JP3426939B2 - 自励式電流形電力変換装置の制御装置 - Google Patents
自励式電流形電力変換装置の制御装置Info
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
- H02M7/49—Combination of the output voltage waveforms of a plurality of converters
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
- Rectifiers (AREA)
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、自励式電流型電力
変換装置の制御装置に関する。
変換装置の制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】図１５は従来の自励式電流形電力変換器
の主回路構成図である。図１５において、１０１は交流
負荷、１０２〜１０４はコンデンサである。１０５〜１
０８は直流電力を交流電力に変換する単位変換器（以下
単に変換器と記す）で、それぞれの交流端子を共通にし
て交流負荷１０１に接続し、並列運転を行うものとす
る。
の主回路構成図である。図１５において、１０１は交流
負荷、１０２〜１０４はコンデンサである。１０５〜１
０８は直流電力を交流電力に変換する単位変換器（以下
単に変換器と記す）で、それぞれの交流端子を共通にし
て交流負荷１０１に接続し、並列運転を行うものとす
る。
【０００３】又、コンデンサ１０２〜１０４は、変換器
１０５〜変換器１０８のスイッチングサージを吸収する
ために用いられる。１０９〜１３２は変換器１０５〜変
換器１０８を構成する自己消弧形スイッチング素子であ
る。以下、自己消弧形スイッチング素子としてゲートタ
ーンオフサイリスタ（以下単にＧＴＯと記す）を用いる
場合について説明する。
１０５〜変換器１０８のスイッチングサージを吸収する
ために用いられる。１０９〜１３２は変換器１０５〜変
換器１０８を構成する自己消弧形スイッチング素子であ
る。以下、自己消弧形スイッチング素子としてゲートタ
ーンオフサイリスタ（以下単にＧＴＯと記す）を用いる
場合について説明する。
【０００４】１３３〜１４０は直流電流を平滑する直流
リアクトル、１４１〜１４４は直流電源である。直流電
源１４１〜直流電源１４４はそれぞれの直流電流を制御
する機能を有し、それぞれの直流電流は等しく制御され
ているものとする。
リアクトル、１４１〜１４４は直流電源である。直流電
源１４１〜直流電源１４４はそれぞれの直流電流を制御
する機能を有し、それぞれの直流電流は等しく制御され
ているものとする。
【０００５】図１６は、図１５の電力変換装置を制御す
る従来の制御回路の構成図である。図１６において、１
４９は変換器１０５〜変換器１０８の電流指令値発生回
路、５０は位相検出回路、１５１は三角波発生器、１５
２は比較器、１５３は変換器１０５〜変換器１０８の交
流電流の出力指令を発生する論埋回路である。
る従来の制御回路の構成図である。図１６において、１
４９は変換器１０５〜変換器１０８の電流指令値発生回
路、５０は位相検出回路、１５１は三角波発生器、１５
２は比較器、１５３は変換器１０５〜変換器１０８の交
流電流の出力指令を発生する論埋回路である。
【０００６】図１７は図１６に示す従来の制御回路で、
図１５の電力変換装置を制御した場合の波形図である。
以下、図１５〜図１７を参照しながら従来の電力変換装
置の制御装置の作用を説明する。電流指令値発生回路１
４９は、交流電流の振幅指令値（１）と位相角指令値を
発生し、振幅指令値（１）は比較器１５２に与えられ
る。
図１５の電力変換装置を制御した場合の波形図である。
以下、図１５〜図１７を参照しながら従来の電力変換装
置の制御装置の作用を説明する。電流指令値発生回路１
４９は、交流電流の振幅指令値（１）と位相角指令値を
発生し、振幅指令値（１）は比較器１５２に与えられ
る。
【０００７】位相角指令値は位相検出回路１５０と三角
波発生器１５１に与えられる。信号（２）〜（５）は三
角波発生器１５１の出力信号で、位相角指令値の６０゜
を周期とする三角波とする。また、三角波（２）に対し
て三角波（３）〜（５）はそれぞれ１５゜づつ位相が遅
れているものとする。比較器１５２は、振幅指令値
（１）と三角波（２）〜（５）を比較し、三角波より振
幅指令値が大きい範囲を交流電流の出力指令とする。こ
の出力指令を論理回路１５３に加え、位相検出回路１５
０の出力により位相弁別して各変換器の交流電流の出力
指令を発生する。
波発生器１５１に与えられる。信号（２）〜（５）は三
角波発生器１５１の出力信号で、位相角指令値の６０゜
を周期とする三角波とする。また、三角波（２）に対し
て三角波（３）〜（５）はそれぞれ１５゜づつ位相が遅
れているものとする。比較器１５２は、振幅指令値
（１）と三角波（２）〜（５）を比較し、三角波より振
幅指令値が大きい範囲を交流電流の出力指令とする。こ
の出力指令を論理回路１５３に加え、位相検出回路１５
０の出力により位相弁別して各変換器の交流電流の出力
指令を発生する。
【０００８】即ち、（６）は変換器１０５のＵ相出力指
令、（７）は変換器１０５のＸ相出力指令、（８）は変
換器１０６のＵ相出力指令、（９）は変換器１０６のＸ
相出力指令、（１０）は変換器１０７のＵ相出力指令、
（１１）は変換器１０７のＸ相出力指令、（１２）は変
換器１０８のＵ相出力指令、（１３）は変換器１０８の
Ｘ相出力指令である。
令、（７）は変換器１０５のＸ相出力指令、（８）は変
換器１０６のＵ相出力指令、（９）は変換器１０６のＸ
相出力指令、（１０）は変換器１０７のＵ相出力指令、
（１１）は変換器１０７のＸ相出力指令、（１２）は変
換器１０８のＵ相出力指令、（１３）は変換器１０８の
Ｘ相出力指令である。
【０００９】以上の出力指令に基づいて、変換器１０５
〜変換器１０８のＧＴＯをオンオフ制御することによ
り、Ｕ相出力電流として（１４）に示す波形の電流が得
られる。Ｖ相，Ｗ相についても、Ｕ相に対してそれぞれ
１２０゜づつ位相を遅らせることによって同様の制御を
行う。
〜変換器１０８のＧＴＯをオンオフ制御することによ
り、Ｕ相出力電流として（１４）に示す波形の電流が得
られる。Ｖ相，Ｗ相についても、Ｕ相に対してそれぞれ
１２０゜づつ位相を遅らせることによって同様の制御を
行う。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】以上述べたように、変
換器１０５〜変換器１０８の交流端子を並列に接続して
ＧＴＯの通電位相を１５゜づつ遅らせて運転した場合、
各変換器出力電流の合成値の波形は図１７の（１４）に
示すように台形波状になり、５次、７次の低次の高調波
を含んだ波形となる。
換器１０５〜変換器１０８の交流端子を並列に接続して
ＧＴＯの通電位相を１５゜づつ遅らせて運転した場合、
各変換器出力電流の合成値の波形は図１７の（１４）に
示すように台形波状になり、５次、７次の低次の高調波
を含んだ波形となる。
【００１１】また、図１５の自励式電流形電力変換装置
は、任意の位相で転流できるため、有効電力および無効
電力は独立して制御ができるが、ＧＴＯ等の自己消弧形
スイッチング素子にあっては、図３（ａ），（ｂ），
（ｃ）に示すように最小ＯＮ時間（または最小ＯＦＦ時
間）を確保しなければならない。そのため、最小確保時
間以下のパルスを出力することができず、図３（ｄ）の
運転不可能領域［０ＰＵ（ゼロ パー ユニットの略）
付近］の電力を出力することができない。
は、任意の位相で転流できるため、有効電力および無効
電力は独立して制御ができるが、ＧＴＯ等の自己消弧形
スイッチング素子にあっては、図３（ａ），（ｂ），
（ｃ）に示すように最小ＯＮ時間（または最小ＯＦＦ時
間）を確保しなければならない。そのため、最小確保時
間以下のパルスを出力することができず、図３（ｄ）の
運転不可能領域［０ＰＵ（ゼロ パー ユニットの略）
付近］の電力を出力することができない。
【００１２】本発明は、小電力出力時でも出力電流の高
調波が増加せず、０ＰＵ付近の小電力領域を出力でき、
また定常運転時のスイッチング損失を低減できる自励式
電流形電力変換装置の制御装置を提供することを目的と
する。
調波が増加せず、０ＰＵ付近の小電力領域を出力でき、
また定常運転時のスイッチング損失を低減できる自励式
電流形電力変換装置の制御装置を提供することを目的と
する。
【００１３】
【課題を解決するための手段】前記目的を達成するた
め、請求項１に対応する発明は、複数の自己消弧形スイ
ッチング素子をブリッジ接続してなり交流電力を直流電
力に、または直流電力を交流電力に変換するｎ個（ｎ＝
２の倍数）の電流形電力変換器を備え、該電力変換器を
２群に分け、各群毎に各電力変換器の交流電力を制御す
る電力制御回路を設け、該各電力制御回路の入力側には
有効電力指令値および前記電力変換器全体の無効電力指
令値をそれぞれ入力すると共に、前記無効電力指令値の
うちの一方に正の任意の無効電力シフト値（＋Ｑ）を加
え、前記無効電力指令値のうちの他方に負の任意の無効
電力シフト値（−Ｑ）を出力させ、該両方の無効電力シ
フト値が打ち消し合うように構成したことを特徴とする
自励式電流形電力変換装置の制御装置である。
め、請求項１に対応する発明は、複数の自己消弧形スイ
ッチング素子をブリッジ接続してなり交流電力を直流電
力に、または直流電力を交流電力に変換するｎ個（ｎ＝
２の倍数）の電流形電力変換器を備え、該電力変換器を
２群に分け、各群毎に各電力変換器の交流電力を制御す
る電力制御回路を設け、該各電力制御回路の入力側には
有効電力指令値および前記電力変換器全体の無効電力指
令値をそれぞれ入力すると共に、前記無効電力指令値の
うちの一方に正の任意の無効電力シフト値（＋Ｑ）を加
え、前記無効電力指令値のうちの他方に負の任意の無効
電力シフト値（−Ｑ）を出力させ、該両方の無効電力シ
フト値が打ち消し合うように構成したことを特徴とする
自励式電流形電力変換装置の制御装置である。
【００１４】請求項１に対応する発明によれば、Ａ群で
例えば無効電力シフト値（＋Ｑ）を、Ｂ群で無効電力シ
フト値（−Ｑ）を出力することで、トータルとして打ち
消し合い電力を０まで絞り込むことができる。この場
合、各電力変換器は制御率の高いところで動作するた
め、最小ＯＮ時間等のパルス確保等の制約を設ける必要
がない。
例えば無効電力シフト値（＋Ｑ）を、Ｂ群で無効電力シ
フト値（−Ｑ）を出力することで、トータルとして打ち
消し合い電力を０まで絞り込むことができる。この場
合、各電力変換器は制御率の高いところで動作するた
め、最小ＯＮ時間等のパルス確保等の制約を設ける必要
がない。
【００１５】前記目的を達成するため、請求項２に対応
する発明は、複数の自己消弧形スイッチング素子をブリ
ッジ接続してなり交流電力を直流電力に、または直流電
力を交流電力に変換するｎ個（ｎ＝２の倍数）の電流形
電力変換器を備え、該電力変換器を２群に分け、前記各
電力変換器の全直流電流値を検出し、該全直流電流値の
２分の１の値を直流電流指令値とし、前記２群に分けた
電力変換器のうちの１群の電力変換器の群直流電流値を
検出し、前記直流電流指令値と前記群直流電流値とを比
較し、この偏差を比例積分して補正値を演算し、該補正
値を有効電力指令値から減算し、また該補正値を前記有
効電力指令値に加算し、該減算値および該加算値に基づ
いてパルス幅制御を行うことにより各電力変換器群のゲ
ート信号を得るようにしたことを特徴とする自励式電流
形電力変換装置の制御装置である。
する発明は、複数の自己消弧形スイッチング素子をブリ
ッジ接続してなり交流電力を直流電力に、または直流電
力を交流電力に変換するｎ個（ｎ＝２の倍数）の電流形
電力変換器を備え、該電力変換器を２群に分け、前記各
電力変換器の全直流電流値を検出し、該全直流電流値の
２分の１の値を直流電流指令値とし、前記２群に分けた
電力変換器のうちの１群の電力変換器の群直流電流値を
検出し、前記直流電流指令値と前記群直流電流値とを比
較し、この偏差を比例積分して補正値を演算し、該補正
値を有効電力指令値から減算し、また該補正値を前記有
効電力指令値に加算し、該減算値および該加算値に基づ
いてパルス幅制御を行うことにより各電力変換器群のゲ
ート信号を得るようにしたことを特徴とする自励式電流
形電力変換装置の制御装置である。
【００１６】請求項２に対応する発明によれば、全直流
電流値と、一方の群の電力変換器の群直流電流値に基づ
き、補正値を演算し、この補正値を一方の群の電力変換
器の電流指令に加え、他方の群の電力変換器の電流指令
に減ずることで、一方および他方の群の電力変換器の間
の直流電流を平衡化できる。
電流値と、一方の群の電力変換器の群直流電流値に基づ
き、補正値を演算し、この補正値を一方の群の電力変換
器の電流指令に加え、他方の群の電力変換器の電流指令
に減ずることで、一方および他方の群の電力変換器の間
の直流電流を平衡化できる。
【００１７】前記目的を達成するため、請求項３に対応
する発明は、複数の自己消弧形スイッチング素子をブリ
ッジ接続してなり交流電力を直流電力に、または直流電
力を交流電力に変換するｎ個（ｎ＝２の倍数）の電流形
電力変換器を備え、該電力変換器を２群に分け、各電力
変換器群毎に正側スイッチング素子と負側スイッチング
素子を所定角度毎に交互に多重空間ベクトル制御を行う
自励式電流形電力変換装置の制御装置において、前記各
電力変換器の全直流電流値を検出し、該全直流電流値の
２分の１の値を直流電流指令値とし、前記２群に分けた
電力変換器のうちの１群の電力変換器の正側および負側
の群直流電流値をそれぞれ検出し、前記直流電流指令値
と前記正側の群直流電流値とを比較し、また前記直流電
流指令値と前記負側の群直流電流値とを比較し、該各偏
差をそれぞれ比例積分して正側および負側電流補正値を
演算し、前記正側スイッチング素子が動作時に前記正側
電流補正値を前記多重空間ベクトル制御を行う回路に入
力し、また前記負側スイッチング素子が動作時に前記負
側電流補正値を前記多重空間ベクトル制御を行う回路に
入力するように構成したことを特徴とする自励式電流形
電力変換装置の制御装置である。
する発明は、複数の自己消弧形スイッチング素子をブリ
ッジ接続してなり交流電力を直流電力に、または直流電
力を交流電力に変換するｎ個（ｎ＝２の倍数）の電流形
電力変換器を備え、該電力変換器を２群に分け、各電力
変換器群毎に正側スイッチング素子と負側スイッチング
素子を所定角度毎に交互に多重空間ベクトル制御を行う
自励式電流形電力変換装置の制御装置において、前記各
電力変換器の全直流電流値を検出し、該全直流電流値の
２分の１の値を直流電流指令値とし、前記２群に分けた
電力変換器のうちの１群の電力変換器の正側および負側
の群直流電流値をそれぞれ検出し、前記直流電流指令値
と前記正側の群直流電流値とを比較し、また前記直流電
流指令値と前記負側の群直流電流値とを比較し、該各偏
差をそれぞれ比例積分して正側および負側電流補正値を
演算し、前記正側スイッチング素子が動作時に前記正側
電流補正値を前記多重空間ベクトル制御を行う回路に入
力し、また前記負側スイッチング素子が動作時に前記負
側電流補正値を前記多重空間ベクトル制御を行う回路に
入力するように構成したことを特徴とする自励式電流形
電力変換装置の制御装置である。
【００１８】請求項３に対応する発明によれば、多重空
間ベクトル制御回路では、６０度毎に正側スイッチの切
換えと負側スイッチの切換えを交互に行っているので、
正側スイッチの切換え時には正側直流電流をバランスさ
せるように指令値を補正し、負側スイッチの切換え時に
は負側直流をバランスさせるように指令値を補正するこ
とで、群間の正側直流電流と負側直流電流を平衡化でき
る。
間ベクトル制御回路では、６０度毎に正側スイッチの切
換えと負側スイッチの切換えを交互に行っているので、
正側スイッチの切換え時には正側直流電流をバランスさ
せるように指令値を補正し、負側スイッチの切換え時に
は負側直流をバランスさせるように指令値を補正するこ
とで、群間の正側直流電流と負側直流電流を平衡化でき
る。
【００１９】前記目的を達成するため、請求項４に対応
する発明は、複数の自己消弧形スイッチング素子をブリ
ッジ接続してなり交流電力を直流電力に変換するコンバ
ータと、直流電力を交流電力に変換するｎ個（ｎ＝２の
倍数）のインバータ群を備え、該コンバータの直流側と
該各インバータの直流側を接続し、前記コンバータは電
流制御回路により一定直流電流制御を行い、前記インバ
ータ群は電力制御回路により電力制御を行うようにした
自励式電流形電力変換装置の制御装置において、前記イ
ンバータ群の出力である交流電力の大小に応じて、前記
コンバータの出力である直流電流を大小に補正する直流
電力補正回路を設けたことを特徴とする自励式電流形電
力変換装置の制御装置である。
する発明は、複数の自己消弧形スイッチング素子をブリ
ッジ接続してなり交流電力を直流電力に変換するコンバ
ータと、直流電力を交流電力に変換するｎ個（ｎ＝２の
倍数）のインバータ群を備え、該コンバータの直流側と
該各インバータの直流側を接続し、前記コンバータは電
流制御回路により一定直流電流制御を行い、前記インバ
ータ群は電力制御回路により電力制御を行うようにした
自励式電流形電力変換装置の制御装置において、前記イ
ンバータ群の出力である交流電力の大小に応じて、前記
コンバータの出力である直流電流を大小に補正する直流
電力補正回路を設けたことを特徴とする自励式電流形電
力変換装置の制御装置である。
【００２０】請求項４に対応する発明によればインバー
タの出力電力に応じてコンバータの直流電流を補正する
ことにより、小電力の場合には直流電流が小さく、大電
力の場合には直流電流が大きくなり、常にインバータは
高調波の少ない運転条件で運転ができ、しかも小電力領
域での運転も可能である。
タの出力電力に応じてコンバータの直流電流を補正する
ことにより、小電力の場合には直流電流が小さく、大電
力の場合には直流電流が大きくなり、常にインバータは
高調波の少ない運転条件で運転ができ、しかも小電力領
域での運転も可能である。
【００２１】
【００２２】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施形態について
図面を参照して説明する。 ＜第１の実施形態＞図１は第１の実施形態を説明するた
めのブロック図であり、従来の自励式電流形電力変換器
の制御装置に、これに有する各群の電力制御回路の入力
に、新たに任意の無効電力システム指令値（＋Ｑ），
（−Ｑ）を指定できるような設定手段（図示せず）を設
けたものである。
図面を参照して説明する。 ＜第１の実施形態＞図１は第１の実施形態を説明するた
めのブロック図であり、従来の自励式電流形電力変換器
の制御装置に、これに有する各群の電力制御回路の入力
に、新たに任意の無効電力システム指令値（＋Ｑ），
（−Ｑ）を指定できるような設定手段（図示せず）を設
けたものである。
【００２３】具体的には、複数の自己消弧形スイッチン
グ素子をブリッジ接続してなり交流電力を直流電力に、
または直流電力を交流電力に変換するｎ個（ｎ＝２の倍
数でここでは４個の場合を示している）の電流形電力変
換器例えばコンバータ１，２，３，４を備え、該コンバ
ータ１〜４をＡ群とＢ群の２群に分け、各群毎に各コン
バータ１〜４の入力側の交流電力を制御するＡ群電力制
御回路５およびＢ群電力制御回路６を設け、該各電力制
御回路５，６の入力側には有効電力指令値Ｉｄ* および
コンバータ１〜４全体の無効電力指令値Ｉｑ* をそれぞ
れ入力すると共に、無効電力指令値Ｉｑ* のうちの一方
に、加算器７により正の任意の無効電力シフト値（＋
Ｑ）を加え、また無効電力指令値Ｉｑ* のうちの他方
に、減算器８により負の任意の無効電力シフト値（−
Ｑ）を加算し、該両方の無効電力シフト値＋Ｑ，−Ｑが
打ち消し合うように構成したものである。
グ素子をブリッジ接続してなり交流電力を直流電力に、
または直流電力を交流電力に変換するｎ個（ｎ＝２の倍
数でここでは４個の場合を示している）の電流形電力変
換器例えばコンバータ１，２，３，４を備え、該コンバ
ータ１〜４をＡ群とＢ群の２群に分け、各群毎に各コン
バータ１〜４の入力側の交流電力を制御するＡ群電力制
御回路５およびＢ群電力制御回路６を設け、該各電力制
御回路５，６の入力側には有効電力指令値Ｉｄ* および
コンバータ１〜４全体の無効電力指令値Ｉｑ* をそれぞ
れ入力すると共に、無効電力指令値Ｉｑ* のうちの一方
に、加算器７により正の任意の無効電力シフト値（＋
Ｑ）を加え、また無効電力指令値Ｉｑ* のうちの他方
に、減算器８により負の任意の無効電力シフト値（−
Ｑ）を加算し、該両方の無効電力シフト値＋Ｑ，−Ｑが
打ち消し合うように構成したものである。
【００２４】なお、コンバータ１〜４の出力側には直流
負荷９が接続され、コンバータ１〜４の出力側には変圧
器１０、コンデンサ１１が接続されている。このように
構成された第１の実施形態の自励式電流形電力変換器の
制御装置によれば、つぎのような作用効果が得られる。
すなわち、Ａ群電力制御回路５の入力側に無効電力シフ
ト値（＋Ｑ）を与え、またＢ群電力制御回路６の入力側
に無効電力シフト値（−Ｑ）を与えると、Ａ群電力制御
回路５の出力電流は、図２（ａ）のようになり、またＢ
群電力制御回路６の出力電流は、図２（ｂ）のようにな
り、従って電力制御回路５，６のトータル電流は、図２
（ｃ）のようになり、ＧＴＯ等の自己消弧形スイッチン
グ素子の最小ＯＮ時間より短いパルスを出力できる。こ
のように、各コンバータ１〜４は最小ＯＮ時間等の制限
がないモードで運転でき、図２（ｄ）に示すようにＡ
群、Ｂ群の電力のトータルとしては、後述する０ＰＵ
（ゼロ パー ユニットの略）付近の電力を出力するこ
とができる。
負荷９が接続され、コンバータ１〜４の出力側には変圧
器１０、コンデンサ１１が接続されている。このように
構成された第１の実施形態の自励式電流形電力変換器の
制御装置によれば、つぎのような作用効果が得られる。
すなわち、Ａ群電力制御回路５の入力側に無効電力シフ
ト値（＋Ｑ）を与え、またＢ群電力制御回路６の入力側
に無効電力シフト値（−Ｑ）を与えると、Ａ群電力制御
回路５の出力電流は、図２（ａ）のようになり、またＢ
群電力制御回路６の出力電流は、図２（ｂ）のようにな
り、従って電力制御回路５，６のトータル電流は、図２
（ｃ）のようになり、ＧＴＯ等の自己消弧形スイッチン
グ素子の最小ＯＮ時間より短いパルスを出力できる。こ
のように、各コンバータ１〜４は最小ＯＮ時間等の制限
がないモードで運転でき、図２（ｄ）に示すようにＡ
群、Ｂ群の電力のトータルとしては、後述する０ＰＵ
（ゼロ パー ユニットの略）付近の電力を出力するこ
とができる。
【００２５】ＧＴＯ等の自己消弧形スイッチング素子を
用いた自励式電流形電力変換装置は、任意の位相で転流
できるため、有効電力、無効電力をそれぞれ独立して制
御できる。しかしながら、ＧＴＯは例えば最小ＯＮ時間
を確保しなければならないので、その最小ＯＮ時間以下
のパルスを出力することができない。
用いた自励式電流形電力変換装置は、任意の位相で転流
できるため、有効電力、無効電力をそれぞれ独立して制
御できる。しかしながら、ＧＴＯは例えば最小ＯＮ時間
を確保しなければならないので、その最小ＯＮ時間以下
のパルスを出力することができない。
【００２６】図３は従来の自励式電流形電力変換装置の
制御装置、すなわち図１の無効電力システム指令値が入
力できない場合の問題点を説明するための図である。図
３（ａ）のパルス幅を小さくしていくと、図３（ｂ）の
最小ＯＮ時間が確保できなくなり、図３（ｃ）に示すよ
うにパルスを出力することができない。以上述べたこと
は、最小ＯＦＦ時間も同じである。このため、図３
（ｄ）に示すように、斜線の運転不可能領域、すなわち
０ＰＵ（ゼロ パー ユニットの略）の電力を出力する
ことができない。
制御装置、すなわち図１の無効電力システム指令値が入
力できない場合の問題点を説明するための図である。図
３（ａ）のパルス幅を小さくしていくと、図３（ｂ）の
最小ＯＮ時間が確保できなくなり、図３（ｃ）に示すよ
うにパルスを出力することができない。以上述べたこと
は、最小ＯＦＦ時間も同じである。このため、図３
（ｄ）に示すように、斜線の運転不可能領域、すなわち
０ＰＵ（ゼロ パー ユニットの略）の電力を出力する
ことができない。
【００２７】以上述べた第１の実施形態によれば、最小
ＯＮ時間等の制限なしに０ＰＵ付近の小電力領域を出力
できる自励式電流形電力変換装置の制御装置が得られ
る。 ＜第２の実施形態＞ 図４は、第２の実施形態を説明するためのブロック図で
あり、従来の自励式電流形電力変換装置の制御装置に、
定数器１２、比較器１３、減算器１６、加算器１５、比
例積分器１４を新たに追加し、次のように構成したもの
である。
ＯＮ時間等の制限なしに０ＰＵ付近の小電力領域を出力
できる自励式電流形電力変換装置の制御装置が得られ
る。 ＜第２の実施形態＞ 図４は、第２の実施形態を説明するためのブロック図で
あり、従来の自励式電流形電力変換装置の制御装置に、
定数器１２、比較器１３、減算器１６、加算器１５、比
例積分器１４を新たに追加し、次のように構成したもの
である。
【００２８】すなわち、複数の自己消弧形スイッチング
素子をブリッジ接続してなり交流電力を直流電力に、ま
たは直流電力を交流電力に変換するｎ個（ｎ＝２の倍数
でここでは４個の場合）の電流形電力変換器例えばコン
バータ１〜４を備え、該コンバータ１〜４をＡ群とＢ群
の２群に分け、図示しない電流検出器により各コンバー
タ１〜４の全直流電流値を検出し、定数器１２により該
全直流電流値の２分の１の値を直流電流指令値とし、２
群に分けたコンバータ１〜４のうちのＡ群のコンバータ
１，２の群直流電流値を検出し、前記直流電流指令値と
前記群直流電流値とを比較器１３により比較し、この電
流偏差を比例積分器１４により比例積分して補正値を演
算し、減算器１６により該補正値を全有効電力指令値
（コンバータ１〜４の全体の有効電力指令値）Ｉｄ* か
ら減算し、また加算器１５により該補正値を前記有効電
力指令値Ｉｄ* に加算し、該減算値および該加算値を、
それぞれＢ群ＰＷＭ１８およびＡ群ＰＷＭ１７に入力
し、Ｂ群ＰＷＭ１８においてＢ群コンバータ群の電流指
令値ＩｄＢ* 及びＩｑＢ* に基づきＢ群コンバータ群の
ゲート信号を生成し、またＡ群ＰＷＭ１７においてＡ群
コンバータ群の電流指令値ＩｄＡ* 及びＩｑＡ* に基づ
きＡ群コンバータ群のゲート信号を生成するようにした
ものである。
素子をブリッジ接続してなり交流電力を直流電力に、ま
たは直流電力を交流電力に変換するｎ個（ｎ＝２の倍数
でここでは４個の場合）の電流形電力変換器例えばコン
バータ１〜４を備え、該コンバータ１〜４をＡ群とＢ群
の２群に分け、図示しない電流検出器により各コンバー
タ１〜４の全直流電流値を検出し、定数器１２により該
全直流電流値の２分の１の値を直流電流指令値とし、２
群に分けたコンバータ１〜４のうちのＡ群のコンバータ
１，２の群直流電流値を検出し、前記直流電流指令値と
前記群直流電流値とを比較器１３により比較し、この電
流偏差を比例積分器１４により比例積分して補正値を演
算し、減算器１６により該補正値を全有効電力指令値
（コンバータ１〜４の全体の有効電力指令値）Ｉｄ* か
ら減算し、また加算器１５により該補正値を前記有効電
力指令値Ｉｄ* に加算し、該減算値および該加算値を、
それぞれＢ群ＰＷＭ１８およびＡ群ＰＷＭ１７に入力
し、Ｂ群ＰＷＭ１８においてＢ群コンバータ群の電流指
令値ＩｄＢ* 及びＩｑＢ* に基づきＢ群コンバータ群の
ゲート信号を生成し、またＡ群ＰＷＭ１７においてＡ群
コンバータ群の電流指令値ＩｄＡ* 及びＩｑＡ* に基づ
きＡ群コンバータ群のゲート信号を生成するようにした
ものである。
【００２９】以上述べた第２の実施形態によれば、次の
ような作用効果が得られる。すなわち、全直流電流を検
出して０．５倍して群の直流電流指令とし、Ａ群直流電
流を検出し、該直流電流指令と該Ａ群直流電流の差を比
例積分して補正値を求め、補正値を全体の有効電力指令
値Ｉｄ* に加え、また該補正値を全体の有効電力指令値
Ｉｄ* から減ずることで、Ａ，Ｂ群間の出力電流である
直流電流の平衡化を図ることができる。
ような作用効果が得られる。すなわち、全直流電流を検
出して０．５倍して群の直流電流指令とし、Ａ群直流電
流を検出し、該直流電流指令と該Ａ群直流電流の差を比
例積分して補正値を求め、補正値を全体の有効電力指令
値Ｉｄ* に加え、また該補正値を全体の有効電力指令値
Ｉｄ* から減ずることで、Ａ，Ｂ群間の出力電流である
直流電流の平衡化を図ることができる。
【００３０】＜第３の実施形態＞
図５は、第３の実施形態を説明するためのブロック図で
あり、後述する多重空間ベクトル制御および小電力領域
制御［複数の電力変換器群を２群に分けて正と負の任意
の無効電力シフト量（＋Ｑ，−Ｑ）で打ち消すようにし
た制御方式］を組み合わせた従来の自励式電流形電力変
換装置の制御装置において、群間に生ずる直流電流がア
ンバランスになるのを防止するために、以下のような構
成としたものである。
あり、後述する多重空間ベクトル制御および小電力領域
制御［複数の電力変換器群を２群に分けて正と負の任意
の無効電力シフト量（＋Ｑ，−Ｑ）で打ち消すようにし
た制御方式］を組み合わせた従来の自励式電流形電力変
換装置の制御装置において、群間に生ずる直流電流がア
ンバランスになるのを防止するために、以下のような構
成としたものである。
【００３１】すなわち、各電力変換器例えばコンバータ
１〜４の全直流電流値を、図示しない電流検出器により
検出し、該全直流電流値を定数器２０により２分の１と
した直流電流指令値とし、Ａ群とＢ群の２群に分けた電
力変換器例えばコンバータ１，２、３，４のうちの例え
ばＡ群のコンバータ群１，２の正側直流電流（Ａ群Ｐ側
電流）および負側直流電流値（Ａ群Ｎ側電流）をそれぞ
れ図示しない電流検出器により検出し、前記直流電流指
令値と正側直流電流値を比較器２１により比較し、また
前記直流電流指令値と負側直流電流値と比較器２８によ
り比較し、該各偏差をそれぞれ比例積分器２２，２９に
より比例積分して正側および負側電流補正値を演算す
る。
１〜４の全直流電流値を、図示しない電流検出器により
検出し、該全直流電流値を定数器２０により２分の１と
した直流電流指令値とし、Ａ群とＢ群の２群に分けた電
力変換器例えばコンバータ１，２、３，４のうちの例え
ばＡ群のコンバータ群１，２の正側直流電流（Ａ群Ｐ側
電流）および負側直流電流値（Ａ群Ｎ側電流）をそれぞ
れ図示しない電流検出器により検出し、前記直流電流指
令値と正側直流電流値を比較器２１により比較し、また
前記直流電流指令値と負側直流電流値と比較器２８によ
り比較し、該各偏差をそれぞれ比例積分器２２，２９に
より比例積分して正側および負側電流補正値を演算す
る。
【００３２】比例積分器２２により演算された正側電流
補正値は加算器２４および減算器２３の一方の入力端子
にそれぞれ入力し、加算器２４および減算器２３の他方
の入力端子にそれぞれ有効電力指令値Ｉｄ* を入力し、
加算器２４および減算器２３にそれぞれ加算された加算
値および減算された減算値は、切換スイッチ２６，３１
の常閉端子にそれぞれ入力されるようになっている。
補正値は加算器２４および減算器２３の一方の入力端子
にそれぞれ入力し、加算器２４および減算器２３の他方
の入力端子にそれぞれ有効電力指令値Ｉｄ* を入力し、
加算器２４および減算器２３にそれぞれ加算された加算
値および減算された減算値は、切換スイッチ２６，３１
の常閉端子にそれぞれ入力されるようになっている。
【００３３】比例積分器２９により演算された正側電流
補正値は加算器２５および減算器３０の一方の入力端子
にそれぞれ入力し、加算器２５および減算器３０の他方
の入力端子にそれぞれ前記有効電力指令値Ｉｄ* を入力
し、加算器２５および減算器３０にそれぞれ加算された
加算値および減算された減算値は、切換スイッチ２６，
３１の常開端子にそれぞれ入力されるようになってい
る。
補正値は加算器２５および減算器３０の一方の入力端子
にそれぞれ入力し、加算器２５および減算器３０の他方
の入力端子にそれぞれ前記有効電力指令値Ｉｄ* を入力
し、加算器２５および減算器３０にそれぞれ加算された
加算値および減算された減算値は、切換スイッチ２６，
３１の常開端子にそれぞれ入力されるようになってい
る。
【００３４】そして、切換スイッチ２６の共通端子は、
後述するＡ群多重空間ベクトル制御回路２７の一方の入
力端子と接続され、Ａ群多重空間ベクトル制御回路２７
の他方の入力端子には指令ＩｑＡ* が入力され、Ａ群多
重空間ベクトル制御回路２７の出力がＡ群コンバータ
１，２に与えられるようになっている。
後述するＡ群多重空間ベクトル制御回路２７の一方の入
力端子と接続され、Ａ群多重空間ベクトル制御回路２７
の他方の入力端子には指令ＩｑＡ* が入力され、Ａ群多
重空間ベクトル制御回路２７の出力がＡ群コンバータ
１，２に与えられるようになっている。
【００３５】切換スイッチ３１の共通端子は、後述する
Ｂ群多重空間ベクトル制御回路３２の一方の入力端子と
接続され、Ｂ群多重空間ベクトル制御回路３２の他方の
入力端子には指令ＩｑＢ* が入力され、Ｂ群多重空間ベ
クトル制御回路３２の出力がＢ群コンバータ３，４に与
えられるようになっている。
Ｂ群多重空間ベクトル制御回路３２の一方の入力端子と
接続され、Ｂ群多重空間ベクトル制御回路３２の他方の
入力端子には指令ＩｑＢ* が入力され、Ｂ群多重空間ベ
クトル制御回路３２の出力がＢ群コンバータ３，４に与
えられるようになっている。
【００３６】ここで、Ａ群多重空間ベクトル制御回路２
７とＢ群多重空間ベクトル制御回路３２について説明す
るが、両者は同一構成で同一の作用を行うので、Ａ群多
重空間ベクトル制御回路２７のみを説明し、Ｂ群多重空
間ベクトル制御回路３２についてはその説明を省略す
る。
７とＢ群多重空間ベクトル制御回路３２について説明す
るが、両者は同一構成で同一の作用を行うので、Ａ群多
重空間ベクトル制御回路２７のみを説明し、Ｂ群多重空
間ベクトル制御回路３２についてはその説明を省略す
る。
【００３７】図６は、前述した図１５に示す４多重の変
換器１０５〜１０８が交流側に発生できる電流ベクトル
と、その作用を説明するための図である。座標軸はＵ，
Ｖ，Ｗで示している。
換器１０５〜１０８が交流側に発生できる電流ベクトル
と、その作用を説明するための図である。座標軸はＵ，
Ｖ，Ｗで示している。
【００３８】例えば、変換器１０５のＧＴＯ１０９とＧ
ＴＯ１１２が通電して電流がＵ相からＸ相に流れている
とき出力電流は零でこれをＩ０とする。ＧＴＯ１０９と
ＧＴＯ１１４が通電して電流がＵ相からＺ相に流れてい
るときの電流ベクトルをＩ１とする。ＧＴＯ１１０とＧ
ＴＯ１１４が通電して電流がＶ相からＺ相に流れている
ときの電流ベクトルをＩ２とする。ＧＴＯ１１０とＧＴ
Ｏ１ｌ２が通電して電流がＶ相からＸ相に流れていると
きの電流ベクトルをＩ３とする。ＧＴＯ１１１とＧＴＯ
１１２が通電して電流がＷ相からＸ相に流れているとき
の電流ベクトルをＩ４とする。ＧＴＯ１１１とＧＴＯ１
１３が通電して電流がＷ相からＹ相に流れているときの
電流ベクトルをＩ５とする。ＧＴＯ１０９とＧＴＯ１１
３が通電して電流がＵ相からＹ相に流れているときの電
流ベクトルをＩ６とする。以上のように１台の変換器は
０，１，２，３，４，５，６の７通りの電流ベクトルを
発生できる。
ＴＯ１１２が通電して電流がＵ相からＸ相に流れている
とき出力電流は零でこれをＩ０とする。ＧＴＯ１０９と
ＧＴＯ１１４が通電して電流がＵ相からＺ相に流れてい
るときの電流ベクトルをＩ１とする。ＧＴＯ１１０とＧ
ＴＯ１１４が通電して電流がＶ相からＺ相に流れている
ときの電流ベクトルをＩ２とする。ＧＴＯ１１０とＧＴ
Ｏ１ｌ２が通電して電流がＶ相からＸ相に流れていると
きの電流ベクトルをＩ３とする。ＧＴＯ１１１とＧＴＯ
１１２が通電して電流がＷ相からＸ相に流れているとき
の電流ベクトルをＩ４とする。ＧＴＯ１１１とＧＴＯ１
１３が通電して電流がＷ相からＹ相に流れているときの
電流ベクトルをＩ５とする。ＧＴＯ１０９とＧＴＯ１１
３が通電して電流がＵ相からＹ相に流れているときの電
流ベクトルをＩ６とする。以上のように１台の変換器は
０，１，２，３，４，５，６の７通りの電流ベクトルを
発生できる。
【００３９】図６は、図１５に示す４多重の変換器の電
力変換装置が発生できる全ての電流ベクトルを示したも
ので、４台の単位変換器の電流ベクトルの組み合わせに
より６１通りの電流ベクトルを発生できる。例えば、べ
クトルＩ１１１は３台の変換器が１の電流ベクトルを、
１台の変換器が０の電流ベクトルを発生している状態で
ある。ベクトルＩ１１１２は３台の変換器が１の電流ベ
クトルを、１台の変換器が２の電流ベクトルを発生して
いる状態である。ベクトルＩ６６１１は２台の変換器が
６の電流ベクトルを、２台の変換器が１の電流ベクトル
を発生している状態である。以下同様である。
力変換装置が発生できる全ての電流ベクトルを示したも
ので、４台の単位変換器の電流ベクトルの組み合わせに
より６１通りの電流ベクトルを発生できる。例えば、べ
クトルＩ１１１は３台の変換器が１の電流ベクトルを、
１台の変換器が０の電流ベクトルを発生している状態で
ある。ベクトルＩ１１１２は３台の変換器が１の電流ベ
クトルを、１台の変換器が２の電流ベクトルを発生して
いる状態である。ベクトルＩ６６１１は２台の変換器が
６の電流ベクトルを、２台の変換器が１の電流ベクトル
を発生している状態である。以下同様である。
【００４０】このような電力変換装置の交流出力電流の
指令値ベクトルが与えられたとき、指令値ベクトルに最
も近い電流ベクトルを変換装置が発生するように、ＧＴ
Ｏの通電状態を制御することを趣旨としている。したが
って、変換装置が発生できる全ての電流ベクトルに対し
て、それぞれのべクトルに最も近い領域を検出する必要
がある。
指令値ベクトルが与えられたとき、指令値ベクトルに最
も近い電流ベクトルを変換装置が発生するように、ＧＴ
Ｏの通電状態を制御することを趣旨としている。したが
って、変換装置が発生できる全ての電流ベクトルに対し
て、それぞれのべクトルに最も近い領域を検出する必要
がある。
【００４１】例えば、ベクトルＩ１６１１と、これを囲
む６個のベクトルＩ６１，Ｉ６６１，Ｉ６６１１，Ｉ６
１１１，Ｉ１１１，Ｉ１１について考えると、Ｉ６１１
とＩ６１に距離が等しい点の軌跡と、Ｉ６１１とＩ６６
１に距離が等しい点の軌跡と、Ｉ６１１とＩ６６１１に
距離が等しい点の軌跡と、Ｉ６１１とＩ６１１１に距離
が等しい点の軌跡と、Ｉ６１１とＩ１１１に距離が等し
い点の軌跡と、Ｉ６１１とＩ１１に距離が等しい点の軌
跡で形成される正６角形の内側がべクトルＩ６１１に最
も近い領域である。
む６個のベクトルＩ６１，Ｉ６６１，Ｉ６６１１，Ｉ６
１１１，Ｉ１１１，Ｉ１１について考えると、Ｉ６１１
とＩ６１に距離が等しい点の軌跡と、Ｉ６１１とＩ６６
１に距離が等しい点の軌跡と、Ｉ６１１とＩ６６１１に
距離が等しい点の軌跡と、Ｉ６１１とＩ６１１１に距離
が等しい点の軌跡と、Ｉ６１１とＩ１１１に距離が等し
い点の軌跡と、Ｉ６１１とＩ１１に距離が等しい点の軌
跡で形成される正６角形の内側がべクトルＩ６１１に最
も近い領域である。
【００４２】次に、座標軸Ｕ，Ｖ，Ｗに対して３０゜進
んだ座標軸ＵＸ，ＶＸ，ＷＸをとるとき、ベクトルＩ６
１１に最も近い領域は、ＵＸ座標がＵ１とＵ２の範囲内
にあり、且つＶＸ座標がＶ１とＶ２の範囲内にあり、且
つＷＸ座標がＷ１とＷ２の範囲内にあることが分かる。
従って、電力変換装置の交流出力電流の指令値ベクトル
をＵＸ，ＶＸ，ＷＸ座標上のベクトルに変換したとき、
指定値ベクトルのＵＸ成分がＵ１とＵ２の範囲内にあ
り、且つＶＸ成分がＶ１とＶ２の範囲内にあり、且つＷ
Ｘ成分がＷ１とＷ２の範囲内にあるとき、指令値ベクト
ルに最も近い変換器電流ベクトルはＩ６１１である。
んだ座標軸ＵＸ，ＶＸ，ＷＸをとるとき、ベクトルＩ６
１１に最も近い領域は、ＵＸ座標がＵ１とＵ２の範囲内
にあり、且つＶＸ座標がＶ１とＶ２の範囲内にあり、且
つＷＸ座標がＷ１とＷ２の範囲内にあることが分かる。
従って、電力変換装置の交流出力電流の指令値ベクトル
をＵＸ，ＶＸ，ＷＸ座標上のベクトルに変換したとき、
指定値ベクトルのＵＸ成分がＵ１とＵ２の範囲内にあ
り、且つＶＸ成分がＶ１とＶ２の範囲内にあり、且つＷ
Ｘ成分がＷ１とＷ２の範囲内にあるとき、指令値ベクト
ルに最も近い変換器電流ベクトルはＩ６１１である。
【００４３】このようにして、指令値ベクトルのＵＸ，
ＶＸ，ＷＸ成分によリ、指令値ベクトルに最も近い変換
器電流ベクトルを選択することができる。図７は、上記
の原理に基づいて変換器の電流ベクトルを制御する、制
御回路の一例を示す構成図である。
ＶＸ，ＷＸ成分によリ、指令値ベクトルに最も近い変換
器電流ベクトルを選択することができる。図７は、上記
の原理に基づいて変換器の電流ベクトルを制御する、制
御回路の一例を示す構成図である。
【００４４】図７において、１４５は交流電流指令値発
生回路で、変換器の出力電流指令値ベクトルを、Ｕ，
Ｖ，Ｗ座標上の成分ＲＩＵ１，ＲＩＶ１，ＲＩＷ１とし
て与える。１４６は加算器と掛算器で構成される三相→
二相変換器で、 ＲＩＡ１＝ＲＩＵ１−（ＲＩＶ１＋ＲＩＷ１）／２ ＲＩＢ１＝（ＲＩＶ１−ＲＩＷ１）＊１．７３２／２ の演算により、Ｕ，Ｖ，Ｗ座標上の成分ＲＩＵ１，ＲＩ
Ｖ１，ＲＩＷ１を、Ａ，Ｂ座標上の成分ＲＩＡ１，ＲＩ
Ｂ１に変換する。但し、Ａ軸はＵ軸と平行な軸、Ｂ軸は
Ａ軸に対して９０゜進んだ軸とする。
生回路で、変換器の出力電流指令値ベクトルを、Ｕ，
Ｖ，Ｗ座標上の成分ＲＩＵ１，ＲＩＶ１，ＲＩＷ１とし
て与える。１４６は加算器と掛算器で構成される三相→
二相変換器で、 ＲＩＡ１＝ＲＩＵ１−（ＲＩＶ１＋ＲＩＷ１）／２ ＲＩＢ１＝（ＲＩＶ１−ＲＩＷ１）＊１．７３２／２ の演算により、Ｕ，Ｖ，Ｗ座標上の成分ＲＩＵ１，ＲＩ
Ｖ１，ＲＩＷ１を、Ａ，Ｂ座標上の成分ＲＩＡ１，ＲＩ
Ｂ１に変換する。但し、Ａ軸はＵ軸と平行な軸、Ｂ軸は
Ａ軸に対して９０゜進んだ軸とする。
【００４５】１４７は正弦関数により構成される位相検
出回路で、ＡＴＡＮ（ＲＩＢ１／ＲＩＡ１）の演算によ
り指令値ベクトルの位相角を検出し、指令値ベクトルが
図６の Ｕ軸と−Ｗ軸の範囲にあるときＴＨ６＝０゜ −Ｗ軸とＶ軸の範囲にあるときＴＨ６＝６０゜ Ｖ軸と−Ｕ軸の範囲にあるときＴＨ６＝１２０゜ −Ｕ軸とＷ軸の範囲にあるときＴＨ６＝１８０゜ Ｗ軸と−Ｖ軸の範囲にあるときＴＨ６＝２４０゜ −Ｖ軸とＵ軸の範囲にあるときＴＨ６＝３００゜ の信号を発生するものとする。１４８は正弦関数により
構成される座標変換器で、 ＲＩＡ２＝ＲＩＡ１＊ＣＯＳ（−３０゜）−ＲＩＢ１＊
ＳＩＮ（−３０゜） ＲＩＢ２＝ＲＩＢ１＊ＣＯＳ（−３０゜）＋ＲＩＡ１＊
ＳＩＮ（−３０゜） の演算により、Ａ，Ｂ座標上の成分ＲＩＡ１，ＲＩＢ１
を、３０゜進んだＡＸ，ＢＸ座標上の成分ＲＩＡ２，Ｒ
ＩＢ２に変換する。
出回路で、ＡＴＡＮ（ＲＩＢ１／ＲＩＡ１）の演算によ
り指令値ベクトルの位相角を検出し、指令値ベクトルが
図６の Ｕ軸と−Ｗ軸の範囲にあるときＴＨ６＝０゜ −Ｗ軸とＶ軸の範囲にあるときＴＨ６＝６０゜ Ｖ軸と−Ｕ軸の範囲にあるときＴＨ６＝１２０゜ −Ｕ軸とＷ軸の範囲にあるときＴＨ６＝１８０゜ Ｗ軸と−Ｖ軸の範囲にあるときＴＨ６＝２４０゜ −Ｖ軸とＵ軸の範囲にあるときＴＨ６＝３００゜ の信号を発生するものとする。１４８は正弦関数により
構成される座標変換器で、 ＲＩＡ２＝ＲＩＡ１＊ＣＯＳ（−３０゜）−ＲＩＢ１＊
ＳＩＮ（−３０゜） ＲＩＢ２＝ＲＩＢ１＊ＣＯＳ（−３０゜）＋ＲＩＡ１＊
ＳＩＮ（−３０゜） の演算により、Ａ，Ｂ座標上の成分ＲＩＡ１，ＲＩＢ１
を、３０゜進んだＡＸ，ＢＸ座標上の成分ＲＩＡ２，Ｒ
ＩＢ２に変換する。
【００４６】１４９は正弦関数により構成される座標変
換器で、 ＲＩＡ３＝ＲＩＡ２＊ＣＯＳ（−ＴＨ６）−ＲＩＢ２＊
ＳＩＮ（−ＴＨ６） ＲＩＢ３＝ＲＩＢ２＊ＣＯＳ（−ＴＨ６）＋ＲＩＡ２＊
ＳＩＮ（−ＴＨ６） の演算により、ＡＸ，ＢＸ座標上の成分ＲＩＡ２，ＲＩ
Ｂ２を位相検出回路４７の出力信号ＴＨ６で座標変換し
てＡＸ，ＢＸ座標を基準にして６０゜づつステップ的に
回転する座標上の成分ＲＩＡ３，ＲＩＢ３に変換する。
１５０は加算器と掛算器で構成される二相→三相変換器
で ＲＩＵ３＝ＲＩＡ３／１．５ ＲＩＶ３＝（−０．５＊ＲＩＡ３＋０．８６６＊ＲＩＢ
３）／ｌ．５ ＲＩＷ３＝（−０．５＊ＲＩＡ３−０．８６６＊ＲＩＢ
３）／ｌ．５ の演算により、ＡＸ，ＢＸ座標を基準にして６０゜づつ
ステップ的に回転する座標上の成分ＲＩＡ３，ＲＩＢ３
を、ＵＸ，ＶＸ，ＷＸ座標を基準にして６０゜づつステ
ップ的に回転する座標上の成分ＲＩＵ３，ＲＩＶ３，Ｒ
ＩＷ３に変換する。
換器で、 ＲＩＡ３＝ＲＩＡ２＊ＣＯＳ（−ＴＨ６）−ＲＩＢ２＊
ＳＩＮ（−ＴＨ６） ＲＩＢ３＝ＲＩＢ２＊ＣＯＳ（−ＴＨ６）＋ＲＩＡ２＊
ＳＩＮ（−ＴＨ６） の演算により、ＡＸ，ＢＸ座標上の成分ＲＩＡ２，ＲＩ
Ｂ２を位相検出回路４７の出力信号ＴＨ６で座標変換し
てＡＸ，ＢＸ座標を基準にして６０゜づつステップ的に
回転する座標上の成分ＲＩＡ３，ＲＩＢ３に変換する。
１５０は加算器と掛算器で構成される二相→三相変換器
で ＲＩＵ３＝ＲＩＡ３／１．５ ＲＩＶ３＝（−０．５＊ＲＩＡ３＋０．８６６＊ＲＩＢ
３）／ｌ．５ ＲＩＷ３＝（−０．５＊ＲＩＡ３−０．８６６＊ＲＩＢ
３）／ｌ．５ の演算により、ＡＸ，ＢＸ座標を基準にして６０゜づつ
ステップ的に回転する座標上の成分ＲＩＡ３，ＲＩＢ３
を、ＵＸ，ＶＸ，ＷＸ座標を基準にして６０゜づつステ
ップ的に回転する座標上の成分ＲＩＵ３，ＲＩＶ３，Ｒ
ＩＷ３に変換する。
【００４７】１５１は変換器電流ベクトルＩｎのＵＸ，
ＶＸ，ＷＸ座標上のデータを含む比較回路である。Ｉｎ
のデータは一例として、Ｉ０，Ｉ１，Ｉ６１，Ｉ１１，
Ｉ１２，Ｉ６１１，Ｉ１１１，Ｉ１１２，Ｉ６６１１，
Ｉ６１１１，Ｉ１１１１，Ｉ１１１２，Ｉ１１２２の１
３個のデータで構成する。比較回路１５１には、二相→
三相変換器１５０から変換器電流ベクトルの指令値ＲＩ
Ｕ３，ＲＩＶ３，ＲＩＷ３が与えられる。例えば、ＲＩ
Ｕ３が図６のＵｌとＵ２の範囲内にあり、且つＲＩＶ３
がＶ１とＶ２の範囲内にあり、且つＲＩＷ３がＷｌとＷ
２の範囲内にあるとき、指令値ベクトルに最も近い変換
器電流ベクトルとしてＩ６１１を選択する。
ＶＸ，ＷＸ座標上のデータを含む比較回路である。Ｉｎ
のデータは一例として、Ｉ０，Ｉ１，Ｉ６１，Ｉ１１，
Ｉ１２，Ｉ６１１，Ｉ１１１，Ｉ１１２，Ｉ６６１１，
Ｉ６１１１，Ｉ１１１１，Ｉ１１１２，Ｉ１１２２の１
３個のデータで構成する。比較回路１５１には、二相→
三相変換器１５０から変換器電流ベクトルの指令値ＲＩ
Ｕ３，ＲＩＶ３，ＲＩＷ３が与えられる。例えば、ＲＩ
Ｕ３が図６のＵｌとＵ２の範囲内にあり、且つＲＩＶ３
がＶ１とＶ２の範囲内にあり、且つＲＩＷ３がＷｌとＷ
２の範囲内にあるとき、指令値ベクトルに最も近い変換
器電流ベクトルとしてＩ６１１を選択する。
【００４８】このようにして、指令値ベクトルに最も近
い変換器電流ベクトルとしてＩｎを選択する。指令値ベ
クトルが回転して図６の−Ｗ軸とＶ軸の範囲に入ると、
位相検出回路１４７の信号ＴＨ６は０゜から６０゜に変
化する。従って、座標変換器１４９により変換器電流の
指令値ベクトルは−６０゜回転するから、引き続きＩ
０，Ｉ１，Ｉ６１，Ｉ１１，Ｉ１２，Ｉ６１１，Ｉ１１
１，Ｉ１１２，Ｉ６６１１，Ｉ６１１１，Ｉ１１１１，
Ｉ１１１２，Ｉ１１２２の１３個のデータによリＩｎを
検出することができる。以下同様にして、３６０゜の全
範囲にわたって上記のｌ３個のデータによりＩｎを検出
できる。
い変換器電流ベクトルとしてＩｎを選択する。指令値ベ
クトルが回転して図６の−Ｗ軸とＶ軸の範囲に入ると、
位相検出回路１４７の信号ＴＨ６は０゜から６０゜に変
化する。従って、座標変換器１４９により変換器電流の
指令値ベクトルは−６０゜回転するから、引き続きＩ
０，Ｉ１，Ｉ６１，Ｉ１１，Ｉ１２，Ｉ６１１，Ｉ１１
１，Ｉ１１２，Ｉ６６１１，Ｉ６１１１，Ｉ１１１１，
Ｉ１１１２，Ｉ１１２２の１３個のデータによリＩｎを
検出することができる。以下同様にして、３６０゜の全
範囲にわたって上記のｌ３個のデータによりＩｎを検出
できる。
【００４９】１５２はＩｎに対応したＧＴＯのスイッチ
ングパターンを発生する関数発生器である。一例とし
て、ＩｎとしてＩ６１１が与えられたとき、図２０の変
換器１０５はＵ相とＹ相、変換器１０６はＵ相とＺ相、
変換器１０７はＵ相とＺ相、変換器１０８はＵ相とＸ相
のＧＴＯをオンするものとすれば、変換器１０５は６の
電流ベクトルを、変換器１０６は１の電流ベクトルを、
変換器１０７はｌの電流ベクトルを、変換器１０８は０
の電流ベクトルを発生するから、これを加算した変換器
の電流ベクトルはＩ６１１となる。
ングパターンを発生する関数発生器である。一例とし
て、ＩｎとしてＩ６１１が与えられたとき、図２０の変
換器１０５はＵ相とＹ相、変換器１０６はＵ相とＺ相、
変換器１０７はＵ相とＺ相、変換器１０８はＵ相とＸ相
のＧＴＯをオンするものとすれば、変換器１０５は６の
電流ベクトルを、変換器１０６は１の電流ベクトルを、
変換器１０７はｌの電流ベクトルを、変換器１０８は０
の電流ベクトルを発生するから、これを加算した変換器
の電流ベクトルはＩ６１１となる。
【００５０】１５３は座標変換器である。位相検出回路
１４７の信号ＴＨ６により、ＧＴＯのオン状態のベクト
ルを６０゜ステップで正方向に回転することにより、座
標変換器１４９により電流指令値ベクトルを６０゜ステ
ップで負方向に回転したのをもとの座標に戻す。
１４７の信号ＴＨ６により、ＧＴＯのオン状態のベクト
ルを６０゜ステップで正方向に回転することにより、座
標変換器１４９により電流指令値ベクトルを６０゜ステ
ップで負方向に回転したのをもとの座標に戻す。
【００５１】１５４はゲー卜信号発生回路で、図１５の
変換器１０５〜１０８で構成される多重変換器１５５の
ＧＴＯの点弧バルスを発生する。図８は、以上図６およ
び図７で述べた通りに電力変換装置を運転したときの、
作用を表す波形図である。図８において、（１）は図１
５の変換器１０５のＵ相ＧＴＯ１０９に流れる電流、
（２）は変換器１０５のＸ相ＧＴＯ１１２に流れる電
流、（３）は変換器１０６のＵ相ＧＴＯ１１５に流れる
電流、（４）は変換器６のＸ相ＧＴＯ１１８に流れる電
流、（５）は変換器１０７のＵ相ＧＴＯ１２１に流れる
電流、（６）は変換器１０７のＸ相ＧＴＯ１２４に流れ
る電流、（７）は変換器１０８のＵ相ＧＴＯ１２７に流
れる電流、（８）は変換器１０８のＸ相ＧＴＯ１３０に
流れる電流である。（１０）は、以上の（１）〜（８）
を加算したＵ相電流である。指令値（９）に良く追従し
た正弦波状の波形が得られることがわかる。
変換器１０５〜１０８で構成される多重変換器１５５の
ＧＴＯの点弧バルスを発生する。図８は、以上図６およ
び図７で述べた通りに電力変換装置を運転したときの、
作用を表す波形図である。図８において、（１）は図１
５の変換器１０５のＵ相ＧＴＯ１０９に流れる電流、
（２）は変換器１０５のＸ相ＧＴＯ１１２に流れる電
流、（３）は変換器１０６のＵ相ＧＴＯ１１５に流れる
電流、（４）は変換器６のＸ相ＧＴＯ１１８に流れる電
流、（５）は変換器１０７のＵ相ＧＴＯ１２１に流れる
電流、（６）は変換器１０７のＸ相ＧＴＯ１２４に流れ
る電流、（７）は変換器１０８のＵ相ＧＴＯ１２７に流
れる電流、（８）は変換器１０８のＸ相ＧＴＯ１３０に
流れる電流である。（１０）は、以上の（１）〜（８）
を加算したＵ相電流である。指令値（９）に良く追従し
た正弦波状の波形が得られることがわかる。
【００５２】以上述べたＡ群用多重空間ベクトル制御回
路の構成およびその作用は、Ｂ群用多重空間ベクトル制
御回路の構成およびその作用も同一である。次に、図５
の作用効果について説明する。多重空間ベクトル制御回
路２７，３２は、６０度毎に２６の切換え、３１の切換
えを行っているので、２６，３１の上側に切換え時には
Ｐ側直流電流をバランスさせるように指令値を補正し、
２６，３１の下側に切換え時には、Ｎ側直流電流をバラ
ンスさせるように指令値を補正することで、Ｐ，Ｎそれ
ぞれ直流電圧をバランスさせることができる。
路の構成およびその作用は、Ｂ群用多重空間ベクトル制
御回路の構成およびその作用も同一である。次に、図５
の作用効果について説明する。多重空間ベクトル制御回
路２７，３２は、６０度毎に２６の切換え、３１の切換
えを行っているので、２６，３１の上側に切換え時には
Ｐ側直流電流をバランスさせるように指令値を補正し、
２６，３１の下側に切換え時には、Ｎ側直流電流をバラ
ンスさせるように指令値を補正することで、Ｐ，Ｎそれ
ぞれ直流電圧をバランスさせることができる。
【００５３】すなわち、全直流電流を１／２倍した値
と、Ｐ側直流電流、Ｎ側直流電流の差を比例積分し、多
重空間ベクトル制御時での２６，３１の上側に切換え時
には、Ｐ側電流の補正値を、また２６，３１の下側に切
換え時にはＮ側電流の補正値を入力することにより、群
間の直流電流（Ｐ側、Ｎ側共に）がバランスする。
と、Ｐ側直流電流、Ｎ側直流電流の差を比例積分し、多
重空間ベクトル制御時での２６，３１の上側に切換え時
には、Ｐ側電流の補正値を、また２６，３１の下側に切
換え時にはＮ側電流の補正値を入力することにより、群
間の直流電流（Ｐ側、Ｎ側共に）がバランスする。
【００５４】この結果、第３の実施形態によれば、多重
空間ベクトル制御回路２７，３２を適用しても小電力領
域の制御が可能になる。この点従来の多重空間ベクトル
制御回路と小電力領域制御回路を組み合わせただけで
は、群間直流電流がＰ，Ｎ間でバランスしない。これ
は、各群でＰから出た電流がＮに帰らないからであり、
このことを横流と呼ぶ。
空間ベクトル制御回路２７，３２を適用しても小電力領
域の制御が可能になる。この点従来の多重空間ベクトル
制御回路と小電力領域制御回路を組み合わせただけで
は、群間直流電流がＰ，Ｎ間でバランスしない。これ
は、各群でＰから出た電流がＮに帰らないからであり、
このことを横流と呼ぶ。
【００５５】＜第４の実施形態＞図９は第４の実施形態
を説明するためのブロック図であり、従来の電力変換装
置の制御装置に、新たに直流電流補正回路５０を追加し
たものである。すなわち、複数の自己消弧形スイッチン
グ素子をブリッジ接続してなり交流電力を直流電力に変
換するコンバータ４１と、直流電力を交流電力に変換す
るインバータ４３を備え、該コンバータ４１の直流側と
該インバータ４３の直流側を接続し、前記コンバータ４
１は電流制御回路４２により一定直流電流制御を行い、
前記インバータ４３は電力制御回路４４により電力制御
を行うようにした自励式電流形電力変換装置の制御装置
である。
を説明するためのブロック図であり、従来の電力変換装
置の制御装置に、新たに直流電流補正回路５０を追加し
たものである。すなわち、複数の自己消弧形スイッチン
グ素子をブリッジ接続してなり交流電力を直流電力に変
換するコンバータ４１と、直流電力を交流電力に変換す
るインバータ４３を備え、該コンバータ４１の直流側と
該インバータ４３の直流側を接続し、前記コンバータ４
１は電流制御回路４２により一定直流電流制御を行い、
前記インバータ４３は電力制御回路４４により電力制御
を行うようにした自励式電流形電力変換装置の制御装置
である。
【００５６】電力制御回路４４の入力には、減算器４８
が設けられ、減算器４８の一方の入力端子にインバータ
４３の出力側の有効電力および無効電力を検出回路４７
に検出された電力検出値が入力され、減算器４８の他方
の入力端子に電力指令が入力され、両者の偏差が電力制
御回路４４に入力されている。
が設けられ、減算器４８の一方の入力端子にインバータ
４３の出力側の有効電力および無効電力を検出回路４７
に検出された電力検出値が入力され、減算器４８の他方
の入力端子に電力指令が入力され、両者の偏差が電力制
御回路４４に入力されている。
【００５７】減算器４８の他方の入力端子に入力されて
いる電力指令は、直流電流補正回路５０に入力され、所
定のゲインをかけた補正指令を加算器４９の一方の入力
端子に与えられ、加算器４９の他方の入力端子に直流電
流指令が与えられる。加算器４９の出力である直流電流
補正回路５０の出力と直流電流指令の加算値が減算器４
６の一方の入力端子に入力され、減算器４６の他方の入
力端子にコンバータ４１の出力直流電流を検出する直流
電流検出器４５の電流検出値が入力され、両者の減算し
た値が電流制御回路４２に入力されるようになってい
る。なお、５１，５２はいずれも変圧器を示している。
いる電力指令は、直流電流補正回路５０に入力され、所
定のゲインをかけた補正指令を加算器４９の一方の入力
端子に与えられ、加算器４９の他方の入力端子に直流電
流指令が与えられる。加算器４９の出力である直流電流
補正回路５０の出力と直流電流指令の加算値が減算器４
６の一方の入力端子に入力され、減算器４６の他方の入
力端子にコンバータ４１の出力直流電流を検出する直流
電流検出器４５の電流検出値が入力され、両者の減算し
た値が電流制御回路４２に入力されるようになってい
る。なお、５１，５２はいずれも変圧器を示している。
【００５８】このように構成された第４の実施形態によ
れば、直流電流補正回路５０が設けてあるので、インバ
ータ４３の出力である交流電力の大小に応じて、コンバ
ータ４１の出力である直流電流が大小に補正される。具
体的には、インバータ４３の出力である交流電力が小さ
いときは、直流電流が小さく、またインバータ４３の出
力である交流電力が大きいときは、直流電流が大きくな
り、常にコンバータ４１及びインバータ４３は高調波の
少ない運転条件で運転できる。
れば、直流電流補正回路５０が設けてあるので、インバ
ータ４３の出力である交流電力の大小に応じて、コンバ
ータ４１の出力である直流電流が大小に補正される。具
体的には、インバータ４３の出力である交流電力が小さ
いときは、直流電流が小さく、またインバータ４３の出
力である交流電力が大きいときは、直流電流が大きくな
り、常にコンバータ４１及びインバータ４３は高調波の
少ない運転条件で運転できる。
【００５９】図１０はこれを説明するための図で、図１
０（ａ）は図９の直流電流補正回路５０から出力信号が
生じないときのインバータ４３の出力電流を示すもの
で、この場合には直流電流が大きいままである。図１０
（ｂ）は図９の直流電流補正回路５０から出力信号が生
じたときのインバータ４３の出力電流を示すもので、こ
の場合には直流電流が小さくなる。
０（ａ）は図９の直流電流補正回路５０から出力信号が
生じないときのインバータ４３の出力電流を示すもの
で、この場合には直流電流が大きいままである。図１０
（ｂ）は図９の直流電流補正回路５０から出力信号が生
じたときのインバータ４３の出力電流を示すもので、こ
の場合には直流電流が小さくなる。
【００６０】この結果、インバータ４３の出力が小さい
ときでも高調波の少ない電流を出力できる。この点従来
のこの種の電力変換装置の制御装置にあっては、次のよ
うな問題点がある。図１１は、図９の直流電流補正回路
５０が設けてない従来の例であり、図１２はインバータ
４３の出力電流波形を示す図である。図１１の例では、
コンバータ４１では電流制御回路４２により一定直流電
流制御を行い、インバータ側では電力制御回路４４によ
り電力制御が行われる。図１２（ａ）は、大電力出力時
のインバータ４３の出力電流を示しており、この場合波
形は多重段数分の階段状となる。この一段分の電流は、
直流電流を変換器の多重数で割った値となる。
ときでも高調波の少ない電流を出力できる。この点従来
のこの種の電力変換装置の制御装置にあっては、次のよ
うな問題点がある。図１１は、図９の直流電流補正回路
５０が設けてない従来の例であり、図１２はインバータ
４３の出力電流波形を示す図である。図１１の例では、
コンバータ４１では電流制御回路４２により一定直流電
流制御を行い、インバータ側では電力制御回路４４によ
り電力制御が行われる。図１２（ａ）は、大電力出力時
のインバータ４３の出力電流を示しており、この場合波
形は多重段数分の階段状となる。この一段分の電流は、
直流電流を変換器の多重数で割った値となる。
【００６１】図１２（ｂ）は、小電力出力時のインバー
タ４３の出力電流を示しており、この場合には高調波が
増大している。このように、従来の電力変換装置の制御
装置では、インバータ４３側での電力を０ＰＵ付近まで
絞こむと、出力する電流の高調波が増大するという問題
点がある。
タ４３の出力電流を示しており、この場合には高調波が
増大している。このように、従来の電力変換装置の制御
装置では、インバータ４３側での電力を０ＰＵ付近まで
絞こむと、出力する電流の高調波が増大するという問題
点がある。
【００６２】＜変形例＞図１３は、図９の第４の実施形
態の変形例を示す図であり、（ａ）はその概略構成を示
すブロック図で、（ｂ）は（ａ）の作用効果を説明する
ための波形図である。
態の変形例を示す図であり、（ａ）はその概略構成を示
すブロック図で、（ｂ）は（ａ）の作用効果を説明する
ための波形図である。
【００６３】インバータ４３の出力側に設けられている
変圧器５２の二次側の有効電力および無効電力を検出す
る検出回路４７により、検出された電力検出値が減算器
５４のマイナス入力端子に入力され、減算器５４のプラ
ス入力端子に電力指令が入力され、両者の偏差が比例積
分要素１４Ｉを介してパルス幅変調回路１７Ｉに入力さ
れ、パルス幅変調回路１７Ｉにより得られるパルス信号
がインバータ４３を構成しているスイッチング素子のゲ
ート端子に入力されるようになっている。
変圧器５２の二次側の有効電力および無効電力を検出す
る検出回路４７により、検出された電力検出値が減算器
５４のマイナス入力端子に入力され、減算器５４のプラ
ス入力端子に電力指令が入力され、両者の偏差が比例積
分要素１４Ｉを介してパルス幅変調回路１７Ｉに入力さ
れ、パルス幅変調回路１７Ｉにより得られるパルス信号
がインバータ４３を構成しているスイッチング素子のゲ
ート端子に入力されるようになっている。
【００６４】コンバータ４１の出力側の直流電流が直流
電流検出器４５により検出され、この検出電流が減算器
５３のマイナス端子に入力され、減算器５３のプラス端
子に直流電流指令が入力され、両者の偏差が比例積分要
素１４Ｃを介して加算器５５の一方の入力端子に入力さ
れ、加算器５５の他方の入力端子に、直流電流補正回路
５０の出力が与えられる。直流電流補正回路５０は、前
記電力指令を入力し、この電力指令値を相殺するように
電力指令値に対してマイナスのゲインを掛け算した直流
電流補正信号を出力する。加算器５５の出力は、パルス
幅変調回路１７Ｃを介してコンバータ４１を構成してい
るスイッチング素子のゲート端子に入力されるようにな
っている。
電流検出器４５により検出され、この検出電流が減算器
５３のマイナス端子に入力され、減算器５３のプラス端
子に直流電流指令が入力され、両者の偏差が比例積分要
素１４Ｃを介して加算器５５の一方の入力端子に入力さ
れ、加算器５５の他方の入力端子に、直流電流補正回路
５０の出力が与えられる。直流電流補正回路５０は、前
記電力指令を入力し、この電力指令値を相殺するように
電力指令値に対してマイナスのゲインを掛け算した直流
電流補正信号を出力する。加算器５５の出力は、パルス
幅変調回路１７Ｃを介してコンバータ４１を構成してい
るスイッチング素子のゲート端子に入力されるようにな
っている。
【００６５】このように構成された第４の実施形態の変
形例によれば、図１３（ｂ）に示す波形の電力指令が直
流電流補正回路５０に入力される。この場合、電力指令
が図１３（ｂ）のように高速に下降すると、直流電流補
正回路５０において該下降した値にマイナスのゲインが
掛け算され、該掛け算された値が加算器５５の一方の入
力端子に入力される。コンバータ４１の出力である直流
検出電流の偏差が比例積分要素１４Ｃにより比例積分さ
れ、この比例積分された値が該加算器５５の他方の入力
端子に入力される。このように、比例積分要素１４Ｃの
出力と直流電流補正回路５０の出力が加算されるので、
図１３（ａ）のＸ点の信号は、図１３（ｂ）のように電
力指令と逆で上昇する方向でおよそ該電力指令に近い波
形となる。このＸ点の信号が、パルス幅変調回路１７Ｃ
に入力され、ここで直流電流を上げる方向に、コンバー
タ４１を構成するスイッチング素子のゲートに対して与
えられる。この結果、図１３（ｂ）のようにコンバータ
４１の出力側の直流電流がほとんど下降されなく、ほぼ
一定となる。その後は、コンバータ４１の直流電流は比
例積分要素１４Ｃにより、直流電流指令と同じになるよ
うに微調整される。
形例によれば、図１３（ｂ）に示す波形の電力指令が直
流電流補正回路５０に入力される。この場合、電力指令
が図１３（ｂ）のように高速に下降すると、直流電流補
正回路５０において該下降した値にマイナスのゲインが
掛け算され、該掛け算された値が加算器５５の一方の入
力端子に入力される。コンバータ４１の出力である直流
検出電流の偏差が比例積分要素１４Ｃにより比例積分さ
れ、この比例積分された値が該加算器５５の他方の入力
端子に入力される。このように、比例積分要素１４Ｃの
出力と直流電流補正回路５０の出力が加算されるので、
図１３（ａ）のＸ点の信号は、図１３（ｂ）のように電
力指令と逆で上昇する方向でおよそ該電力指令に近い波
形となる。このＸ点の信号が、パルス幅変調回路１７Ｃ
に入力され、ここで直流電流を上げる方向に、コンバー
タ４１を構成するスイッチング素子のゲートに対して与
えられる。この結果、図１３（ｂ）のようにコンバータ
４１の出力側の直流電流がほとんど下降されなく、ほぼ
一定となる。その後は、コンバータ４１の直流電流は比
例積分要素１４Ｃにより、直流電流指令と同じになるよ
うに微調整される。
【００６６】図１４は図１３（ａ）の従来例の問題点を
説明するための図であり、図１４（ａ）はその概略構成
を示すブロック図であり、図１４（ｂ）はその問題点を
説明するための波形図である。図１４（ａ）は図１３
（ａ）の直流電流補正回路５０と加算器５５が設けられ
ていない構成であり、この構成では次のような問題点が
ある。図１４（ａ）の構成において、通常はコンバータ
４１側で、直流電流検出器４５により検出された直流電
流と直流電流指令の偏差が比例積分要素１４Ｃを介して
パルス幅変調回路１７Ｃに与えられ、これにより直流電
流が一定になるよう制御される。
説明するための図であり、図１４（ａ）はその概略構成
を示すブロック図であり、図１４（ｂ）はその問題点を
説明するための波形図である。図１４（ａ）は図１３
（ａ）の直流電流補正回路５０と加算器５５が設けられ
ていない構成であり、この構成では次のような問題点が
ある。図１４（ａ）の構成において、通常はコンバータ
４１側で、直流電流検出器４５により検出された直流電
流と直流電流指令の偏差が比例積分要素１４Ｃを介して
パルス幅変調回路１７Ｃに与えられ、これにより直流電
流が一定になるよう制御される。
【００６７】ところが、図１４（ｂ）のようにインバー
タ４３側の電力指令が高速に変化例えば下降すると、コ
ンバータ４１側から見ると、負荷が高速に変化すること
と同等になる。このため、コンバータ４１の直流電流が
図１４（ｂ）のように交流波形のように変化する。その
後、直流電流は比例積分要素１４Ｃにより直流電流指令
（値）に戻される。この直流電流の振れ幅が定格電流よ
りも大きくなれば、電力変換装置の容量を大きくしなけ
ればならず、また逆に直流電流の振れ幅が定格電流より
小さければ、負荷に目的の電力を供給できない。
タ４３側の電力指令が高速に変化例えば下降すると、コ
ンバータ４１側から見ると、負荷が高速に変化すること
と同等になる。このため、コンバータ４１の直流電流が
図１４（ｂ）のように交流波形のように変化する。その
後、直流電流は比例積分要素１４Ｃにより直流電流指令
（値）に戻される。この直流電流の振れ幅が定格電流よ
りも大きくなれば、電力変換装置の容量を大きくしなけ
ればならず、また逆に直流電流の振れ幅が定格電流より
小さければ、負荷に目的の電力を供給できない。
【００６８】このようなことから、従来コンバータの直
流電流の振れ幅ができるだけ小さくなるような自励式電
流形電力変換装置の制御装置の開発が望まれており、図
１３（ａ）は前述の通り、該要望を満足することができ
る。
流電流の振れ幅ができるだけ小さくなるような自励式電
流形電力変換装置の制御装置の開発が望まれており、図
１３（ａ）は前述の通り、該要望を満足することができ
る。
【００６９】
【発明の効果】以上述べた本発明によれば、小電力出力
時でも出力電流の高調波が増加せず、０ＰＵ付近の小電
力領域を出力できる自励式電流形電力変換装置の制御装
置を提供することができる。
時でも出力電流の高調波が増加せず、０ＰＵ付近の小電
力領域を出力できる自励式電流形電力変換装置の制御装
置を提供することができる。
【図１】本発明の自励式電流形電力変換装置の制御装置
の第１の実施形態を示すブロック図。
の第１の実施形態を示すブロック図。
【図２】図１の実施形態の作用効果を説明するための
図。
図。
【図３】図１の実施形態に類似した従来の自励式電流形
電力変換装置の制御装置の問題点を説明するための図。
電力変換装置の制御装置の問題点を説明するための図。
【図４】本発明の自励式電流形電力変換装置の制御装置
の第２の実施形態を示すブロック図。
の第２の実施形態を示すブロック図。
【図５】本発明の自励式電流形電力変換装置の制御装置
の第３の実施形態を示すブロック図。
の第３の実施形態を示すブロック図。
【図６】図５の多重空間ベクトル制御回路を説明するた
めのベクトル図。
めのベクトル図。
【図７】図５の多重空間ベクトル制御回路を説明するた
めのブロック図。
めのブロック図。
【図８】図５の多重空間ベクトル制御回路の作用効果を
説明するための波形図。
説明するための波形図。
【図９】本発明の自励式電流形電力変換装置の制御装置
の第４の実施形態を示すブロック図。
の第４の実施形態を示すブロック図。
【図１０】図９の実施形態の作用効果を説明するための
電流波形図。
電流波形図。
【図１１】図９の自励式電流形電力変換装置の制御装置
と類似する従来の装置を示すブロック図。
と類似する従来の装置を示すブロック図。
【図１２】図１１の従来の装置の問題点を説明するため
の図。
の図。
【図１３】図９の実施形態の変形例を説明するための
図。
図。
【図１４】図１３の作用効果を説明するための従来の
図。
図。
【図１５】従来の自励式電流形電力変換装置の一例を示
す主回路図。
す主回路図。
【図１６】図１５の従来の電力変換装置の制御装置を示
すブロック図。
すブロック図。
【図１７】従来の自励式電流形電力変換装置の制御装置
の作用を説明するための波形図。
の作用を説明するための波形図。
１，２，３，４…電力変換器
５…Ａ群電力制御回路
６…Ｂ群電力制御回路
７，８…減算器
９…直流負荷
１０…変圧器
１１…コンデンサ
１２…定数器
１３…減算器
１４…比例積分器
１５…加算器
１６…減算器
１７…Ａ群ＰＷＭ
１８…Ｂ群ＰＷＭ
２０…定数器
２１…減算器
２２…比例積分器
２３…減算器
２４…加算器
２５…加算器
２６，３１…切換えスイッチ
３０…減算器
２７…Ａ群多重空間ベクトル制御回路
３２…Ｂ群多重空間ベクトル制御回路
４１…コンバータ
４２…電流制御回路
４３…インバータ
４４…電力制御回路
４５…直流電流検出器
４６…減算器
４７…有効電力、無効電力検出器
４８…減算器
４９…加算器
５０…直流電流補正回路
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H02M 7/48
H02M 7/155
Claims (4)
- 【請求項１】 複数の自己消弧形スイッチング素子をブ
リッジ接続してなり交流電力を直流電力に、または直流
電力を交流電力に変換するｎ個（ｎ＝２の倍数）の電流
形電力変換器を備え、該電力変換器を２群に分け、各群
毎に各電力変換器の交流電力を制御する電力制御回路を
設け、該各電力制御回路の入力側には有効電力指令値お
よび前記電力変換器全体の無効電力指令値をそれぞれ入
力すると共に、前記無効電力指令値のうちの一方に正の
任意の無効電力シフト値（＋Ｑ）を加え、前記無効電力
指令値のうちの他方に負の任意の無効電力シフト値（−
Ｑ）を出力させ、該両方の無効電力シフト値が打ち消し
合うように構成したことを特徴とする自励式電流形電力
変換装置の制御装置。 - 【請求項２】 複数の自己消弧形スイッチング素子をブ
リッジ接続してなり交流電力を直流電力に、または直流
電力を交流電力に変換するｎ個（ｎ＝２の倍数）の電流
形電力変換器を備え、該電力変換器を２群に分け、前記
各電力変換器の全直流電流値を検出し、該全直流電流値
の２分の１の値を直流電流指令値とし、前記２群に分け
た電力変換器のうちの１群の電力変換器の群直流電流値
を検出し、前記直流電流指令値と前記群直流電流値とを
比較し、この偏差を比例積分して補正値を演算し、該補
正値を有効電力指令値から減算し、また該補正値を前記
有効電力指令値に加算し、該減算値および該加算値に基
づいてパルス幅制御を行うことにより各電力変換器群の
ゲート信号を得るようにしたことを特徴とする自励式電
流形電力変換装置の制御装置。 - 【請求項３】 複数の自己消弧形スイッチング素子をブ
リッジ接続してなり交流電力を直流電力に、または直流
電力を交流電力に変換するｎ個（ｎ＝２の倍数）の電流
形電力変換器を備え、該電力変換器を２群に分け、各電
力変換器群毎に正側スイッチング素子と負側スイッチン
グ素子を所定角度毎に交互に多重空間ベクトル制御を行
う自励式電流形電力変換装置の制御装置において、 前記各電力変換器の全直流電流値を検出し、該全直流電
流値の２分の１の値を直流電流指令値とし、前記２群に
分けた電力変換器のうちの１群の電力変換器の正側およ
び負側の群直流電流値をそれぞれ検出し、前記直流電流
指令値と前記正側の群直流電流値とを比較し、また前記
直流電流指令値と前記負側の群直流電流値とを比較し、
該各偏差をそれぞれ比例積分して正側および負側電流補
正値を演算し、前記正側スイッチング素子が動作時に前
記正側電流補正値を前記多重空間ベクトル制御を行う回
路に入力し、また前記負側スイッチング素子が動作時に
前記負側電流補正値を前記多重空間ベクトル制御を行う
回路に入力するように構成したことを特徴とする自励式
電流形電力変換装置の制御装置。 - 【請求項４】 複数の自己消弧形スイッチング素子をブ
リッジ接続してなり交流電力を直流電力に変換するコン
バータと、直流電力を交流電力に変換するｎ個（ｎ＝２
の倍数）のインバータ群を備え、該コンバータの直流側
と該各インバータの直流側を接続し、前記コンバータは
電流制御回路により一定直流電流制御を行い、前記イン
バータ群は電力制御回路により電力制御を行うようにし
た自励式電流形電力変換装置の制御装置において、 前記インバータ群の出力である交流電力の大小に応じ
て、前記コンバータの出力である直流電流を大小に補正
する直流電力補正回路を設けたことを特徴とする自励式
電流形電力変換装置の制御装置。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP29874297A JP3426939B2 (ja) | 1997-10-30 | 1997-10-30 | 自励式電流形電力変換装置の制御装置 |
| US09/182,515 US5991173A (en) | 1997-10-30 | 1998-10-30 | Control device for self-exciting current source power converter |
| EP98120198A EP0913917B1 (en) | 1997-10-30 | 1998-10-30 | Control device for selfexciting current source power converter |
| DE69822962T DE69822962T2 (de) | 1997-10-30 | 1998-10-30 | Steuerschaltung für selbsterregenden Stromquelle-Energiewandler |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP29874297A JP3426939B2 (ja) | 1997-10-30 | 1997-10-30 | 自励式電流形電力変換装置の制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11136951A JPH11136951A (ja) | 1999-05-21 |
| JP3426939B2 true JP3426939B2 (ja) | 2003-07-14 |
Family
ID=17863670
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP29874297A Expired - Fee Related JP3426939B2 (ja) | 1997-10-30 | 1997-10-30 | 自励式電流形電力変換装置の制御装置 |
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|---|---|
| US (1) | US5991173A (ja) |
| EP (1) | EP0913917B1 (ja) |
| JP (1) | JP3426939B2 (ja) |
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| KR101319989B1 (ko) * | 2012-04-25 | 2013-10-18 | 한국에너지기술연구원 | 복수의 전력변환모듈을 제어하는 장치 및 방법과, 전력량 불균형 분석 장치 및 방법 |
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| US9712080B2 (en) * | 2013-03-14 | 2017-07-18 | Astec International Limited | Reducing phase current imbalances in single phase redundant power supply systems with unbalanced loads |
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| US10454393B2 (en) * | 2016-07-25 | 2019-10-22 | The Boeing Company | Balancing current within a parallel modular converter system |
| US10224716B2 (en) * | 2016-10-04 | 2019-03-05 | Indian Institute Of Technology Bombay | Apparatus for generating AC superimposed DC signal |
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|---|---|---|---|---|
| US4186334A (en) * | 1978-02-07 | 1980-01-29 | Tokyo Shibaura Denki Kabushiki Kaisha | Control systems of alternating current motors |
| JPS5931286B2 (ja) * | 1978-10-11 | 1984-08-01 | 関西電力株式会社 | 系統連系方法 |
| JPS641429A (en) * | 1987-06-23 | 1989-01-05 | Toshiba Corp | Reactive power regulator |
| JP2968027B2 (ja) * | 1990-09-26 | 1999-10-25 | 株式会社東芝 | 電流形インバータの制御装置 |
| JP3265398B2 (ja) * | 1992-01-30 | 2002-03-11 | 株式会社日立製作所 | 直流送電装置の制御装置 |
| JPH0739166A (ja) * | 1993-07-26 | 1995-02-07 | Toshiba Corp | 高周波電源装置及びレーザ発振装置 |
| JPH0835712A (ja) * | 1994-07-26 | 1996-02-06 | Fujitsu General Ltd | 空気調和機の制御装置 |
| JPH08107698A (ja) * | 1994-10-04 | 1996-04-23 | Toyo Electric Mfg Co Ltd | 空間ベクトルｐｗｍ制御方式 |
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| JP3706417B2 (ja) * | 1995-09-26 | 2005-10-12 | 九州電力株式会社 | モジュール型ｓｍｅｓの小電力領域ｐｑ制御方法 |
-
1997
- 1997-10-30 JP JP29874297A patent/JP3426939B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1998
- 1998-10-30 DE DE69822962T patent/DE69822962T2/de not_active Expired - Lifetime
- 1998-10-30 US US09/182,515 patent/US5991173A/en not_active Expired - Fee Related
- 1998-10-30 EP EP98120198A patent/EP0913917B1/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
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|---|---|
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| DE69822962T2 (de) | 2005-03-24 |
| US5991173A (en) | 1999-11-23 |
| DE69822962D1 (de) | 2004-05-13 |
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