JP4177983B2 - 多重電力変換器とその制御方法 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は交流電源に接続した多重変換器に関し、特に出力する直流電流のリプル低減した多重変換器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
交流を直流、または直流を交流に変換する電力変換器の大容量化技術として、複数の電圧型ＰＷＭ変換器の交流出力をトランスや相間リアクトルで直列接続することによる電力変換器の大容量化技術が既に知られており、これらの多重変換器の容量は、多重数をｎとすると単機変換器容量の約ｎ倍となり、単機変換器に比べて大容量の電力変換ができる。以下本明細書中では、直流コンデンサに接続して単機変換器の直流部が共通化された多重変換器を直流部共通多重変換器と記し、直流部共通多重変換器の多重数をｎと表記する。
【０００３】
直流部共通多重変換器の変換器出力電圧をＰＷＭ制御する方法には、従来、トランスにより交流出力が合成した直列多重変換器の搬送波の位相をそれぞれ多重数に応じてシフトする位相シフト方式や、特開昭６０−９８８７５号公報に記載の並列多重変換器の搬送波位相シフト方式がある。
【０００４】
図３に２多重の直流部共通多重変換器の主回路構成を、図４に該直流部共通多重変換器を上記従来技術で制御する場合の、搬送波と、合成電圧指令と、合成電圧と、直流部共通多重変換器１の各相が交流電源３より受け取る電力と、直流電流の関係を示す。
【０００５】
ここで、合成電圧とは交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗがゼロのときの、トランスの交流電源側端子電圧である。Ｖｕ＊はＵ相の合成電圧指令値、Ｖｄｃはコンデンサ電圧、Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗは合成電圧、αは単機変換器出力電圧とトランス出力電圧の比、Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗは交流電流、Ｖｕ・Ｉｕ，Ｖｖ・Ｉｖ，Ｖｗ・Ｉｗは直流部共通多重変換器１の各相が交流電源３から受け取る電力、Ｉｄｃは直流電流である。互いに位相が３６０／２＝１８０°ずれている２個の搬送波ｔｒ１，ｔｒ２と合成電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊が比較したことにより変換器のスイッチングタイミングを決定した。
【０００６】
Ｖｕ＊とｔｒ１が比較され、Ｖｕ＊がｔｒ１より大きいときには単機変換器１１のＩＧＢＴであるＱｕ１１がオン、Ｑｕ１２がオフとなり、逆の場合はＱｕ１１がオフ、Ｑｕ１２がオンとなる。Ｖｕ＊とｔｒ２が比較され、Ｖｕ＊がｔｒ２より大きいときには単機変換器１２のＩＧＢＴであるＱｕ２１がオン、Ｑｕ２２がオフとなり、逆の場合はＱｕ２１がオフ、Ｑｕ２２がオンとなる。Ｖ相，Ｗ相についても同様にＶｖ＊，Ｖｗ＊とｔｒ１，ｔｒ２が比較され、単機変換器のＩＧＢＴがオン／オフした。
【０００７】
以上のように該合成電圧指令値と前記搬送波の大小関係により単機変換器のスイッチングタイミングが決定した。
【０００８】
合成電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗは合成電圧指令値と三角波ｔｒ１，ｔｒ２との比較により出力した単機変換器の各相電圧の和をα倍したものである。各相が交流電源より受け取る電力Ｖｕ・Ｉｕ，Ｖｖ・Ｉｖ，Ｖｗ・Ｉｗは、合成電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗと３相平衡の正弦波である交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの積をとることにより算出した。
【０００９】
直流部多重変換器の交流部と直流部における電力平衡より（数１）式が成り立つ。
【００１０】
Ｖｄｃ・Ｉｄｃ＝Ｖｕ・Ｉｕ＋Ｖｖ・Ｉｕ＋Ｖｗ・Ｉｗ …（数１）
（数１）式の左辺は直流部多重変換器が直流端子から負荷へ出力する電力であり、（数１）式の右辺は直流部多重変換器が交流端子から受け取る電力である。直流部多重変換器の各相が交流端子から受け取る電力は相電圧と相電流の積であり、（数１）式の右辺は各相が交流端子から受け取る電力の和である。（数１）式から、直流電流は各相の交流電力を直流電圧で割った商に等しい。
【００１１】
図４に示すように、（数１）式の右辺に示す交流部から受け取る電力は、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相ともに周期Ｔｒｉ／２で同位相（中央が凸）のリプルが生じるため、直流負荷へ出力する電力にも周期Ｔｒｉ／２のリプルが生じ、直流電流に周期Ｔｒｉ／２でリプルが生じる。このように、直流電流リプルにはスイッチング周波数の２倍のリプル成分が現れる。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】
直流電流のリプルが生じると直流コンデンサ電圧リプルも生じるため、上記従来技術ではコンデンサ電圧において搬送波のｎ倍周波数のリプルが特に大きくなり、直流部の配線やコンデンサでの損失増加、直流部での騒音や振動発生の原因となる。
【００１３】
コンデンサ電圧リプルを低減するには、搬送波の周波数を高くするなどの方法が考えられるが、これには変換器のスイッチング損失が増加して変換効率が低下する問題がある。
【００１４】
本発明の目的は、スイッチング数を増やすことなく直流部共通多重変換器の直流電流のリプルを低減し、コンデンサ電圧のリプルも低減することにある。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
上記目的は直流部共通多重変換器の各変換器の、スイッチングのタイミングを以下のように制御することにより達成できる。
【００１６】
直流部共通多重変換器の出力可能な電圧領域を振幅方向にｎ等分し、それぞれの領域に位相と振幅の等しいｎ個の三角波を搬送波として配置し、合成電圧指令値と各搬送波を比較して変換器を駆動するスイッチングのタイミングを得ることにより直流電流のリプルを低減し、これによりコンデンサ電圧のリプル低減を達成できる。
【００１７】
上記手段で直流リプルが低減できる理由を、図６を用いて説明する。図６にｎが２であるときの合成電圧指令値Ｖｕ＊と搬送波ｔｒ１，ｔｒ２と交流電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗと各相の交流入力電力Ｖｕ・Ｉｕ，Ｖｖ・Ｉｖ，Ｖｗ・Ｉｗと直流電流Ｉｄｃとの関係を示す。直流部共通多重変換器の出力可能な領域を領域１と領域２に振幅方向に等分割し、それぞれの領域に三角波ｔｒ１，三角波ｔｒ２を配置する。
【００１８】
合成電圧指令値がｔｒ１より大きいとき合成電圧がαＶｄｃ、該合成電圧指令値がｔｒ２より大きくｔｒ１より小さいとき合成電圧がゼロ、該合成電圧指令値がｔｒ２より小さいとき合成電圧が−αＶｄｃとなるように単機変換器１１，１２をスイッチングする。
【００１９】
以上のように２つの三角波と電圧指令値を比較することにより単機変換器１１，１２のスイッチングのタイミングを得ることができる。
【００２０】
前記従来技術では各相の交流入力電力には周期Ｔｒｉ／２で同位相のリプルが生じていたのに対し、本発明では相によって交流入力電力のリプルが逆位相となる。本発明では搬送波を同位相とすることにより、各相の電圧リプルが電圧指令の極性によらず同位相となる。交流電流は３相平衡であり、相電流全てが正または全てが負になることが無く、交流電流と交流電圧の積である交流電力リプルは３相のうちいずれかが必ず逆位相になる。よって各相の交流電力のリプルには打ち消しあう成分が生じるため、全交流電力のリプルは減少する。各相の受け取る電力の和が直流電力と等しいため、相電力の和である直流電力のリプルも打ち消すことができる。ゆえに、直流電力のリプルを低減できるので直流電流のリプルを低減でき、コンデンサ電圧リプルを低減できる。
【００２１】
従って、直流を交流、または交流を直流に変換する直流部が共通である複数の変換器と、該各変換器の交流電圧を合成して出力電圧を得る手段と、前記出力電圧の電圧指令信号を発生する手段と、所定周期であり且つ位相と振幅が等しく直流バイアス値の異なる搬送波信号をｎ個発生する手段と、該ｎ個の搬送波信号と前記電圧指令信号に基づいてｎ個のパルス幅変調信号を出力する手段と、入力されたパルス幅変調信号に基づいて相対する変換器の出力電圧を制御する制御手段を備えた直流部共通多重変換器で、該パルス幅変調信号を搬送波の半周期ごと、または該搬送波半周期の整数倍周期ごとに各変換器の制御手段に振り分ける手段を備えているので、直流電流とコンデンサ電圧のリプルが低減できる。
【００２２】
【発明の実施の形態】
本願発明を図面を用いて詳しく説明する。以下の各図で同じ符号は同じ構成要素を示す。
【００２３】
（実施例１）
図１に本実施例の２多重の直流部共通多重変換器を示す。図１で符号１は直流部共通多重変換器、２は多重コンバータ一括ＰＷＭ制御器、３は交流電源、４は直流負荷である。
【００２４】
本実施例の主回路構成は以下の通りである。図１に示すように、直流部共通多重変換器１は交流電源３に接続しており、直流部共通多重変換器１の直流端子には負荷４が接続している。直流部共通多重変換器１はトランス１０と単機変換器１１，１２とコンデンサ１５とを備え、トランス１０に単機変換器１１と単機変換器１２の交流端子が接続している。単機変換器１１の直流端子と単機変換器１２の直流端子はコンデンサ１５に並列接続され、コンデンサ１５の両端が直流部共通多重変換器１の直流端子となる。
【００２５】
交流電源３が供給する電力を直流部共通多重変換器１で直流に変換し、この直流電力をコンデンサ１５で平滑して負荷に供給する。コンデンサ１５の電圧が一定になるように、多重コンバータ一括ＰＷＭ制御器２が直流部共通多重変換器１を制御する。
【００２６】
次に多重コンバータ一括ＰＷＭ制御器２の動作を説明する。多重コンバータ一括ＰＷＭ制御器２は、電圧検出器２０が検出した直流電圧検出値と、電圧指令値発生器２１の出力である電圧指令値との偏差を電圧調整器２３に入力し、電圧調整器２３と電流指令値発生器２４とで電源電流指令値を演算し、電流調整器25ｕ，２５ｖ，２５ｗで交流の合成電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を演算し、該合成電圧指令値と搬送波発生器２６が出力した三角波ｔｒ１，ｔｒ２をゲート信号発生器２９ｕ，２９ｖ，２９ｗに入力する。
【００２７】
該ゲート信号発生器に入力された合成電圧指令値と三角波ｔｒ１，ｔｒ２はそれぞれ比較器２７ｕ１〜２７ｗ２で比較され、該電圧指令値が比較した三角波よりも大きいときには該比較器はパルス分配器２８ｕにオン信号を、逆の場合はオフ信号を出力してパルス幅変調（ＰＷＭ）を行う。合成電圧指令値Ｖｕ＊と、搬送波発生器２４の出力する三角波ｔｒ１，ｔｒ２と、比較器２７ｕ１，２７ｕ２の出力Ｐｕ１，Ｐｕ２とを図２に示す。
【００２８】
三角波ｔｒ１と合成電圧指令値Ｖｕ＊の大小比較を比較器２７ｕ１で行った結果がＰｕ１であり、三角波ｔｒ２と合成電圧指令値Ｖｕ＊の大小比較を比較器２７ｕ２で行った結果がＰｕ２である。これらのＰｕ１とＰｕ２をパルス分配器２８ｕに入力する。
【００２９】
パルス分配器２８ｕは比較器２７ｕ１，２７ｕ２の出力であるＰｕ１，Ｐｕ２を入力とし、ゲート信号Ｇｕ１,Ｇｕ２を出力する。具体的には、Ｐｕ１,Ｐｕ２とＧｕ１，Ｇｕ２の対応を搬送波半周期ごとに切り替え、２台の変換器が交互にバランス良く動作するようにパルスを分配する。
【００３０】
図５にパルスの分配を行ったときの合成電圧指令値Ｖｕ＊、搬送波ｔｒ１，ｔｒ２、比較器２７ｕ１，２７ｕ２の出力Ｐｕ１，Ｐｕ２、ゲート信号Ｇｕ１，Ｇｕ２を示す。Ｐｕ１とＰｕ２とをバランス良くＧｕ１，Ｇｕ２に分配しているので、スイッチングが均等化している。
【００３１】
Ｇｕ１はゲート信号Ｇｕ１１に、Ｇｕ１の反転がゲート信号Ｇｕ１２になる。例えばＧｕ１がオンであればＧｕ１２はオフ、Ｇｕ１がオフであればＧｕ１２はオンである。Ｇｕ２〜Ｇｗ２もＧｕ１と同様にＧｕ２１〜Ｇｗ２２を決定する。
【００３２】
パルス分配器２８ｕ，２８ｖ，２８ｗの出力であるＧｕ１１〜Ｇｗ２２は単機変換器１１と単機変換器１２のＩＧＢＴのゲート信号であり、ゲート信号とIGBTの対応は（数２）式から（数４）式に示すようになっている。
【００３３】
Ｇｕｘｙ⇔Ｑｕｘｙ …（数２）
Ｇｖｘｙ⇔Ｑｖｘｙ …（数３）
Ｇｗｘｙ⇔Ｑｗｘｙ …（数４）
（ｘ＝１，２，３，…ｎ、ｙ＝１，２）
（数２）式から（数４）式で、添え字“ｘ”は単機変換器を示し、ｘは１からｎまでの整数である。ｘが１のゲート信号は単機変換器１１のゲート信号、ｘが２のゲート信号は単機変換器１２のゲート信号である。また、添え字“ｙ”は単機変換器の上下アームを示し、ｙは１または２の値である。ｙ＝１のゲート信号は上アームのゲート信号、ｙ＝２のゲート信号は下アームのゲート信号である。
【００３４】
ゲート信号Ｇｕ１１〜Ｇｗ２２は単機変換器１１と単機変換器１２に入力され、それぞれに対応するＩＧＢＴをオン／オフする。ゲート信号Ｇｕ１１〜Ｇｗ２２へのパルス分配の詳細は、例えば特願平１１−２６１４８０号に記載と同様である。
【００３５】
図６に本実施例の動作波形を示す。図６に示すように直流部共通多重変換器１のＵ相，Ｖ相，Ｗ相合成電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗには、周期がＴｒｉ／２で、３相同時に同位相の電圧リプルが生じる。交流電流は３相平衡であり、相電流全てが正または全てが負になることが無く、交流電流と交流電圧の積である交流電力リプルは３相のうち何れかの相が必ず逆位相となる。従って各相の交流電力のリプルには打消し合う成分が生じ、各相の受け取る交流電力の和が直流電力と等しいため、直流電力のリプルを打消すことができる。このように、直流電力のリプルを低減できるので直流電流のリプルも低減でき、コンデンサ電圧リプルを低減できる。
【００３６】
従って本実施例によればスイッチング回数を増やすことなく直流電流リプルを低減し、コンデンサ電圧のリプルを低減でき、かつスイッチング回数を均一化できる。また、直流電流リプルを低減したため、交流電流のリプルも低減し、トランスでの損失を低減できる。
【００３７】
（実施例２）
図７に本実施例の４多重の直流部共通多重変換器１の構成を示す。前記実施例１は２多重の多重変換器であったが、多重数が増えても本発明は適用できる。また、実施例１ではコンバータ動作の場合を説明したが、本発明はインバータ動作にも適用できる。
【００３８】
本実施例の主回路構成は以下の通りである。図７に示すように、直流部共通多重変換器１は交流電源３に接続しており、直流部共通多重変換器１の直流端子には負荷４が接続している。直流部共通多重変換器１はトランス１０と単機変換器１１〜１４とコンデンサ１５とを備え、トランス１０には単機変換器１１〜１４の交流端子が接続している。単機変換器１１〜１４の直流端子がコンデンサ１５に並列接続し、コンデンサ１５の両端が直流部共通多重変換器１の直流端子となる。
【００３９】
図８に直流負荷４の構成を示す。負荷４の直流端子は変換器４１の直流端子に並列接続し、変換器４１の交流端子はモータ４２に接続している。モータの加速時のように、変換器４１がモータ４２に電力供給を行う場合、変換器４１は直流部共通多重変換器１から直流電力を受け、直流電力を交流電力に変換し、モータ４２に交流電力を供給する。この時、直流部共通多重変換器１は交流電源３から交流電力の供給を受け、交流電力を直流電力に変換し、変換器４１へ直流電力を供給する。
【００４０】
逆にモータの減速時のように、変換器４１がモータ４２から電力供給を受ける場合、変換器４１はモータ４２から受け取る交流電力を直流電力に変換し、直流部共通多重変換器１に直流の電力供給を行う。この時直流部共通多重変換器１は変換器４２から受け取った直流電力を交流電力に変換し、交流電力を交流電源３へ回生する。多重コンバータ一括ＰＷＭ制御器２はコンデンサ１５の電圧を一定にするように直流部共通多重変換器１を制御する。
【００４１】
本実施例の多重電力変換器は交流電源と直流部との双方向の電力変換を実現できるため、直流送電用変電所や、鉄道の直流き電変電所に好適である。
【００４２】
次に多重コンバータ一括ＰＷＭ制御器２の動作を図７を用いて説明する。多重コンバータ一括ＰＷＭ制御器２は、電圧検出器２０で検出した直流電圧検出値と電圧調整器２３と電流指令値発生器２４により電源電流指令値を演算し、電流調整器２５ｕ，２５ｖ，２５ｗにより交流の合成電圧指令値Ｖｕ＊,Ｖｖ＊,Ｖｗ＊を演算し、該合成電圧指令値と搬送波発生器２６より出力した三角波ｔｒ１〜ｔｒ４をゲート信号発生器２９ｕ，２９ｖ，２９ｗに入力する。ゲート信号発生器に入力された合成電圧指令値と三角波ｔｒ１〜ｔｒ４とはそれぞれ比較器27u1〜２７ｗ４で比較され、合成電圧指令値が比較した三角波より大きいとき、該比較器はパルス分配器２８ｕにオン信号を、逆の場合はオフ信号を出力してパルス幅変調（ＰＷＭ）を行う。合成電圧指令値Ｖｕ＊と、搬送波発生器２４の出力する三角波ｔｒ１〜ｔｒ４と、比較器２７ｕ１〜２７ｕ４の出力Ｐｕ１〜Ｐｕ４を図９に示す。
【００４３】
三角波ｔｒ１と合成電圧指令値Ｖｕ＊との大小を比較器２７ｕ１で比較した結果がＰｕ１であり、三角波ｔｒ２と合成電圧指令値Ｖｕ＊との大小を比較器27u2で比較した結果がＰｕ２である。同様に、三角波ｔｒ３と合成電圧指令値Ｖｕ＊の大小比較を比較器２７ｕ３で行った結果がＰｕ３、三角波ｔｒ４と合成電圧指令値Ｖｕ＊の大小比較を比較器２７ｕ４で行った結果がＰｕ４である。これらのＰｕ１〜Ｐｕ４はパルス分配器２８ｕに入力する。
【００４４】
パルス分配器２８ｕは比較器２７ｕ１〜２７ｕ４の出力であるＰｕ１〜Ｐｕ４を入力し、ゲート信号Ｇｕ１〜Ｇｕ４を出力する。具体的には、Ｐｕ１〜Ｐｕ４とＧｕ１〜Ｇｕ４の対応を搬送波半周期ごとに切り替え、４台の変換器が交互にバランス良く動作するようにパルスを分配する。
【００４５】
図１０にパルスの分配をした際の、合成電圧指令値Ｖｕ＊，搬送波ｔｒ１〜ｔｒ４比較器２７ｕ１〜２７ｕ４の出力Ｐｕ１〜Ｐｕ４、ゲート信号Ｇｕ１〜Ｇｕ４を示す。Ｐｕ１〜Ｐｕ４をバランス良くＧｕ１〜Ｇｕ４に分配したので、スイッチングが均等になっている。Ｇｕ１はゲート信号Ｇｕ１１となり、Ｇｕ１の反転がゲート信号Ｇｕ１２となる。例えばＧｕ１がオンであればＧｕ１２はオフ、Ｇｕ１がオフであればＧｕ１２はオンである。Ｇｕ２〜Ｇｗ４もＧｕ１同様にＧｕ２１〜Ｇｗ４２を決定する。
【００４６】
パルス分配器２８ｕ，２８ｖ，２８ｗの出力であるＧｕ１１〜Ｇｗ４２は単機変換器１１〜単機変換器１４のＩＧＢＴのゲート信号であり、ゲート信号とIGBTの対応は前記（数２）式から（数４）式と同様である。
【００４７】
図１１に本実施例の動作波形を示す。直流部共通多重変換器のＵ相，Ｖ相，Ｗ相合成電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗには周期が１／ｆｔｒｉで、３相同時に同位相の電圧リプルが生じる。交流電流は３相平衡であり、相電流全てが正または全てが負になることが無く、交流電流と交流電圧の積である交流電力リプルは３相のいずれかの相が必ず逆位相となる。よって各相の交流電力のリプルには打ち消し合う成分が生じ、各相の受け取る交流電力の和が直流電力と等しいため、直流電力のリプルを打ち消すことができる。従って、本実施例では直流電力のリプルを低減できるので直流電流のリプルも低減でき、コンデンサ電圧リプルを低減できる。
【００４８】
以上より、本実施例によれば多重数が増えた場合でも、スイッチング回数やスイッチング周波数を増すことなく直流電流リプルを低減し、コンデンサ電圧のリプルを低減でき、かつ各相のスイッチング回数を均一にできる。また、コンバータ動作のみならずインバータ動作のときにも適用できる。また、直流電流リプルが低減したため、交流電流のリプルも低減し、トランスの損失を低減できる。
【００４９】
（実施例３）
図１２に本実施例の直流部共通多重変換器１を示す。図１２に示した本実施例は２多重の並列多重変換器である。実施例１，実施例２の直流部共通多重変換器ではトランス多重変換器であった。本発明は並列多重変換器にも適用できる。
【００５０】
本実施例の主回路構成は以下の通りである。図１２に示すように、直流部共通多重変換器１は交流電源３に接続しており、該多重変換器の直流端子には負荷４が接続している。直流部共通多重変換器１は相間リアクトル１００と単機変換器１１，１２とコンデンサ１５からなり、該相間リアクトルには単機変換器１１と単機変換器１２の交流端子が接続している。単機変換器１１の直流端子と単機変換器１２の直流端子はコンデンサ１５に並列接続され、コンデンサ１５の両端が直流部共通多重変換器１の直流端子となる。
【００５１】
交流電源３から供給した電力は直流部共通多重変換器１で直流に変換し、この直流電力をコンデンサ１５で平滑して負荷に供給する。多重コンバータ一括PWM制御器２は、コンデンサ１５の電圧が一定になるように直流部共通多重変換器１を制御する。
【００５２】
多重コンバータ一括ＰＷＭ制御器２の動作を説明する。多重コンバータ一括ＰＷＭ制御器２は、電圧検出器２０で検出した直流電圧検出値と電圧指令値発生器２１の出力である電圧指令値との偏差を電圧調整器２３に入力し、電圧調整期２３と電流指令値発生器２４により電源電流指令値を演算し、電流調整器２５ｕ，２５ｖ，２５ｗにより交流の合成電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を演算し、該合成電圧指令値と搬送波発生器２６が出力した三角波ｔｒ１，ｔｒ２をゲート信号発生器２９ｕ，２９ｖ，２９ｗに入力する。
【００５３】
ここで、前記合成電圧とは、電源電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗがゼロの場合の、相間リアクトルの交流電源側端子電圧である。ゲート信号発生器に入力した合成電圧指令値と三角波ｔｒ１，ｔｒ２とはそれぞれ比較器２７ｕ１〜２７ｗ２で比較され、電圧指令値が比較した三角波よりも大きいときには該比較器はパルス分配器２８ｕにオン信号を、逆の場合はオフ信号を出力してパルス幅変調(ＰＷＭ)する。合成電圧指令値Ｖｕ＊と、搬送波発生器２４の出力する三角波ｔｒ１，ｔｒ２と、比較器２７ｕ１，２７ｕ２の出力Ｐｕ１，Ｐｕ２を図１３に示す。
【００５４】
三角波ｔｒ１と合成電圧指令値Ｖｕ＊の大小を比較器２７ｕ１で比較した結果がＰｕ１であり、三角波ｔｒ２と合成電圧指令値Ｖｕ＊の大小を比較器２７ｕ２で比較した結果がＰｕ２である。このＰｕ１とＰｕ２とをパルス分配器２８ｕに入力する。
【００５５】
パルス分配器２８ｕは比較器２７ｕ１，２７ｕ２の出力であるＰｕ１，Ｐｕ２を入力し、ゲート信号Ｇｕ１，Ｇｕ２を出力する。具体的には、Ｐｕ１，Ｐｕ２とＧｕ１，Ｇｕ２の対応を搬送波半周期ごとに切り替え、２台の変換器が交互にバランス良く動作するようにパルスを分配する。
【００５６】
図１４にパルスの分配した際の合成電圧指令値Ｖｕ＊、搬送波ｔｒ１，ｔｒ２、比較器２７ｕ１，２７ｕ２の出力Ｐｕ１，Ｐｕ２、ゲート信号Ｇｕ１，Ｇｕ２を示す。Ｐｕ１とＰｕ２がバランス良くＧｕ１，Ｇｕ２に分配しているので、スイッチングが均等になっている。Ｇｕ１はゲート信号Ｇｕ１１になり、Ｇｕ１の反転がゲート信号Ｇｕ１２となる。例えばＧｕ１がオンであればＧｕ１２はオフ、Ｇｕ１がオフであればＧｕ１２はオンである。Ｇｕ２〜Ｇｗ２もＧｕ１と同様にＧｕ２１〜Ｇｗ２２を決定する。パルス分配器２８ｕ，２８ｖ，２８ｗの出力であるＧｕ１１〜Ｇｗ２２は単機変換器１１と単機変換器１２のＩＧＢＴのゲート信号であり、ゲート信号とＩＧＢＴの対応は前記（数２）式から（数４）式と同様である。
【００５７】
図１５に本実施例の動作波形を示す。直流部共通多重変換器のＵ相，Ｖ相，Ｗ相合成電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗには周期が１／ｆｔｒｉで、３相同時同位相の電圧リプルが生じる。交流電流は３相平衡であり、相電流全てが正または全てが負になることが無く、交流電流と交流電圧の積である交流電力リプルは３相のうちいずれかの相が必ず逆位相となる。従って、各相の交流電力のリプルには打ち消し合う成分が生じ、各相の受け取る交流電力の和が直流電力に等しいために、直流電力のリプルを打ち消すことができる。このように直流電力のリプルを低減できるので直流電流のリプルを低減でき、コンデンサ電圧リプルを低減できる。
【００５８】
以上より、本実施例によればリアクトル多重変換器において、スイッチング回数やスイッチング周波数を増すことなく直流電流リプルを低減し、コンデンサ電圧のリプルを低減でき、かつスイッチング回数も均一にできる。
【００５９】
【発明の効果】
本発明によれば、直流部が共通である多重変換器の合成交流電圧リプルを同相にでき、該変換器の電力リプルは３相のうちいずれかが必ず逆位相となるため、直流電力のリプルを低減でき、コンデンサ電圧リプルを多重電力変換器の単機変換器のスイッチング回数を増やすことなく低減できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】実施例１の直流部共通多重変換器の説明図である。
【図２】実施例１の信号波形の説明図である。
【図３】従来技術の直流部共通多重変換器の主回路である。
【図４】従来技術の直流部共通多重変換器の説明図である。
【図５】実施例１の信号波形の説明図である。
【図６】実施例１の動作波形の説明図である。
【図７】実施例２の直流部共通多重変換器の説明図である。
【図８】実施例２の直流負荷の説明図である。
【図９】実施例２の信号波形の説明図である。
【図１０】実施例２の信号波形の説明図である。
【図１１】実施例２の動作波形の説明図である。
【図１２】実施例３の直流部共通多重変換器の説明図である。
【図１３】実施例３の信号波形の説明図である。
【図１４】実施例３の信号波形の説明図である。
【図１５】実施例３の動作波形の説明図である。
【符号の説明】
１…直流部共通多重変換器、２…多重コンバータ一括ＰＷＭ制御器、３…交流電源、４…負荷、１０…トランス、１１，１２，１３，１４…単機変換器、１５…コンデンサ、２１…電圧指令発生器、２２…交流電流検出器、２３…電圧調整器、２４…電流指令値発生器、２５ｕ，２５ｖ，２５ｗ…電流調整器、２６…搬送波発生器、２７ｕ１〜２７ｗ４…比較器、２８ｕ，２８ｖ，２８ｗ…パルス分配器、２９ｕ，２９ｖ，２９ｗ…ゲート信号発生器、４１…変換器、４２…モータ、１００…相間リアクトル。

Claims (2)

1. 直流電圧を３相交流電圧に変換して直流電力を３相交流電力に変換、または３相交流電力を直流電力に変換する３相双方向電力変換器をｎ台備え、
   該３相双方向電力変換器の直流部が共通であり、該直流部にコンデンサが接続され、該複数の３相双方向電力変換器の交流出力端子をそれぞれ結線の等しい３相トランスに接続し、
   該トランスの系統側巻線を直列接続することで合成出力を得る直列多重電力変換器であって、
   該直列多重電力変換器の交流出力電圧の指令値を発生する手段と、
   該直列多重電力変換器の交流出力電圧指令値の領域を振幅方向にｎ等分し、交流出力電圧指令値の高電圧側の第１領域から第ｎ領域のそれぞれの領域に振幅と位相が等しく直流バイアス値が異なるｎ個の搬送波を発生する手段と、
   該ｎ個の搬送波と前記交流出力電圧の指令値を比較して、該交流出力電圧指令値が前記搬送波の辺もしくは頂点で交差するタイミングをスイッチングタイミングとする複数のＰＷＭ信号を生成する多重ＰＷＭ制御手段と、
   該複数のＰＷＭ信号を、前記交流出力電圧の指令値が前記第１領域にある場合は、搬送波が下りから上りに変化する頂点ごとに前記複数の３相双方向電力変換器に切り替えて出力し、
   前記交流出力電圧の指令値が前記第ｎ領域にある場合は、搬送波が上りから下りに変化する頂点ごとに前記複数の３相双方向電力変換器に切り替えて出力し、
   ｎが３以上で前記交流出力電圧の指令値が第２領域から第ｎ−１（ｎ＞２）領域にある場合は、搬送波半周期ごとに前記複数の３相双方向電力変換器に切り替えて出力し、
   各３相双方向電力変換器のパルス数をｎ台の３相双方向電力変換器に均等分配するＰＷＭ分配手段とを備えた
   ことを特徴とする直列多重電力変換器。
2. 直流電圧を３相交流電圧に変換して直流電力を３相交流電力に変換、または３相交流電力を直流電力に変換する３相双方向電力変換器をｎ台備え、
   該３相双方向電力変換器の直流部は共通であり、該直流部にコンデンサが接続され、該複数の３相双方向電力変換器の交流出力端子をそれぞれ結線の等しい３相トランスに接続し、
   該トランスの系統側巻線を直列接続して合成出力電圧を得る直列多重電力変換器の制御方法であって、
   該直列多重電力変換器の交流出力電圧の指令値を発生すること、
   該直列多重電力変換器の交流出力電圧指令値の領域を振幅方向にｎ等分し、交流出力電圧指令値の高電圧側の第１領域から第ｎ領域のそれぞれの領域に振幅と位相が等しく直流バイアス値が異なるｎ個の搬送波を発生すること、
   該ｎ個の搬送波と前記交流出力電圧の指令値を比較して、該交流出力電圧指令値が前記搬送波の辺もしくは頂点で交差するタイミングをスイッチングタイミングとする複数のＰＷＭ信号を生成すること、
   該複数のＰＷＭ信号を、前記交流出力電圧の指令値が前記第１領域にある場合は、搬送波が下りから上りに変化する頂点ごとに前記複数の３相双方向電力変換器に切り替えて出力し、
   前記交流出力電圧の指令値が前記第ｎ領域にある場合は、搬送波が上りから下りに変化する頂点ごとに前記複数の３相双方向電力変換器に切り替えて出力し、
   ｎが３以上で前記交流出力電圧の指令値が前記第２領域から第ｎ−１（ｎ＞２）領域にある場合は、搬送波半周期ごとに前記複数の３相双方向電力変換器に切り替えて出力し、
   各３相双方向電力変換器のパルス数をｎ台の３相双方向電力変換器に均等分配することを特徴とする直列多重電力変換器の制御方法。

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