき、電圧
形ＰＷＭ変換器に対するゲート制御信号Ｓa1，Ｓa2，Ｓ
b1，Ｓb2を生成する動作波形を図８に示す。ここで、ｖ
a はａ相巻線に対する電圧指令値、ｖb はｂ相巻線に対
する電圧指令値であり、ｖbはｖaに対して９０度位相の
遅れた電圧波形となる。これらａ，ｂ相電圧指令値と搬
送波信号ｖy とを比較することにより、ＰＷＭ変換器に
対するゲート制御信号として、ａ相巻線用のＳa1，Ｓa2
と、ｂ相巻線用のＳb1，Ｓb2を得る。ここで、ゲート制
御信号としては、第２の実施例と同様に、ａ相巻線用の
Ｓa1とＳa2とがそれぞれ補数の関係に、また、ｂ相巻線
用のＳb1とＳb2とが同様にそれぞれ補数の関係となるよ
うに、図８のように演算する。このゲート制御信号に基
づいて、Ｓa1，Ｓa2によりＰＷＭ変換器へのゲートパル
ス信号（ｇa1p，ｇa1n），（ｇa2p，ｇa2n）を、Ｓb1，
Ｓb2によりＰＷＭ変換器へのゲートパルス信号
（ｇb1p，ｇb1n），（ｇb2p，ｇb2n）を演算して制御す
る。これにより、誘導電動機６のａ相，ｂ相巻線にそれ
ぞれ印加されるＰＷＭ電圧は、ａ相巻線の中性点電位変
動およびｂ相巻線の中性点電位変動がそれぞれ零になる
ように出力される。この結果、ａ相，ｂ相巻線とも、コ
モンモード電位変動による軸電流を発生させないＰＷＭ
電圧制御を達成できる。
より説明する。図７において、１は交流電源、２はダイ
オード整流器、３は平滑コンデンサを示し、５は電圧形
PWM変換器、６は前記電圧形ＰＷＭ変換器５により駆動
される２相巻線の誘導電動機を表わす。誘導電動機６に
は、直交した位相でａ相，ｂ相の２つの巻線が巻かれて
おり、それそれの巻線端子ａ1，ａ2，ｂ1，ｂ2が電圧形
ＰＷＭ変換器の出力に接続されている。このとき、電圧
形ＰＷＭ変換器に対するゲート制御信号Ｓa1，Ｓa2，Ｓ
b1，Ｓb2を生成する動作波形を図８に示す。ここで、ｖ
a はａ相巻線に対する電圧指令値、ｖb はｂ相巻線に対
する電圧指令値であり、ｖbはｖaに対して９０度位相の
遅れた電圧波形となる。これらａ，ｂ相電圧指令値と搬
送波信号ｖy とを比較することにより、ＰＷＭ変換器に
対するゲート制御信号として、ａ相巻線用のＳa1，Ｓa2
と、ｂ相巻線用のＳb1，Ｓb2を得る。ここで、ゲート制
御信号としては、第２の実施例と同様に、ａ相巻線用の
Ｓa1とＳa2とがそれぞれ補数の関係に、また、ｂ相巻線
用のＳb1とＳb2とが同様にそれぞれ補数の関係となるよ
うに、図８のように演算する。このゲート制御信号に基
づいて、Ｓa1，Ｓa2によりＰＷＭ変換器へのゲートパル
ス信号（ｇa1p，ｇa1n），（ｇa2p，ｇa2n）を、Ｓb1，
Ｓb2によりＰＷＭ変換器へのゲートパルス信号
（ｇb1p，ｇb1n），（ｇb2p，ｇb2n）を演算して制御す
る。これにより、誘導電動機６のａ相，ｂ相巻線にそれ
ぞれ印加されるＰＷＭ電圧は、ａ相巻線の中性点電位変
動およびｂ相巻線の中性点電位変動がそれぞれ零になる
ように出力される。この結果、ａ相，ｂ相巻線とも、コ
モンモード電位変動による軸電流を発生させないＰＷＭ
電圧制御を達成できる。
【００３６】以上詳述したように、本実施例によれば、
通常の電圧形ＰＷＭ変換器をａ相，ｂ相で組合せて動作
させることにより、ａ相，ｂ相とも中性点電位変動なく
ＰＷＭ電圧を制御できるという利点がある。
通常の電圧形ＰＷＭ変換器をａ相，ｂ相で組合せて動作
させることにより、ａ相，ｂ相とも中性点電位変動なく
ＰＷＭ電圧を制御できるという利点がある。
【００３７】
【発明の効果】ＰＷＭ制御周期毎に各相の電圧ベクトル
の和がゼロとなるよう電圧ベクトルを選定して制御する
ことで、交流出力電圧のコモンモード電位変動のない交
流出力が得られる。これにより軸電流を抑制でき、か
つ、電磁ノイズ低減の効果も得られる。
の和がゼロとなるよう電圧ベクトルを選定して制御する
ことで、交流出力電圧のコモンモード電位変動のない交
流出力が得られる。これにより軸電流を抑制でき、か
つ、電磁ノイズ低減の効果も得られる。
【図１】本発明の第１の実施例の構成図。
【図２】ＰＷＭ制御回路７の処理フロー。
【図３】電圧ベクトル図。
【図４】ゲート制御信号生成の動作波形。
【図５】第２の実施例の構成図。
【図６】第２の実施例でのゲート制御信号生成の動作波
形。
形。
【図７】第３の実施例の構成図。
【図８】第３の実施例でのゲート制御信号生成の動作波
形。
形。
５…電圧形ＰＷＭ変換器、６…誘導電動機、７…ＰＷＭ
制御回路、８…ゲートパルス分配部。
制御回路、８…ゲートパルス分配部。
フロントページの続き (72)発明者 石田 誠司 千葉県習志野市東習志野七丁目１番１号 株式会社日立製作所産業機器事業部内 (72)発明者 井堀 敏 千葉県習志野市東習志野七丁目１番１号 株式会社日立製作所産業機器事業部内
Claims (3)
- 【請求項１】直流電圧を多相交流電圧に変換する多相電
圧形ＰＷＭ変換器の制御方法において、所定のＰＷＭ周
期毎に交流出力の各相電位を前記多相電圧形ＰＷＭ変換
器のスイッチングにより制御し、ＰＷＭ周期毎に出力電
圧ベクトルを選択しＰＷＭ制御信号を与え、ＰＷＭ周期
での全相出力電圧ベクトルの和が常に零となるようＰＷ
Ｍ制御信号をＰＷＭ周期毎に補正して出力することを特
徴とする多相電圧形ＰＷＭ変換器の制御方法。 - 【請求項２】請求項１において、前記多相電圧形ＰＷＭ
変換器は自己消弧素子を直列多重とした３レベルインバ
ータであり、前記３レベルインバータが出力する電圧ベ
クトルを１，０，−１としたとき、３相出力での各電圧
ベクトルの和が常に零となるように、ＰＷＭ制御周期毎
にＰＷＭ信号を決定することを特徴とする多相電圧形Ｐ
ＷＭ変換器の制御方法。 - 【請求項３】請求項１において、前記多相電圧形ＰＷＭ
変換器は２レベル電圧形インバータであり、その出力の
うち２相間のＰＷＭ出力電圧をそれぞれ補数の関係を満
すように出力し、そのＰＷＭ制御をＰＷＭ周期毎に実行
することを特徴とする電圧形ＰＷＭ変換器の制御方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8174562A JPH1023760A (ja) | 1996-07-04 | 1996-07-04 | 電圧形ｐｗｍ変換器の制御方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8174562A JPH1023760A (ja) | 1996-07-04 | 1996-07-04 | 電圧形ｐｗｍ変換器の制御方法 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1023760A true JPH1023760A (ja) | 1998-01-23 |
Family
ID=15980735
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8174562A Pending JPH1023760A (ja) | 1996-07-04 | 1996-07-04 | 電圧形ｐｗｍ変換器の制御方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH1023760A (ja) |
Cited By (15)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2004056882A (ja) * | 2002-07-18 | 2004-02-19 | Yaskawa Electric Corp | マルチレベルｐｗｍインバータ制御装置 |
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| CN100384074C (zh) * | 2002-06-28 | 2008-04-23 | 河南电力试验研究所 | 五电平高压变频器 |
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-
1996
- 1996-07-04 JP JP8174562A patent/JPH1023760A/ja active Pending
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| WO2020232798A1 (zh) * | 2019-05-21 | 2020-11-26 | 南昌工程学院 | 一种简化的多电平变换器空间矢量调制方法 |
| US11121642B2 (en) | 2019-05-21 | 2021-09-14 | Nanchang Institute Of Technology | Simplified space vector modulation method for multi-level converter |
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| JPWO2021205665A1 (ja) * | 2020-04-10 | 2021-10-14 | ||
| WO2021205665A1 (ja) * | 2020-04-10 | 2021-10-14 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置及び回転機駆動システム |
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