JP3249380B2 - 電力変換装置 - Google Patents

電力変換装置

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JP3249380B2 JP05503296A JP5503296A JP3249380B2 JP 3249380 B2 JP3249380 B2 JP 3249380B2 JP 05503296 A JP05503296 A JP 05503296A JP 5503296 A JP5503296 A JP 5503296A JP 3249380 B2 JP3249380 B2 JP 3249380B2
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Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ＮＰＣインバータ
（Neutral Point Clamped Inverter）を用いた電力変換
装置に係り、特に、直流電圧の中性点電位の変動を抑制
する手段を備えた電力変換装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】ＮＰＣ（中性点クランプ式）インバータ
を用いた電力変換装置の一般的な主回路を図１５に示
す。図１５において、図示しない３相交流電源から供給
される交流電圧はコンバータ１により直流電圧に変換さ
れ、コンデンサ４、５により分圧され、正側電位ＶＰと
中性点電位Ｖ０と負側電位ＶＮを有する直流電圧が出力
される。この中性点電位Ｖ０を有する直流電圧はＮＰＣ
インバータ２によって所定の周波数の３相交流電圧に変
換され、交流電動機（モータ）３を駆動する。ＮＰＣイ
ンバータ２は中性点電位Ｖ０を有する直流電圧を高調波
の少ない交流電力に変換するものとして知られている。
【０００３】この場合、正側電圧（ＶＰ−Ｖ０）と負側
電圧（Ｖ０−ＶＮ）からＮＰＣインバータ２が電動機３
に供給する電力は瞬時的には均等でなく、出力周波数の
３倍の周波数で変動する。コンバータ１は正負間電圧
（ＶＰ−ＶＮ）しか制御することができないため、中性
点電位Ｖ０も出力周波数の３倍で変動する。中性点電位
Ｖ０が変動すると前述したＮＰＣインバータ２の高調波
を抑制するという特徴が失われるので、中性点電位Ｖ０
の変動を抑制するための種々の方法が研究されている。
【０００４】例えば、平成５年電気学会全国大会産業応
用部門ＮＯ．８５「３レベルＧＴＯインバータのＰＷＭ
方式」のように、３相のＮＰＣインバータの線間電圧を
不変のまま、各相電圧をバイアスし、このバイアスを短
い周期で正負に振ることで、正側電圧（ＶＰ−Ｖ０）と
負側電圧（Ｖ０−ＶＮ）からの電力の供給量をバランス
させ、中性点電位Ｖ０の変動を抑制する制御が用いられ
ている。
【０００５】しかし、従来の方法では、ＮＰＣインバー
タの出力電圧にバイアスを乗せるため、重負荷時（過電
流時）には電圧制限にかかり、バイアス補償できない状
態に陥る場合がある。この場合、中性点電位の変動補償
の制御が優先されず、出力電圧に余裕がある場合のみ効
果を奏し、負荷急変等により瞬間的に大きな負荷電流が
流れる場合、中性点電位が大きく変動して、過電圧・過
電流を誘引するという問題がある。
【０００６】電圧形３レベルＮＰＣインバータを用い
て、電動機等の負荷に電力を供給する場合、インバータ
の零相電圧がインバータ角周波数の３倍でふれるため
に、直流電圧源の中性点から電圧形インバータへ流れる
インバータ電流がふれ、その結果、直流電圧の中性点の
電位がインバータ角周波数の３倍で振動するという課題
がある。また、負荷の急変等によって、直流電圧が一時
的に変動したり、あるいは、主回路素子の特性差等によ
り徐々に中性点電位が変動するという課題がある。
【０００７】従来は、この直流電圧源の中性点電位の変
動に対し、インバータの出力電圧基準にバイアスをのせ
るという方法が用いられてきた。例えば、直流電圧源の
正側電圧が負側電圧よりも大きくなった場合、電圧基準
に正のバイアスをかける。これにより正側直流電力の消
費量が増大するため、正側直流電力の消費量が負側直流
電力の消費量より大きくなり、正側直流電圧と負側直流
電圧とを平衡化する事ができる。
【０００８】具体的な構成を図１５により説明する。正
側コンデンサ４の電圧を検出するための正側直流電圧検
出器２０と負側コンデンサ５の電圧を検出するための負
側直流電圧検出器２１からそれぞれ得られる正側電圧値
と、負側電圧値との差から正負差電圧を求め、バイアス
調整器４４に入力する。これをインバータ制御器３９の
３相電圧基準演算器４０により算出される３相電圧基準
ＶU ＊、ＶV ＊、ＶW＊に加算することにより、中性点
の電位変動を抑制していた。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、３相電
圧基準にバイアスをかけて正側電力消費量と負側電圧消
費量を不平衡化することにより、中性点電位の変動を抑
制するといった方式では、実際に３相線間電圧として与
える電圧が直流リンク電圧よりバイアス分だけ小さくな
るため、電圧利用率が低下し、電圧容量の大きいインバ
ータが必要となる。この結果、装置が巨大化してしま
う。
【００１０】本発明は、直流電圧の中性点電位を直接的
に制御するか、あるいはインバータ側またはコンバータ
側に依存しない３レベル直流電圧源の中性点電位の変動
抑制の装置を提供することを目的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】前記目的を達成するた
め、請求項１に対応する発明は、直流電圧を分圧して中
性点電位を得る直列接続された２個のコンデンサと、前
記中性点電位を有する直流電圧を交流電圧に変換するＮ
ＰＣインバータを備え、ダイオードを逆並列に接続した
スイッチング素子でなる２個のアームを直列接続して前
記直流電圧の正負間に接続し、前記直流電圧の中性点と
前記２個のアームの直列接続点間に接続されるリアクト
ルを設け、中性点電位の変動に応じて前記２個のアーム
のいずれか一方のスイッチング素子を動作させ、中性点
電位の変動を抑制する。
【００１２】請求項１に対応する発明によれば、一方の
コンデンサの電圧が他方の他方のコンデンサの電圧より
大きくなり、中性点電位が変動すると、一方のアームの
スイッチング素子をオンさせて、一方のコンデンサから
リアクトルに電流を流し、一方のアームのスイッチング
素子をオフさせて、リアクトルの電流を他方のコンデン
サに放電する。これにより、一方のコンデンサの一部の
エネルギーをリアクトルを介して他方のコンデンサに移
動させ中性点電位の変動を抑制する。
【００１３】前記目的を達成するため、請求項２の発明
は、更に、前記２個のコンデンサの電圧をそれぞれ検出
し、その電圧偏差の極性に応じて前記２個のアームのい
ずれか一方のアームのスイッチング素子を前記電圧偏差
に応じたパルス幅でオンさせるパルス幅変調制御手段を
備える。
【００１４】請求項２に対応する発明によれば、前記２
個のコンデンサの電圧に偏差が生じると、パルス幅変調
制御手段は、その電圧偏差の極性の正負に応じて前記２
個のアームのいずれか一方のアームのスイッチング素子
を前記電圧偏差に応じたパルス幅でオンさせる。
【００１５】前記目的を達成するため、請求項３に対応
する発明は、直流電圧を分圧して中性点電位を得る直列
接続された２個のコンデンサと、前記中性点電位を有す
る直流電圧を交流電圧に変換するＮＰＣインバータを備
え、前記直流電圧の正側と前記直流電圧の中性点との間
に第１のスイッチング素子と第１のリアクトルの直列回
路を接続するとともに、前記第１のスイッチング素子と
第１のリアクトルの直列接続点と前記直流電圧の負側と
の間に第１のダイオードを接続し、前記直流電圧の負側
と前記直流電圧の中性点との間に第２のスイッチング素
子と第２のリアクトルの直列回路を接続するとともに、
前記第２のスイッチング素子と第２のリアクトルの直列
接続点と前記直流電圧の正側との間に第２のダイオード
を接続し、中性点電位の変動に応じて前記第１、第２の
スイッチング素子を動作させ、中性点電位の変動を抑制
する。
【００１６】請求項３に対応する発明によれば、請求項
３の発明は、一方のコンデンサの電圧が他方のコンデン
サの電圧より大きくなると、第１のスイッチング素子を
オン・オフさせて、一方のコンデンサのエネルギーを第
１のリアクトルを介して他方のコンデンサに移動させ、
一方のコンデンサの電圧が他方のコンデンサの電圧より
小さくなると、第２のスイッチング素子をオン・オフさ
せて、他方のコンデンサのエネルギーを第２のリアクト
ルを介して一方のコンデンサに移動させる。この場合、
コンデンサの電圧の大小関係が変調周期内に変化しても
直ちに作用させることができ、応答の速い中性点電位の
変動抑制制御が行われる。
【００１７】前記目的を達成するため、請求項４に対応
する発明は、前記２個のコンデンサの電圧をそれぞれ検
出し、その電圧偏差の極性に応じて前記第１、第２のス
イッチのいずれか一方のスイッチング素子を前記電圧偏
差に応じたパルス幅でオンさせるパルス幅変調制御手段
を備える。
【００１８】請求項４に対応する発明によれば、前記２
個のコンデンサの電圧に偏差が生じると、パルス幅変調
制御手段は、その電圧偏差の極性の正負に応じて前記第
１、第２のスイッチのいずれか一方のスイッチング素子
を前記電圧偏差に応じたパルス幅でオンさせる。
【００１９】前記目的を達成するため、請求項５に対応
する発明は、直流電圧を分圧して中性点電位を得る直列
接続された２個のコンデンサと、前記中性点電位を有す
る直流電圧を交流電圧に変換するＮＰＣインバータを備
え、ダイオードを逆並列に接続したスイッチング素子を
２個直列接続した第１、第２のアームを直列接続して前
記直流電圧の正負間に接続し、各アームの２個のスイッ
チング素子の直列接続点と前記中性点電位との間にそれ
ぞれ第２のダイオードを接続し、前記第１、第２のアー
ムの直列接続点と前記中性点電位間にリアクトルを接続
し、中性点電位の変動に応じて前記第１、第２のアーム
のいずれか一方のアームを導通させ一方のコンデンサか
らリアクトルに電流を流した後、該アームの直流電圧側
のスイッチング素子を非導通としてリアクトルの電流を
前記第２のダイオードを介して還流させて保持し、その
後該アームの他方のスイッチング素子を非導通としてリ
アクトルの電流を他方のコンデンサと他方のアームのダ
イオードを介して放電し、中性点電位の変動を抑制す
る。
【００２０】請求項５に対応する発明によれば、一方の
コンデンサの電圧が他方のコンデンサの電圧より大きく
なり、中性点電位が変動すると、一方のアームのスイッ
チング素子をオンさせて、一方のコンデンサからリアク
トルに電流を流し、一方のアームの一方のスイッチング
素子をオフさせてリアクトルの電流を第２のダイオード
を介して一定時間だけ還流保持し、その後一方のアーム
の他方のスイッチング素子をオフさせてリアクトルの電
流を他方のコンデンサに放電する。これにより、一方の
コンデンサの一部のエネルギーをリアクトルを介して他
方のコンデンサに移動させ中性点電位の変動を抑制す
る。
【００２１】前記目的を達成するため、請求項６に対応
する発明は、前記２個のコンデンサの電圧をそれぞれ検
出し、その電圧偏差の極性に応じて前記第１、第２のア
ームのいずれか一方のアームへ前記電圧偏差に応じたパ
ルス幅でオンさせるスイッチング信号を出力し、このス
イッチング信号に応じて該アームの２個のスイッチング
素子にそれぞれ第１、第２のスイッチング信号を出力
し、前記第２のスイッチング信号は前記第１のスイッチ
ング信号のオフ指令から一定時間後にオフ指令を出力す
るパルス幅変調制御手段を備える。
【００２２】請求項６に対応する発明によれば、前記２
個のコンデンサの電圧に偏差が生じると、パルス幅変調
制御手段は、その電圧偏差の極性の正負に応じて前記第
１、第２のアームのいずれか一方のアームへ前記電圧偏
差に応じたパルス幅でオンさせるスイッチング信号を出
力し、このスイッチング信号に応じて該アームの２個の
スイッチング素子にそれぞれ第１、第２のスイッチング
信号を出力し、前記第２のスイッチング信号は前記第１
のスイッチング信号のオフ指令から一定時限後にオフ指
令を出力する。
【００２３】前記目的を達成するため、前記目的を達成
するため、請求項７に対応する発明は、２レベルコンバ
ータと、該コンバ−タに直列に接続された２つのコンデ
ンサから構成される直流電圧源と、該直流電圧源に接続
された３レベルＮＰＣインバータを接続した電力変換装
置において、スイッチング素子のアノードを直流電圧源
の正側電位点と接続し、該スイッチング素子のカソード
を別のスイッチング素子のアノードと接続し、該スイッ
チング素子のカソードを直流電圧源の負側電位点に接続
し、ダイオードのカソードを直流電圧源の正側電位点と
接続し、該ダイオードのアノードを別のダイオードのカ
ソードと接続し、該ダイオードのアノードを直流電圧源
の負側電位点に接続し、２つのスイッチング素子の接続
点と２つのダイオードの接続点との間を接続し、２つス
イッチング素子の接続点と、直流電圧源の中性点電位点
との間をリアクトルにて接続されたチョッパ回路と、前
記リアクトルを流れるチョッパ電流を検出する第１電流
検出手段と、前記直流電圧源の中性点電位点から前記３
レベルインバータの中性点へ流れるインバータ中性点電
流を検出する第２電流検出手段と、該第２電流検出手段
で検出されたインバータ中性点電流から、前記第１電流
検出手段で検出されたチョッパ電流を差し引く演算手段
と、該電流値の差を入力とし、該入力を零とする電流制
御手段と、該電流制御手段の出力により前記２つのスイ
ッチング素子を駆動する制御手段とを備えたことを特徴
とする電力変換装置である。
【００２４】請求項７に対応する発明によれば、検出さ
れたインバータ中性点電流ＩINV から検出されたチョッ
パ電流ＩCHP を引き、これが零となるように制御すれ
ば、中性点から直流コンデンサに流れる電流は小さくな
り、中性点電位の変動を小さくすることができる。
【００２５】前記目的を達成するため、請求項８に対応
する発明は、２レベルコンバータと、該コンバータに直
列に接続された２つのコンデンサから構成される直流電
圧源と、該直流電圧源に接続された３レベルＮＰＣイン
バータを接続した電力変換装置において、スイッチング
素子のアノードを直流電圧源の正側電位点と接続し、該
スイッチング素子のカソードを別のスイッチング素子の
アノードと接続し、該スイッチング素子のカソードを直
流電圧源の負側電位点に接続し、ダイオードのカソード
を直流電圧源の正側電位点と接続し、該ダイオードのア
ノードを別のダイオードのカソードと接続し、該ダイオ
ードのアノードを直流電圧源の負側電位点に接続し、２
つのスイッチング素子の接続点と２つのダイオードの接
続点との間を接続し、２つのスイッチング素子の接続点
と、直流電圧源の中性点電位点との間をリアクトルにて
接続されたチョッパ回路と、該リアクトルを流れるチョ
ッパ電流を検出する第１電流検出手段と、前記３レベル
インバータから負荷に流れる３相電流を検出する第２電
流検出手段と、該第２電流検出手段により検出された３
相電流と前記インバータを制御するインバ−タ制御手段
の情報により直流電圧源の中性点電位点からインバータ
の中性点電位点へ流れるインバータ中性点電流を算出す
る手段と、算出されたインバータ中性点電流から、検出
されたチョッパ電流を差し引く演算手段と、該演算手段
の電流値の差を入力とし、該入力を零とする電流制御手
段と、該電流制御手段の出力により２つのスイッチング
素子を駆動する制御手段とを備えたことを特徴とする電
力変換装置である。
【００２６】請求項８に対応する発明によれば、電圧変
調率と検出された３相電流より演算されたインバータ中
性点電流から検出されたチョッパ電流を引き、これが零
となるように制御すれば、中性点から直流コンデンサに
流れる電流は小さくなり、中性点電位の変動を小さくす
ることができる。
【００２７】前記目的を達成するため、請求項９に対応
する発明は、２レベルコンバータと、該コンバータに直
列に接続された２つのコンデンサから構成される直流電
圧源と、該直流電圧源に接続された３レベルＮＰＣイン
バータを接続した電力変換装置において、スイッチング
素子のアノードを直流電圧源の正側電位点と接続し、該
スイッチング素子のカソードを別のスイッチング素子の
アノードと接続し、該スイッチング素子のカソードを直
流電圧源の負側電位点に接続し、ダイオードのカソード
を直流電圧源の正側電位点と接続し、該ダイオードのア
ノードを別のダイオードのカソードと接続し、該ダイオ
ードのアノードを直流電圧源の負側電位点に接続し、２
つのスイッチング素子の接続点と２つのダイオードの接
続点との間を接続し、２つスイッチング素子の接続点
と、直流電圧源の中性点電位点との間をリアクトルにて
接続されたチョッパ回路と、該リアクトルを流れるチョ
ッパ電流を検出する第１電流検出手段と、インバータを
制御するインバ−タ制御器の情報により直流電圧源の中
性点電位点からインバータの中性点電位点へ流れるイン
バ−タ中性点電流を算出する手段と、該算出されたイン
バータ中性点電流から、前記第１電流検出手段により検
出されたチョッパ電流を差し引く演算手段と、該演算手
段の電流値の差を入力とし、該入力を零とする電流制御
手段と、該電流制御手段の出力により２つのスイッチン
グ素子を駆動する制御手段とを備えたことを特徴とする
電力変換装置である。
【００２８】請求項９に対応する発明によれば、電圧変
調率と３相電流指令値により演算されたインバータ中性
点電流から検出されたチョッパ電流を引き、これが零と
なるように制御すれば、中性点から直流コンデンサに流
れる電流は小さくなり、中性点電位の変動を小さくする
ことができる。また、インバータ中性点電流を演算によ
り求め、これに追従するチョッパ電流を流すことで、電
流検出の遅れのない分早いチョッパ電流の応答が可能で
あり、中性点電位の変動をより小さくすることができ
る。
【００２９】前記目的を達成するため、請求項１０に対
応する発明は、２レベルコンバータと、該コンバータに
直列に接続された２つのコンデンサから構成される直流
電圧源と、該直流電圧源に接続された３レベルＮＰＣイ
ンバータを接続した電力変換装置において、スイッチン
グ素子のアノードを直流電圧源の正側電位点と接続し、
該スイッチング素子のカソードを別のスイッチング素子
のアノードと接続し、該スイッチング素子のカソードを
直流電圧源の負側電位点に接続し、ダイオードのカソー
ドを直流電圧源の正側電位点と接続し、該ダイオードの
アノードを別のダイオードのカソードと接続し、該ダイ
オードのアノードを直流電圧源の負側電位点に接続し、
２つのスイッチング素子の接続点と２つのダイオードの
接続点との間を接続し、２つスイッチング素子の接続点
と、直流電圧源の中性点電位点との間をリアクトルにて
接続されたチョッパ回路と、該リアクトルを流れるチョ
ッパ電流を検出する第１電流検出手段と、前記直流電圧
源の中性点電位点からインバータの中性点電位点へ流れ
るインバータ中性点電流を検出する第２電流検出手段
と、前記インバータを制御するインバータ制御手段の情
報によりインバータ中性点電流を算出する手段と、前記
算出されたインバータ中性点電流から検出されたチョッ
パ電流を差し引く演算手段と、該演算手段の電流値の差
を入力すると比例補償器と、前記検出されたインバータ
中性点電流から検出されたチョッパ電流を差し引く手段
と、該電流値の差を入力とする積分補償器と、前記比例
補償器の出力と積分補償器の出力を加算する加算手段
と、該加算手段の加算値により２つのスイッチング素子
を駆動する制御手段とを備えたことを特徴とする電力変
換装置である。
【００３０】請求項１０に対応する発明によれば、イン
バータ中性点電流からチョッパ電流を引き、これが零と
なるように制御すれば、中性点から直流コンデンサに流
れる電流は小さくなり、中性点の電位変動を小さくする
ことができる。また、チョッパ電流を検出されたインバ
ータ中性点電流と積分制御し、演算されたインバータ中
性点電流と比例制御することにより、チョッパ電流は過
渡的にインバータ中性点電流演算値に追従し、遅れのな
い小さい補償が可能である。また、定常的には、積分器
の存在により検出されたインバータ中性点電流に一致す
る。よって、過渡的にも定常的にも良好な補償を行うこ
とができ、中性点電位の変動をより小さくすることがで
きる。
【００３１】前記目的を達成するため、請求項１１に対
応する発明は、請求項７〜９のいずれかに記載の電力変
換装置において、正側コンデンサの電圧を検出する手段
と、負側コンデンサの電圧を検出する手段と、検出され
た正側コンデンサ電圧から検出された負側コンデンサ電
圧を差し引く手段と、該電圧差を入力とし、該入力を零
とする電圧差補償器と、該電圧差補償器の出力と電流制
御器の出力とを加算する加算手段と、該加算手段の出力
により２つのスイッチング素子を駆動する制御手段を備
えたことを特徴とする電力変換装置である。
【００３２】請求項１１に対応する発明によれば、電流
検出手段の直流ドリフト等により直流的な誤差が発生す
る場合、２つのコンデンサの電圧を検出し、電圧差を演
算し、零にすることで、中性点電位の直流的変動を抑え
ることができる。
【００３３】前記目的を達成するため、請求項１２に対
応する発明は、２レベルコンバータと、該コンバータに
直列に接続された２つのコンデンサから構成される直流
電圧源と、該直流電圧源に接続された３レベルＮＰＣイ
ンバータを接続した電力変換装置において、スイッチン
グ素子のアノードを直流電圧源の正側電位点と接続し、
該スイッチング素子のカソードを別のスイッチング素子
のアノードと接続し、該スイッチング素子のカソードを
直流電圧源の負側電位点と接続し、ダイオードのカソー
ドを直流電圧源の正側電位点と接続し、該ダイオードの
アノードを別のダイオードのカソードと接続し、該ダイ
オードのアノードを直流電圧源の負側電位点に接続し、
２つのスイッチング素子の接続点と２つのダイオードの
接続点との間を接続し、２つスイッチング素子の接続点
と、直流電圧源の中性点電位点との間をリアクトルにて
接続されたチョッパ回路と、正側コンデンサの電圧を検
出する手段と、負側コンデンサの電圧を検出する手段
と、検出された正側コンデンサ電圧から検出された負側
コンデンサ電圧を差し引く演算手段と、該演算手段の電
圧差を入力とし、該入力を零とする電圧差制御手段と、
前記リアクトルを流れるチョッパ電流を検出する手段
と、該検出されたチョッパ電流を入力とする安定化補償
器と、前記電圧差制御手段の出力から安定化補償器の出
力を差し引く減算手段と、該減算手段で求められた減算
値により前記２つのスイッチング素子を駆動する制御手
段とを備えたことを特徴とする電力変換装置である。
【００３４】請求項１２に対応する発明によれば、２つ
の直流コンデンサの電圧を検出し、その差が零となるよ
うにチョッパ制御することで、中性点電位の変動を抑制
することができる。
【００３５】前記目的を達成するため、請求項１３に対
応する発明は、２レベルコンバータと、該コンバータに
直列に接続された２つのコンデンサから構成される直流
電圧源と、該直流電圧源に接続された３レベルＮＰＣイ
ンバータを接続した電力変換装置において、スイッチン
グ素子のアノードを直流電圧源の正側電位点と接続し、
該スイッチング素子のカソードを別のスイッチング素子
のアノードと接続し、該スイッチング素子のカソードを
直流電圧源の負側電位点に接続し、ダイオードのカソー
ドを直流電圧源の正側電位点と接続し、該ダイオードの
アノードを別のダイオードのカソードと接続し、該ダイ
オードのアノードを直流電圧源の負側電位点に接続し、
２つのスイッチング素子の接続点と２つのダイオードの
接続点との間を接続し、２つスイッチング素子の接続点
と、直流電圧源の中性点電位点との間をリアクトルにて
接続されたチョッパ回路と、前記正側コンデンサの電圧
を検出する手段と、前記負側コンデンサの電圧を検出す
る手段と、検出された前記正側コンデンサ電圧から検出
された前記負側コンデンサ電圧を差し引く演算手段と、
該演算手段の電圧差を入力とし、該入力を零とする電圧
差制御手段と、該検出された正側コンデンサ電圧と検出
された該負側コンデンサ電圧の差を微分する微分手段
と、該微分手段の微分値を入力とする安定化補償器と、
前記電圧差制御手段の出力から安定化補償器の出力を差
し引く減算手段と、該減算手段の減算値により前記２つ
のスイッチング素子を駆動する制御手段とを備えたこと
を特徴とする電力変換装置である。
【００３６】請求項１３に対応する発明によれば、２つ
の直流コンデンサの電圧を検出し、その差が零となるよ
うにチョッパ制御することで、中性点電位の変動を抑制
することができる。
【００３７】前記目的を達成するため、請求項１４に対
応する発明は、２レベルコンバータと、該コンバータに
直列に接続された２つのコンデンサから構成される直流
電圧源と、該直流電圧源に接続された３レベルＮＰＣイ
ンバータを接続した電力変換装置において、スイッチン
グ素子のアノードを直流電圧源の正側電位点と接続し、
該スイッチング素子のカソードを別のスイッチング素子
のアノードと接続し、該スイッチング素子のカソードを
直流電圧源の負側電位点に接続し、ダイオードのカソー
ドを直流電圧源の正側電位点と接続し、該ダイオードの
アノードを別のダイオードのカソードと接続し、該ダイ
オードのアノードを直流電圧源の負側電位点に接続し、
２つのスイッチング素子の接続点と２つのダイオードの
接続点との間を接続し、２つスイッチング素子の接続点
と、直流電圧源の中性点電位点との間をリアクトルにて
接続されたチョッパ回路と、該リアクトルを流れるチョ
ッパ電流を検出する第１電流検出手段と、中性点電位点
から３レベルインバータの中性点へ流れるインバータ中
性点電流を検出する第２電流検出手段と、前記第２電流
検出手段により検出されたインバータ中性点電流から、
検出されたチョッパ電流を差し引く演算手段と、該演算
手段の電流値の差を積分する積分手段と、該積分手段の
出力を零とする電圧差制御手段と、前記検出されたチョ
ッパ電流を入力とする安定化補償器と、電圧差制御手段
の出力から安定化補償器の出力を差し引く減算手段と、
該減算手段の減算値により前記２つのスイッチング素子
を駆動する制御手段とを備えたことを特徴とする電力変
換装置である。
【００３８】請求項１４に対応する発明によれば、検出
されたインバータ中性点電流と検出されたチョッパ電流
の差の積分は、電圧の次元となる。すなわち、コンデン
サ電圧差と比例関係にある。これを、電圧制御して零に
すれば、中性点電位の変動を抑制することができる。
【００３９】前記目的を達成するため、請求項１５に対
応する発明は、請求項７〜１４のいずれかに記載の電力
変換装置において、前記コンバータとして３レベルＮＰ
Ｃコンバータを使用し、該３レベルＮＰＣコンバータに
並列に、２個のコンデンサを直列接続した回路からなる
直流電圧源を接続し、前記中性点電位点から３レベルコ
ンバータの中性点へ流れるコンバータ中性点電流を検出
する手段あるいはコンバータ中性点電流を演算する手段
を有し、該検出されたコンバータ中性点電流あるいは演
算されたコンバータ中性点電流と前記中性点電位点から
３レベルインバータの中性点に流れるインバータ中性点
電流の検出値あるい演算値と加算することを特徴とする
電力変換装置である。
【００４０】請求項１５に対応する発明によれば、請求
項７〜１４記載の電力変換装置と同様な作用を得ること
ができる。
【００４１】前記目的を達成するため、請求項１６に対
応する発明は、請求項７〜１４のいずれかに記載の電力
変換装置において、前記コンバータとして２レベルコン
バータを２個使用し、該各２レベルコンバータに、正側
および負側コンデンサの直列回路を並列に接続し、該正
側および負側コンデンサの中性点電位点と前記２レベル
コンバータ相互の接続点を接続し、前記コンデンサの接
続点から前記コンバータへ流れる中性点電流を検出する
手段あるいはコンバータ中性点電流を演算する手段を有
し、該検出または演算されたコンバータ中性点電流と前
記中性点電位点から３レベルインバータの中性点に流れ
るインバータ中性点電流の検出値あるいは演算値と加算
することを特徴とする電力変換装置である。
【００４２】請求項１６に対応する発明によれば、請求
項７〜１４記載の電力変換装置と同様な作用を得ること
ができる。
【００４３】
【発明の実施の形態】本発明の請求項１、２に対応する
実施形態を図１に示す。
【００４４】図１において、３相交流電源４１、コンバ
ータ１、コンデンサ４、５、ＮＰＣインバータ２、交流
電動機３は図１５と同じものである。
【００４５】７、８は直流電圧の正負間に直列接続され
たスイッチング素子、９、１０はそれぞれスイッチング
素子７、８に逆並列に接続されたダイオード、６はコン
デンサ４、５の直列接続点とスイッチング素子７、８の
直列接続点間に接続されたリアクトルである。スイッチ
ング素子７とリアクトル６とダイオード１０は第１のチ
ョッパ回路として機能し、スイッチング素子８とリアク
トル６とダイオ−ド９は第２のチョッパ回路として機能
する。４６はコンデンサ４、５の電圧Ｖp 、Ｖn の絶対
値を比較してその偏差を減少させるように電圧制御信号
Ｖc を出力する電圧制御部、４８は電圧制御信号を所定
値で制限する出力制限部、４９は出力制限部４８を介し
て出力される電圧制御信号Ｖc に応じてチョッパ制御信
号ＣＨ１かＣＨ２のいずれかを出力する演算部、５０は
パルス幅変調のための三角波信号ＴＲＳを出力する変調
信号発生部、５１、５２はチョッパ制御信号ＣＨ１、Ｃ
Ｈ２と三角波信号ＴＲＳをそれぞれ比較してスイッチン
グ信号Ｇ１、Ｇ２を出力する比較器である。
【００４６】上記構成において、コンデンサ４、５の電
圧Ｖp 、Ｖn に偏差が生じると、電圧制御部４６から電
圧制御信号Ｖc が出力され出力制限部４８を介して演算
部４９に入力される。演算部４９は電圧制御信号Ｖc の
極性に応じてチョッパ制御信号ＣＨ１、ＣＨ２のいずれ
かを出力し、比較器５１、５２のいずれかを介してスイ
ッチング素子７、８のいずれかをスイッチング制御す
る。
【００４７】例えば、コンデンサ４の電圧Ｖp がコンデ
ンサ５の電圧Ｖn より高く、電圧制御信号Ｖc の極性が
正（Ｖc ＞０）のとき、演算部４９は電圧制御信号Ｖc
をチョッパ制御信号ＣＨ１として出力し、チョッパ制御
信号ＣＨ２をゼロとする。これにより、比較器５１はチ
ョッパ制御信号ＣＨ１と三角波信号ＴＲＳを比較してス
イッチング信号Ｇ１を出力し、スイッチング素子７をオ
ン・オフ制御し、比較器５２からスイッチング信号Ｇ２
は出力しない。スイッチング素子７がオンすると、コン
デンサ４の電圧がリアクトル６に印加され電流が流れ、
スイッチング素子７がオフすると、リアクトル６の放電
電流がコンデンサ５とダイオード１０を介して流れ、コ
ンデンサ４の一部の電荷がコンデンサ５に移動する。こ
れにより、コンデンサ４の電圧Ｖp が低下するとともに
コンデンサ５の電圧Ｖn が上昇し電圧偏差が減少する。
【００４８】また、コンデンサ４の電圧Ｖp がコンデン
サ５の電圧Ｖn より低く、電圧制御信号Ｖc の極性が負
（Ｖc ＜０）のとき、演算部４９は電圧制御信号Ｖc の
極性を反転してチョッパ制御信号ＣＨ２として出力し、
チョッパ制御信号ＣＨ１をゼロとする。これにより、比
較器５２はチョッパ制御信号ＣＨ２と三角波信号ＴＲＳ
を比較してスイッチング信号Ｇ２を出力し、スイッチン
グ素子８をオン・オフ制御し、比較器５１からスイッチ
ング信号Ｇ１は出力しない。スイッチング素子５２がオ
ンすると、コンデンサ５の電圧がリアクトル６に印加さ
れ電流が流れ、スイッチング素子８がオフすると、リア
クトル６の放電電流がダイオード９とコンデンサ４を介
して流れ、コンデンサ５の一部の電荷がコンデンサ４に
移動する。これにより、コンデンサ４の電圧Ｖp が上昇
するとともにコンデンサ５の電圧Ｖn が低下し電圧偏差
が減少する。
【００４９】従って、コンデンサ４、５の電圧Ｖp 、Ｖ
n に偏差が生じると、電圧の高い方より電圧の低い方に
直接エネルギーを移動させるチョッパ機能により、高速
に中性点電位の変動抑制制御が行われる。
【００５０】なお、出力制限部４８は電圧偏差が異常に
大きくなったとき、パルス幅変調のデューティー比が５
０％を越えないように電圧制御信号Ｖc を制御するもの
で、リアクトル６に流れる電流が変調周期内にほぼゼロ
に戻るようにする。
【００５１】本発明の請求項３、４に対応する実施形態
を図２に示す。
【００５２】この実施形態は、第１のチョッパ回路と第
２のチョッパ回路のリアクトルをそれぞれ別に設けて、
両チョッパ回路が独立して動作することができるように
構成したものである。すなわち、スイッチング素子７と
リアクトル６Ａの直列回路を直流電圧の正側Ｖp と直流
電圧の中性点Ｖ０間に接続するとともに、スイッチング
素子７とリアクトル６Ａの直列接続点と直流電圧の負側
ＶＮ間にダイオード１０を接続し、第１のチョッパ回路
を構成する。また、スイッチング素子８とリアクトル６
Ｂの直列回路を直流電圧の負側ＶＮと直流電圧の中性点
Ｖ０間に接続するとともに、スイッチング素子８とリア
クトル６Ｂの直列接続点と直流電圧の正側ＶＰ間にダイ
オード９を接続し、第２のチョッパ回路を構成する。そ
の他は図１と同じものである。
【００５３】上記構成において、コンデンサ４、５の電
圧Ｖp 、Ｖn に偏差が生じると、電圧制御部１６から電
圧制御信号Ｖc が出力され出力制限部４８を介して演算
部４９に入力される。演算部４９は電圧制御信号Ｖc の
極性に応じてチョッパ制御信号ＣＨ１、ＣＨ２のいずれ
かを出力し、比較器５１、５２のいずれかを介してスイ
ッチング素子７、８のいずれかをスイッチング制御し
て、図１の場合と同様に、コンデンサ４、５の電圧Ｖp
、Ｖn の電圧の高い方より電圧の低い方に直接エネル
ギーを移動させる制御が行われる。
【００５４】また、本実施形態の場合、２つのチョッパ
回路は独立して制御することができるので、負荷電流の
急変により変調周期内で電圧偏差の極性が反転したと
き、直ちに反対側のチョッパ回路を動作させ、中性点電
位の変動を抑制する制御を行わせることができる。例え
ば、ＶＰ＞ＶＮで第１のチョッパ回路を動作させている
とき、負荷電流の急変によりパルス幅変調の変調周期内
にＶＰ＜ＶＮに変化したとき、直ちに第２のチョッパ回
路を動作させることができる。従って、変調周期内で電
圧偏差の極性が反転するような中性点電位の変動に対し
ても速い応答で制御することが可能である。
【００５５】本発明の請求項５、６に対応する実施形態
を図３に示す。
【００５６】この実施形態は、一方のコンデンサの一部
のエネルギーを一旦リアクトルに移動させた後に他方の
コンデンサに移動させるように構成したものである。
【００５７】すなわち、ダイオード９、６３を逆並列に
接続したスイッチング素子７、６１を直列接続した第１
のアームと、ダイオード１０、６４を逆並列に接続した
スイッチング素子８、６２を直列接続した第２のアーム
を直列接続して直流電圧の正負ＶＰ、ＶＮ間に接続し、
各アームの２個のスイッチング素子７、６１及び８、６
２の直列接続点と中性点電位Ｖ０との間にそれぞれ第２
のダイオード６５、６６を接続し、第１、第２のアーム
の直列接続点と中性点電位Ｖ０間にリアクトル６を接続
する。この構成は、ＮＰＣインバータの１相分の主回路
と同じ構成となり、これを第１、第２のチョッパ回路と
して使用する。また、スイッチング信号Ｇ１、Ｇ２がオ
ン指令のとき、直ちにオン指令になるとともに、スイッ
チング信号Ｇ１、Ｇ２がオフ指令のとき、一定時限後に
オフ指令となるスイッチング信号Ｇ１Ａ、Ｇ２Ａを出力
するオフディレイ回路５３、５４が設けられている。そ
の他は図１と同様である。
【００５８】上記構成において、コンデンサ４、５の電
圧Ｖp 、Ｖn に偏差が生じると、電圧制御部４６から電
圧制御信号Ｖc が出力され出力制限部４８を介して演算
部４９に入力される。演算部４９は電圧制御信号Ｖc の
極性に応じてチョッパ制御信号ＣＨ１、ＣＨ２のいずれ
かを出力し、比較器５１、５２のいずれかを介してスイ
ッチング信号Ｇ１、Ｇ２のいずれかを出力し、図１の場
合と同様に、コンデンサ４、５の電圧Ｖp 、Ｖn の電圧
の高い方より電圧の低い方に直接エネルギーを移行させ
る制御が行われる。
【００５９】例えば、コンデンサ４の電圧Ｖp がコンデ
ンサ５の電圧Ｖn より高く、電圧制御信号Ｖc の極性が
正（Ｖc ＞０）のとき、演算部４９は電圧制御信号Ｖc
をチョッパ制御信号ＣＨ１として出力し、チョッパ制御
信号ＣＨ２をゼロとする。これにより、比較器５１はチ
ョッパ制御信号ＣＨ１と三角波信号ＴＲＳを比較してオ
ン・オフのスイッチング信号Ｇ１を出力し、比較器２２
はスイッチング信号Ｇ２を出力しない。オフディレイ回
路５３はスイッチング信号Ｇ１がオンのとき直ちにオン
のスイッチング信号Ｇ１Ａを出力するので、スイッチン
グ信号Ｇ１がオンのときスイッチング素子７、６１は同
時にオンとなる。これにより、コンデンサ４の電圧がリ
アクトル６に印加され電流が流れ、コンデンサ４の一部
のエネルギーがリアクトル６に移動する。スイッチング
信号Ｇ１がオフになると、オフディレイ回路５３は一定
時限後にスイッチング信号Ｇ１Ａをオフとするので、ス
イッチング素子７は直ちにオフするがスイッチング素子
６１は一定時限後にオフとなる。従って、この一定時限
の間リアクトル６の電流はダイオード６５とスイッチン
グ素子６１の閉回路で還流して保持され、一定時限が経
過するとスイッチング素子６１がオフとなる。スイッチ
ング素子６１がオフすると、リアクトル６の電流はコン
デンサ５とダイオード１０、６４を介して流れ、リアク
トル６のエネルギーがコンデンサ４に移動する。従っ
て、コンデンサ４の一部の電荷がコンデンサ４に移動
し、コンデンサ４の電圧Ｖp が低下するとともにコンデ
ンサ５の電圧Ｖn が上昇し電圧偏差が減少する。
【００６０】また、コンデンサ３の電圧Ｖp がコンデン
サ４の電圧Ｖn より低く、電圧制御信号Ｖc の極性が負
（Ｖc ＜０）のとき、演算部４９は電圧制御信号Ｖc の
極性を反転してチョッパ制御信号ＣＨ２として出力し、
チョッパ制御信号ＣＨ１をゼロとする。これにより、比
較器５２はチョッパ制御信号ＣＨ２と三角波信号ＴＲＳ
を比較してオン・オフのスイッチング信号Ｇ２を出力
し、比較器５１はスイッチング信号Ｇ１を出力しない。
オフディレイ回路５４はスイッチング信号Ｇ２がオンの
とき直ちにオンのスイッチング信号Ｇ２Ａを出力するの
で、スイッチング信号Ｇ２がオンのときスイッチング素
子８、６２は同時にオンとなる。これにより、コンデン
サ５の電圧がリアクトル６に印加され電流が流れ、コン
デンサ５の一部のエネルギーがリアクトル６に移動す
る。スイッチング信号Ｇ２がオフになると、オフディレ
イ回路５４は一定時限後にスイッチング信号Ｇ２Ａをオ
フとするので、スイッチング素子８は直ちにオフするが
スイッチング素子６２は一定時限後にオフとなる。従っ
て、この一定時限の間リアクトル６の電流はスイッチン
グ素子６２とダイオード６６の閉回路で還流して保持さ
れ、一定時限が経過するとスイッチング素子６２がオフ
となる。スイッチング素子６２がオフすると、リアクト
ル６の電流はダイオード９、６３とコンデンサ４を介し
て流れ、リアクトル６のエネルギーがコンデンサ４に移
動する。従って、コンデンサ５の一部の電荷がコンデン
サ４に移動し、コンデンサ５の電圧Ｖp が低下するとと
もにコンデンサ４の電圧Ｖn が上昇し電圧偏差が減少す
る。
【００６１】また、各スイッチング素子７、８、６１、
６２にはダイオードと抵抗の並列回路とスナバコンデン
サを直列接続した図示しないスナバ回路が接続される
が、オフディレイ回路５３、５４の一定時限は、スイッ
チング素子７、８がオフしたとき、該スイッチング素子
に接続されたスナバコンデンサの充電電圧がほぼ回復す
る時間に設定すれば十分である。
【００６２】本実施形態によれば、一方のアームの一方
のスイッチング素子がターンオフしてリアクトル電流が
還流保持された期間内にターンオフしたスイッチング素
子にかかる電圧が十分回復した後に一方のアームの他方
のスイッチング素子をターンオフさせるモードが存在す
るため、各スイッチング素子にかかる電圧が正側電圧Ｖ
p 或いは負側電圧Ｖn に制限されるので、直流電圧の半
分の耐圧のスイッチング素子を利用することができ、高
電圧の直流電圧に適用することができる。また、パルス
幅変調のデューティー比を５０％より大きく設定して１
サイクルに移動させるエネルギーを大きくすることがで
きる。
【００６３】図４は、請求項７に記載の第４実施形態の
概略構成を示すブロック図である。
【００６４】図４では、２レベルコンバータ１の出力側
に、コンデンサ４とコンデンサ５が直列に接続され、正
側電位と中性点電位と負側電位の３レベル電位をつくっ
ている。ＮＰＣインバータ２が負荷として接続され、３
レベルＮＰＣインバータ２は、インバータ制御器１５に
より制御され、モータ３を駆動している。正側電位バス
と負側電位バスにはスイッチング素子７、８が２つ直列
に接続され、逆パラレルに２つのダイオード９、１０が
接続される。２つのスイッチング素子７、８の接続点と
２つのダイオード９、１０の接続点は短絡され、更に、
リアクトル６を介して２つの直流コンデンサ４、５の中
性点に接続されている。この回路は、２つの直流コンデ
ンサ４、５に対してそれぞれ昇降圧チョッパ回路となっ
ている。一つは、直流コンデンサ４を入力コンデンサと
して、直流コンデンサ５を出力コンデンサとする場合、
スイッチング素子７とリアクトル６とダイオード１０に
より昇降圧チョッパ回路を形成している。また、直流コ
ンデンサ５を入力コンデンサとして、直流コンデンサ４
を出力コンデンサとする場合、スイッチング素子８とリ
アクトル６とダイオード９により昇降圧チョッパ回路を
形成している。ここで、チョッパ動作の原理を説明す
る。リアクトル６を流れるチョッパ電流ＩCHPが正であ
ると仮定する。スイッチング素子７がオンでスイッチン
グ素子８がオフの時、電流は、コンデンサ４、スイッチ
ング素子７、リアクトル６を流れる。この間、リアクト
ルを流れるチョッパ電流ＩCHP が増加する。これはすな
わち、コンデンサ４のエネルギーがリアクトルのエネル
ギーに移行したことを表し、コンデンサ４の電圧は減少
する。スイッチング素子７がオフでスイッチング素子８
の時、電流はコンデンサ５、ダイオード１０、リアクト
ル６を流れる。この間、リアクトルを流れるチョッパ電
流ＩCHP は減少する。これはすなわち、リアクトル６の
エネルギーがコンデンサ５のエネルギーに移行したこと
を表し、コンデンサ５の電圧は増加する。これが、チョ
ッパ電流ＩCHP が正の場合のチョッパ動作であり、チョ
ッパ電流ＩCHP が負の場合も、同様に考えることができ
る。以上が主回路部の構成である。
【００６５】チョッパの制御部として、以下の構成をと
っている。チョッパリアクトル６を流れるチョッパ電流
ＩCHP を検出する電流検出器１３が設置されている。ま
た、直流電圧源の中性点電位点からラＮＰＣインバータ
の中性点に流れるインバータ中性点電流ＩINV を検出す
る電流検出器１４が設置されている。検出されたインバ
ータ中性点電流ＩINV から検出されたチョッパ電流ＩCH
P を引き、電流制御器１２に入力される。電流制御器１
２は、入力を零となるように制御するものであり、例え
ば、比例積分補償器等が挙げられる。電流制御器１２の
出力は、チョッパ制御器１１に入力され、三角波比較Ｐ
ＷＭによりチョッパデューティを変化し、２つのスイッ
チング素子７、８の接続点の平均電圧を制御する。
【００６６】チョッパ制御器１１の構成を図５に示す。
チョッパ制御器１１への入力は、三角波比較器３５に入
力され、三角波ＰＷＭ波形が出力される。三角波比較器
３５の出力はゲートドライバ３７に入力され、スイッチ
ング素子７のゲート信号となる。また、三角波比較器３
５の出力はインバータ３６に入力され、信号が反転され
る。インバータ３６の出力はゲートドライバ３８に入力
され、スイッチング素子８のゲート信号となる。よっ
て、スイッチング素子７がオンのとき、スイッチング素
子８はオフであり、スイッチング素子７がオフのとき、
スイッチング素子８がオンとなる。従って、スイッチン
グ素子７、８のうち、どちらか一方がオンであり、もう
一方は、オフとなり、直流短絡が起こることはない。
【００６７】以上のように構成された第４の実施形態に
よれば、以下のような作用効果が得られる。２つの直流
コンデンサ４、５の電圧が一致しなくなる中性点電位の
変動は、２つの直流コンデンサ４、５の接続点である中
性点に電流が流入出するために起こる。図４の回路で
は、中性点にチョッパ電流ＩCHP が流入し、インバータ
中性点電流ＩINV が流出する。従って、検出されたイン
バータ中性点電流ＩINVから検出されたチョッパ電流ＩC
HP を引き、これが零となるように制御すれば、中性点
から直流コンデンサ４、５に流れる電流は小さくなり、
中性点電位の変動を小さくすることができる。
【００６８】以上の構成をとることで、コンバータ及び
インバータの電圧利用率を向上させることができ、変換
器の小型化あるいは低価格化をはかることができる。あ
るいは、従来コンバータやインバータで行っていた中性
点電位の変動抑制制御の代わりに別の制御を行う自由度
を得ることができる。
【００６９】図６は、請求項８に記載の第５実施形態の
概略構成を示すブロック図である。図６に示す構成の中
で、主回路部は図４に示す実施形態１と同一なため、チ
ョッパの制御部のみ説明する。チョッパの制御部とし
て、以下の構成をとっている。
【００７０】３レベルＮＰＣインバータ２を制御するイ
ンバータ制御器１５から、３相各相の電圧変調率ＭU
＊、ＭV ＊、ＭW ＊、がインバータ中性点電流演算器
１６に入力される。モータ３に流れる３相電流ＩU 、Ｉ
V 、ＩW を検出する電流検出器１９が設置されている。
検出された３相電流値はインバータ中性点電流演算器１
６へ入力される。インバータ中性点電流演算器１６にに
よりインバータ中性点電流ＩINV ＊が例えば次式により
演算される。これは、文献（「３レベルインバータの中
性点電圧の交流的変動の抑制法」電学Ｄ部門全国大会Ｎ
ｏ．９１）によるものである。
【００７１】 ＩINV ＊＝−｜ＭU ＊｜ＩU −｜ＭV ＊｜ＩV −｜ＭW ＊｜ＩW （１） チョッパリアクトル６を流れるチョッパ電流ＩCHP を検
出する電流検出器１３が設置されている。演算されたイ
ンバータ中性点電流ＩINV ＊から検出されたチョッパ電
流ＩCHP を引き、電流制御器１２に入力される。電流制
御器１２は、入力を零となるように制御するものであ
り、例えば、比例積分補償器等が挙げられる。電流制御
器１２の出力は、チョッパ制御器１１に入力され、三角
波比較ＰＷＭによりチョッパデューティを変化し、２つ
のスイッチング素子の接続点の平均電圧を制御する。
【００７２】以上のように構成させた第５の実施形態に
よれば、以下のような作用効果が得られる。
【００７３】２つの直流コンデンサ４、５の電圧が一致
しなくなる中性点電位の変動は、２つの直流コンデンサ
４、５の接続点である中性点に電流が流入出するために
起こる。図７の回路では、中性点にチョッパ電流ＩCHP
が流入し、インバータ中性点電流ＩINV が流出する。従
って、電圧変調率と３相電流指令値より演算されたイン
バータ中性点電流ＩINV ＊から検出されたチョッパ電流
ＩCHP を引き、これが零となるように制御すれば、中性
点から直流コンデンサ４、５に流れる電流は小さくな
り、中性点電位の変動を小さくすることができる。ま
た、インバータ中性点電流を演算により求め、これに追
従するチョッパ電流ＩCHP を流すことで、図１の構成よ
り電流検出の遅れのない分早いチョッパ電流ＩCHP の応
答が可能であり、中性点電位の変動をより小さくするこ
とができる。
【００７４】以上の構成をとることで、コンバータ及び
インバータの電圧利用率を向上させることができ、変換
器の小型化あるいは低価格化をはかることができる。あ
るいは、従来コンバータやインバータで行っていた中性
点電位の変動抑制制御の代わりに別の制御を行う自由度
を得ることができる。
【００７５】図７は、請求項９に記載の第６実施形態の
概略構成を示すブロック図である。
【００７６】図７に示す構成の中で、主回路部は図４に
示す実施形態１と同一なため、チョッパの制御部のみ説
明する。チョッパの制御部として、以下の構成をとって
いる。
【００７７】３レベルＮＰＣインバータ２を制御するイ
ンバータ制御器１５から、３相各相の電圧変調率ＭU
＊、ＭV ＊、ＭW ＊と３相各相の電流基準ＩU ＊、ＩV
＊、ＩW ＊とがインバータ中性点電流演算器１７に入
力される。インバータ中性点電流演算器１７によりイン
バータ中性点電流ＩINV ＊が例えば次式に演算される。
これは、文献（「３レベルインバータの中性点電圧の交
流的変動の抑制法」電学Ｄ部門全国大会Ｎｏ．９１）に
よるものである。
【００７８】 ＩINV ＊＝−｜ＭU ＊｜ＩU ＊−｜ＭV ＊｜ＩV ＊−｜ＭW ＊｜ＩW ＊ （２） チョッパリアクトル６を流れるチョッパ電流ＩCHP を検
出する電流検出器１３が設置されている。演算されたイ
ンバータ中性点電流ＩINV ＊から検出されたチョッパ電
流ＩCHP を引き、電流制御器１２に入力される。電流制
御器１２は、入力を零となるように制御するものであ
り、例えば、比例積分補償器等が挙げられる。電流制御
器１２の出力は、チョッパ制御器１１に入力され、三角
波比較ＰＷＭによりチョッパデューティを変化し、２つ
のスイッチング素子４、５の接続点の平均電圧を制御す
る。
【００７９】以上のように構成させた第６実施形態によ
れば、以下のような作用効果が得られる。
【００８０】２つの直流コンデンサ４、５の電圧が一致
しなくなる中性点電位の変動は、２つの直流コンデンサ
４、５の接続点である中性点に電流が流入出するために
起こる。図７の回路では、中性点にチョッパ電流ＩCHP
が流入し、インバータ中性点電流ＩINV が流出する。従
って、電圧変調率と３相電流指令値より演算されたイン
バータ中性点電流ＩINV ＊から検出されたチョッパ電流
ＩCHP を引き、これが零となるように制御すれば、中性
点から直流コンデンサ４、５に流れる電流は小さくな
り、中性点電位の変動を小さくすることができる。ま
た、インバータ中性点電流を演算により求め、これに追
従するチョッパ電流ＩCHP を流すことで、図１の構成よ
り電流検出の遅れのない分早いチョッパ電流ＩCHP の応
答が可能であり、中性点電位の変動をより小さくするこ
とができる。
【００８１】以上の構成をとることで、コンバータ及び
インバータの電圧利用率を向上させることができ、変換
器の小型化あるいは低価格化をはかることができる。あ
るいは、従来コンバータやインバータで行っていた中性
点電位の変動抑制制御の代わりに別の制御を行う自由度
を得ることができる。
【００８２】図８は、請求項１０に記載の第７実施形態
の概略構成を示すブロック図である。
【００８３】図８に示す構成の中で、主回路部は図４に
示す実施形態と同一なため、チョッパの制御部のみ説明
する。チョッパの制御部として、以下の構成をとってい
る。
【００８４】３レベルＮＰＣインバータ２を制御するイ
ンバータ制御器１５から、３相各相の電圧変調率ＭU
＊、ＭV ＊、ＭW ＊と３相各相の電流基準ＩU ＊、ＩV
＊、ＩW ＊とがインバータ中性点電流演算器１７に入
力される。インバータ中性点電流演算器１７によりイン
バータ中性点電流ＩINV ＊が演算される。チョッパリア
クトル６を流れるチョッパ電流ＩCHP を検出する電流検
出器１３が設置されている。インバータ中性点電流ＩIN
V を検出する電流検出器１４が設置されている。演算さ
れたインバータ中性点電流ＩINV ＊から検出されたチョ
ッパ電流ＩCHP を引き、電流制御器１８に入力される。
検出されたインバータ中性点電流ＩINV から検出された
チョッパ電流ＩCHP を引き、電流制御器１８に入力され
る。電流制御器１８の中では、以下の式に従う演算をす
る。
【００８５】 ＶCHP ＝ＫP （ＩINV ＊−ＩCHP ）＋ＫI∫（ＩINV −ＩCHP ）dt （３） ただし、ＫP は比例ゲイン、ＫI は積分ゲイン、ＶCHP
は電流制御器１８の出力である。電流制御器１８の出力
は、チョッパ制御器１１に入力され、三角波比較ＰＷＭ
によりチョッパデューティを変化し、２つのスイッチン
グ素子の接続点の平均電圧を制御する。
【００８６】以上のように構成させた第７実施形態によ
れば、以下のような作用効果が得られる。
【００８７】２つの直流コンデンサ４、５の電圧が一致
しなくなる中性点電位の変動は、２つの直流コンデンサ
４、５の接続点である中性点に電流が流入出するために
起こる。図４の回路では、中性点にチョッパ電流ＩCHP
が流入し、インバータ中性点電流ＩINV が流出する。従
って、インバータ中性点電流ＩINV からチョッパ電流Ｉ
CHP を引き、これが零となるように制御すれば、中性点
から直流コンデンサ４、５に流れる電流は小さくなり、
中性点の電位変動を小さくすることができる。（３）式
のようにチョッパ電流ＩCHP を制御すると、チョッパ電
流ＩCHP は過渡的にインバータ中性点電流演算値ＩINV
＊に追従し、遅れのない小さい補償が可能である。ま
た、定常的には、積分器の存在により検出されたインバ
ータ中性点電流ＩINV とチョッパ電流ＩCHP の偏差が零
に制御される。よって、過渡的にも定常的にも良好な補
償を行うことができ、中性点電位の変動をより小さくす
ることができる。
【００８８】以上の構成をとることで、コンバータ及び
インバータの電圧利用率を向上させることができ、変換
器の小型化あるいは低価格化をはかることができる。あ
るいは、従来コンバータやインバータで行っていた中性
点電位の変動抑制制御の代わりに別の制御を行う自由度
を得ることができる。
【００８９】図９は、請求項１１に記載の第８実施形態
の概略構成を示すブロック図である。
【００９０】図９に示す構成は、図６に示す構成を基本
としている。図６と図９の相違点のみを説明する。
【００９１】２つの直流コンデンサ４、５のそれぞれの
電圧を検出する２つの電圧検出器２０、２１を設置す
る。検出された２つのコンデンサ電圧は、その差をと
り、電圧補償器２２へ入力する。電圧補償器２２は、入
力が零となるように作用し、その出力は電流制御器１２
の出力と加算され、チョッパ制御器１１への入力とな
る。
【００９２】以上のように構成された第８実施形態によ
れば、以下のような作用効果が得られる。すなわち、第
５実施形態と同様な作用が得られる。また、電流検出器
１３の直流ドリフト等により直流的な誤差が発生する場
合、２つのコンデンサ４、５の電圧を検出し、電圧差を
演算し、零に制御することで、中性点電位の直流的変動
を抑えることができる。
【００９３】以上の構成をとることで、コンバータ及び
インバータの電圧利用率を向上させることができ、変換
器の小型化あるいは低価格化をはかることができる。あ
るいは、従来コンバータやインバータで行っていた中性
点電位の変動抑制制御の代わりに別の制御を行う自由度
を得ることができる。
【００９４】以上は、図６に示す請求項８をもとにして
いる構成であるが、請求項７、９、１０に示す構成にお
いても、同様な作用効果を得る。
【００９５】図１０は、請求項１２に記載の第９実施形
態の概略構成を示すブロック図である。
【００９６】図１０に示す構成の中で、主回路部は図４
に示す実施形態１と同一なため、チョッパの制御部のみ
説明する。チョッパの制御部として、以下の構成をとっ
ている。
【００９７】２つの直流コンデンサ４、５のそれぞれの
電圧を検出する２つの電圧検出器２０、２１を設置す
る。検出された２つのコンデンサ電圧は、その差をと
り、電圧制御器２３へ入力する。電圧制御器２３は、入
力が零となるように制御するものであり、例えば、比例
補償器、比例積分補償器等が挙げられる。リアクトルを
流れるチョッパ電流ＩCHP を検出する電流検出器１３を
設置する。検出されたチョッパ電流ＩCHP は安定化補償
器２４に入力される。電圧制御器２３の出力から安定化
補償器２４の出力が差し引かれ、チョッパ制御器１１の
入力となる。チョッパ制御器１１では、三角波比較ＰＷ
Ｍによりチョッパデューティを変化し、２つのスイッチ
ング素子の接続点の平均電圧を制御する。
【００９８】以上のように構成された第９実施形態によ
れば、以下のような作用効果が得られる。２つの直流コ
ンデンサ４、５の電圧を検出し、その差が零となるよう
にチョッパ制御することで、中性点電位の変動を抑制す
ることができる。ただし、電圧制御のみでは、チョッパ
リアクトルと直流コンデンサ間のＬＣ共振が懸念され
る。よって、検出されたチョッパ電流ＩCHP により補償
を加え、安定化する。
【００９９】以上の構成をとることで、コンバータ及び
インバータの電圧利用率を向上させることができ、変換
器の小型化あるいは低価格化をはかることができる。あ
るいは、従来コンバータやインバータで行っていた中性
点電位の変動抑制制御の代わりに別の制御を行う自由度
を得ることができる。
【０１００】図１１は、請求項１３に記載の第１０実施
形態の概略構成を示すブロック図である。図１１に示す
構成の中で、主回路部は図４に示す実施形態１と同一な
ため、チョッパの制御部のみ説明する。チョッパの制御
部として、以下の構成をとっている。
【０１０１】２つの直流コンデンサ４、５のそれぞれの
電圧を検出する２つの電圧検出器２０、２１を設置す
る。検出された２つのコンデンサ電圧は、その差をと
り、電圧制御器２３へ入力する。電圧制御器２３は、入
力が零となるように制御するものであり、例えば、比例
補償器、比例積分補償器等が挙げられる。検出されたコ
ンデンサ電圧の差は、疑似微分器２５へ入力され、電圧
差の疑似微分演算が行われる。疑似微分器２５の出力
は、安定化補償器２４に入力される。電圧制御器２３の
出力から安定化補償器２４の出力が差し引かれ、チョッ
パ制御器１１の入力となる。チョッパ制御器１１では、
三角波比較ＰＷＭによりチョッパデューティを変化し、
２つのスイッチング素子の接続点の平均電圧を制御す
る。
【０１０２】以上のように構成された第１０実施形態に
よれば、以下のような作用効果が得られる。２つの直流
コンデンサ４、５の電圧を検出し、その差が零となるよ
うにチョッパ制御することで、中性点電位の変動を抑制
することができる。ただし、電圧制御のみでは、チョッ
パリアクトル６と直流コンデンサ４、５間のＬＣ共振が
懸念される。よって、検出された２つのコンデンサ電圧
の差の疑似微分値により補償を加え、安定化する。
【０１０３】以上の構成をとることで、コンバータ及び
インバータの電圧利用率を向上させることができ、変換
器の小型化あるいは低価格化をはかることができる。あ
るいは、従来コンバータやインバータで行っていた中性
点電位の変動抑制制御の代わりに別の制御を行う自由度
を得ることができる。
【０１０４】図１２は、請求項８に記載の第１１実施形
態の概略構成を示すブロック図である。
【０１０５】図１２に示す構成の中で、主回路部は図４
に示す実施形態と同一なため、チョッパの制御部のみ説
明する。チョッパの制御部として、以下の構成をとって
いる。
【０１０６】チョッパリアクトル６を流れるチョッパ電
流ＩCHP を検出する電流検出器１３が設置されている。
また、直流電圧源の中性点電位からＮＰＣインバータの
中性点に流れるインバータ中性点電位電流ＩINV を検出
する電流検出器１４が設置されている。検出されたイン
バータ中性点電流ＩINV から検出されたチョッパ電流Ｉ
CHP が差し引かれ、その差が積分される。積分器２６の
出力は、電圧制御器２３に入力される。検出されたチョ
ッパ電流ＩCHP は、安定化補償器２４に入力される。電
圧制御器２３の出力から、安定化補償器２４の出力が差
し引かれ、チョッパ制御器１１への入力となる。チョッ
パ制御器１１では、三角波比較ＰＷＭによりチョッパデ
ューティを変化し、２つのスイッチング素子の接続点の
平均電圧を制御する。
【０１０７】以上のように構成された第１１実施形態に
よれば、以下のような作用効果が得られる。２つの直流
コンデンサ４、５の電圧差を零となるように制御するこ
とで、中性点電位の変動を抑制することができる。検出
されたインバータ中性点電流ＩINV と検出されたチョッ
パ電流ＩCHP の差の積分は、電圧の次元となる。すなわ
ち、コンデンサ電圧差と比例関係にある。これを、電圧
制御して零にすれば、中性点電位の変動を抑制すること
ができる。ただし、電圧制御のみでは、チョッパリアク
トル６と直流コンデンサ４、５間のＬＣ共振が懸念され
る。よって、検出されたチョッパ電流ＩCHP により補償
を加え、安定化する。
【０１０８】以上の構成をとることで、コンバータ及び
インバータの電圧利用率を向上させることができ、変換
器の小型化あるいは低価格化をはかることができる。あ
るいは、従来コンバータやインバータで行っていた中性
点電位の変動抑制制御の代わりに別の制御を行う自由度
を得ることができる。
【０１０９】図１３は、請求項１５に記載の第１２実施
形態の概略構成を示すブロック図である。図１３に示す
構成は、図８に示す構成を基本としている。図８と図１
３の相違点のみを説明する。
【０１１０】図８では、一つの２レベルコンバータ１の
出力を２つのコンデンサ４、５を直列に接続することに
より３レベルの直流電圧源をつくっていたのに対し、図
１３では、３レベルＮＰＣコンバータ２７により３レベ
ルをつくっている。従って、３レベルＮＰＣコンバータ
２７の中性点は、コンデンサ４、５の接続点に接続され
る。以上が主回路部の相違点である。
【０１１１】チョッパ制御部の相違点として、３レベル
ＮＰＣコンバータ２７を制御するコンバータ制御器２８
からの情報で、コンデンサ４、５の接続点から３レベル
ＮＰＣコンバータ２７の中性点へ流れるコンバータ中性
点電流ＩCNV を演算するコンバータ中性点電流演算器２
９が存在する。また、コンバータ中性点電流ＩCNV を検
出するため、電流検出器３４が設置される。
【０１１２】ここで、中性点電位の変動を抑制するとい
うことは、コンデンサ４、５の接続点に流入出する電流
が零であればよいということを考慮し、図８の構成と図
１３の構成を比較する。図８に示す構成では、コンデン
サ４、５の接続点に流入する電流がチョッパ電流ＩCHP
で、流出する電流がインバータ中性点電流ＩINV であ
る。また、図１３に示す構成では、流入する電流がチョ
ッパ電流ＩCHP で、流出する電流がインバータ中性点電
流ＩINV とコンバータ中性点電流ＩCNV である。したが
って、中性点電位の変動抑制制御をするうえでは、図８
の構成でのインバータ中性点電流ＩINV と図１３の構成
でのインバータ中性点電流ＩCHP とコンバータ中性点電
流ＩCNV の加算値を同じものとみなせば、中性点電位の
変動抑制制御が可能である。
【０１１３】具体的には、図８の構成では、インバータ
中性点電流演算器１７により算出されるインバータ中性
点電流演算値ＩINV ＊から、チョッパ電流値ＩCHP が差
し引かれ、電流制御器１８の比例制御となるが、図１３
の構成では、インバータ中性点電流演算器１７により算
出されるインバータ中性点電流演算値ＩINV ＊とコンバ
ータ中性点電流演算器２９により算出されるコンバータ
中性点電流演算値ＩCNV ＊の加算値から、チョッパ電流
値ＩCHP が差し引かれ、電流制御器１８の比例制御とな
る。また、図８の構成では、電流検出器１４により検出
されたインバータ中性点電流ＩINV から電流検出器１３
により検出されたチョッパ電流ＩCHP が差し引かれ、電
流制御器１８の積分制御となるが、図１３の構成では、
電流検出器１４により検出されたインバータ中性点電流
ＩINV と電流検出器３４により検出されたコンバータ中
性点電流ＩCNV との加算値から電流検出器１３により検
出されたチョッパ電流ＩCHP が差し引かれ、電流制御器
１８の積分制御となる。
【０１１４】以上のように構成された第１２実施形態に
よれば、第７実施形態と同様な作用効果が得られる。本
実施形態は、図８に示す請求項４記載の構成をもとにし
ているが、請求項７〜１４のいずれかに記載の構成をも
とにしても同様に適用が可能である。
【０１１５】また、インバータ中性点電流は、請求項７
に基づく検出値を用いて、コンバータ中性点電流は、請
求項８あるいは請求項９に基づく演算値を用いて電流制
御を行うなど、各組み合わせが可能である。
【０１１６】図１４は、請求項１６に記載の第１３実施
形態の概略構成を示すブロック図である。図１４に示す
構成は、図８に示す構成を基本としている。図８と図１
４の相違点のみを説明する。
【０１１７】図８では、一つの２レベルコンバータ１の
出力を２つのコンデンサ４、５を直列に接続することに
より３レベルの直流電圧源をつくっていたのに対し、図
１４では、２つの２レベルコンバータ３０、３１によ
り、それぞれ正側電圧と負側電圧をつくっている。従っ
て、２レベルコンバータ３０の負側電位点と２レベルコ
ンバータ３１の正側電位点の接続点は、コンデンサ４、
５の接続点に接続される。２レベルコンバータとして
は、サイリスタブリッジやダイオードブリッジといった
ものに限定するものではない。以上が主回路部の相違点
である。
【０１１８】チョッパ制御部の相違点として、２つの２
レベルコンバータを制御するコンバータ制御器３２から
の情報で、コンデンサ４、５の接続点から２つの２レベ
ルコンバータ３０、３１の接続点へ流れるコンバータ中
性点電流ＩCNV を演算するコンバータ中性点電流演算器
３３が存在する。また、コンバータ中性点電流ＩCNVを
検出するため、電流検出器３４が設置される。
【０１１９】ここで、中性点電位の変動を抑制するとい
うことは、コンデンサ４、５の接続点に流入出する電流
が零であればよいということを考慮し、図８の構成と図
１３の構成を比較する。図８に示す構成では、コンデン
サ４、５の接続点に流入する電流がチョッパ電流ＩCHP
で、流出する電流がインバータ中性点電流ＩINV であ
る。
【０１２０】また、図１４に示す構成では、流入する電
流がチョッパ電流ＩCHP で、流出する電流がインバータ
中性点電流ＩINV とコンバータ中性点電流ＩCNV であ
る。したがって、中性点電位の変動抑制制御をするうえ
では、図８の構成でのインバータ中性点電流ＩINV と図
１４の構成でのインバータ中性点電流ＩCHP とコンバー
タ中性点電流ＩCNV の加算値を同じものとみなせば、中
性点電位の変動抑制制御が可能である。具体的には、図
８の構成では、インバータ中性点電流演算器１７により
算出されるインバータ中性点電流演算値ＩINV ＊から、
チョッパ電流値ＩCHP が差し引かれ、電流制御器１８の
比例制御となるが、図１４の構成では、インバータ中性
点電流演算器１７により算出されるインバータ中性点電
流演算値ＩINV ＊とコンバータ中性点電流演算器３３に
より算出されるコンバータ中性点電流演算値ＩCNV ＊の
加算値から、チョッパ電流値ＩCHP が差し引かれ、電流
制御器１８の比例制御となる。
【０１２１】また、図８の構成では、電流検出器１４に
より検出されたインバータ中性点電流ＩINV から電流検
出器１３により検出されたチョッパ電流ＩCHP が差し引
かれ、電流制御器１８の積分制御となるが、図１４の構
成では、電流検出器１４により検出されたインバータ中
性点電流ＩINV と電流検出器３４により検出されたコン
バータ中性点電流ＩCNV との加算値から電流検出器１３
により検出されたチョッパ電流ＩCHP が差し引かれ、電
流制御器１８の積分制御となる。
【０１２２】以上のように構成された第１３実施形態に
よれば、図８の実施形態と同様な作用効果が得られる。
【０１２３】本実施形態は、図８に示す請求項１０記載
の構成をもとにしているが、請求項７〜１４記載の構成
をもとにしても同様に適用が可能である。
【０１２４】また、インバータ中性点電流は、請求項７
に基づく検出値を用いて、コンバータ中性点電流は、請
求項８あるいは請求項９に基づく演算値を用いて電流制
御を行うなど、各組み合わせが可能である。
【０１２５】
【発明の効果】本発明によれば、直流電圧を分圧して中
性点電位を得る直列接続された２個のコンデンサと、前
記直流電圧を交流電圧に変換するＮＰＣインバータを備
えた電力変換装置において、インバータの制御から独立
して中性点電位の変動を抑制する制御を直接的に行うこ
とができ、より確実で信頼性の高いＮＰＣインバータの
機能を発揮させる電力変換装置を提供することができ
る。
【０１２６】本発明によれば、直流電圧源の中性点電位
の変動を、チョッパ回路を用いて補償するため、直流的
な中性点電位の変動および交流的中性点電位の変動を抑
制することができる。
【０１２７】よって、インバータあるいはコンバータに
より中性点電位の変動抑制制御をおこなう必要がないた
め、電圧容量の小さな変換器を用いることができ、変換
器の小型化が期待できる。また、中性点電位の変動抑制
制御をおこなわない分、別な制御への自由度を得ること
が可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の請求項１、２に対応する電力変換装置
の第１実施形態のシステム構成図。
【図２】本発明の請求項３、４に対応する電力変換装置
の第２実施形態のシステム構成図。
【図３】本発明の請求項５、６に対応する電力変換装置
の第３実施形態のシステム構成図。
【図４】本発明の電力変換装置の第４実施形態のシステ
ム構成図。
【図５】図４のチョッパ制御部のシステム構成図。
【図６】本発明の電力変換装置の第５実施形態のシステ
ム構成図。
【図７】本発明の電力変換装置の第６実施形態のシステ
ム構成図。
【図８】本発明の電力変換装置の第７実施形態のシステ
ム構成図。
【図９】本発明の電力変換装置の第８実施形態のシステ
ム構成図。
【図１０】本発明の電力変換装置の第９実施形態のシス
テム構成図。
【図１１】本発明の電力変換装置の第１０実施形態のシ
ステム構成図。
【図１２】本発明の電力変換装置の第１１実施形態のシ
ステム構成図。
【図１３】本発明の電力変換装置の第１２実施形態のシ
ステム構成図。
【図１４】本発明の電力変換装置の第１３実施形態のシ
ステム構成図。
【図１５】従来技術の電力変換装置のシステム構成図。
【符号の説明】
１、３０、３１…２レベルコンバータ、 ２…３レベル中性点クランプ式インバータ、 ３…モータ、 ４、５…直流コンデンサ、 ６…チョッパリアクトル、 ７、８…スイッチング素子、 ９、１０…ダイオード、 １１…チョッパ制御器、 １２、１８…電流制御器、 １３、１４…電流検出器、 １５…インバータ制御器、 １６、１７…インバータ中性点電流演算器、 ２０、２１…電圧検出器、 ２２…電圧差補償器、 ２３…電圧制御器、 ２４…安定化補償器、 ２５…疑似微分器、 ２６…積分器、 ２７…３レベル中性点クランプ式コンバータ、 ２８、３２…コンバータ制御器、 ２９、３３…コンバータ中性点電流演算器、 ３４…コンバータ中性点電流演算器、 ３５…三角波比較器、 ３６…インバータ、 ３７、３８…ゲートドライバ、 ９、１０、６１〜６６…ダイオード、 ４６…電圧制御部、 ４９…演算部、 ５１、５２…比較器、 ７、８、６１、６２…スイッチング素子、 ６、６Ａ、６Ｂ…リアクトル、 ４８…出力制限部、 ５０…変調信号発生部、 ５３、５４…オフディレイ回路。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平６−319263（ＪＰ，Ａ) 特開 平７−75345（ＪＰ，Ａ) 特開 平７−115775（ＪＰ，Ａ) 特開 平７−123728（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−261063（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02M 7/48 H02M 1/12 H02M 7/5387

Claims (16)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 直流電圧を分圧して中性点電位を得る直
    列接続された２個のコンデンサと、前記中性点電位を有
    する直流電圧を交流電圧に変換するＮＰＣインバータを
    備え、ダイオードを逆並列に接続したスイッチング素子
    でなる２個のアームを直列接続して前記直流電圧の正負
    間に接続し、前記直流電圧の中性点と前記２個のアーム
    の直列接続点間に接続されるリアクトルを設け、中性点
    電位の変動に応じて前記２個のアームのいずれか一方の
    スイッチング素子を動作させ、中性点電位の変動を抑制
    することを特徴とする電力変換装置。
  2. 【請求項２】 請求項１に記載の電力変換装置におい
    て、前記２個のコンデンサの電圧をそれぞれ検出し、そ
    の電圧偏差の極性に応じて前記２個のアームのいずれか
    一方のアームのスイッチング素子を前記電圧偏差に応じ
    たパルス幅でオンさせるパルス幅変調制御手段を備えた
    ことを特徴とする電力変換装置。
  3. 【請求項３】 直流電圧を分圧して中性点電位を得る直
    列接続された２個のコンデンサと、前記中性点電位を有
    する直流電圧を交流電圧に変換するＮＰＣインバータを
    備え、前記直流電圧の正側と前記直流電圧の中性点との
    間に第１のスイッチング素子と第１のリアクトルの直列
    回路を接続するとともに、前記第１のスイッチング素子
    と第１のリアクトルの直列接続点と前記直流電圧の負側
    との間に第１のダイオ−ドを接続し、前記直流電圧の負
    側と前記直流電圧の中性点との間に第２のスイッチング
    素子と第２のリアクトルの直列回路を接続するととも
    に、前記第２のスイッチング素子と第２のリアクトルの
    直列接続点と前記直流電圧の正側との間に第２のダイオ
    ードを接続し、中性点電位の変動に応じて前記第１、第
    ２のスイッチング素子を動作させ、中性点電位の変動を
    抑制することを特徴とする電力変換装置。
  4. 【請求項４】 請求項３に記載の電力変換装置におい
    て、前記２個のコンデンサの電圧をそれぞれ検出し、そ
    の電圧偏差の極性に応じて前記第１、第２のスイッチの
    いずれか一方のスイッチング素子を前記電圧偏差に応じ
    たパルス幅でオンさせるパルス幅変調制御手段を備えた
    ことを特徴とする電力変換装置。
  5. 【請求項５】 直流電圧を分圧して中性点電位を得る直
    列接続された２個のコンデンサと、前記中性点電位を有
    する直流電圧を交流電圧に変換するＮＰＣインバータを
    備え、ダイオードを逆並列に接続したスイッチング素子
    を２個直列接続した第１、第２のアームを直列接続して
    前記直流電圧の正負間に接続し、各アームの２個のスイ
    ッチング素子の直列接続点と前記中性点電位との間にそ
    れぞれ第２のダイオードを接続し、前記第１、第２のア
    ームの直列接続点と前記中性点電位間にリアクトルを接
    続し、中性点電位の変動に応じて前記第１、第２のアー
    ムのいずれか一方のアームを導通させ一方のコンデンサ
    からリアクトルに電流を流した後、該アームの直流電圧
    側のスイッチング素子を非導通としてリアクトルの電流
    を前記第２のダイオ−ドを介して還流させて保持し、そ
    の後該アームの他方のスイッチング素子を非導通として
    リアクトルの電流を他方のコンデンサと他方のアームの
    ダイオードを介して放電し、中性点電位の変動を抑制す
    ることを特徴とする電力変換装置。
  6. 【請求項６】 請求項５に記載の電力変換装置におい
    て、前記２個のコンデンサの電圧をそれぞれ検出し、そ
    の電圧偏差の極性に応じて前記第１、第２のアームのい
    ずれか一方のアームへ前記電圧偏差に応じたパルス幅で
    オンさせるスイッチング信号を出力し、このスイッチン
    グ信号に応じて該アームの２個のスイッチング素子にそ
    れぞれ第１、第２のスイッチング信号を出力し、前記第
    ２のスイッチング信号は前記第１のスイッチング信号の
    オフ指令から一定時限後にオフ指令を出力するパルス幅
    変調制御手段を備えたことを特徴とする電力変換装置。
  7. 【請求項７】 ２レベルコンバータと、該コンバ−タに
    直列に接続された２つのコンデンサから構成される直流
    電圧源と、該直流電圧源に接続された３レベルＮＰＣイ
    ンバータを接続した電力変換装置において、 スイッチング素子のアノードを直流電圧源の正側電位点
    と接続し、該スイッチング素子のカソードを別のスイッ
    チング素子のアノードと接続し、該スイッチング素子の
    カソードを直流電圧源の負側電位点に接続し、ダイオー
    ドのカソードを直流電圧源の正側電位点と接続し、該ダ
    イオードのアノードを別のダイオードのカソードと接続
    し、該ダイオードのアノードを直流電圧源の負側電位点
    に接続し、２つのスイッチング素子の接続点と２つのダ
    イオードの接続点との間を接続し、２つスイッチング素
    子の接続点と、直流電圧源の中性点電位点との間をリア
    クトルにて接続されたチョッパ回路と、 前記リアクトルを流れるチョッパ電流を検出する第１電
    流検出手段と、 前記直流電圧源の中性点電位点から前記３レベルインバ
    ータの中性点へ流れるインバータ中性点電流を検出する
    第２電流検出手段と、 該第２電流検出手段で検出されたインバータ中性点電流
    から、前記第１電流検出手段で検出されたチョッパ電流
    を差し引く演算手段と、 該電流値の差を入力とし、該入力を零とする電流制御手
    段と、 該電流制御手段の出力により前記２つのスイッチング素
    子を駆動する制御手段とを備えたことを特徴とする電力
    変換装置。
  8. 【請求項８】 ２レベルコンバータと、該コンバータに
    直列に接続された２つのコンデンサから構成される直流
    電圧源と、該直流電圧源に接続された３レベルＮＰＣイ
    ンバータを接続した電力変換装置において、 スイッチング素子のアノードを直流電圧源の正側電位点
    と接続し、該スイッチング素子のカソードを別のスイッ
    チング素子のアノードと接続し、該スイッチング素子の
    カソードを直流電圧源の負側電位点に接続し、ダイオー
    ドのカソードを直流電圧源の正側電位点と接続し、該ダ
    イオードのアノードを別のダイオードのカソードと接続
    し、該ダイオードのアノードを直流電圧源の負側電位点
    に接続し、２つのスイッチング素子の接続点と２つのダ
    イオードの接続点との間を接続し、２つのスイッチング
    素子の接続点と、直流電圧源の中性点電位点との間をリ
    アクトルにて接続されたチョッパ回路と、 該リアクトルを流れるチョッパ電流を検出する第１電流
    検出手段と、 前記３レベルインバータから負荷に流れる３相電流を検
    出する第２電流検出手段と、 該第２電流検出手段により検出された３相電流と前記イ
    ンバータを制御するインバ−タ制御手段の情報により直
    流電圧源の中性点電位点からインバータの中性点電位点
    へ流れるインバータ中性点電流を算出する手段と、 算出されたインバータ中性点電流から、検出されたチョ
    ッパ電流を差し引く演算手段と、 該演算手段の電流値の差を入力とし、該入力を零とする
    電流制御手段と、 該電流制御手段の出力により２つのスイッチング素子を
    駆動する制御手段とを備えたことを特徴とする電力変換
    装置。
  9. 【請求項９】 ２レベルコンバータと、該コンバータに
    直列に接続された２つのコンデンサから構成される直流
    電圧源と、該直流電圧源に接続された３レベルＮＰＣイ
    ンバータを接続した電力変換装置において、 スイッチング素子のアノードを直流電圧源の正側電位点
    と接続し、該スイッチング素子のカソードを別のスイッ
    チング素子のアノードと接続し、該スイッチング素子の
    カソードを直流電圧源の負側電位点に接続し、ダイオー
    ドのカソードを直流電圧源の正側電位点と接続し、該ダ
    イオードのアノードを別のダイオードのカソードと接続
    し、該ダイオードのアノードを直流電圧源の負側電位点
    に接続し、２つのスイッチング素子の接続点と２つのダ
    イオードの接続点との間を接続し、２つスイッチング素
    子の接続点と、直流電圧源の中性点電位点との間をリア
    クトルにて接続されたチョッパ回路と、 該リアクトルを流れるチョッパ電流を検出する第１電流
    検出手段と、 インバータを制御するインバ−タ制御器の情報により直
    流電圧源の中性点電位点からインバータの中性点電位点
    へ流れるインバ−タ中性点電流を算出する手段と、 該算出されたインバータ中性点電流から、前記第１電流
    検出手段により検出されたチョッパ電流を差し引く演算
    手段と、 該演算手段の電流値の差を入力とし、該入力を零とする
    電流制御手段と、 該電流制御手段の出力により２つのスイッチング素子を
    駆動する制御手段とを備えたことを特徴とする電力変換
    装置。
  10. 【請求項１０】 ２レベルコンバータと、該コンバータ
    に直列に接続された２つのコンデンサから構成される直
    流電圧源と、該直流電圧源に接続された３レベルＮＰＣ
    インバータを接続した電力変換装置において、 スイッチング素子のアノードを直流電圧源の正側電位点
    と接続し、該スイッチング素子のカソードを別のスイッ
    チング素子のアノードと接続し、該スイッチング素子の
    カソードを直流電圧源の負側電位点に接続し、ダイオー
    ドのカソードを直流電圧源の正側電位点と接続し、該ダ
    イオードのアノードを別のダイオードのカソードと接続
    し、該ダイオードのアノードを直流電圧源の負側電位点
    に接続し、２つのスイッチング素子の接続点と２つのダ
    イオードの接続点との間を接続し、２つスイッチング素
    子の接続点と、直流電圧源の中性点電位点との間をリア
    クトルにて接続されたチョッパ回路と、 該リアクトルを流れるチョッパ電流を検出する第１電流
    検出手段と、 前記直流電圧源の中性点電位点からインバータの中性点
    電位点へ流れるインバータ中性点電流を検出する第２電
    流検出手段と、 前記インバータを制御するインバータ制御手段の情報に
    よりインバータ中性点電流を算出する手段と、 前記算出されたインバータ中性点電流から検出されたチ
    ョッパ電流を差し引く演算手段と、 該演算手段の電流値の差を入力すると比例補償器と、 前記検出されたインバータ中性点電流から検出されたチ
    ョッパ電流を差し引く手段と、該電流値の差を入力とす
    る積分補償器と、 前記比例補償器の出力と積分補償器の出力を加算する加
    算手段と、 該加算手段の加算値により２つのスイッチング素子を駆
    動する制御手段とを備えたことを特徴とする電力変換装
    置。
  11. 【請求項１１】 請求項７〜９のいずれかに記載の電力
    変換装置において、正側コンデンサの電圧を検出する手
    段と、負側コンデンサの電圧を検出する手段と、検出さ
    れた正側コンデンサ電圧から検出された負側コンデンサ
    電圧を差し引く手段と、該電圧差を入力とし、該入力を
    零とする電圧差補償器と、該電圧差補償器の出力と電流
    制御器の出力とを加算する加算手段と、該加算手段の出
    力により２つのスイッチング素子を駆動する制御手段を
    備えたことを特徴とする電力変換装置。
  12. 【請求項１２】 ２レベルコンバータと、該コンバータ
    に直列に接続された２つのコンデンサから構成される直
    流電圧源と、該直流電圧源に接続された３レベルＮＰＣ
    インバータを接続した電力変換装置において、 スイッチング素子のアノードを直流電圧源の正側電位点
    と接続し、該スイッチング素子のカソードを別のスイッ
    チング素子のアノードと接続し、該スイッチング素子の
    カソードを直流電圧源の負側電位点と接続し、ダイオー
    ドのカソードを直流電圧源の正側電位点と接続し、該ダ
    イオードのアノードを別のダイオードのカソードと接続
    し、該ダイオードのアノードを直流電圧源の負側電位点
    に接続し、２つのスイッチング素子の接続点と２つのダ
    イオードの接続点との間を接続し、２つスイッチング素
    子の接続点と、直流電圧源の中性点電位点との間をリア
    クトルにて接続されたチョッパ回路と、 正側コンデンサの電圧を検出する手段と、 負側コンデンサの電圧を検出する手段と、 検出された正側コンデンサ電圧から検出された負側コン
    デンサ電圧を差し引く演算手段と、 該演算手段の電圧差を入力とし、該入力を零とする電圧
    差制御手段と、 前記リアクトルを流れるチョッパ電流を検出する手段
    と、 該検出されたチョッパ電流を入力とする安定化補償器
    と、 前記電圧差制御手段の出力から安定化補償器の出力を差
    し引く減算手段と、 該減算手段で求められた減算値により前記２つのスイッ
    チング素子を駆動する制御手段とを備えたことを特徴と
    する電力変換装置。
  13. 【請求項１３】 ２レベルコンバータと、該コンバータ
    に直列に接続された２つのコンデンサから構成される直
    流電圧源と、該直流電圧源に接続された３レベルＮＰＣ
    インバータを接続した電力変換装置において、 スイッチング素子のアノードを直流電圧源の正側電位点
    と接続し、該スイッチング素子のカソードを別のスイッ
    チング素子のアノードと接続し、該スイッチング素子の
    カソードを直流電圧源の負側電位点に接続し、ダイオー
    ドのカソードを直流電圧源の正側電位点と接続し、該ダ
    イオードのアノードを別のダイオードのカソードと接続
    し、該ダイオードのアノードを直流電圧源の負側電位点
    に接続し、２つのスイッチング素子の接続点と２つのダ
    イオードの接続点との間を接続し、２つスイッチング素
    子の接続点と、直流電圧源の中性点電位点との間をリア
    クトルにて接続されたチョッパ回路と、 前記正側コンデンサの電圧を検出する手段と、 前記負側コンデンサの電圧を検出する手段と、 検出された前記正側コンデンサ電圧から検出された前記
    負側コンデンサ電圧を差し引く演算手段と、 該演算手段の電圧差を入力とし、該入力を零とする電圧
    差制御手段と、 該検出された正側コンデンサ電圧と検出された該負側コ
    ンデンサ電圧の差を微分する微分手段と、該微分手段の
    微分値を入力とする安定化補償器と、 前記電圧差制御手段の出力から安定化補償器の出力を差
    し引く減算手段と、 該減算手段の減算値により前記２つのスイッチング素子
    を駆動する制御手段とを備えたことを特徴とする電力変
    換装置。
  14. 【請求項１４】 ２レベルコンバータと、該コンバータ
    に直列に接続された２つのコンデンサから構成される直
    流電圧源と、該直流電圧源に接続された３レベルＮＰＣ
    インバータを接続した電力変換装置において、 スイッチング素子のアノードを直流電圧源の正側電位点
    と接続し、該スイッチング素子のカソードを別のスイッ
    チング素子のアノードと接続し、該スイッチング素子の
    カソードを直流電圧源の負側電位点に接続し、ダイオー
    ドのカソードを直流電圧源の正側電位点と接続し、該ダ
    イオードのアノードを別のダイオードのカソードと接続
    し、該ダイオードのアノードを直流電圧源の負側電位点
    に接続し、２つのスイッチング素子の接続点と２つのダ
    イオードの接続点との間を接続し、２つスイッチング素
    子の接続点と、直流電圧源の中性点電位点との間をリア
    クトルにて接続されたチョッパ回路と、 該リアクトルを流れるチョッパ電流を検出する第１電流
    検出手段と、 中性点電位点から３レベルインバータの中性点へ流れる
    インバータ中性点電流を検出する第２電流検出手段と、 前記第２電流検出手段により検出されたインバータ中性
    点電流から、検出されたチョッパ電流を差し引く演算手
    段と、 該演算手段の電流値の差を積分する積分手段と、 該積分手段の出力を零とする電圧差制御手段と、 前記検出されたチョッパ電流を入力とする安定化補償器
    と、 電圧差制御手段の出力から安定化補償器の出力を差し引
    く減算手段と、 該減算手段の減算値により前記２つのスイッチング素子
    を駆動する制御手段とを備えたことを特徴とする電力変
    換装置。
  15. 【請求項１５】 請求項７〜１４のいずれかに記載の電
    力変換装置において、前記コンバータとして３レベルＮ
    ＰＣコンバータを使用し、該３レベルＮＰＣコンバータ
    に並列に、２個のコンデンサを直列接続した回路からな
    る直流電圧源を接続し、前記中性点電位点から３レベル
    コンバータの中性点へ流れるコンバータ中性点電流を検
    出する手段あるいはコンバータ中性点電流を演算する手
    段を有し、該検出されたコンバータ中性点電流あるいは
    演算されたコンバータ中性点電流と前記中性点電位点か
    ら３レベルインバータの中性点に流れるインバータ中性
    点電流の検出値あるい演算値と加算することを特徴とす
    る電力変換装置。
  16. 【請求項１６】 請求項７〜１４のいずれかに記載の電
    力変換装置において、前記コンバータとして２レベルコ
    ンバータを２個使用し、該各２レベルコンバータに、正
    側および負側コンデンサの直列回路を並列に接続し、該
    正側および負側コンデンサの中性点電位点と前記２レベ
    ルコンバータ相互の接続点を接続し、前記コンデンサの
    接続点から前記コンバータへ流れる中性点電流を検出す
    る手段あるいはコンバータ中性点電流を演算する手段を
    有し、該検出または演算されたコンバータ中性点電流と
    前記中性点電位点から３レベルインバータの中性点に流
    れるインバータ中性点電流の検出値あるいは演算値と加
    算することを特徴とする電力変換装置。
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