JP4065727B2 - 多重ｐｗｍサイクロコンバータ - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は自己消弧素子を用いたPWM（Pulse Width Modulation;パルス幅変調）サイクロコンバータ（ここでは変換器ともいう。）を並列結合した多重変換器と、その電流バランス制御に関する。
【０００２】
【従来の技術】
PWM サイクロコンバータは交流入力を直接可変電圧可変周波数の交流出力に変換する装置である。図６に従来から知られているPWMサイクロコンバータの回路図の一例を示す。図６において、１は三相交流電源，２はLCフィルタ，３は双方向スイッチ９個を組み合わせて構成されるＰＷＭサイクロコンバータ、４は負荷である。ＰＷＭサイクロコンバータ３を構成する双方向スイッチは、例えば図７のように構成される。図７において、５は単方向IGBT（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ），6はダイオードである。双方向スイッチはゲート信号によりどちらの方向の電流もON/OFFできる。
【０００３】
モータドライブ用途などに、図８に示すような交流入力を整流器にて一度直流に変換し，その後インバータを用いて可変電圧可変周波数の交流に変換する装置が広く使われているが、直流部には大容量の電解コンデンサが使われることが多く、体積，コスト，寿命の問題があった。
【０００４】
また、整流器としてコンデンサインプット形整流器が広く使われているが、この方式は交流入力側高調波が大きく、力率も悪い。また、クレーン，エレベータなどのように回生運転のモードがある装置では直流部に戻されたエネルギをダイナミックブレーキで消費するしかなかった。
【０００５】
PWMサイクロコンバータは交流を直接交流に変換するので直流リンク部のコンデンサが不要で、寿命の問題がなく、装置を小型にできる。また、PWM（パルス幅変調）手法を工夫することにより、交流入力側の高調波を極めて小さくでき、入力側力率もほぼ１にすることができる。さらに、回生エネルギを電源側に返すことができ、省エネにもなる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
ＰＷＭサイクロコンバータは前記の種々の特長を持つが、ＰＷＭサイクロコンバータにおいては出力端子の開放、入力側の短絡を避ける必要があり、スナバも含めて大電流のスタックを構成するのが原理的に難しく、その結果、大容量の変換器を製作するのが難しいという問題があった。
本発明は上記問題点を解決するべくＰＷＭサイクロコンバータの並列多重化を提案することと並列多重化した場合の電流バランス制御方法を提案することを目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
本願発明では、複数のＰＷＭサイクロコンバータの出力をリアクトルを介して並列結合した三相出力多重変換器において、各単位変換器の出力電流に対して零相分電流を検出し、単位変換器間の零相分電流偏差に応じて，もしくは各単位変換器の零相分電流値に応じて各単位変換器への電圧指令を補正することを特徴とする多重ＰＷＭサイクロコンバータを提案する。
【００１１】
また、請求項２に記載の発明では、複数のＰＷＭサイクロコンバータの出力をリアクトルを介して並列結合した三相出力多重変換器において、各単位変換器の出力電流に対して三相／二相変換及び回転座標変換を行い、単位変換器間のｄ軸電流偏差及びｑ軸電流偏差に応じて各単位変換器に対するｄ軸電圧指令、ｑ軸電圧指令を補正することを特徴とする多重ＰＷＭサイクロコンバータを提案する。
【００１２】
また、請求項３に記載の発明では、複数のＰＷＭサイクロコンバータの出力をリアクトルを介して並列結合した三相出力多重変換器において、各単位変換器の出力電流に対して三相／二相変換及び回転座標変換を行い、各単位変換器のｄ軸電流と変換器全体のｄ軸平均電流との差、及び各単位変換器のｑ軸電流と変換器全体のｑ軸平均電流との差に応じて各単位変換器に対するｄ軸電圧指令，ｑ軸電圧指令を補正することを特徴とする多重ＰＷＭサイクロコンバータを提案する。
【００１３】
また、請求項４に記載の発明では、請求項２または請求項３に記載の多重ＰＷＭサイクロコンバータにおいて、さらに各単位変換器の出力電流の零相分を検出し、零相分の３分の１を各相出力電流から減じて補正した出力電流に対して三相／二相変換及び回転座標変換を行うことを特徴とする多重ＰＷＭサイクロコンバータを提案する。
これらの発明では、電流のアンバランスなく変換器を動かすことができるので、大容量の変換器を安定して動かすことができる。
【００１４】
【発明の実施の形態】
以下、図１から図５を用いて本発明の実施の形態を詳細に説明する。
図１に本発明の第1の実施の形態を示す。図１において図６と同じ符号を付したものは同じものを示すので説明は省略する。図１において３A，３BはＰＷＭサイクロコンバータ（単位マトリックスコンバータ（単位変換器））で、それぞれ双方向スイッチ９個で構成された３入力３出力である。７A,7Bは前記単位変換器３A,３Bのそれぞれａ相，ｂ相，ｃ相を並列に接続するリアクトルである。二つの単位変換器３A,３Bの出力電流はこれらのリアクトルで合成され、負荷４に供給される。このように並列接続することにより全体として単位変換器の場合の約２倍の電流を供給でき、大容量の負荷も駆動できるようになる。
【００１５】
図２に本発明の第２の実施の形態を示す。図２において３A,３Bはそれぞれ６個の双方向スイッチで構成される３入力２出力ＰＷＭサイクロコンバータ（マトリックスコンバータ）である。７A,7Bは前記単位変換器３A,３Bの出力を並列に接続するためのリアクトルである。4は単相交流負荷または直流負荷である。本実施形態においても，並列接続によってより大きい電流を供給できるのは同様である。
【００１６】
図３は本発明の第３の実施の形態で、本発明の請求項２に記載の発明の具体的構成である。
図３において７は単位変換器３A,３Bの各相の出力を並列接続するリアクトルであり、それぞれ一つの鉄心に各変換器出力の巻線を巻いた構成である。リアクトル７の一例を図４に示す。図４のリアクトルにおいては単位変換器３Aの負荷電流i_a1による磁束φ₁と単位変換器３Ｂの負荷電流i_a2による磁束φ₂がほぼ打ち消し合うので、変換器間の横流i_a1−i_a2の最大値を考慮して鉄心を設計することができ、図１の実施例のリアクトル７A,7Bに比べて小型かつ経済的なリアクトルとすることができる。
【００１７】
図５に本発明の第４の実施の形態を示す。
各単位変換器の双方向スイッチに一つの制御装置から全く同じゲート信号を与えたとしても、各スイッチ素子の順方向電圧ドロップのばらつき，各スイッチ素子のターンオンタイム，ターンオフタイムのばらつきなどのため、単位変換器の出力電流分担にアンバランスが生じる可能性がある。本実施形態は電流バランス制御の一例である。ここでは２個の３入力２出力PWMサイクロコンバータが直流を出力している場合の電流バランス制御を扱う。
【００１８】
図５において８A, ８Bは第１の単位変換器３Aの出力電流i_P1，i_N1を検出する電流センサ，８C,８Dは第２の単位変換器３Bの出力電流i_P2，i_N2を検出する電流センサである。９Ａは加算器であり、i_P1，i_P2を加算することで多重PWMサイクロコンバータ全体の出力電流i_dcを算出する。１０Ａは減算器で、電流指令i_dc ^*と出力電流i_dcの差を演算する。減算器１０Ａの出力は電流制御増幅器１１に入力され、変換器全体に対する電圧指令v^*が出力される。１０Ｂは第１の変換器のP側出力電流i_P1と第２の変換器のP側出力電流i_P2の差Δi_Pを算出する減算器，１０Ｃは第１の変換器のN側出力電流i_N1と第２の変換器のN側出力電流i_N2の差Δi_Nを算出する減算器である。
【００１９】
１２Ａ，１２Ｂはスイッチ選択ロジック１３により制御されるスイッチで、コンプリメンタリに動作する。スイッチ１２Ａ＝ON，スイッチ１２Ｂ＝OFFの場合は
Δi＝Δi_P
となり、スイッチ１２Ａ＝OFF，スイッチ１２Ｂ＝ONの場合は
Δi＝Δi_N
となる。１４は電流偏差増幅器であり、電流偏差Δiを入力とし、電圧補正指令Δv^*を出力する。１０Ｄ，９Bはそれぞれ減算器，加算器であり、電圧指令v^*が式
v₁ ^*＝v^*−Δv^*
v₂ ^*＝v^*+Δv^*
により補正され、第１の変換器に対する電圧指令v₁ ^*，第２の変換器に対する電圧指令v₂ ^*が得られる。電圧指令v₁ ^*，v₂ ^*はそれぞれPWMロジック１５A，１５Bに入力され、変換器３A，３Bの双方向スイッチに対するゲート信号がPWMロジック１５A，１５Bから供給される。
【００２０】
ここでスイッチ選択ロジック１３の動作の詳細を解説しておく。３入力２出力のPWMサイクロコンバータ３A，３Bは出力電圧指令と入力電流指令に応じて下記の６種のどれかでパルス幅変調される。
（１）A₁ ⁺＝ON，B₁ ⁺＝C₁ ⁺＝OFF，A₁ ^-，B₁ ^-，C₁ ^-に時間を配分しPWM
（各時刻で一つがON，残り二つがOFF）
A₂ ⁺＝ON，B₂ ⁺＝C₂ ⁺＝OFF，A₂ ^-，B₂ ^-，C₂ ^-に時間を配分しPWM
（２）C₁ ^-＝ON，A₁ ^-＝B₁ ^-＝OFF，A₁ ⁺，B₁ ⁺，C₁ ⁺に時間を配分しPWM
C₂ ^-＝ON，A₂ ^-＝B₂ ^-＝OFF，A₂ ⁺，B₂ ⁺，C₂ ⁺に時間を配分しPWM
（３）B₁ ⁺＝ON，A₁ ⁺＝C₁ ⁺＝OFF，A₁ ^-，B₁ ^-，C₁ ^-に時間を配分しPWM
B₂ ⁺＝ON，A₂ ⁺＝C₂ ⁺＝OFF，A₂ ^-，B₂ ^-，C₂ ^-に時間を配分しPWM
（４）A₁ ^-＝ON，B₁ ^-＝C₁ ^-＝OFF，A₁ ⁺，B₁ ⁺，C₁ ⁺に時間を配分しPWM
A₂ ^-＝ON，B₂ ^-＝C₂ ^-＝OFF，A₂ ⁺，B₂ ⁺，C₂ ⁺に時間を配分しPWM
（５）C₁ ⁺＝ON，A₁ ⁺＝B₁ ⁺＝OFF，A₁ ^-，B₁ ^-，C₁ ^-に時間を配分しPWM
C₂ ⁺＝ON，A₂ ⁺＝B₂ ⁺＝OFF，A₂ ^-，B₂ ^-，C₂ ^-に時間を配分しPWM
（６）B₁ ^-＝ON，A₁ ^-＝C₁ ^-＝OFF，A₁ ⁺，B₁ ⁺，C₁ ⁺に時間を配分しPWM
B₂ ^-＝ON，A₂ ^-＝C₂ ^-＝OFF，A₂ ⁺，B₂ ⁺，C₂ ⁺に時間を配分しPWM
【００２１】
（１），（３），（５）の場合、P側のリアクトル７A，７Cは交流入力の同じ相に接続されるので、これらのPWMが行われている期間は電流値i_P1，i_P2は増減しない。N側のリアクトル７B，７Ｄに印加される平均電圧はそれぞれA₁ ^-，B₁ ^-，C₁ ^-に配分する時間、A₂ ^-，B₂ ^-，C₂ ^-に配分する時間により調節可能であり、Δi_N＝i_N1−i_N2を小さくする方向に制御できる。この期間ではスイッチ選択ロジック１３はスイッチ１２Ｂを選択し、Δi＝Δi_Nとする。
【００２２】
一方，（２），（４），（６）の場合，N側リアクトル７B，７Ｄは交流入力の同じ相に接続されるので、これらのPWMが行われている期間は電流値i_N1，i_N2は増減しない。P側のリアクトル７A，７Cに印加される平均電圧はそれぞれA₁ ⁺，B₁ ⁺，C₁ ⁺に配分する時間、A₂ ⁺，B₂ ⁺，C₂ ⁺に配分する時間により調節可能であり、Δi_P＝i_P1−i_P2を小さくする方向に制御できる。この期間ではスイッチ選択ロジック1３はスイッチ1２Aを選択し、Δi＝Δi_Pとする。
【００２３】
このように本実施例ではPWMスイッチングに応じ、N側リアクトル電流が増減しない期間ではP側電流偏差Δi_Pを電流偏差増幅器１４に接続し、P側リアクトル電流が増減しない期間ではN側電流偏差Δi_Nを電流偏差増幅器１４に接続して電流バランス制御を行なうので、全体としてP側，N側とも電流がバランスするように制御が行われる。
【００２４】
ここでは２多重PWMサイクロコンバータの電流バランス制御の例を述べたが、例えば３多重の場合には変換器（１）と変換器（２）の電流偏差を用いて変換器（１），変換器（２）の電圧指令を補正し、変換器（２）と変換器（３）の電流偏差を用いて変換器（２），変換器（３）の電圧指令を補正することができる。さらに、変換器（３）と変換器（１）の電流偏差を用いて変換器（３），変換器（１）の電圧指令の補正を付加する実施例も可能である。
多重数が３を越えるときも、変換器（ｋ）と変換器（ｋ＋１）の電流偏差を用いて変換器（ｋ），変換器（ｋ＋１）の電圧指令を補正すれば良いのは言うまでもない。
【００２５】
また、三相出力の場合の多重ＰＷＭサイクロコンバータの制御方法について、図９から図１５を用いて本発明の実施の形態を詳細に説明する。
図９に本発明の第５の実施の形態を示す。図９において３Ａ，３Ｂは三相出力ＰＷＭサイクロコンバータ，４は負荷，７Ａ，７Ｂは並列結合のためのリアクトル，８Ａ，８Ｂは各変換器の出力電流を検出する電流センサ，１６Ａは変換器３Ａの零相電流
i_z1＝i_a1+i_b1+i_c1
を算出する零相電流検出器，１６Ｂは変換器３Ｂの零相電流
i_z2＝i_a2+i_b2+i_c2
を算出する零相電流検出器，１０Ａは単位変換器間の零相電流偏差
δi_z＝i_z1−i_z2
を検出する減算器，１７は零相電流偏差を減少する方向に制御するための零相電流補正コントローラであり、例えばゲイン要素が用いられる。１８は多重ＰＷＭサイクロコンバータ全体に対する電圧指令v_a ^*，v_b ^*，v_c ^*を発生する電圧指令信号発生器である。
【００２６】
１０Ｂ，１０Ｃ，１０Ｄは零相電流偏差コントローラ１７の出力を用いて変換器全体に対する電圧指令を補正して変換器３Ａに対する電圧指令v_a1 ^*，v_b1 ^*,v_c1 ^*を発生する減算器，９Ａ，９Ｂ，９Ｃは零相電流偏差コントローラ１７の出力を用いて変換器全体に対する電圧指令を補正して変換器３Ｂに対する電圧指令v_a2 ^*，v_b2 ^*，v_c2 ^*を発生する加算器，１９Ａは電圧指令v_a1 ^*，v_b1 ^*,v_c1 ^*に基づいて変換器３Ａの半導体スイッチへのＯＮ／ＯＦＦ指令を発生するパルス幅変調器，１９Ｂは電圧指令v_a2 ^*，v_b2 ^*，v_c2 ^*に基づいて変換器３Ｂの半導体スイッチへのＯＮ／ＯＦＦ指令を発生するパルス幅変調器である。
【００２７】
本実施形態では、各単位変換器の零相電流を検出し、変換器間の零相電流偏差に応じて各単位変換器への電圧指令一式を増減させるので、零相電流が累積することなく、安定した運転が可能となる。
【００２８】
次に，第６の実施の形態を説明する前に，関連するPWMの一手法を説明しておく。（本手法は文献
[1]小山，夏，樋口，黒木，山田，古賀，「ＰＷＭサイクロコンバータのＶＶＶＦオンライン制御」，電気学会論文誌Ｄ，Vol.116-D，No.6, pp.644-651, 1996[2]S.Ishii, E. Yamamoto, H.Hara, E.Watanabe, A.M.Hava, and X.Xia, ” A Vector Controlled High Performance Matrix Converter Induction Motor Drive”, Conference record of IPEC-Tokyo, pp. 235-240, April, 2000に基づいている）
【００２９】
図６に示した単機PWMサイクロコンバータにおいて、ある時刻の交流入力電圧E_R，E_S，E_Tを値の大きい順に並べてE_max，E_mid，E_minとする。また、出力すべき電圧V_a，V_b，V_cについても大きい順に並べてV_max，V_mid，V_minとする。
９つの双方向スイッチの各スイッチは入力側のどれかの相と接続されており、同時に出力側のどれかの相と接続されている。例えば、入力側はE_maxの相，出力側はV_maxの相に接続されているスイッチをS₁，入力側はE_mid，出力側はV_maxのスイッチをS₂，．．．のように仮称すると、図６は図１６のように描き替えることができる。
【００３０】
一方、交流入力１サイクルを図１７のように１２個の区間に分割し、表１のようにベース電圧E_baseを決めておく。
【表１】

キャリア周期１区間におけるスイッチングパターンを下記のように決める。
（１）E_base＝E_minの場合
キャリア周期T_cにわたってスイッチS₇とS₈はＯＦＦ，S₉はＯＮである。スイッチS₁〜S₆は図１８のようにスイッチングされる。
（２）E_base＝E_maxの場合
キャリア周期T_cにわたってスイッチS₁はＯＮ，S₂とS₃はＯＦＦである。スイッチS₄〜S₉は図１９のようにスイッチングされる。
【００３１】
各パルスへの時間配分は下記の式で計算される。
【数１】

【数２】

【数３】

【数４】

【数５】

【数６】

【数７】

【数８】

【数９】

【数１０】

【数１１】

【００３２】
本PWM手法は電圧形インバータで広く知られている２アーム変調と同様、一定期間一つの相のスイッチング状態を固定しておき、残りの二相でスイッチングすることで出力線間電圧を制御する点に特徴がある。
【００３３】
さて、本発明の第６の実施の形態では、多重並列PWMサイクロコンバータの各変換器にこのPWM手法を適用する場合に対応した零相電流バランス手法を提案する。図１０を用いて説明する。図１０において、２０は電圧指令発生器１８が発する電圧指令v_a ^*，v_b ^*，v_c ^*を値の大きい順に並べ替えてV_max，V_mid,V_minを出力するソータ，２１は式（６），（７）によってΔV_max，ΔV_midを算出する線間電圧指令演算器，１０Ａ，１０Ｂは零相電流コントローラ１７の出力を用いて線間電圧指令を補正し、第１の単位変換器への電圧指令を出力する減算器，９Ａ，９Ｂは零相電流コントローラ１７の出力を用いて第２の単位変換器への電圧指令を補正する加算器である。
【００３４】
１９Ａ，１９Ｂはそれぞれ第１，第２の単位変換器の出力パルスを決定し、単位変換器３Ａ及び３Ｂへのスイッチング信号を発生するパルス幅変調器である。１９Ａでは
【数１２】

【数１３】

【数１４】

などの計算を行い、１９Ｂでは
【数１５】

【数１６】

【数１７】

などの計算を行ってパルス幅変調を実行する。
本実施形態においても、単位変換器間の零相電流偏差に応じて各変換器への電圧指令を補正するのは第５の実施形態と同様であり、電流アンバランスを少なくし、安定した運転が可能になる。
【００３５】
次に、本発明の第７の実施の形態を図１１を用いて説明する。
図１１において、９は変換器３Ａの出力電流と変換器３Ｂの出力電流を相毎に加算し、多重変換器全体の出力電流を算出する加算器，２２Ａは式
【数１８】

を用いて三相電流i_a,i_b,i_c を直交静止座標系の二相電流i_x,i_yに変換する三相／二相変換器，２３Ａは式
【数１９】

を用いて二相電流i_x，i_yをｄ軸ｑ軸電流i_d，i_qに変換する回転座標変換器，２２Ｂは変換器３Ａの出力電流i_a1，i_b1，i_c1 を二相電流i_x1，i_y1に変換する三相／二相変換器，２２Ｃは変換器３Ｂの出力電流i_a2，i_b2，i_c2を二相電流i_x2，i_y2に変換する三相／二相変換器，２３Ｂは二相電流i_x1，i_y1をｄｑ軸電流i_d1，i_q1に変換する回転座標変換器，２３Ｃは二相電流i_x2，i_y2をｄｑ軸電流i_d2，i_q2に変換する回転座標変換器である。１０Ａ，１０Ｂはそれぞれ単位変換器間のｄ軸及びｑ軸電流の差を算出する減算器，２５Ａ，２５Ｂはそれぞれｄ軸及びｑ軸電流偏差補正コントローラである。
【００３６】
１０Ｃはｄ軸電流制御増幅器１１Ａの出力するｄ軸電圧指令v_d ^*をｄ軸電流偏差補正コントローラ２５Ａの出力を用いて補正し，第１の変換器へのｄ軸電圧指令v_d1 ^*を出力する減算器，９Ａは同様に第２の変換器へのｄ軸電圧指令v_d2 ^*を出力する加算器，１０Ｅはｑ軸電流制御増幅器１１Ｂの出力するｑ軸電圧指令v_q ^*をｑ軸電流偏差補正コントローラ２５Ｂの出力を用いて補正し、第１の変換器へのｑ軸電圧指令v_q1 ^*を発生する減算器，９Ｂは同様に第２の変換器へのｑ軸電圧指令v_q2 ^*を発生する加算器、１０Ｆはｄ軸電流指令ｉｄ^*とｄ軸ｉｄからｄ軸電流偏差を演算する減算器、１０Ｇはｑ軸電流指令ｉｑ^*とｑ軸電流ｉｑからｑ軸電流偏差を演算する減算器である。
【００３７】
２４Ａは式
【数２０】

を用いてｄｑ軸電圧指令v_d1 ^*,v_q1 ^*を直交静止座標系上の電圧指令v_x1 ^*,v_y1 ^*に変換する逆回転座標変換器，２４Ｂは同様にｄｑ軸電圧指令v_d2 ^*,v_q2 ^*を直交静止座標系上の電圧指令v_x2 ^*,v_y2 ^*に変換する逆回転座標変換器，２２Ｄは式
【数２１】

を用いて直交静止座標系電圧指令v_x1 ^*，v_y1 ^*を三相電圧指令v_a1 ^*，v_b1 ^*，v_c1 ^*に変換する二相／三相変換器，２２Ｅは同様にv_x2 ^*，v_y2 ^*をv_a2 ^*，v_b2 ^*，v_c2 ^*に変換する二相／三相変換器である。
【００３８】
本実施形態では、各単位変換器のｄ軸電流，ｑ軸電流を検出し、その偏差に応じて各変換器のｄ軸電圧指令，ｑ軸電圧指令を補正するので、特定の変換器に偏って負荷がかかることなく、多重PWMサイクロコンバータを安定して動かすことができる。
【００３９】
第８の実施の形態を説明する前に、零相電流と三相／二相変換の関係について述べる。
もともと、式（２１）を用いて三相／二相変換を行う場合には三相電流の和，すなわち零相電流は０の前提があるのが普通である。信号に直流分が混じっている場合、その信号を三相／二相変換及びθ＝ωtを用いた回転座標変換を行っても、角周波数ωの成分を正しく検出できていない可能性がある。一方、
i_z1＝i_a1+i_b1+i_c1
に対し、各相電流を補正した
【数２２】

【数２３】

【数２４】

を考えると、
i_a1'₊i_b1'₊i_c1'＝0
である。直流分を除去した三相信号に対して三相／二相変換及び回転座標変換を行うのが望ましい。第８の実施の形態は以上の議論に基づくものである。
【００４０】
以下，図１２を用いて第８の実施の形態を説明する。図１２において２６Ａは加算器１６Ａが算出した変換器３Ａの零相電流i_z1を１／３倍するゲインである。同様に、２６Ｂは加算器１６Ｂが算出した変換器３Ｂの零相電流i_z2を１／３倍するゲインである。１０Ｈ，１０Ｉ，１０Ｊはゲイン２６Ａの出力を用いて変換器３Ａの出力電流信号を補正する減算器，１０Ｋ，１０Ｌ，１０Ｍはゲイン２６Ｂの出力を用いて変換器３Ｂの出力電流信号を補正する減算器である。２２Ｆ，２２Ｇはそれぞれ
【数２５】

【数２６】

によって変換を行う三相／二相変換器である。
本実施形態においても、以後各変換器の電流の回転座標変換を行い、ｄ軸ｑ軸それぞれの電流偏差に応じてｄ軸ｑ軸電圧指令を補正するのは第７の実施形態と同様である。
【００４１】
以上、第５，第６の実施の形態では零相電流の偏差を補正する例を述べ、第７，第８の実施の形態ではｄ軸電流，ｑ軸電流の偏差を補正する例を述べたが、両者を組み合わせることができるのは言うまでもない。
【００４２】
以下，図１３，図１４を用いて第９の実施の形態を説明する。
図１３において１９は減算器１０が出力する零相電流偏差δi_ｚ，及び三相／二相変換器２２Ｄ，２２Ｅが出力する電圧指令v_a1 ^*，v_b1 ^*，v_c1 ^*，v_a2 ^*，v_b2 ^*，v_c2 ^*を入力とし、変換器３Ａ，３Ｂのスイッチング指令を出力するパルス幅変調器であり、その詳細を図１４に示す。図１４において２０Ａは電圧指令v_a1 ^*，v_b1 ^*，v_c1 ^*を値の大きい順に並べ替え、V_max1,V_mid1,V_min1を出力するソータ，２０Ｂは電圧指令v_a2 ^*,v_b2 ^*,v_c2 ^*を並べ替え、V_max2,V_mid2,V_min2を出力するソータである。
【００４３】

【００４４】
本実施形態においては零相電流，ｄ軸電流，ｑ軸電流のすべてについて単位変換器間の電流アンバランスを少なくするように制御されるので、特定の単位変換器に電流が偏ることなく安定した運転が可能である。
【００４５】
また、以上説明した実施の形態では単位変換器２個による多重PWMサイクロコンバータの例を述べてきたが、単位変換器３個以上の例においても、ｋ番目の変換器の電流とｋ＋１番目の変換器の電流の偏差に応じてｋ番目の変換器の電圧指令とｋ＋１番目の変換器の電圧指令を補正すれば良いのは言うまでもない。
【００４６】
次に図１５を用いて本発明の第１０の実施の形態を説明する。本実施形態は３多重ＰＷＭサイクロコンバータにおいて、各変換器電流と平均電流との差を用いて電圧指令を補正する例である。
また、図１５は２本または３本のケーブルあるいは信号を１本の線で表した、いわゆる単線結線図である。 図１５において３Ｃは第３の単位変換器，７Ａ，７Ｂ，７Ｃは単位変換器３Ａ，３Ｂ，３Ｃの出力を並列結合するための三相リアクトル，８Ａ，８Ｂ，８Ｃは各単位変換器のａ，ｂ，ｃ相出力電流を検出する電流センサ，９は相毎に変換器出力電流の和
i_a＝i_a1+i_a2+i_a3
i_b＝i_b1+i_b2+i_b3
i_c＝i_c1+i_c2+i_c3
を求める加算器，２２Ｇは単位変換器３Ｃの三相出力電流信号i_a3，i_b3，i_c3から直交静止座標系での電流信号i_x3，i_y3を算出する三相／二相変換器，２３Ｄはi_x3，i_y3からi_d3，i_q3を算出する回転座標変換器である。
【００４７】
１０は電流制御偏差
i_{d_err}＝ i_d ^*−i_d
i_{q_err}＝ i_q ^*−i_q
を求める減算器，２７は電流制御偏差を入力とし、変換器全体の電圧指令v_d ^*，v_q ^*を出力する電流制御コントローラ，２６はｄ軸ｑ軸電流の平均値
【数２７】

【数２８】

を求めるためのゲイン，１０Ａ，１０Ｂ，１０Ｃはそれぞれ単位変換器の電流と平均電流の差電流を求める減算器，２８Ａ，２８Ｂ，２８Ｃはそれぞれ差電流を増幅する電流バランスコントローラ，１０Ｄ，１０Ｅ，１０Ｆは各変換器の電流バランスコントローラ２８Ａ，２８Ｂ，２８Ｃの出力を用いて変換器全体の電圧指令v_d ^*，v_q ^*を補正し、各変換器への電圧指令v_d1 ^*，v_q1 ^*，v_d2 ^*，v_q2 ^*，v_d3 ^*，v_q3 ^*を出力する減算器，２４Ｃは変換器３Ｃへの電圧指令v_d3 ^*，v_q3 ^*を直交静止座標系上の電圧指令v_x3 ^*,v_y3 ^*に変換する逆回転座標変換器，２２Hはv_x3 ^*,v_y3 ^*を三相電圧指令v_a3 ^*,v_b3 ^*,v_c3 ^*に変換する二相／三相変換器，１９Ｃは変換器３Ｃのスイッチング信号を発生するパルス幅変調器である。
本実施形態においては各単位変換器の出力電流が平均電流からずれないように電圧指令を補正するので、やはり電流バランスが保たれ、安定した運転が可能となる。
【００４８】
ここではｄ軸ｑ軸電流について各変換器電流と平均電流の差を用いる例を述べたが、零相電流についても各変換器零相電流と、全体の零相電流平均値との差を用いる例があり得ることは言うまでもない。また、零相，ｄ軸，ｑ軸の全てについて同様にしてバランス制御を行う例があり得ることも言うまでもない。
【００４９】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、複数のPWMサイクロコンバータをリアクトルで並列することにより大容量の変換器を構成できるので、直流リンクが不要，電源側力率１，回生可能などの種々の特長を持つ大容量PWMサイクロコンバータを構成できる。
【００５０】
また、単位変換器間の電流偏差もしくは変換器全体の平均電流からの各単位変換器の電流偏差に応じて各変換器への電圧指令を補正するので、特定の変換器に負荷が偏ることなく、大容量のＰＷＭサイクロコンバータを安定して運転することができる。容量範囲の拡大により、コンパクト，回生可能，省エネ，高入力力率，低高調波などの特長を持つＰＷＭサイクロコンバータの適用範囲を広げることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態を示す図。
【図２】本発明の第２の実施の形態を示す図。
【図３】本発明の第３の実施の形態を示す図。
【図４】本発明の第３の実施の形態に用いる鉄心共有リアクトルの構成を示す図。
【図５】本発明の第４の実施の形態を示す図。
【図６】単一のPWMサイクロコンバータを示す図。
【図７】図６のPWMサイクロコンバータに用いられる双方向スイッチの構成の一例を示す図。
【図８】PWMコンバータ／PWMインバータを示す図。
【図９】本発明の第５の実施の形態を示す図。
【図１０】本発明の第６の実施の形態を示す図。
【図１１】本発明の第７の実施の形態を示す図。
【図１２】本発明の第８の実施の形態を示す図。
【図１３】本発明の第９の実施の形態を示す図。
【図１４】本発明の第９の実施の形態を示す図。
【図１５】本発明の第１０の実施の形態を示す図。
【図１６】ＰＷＭサイクロコンバータのＰＷＭ手法の一例を示す図。
【図１７】ＰＷＭサイクロコンバータのＰＷＭ手法の一例を示す図。
【図１８】ＰＷＭサイクロコンバータのＰＷＭ手法の一例を示す図。
【図１９】ＰＷＭサイクロコンバータのＰＷＭ手法の一例を示す図。
【符号の説明】
１ 三相交流電源
２ フィルタ
３，３A,３B,３C PWMサイクロコンバータ（変換器）
４，４A 負荷
５ IGBT
６ ダイオード
７，７Ａ，７Ｂ，７Ｃ，７Ｄ リアクトル
８A，８Ｂ，８Ｃ，８Ｄ 電流センサ
９，９Ａ，９Ｂ，９Ｃ 加算器
１０，１０Ａ，１０Ｂ，１０Ｃ，１０Ｄ，１０Ｅ，１０Ｆ，１０Ｇ，１０Ｈ，１０Ｉ，１０Ｊ，１０Ｋ，１０Ｌ，１０Ｍ 減算器
１１,１１Ａ，１１Ｂ 電流制御増幅器
１２A,１２B スイッチ
１３ スイッチ選択ロジック
１４ 電流偏差増幅器
１５A,１５B ＰＷＭロジック
１６A,１６B 加算器
１７ 零相電流補正コントローラ
１８ 電圧指令信号発生器
１９，１９A,１９B，１９Ｃ，１９Ｄ パルス幅変調器
２０，２０Ａ，２０Ｂ ソータ
２１，２１Ａ，２１Ｂ 線間電圧指令演算器
２２Ａ，２２Ｂ，２２Ｃ，２２Ｆ，２２Ｇ 三相／二相変換器
２２Ｄ，２２Ｅ，２２Ｈ 二相／三相変換器
２３Ａ，２３Ｂ，２３Ｃ 回転座標変換器
２４Ａ，２４Ｂ，２４Ｃ 逆回転座標変換器
２５Ａ，２５Ｂ 電流偏差補正コントローラ
２６，２６Ａ，２６Ｂ ゲイン
２７ 電流制御コントローラ
２８Ａ，２８Ｂ，２８Ｃ 電流バランスコントローラ

Claims (4)

1. 複数のＰＷＭサイクロコンバータの出力をリアクトルを介して並列結合した三相出力多重変換器において、各単位変換器の出力電流に対して零相分電流を検出し、単位変換器間の零相分電流偏差に応じて，もしくは各単位変換器の零相分電流値に応じて各単位変換器への電圧指令を補正することを特徴とする多重ＰＷＭサイクロコンバータ。
2. 複数のＰＷＭサイクロコンバータの出力をリアクトルを介して並列結合した三相出力多重変換器において、各単位変換器の出力電流に対して三相／二相変換及び回転座標変換を行い、単位変換器間のｄ軸電流偏差及びｑ軸電流偏差に応じて各単位変換器に対するｄ軸電圧指令，ｑ軸電圧指令を補正することを特徴とする多重ＰＷＭサイクロコンバータ。
3. 複数のＰＷＭサイクロコンバータの出力をリアクトルを介して並列結合した三相出力多重変換器において、各単位変換器の出力電流に対して三相／二相変換及び回転座標変換を行い、各単位変換器のｄ軸電流と変換器全体のｄ軸平均電流との差、及び各単位変換器のｑ軸電流と変換器全体のｑ軸平均電流との差に応じて各単位変換器に対するｄ軸電圧指令，ｑ軸電圧指令を補正することを特徴とする多重ＰＷＭサイクロコンバータ。
4. 請求項２または請求項３に記載の多重ＰＷＭサイクロコンバータにおいて、さらに各単位変換器の出力電流の零相分を検出し、零相分の３分の１を各相出力電流から減じて補正した出力電流に対して三相／二相変換及び回転座標変換を行うことを特徴とする多重ＰＷＭサイクロコンバータ。

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