JP3198212B2 - ハイブリッド調相装置とその制御装置 - Google Patents
ハイブリッド調相装置とその制御装置Info
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- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02E—REDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
- Y02E40/00—Technologies for an efficient electrical power generation, transmission or distribution
- Y02E40/30—Reactive power compensation
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、負荷の遅れ無効電力を
補償するための調相装置と、その調相装置に起因する振
動現象を抑制するための制御装置に関するものである。
補償するための調相装置と、その調相装置に起因する振
動現象を抑制するための制御装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】図７は従来の調相装置の基本構成を示す
ものである。図７の系統においては、電源１に対し、遅
れ無効電力を消費する負荷２と、進相コンデンサ３とが
並列に接続されている。進相コンデンサ３は交流リアク
トル４〜６とそれに直列接続されたコンデンサ７〜９と
からなっており、進み無効電力を流して電源１から見
て、負荷２の遅れ無効電力を補償する。
ものである。図７の系統においては、電源１に対し、遅
れ無効電力を消費する負荷２と、進相コンデンサ３とが
並列に接続されている。進相コンデンサ３は交流リアク
トル４〜６とそれに直列接続されたコンデンサ７〜９と
からなっており、進み無効電力を流して電源１から見
て、負荷２の遅れ無効電力を補償する。
【０００３】図８は図７の進相コンデンサ３の作用を説
明するための波形図である。図において、Ｉcu，Ｉcv，
Ｉcwはそれぞれ進相コンデンサ３のＵ相電流、Ｖ相電
流、及びＷ相電流であり、Ｖcuv ，Ｖcvw ，Ｖcwu はそ
れぞれ進相コンデンサ３のＵＶ相線間電圧、ＶＷ相線間
電圧、ＷＵ相線間電圧である。
明するための波形図である。図において、Ｉcu，Ｉcv，
Ｉcwはそれぞれ進相コンデンサ３のＵ相電流、Ｖ相電
流、及びＷ相電流であり、Ｖcuv ，Ｖcvw ，Ｖcwu はそ
れぞれ進相コンデンサ３のＵＶ相線間電圧、ＶＷ相線間
電圧、ＷＵ相線間電圧である。
【０００４】図７から分かるように、交流リアクトル
４，５，６とコンデンサ７，８，９は各相ごとに直列接
続されており、したがって直列共振回路を形成しうる状
態にある。つまり、共振周波数に近い周波数の電流が流
入すると進相コンデンサ３は直列共振現象を発生する。
図８は時刻t1の時点から共振周波数に近い約３００Hzの
電流が５％進相コンデンサ３に流入したときの電流及び
電圧の時間的推移すなわち波形を示すものである。各相
電流Ｉcu，Ｉcv，Ｉcwの振動が成長し波形歪が増大する
と共に、線間電圧Ｖcuv ，Ｖcvw ，Ｖcwu も同一周波数
で振動することが分かる。
４，５，６とコンデンサ７，８，９は各相ごとに直列接
続されており、したがって直列共振回路を形成しうる状
態にある。つまり、共振周波数に近い周波数の電流が流
入すると進相コンデンサ３は直列共振現象を発生する。
図８は時刻t1の時点から共振周波数に近い約３００Hzの
電流が５％進相コンデンサ３に流入したときの電流及び
電圧の時間的推移すなわち波形を示すものである。各相
電流Ｉcu，Ｉcv，Ｉcwの振動が成長し波形歪が増大する
と共に、線間電圧Ｖcuv ，Ｖcvw ，Ｖcwu も同一周波数
で振動することが分かる。
【０００５】図９は図８と同様の波形を示すものである
が、この場合、時刻T2において、電源１のＵ，Ｖ，Ｗ端
子の電圧を８０％に低下させたときの電流・電圧の状態
を示すものである。この場合も、電流Ｉcu，Ｉcv，Ｉcw
は図示のように振動する。
が、この場合、時刻T2において、電源１のＵ，Ｖ，Ｗ端
子の電圧を８０％に低下させたときの電流・電圧の状態
を示すものである。この場合も、電流Ｉcu，Ｉcv，Ｉcw
は図示のように振動する。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】以上述べたように、従
来の調相装置は振動しやすい特性を持っている。この調
相装置を、電力変換装置が発生する無効電力を補償する
目的に使用する場合、電力変換装置は一般に各種の高調
波を発生することから、この高調波に励振されて電流と
電圧の波形歪を大きく増大させる場合がある。また、電
力変換装置の制御系の応答周波数が調相装置の共振周波
数に近づくと、調相装置と電力変換装置の制御系の相互
干渉による不安定現象を生ずることがある。さらに、系
統遮断器の開閉や電源系統の故障などにより電源電圧が
急変すると、それに伴って電流・電圧が振動して電力変
換装置をトリップさせるなどの事態に至る場合もある。
来の調相装置は振動しやすい特性を持っている。この調
相装置を、電力変換装置が発生する無効電力を補償する
目的に使用する場合、電力変換装置は一般に各種の高調
波を発生することから、この高調波に励振されて電流と
電圧の波形歪を大きく増大させる場合がある。また、電
力変換装置の制御系の応答周波数が調相装置の共振周波
数に近づくと、調相装置と電力変換装置の制御系の相互
干渉による不安定現象を生ずることがある。さらに、系
統遮断器の開閉や電源系統の故障などにより電源電圧が
急変すると、それに伴って電流・電圧が振動して電力変
換装置をトリップさせるなどの事態に至る場合もある。
【０００７】本発明は、調相装置に起因する系統の不安
定現象を抑制しうるハイブリッド調相装置とそれを制御
する制御装置を提供することを目的とするものである。
定現象を抑制しうるハイブリッド調相装置とそれを制御
する制御装置を提供することを目的とするものである。
【０００８】
【課題を解決するための手段】本発明は、交流リアクト
ル及びそれに直列のコンデンサからなり、負荷に並列に
接続されてその負荷の遅れ無効電力を補償する進相コン
デンサと、スイッチング素子をブリッジ結線してなり、
コンデンサに並列に接続された電流形変換器と、電流形
変換器の直流出力端子間に接続された直流リアクトルと
を備えたハイブリッド調相装置を構成したものである。
ル及びそれに直列のコンデンサからなり、負荷に並列に
接続されてその負荷の遅れ無効電力を補償する進相コン
デンサと、スイッチング素子をブリッジ結線してなり、
コンデンサに並列に接続された電流形変換器と、電流形
変換器の直流出力端子間に接続された直流リアクトルと
を備えたハイブリッド調相装置を構成したものである。
【０００９】さらに本発明はハイブリッド調相装置の制
御装置として、交流リアクトルを流れる電流を検出する
電流検出手段と、電源の電圧の位相角を検出する位相検
出手段と、電流検出手段によって検出された電流を位相
検出手段によって検出された位相角に同期して回転する
座標上の電流量に変換する座標変換手段と、この座標変
換手段によって変換された電流量の変化成分を求める演
算手段と、この演算手段によって得られた電流量の変化
成分及び無効電力指令に応じて電流形変換器の出力電流
を制御する手段とを備えたことを特徴とするものであ
る。
御装置として、交流リアクトルを流れる電流を検出する
電流検出手段と、電源の電圧の位相角を検出する位相検
出手段と、電流検出手段によって検出された電流を位相
検出手段によって検出された位相角に同期して回転する
座標上の電流量に変換する座標変換手段と、この座標変
換手段によって変換された電流量の変化成分を求める演
算手段と、この演算手段によって得られた電流量の変化
成分及び無効電力指令に応じて電流形変換器の出力電流
を制御する手段とを備えたことを特徴とするものであ
る。
【００１０】
【作用】本発明においては、自己消弧形スイッチング素
子をブリッジ結線してなる電流形変換器をコンデンサに
並列に接続することにより進相容量を両者に分担させ、
両者の合成電流値を電源電圧の位相角に同期して回転す
る座標上の量に変換した後にその変化成分を求め、その
変化成分が小さくなるように電流形変換器の電流制御が
行われる。こうすることにより、調相装置への高調波電
流の流入による共振現象の発生を抑制し、調相装置と電
力変換装置の制御系の相互干渉による不安定現象を防止
することができる。
子をブリッジ結線してなる電流形変換器をコンデンサに
並列に接続することにより進相容量を両者に分担させ、
両者の合成電流値を電源電圧の位相角に同期して回転す
る座標上の量に変換した後にその変化成分を求め、その
変化成分が小さくなるように電流形変換器の電流制御が
行われる。こうすることにより、調相装置への高調波電
流の流入による共振現象の発生を抑制し、調相装置と電
力変換装置の制御系の相互干渉による不安定現象を防止
することができる。
【００１１】
【実施例】以下、本発明の実施例を図面に基づいて説明
する。
する。
【００１２】図１は本発明の一実施例に従って構成され
たハイブリッド調相装置を示すものである。図１の系統
においては、電源１に対し、遅れ無効電力を消費する負
荷２と、その遅れ無効電力を補償するための進相コンデ
ンサ３とが並列の関係に接続されている。進相コンデン
サ３は交流リアクトル４〜６とそれに各相別に直列接続
されたコンデンサ７〜９とからなっている。コンデンサ
７〜９に対して並列に、本発明に従い電流形変換器１０
が接続されている。
たハイブリッド調相装置を示すものである。図１の系統
においては、電源１に対し、遅れ無効電力を消費する負
荷２と、その遅れ無効電力を補償するための進相コンデ
ンサ３とが並列の関係に接続されている。進相コンデン
サ３は交流リアクトル４〜６とそれに各相別に直列接続
されたコンデンサ７〜９とからなっている。コンデンサ
７〜９に対して並列に、本発明に従い電流形変換器１０
が接続されている。
【００１３】電流形変換器１０は、ＧＴＯ（ゲートター
ンオフサイリスタ）等の自己消弧形スイッチング素子を
ブリッジ結線してなる４組の単位変換器１１，１２，１
３，１４からなっている。単位変換器１１〜１４にはそ
れぞれの直流端子間に直流リアクトル１６，１７，１
８，１９が接続されている。これらの直流リアクトルは
符号１５で総称される。直流リアクトル１５は電流形変
換器１０の直流端子間に流れる直流電流を平滑する機能
を有する。
ンオフサイリスタ）等の自己消弧形スイッチング素子を
ブリッジ結線してなる４組の単位変換器１１，１２，１
３，１４からなっている。単位変換器１１〜１４にはそ
れぞれの直流端子間に直流リアクトル１６，１７，１
８，１９が接続されている。これらの直流リアクトルは
符号１５で総称される。直流リアクトル１５は電流形変
換器１０の直流端子間に流れる直流電流を平滑する機能
を有する。
【００１４】電源１と負荷２との間で系統電圧Ｖu ，Ｖ
v ，Ｖw を検出すると共に、進相コンデンサ３（の交流
リアクトル４〜６）に流れる各相電流Ｉu ，Ｉv ，Ｉw
を電流検出器２１，２２，２３で検出し、それぞれ制御
装置３０に導入する。制御装置３０の出力信号（無効電
力指令相当の電流指令）によって電流形変換器１０が制
御される。
v ，Ｖw を検出すると共に、進相コンデンサ３（の交流
リアクトル４〜６）に流れる各相電流Ｉu ，Ｉv ，Ｉw
を電流検出器２１，２２，２３で検出し、それぞれ制御
装置３０に導入する。制御装置３０の出力信号（無効電
力指令相当の電流指令）によって電流形変換器１０が制
御される。
【００１５】次に図２を参照して制御装置３０の詳細に
ついて説明する。制御装置３０は、三相／二相変換器３
１、座標変換器３２、位相検出回路３３、微分回路３
４、無効電力設定器３５、加算器３６、座標変換器３
７、及び二相／三相変換器３８からなっている。なお、
制御装置３０内の各要素３１〜３８の機能は実際上はマ
イクロコンピュータによってディジタル的に実行される
が、ここでは便宜上それぞれ独立の回路ないし機器から
なっているものとして説明を進める。
ついて説明する。制御装置３０は、三相／二相変換器３
１、座標変換器３２、位相検出回路３３、微分回路３
４、無効電力設定器３５、加算器３６、座標変換器３
７、及び二相／三相変換器３８からなっている。なお、
制御装置３０内の各要素３１〜３８の機能は実際上はマ
イクロコンピュータによってディジタル的に実行される
が、ここでは便宜上それぞれ独立の回路ないし機器から
なっているものとして説明を進める。
【００１６】制御装置３０において、電流検出器２１〜
２３で検出される電流Ｉu ，Ｉv ，Ｉw はそれぞれコン
デンサ電流Ｉcu，Ｉcv，Ｉcwと変換器電流Ｉhu，Ｉhv，
Ｉhwとを合成したものに相当する（図１参照）。すなわ
ち、 Ｉu ＝Ｉcu＋Ｉhu Ｉv ＝Ｉcv＋Ｉhv Ｉw ＝Ｉcw＋Ｉhw である。なお、コンデンサ電流と変換器電流、換言すれ
ば、進相コンデンサと電流変換器の負担容量比率は任意
に設定することができるが、ここでは一例として前者を
８０％、後者を２０％に設定したものとする。また、コ
ンデンサ７〜９のＵＶ相線間、ＶＷ相線間及びＷＵ相線
間の各電圧をＶcuv ，Ｖcvw ，Ｖcwu と表すことにす
る。
２３で検出される電流Ｉu ，Ｉv ，Ｉw はそれぞれコン
デンサ電流Ｉcu，Ｉcv，Ｉcwと変換器電流Ｉhu，Ｉhv，
Ｉhwとを合成したものに相当する（図１参照）。すなわ
ち、 Ｉu ＝Ｉcu＋Ｉhu Ｉv ＝Ｉcv＋Ｉhv Ｉw ＝Ｉcw＋Ｉhw である。なお、コンデンサ電流と変換器電流、換言すれ
ば、進相コンデンサと電流変換器の負担容量比率は任意
に設定することができるが、ここでは一例として前者を
８０％、後者を２０％に設定したものとする。また、コ
ンデンサ７〜９のＵＶ相線間、ＶＷ相線間及びＷＵ相線
間の各電圧をＶcuv ，Ｖcvw ，Ｖcwu と表すことにす
る。
【００１７】三相電流Ｉu ，Ｉv ，Ｉw は三相／二相変
換器３１によって三相→二相変換される。三相／二相変
換器３１は加算器及び掛算器によって構成され、次の演
算に基づいて、三相Ｕ，Ｖ，Ｗ座標上の電流Ｉu ，Ｉv
，Ｉw を二相Ａ，Ｂ座標上の電流Ｉa ，Ｉb に変換す
る。ここで、Ａ軸は三相座標上のＵ軸と平行な軸、Ｂ軸
はＡ軸に対し９０°進んだ軸である。 Ｉa ＝Ｉu −（Ｉv ＋Ｉw ）／２ Ｉb ＝（Ｉv −Ｉw ）×１．７３２／２
換器３１によって三相→二相変換される。三相／二相変
換器３１は加算器及び掛算器によって構成され、次の演
算に基づいて、三相Ｕ，Ｖ，Ｗ座標上の電流Ｉu ，Ｉv
，Ｉw を二相Ａ，Ｂ座標上の電流Ｉa ，Ｉb に変換す
る。ここで、Ａ軸は三相座標上のＵ軸と平行な軸、Ｂ軸
はＡ軸に対し９０°進んだ軸である。 Ｉa ＝Ｉu −（Ｉv ＋Ｉw ）／２ Ｉb ＝（Ｉv −Ｉw ）×１．７３２／２
【００１８】一方、電圧Ｖu ，Ｖv ，Ｖw に基づき位相
検出回路３３で電源電圧の位相角THが検出され座標変換
器３２に導入される。座標変換器３２は、三相／二相変
換器３１によって得られた二相電流Ｉa ，Ｉb を、位相
検出回路３３によって検出された電圧の位相角THに同期
して回転する回転座標上の電圧量に変換するものであっ
て、正弦関数器及び加算器によって構成されており、次
の演算に基づき、Ａ，Ｂ座標上の二相電流Ｉa ，Ｉb
を、電圧の位相角THに同期して回転する二相Ｄ，Ｑ座標
上の二相電流Ｉd ，Ｉq に変換する。 Ｉd ＝Ｉa ・ cos（−TH）−Ｉb ・ sin（−TH） Ｉq ＝Ｉb ・ cos（−TH）＋Ｉa ・ sin（−TH）
検出回路３３で電源電圧の位相角THが検出され座標変換
器３２に導入される。座標変換器３２は、三相／二相変
換器３１によって得られた二相電流Ｉa ，Ｉb を、位相
検出回路３３によって検出された電圧の位相角THに同期
して回転する回転座標上の電圧量に変換するものであっ
て、正弦関数器及び加算器によって構成されており、次
の演算に基づき、Ａ，Ｂ座標上の二相電流Ｉa ，Ｉb
を、電圧の位相角THに同期して回転する二相Ｄ，Ｑ座標
上の二相電流Ｉd ，Ｉq に変換する。 Ｉd ＝Ｉa ・ cos（−TH）−Ｉb ・ sin（−TH） Ｉq ＝Ｉb ・ cos（−TH）＋Ｉa ・ sin（−TH）
【００１９】ここで得られる電流Ｉd の時間的推移すな
わち波形を図３に示す。図から分かるように、電流Ｉd
，Ｉq の基本波は直流になるので、この特性を応用
し、電流Ｉd ，Ｉq の変化率（微分値）を調べることに
より、電流Ｉu ，Ｉv ，Ｉw に含まれている高調波成分
を知ることができる。そこで、二相電流Ｉd ，Ｉq を微
分回路３４に通して微分することにより電流Ｉd ，Ｉq
の変化成分Ｒihdo，Ｒihqを得る。変化成分Ｒihdoの波
形を図３に示す。
わち波形を図３に示す。図から分かるように、電流Ｉd
，Ｉq の基本波は直流になるので、この特性を応用
し、電流Ｉd ，Ｉq の変化率（微分値）を調べることに
より、電流Ｉu ，Ｉv ，Ｉw に含まれている高調波成分
を知ることができる。そこで、二相電流Ｉd ，Ｉq を微
分回路３４に通して微分することにより電流Ｉd ，Ｉq
の変化成分Ｒihdo，Ｒihqを得る。変化成分Ｒihdoの波
形を図３に示す。
【００２０】電流形変換器１０に対する無効電流指令
（直流値）が無効電力設定器３５によって設定され、そ
れを加算器３６により、微分回路３４によって得られた
電流変化成分Ｒihdoに加算し、修正された無効電流指令
Ｒihd を得る。この無効電流指令Ｒihd の波形を図３に
示す。
（直流値）が無効電力設定器３５によって設定され、そ
れを加算器３６により、微分回路３４によって得られた
電流変化成分Ｒihdoに加算し、修正された無効電流指令
Ｒihd を得る。この無効電流指令Ｒihd の波形を図３に
示す。
【００２１】次に、電圧位相角THに同期して回転する
Ｄ，Ｑ座標上の無効電流指令Ｒihd 及び電流Ｉq の変化
成分Ｒihq を座標変換器３７に通し、次の演算を施すこ
とにより、もとの静止Ａ，Ｂ座標上の電流指令Ｒiha ，
Ｒihb に逆変換する。なお、座標変換器３７は正弦波関
数器及び加算器により構成することができる。 Ｒiha ＝Ｒihd ・ cos（TH）−Ｒihq ・ sin（TH） Ｒihb ＝Ｒihq ・ cos（TH）＋Ｒihd ・ sin（TH）
Ｄ，Ｑ座標上の無効電流指令Ｒihd 及び電流Ｉq の変化
成分Ｒihq を座標変換器３７に通し、次の演算を施すこ
とにより、もとの静止Ａ，Ｂ座標上の電流指令Ｒiha ，
Ｒihb に逆変換する。なお、座標変換器３７は正弦波関
数器及び加算器により構成することができる。 Ｒiha ＝Ｒihd ・ cos（TH）−Ｒihq ・ sin（TH） Ｒihb ＝Ｒihq ・ cos（TH）＋Ｒihd ・ sin（TH）
【００２２】座標変換器３７によって得られた電流指令
Ｒiha ，Ｒihb には二相／三相変換器３８により二相→
三相の逆変換処理が施される。二相／三相変換器３８は
加算器及び掛算器で構成され、次の演算式に基づいて、
Ａ，Ｂ座標上の二相電流指令Ｒiha ，Ｒihb を三相Ｕ，
Ｖ，Ｗ座標上の電流指令Ｒihu ，Ｒihv ，Ｒihw に変換
する。 Ｒihu ＝Ｒiha ／１．５ Ｒihv ＝（−０．５・Ｒiha ＋０．８６６・Ｒihb ）／
１．５ Ｒihw ＝（−０．５・Ｒiha −０．８６６・Ｒihb ）／
１．５ Ｕ相電流指令Ｒihu を図３に示す。Ｖ相電流指令Ｒihv
，Ｗ相電流指令ＲihwはＵ相電流指令Ｒihu に対しそれ
ぞれ１２０°，２４０°だけ位相遅れを有する同様の波
形となる。
Ｒiha ，Ｒihb には二相／三相変換器３８により二相→
三相の逆変換処理が施される。二相／三相変換器３８は
加算器及び掛算器で構成され、次の演算式に基づいて、
Ａ，Ｂ座標上の二相電流指令Ｒiha ，Ｒihb を三相Ｕ，
Ｖ，Ｗ座標上の電流指令Ｒihu ，Ｒihv ，Ｒihw に変換
する。 Ｒihu ＝Ｒiha ／１．５ Ｒihv ＝（−０．５・Ｒiha ＋０．８６６・Ｒihb ）／
１．５ Ｒihw ＝（−０．５・Ｒiha −０．８６６・Ｒihb ）／
１．５ Ｕ相電流指令Ｒihu を図３に示す。Ｖ相電流指令Ｒihv
，Ｗ相電流指令ＲihwはＵ相電流指令Ｒihu に対しそれ
ぞれ１２０°，２４０°だけ位相遅れを有する同様の波
形となる。
【００２３】以上のようにして二相／三相変換器３８に
より得られた三相電流指令Ｒihu ，Ｒihv ，Ｒihw を基
準値（操作量）として電流形変換器１０に与え電流制御
を行う。この電流制御によって達成される変換器電流Ｉ
hu，Ｉhv，Ｉhwのうち、Ｕ相電流Ｉhuが、コンデンサ電
流Ｉcu及びＵ相合成電流Ｉu と共に図３に示されてい
る。
より得られた三相電流指令Ｒihu ，Ｒihv ，Ｒihw を基
準値（操作量）として電流形変換器１０に与え電流制御
を行う。この電流制御によって達成される変換器電流Ｉ
hu，Ｉhv，Ｉhwのうち、Ｕ相電流Ｉhuが、コンデンサ電
流Ｉcu及びＵ相合成電流Ｉu と共に図３に示されてい
る。
【００２４】図４は無効電力設定器３５からの指令値を
負の最大値にした場合の動作波形を示すものである。こ
の場合、図３の場合に比較して無効電流指令Ｒihd の極
性が逆になり、電流指令Ｒiha ，Ｒihu 及び変換器電流
Ｉhuの位相が１８０°異なったものとなる。そのため合
成電流Ｉu はコンデンサ電流Ｉcuから変換器電流Ｉhuを
算術的に減算した値になり、６０％の進相容量となる。
このように、無効電力指令値に応じて進相容量を６０％
から１００％まで調整することができる。この例では、
進相コンデンサ３の容量を８０％、電流形変換器１０の
容量を２０％としているが、この比率は任意に選択する
ことができる。
負の最大値にした場合の動作波形を示すものである。こ
の場合、図３の場合に比較して無効電流指令Ｒihd の極
性が逆になり、電流指令Ｒiha ，Ｒihu 及び変換器電流
Ｉhuの位相が１８０°異なったものとなる。そのため合
成電流Ｉu はコンデンサ電流Ｉcuから変換器電流Ｉhuを
算術的に減算した値になり、６０％の進相容量となる。
このように、無効電力指令値に応じて進相容量を６０％
から１００％まで調整することができる。この例では、
進相コンデンサ３の容量を８０％、電流形変換器１０の
容量を２０％としているが、この比率は任意に選択する
ことができる。
【００２５】以上の説明では、電流形変換器１０をブリ
ッジ結線の４組の単位変換器１１〜１４で構成したもの
とした。したがって、電流形変換器１０の出力電流は変
換器電流Ｉhuとして示すように４段階の値をとって変化
する波形となる。したがって単位変換器の台数をもっと
増やせば、出力電流波形をもっときめ細かく制御するこ
とができる。逆に単位変換器の台数を減らすことも可能
であり、例えば１組の単位変換器であっても運転可能で
ある。単位変換器数が１組である場合、出力電流波形は
１段階のパルス幅制御された波形となる。出力電流に含
まれる高調波はコンデンサ７〜９によりバイパスされる
から電源１側に流出することはない。
ッジ結線の４組の単位変換器１１〜１４で構成したもの
とした。したがって、電流形変換器１０の出力電流は変
換器電流Ｉhuとして示すように４段階の値をとって変化
する波形となる。したがって単位変換器の台数をもっと
増やせば、出力電流波形をもっときめ細かく制御するこ
とができる。逆に単位変換器の台数を減らすことも可能
であり、例えば１組の単位変換器であっても運転可能で
ある。単位変換器数が１組である場合、出力電流波形は
１段階のパルス幅制御された波形となる。出力電流に含
まれる高調波はコンデンサ７〜９によりバイパスされる
から電源１側に流出することはない。
【００２６】図５は図８の場合と同様に時刻t1の時点か
ら共振周波数に近い約３００Ｈz の電流が５％進相コン
デンサ３に流入したときの現象を示すものである。図８
の従来例では共振現象が発生して電流・電圧の歪（高調
波）が増大しているが、図５の例では、共振現象の発生
が抑制されていることが分かる。
ら共振周波数に近い約３００Ｈz の電流が５％進相コン
デンサ３に流入したときの現象を示すものである。図８
の従来例では共振現象が発生して電流・電圧の歪（高調
波）が増大しているが、図５の例では、共振現象の発生
が抑制されていることが分かる。
【００２７】図６は時刻t2において電源１の電圧が８０
％に低下したときの現象を示すものである。図９の従来
例では振動が発生してなかなか減衰しないが、図６の例
では振動が即座に抑制されていることが分かる。
％に低下したときの現象を示すものである。図９の従来
例では振動が発生してなかなか減衰しないが、図６の例
では振動が即座に抑制されていることが分かる。
【００２８】以上述べた本発明は、進相コンデンサ３を
構成するコンデンサ７〜９と電流形変換器１０を並列に
接続し、両者で進相容量を分担するように構成したこと
が第一の特徴である。また、コンデンサ７〜９に流れる
電流と電流形変換器１０に流れる電流との合計値を検出
して、これを電源電圧の位相角に同期して回転する座標
上の量に変換した後にその変化成分を求め、その変化成
分が小さくなるように電流形変換器１０の出力電流を制
御することが第二の特徴である。
構成するコンデンサ７〜９と電流形変換器１０を並列に
接続し、両者で進相容量を分担するように構成したこと
が第一の特徴である。また、コンデンサ７〜９に流れる
電流と電流形変換器１０に流れる電流との合計値を検出
して、これを電源電圧の位相角に同期して回転する座標
上の量に変換した後にその変化成分を求め、その変化成
分が小さくなるように電流形変換器１０の出力電流を制
御することが第二の特徴である。
【００２９】以上により、本発明によれば次の効果を奏
することができる。 （１）進相コンデンサ３への高調波電流の流入により発
生する共振現象を抑制することができるから、電力変換
装置が発生する無効電力を補償する調相装置として使用
する場合でも、運転条件の制約を生ずることがない。 （２）サイクロコンバータのように高調波の周波数が変
化する電力変換装置の調相装置としても使用することが
できる。 （３）進相コンデンサ３と電力変換装置の制御系の干渉
による不安定現象を回避することができる。 （４）系統遮断器の開閉や系統故障などにより電源電圧
が急変した場合に発生しうる振動現象を急速に抑制し、
故障の拡大を未然に防止することができる。 （５）進相コンデンサ３と電流形変換器１０に流れる電
流の合計値を検出し、電源電圧の位相角に同期して回転
する座標上の量に変換した後に変化成分を求めることに
より、振動電流成分を高感度に抽出し、振動現象を効果
的に抑制することができる。
することができる。 （１）進相コンデンサ３への高調波電流の流入により発
生する共振現象を抑制することができるから、電力変換
装置が発生する無効電力を補償する調相装置として使用
する場合でも、運転条件の制約を生ずることがない。 （２）サイクロコンバータのように高調波の周波数が変
化する電力変換装置の調相装置としても使用することが
できる。 （３）進相コンデンサ３と電力変換装置の制御系の干渉
による不安定現象を回避することができる。 （４）系統遮断器の開閉や系統故障などにより電源電圧
が急変した場合に発生しうる振動現象を急速に抑制し、
故障の拡大を未然に防止することができる。 （５）進相コンデンサ３と電流形変換器１０に流れる電
流の合計値を検出し、電源電圧の位相角に同期して回転
する座標上の量に変換した後に変化成分を求めることに
より、振動電流成分を高感度に抽出し、振動現象を効果
的に抑制することができる。
【００３０】
【発明の効果】かくして本発明によれば、調相装置に流
入する高調波電流すなわち振動電流成分を高感度に抽出
し、調相装置の共振現象など、調相装置に起因する系統
の不安定現象を効果的に抑制することができる。
入する高調波電流すなわち振動電流成分を高感度に抽出
し、調相装置の共振現象など、調相装置に起因する系統
の不安定現象を効果的に抑制することができる。
【図１】本発明の一実施例の全体構成を示す系統図。
【図２】図１における制御装置の詳細を示すブロック
図。
図。
【図３】本発明の一実施例による第１の動作例を説明す
るための波形図。
るための波形図。
【図４】本発明の一実施例による第２の動作例を説明す
るための波形図。
るための波形図。
【図５】本発明の一実施例による第３の動作例を説明す
るための波形図。
るための波形図。
【図６】本発明の一実施例による第４の動作例を説明す
るための波形図。
るための波形図。
【図７】従来の調相装置を示す系統図。
【図８】図７の装置の第１の動作例を説明するための波
形図。
形図。
【図９】図７の装置の第２の動作例を説明するための波
形図。
形図。
１ 電源 ２ 負荷 ３ 進相コンデンサ ４〜６ 交流リアクトル ７〜９ コンデンサ １０ 電流形変換器 １１〜１４ 単位変換器 １５ 直流リアクトル １６〜１９ 単位直流リアクトル ２１〜２３ 電流検出器 ３０ 制御装置 ３１ 三相／二相変換器 ３２ 座標変換器 ３３ 位相検出回路 ３４ 微分回路 ３５ 無効電力設定器 ３６ 加算器 ３７ 座標変換器 ３８ 二相／三相変換器
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) G05F 1/70 H02J 3/18
Claims (3)
- 【請求項１】交流リアクトル及びそれに直列のコンデン
サからなり、負荷に並列に接続されてその負荷の遅れ無
効電力を補償する進相コンデンサと、スイッチング素子
をブリッジ結線してなり、前記コンデンサに並列に接続
された電流形変換器と、前記電流形変換器の直流出力端
子間に接続された直流リアクトルとを備えたハイブリッ
ド調相装置。 - 【請求項２】請求項１記載のハイブリッド調相装置を制
御する制御装置であって、 前記交流リアクトルを流れる電流を検出する電流検出手
段と、前記電源の電圧の位相角を検出する位相検出手段
と、前記電流検出手段によって検出された電流を前記位
相検出手段によって検出された位相角に同期して回転す
る座標上の電流量に変換する座標変換手段と、この座標
変換手段によって変換された電流量の変化成分を求める
演算手段と、この演算手段によって得られた電流量の変
化成分及び無効電力指令に応じて前記電流形変換器の出
力電流を制御する手段とを備えたことを特徴とするハイ
ブリッド調相装置の制御装置。 - 【請求項３】請求項２記載の制御装置であって、前記演
算手段によって得られた電流量の変化成分及び無効電力
指令に応じて作成される、前記電源電圧の位相角に同期
して回転する座標上の電流指令を、静止座標上の電流指
令に変換する第２の座標変換手段をさらに備え、この第
２の座標変換手段から出力される電流指令に応じて前記
電流形変換器が制御されることを特徴とするハイブリッ
ド調相装置の制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP00643394A JP3198212B2 (ja) | 1994-01-25 | 1994-01-25 | ハイブリッド調相装置とその制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP00643394A JP3198212B2 (ja) | 1994-01-25 | 1994-01-25 | ハイブリッド調相装置とその制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07210263A JPH07210263A (ja) | 1995-08-11 |
| JP3198212B2 true JP3198212B2 (ja) | 2001-08-13 |
Family
ID=11638271
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP00643394A Expired - Fee Related JP3198212B2 (ja) | 1994-01-25 | 1994-01-25 | ハイブリッド調相装置とその制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3198212B2 (ja) |
-
1994
- 1994-01-25 JP JP00643394A patent/JP3198212B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH07210263A (ja) | 1995-08-11 |
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|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |