JP2003259647A - 多重ｐｗｍサイクロコンバータ - Google Patents
多重ｐｗｍサイクロコンバータInfo
- Publication number
- JP2003259647A JP2003259647A JP2002177866A JP2002177866A JP2003259647A JP 2003259647 A JP2003259647 A JP 2003259647A JP 2002177866 A JP2002177866 A JP 2002177866A JP 2002177866 A JP2002177866 A JP 2002177866A JP 2003259647 A JP2003259647 A JP 2003259647A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- current
- converter
- phase
- output
- unit
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Landscapes
- Ac-Ac Conversion (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】従来のＰＷＭサイクロコンバータにおいては出
力端子の開放、入力側の短絡を避ける必要があり、スナ
バも含めて大電流のスタックを構成するのが原理的に難
しく、大容量の変換器を製作するのが難しいという問題
があった。 【解決手段】双方向スイッチｎ*ｍ個で構成されるｎ入
力ｍ出力ＰＷＭサイクロコンバータの単位変換器ｐ個
（ｎ，ｍ，ｐはそれぞれ２以上の整数）の各相出力端子
をリアクトルを介して並列接続し、全体としてｍ個の出
力端子を持つように構成した多重PWMサイクロコンバー
タを提案する。また、各単位変換器の各出力相に電流セ
ンサを設けて電流を検出し，電流のアンバランスに応じ
て各単位変換器に対する出力電圧指令を補正することを
特徴とする多重PWMサイクロコンバータを提案する。こ
れにより大容量の変換器を実現でき、直流リンク部のコ
ンデンサが不要で変換器の体積，コストを低減できる。
力端子の開放、入力側の短絡を避ける必要があり、スナ
バも含めて大電流のスタックを構成するのが原理的に難
しく、大容量の変換器を製作するのが難しいという問題
があった。 【解決手段】双方向スイッチｎ*ｍ個で構成されるｎ入
力ｍ出力ＰＷＭサイクロコンバータの単位変換器ｐ個
（ｎ，ｍ，ｐはそれぞれ２以上の整数）の各相出力端子
をリアクトルを介して並列接続し、全体としてｍ個の出
力端子を持つように構成した多重PWMサイクロコンバー
タを提案する。また、各単位変換器の各出力相に電流セ
ンサを設けて電流を検出し，電流のアンバランスに応じ
て各単位変換器に対する出力電圧指令を補正することを
特徴とする多重PWMサイクロコンバータを提案する。こ
れにより大容量の変換器を実現でき、直流リンク部のコ
ンデンサが不要で変換器の体積，コストを低減できる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は自己消弧素子を用い
たPWM（Pulse Width Modulation;パルス幅変調）サイク
ロコンバータ（ここでは変換器ともいう。）を並列結合
した多重変換器と、その電流バランス制御に関する。
たPWM（Pulse Width Modulation;パルス幅変調）サイク
ロコンバータ（ここでは変換器ともいう。）を並列結合
した多重変換器と、その電流バランス制御に関する。
【０００２】
【従来の技術】PWM サイクロコンバータは交流入力を直
接可変電圧可変周波数の交流出力に変換する装置であ
る。図６に従来から知られているPWMサイクロコンバー
タの回路図の一例を示す。図６において、１は三相交流
電源，２はLCフィルタ，３は双方向スイッチ９個を組み
合わせて構成されるＰＷＭサイクロコンバータ、４は負
荷である。ＰＷＭサイクロコンバータ３を構成する双方
向スイッチは、例えば図７のように構成される。図７に
おいて、５は単方向IGBT（絶縁ゲートバイポーラトラン
ジスタ），6はダイオードである。双方向スイッチはゲ
ート信号によりどちらの方向の電流もON/OFFできる。
接可変電圧可変周波数の交流出力に変換する装置であ
る。図６に従来から知られているPWMサイクロコンバー
タの回路図の一例を示す。図６において、１は三相交流
電源，２はLCフィルタ，３は双方向スイッチ９個を組み
合わせて構成されるＰＷＭサイクロコンバータ、４は負
荷である。ＰＷＭサイクロコンバータ３を構成する双方
向スイッチは、例えば図７のように構成される。図７に
おいて、５は単方向IGBT（絶縁ゲートバイポーラトラン
ジスタ），6はダイオードである。双方向スイッチはゲ
ート信号によりどちらの方向の電流もON/OFFできる。
【０００３】モータドライブ用途などに、図８に示すよ
うな交流入力を整流器にて一度直流に変換し，その後イ
ンバータを用いて可変電圧可変周波数の交流に変換する
装置が広く使われているが、直流部には大容量の電解コ
ンデンサが使われることが多く、体積，コスト，寿命の
問題があった。
うな交流入力を整流器にて一度直流に変換し，その後イ
ンバータを用いて可変電圧可変周波数の交流に変換する
装置が広く使われているが、直流部には大容量の電解コ
ンデンサが使われることが多く、体積，コスト，寿命の
問題があった。
【０００４】また、整流器としてコンデンサインプット
形整流器が広く使われているが、この方式は交流入力側
高調波が大きく、力率も悪い。また、クレーン，エレベ
ータなどのように回生運転のモードがある装置では直流
部に戻されたエネルギをダイナミックブレーキで消費す
るしかなかった。
形整流器が広く使われているが、この方式は交流入力側
高調波が大きく、力率も悪い。また、クレーン，エレベ
ータなどのように回生運転のモードがある装置では直流
部に戻されたエネルギをダイナミックブレーキで消費す
るしかなかった。
【０００５】PWMサイクロコンバータは交流を直接交流
に変換するので直流リンク部のコンデンサが不要で、寿
命の問題がなく、装置を小型にできる。また、PWM（パ
ルス幅変調）手法を工夫することにより、交流入力側の
高調波を極めて小さくでき、入力側力率もほぼ１にする
ことができる。さらに、回生エネルギを電源側に返すこ
とができ、省エネにもなる。
に変換するので直流リンク部のコンデンサが不要で、寿
命の問題がなく、装置を小型にできる。また、PWM（パ
ルス幅変調）手法を工夫することにより、交流入力側の
高調波を極めて小さくでき、入力側力率もほぼ１にする
ことができる。さらに、回生エネルギを電源側に返すこ
とができ、省エネにもなる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】ＰＷＭサイクロコンバ
ータは前記の種々の特長を持つが、ＰＷＭサイクロコン
バータにおいては出力端子の開放、入力側の短絡を避け
る必要があり、スナバも含めて大電流のスタックを構成
するのが原理的に難しく、その結果、大容量の変換器を
製作するのが難しいという問題があった。本発明は上記
問題点を解決するべくＰＷＭサイクロコンバータの並列
多重化を提案することと並列多重化した場合の電流バラ
ンス制御方法を提案することを目的とする。
ータは前記の種々の特長を持つが、ＰＷＭサイクロコン
バータにおいては出力端子の開放、入力側の短絡を避け
る必要があり、スナバも含めて大電流のスタックを構成
するのが原理的に難しく、その結果、大容量の変換器を
製作するのが難しいという問題があった。本発明は上記
問題点を解決するべくＰＷＭサイクロコンバータの並列
多重化を提案することと並列多重化した場合の電流バラ
ンス制御方法を提案することを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】本発明では、上記の課題
を解決するため、請求項１に記載の発明では、双方向ス
イッチｎ＊ｍ個で構成されるｎ入力ｍ出力ＰＷＭサイク
ロコンバータの単位変換器ｐ個（ｎ，ｍ，ｐはそれぞれ
２以上の整数）の各相出力端子をリアクトルを介して並
列接続し、全体としてｍ個の出力端子を持つように構成
した多重PWMサイクロコンバータを提案する。
を解決するため、請求項１に記載の発明では、双方向ス
イッチｎ＊ｍ個で構成されるｎ入力ｍ出力ＰＷＭサイク
ロコンバータの単位変換器ｐ個（ｎ，ｍ，ｐはそれぞれ
２以上の整数）の各相出力端子をリアクトルを介して並
列接続し、全体としてｍ個の出力端子を持つように構成
した多重PWMサイクロコンバータを提案する。
【０００８】また、請求項２に記載の発明では、請求項
１に記載の発明において、並列接続用リアクトルは各出
力端子毎にコアを共有することを特徴とする多重PWMサ
イクロコンバータを提案する。
１に記載の発明において、並列接続用リアクトルは各出
力端子毎にコアを共有することを特徴とする多重PWMサ
イクロコンバータを提案する。
【０００９】また、請求項３に記載の発明では、請求項
１に記載の発明において、各単位変換器の各出力相に電
流センサを設けて電流を検出し，電流のアンバランスに
応じて各単位変換器に対する出力電圧指令を補正するこ
とを特徴とする多重PWMサイクロコンバータを提案す
る。これらの発明では、リアクトルを介して複数のPWM
サイクロコンバータを並列することで、大容量の変換器
を実現できる。
１に記載の発明において、各単位変換器の各出力相に電
流センサを設けて電流を検出し，電流のアンバランスに
応じて各単位変換器に対する出力電圧指令を補正するこ
とを特徴とする多重PWMサイクロコンバータを提案す
る。これらの発明では、リアクトルを介して複数のPWM
サイクロコンバータを並列することで、大容量の変換器
を実現できる。
【００１０】また、請求項４に記載の発明では、複数の
ＰＷＭサイクロコンバータの出力をリアクトルを介して
並列結合した三相出力多重変換器において、各単位変換
器の出力電流に対して零相分電流を検出し、単位変換器
間の零相分電流偏差に応じて，もしくは各単位変換器の
零相分電流値に応じて各単位変換器への電圧指令を補正
することを特徴とする多重ＰＷＭサイクロコンバータを
提案する。
ＰＷＭサイクロコンバータの出力をリアクトルを介して
並列結合した三相出力多重変換器において、各単位変換
器の出力電流に対して零相分電流を検出し、単位変換器
間の零相分電流偏差に応じて，もしくは各単位変換器の
零相分電流値に応じて各単位変換器への電圧指令を補正
することを特徴とする多重ＰＷＭサイクロコンバータを
提案する。
【００１１】また、請求項５に記載の発明では、複数の
ＰＷＭサイクロコンバータの出力をリアクトルを介して
並列結合した三相出力多重変換器において、各単位変換
器の出力電流に対して三相／二相変換及び回転座標変換
を行い、単位変換器間のｄ軸電流偏差及びｑ軸電流偏差
に応じて各単位変換器に対するｄ軸電圧指令、ｑ軸電圧
指令を補正することを特徴とする多重ＰＷＭサイクロコ
ンバータを提案する。
ＰＷＭサイクロコンバータの出力をリアクトルを介して
並列結合した三相出力多重変換器において、各単位変換
器の出力電流に対して三相／二相変換及び回転座標変換
を行い、単位変換器間のｄ軸電流偏差及びｑ軸電流偏差
に応じて各単位変換器に対するｄ軸電圧指令、ｑ軸電圧
指令を補正することを特徴とする多重ＰＷＭサイクロコ
ンバータを提案する。
【００１２】また、請求項６に記載の発明では、複数の
ＰＷＭサイクロコンバータの出力をリアクトルを介して
並列結合した三相出力多重変換器において、各単位変換
器の出力電流に対して三相／二相変換及び回転座標変換
を行い、各単位変換器のｄ軸電流と変換器全体のｄ軸平
均電流との差、及び各単位変換器のｑ軸電流と変換器全
体のｑ軸平均電流との差に応じて各単位変換器に対する
ｄ軸電圧指令，ｑ軸電圧指令を補正することを特徴とす
る多重ＰＷＭサイクロコンバータを提案する。
ＰＷＭサイクロコンバータの出力をリアクトルを介して
並列結合した三相出力多重変換器において、各単位変換
器の出力電流に対して三相／二相変換及び回転座標変換
を行い、各単位変換器のｄ軸電流と変換器全体のｄ軸平
均電流との差、及び各単位変換器のｑ軸電流と変換器全
体のｑ軸平均電流との差に応じて各単位変換器に対する
ｄ軸電圧指令，ｑ軸電圧指令を補正することを特徴とす
る多重ＰＷＭサイクロコンバータを提案する。
【００１３】また、請求項７に記載の発明では、請求項
５または請求項６に記載の変換器において、さらに各単
位変換器の出力電流の零相分を検出し、零相分の３分の
１を各相出力電流から減じて補正した出力電流に対して
三相／二相変換及び回転座標変換を行うことを特徴とす
る多重ＰＷＭサイクロコンバータを提案する。これらの
発明では、電流のアンバランスなく変換器を動かすこと
ができるので、大容量の変換器を安定して動かすことが
できる。
５または請求項６に記載の変換器において、さらに各単
位変換器の出力電流の零相分を検出し、零相分の３分の
１を各相出力電流から減じて補正した出力電流に対して
三相／二相変換及び回転座標変換を行うことを特徴とす
る多重ＰＷＭサイクロコンバータを提案する。これらの
発明では、電流のアンバランスなく変換器を動かすこと
ができるので、大容量の変換器を安定して動かすことが
できる。
【００１４】
【発明の実施の形態】以下、図１から図５を用いて本発
明の実施の形態を詳細に説明する。図１に本発明の第1
の実施の形態を示す。図１において図６と同じ符号を付
したものは同じものを示すので説明は省略する。図１に
おいて３A，３BはＰＷＭサイクロコンバータ（単位マト
リックスコンバータ（単位変換器））で、それぞれ双方
向スイッチ９個で構成された３入力３出力である。７A,
7Bは前記単位変換器３A,３Bのそれぞれａ相，ｂ相，ｃ
相を並列に接続するリアクトルである。二つの単位変換
器３A,３Bの出力電流はこれらのリアクトルで合成さ
れ、負荷４に供給される。このように並列接続すること
により全体として単位変換器の場合の約２倍の電流を供
給でき、大容量の負荷も駆動できるようになる。
明の実施の形態を詳細に説明する。図１に本発明の第1
の実施の形態を示す。図１において図６と同じ符号を付
したものは同じものを示すので説明は省略する。図１に
おいて３A，３BはＰＷＭサイクロコンバータ（単位マト
リックスコンバータ（単位変換器））で、それぞれ双方
向スイッチ９個で構成された３入力３出力である。７A,
7Bは前記単位変換器３A,３Bのそれぞれａ相，ｂ相，ｃ
相を並列に接続するリアクトルである。二つの単位変換
器３A,３Bの出力電流はこれらのリアクトルで合成さ
れ、負荷４に供給される。このように並列接続すること
により全体として単位変換器の場合の約２倍の電流を供
給でき、大容量の負荷も駆動できるようになる。
【００１５】図２に本発明の第２の実施の形態を示す。
図２において３A,３Bはそれぞれ６個の双方向スイッチ
で構成される３入力２出力ＰＷＭサイクロコンバータ
（マトリックスコンバータ）である。７A,7Bは前記単位
変換器３A,３Bの出力を並列に接続するためのリアクト
ルである。4は単相交流負荷または直流負荷である。本
実施形態においても，並列接続によってより大きい電流
を供給できるのは同様である。
図２において３A,３Bはそれぞれ６個の双方向スイッチ
で構成される３入力２出力ＰＷＭサイクロコンバータ
（マトリックスコンバータ）である。７A,7Bは前記単位
変換器３A,３Bの出力を並列に接続するためのリアクト
ルである。4は単相交流負荷または直流負荷である。本
実施形態においても，並列接続によってより大きい電流
を供給できるのは同様である。
【００１６】図３は本発明の第３の実施の形態で、本発
明の請求項２に記載の発明の具体的構成である。図３に
おいて７は単位変換器３A,３Bの各相の出力を並列接続
するリアクトルであり、それぞれ一つの鉄心に各変換器
出力の巻線を巻いた構成である。リアクトル７の一例を
図４に示す。図４のリアクトルにおいては単位変換器３
Aの負荷電流ia1による磁束φ1と単位変換器３Ｂの負荷
電流ia2による磁束φ2がほぼ打ち消し合うので、変換器
間の横流ia1−ia2の最大値を考慮して鉄心を設計するこ
とができ、図１の実施例のリアクトル７A,7Bに比べて小
型かつ経済的なリアクトルとすることができる。
明の請求項２に記載の発明の具体的構成である。図３に
おいて７は単位変換器３A,３Bの各相の出力を並列接続
するリアクトルであり、それぞれ一つの鉄心に各変換器
出力の巻線を巻いた構成である。リアクトル７の一例を
図４に示す。図４のリアクトルにおいては単位変換器３
Aの負荷電流ia1による磁束φ1と単位変換器３Ｂの負荷
電流ia2による磁束φ2がほぼ打ち消し合うので、変換器
間の横流ia1−ia2の最大値を考慮して鉄心を設計するこ
とができ、図１の実施例のリアクトル７A,7Bに比べて小
型かつ経済的なリアクトルとすることができる。
【００１７】図５に本発明の第４の実施の形態を示す。
各単位変換器の双方向スイッチに一つの制御装置から全
く同じゲート信号を与えたとしても、各スイッチ素子の
順方向電圧ドロップのばらつき，各スイッチ素子のター
ンオンタイム，ターンオフタイムのばらつきなどのた
め、単位変換器の出力電流分担にアンバランスが生じる
可能性がある。本実施形態は電流バランス制御の一例で
ある。ここでは２個の３入力２出力PWMサイクロコンバ
ータが直流を出力している場合の電流バランス制御を扱
う。
各単位変換器の双方向スイッチに一つの制御装置から全
く同じゲート信号を与えたとしても、各スイッチ素子の
順方向電圧ドロップのばらつき，各スイッチ素子のター
ンオンタイム，ターンオフタイムのばらつきなどのた
め、単位変換器の出力電流分担にアンバランスが生じる
可能性がある。本実施形態は電流バランス制御の一例で
ある。ここでは２個の３入力２出力PWMサイクロコンバ
ータが直流を出力している場合の電流バランス制御を扱
う。
【００１８】図５において８A, ８Bは第１の単位変換器
３Aの出力電流iP1，iN1を検出する電流センサ，８C,８D
は第２の単位変換器３Bの出力電流iP2，iN2を検出する
電流センサである。９Ａは加算器であり、iP1，iP2を加
算することで多重PWMサイクロコンバータ全体の出力電
流idcを算出する。１０Ａは減算器で、電流指令idc *と
出力電流idcの差を演算する。減算器１０Ａの出力は電
流制御増幅器１１に入力され、変換器全体に対する電圧
指令v*が出力される。１０Ｂは第１の変換器のP側出力
電流iP1と第２の変換器のP側出力電流iP2の差ΔiPを算
出する減算器，１０Ｃは第１の変換器のN側出力電流iN1
と第２の変換器のN側出力電流iN2の差ΔiNを算出する減
算器である。
３Aの出力電流iP1，iN1を検出する電流センサ，８C,８D
は第２の単位変換器３Bの出力電流iP2，iN2を検出する
電流センサである。９Ａは加算器であり、iP1，iP2を加
算することで多重PWMサイクロコンバータ全体の出力電
流idcを算出する。１０Ａは減算器で、電流指令idc *と
出力電流idcの差を演算する。減算器１０Ａの出力は電
流制御増幅器１１に入力され、変換器全体に対する電圧
指令v*が出力される。１０Ｂは第１の変換器のP側出力
電流iP1と第２の変換器のP側出力電流iP2の差ΔiPを算
出する減算器，１０Ｃは第１の変換器のN側出力電流iN1
と第２の変換器のN側出力電流iN2の差ΔiNを算出する減
算器である。
【００１９】１２Ａ，１２Ｂはスイッチ選択ロジック１
３により制御されるスイッチで、コンプリメンタリに動
作する。スイッチ１２Ａ＝ON，スイッチ１２Ｂ＝OFFの
場合は Δi＝ΔiP となり、スイッチ１２Ａ＝OFF，スイッチ１２Ｂ＝ONの
場合は Δi＝ΔiN となる。１４は電流偏差増幅器であり、電流偏差Δiを
入力とし、電圧補正指令Δv*を出力する。１０Ｄ，９B
はそれぞれ減算器，加算器であり、電圧指令v*が式 v1 *＝v*−Δv* v2 *＝v*+Δv* により補正され、第１の変換器に対する電圧指令v1 *，
第２の変換器に対する電圧指令v2 *が得られる。電圧指
令v1 *，v2 *はそれぞれPWMロジック１５A，１５Bに入力
され、変換器３A，３Bの双方向スイッチに対するゲート
信号がPWMロジック１５A，１５Bから供給される。
３により制御されるスイッチで、コンプリメンタリに動
作する。スイッチ１２Ａ＝ON，スイッチ１２Ｂ＝OFFの
場合は Δi＝ΔiP となり、スイッチ１２Ａ＝OFF，スイッチ１２Ｂ＝ONの
場合は Δi＝ΔiN となる。１４は電流偏差増幅器であり、電流偏差Δiを
入力とし、電圧補正指令Δv*を出力する。１０Ｄ，９B
はそれぞれ減算器，加算器であり、電圧指令v*が式 v1 *＝v*−Δv* v2 *＝v*+Δv* により補正され、第１の変換器に対する電圧指令v1 *，
第２の変換器に対する電圧指令v2 *が得られる。電圧指
令v1 *，v2 *はそれぞれPWMロジック１５A，１５Bに入力
され、変換器３A，３Bの双方向スイッチに対するゲート
信号がPWMロジック１５A，１５Bから供給される。
【００２０】ここでスイッチ選択ロジック１３の動作の
詳細を解説しておく。３入力２出力のPWMサイクロコン
バータ３A，３Bは出力電圧指令と入力電流指令に応じて
下記の６種のどれかでパルス幅変調される。 （１）A1 +＝ON，B1 +＝C1 +＝OFF，A1 -，B1 -，C1 -に時間
を配分しPWM（各時刻で一つがON，残り二つがOFF） A2 +＝ON，B2 +＝C2 +＝OFF，A2 -，B2 -，C2 -に時間を配分
しPWM （２）C1 -＝ON，A1 -＝B1 -＝OFF，A1 +，B1 +，C1 +に時間
を配分しPWM C2 -＝ON，A2 -＝B2 -＝OFF，A2 +，B2 +，C2 +に時間を配分
しPWM （３）B1 +＝ON，A1 +＝C1 +＝OFF，A1 -，B1 -，C1 -に時間
を配分しPWM B2 +＝ON，A2 +＝C2 +＝OFF，A2 -，B2 -，C2 -に時間を配分
しPWM （４）A1 -＝ON，B1 -＝C1 -＝OFF，A1 +，B1 +，C1 +に時間
を配分しPWM A2 -＝ON，B2 -＝C2 -＝OFF，A2 +，B2 +，C2 +に時間を配分
しPWM （５）C1 +＝ON，A1 +＝B1 +＝OFF，A1 -，B1 -，C1 -に時間
を配分しPWM C2 +＝ON，A2 +＝B2 +＝OFF，A2 -，B2 -，C2 -に時間を配分
しPWM （６）B1 -＝ON，A1 -＝C1 -＝OFF，A1 +，B1 +，C1 +に時間
を配分しPWM B2 -＝ON，A2 -＝C2 -＝OFF，A2 +，B2 +，C2 +に時間を配分
しPWM
詳細を解説しておく。３入力２出力のPWMサイクロコン
バータ３A，３Bは出力電圧指令と入力電流指令に応じて
下記の６種のどれかでパルス幅変調される。 （１）A1 +＝ON，B1 +＝C1 +＝OFF，A1 -，B1 -，C1 -に時間
を配分しPWM（各時刻で一つがON，残り二つがOFF） A2 +＝ON，B2 +＝C2 +＝OFF，A2 -，B2 -，C2 -に時間を配分
しPWM （２）C1 -＝ON，A1 -＝B1 -＝OFF，A1 +，B1 +，C1 +に時間
を配分しPWM C2 -＝ON，A2 -＝B2 -＝OFF，A2 +，B2 +，C2 +に時間を配分
しPWM （３）B1 +＝ON，A1 +＝C1 +＝OFF，A1 -，B1 -，C1 -に時間
を配分しPWM B2 +＝ON，A2 +＝C2 +＝OFF，A2 -，B2 -，C2 -に時間を配分
しPWM （４）A1 -＝ON，B1 -＝C1 -＝OFF，A1 +，B1 +，C1 +に時間
を配分しPWM A2 -＝ON，B2 -＝C2 -＝OFF，A2 +，B2 +，C2 +に時間を配分
しPWM （５）C1 +＝ON，A1 +＝B1 +＝OFF，A1 -，B1 -，C1 -に時間
を配分しPWM C2 +＝ON，A2 +＝B2 +＝OFF，A2 -，B2 -，C2 -に時間を配分
しPWM （６）B1 -＝ON，A1 -＝C1 -＝OFF，A1 +，B1 +，C1 +に時間
を配分しPWM B2 -＝ON，A2 -＝C2 -＝OFF，A2 +，B2 +，C2 +に時間を配分
しPWM
【００２１】（１），（３），（５）の場合、P側のリ
アクトル７A，７Cは交流入力の同じ相に接続されるの
で、これらのPWMが行われている期間は電流値iP1，iP2
は増減しない。N側のリアクトル７B，７Ｄに印加される
平均電圧はそれぞれA1 -，B1 -，C1 -に配分する時間、
A2 -，B2 -，C2 -に配分する時間により調節可能であり、
ΔiN＝iN1−iN2を小さくする方向に制御できる。この期
間ではスイッチ選択ロジック１３はスイッチ１２Ｂを選
択し、Δi＝ΔiNとする。
アクトル７A，７Cは交流入力の同じ相に接続されるの
で、これらのPWMが行われている期間は電流値iP1，iP2
は増減しない。N側のリアクトル７B，７Ｄに印加される
平均電圧はそれぞれA1 -，B1 -，C1 -に配分する時間、
A2 -，B2 -，C2 -に配分する時間により調節可能であり、
ΔiN＝iN1−iN2を小さくする方向に制御できる。この期
間ではスイッチ選択ロジック１３はスイッチ１２Ｂを選
択し、Δi＝ΔiNとする。
【００２２】一方，（２），（４），（６）の場合，N
側リアクトル７B，７Ｄは交流入力の同じ相に接続され
るので、これらのPWMが行われている期間は電流値iN1，
iN2は増減しない。P側のリアクトル７A，７Cに印加され
る平均電圧はそれぞれA1 +，B1 +，C1 +に配分する時間、A
2 +，B2 +，C2 +に配分する時間により調節可能であり、Δ
iP＝iP1−iP2を小さくする方向に制御できる。この期間
ではスイッチ選択ロジック1３はスイッチ1２Aを選択
し、Δi＝ΔiPとする。
側リアクトル７B，７Ｄは交流入力の同じ相に接続され
るので、これらのPWMが行われている期間は電流値iN1，
iN2は増減しない。P側のリアクトル７A，７Cに印加され
る平均電圧はそれぞれA1 +，B1 +，C1 +に配分する時間、A
2 +，B2 +，C2 +に配分する時間により調節可能であり、Δ
iP＝iP1−iP2を小さくする方向に制御できる。この期間
ではスイッチ選択ロジック1３はスイッチ1２Aを選択
し、Δi＝ΔiPとする。
【００２３】このように本実施例ではPWMスイッチング
に応じ、N側リアクトル電流が増減しない期間ではP側電
流偏差ΔiPを電流偏差増幅器１４に接続し、P側リアク
トル電流が増減しない期間ではN側電流偏差ΔiNを電流
偏差増幅器１４に接続して電流バランス制御を行なうの
で、全体としてP側，N側とも電流がバランスするように
制御が行われる。
に応じ、N側リアクトル電流が増減しない期間ではP側電
流偏差ΔiPを電流偏差増幅器１４に接続し、P側リアク
トル電流が増減しない期間ではN側電流偏差ΔiNを電流
偏差増幅器１４に接続して電流バランス制御を行なうの
で、全体としてP側，N側とも電流がバランスするように
制御が行われる。
【００２４】ここでは２多重PWMサイクロコンバータの
電流バランス制御の例を述べたが、例えば３多重の場合
には変換器（１）と変換器（２）の電流偏差を用いて変
換器（１），変換器（２）の電圧指令を補正し、変換器
（２）と変換器（３）の電流偏差を用いて変換器
（２），変換器（３）の電圧指令を補正することができ
る。さらに、変換器（３）と変換器（１）の電流偏差を
用いて変換器（３），変換器（１）の電圧指令の補正を
付加する実施例も可能である。多重数が３を越えるとき
も、変換器（ｋ）と変換器（ｋ＋１）の電流偏差を用い
て変換器（ｋ），変換器（ｋ＋１）の電圧指令を補正す
れば良いのは言うまでもない。
電流バランス制御の例を述べたが、例えば３多重の場合
には変換器（１）と変換器（２）の電流偏差を用いて変
換器（１），変換器（２）の電圧指令を補正し、変換器
（２）と変換器（３）の電流偏差を用いて変換器
（２），変換器（３）の電圧指令を補正することができ
る。さらに、変換器（３）と変換器（１）の電流偏差を
用いて変換器（３），変換器（１）の電圧指令の補正を
付加する実施例も可能である。多重数が３を越えるとき
も、変換器（ｋ）と変換器（ｋ＋１）の電流偏差を用い
て変換器（ｋ），変換器（ｋ＋１）の電圧指令を補正す
れば良いのは言うまでもない。
【００２５】また、三相出力の場合の多重ＰＷＭサイク
ロコンバータの制御方法について、図９から図１５を用
いて本発明の実施の形態を詳細に説明する。図９に本発
明の第５の実施の形態を示す。図９において３Ａ，３Ｂ
は三相出力ＰＷＭサイクロコンバータ，４は負荷，７
Ａ，７Ｂは並列結合のためのリアクトル，８Ａ，８Ｂは
各変換器の出力電流を検出する電流センサ，１６Ａは変
換器３Ａの零相電流 iz1＝ia1+ib1+ic1 を算出する零相電流検出器，１６Ｂは変換器３Ｂの零相
電流 iz2＝ia2+ib2+ic2 を算出する零相電流検出器，１０Ａは単位変換器間の零
相電流偏差 δiz＝iz1−iz2 を検出する減算器，１７は零相電流偏差を減少する方向
に制御するための零相電流補正コントローラであり、例
えばゲイン要素が用いられる。１８は多重ＰＷＭサイク
ロコンバータ全体に対する電圧指令va *，vb *，vc *を発
生する電圧指令信号発生器である。
ロコンバータの制御方法について、図９から図１５を用
いて本発明の実施の形態を詳細に説明する。図９に本発
明の第５の実施の形態を示す。図９において３Ａ，３Ｂ
は三相出力ＰＷＭサイクロコンバータ，４は負荷，７
Ａ，７Ｂは並列結合のためのリアクトル，８Ａ，８Ｂは
各変換器の出力電流を検出する電流センサ，１６Ａは変
換器３Ａの零相電流 iz1＝ia1+ib1+ic1 を算出する零相電流検出器，１６Ｂは変換器３Ｂの零相
電流 iz2＝ia2+ib2+ic2 を算出する零相電流検出器，１０Ａは単位変換器間の零
相電流偏差 δiz＝iz1−iz2 を検出する減算器，１７は零相電流偏差を減少する方向
に制御するための零相電流補正コントローラであり、例
えばゲイン要素が用いられる。１８は多重ＰＷＭサイク
ロコンバータ全体に対する電圧指令va *，vb *，vc *を発
生する電圧指令信号発生器である。
【００２６】１０Ｂ，１０Ｃ，１０Ｄは零相電流偏差コ
ントローラ１７の出力を用いて変換器全体に対する電圧
指令を補正して変換器３Ａに対する電圧指令va1 *，
vb1 *,vc1 *を発生する減算器，９Ａ，９Ｂ，９Ｃは零相
電流偏差コントローラ１７の出力を用いて変換器全体に
対する電圧指令を補正して変換器３Ｂに対する電圧指令
va 2 *，vb2 *，vc2 *を発生する加算器，１９Ａは電圧指令
va1 *，vb1 *,vc1 *に基づいて変換器３Ａの半導体スイッ
チへのＯＮ／ＯＦＦ指令を発生するパルス幅変調器，１
９Ｂは電圧指令va2 *，vb2 *，vc2 *に基づいて変換器３Ｂ
の半導体スイッチへのＯＮ／ＯＦＦ指令を発生するパル
ス幅変調器である。
ントローラ１７の出力を用いて変換器全体に対する電圧
指令を補正して変換器３Ａに対する電圧指令va1 *，
vb1 *,vc1 *を発生する減算器，９Ａ，９Ｂ，９Ｃは零相
電流偏差コントローラ１７の出力を用いて変換器全体に
対する電圧指令を補正して変換器３Ｂに対する電圧指令
va 2 *，vb2 *，vc2 *を発生する加算器，１９Ａは電圧指令
va1 *，vb1 *,vc1 *に基づいて変換器３Ａの半導体スイッ
チへのＯＮ／ＯＦＦ指令を発生するパルス幅変調器，１
９Ｂは電圧指令va2 *，vb2 *，vc2 *に基づいて変換器３Ｂ
の半導体スイッチへのＯＮ／ＯＦＦ指令を発生するパル
ス幅変調器である。
【００２７】本実施形態では、各単位変換器の零相電流
を検出し、変換器間の零相電流偏差に応じて各単位変換
器への電圧指令一式を増減させるので、零相電流が累積
することなく、安定した運転が可能となる。
を検出し、変換器間の零相電流偏差に応じて各単位変換
器への電圧指令一式を増減させるので、零相電流が累積
することなく、安定した運転が可能となる。
【００２８】次に，第６の実施の形態を説明する前に，
関連するPWMの一手法を説明しておく。（本手法は文献 [1]小山，夏，樋口，黒木，山田，古賀，「ＰＷＭサイ
クロコンバータのＶＶＶＦオンライン制御」，電気学会
論文誌Ｄ，Vol.116-D，No.6, pp.644-651, 1996 [2]S.Ishii, E. Yamamoto, H.Hara, E.Watanabe, A.M.H
ava, and X.Xia, ” A Vector Controlled High Perfor
mance Matrix Converter Induction Motor Drive”, C
onference record of IPEC-Tokyo, pp. 235-240, Apri
l, 2000に基づいている）
関連するPWMの一手法を説明しておく。（本手法は文献 [1]小山，夏，樋口，黒木，山田，古賀，「ＰＷＭサイ
クロコンバータのＶＶＶＦオンライン制御」，電気学会
論文誌Ｄ，Vol.116-D，No.6, pp.644-651, 1996 [2]S.Ishii, E. Yamamoto, H.Hara, E.Watanabe, A.M.H
ava, and X.Xia, ” A Vector Controlled High Perfor
mance Matrix Converter Induction Motor Drive”, C
onference record of IPEC-Tokyo, pp. 235-240, Apri
l, 2000に基づいている）
【００２９】図６に示した単機PWMサイクロコンバータ
において、ある時刻の交流入力電圧E R，ES，ETを値の大
きい順に並べてEmax，Emid，Eminとする。また、出力す
べき電圧Va，Vb，Vcについても大きい順に並べてVmax，
Vmid，Vminとする。９つの双方向スイッチの各スイッチ
は入力側のどれかの相と接続されており、同時に出力側
のどれかの相と接続されている。例えば、入力側はEmax
の相，出力側はVmaxの相に接続されているスイッチを
S1，入力側はEmid，出力側はVmaxのスイッチを
S2，．．．のように仮称すると、図６は図１６のように
描き替えることができる。
において、ある時刻の交流入力電圧E R，ES，ETを値の大
きい順に並べてEmax，Emid，Eminとする。また、出力す
べき電圧Va，Vb，Vcについても大きい順に並べてVmax，
Vmid，Vminとする。９つの双方向スイッチの各スイッチ
は入力側のどれかの相と接続されており、同時に出力側
のどれかの相と接続されている。例えば、入力側はEmax
の相，出力側はVmaxの相に接続されているスイッチを
S1，入力側はEmid，出力側はVmaxのスイッチを
S2，．．．のように仮称すると、図６は図１６のように
描き替えることができる。
【００３０】一方、交流入力１サイクルを図１７のよう
に１２個の区間に分割し、表１のようにベース電圧E
baseを決めておく。
に１２個の区間に分割し、表１のようにベース電圧E
baseを決めておく。
【表１】
キャリア周期１区間におけるスイッチングパターンを下
記のように決める。 （１）Ebase＝Eminの場合 キャリア周期TcにわたってスイッチS7とS8はＯＦＦ，S9
はＯＮである。スイッチS1〜S6は図１８のようにスイッ
チングされる。 （２）Ebase＝Emaxの場合 キャリア周期TcにわたってスイッチS1はＯＮ，S2とS3は
ＯＦＦである。スイッチS4〜S9は図１９のようにスイッ
チングされる。
記のように決める。 （１）Ebase＝Eminの場合 キャリア周期TcにわたってスイッチS7とS8はＯＦＦ，S9
はＯＮである。スイッチS1〜S6は図１８のようにスイッ
チングされる。 （２）Ebase＝Emaxの場合 キャリア周期TcにわたってスイッチS1はＯＮ，S2とS3は
ＯＦＦである。スイッチS4〜S9は図１９のようにスイッ
チングされる。
【００３１】各パルスへの時間配分は下記の式で計算さ
れる。
れる。
【数１】
【数２】
【数３】
【数４】
【数５】
【数６】
【数７】
【数８】
【数９】
【数１０】
【数１１】
【００３２】本PWM手法は電圧形インバータで広く知ら
れている２アーム変調と同様、一定期間一つの相のスイ
ッチング状態を固定しておき、残りの二相でスイッチン
グすることで出力線間電圧を制御する点に特徴がある。
れている２アーム変調と同様、一定期間一つの相のスイ
ッチング状態を固定しておき、残りの二相でスイッチン
グすることで出力線間電圧を制御する点に特徴がある。
【００３３】さて、本発明の第６の実施の形態では、多
重並列PWMサイクロコンバータの各変換器にこのPWM手法
を適用する場合に対応した零相電流バランス手法を提案
する。図１０を用いて説明する。図１０において、２０
は電圧指令発生器１８が発する電圧指令va *，vb *，vc *
を値の大きい順に並べ替えてVmax，Vmid,Vminを出力す
るソータ，２１は式（６），（７）によってΔVmax，Δ
Vmidを算出する線間電圧指令演算器，１０Ａ，１０Ｂは
零相電流コントローラ１７の出力を用いて線間電圧指令
を補正し、第１の単位変換器への電圧指令を出力する減
算器，９Ａ，９Ｂは零相電流コントローラ１７の出力を
用いて第２の単位変換器への電圧指令を補正する加算器
である。
重並列PWMサイクロコンバータの各変換器にこのPWM手法
を適用する場合に対応した零相電流バランス手法を提案
する。図１０を用いて説明する。図１０において、２０
は電圧指令発生器１８が発する電圧指令va *，vb *，vc *
を値の大きい順に並べ替えてVmax，Vmid,Vminを出力す
るソータ，２１は式（６），（７）によってΔVmax，Δ
Vmidを算出する線間電圧指令演算器，１０Ａ，１０Ｂは
零相電流コントローラ１７の出力を用いて線間電圧指令
を補正し、第１の単位変換器への電圧指令を出力する減
算器，９Ａ，９Ｂは零相電流コントローラ１７の出力を
用いて第２の単位変換器への電圧指令を補正する加算器
である。
【００３４】１９Ａ，１９Ｂはそれぞれ第１，第２の単
位変換器の出力パルスを決定し、単位変換器３Ａ及び３
Ｂへのスイッチング信号を発生するパルス幅変調器であ
る。１９Ａでは
位変換器の出力パルスを決定し、単位変換器３Ａ及び３
Ｂへのスイッチング信号を発生するパルス幅変調器であ
る。１９Ａでは
【数１２】
【数１３】
【数１４】
などの計算を行い、１９Ｂでは
【数１５】
【数１６】
【数１７】
などの計算を行ってパルス幅変調を実行する。本実施形
態においても、単位変換器間の零相電流偏差に応じて各
変換器への電圧指令を補正するのは第５の実施形態と同
様であり、電流アンバランスを少なくし、安定した運転
が可能になる。
態においても、単位変換器間の零相電流偏差に応じて各
変換器への電圧指令を補正するのは第５の実施形態と同
様であり、電流アンバランスを少なくし、安定した運転
が可能になる。
【００３５】次に、本発明の第７の実施の形態を図１１
を用いて説明する。図１１において、９は変換器３Ａの
出力電流と変換器３Ｂの出力電流を相毎に加算し、多重
変換器全体の出力電流を算出する加算器，２２Ａは式
を用いて説明する。図１１において、９は変換器３Ａの
出力電流と変換器３Ｂの出力電流を相毎に加算し、多重
変換器全体の出力電流を算出する加算器，２２Ａは式
【数１８】
を用いて三相電流ia,ib,ic を直交静止座標系の二相電
流ix,iyに変換する三相／二相変換器，２３Ａは式
流ix,iyに変換する三相／二相変換器，２３Ａは式
【数１９】
を用いて二相電流ix，iyをｄ軸ｑ軸電流id，iqに変換す
る回転座標変換器，２２Ｂは変換器３Ａの出力電流
ia1，ib1，ic1 を二相電流ix1，iy1に変換する三相／
二相変換器，２２Ｃは変換器３Ｂの出力電流ia2，ib2，
ic2を二相電流ix2，iy 2に変換する三相／二相変換器，
２３Ｂは二相電流ix1，iy1をｄｑ軸電流id1，iq 1に変換
する回転座標変換器，２３Ｃは二相電流ix2，iy2をｄｑ
軸電流id2，iq2に変換する回転座標変換器である。１０
Ａ，１０Ｂはそれぞれ単位変換器間のｄ軸及びｑ軸電流
の差を算出する減算器，２５Ａ，２５Ｂはそれぞれｄ軸
及びｑ軸電流偏差補正コントローラである。
る回転座標変換器，２２Ｂは変換器３Ａの出力電流
ia1，ib1，ic1 を二相電流ix1，iy1に変換する三相／
二相変換器，２２Ｃは変換器３Ｂの出力電流ia2，ib2，
ic2を二相電流ix2，iy 2に変換する三相／二相変換器，
２３Ｂは二相電流ix1，iy1をｄｑ軸電流id1，iq 1に変換
する回転座標変換器，２３Ｃは二相電流ix2，iy2をｄｑ
軸電流id2，iq2に変換する回転座標変換器である。１０
Ａ，１０Ｂはそれぞれ単位変換器間のｄ軸及びｑ軸電流
の差を算出する減算器，２５Ａ，２５Ｂはそれぞれｄ軸
及びｑ軸電流偏差補正コントローラである。
【００３６】１０Ｃはｄ軸電流制御増幅器１１Ａの出力
するｄ軸電圧指令vd *をｄ軸電流偏差補正コントローラ
２５Ａの出力を用いて補正し，第１の変換器へのｄ軸電
圧指令vd1 *を出力する減算器，９Ａは同様に第２の変換
器へのｄ軸電圧指令vd2 *を出力する加算器，１０Ｅはｑ
軸電流制御増幅器１１Ｂの出力するｑ軸電圧指令vq *を
ｑ軸電流偏差補正コントローラ２５Ｂの出力を用いて補
正し、第１の変換器へのｑ軸電圧指令vq1 *を発生する減
算器，９Ｂは同様に第２の変換器へのｑ軸電圧指令vq2 *
を発生する加算器、１０Ｆはｄ軸電流指令ｉｄ*とｄ軸
ｉｄからｄ軸電流偏差を演算する減算器、１０Ｇはｑ軸
電流指令ｉｑ*とｑ軸電流ｉｑからｑ軸電流偏差を演算
する減算器である。
するｄ軸電圧指令vd *をｄ軸電流偏差補正コントローラ
２５Ａの出力を用いて補正し，第１の変換器へのｄ軸電
圧指令vd1 *を出力する減算器，９Ａは同様に第２の変換
器へのｄ軸電圧指令vd2 *を出力する加算器，１０Ｅはｑ
軸電流制御増幅器１１Ｂの出力するｑ軸電圧指令vq *を
ｑ軸電流偏差補正コントローラ２５Ｂの出力を用いて補
正し、第１の変換器へのｑ軸電圧指令vq1 *を発生する減
算器，９Ｂは同様に第２の変換器へのｑ軸電圧指令vq2 *
を発生する加算器、１０Ｆはｄ軸電流指令ｉｄ*とｄ軸
ｉｄからｄ軸電流偏差を演算する減算器、１０Ｇはｑ軸
電流指令ｉｑ*とｑ軸電流ｉｑからｑ軸電流偏差を演算
する減算器である。
【００３７】２４Ａは式
【数２０】
を用いてｄｑ軸電圧指令vd1 *,vq1 *を直交静止座標系上
の電圧指令vx1 *,vy1 *に変換する逆回転座標変換器，２
４Ｂは同様にｄｑ軸電圧指令vd2 *,vq2 *を直交静止座標
系上の電圧指令vx2 *,vy2 *に変換する逆回転座標変換
器，２２Ｄは式
の電圧指令vx1 *,vy1 *に変換する逆回転座標変換器，２
４Ｂは同様にｄｑ軸電圧指令vd2 *,vq2 *を直交静止座標
系上の電圧指令vx2 *,vy2 *に変換する逆回転座標変換
器，２２Ｄは式
【数２１】
を用いて直交静止座標系電圧指令vx1 *，vy1 *を三相電圧
指令va1 *，vb1 *，vc1 *に変換する二相／三相変換器，２
２Ｅは同様にvx2 *，vy2 *をva2 *，vb2 *，vc2 *に変換する
二相／三相変換器である。
指令va1 *，vb1 *，vc1 *に変換する二相／三相変換器，２
２Ｅは同様にvx2 *，vy2 *をva2 *，vb2 *，vc2 *に変換する
二相／三相変換器である。
【００３８】本実施形態では、各単位変換器のｄ軸電
流，ｑ軸電流を検出し、その偏差に応じて各変換器のｄ
軸電圧指令，ｑ軸電圧指令を補正するので、特定の変換
器に偏って負荷がかかることなく、多重PWMサイクロコ
ンバータを安定して動かすことができる。
流，ｑ軸電流を検出し、その偏差に応じて各変換器のｄ
軸電圧指令，ｑ軸電圧指令を補正するので、特定の変換
器に偏って負荷がかかることなく、多重PWMサイクロコ
ンバータを安定して動かすことができる。
【００３９】第８の実施の形態を説明する前に、零相電
流と三相／二相変換の関係について述べる。もともと、
式（２１）を用いて三相／二相変換を行う場合には三相
電流の和，すなわち零相電流は０の前提があるのが普通
である。信号に直流分が混じっている場合、その信号を
三相／二相変換及びθ＝ωtを用いた回転座標変換を行
っても、角周波数ωの成分を正しく検出できていない可
能性がある。一方、 iz1＝ia1+ib1+ic1 に対し、各相電流を補正した
流と三相／二相変換の関係について述べる。もともと、
式（２１）を用いて三相／二相変換を行う場合には三相
電流の和，すなわち零相電流は０の前提があるのが普通
である。信号に直流分が混じっている場合、その信号を
三相／二相変換及びθ＝ωtを用いた回転座標変換を行
っても、角周波数ωの成分を正しく検出できていない可
能性がある。一方、 iz1＝ia1+ib1+ic1 に対し、各相電流を補正した
【数２２】
【数２３】
【数２４】
を考えると、
ia1'+ib1'+ic1'＝0
である。直流分を除去した三相信号に対して三相／二相
変換及び回転座標変換を行うのが望ましい。第８の実施
の形態は以上の議論に基づくものである。
変換及び回転座標変換を行うのが望ましい。第８の実施
の形態は以上の議論に基づくものである。
【００４０】以下，図１２を用いて第８の実施の形態を
説明する。図１２において２６Ａは加算器１６Ａが算出
した変換器３Ａの零相電流iz1を１／３倍するゲインで
ある。同様に、２６Ｂは加算器１６Ｂが算出した変換器
３Ｂの零相電流iz2を１／３倍するゲインである。１０
Ｈ，１０Ｉ，１０Ｊはゲイン２６Ａの出力を用いて変換
器３Ａの出力電流信号を補正する減算器，１０Ｋ，１０
Ｌ，１０Ｍはゲイン２６Ｂの出力を用いて変換器３Ｂの
出力電流信号を補正する減算器である。２２Ｆ，２２Ｇ
はそれぞれ
説明する。図１２において２６Ａは加算器１６Ａが算出
した変換器３Ａの零相電流iz1を１／３倍するゲインで
ある。同様に、２６Ｂは加算器１６Ｂが算出した変換器
３Ｂの零相電流iz2を１／３倍するゲインである。１０
Ｈ，１０Ｉ，１０Ｊはゲイン２６Ａの出力を用いて変換
器３Ａの出力電流信号を補正する減算器，１０Ｋ，１０
Ｌ，１０Ｍはゲイン２６Ｂの出力を用いて変換器３Ｂの
出力電流信号を補正する減算器である。２２Ｆ，２２Ｇ
はそれぞれ
【数２５】
【数２６】
によって変換を行う三相／二相変換器である。本実施形
態においても、以後各変換器の電流の回転座標変換を行
い、ｄ軸ｑ軸それぞれの電流偏差に応じてｄ軸ｑ軸電圧
指令を補正するのは第７の実施形態と同様である。
態においても、以後各変換器の電流の回転座標変換を行
い、ｄ軸ｑ軸それぞれの電流偏差に応じてｄ軸ｑ軸電圧
指令を補正するのは第７の実施形態と同様である。
【００４１】以上、第５，第６の実施の形態では零相電
流の偏差を補正する例を述べ、第７，第８の実施の形態
ではｄ軸電流，ｑ軸電流の偏差を補正する例を述べた
が、両者を組み合わせることができるのは言うまでもな
い。
流の偏差を補正する例を述べ、第７，第８の実施の形態
ではｄ軸電流，ｑ軸電流の偏差を補正する例を述べた
が、両者を組み合わせることができるのは言うまでもな
い。
【００４２】以下，図１３，図１４を用いて第９の実施
の形態を説明する。図１３において１９は減算器１０が
出力する零相電流偏差δiｚ，及び三相／二相変換器２
２Ｄ，２２Ｅが出力する電圧指令va1 *，vb1 *，vc1 *，v
a2 *，vb2 *，vc 2 *を入力とし、変換器３Ａ，３Ｂのスイ
ッチング指令を出力するパルス幅変調器であり、その詳
細を図１４に示す。図１４において２０Ａは電圧指令v
a1 *，vb1 *，vc1 *を値の大きい順に並べ替え、Vmax1,V
mid1,Vmin1を出力するソータ，２０Ｂは電圧指令va2 *,v
b2 *,vc2 *を並べ替え、Vmax2,Vmid2,Vmin2を出力するソ
ータである。
の形態を説明する。図１３において１９は減算器１０が
出力する零相電流偏差δiｚ，及び三相／二相変換器２
２Ｄ，２２Ｅが出力する電圧指令va1 *，vb1 *，vc1 *，v
a2 *，vb2 *，vc 2 *を入力とし、変換器３Ａ，３Ｂのスイ
ッチング指令を出力するパルス幅変調器であり、その詳
細を図１４に示す。図１４において２０Ａは電圧指令v
a1 *，vb1 *，vc1 *を値の大きい順に並べ替え、Vmax1,V
mid1,Vmin1を出力するソータ，２０Ｂは電圧指令va2 *,v
b2 *,vc2 *を並べ替え、Vmax2,Vmid2,Vmin2を出力するソ
ータである。
【００４３】
【００４４】本実施形態においては零相電流，ｄ軸電
流，ｑ軸電流のすべてについて単位変換器間の電流アン
バランスを少なくするように制御されるので、特定の単
位変換器に電流が偏ることなく安定した運転が可能であ
る。
流，ｑ軸電流のすべてについて単位変換器間の電流アン
バランスを少なくするように制御されるので、特定の単
位変換器に電流が偏ることなく安定した運転が可能であ
る。
【００４５】また、以上説明した実施の形態では単位変
換器２個による多重PWMサイクロコンバータの例を述べ
てきたが、単位変換器３個以上の例においても、ｋ番目
の変換器の電流とｋ＋１番目の変換器の電流の偏差に応
じてｋ番目の変換器の電圧指令とｋ＋１番目の変換器の
電圧指令を補正すれば良いのは言うまでもない。
換器２個による多重PWMサイクロコンバータの例を述べ
てきたが、単位変換器３個以上の例においても、ｋ番目
の変換器の電流とｋ＋１番目の変換器の電流の偏差に応
じてｋ番目の変換器の電圧指令とｋ＋１番目の変換器の
電圧指令を補正すれば良いのは言うまでもない。
【００４６】次に図１５を用いて本発明の第１０の実施
の形態を説明する。本実施形態は３多重ＰＷＭサイクロ
コンバータにおいて、各変換器電流と平均電流との差を
用いて電圧指令を補正する例である。また、図１５は２
本または３本のケーブルあるいは信号を１本の線で表し
た、いわゆる単線結線図である。 図１５において３Ｃ
は第３の単位変換器，７Ａ，７Ｂ，７Ｃは単位変換器３
Ａ，３Ｂ，３Ｃの出力を並列結合するための三相リアク
トル，８Ａ，８Ｂ，８Ｃは各単位変換器のａ，ｂ，ｃ相
出力電流を検出する電流センサ，９は相毎に変換器出力
電流の和 ia＝ia1+ia2+ia3 ib＝ib1+ib2+ib3 ic＝ic1+ic2+ic3 を求める加算器，２２Ｇは単位変換器３Ｃの三相出力電
流信号ia3，ib3，ic3から直交静止座標系での電流信号i
x3，iy3を算出する三相／二相変換器，２３Ｄはix3，i
y3からid3，iq3を算出する回転座標変換器である。
の形態を説明する。本実施形態は３多重ＰＷＭサイクロ
コンバータにおいて、各変換器電流と平均電流との差を
用いて電圧指令を補正する例である。また、図１５は２
本または３本のケーブルあるいは信号を１本の線で表し
た、いわゆる単線結線図である。 図１５において３Ｃ
は第３の単位変換器，７Ａ，７Ｂ，７Ｃは単位変換器３
Ａ，３Ｂ，３Ｃの出力を並列結合するための三相リアク
トル，８Ａ，８Ｂ，８Ｃは各単位変換器のａ，ｂ，ｃ相
出力電流を検出する電流センサ，９は相毎に変換器出力
電流の和 ia＝ia1+ia2+ia3 ib＝ib1+ib2+ib3 ic＝ic1+ic2+ic3 を求める加算器，２２Ｇは単位変換器３Ｃの三相出力電
流信号ia3，ib3，ic3から直交静止座標系での電流信号i
x3，iy3を算出する三相／二相変換器，２３Ｄはix3，i
y3からid3，iq3を算出する回転座標変換器である。
【００４７】１０は電流制御偏差
id_err＝ id *−id
iq_err＝ iq *−iq
を求める減算器，２７は電流制御偏差を入力とし、変換
器全体の電圧指令vd *，v q *を出力する電流制御コントロ
ーラ，２６はｄ軸ｑ軸電流の平均値
器全体の電圧指令vd *，v q *を出力する電流制御コントロ
ーラ，２６はｄ軸ｑ軸電流の平均値
【数２７】
【数２８】
を求めるためのゲイン，１０Ａ，１０Ｂ，１０Ｃはそれ
ぞれ単位変換器の電流と平均電流の差電流を求める減算
器，２８Ａ，２８Ｂ，２８Ｃはそれぞれ差電流を増幅す
る電流バランスコントローラ，１０Ｄ，１０Ｅ，１０Ｆ
は各変換器の電流バランスコントローラ２８Ａ，２８
Ｂ，２８Ｃの出力を用いて変換器全体の電圧指令vd *，v
q *を補正し、各変換器への電圧指令vd1 *，vq1 *，vd2 *，
vq2 *，vd3 *，vq3 *を出力する減算器，２４Ｃは変換器３
Ｃへの電圧指令vd3 *，vq3 *を直交静止座標系上の電圧指
令vx3 *,vy3 *に変換する逆回転座標変換器，２２Hは
vx3 *,vy3 *を三相電圧指令va3 *,vb3 *,vc3 *に変換する二
相／三相変換器，１９Ｃは変換器３Ｃのスイッチング信
号を発生するパルス幅変調器である。本実施形態におい
ては各単位変換器の出力電流が平均電流からずれないよ
うに電圧指令を補正するので、やはり電流バランスが保
たれ、安定した運転が可能となる。
ぞれ単位変換器の電流と平均電流の差電流を求める減算
器，２８Ａ，２８Ｂ，２８Ｃはそれぞれ差電流を増幅す
る電流バランスコントローラ，１０Ｄ，１０Ｅ，１０Ｆ
は各変換器の電流バランスコントローラ２８Ａ，２８
Ｂ，２８Ｃの出力を用いて変換器全体の電圧指令vd *，v
q *を補正し、各変換器への電圧指令vd1 *，vq1 *，vd2 *，
vq2 *，vd3 *，vq3 *を出力する減算器，２４Ｃは変換器３
Ｃへの電圧指令vd3 *，vq3 *を直交静止座標系上の電圧指
令vx3 *,vy3 *に変換する逆回転座標変換器，２２Hは
vx3 *,vy3 *を三相電圧指令va3 *,vb3 *,vc3 *に変換する二
相／三相変換器，１９Ｃは変換器３Ｃのスイッチング信
号を発生するパルス幅変調器である。本実施形態におい
ては各単位変換器の出力電流が平均電流からずれないよ
うに電圧指令を補正するので、やはり電流バランスが保
たれ、安定した運転が可能となる。
【００４８】ここではｄ軸ｑ軸電流について各変換器電
流と平均電流の差を用いる例を述べたが、零相電流につ
いても各変換器零相電流と、全体の零相電流平均値との
差を用いる例があり得ることは言うまでもない。また、
零相，ｄ軸，ｑ軸の全てについて同様にしてバランス制
御を行う例があり得ることも言うまでもない。
流と平均電流の差を用いる例を述べたが、零相電流につ
いても各変換器零相電流と、全体の零相電流平均値との
差を用いる例があり得ることは言うまでもない。また、
零相，ｄ軸，ｑ軸の全てについて同様にしてバランス制
御を行う例があり得ることも言うまでもない。
【００４９】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
複数のPWMサイクロコンバータをリアクトルで並列する
ことにより大容量の変換器を構成できるので、直流リン
クが不要，電源側力率１，回生可能などの種々の特長を
持つ大容量PWMサイクロコンバータを構成できる。
複数のPWMサイクロコンバータをリアクトルで並列する
ことにより大容量の変換器を構成できるので、直流リン
クが不要，電源側力率１，回生可能などの種々の特長を
持つ大容量PWMサイクロコンバータを構成できる。
【００５０】また、単位変換器間の電流偏差もしくは変
換器全体の平均電流からの各単位変換器の電流偏差に応
じて各変換器への電圧指令を補正するので、特定の変換
器に負荷が偏ることなく、大容量のＰＷＭサイクロコン
バータを安定して運転することができる。容量範囲の拡
大により、コンパクト，回生可能，省エネ，高入力力
率，低高調波などの特長を持つＰＷＭサイクロコンバー
タの適用範囲を広げることができる。
換器全体の平均電流からの各単位変換器の電流偏差に応
じて各変換器への電圧指令を補正するので、特定の変換
器に負荷が偏ることなく、大容量のＰＷＭサイクロコン
バータを安定して運転することができる。容量範囲の拡
大により、コンパクト，回生可能，省エネ，高入力力
率，低高調波などの特長を持つＰＷＭサイクロコンバー
タの適用範囲を広げることができる。
【図１】本発明の第１の実施の形態を示す図。
【図２】本発明の第２の実施の形態を示す図。
【図３】本発明の第３の実施の形態を示す図。
【図４】本発明の第３の実施の形態に用いる鉄心共有リ
アクトルの構成を示す図。
アクトルの構成を示す図。
【図５】本発明の第４の実施の形態を示す図。
【図６】単一のPWMサイクロコンバータを示す図。
【図７】図６のPWMサイクロコンバータに用いられる双
方向スイッチの構成の一例を示す図。
方向スイッチの構成の一例を示す図。
【図８】PWMコンバータ／PWMインバータを示す図。
【図９】本発明の第５の実施の形態を示す図。
【図１０】本発明の第６の実施の形態を示す図。
【図１１】本発明の第７の実施の形態を示す図。
【図１２】本発明の第８の実施の形態を示す図。
【図１３】本発明の第９の実施の形態を示す図。
【図１４】本発明の第９の実施の形態を示す図。
【図１５】本発明の第１０の実施の形態を示す図。
【図１６】ＰＷＭサイクロコンバータのＰＷＭ手法の一
例を示す図。
例を示す図。
【図１７】ＰＷＭサイクロコンバータのＰＷＭ手法の一
例を示す図。
例を示す図。
【図１８】ＰＷＭサイクロコンバータのＰＷＭ手法の一
例を示す図。
例を示す図。
【図１９】ＰＷＭサイクロコンバータのＰＷＭ手法の一
例を示す図。
例を示す図。
１ 三相交流電源
２ フィルタ
３，３A,３B,３C PWMサイクロコ
ンバータ（変換器） ４，４A 負荷 ５ IGBT ６ ダイオード ７，７Ａ，７Ｂ，７Ｃ，７Ｄ リアクトル ８A，８Ｂ，８Ｃ，８Ｄ 電流センサ ９，９Ａ，９Ｂ，９Ｃ 加算器 １０，１０Ａ，１０Ｂ，１０Ｃ，１０Ｄ，１０Ｅ，１０
Ｆ，１０Ｇ，１０Ｈ，１０Ｉ，１０Ｊ，１０Ｋ，１０
Ｌ，１０Ｍ 減算器 １１,１１Ａ，１１Ｂ 電流制御増幅
器 １２A,１２B スイッチ １３ スイッチ選択ロ
ジック １４ 電流偏差増幅器 １５A,１５B ＰＷＭロジック １６A,１６B 加算器 １７ 零相電流補正コ
ントローラ １８ 電圧指令信号発
生器 １９，１９A,１９B，１９Ｃ，１９Ｄ パルス幅変調器 ２０，２０Ａ，２０Ｂ ソータ ２１，２１Ａ，２１Ｂ 線間電圧指令演
算器 ２２Ａ，２２Ｂ，２２Ｃ，２２Ｆ，２２Ｇ 三相／二相
変換器 ２２Ｄ，２２Ｅ，２２Ｈ 二相／三相変換
器 ２３Ａ，２３Ｂ，２３Ｃ 回転座標変換器 ２４Ａ，２４Ｂ，２４Ｃ 逆回転座標変換
器 ２５Ａ，２５Ｂ 電流偏差補正コ
ントローラ ２６，２６Ａ，２６Ｂ ゲイン ２７ 電流制御コント
ローラ ２８Ａ，２８Ｂ，２８Ｃ 電流バランスコ
ントローラ
ンバータ（変換器） ４，４A 負荷 ５ IGBT ６ ダイオード ７，７Ａ，７Ｂ，７Ｃ，７Ｄ リアクトル ８A，８Ｂ，８Ｃ，８Ｄ 電流センサ ９，９Ａ，９Ｂ，９Ｃ 加算器 １０，１０Ａ，１０Ｂ，１０Ｃ，１０Ｄ，１０Ｅ，１０
Ｆ，１０Ｇ，１０Ｈ，１０Ｉ，１０Ｊ，１０Ｋ，１０
Ｌ，１０Ｍ 減算器 １１,１１Ａ，１１Ｂ 電流制御増幅
器 １２A,１２B スイッチ １３ スイッチ選択ロ
ジック １４ 電流偏差増幅器 １５A,１５B ＰＷＭロジック １６A,１６B 加算器 １７ 零相電流補正コ
ントローラ １８ 電圧指令信号発
生器 １９，１９A,１９B，１９Ｃ，１９Ｄ パルス幅変調器 ２０，２０Ａ，２０Ｂ ソータ ２１，２１Ａ，２１Ｂ 線間電圧指令演
算器 ２２Ａ，２２Ｂ，２２Ｃ，２２Ｆ，２２Ｇ 三相／二相
変換器 ２２Ｄ，２２Ｅ，２２Ｈ 二相／三相変換
器 ２３Ａ，２３Ｂ，２３Ｃ 回転座標変換器 ２４Ａ，２４Ｂ，２４Ｃ 逆回転座標変換
器 ２５Ａ，２５Ｂ 電流偏差補正コ
ントローラ ２６，２６Ａ，２６Ｂ ゲイン ２７ 電流制御コント
ローラ ２８Ａ，２８Ｂ，２８Ｃ 電流バランスコ
ントローラ
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
Ｆターム(参考） 5H750 AA03 AA04 AA09 BA06 BA09
BB12 CC06 CC08 CC16 DD01
GG04
Claims (7)
- 【請求項１】双方向スイッチｎ＊ｍ個で構成されるｎ入
力ｍ出力ＰＷＭサイクロコンバータの単位変換器ｐ個
（ｎ，ｍ，ｐはそれぞれ２以上の整数）の各相出力端子
をリアクトルを介して並列接続し、全体としてｍ個の出
力端子を持つように構成した多重PWMサイクロコンバー
タ。 - 【請求項２】請求項１に記載の発明において、並列接続
用リアクトルは各出力端子毎にコアを共有することを特
徴とする多重PWMサイクロコンバータ。 - 【請求項３】請求項１に記載の発明において、各単位変
換器の各出力相に電流センサを設けて電流を検出し，電
流のアンバランスに応じて各単位変換器に対する出力電
圧指令を補正することを特徴とする多重PWMサイクロコ
ンバータ。 - 【請求項４】複数のＰＷＭサイクロコンバータの出力を
リアクトルを介して並列結合した三相出力多重変換器に
おいて、各単位変換器の出力電流に対して零相分電流を
検出し、単位変換器間の零相分電流偏差に応じて，もし
くは各単位変換器の零相分電流値に応じて各単位変換器
への電圧指令を補正することを特徴とする多重ＰＷＭサ
イクロコンバータ。 - 【請求項５】複数のＰＷＭサイクロコンバータの出力を
リアクトルを介して並列結合した三相出力多重変換器に
おいて、各単位変換器の出力電流に対して三相／二相変
換及び回転座標変換を行い、単位変換器間のｄ軸電流偏
差及びｑ軸電流偏差に応じて各単位変換器に対するｄ軸
電圧指令，ｑ軸電圧指令を補正することを特徴とする多
重ＰＷＭサイクロコンバータ。 - 【請求項６】複数のＰＷＭサイクロコンバータの出力を
リアクトルを介して並列結合した三相出力多重変換器に
おいて、各単位変換器の出力電流に対して三相／二相変
換及び回転座標変換を行い、各単位変換器のｄ軸電流と
変換器全体のｄ軸平均電流との差、及び各単位変換器の
ｑ軸電流と変換器全体のｑ軸平均電流との差に応じて各
単位変換器に対するｄ軸電圧指令，ｑ軸電圧指令を補正
することを特徴とする多重ＰＷＭサイクロコンバータ。 - 【請求項７】請求項５または請求項６に記載の変換器に
おいて、さらに各単位変換器の出力電流の零相分を検出
し、零相分の３分の１を各相出力電流から減じて補正し
た出力電流に対して三相／二相変換及び回転座標変換を
行うことを特徴とする多重ＰＷＭサイクロコンバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002177866A JP4065727B2 (ja) | 2001-12-27 | 2002-06-19 | 多重ｐｗｍサイクロコンバータ |
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001-403131 | 2001-12-27 | ||
| JP2001403131 | 2001-12-27 | ||
| JP2002177866A JP4065727B2 (ja) | 2001-12-27 | 2002-06-19 | 多重ｐｗｍサイクロコンバータ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2003259647A true JP2003259647A (ja) | 2003-09-12 |
| JP4065727B2 JP4065727B2 (ja) | 2008-03-26 |
Family
ID=28677516
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2002177866A Expired - Fee Related JP4065727B2 (ja) | 2001-12-27 | 2002-06-19 | 多重ｐｗｍサイクロコンバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP4065727B2 (ja) |
Cited By (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2005085113A1 (ja) * | 2004-03-02 | 2005-09-15 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | エレベータ制御装置 |
| WO2005099075A1 (ja) * | 2004-03-31 | 2005-10-20 | Kabushiki Kaisha Yaskawa Denki | Ｐｗｍサイクロコンバータの制御方法および制御装置 |
| WO2006035752A1 (ja) * | 2004-09-29 | 2006-04-06 | Kabushiki Kaisha Yaskawa Denki | 並列多重マトリクスコンバータ装置 |
| WO2006118026A1 (ja) * | 2005-04-27 | 2006-11-09 | Kabushiki Kaisha Yaskawa Denki | 電力変換装置と電力変換方法 |
| GB2458726A (en) * | 2005-04-27 | 2009-10-07 | Yaskawa Denki Seisakusho Kk | Power transforming apparatus and power transforming method |
| JP2010527229A (ja) * | 2007-05-16 | 2010-08-05 | オーチス エレベータ カンパニー | マトリックスコンバータのパルス幅変調制御 |
| JP2011193712A (ja) * | 2010-02-17 | 2011-09-29 | Yaskawa Electric Corp | マトリクスコンバータの制御装置 |
| JP2020092492A (ja) * | 2018-12-04 | 2020-06-11 | 川崎重工業株式会社 | 電力変換装置 |
-
2002
- 2002-06-19 JP JP2002177866A patent/JP4065727B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (22)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP1721856A1 (en) * | 2004-03-02 | 2006-11-15 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Elevator controller |
| EP1721856A4 (en) * | 2004-03-02 | 2009-10-28 | Mitsubishi Electric Corp | ELEVATOR CONTROLLER |
| JPWO2005085113A1 (ja) * | 2004-03-02 | 2007-08-30 | 三菱電機株式会社 | エレベータ制御装置 |
| WO2005085113A1 (ja) * | 2004-03-02 | 2005-09-15 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | エレベータ制御装置 |
| GB2429799A (en) * | 2004-03-31 | 2007-03-07 | Yaskawa Denki Seisakusho Kk | Control method and controller for PWM cyclo-converter |
| US7800929B2 (en) | 2004-03-31 | 2010-09-21 | Kabushiki Kaisha Yaskawa Denki | Control method for PWM cyclo-converter by selectively turning on a two-way semiconductor switch and controller |
| GB2429799B (en) * | 2004-03-31 | 2008-01-30 | Yaskawa Denki Seisakusho Kk | Control method and controller for PWM cyclo-converter |
| WO2005099075A1 (ja) * | 2004-03-31 | 2005-10-20 | Kabushiki Kaisha Yaskawa Denki | Ｐｗｍサイクロコンバータの制御方法および制御装置 |
| WO2006035752A1 (ja) * | 2004-09-29 | 2006-04-06 | Kabushiki Kaisha Yaskawa Denki | 並列多重マトリクスコンバータ装置 |
| KR101119323B1 (ko) * | 2004-09-29 | 2012-03-06 | 가부시키가이샤 야스카와덴키 | 병렬 다중 매트릭스 컨버터 장치 |
| JP4807516B2 (ja) * | 2004-09-29 | 2011-11-02 | 株式会社安川電機 | 並列多重マトリクスコンバータ装置 |
| US7626840B2 (en) | 2004-09-29 | 2009-12-01 | Kabushiki Kaisha Yaskawa Denki | Parallel multiplex matrix converter |
| GB2458726B (en) * | 2005-04-27 | 2010-06-23 | Yaskawa Denki Seisakusho Kk | Power transforming apparatus and power transforming method |
| WO2006118026A1 (ja) * | 2005-04-27 | 2006-11-09 | Kabushiki Kaisha Yaskawa Denki | 電力変換装置と電力変換方法 |
| US7701740B2 (en) | 2005-04-27 | 2010-04-20 | Kabushiki Kaisha Yaskawa Denki | Apparatus for three phase PWM cycloconverter |
| JP4626651B2 (ja) * | 2005-04-27 | 2011-02-09 | 株式会社安川電機 | 電力変換装置と電力変換方法 |
| GB2458726A (en) * | 2005-04-27 | 2009-10-07 | Yaskawa Denki Seisakusho Kk | Power transforming apparatus and power transforming method |
| JPWO2006118026A1 (ja) * | 2005-04-27 | 2008-12-18 | 株式会社安川電機 | 電力変換装置と電力変換方法 |
| JP2010527229A (ja) * | 2007-05-16 | 2010-08-05 | オーチス エレベータ カンパニー | マトリックスコンバータのパルス幅変調制御 |
| JP2011193712A (ja) * | 2010-02-17 | 2011-09-29 | Yaskawa Electric Corp | マトリクスコンバータの制御装置 |
| JP2020092492A (ja) * | 2018-12-04 | 2020-06-11 | 川崎重工業株式会社 | 電力変換装置 |
| JP7140660B2 (ja) | 2018-12-04 | 2022-09-21 | 川崎重工業株式会社 | 電力変換装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP4065727B2 (ja) | 2008-03-26 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP4898899B2 (ja) | 電力変換装置 | |
| US6771524B2 (en) | Multiple PWM cycloconverter | |
| US9444360B2 (en) | State quantity detection method in power converting apparatus and power converting apparatus | |
| US20030053324A1 (en) | Power conversion device | |
| US20080037190A1 (en) | Converter topology and methods for interfacing an electrical machine to electrical power grid | |
| EP0251068A2 (en) | AC motor drive apparatus | |
| KR20130078380A (ko) | 회생형 고압 인버터의 제어장치 | |
| JP4959613B2 (ja) | 電力補償装置 | |
| Song et al. | One-Cycle Control of induction machine traction drive for high speed railway part I: Multi-pulse width modulation region | |
| JP4065727B2 (ja) | 多重ｐｗｍサイクロコンバータ | |
| JPH0815394B2 (ja) | 多重結合インバータ装置の接続・制御方法 | |
| JP2733724B2 (ja) | 多巻線交流電動機の電流制御装置 | |
| Ghoreishy et al. | A fast-processing modulation strategy for three-phase four-leg neutral-point-clamped inverter based on the circuit-level decoupling concept | |
| JP2906616B2 (ja) | 並列多重インバータ | |
| JPH10191677A (ja) | 交流電動機速度制御装置 | |
| JP2007006601A (ja) | 電力変換装置 | |
| JP3598308B2 (ja) | 自励式電力変換装置用ｐｗｍ制御装置 | |
| JP7211242B2 (ja) | 変調方式切替装置 | |
| JP2010226806A (ja) | 電力変換装置 | |
| JP4086056B2 (ja) | 直接周波数変換回路の制御方法 | |
| JP4177983B2 (ja) | 多重電力変換器とその制御方法 | |
| Mitrović et al. | Optimal design and control of multi-motor drive system for industrial application | |
| JP3923756B2 (ja) | 多重接続した自励式変換器の制御装置 | |
| JP4378952B2 (ja) | ３相ｐａｍ負荷駆動システム | |
| JP3531485B2 (ja) | 電力変換装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A821 Effective date: 20050615 |
|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20050615 |
|
| RD02 | Notification of acceptance of power of attorney |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7422 Effective date: 20050615 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20070814 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20071112 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20071218 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20080107 |
|
| R150 | Certificate of patent (=grant) or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110111 Year of fee payment: 3 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110111 Year of fee payment: 3 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120111 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130111 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130111 Year of fee payment: 5 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |