JP3367724B2 - アクティブフィルタとその制御装置 - Google Patents
アクティブフィルタとその制御装置Info
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- Y02E—REDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
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- Supply And Distribution Of Alternating Current (AREA)
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、高調波発生源からの高
調波電流を検出し、電流形変換器の出力電流が高調波電
流に一致し且つ逆極性になるように制御して、高調波発
生源からの高調波電流を電流形変換器により吸収するこ
とにより、電源に流れる電流の波形歪を改善するアクテ
ィブフィルタとその制御装置に関する。
調波電流を検出し、電流形変換器の出力電流が高調波電
流に一致し且つ逆極性になるように制御して、高調波発
生源からの高調波電流を電流形変換器により吸収するこ
とにより、電源に流れる電流の波形歪を改善するアクテ
ィブフィルタとその制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】図３は従来のアクティブフィルタを示す
構成図である。図において、１は交流電源、８は高調波
発生源、４７〜４９は交流リアクトル、５０は電圧形変
換器である。
構成図である。図において、１は交流電源、８は高調波
発生源、４７〜４９は交流リアクトル、５０は電圧形変
換器である。
【０００３】高調波発生源８のＵ相から流出する高調波
電流がIUH1のとき、電圧形変換器５０がIUH1に等しく且
つ極性が逆のIUH2を発生すれば交流電源１に流れる高調
波電流を零にすることができる。しかし、交流リアクト
ル４７に高調波電流IUH2が流れることにより電圧降下を
生ずる。他のＶ，Ｗ相についても同様である。このとき
の電圧降下は交流リアクトル４７〜４９のインダクタン
スと、高調波電流IUH2，IVH2，IWH2の大きさと周波数に
比例する。従って、周波数の高い高調波まで吸収しよう
とすると、この電圧降下が大きくなり電圧形変換器５０
の容量を大きくする必要がある。電圧降下を小さくする
には、交流リアクトル４７〜４９のインダクタンスを小
さくすれば良いが、電圧形変換器５０のスイッチングに
より発生する高調波電流が増加するため、スイッチング
周波数を高くする必要がある。スイッチング周波数を高
くするとスイッチング損失が増加するためスイッチング
周波数の増加にも限界がある。
電流がIUH1のとき、電圧形変換器５０がIUH1に等しく且
つ極性が逆のIUH2を発生すれば交流電源１に流れる高調
波電流を零にすることができる。しかし、交流リアクト
ル４７に高調波電流IUH2が流れることにより電圧降下を
生ずる。他のＶ，Ｗ相についても同様である。このとき
の電圧降下は交流リアクトル４７〜４９のインダクタン
スと、高調波電流IUH2，IVH2，IWH2の大きさと周波数に
比例する。従って、周波数の高い高調波まで吸収しよう
とすると、この電圧降下が大きくなり電圧形変換器５０
の容量を大きくする必要がある。電圧降下を小さくする
には、交流リアクトル４７〜４９のインダクタンスを小
さくすれば良いが、電圧形変換器５０のスイッチングに
より発生する高調波電流が増加するため、スイッチング
周波数を高くする必要がある。スイッチング周波数を高
くするとスイッチング損失が増加するためスイッチング
周波数の増加にも限界がある。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】以上述べたように、従
来のアクティブフィルタでは、電圧形変換器を使用して
いるため出力側に交流リアクトルが必要であり、且つス
イッチング周波数にも限界があることから吸収できる高
調波に限界があった。
来のアクティブフィルタでは、電圧形変換器を使用して
いるため出力側に交流リアクトルが必要であり、且つス
イッチング周波数にも限界があることから吸収できる高
調波に限界があった。
【０００５】
【０００６】従って、本発明の目的は、出力側に交流リ
アクトルが不要な電流形変換器と、高調波電流をバイパ
スするコンデンサを交流電源と高調波発生源との間に設
け、交流電源へ流れる電流の高調波成分を高感度で抽出
し、電流形変換器から出力される高調波電流を制御し
て、交流電源に流れる高調波成分を除去するアクティブ
フィルタの制御装置を提供することにある。
アクトルが不要な電流形変換器と、高調波電流をバイパ
スするコンデンサを交流電源と高調波発生源との間に設
け、交流電源へ流れる電流の高調波成分を高感度で抽出
し、電流形変換器から出力される高調波電流を制御し
て、交流電源に流れる高調波成分を除去するアクティブ
フィルタの制御装置を提供することにある。
【０００７】
【０００８】
【０００９】
【課題を解決するための手段】 前述の目的を達成するた
めに、請求項１ 記載の発明によるアクティブフィルタの
制御装置は、交流電源と、高調波発生源との間に設けら
れる少くとも高調波電流をバイパスするコンデンサと、
自己消弧形スイッチング素子をブリッジ接続し、その直
流端子間に直流リアクトルを接続して成る電流形変換器
と、前記交流電源と前記コンデンサの間に流れる三相電
流を二相変換する三相→二相変換手段と、前記交流電源
電圧の位相角を検出する位相検出手段と、前記三相→二
相変換手段の出力を前記位相検出手段で検出される位相
角に同期して回転する座標上の量である直流量に変換す
る第１の座標変換手段と、この第１の座標変換手段の出
力の変化率を検出する手段と、この変化率を検出する手
段の出力を前記位相検出手段で検出される位相角に同期
して回転する交流量に変換する第２の座標変換手段を備
え、前記第２の座標変換手段の出力に応じて前記電流形
変換器の出力電流を制御することを特徴としたものであ
る。
めに、請求項１ 記載の発明によるアクティブフィルタの
制御装置は、交流電源と、高調波発生源との間に設けら
れる少くとも高調波電流をバイパスするコンデンサと、
自己消弧形スイッチング素子をブリッジ接続し、その直
流端子間に直流リアクトルを接続して成る電流形変換器
と、前記交流電源と前記コンデンサの間に流れる三相電
流を二相変換する三相→二相変換手段と、前記交流電源
電圧の位相角を検出する位相検出手段と、前記三相→二
相変換手段の出力を前記位相検出手段で検出される位相
角に同期して回転する座標上の量である直流量に変換す
る第１の座標変換手段と、この第１の座標変換手段の出
力の変化率を検出する手段と、この変化率を検出する手
段の出力を前記位相検出手段で検出される位相角に同期
して回転する交流量に変換する第２の座標変換手段を備
え、前記第２の座標変換手段の出力に応じて前記電流形
変換器の出力電流を制御することを特徴としたものであ
る。
【００１０】又、前述の目的を達成するために、請求項
２記載の発明によるアクティブフィルタの制御装置は、
交流電源と、高調波発生源との間に設けられる少くとも
高調波電流をバイパスするコンデンサと、自己消弧形ス
イッチング素子をブリッジ接続し、それぞれの直流端子
間に各別に直流リアクトルを接続し交流側端子が共通接
続された多重電流形変換器と、前記交流電源と前記コン
デンサの間に流れる三相電流を二相変換する三相→二相
変換手段と、前記交流電源電圧の位相角を検出する位相
検出手段と、前記三相→二相変換手段の出力を前記位相
検出手段で検出される位相角に同期して回転する座標上
の量である直流量に変換する第１の座標変換手段と、こ
の第１の座標変換手段の出力の変化率を検出する手段
と、この変化率を検出する手段の出力を前記位相検出手
段で検出される位相角に同期して回転する交流量に変換
する第２の座標変換手段を備え、前記第２の座標変換手
段の出力に応じて前記多重電流形変換器の出力電流を制
御することを特徴としたものである。
２記載の発明によるアクティブフィルタの制御装置は、
交流電源と、高調波発生源との間に設けられる少くとも
高調波電流をバイパスするコンデンサと、自己消弧形ス
イッチング素子をブリッジ接続し、それぞれの直流端子
間に各別に直流リアクトルを接続し交流側端子が共通接
続された多重電流形変換器と、前記交流電源と前記コン
デンサの間に流れる三相電流を二相変換する三相→二相
変換手段と、前記交流電源電圧の位相角を検出する位相
検出手段と、前記三相→二相変換手段の出力を前記位相
検出手段で検出される位相角に同期して回転する座標上
の量である直流量に変換する第１の座標変換手段と、こ
の第１の座標変換手段の出力の変化率を検出する手段
と、この変化率を検出する手段の出力を前記位相検出手
段で検出される位相角に同期して回転する交流量に変換
する第２の座標変換手段を備え、前記第２の座標変換手
段の出力に応じて前記多重電流形変換器の出力電流を制
御することを特徴としたものである。
【００１１】
【００１２】
【００１３】請求項１記載の発明のアクティブフィルタ
の制御装置は、交流電源とコンデンサの間に流れる電流
を検出して、これを交流電源電圧ベクトルの位相角に同
期して回転する座標上の量に変換したのち変化率を検出
することにより、交流電源とコンデンサの間に流れる電
流の高調波成分を容易に抽出し、この高調波成分を基準
にして電流形変換器の出力電流を制御して交流電源に高
調波電流が流れるのを抑制している。
の制御装置は、交流電源とコンデンサの間に流れる電流
を検出して、これを交流電源電圧ベクトルの位相角に同
期して回転する座標上の量に変換したのち変化率を検出
することにより、交流電源とコンデンサの間に流れる電
流の高調波成分を容易に抽出し、この高調波成分を基準
にして電流形変換器の出力電流を制御して交流電源に高
調波電流が流れるのを抑制している。
【００１４】請求項２記載の発明のアクティブフィルタ
の制御装置は、交流電源とコンデンサの間に流れる電流
を検出して、これを交流電源電圧ベクトルの位相角に同
期して回転する座標上の量に変換したのち変化率を検出
することにより、交流電源とコンデンサの間に流れる電
流の高調波成分を容易に抽出し、この高調波成分を基準
にして多重形電流変換器の出力電流をきめ細かく制御し
て交流電源に高調波電流が流れるのを抑制している。
の制御装置は、交流電源とコンデンサの間に流れる電流
を検出して、これを交流電源電圧ベクトルの位相角に同
期して回転する座標上の量に変換したのち変化率を検出
することにより、交流電源とコンデンサの間に流れる電
流の高調波成分を容易に抽出し、この高調波成分を基準
にして多重形電流変換器の出力電流をきめ細かく制御し
て交流電源に高調波電流が流れるのを抑制している。
【００１５】
【実施例】以下、本発明を図面を参照して説明する。図
１は本発明の一実施例を示す構成図である。図におい
て、１は交流電源、２〜４は交流リアクトル、５〜７は
高調波電流をバイパスするコンデンサ、８は高調波発生
源である。９は電流形変換器、１０〜３３は電流形変換
器９を構成するスイッチング素子で、ＧＴＯ等の自己消
弧形素子とする。また、スイッチング素子１０〜１５に
より第１のブリッジを、スイッチング素子１６〜２１に
より第２のブリッジを、スイッチング素子２２〜２７に
より第３のブリッジを、スイッチング素子２８〜３３に
より第４のブリッジを構成する。３４〜３７は直流リア
クトルで、それぞれ第１〜第４のブリッジの直流電流を
平滑する。３８，３９，４０はそれぞれＵ相，Ｖ相，Ｗ
相の電流検出器、４１は三相→二相変換器である。４２
は電圧の位相角を検出する位相検出回路である。４３は
座標変換器で、三相→二相変換器４１の出力を、位相検
出回路４２で検出される電圧の位相角に同期して回転す
る座標上の量に変換する。４４は微分回路で、座標変換
器４３の出力信号の変化率を検出する。４５は座標変換
器で、微分回路４４の出力信号をもとの静止座標に変換
する。４６は二相→三相変換器である。
１は本発明の一実施例を示す構成図である。図におい
て、１は交流電源、２〜４は交流リアクトル、５〜７は
高調波電流をバイパスするコンデンサ、８は高調波発生
源である。９は電流形変換器、１０〜３３は電流形変換
器９を構成するスイッチング素子で、ＧＴＯ等の自己消
弧形素子とする。また、スイッチング素子１０〜１５に
より第１のブリッジを、スイッチング素子１６〜２１に
より第２のブリッジを、スイッチング素子２２〜２７に
より第３のブリッジを、スイッチング素子２８〜３３に
より第４のブリッジを構成する。３４〜３７は直流リア
クトルで、それぞれ第１〜第４のブリッジの直流電流を
平滑する。３８，３９，４０はそれぞれＵ相，Ｖ相，Ｗ
相の電流検出器、４１は三相→二相変換器である。４２
は電圧の位相角を検出する位相検出回路である。４３は
座標変換器で、三相→二相変換器４１の出力を、位相検
出回路４２で検出される電圧の位相角に同期して回転す
る座標上の量に変換する。４４は微分回路で、座標変換
器４３の出力信号の変化率を検出する。４５は座標変換
器で、微分回路４４の出力信号をもとの静止座標に変換
する。４６は二相→三相変換器である。
【００１６】次に、前述の構成から成る本発明の一実施
例の動作を、図２の本発明の作用を表す波形図を用いて
説明する。図において、IHU は高調波発生源８のＵ相に
流れる電流である。Ｖ相，Ｗ相にもそれぞれ１２０°づ
つ位相の遅れた同様の波形の電流が流れる。なお、高調
波発生源としては１２相の制御整流器を仮定している。
例の動作を、図２の本発明の作用を表す波形図を用いて
説明する。図において、IHU は高調波発生源８のＵ相に
流れる電流である。Ｖ相，Ｗ相にもそれぞれ１２０°づ
つ位相の遅れた同様の波形の電流が流れる。なお、高調
波発生源としては１２相の制御整流器を仮定している。
【００１７】IUはコンデンサ５〜７と電源１の間に流れ
るＵ相電流である。Ｖ相，Ｗ相にもそれぞれ１２０°づ
つ位相の遅れた同様の波形の電流が流れる。VUV はコン
デンサ５〜７のＵＶ相線間電圧である。ＶＷ相，ＷＵ相
線間電圧もそれぞれ１２０°づつ位相の遅れた同様の波
形となる。IFU は電流形変換器９のＵ相に流れる電流で
ある。Ｖ相，Ｗ相にもそれぞれ１２０°づつ位相の遅れ
た同様の波形の電流が流れる。ＩＵ，ＩＶ，ＩＷを電流
検出器３８，３９，４０で検出して、三相→二相変換器
４１は加算器と掛算器で構成されており、
るＵ相電流である。Ｖ相，Ｗ相にもそれぞれ１２０°づ
つ位相の遅れた同様の波形の電流が流れる。VUV はコン
デンサ５〜７のＵＶ相線間電圧である。ＶＷ相，ＷＵ相
線間電圧もそれぞれ１２０°づつ位相の遅れた同様の波
形となる。IFU は電流形変換器９のＵ相に流れる電流で
ある。Ｖ相，Ｗ相にもそれぞれ１２０°づつ位相の遅れ
た同様の波形の電流が流れる。ＩＵ，ＩＶ，ＩＷを電流
検出器３８，３９，４０で検出して、三相→二相変換器
４１は加算器と掛算器で構成されており、
【００１８】
【数１】
IA=IU-(IV+IW)/2
IB=(IV-IW)*1.732/2
の演算を行い、Ｕ，Ｖ，Ｗ座標上のＩＵ，ＩＶ，ＩＷ
を、Ａ，Ｂ座標上のＩＡ，ＩＢに変換する。但し、Ａ軸
はＵ軸と平行な軸、Ｂ軸はＡ軸に対して９０°進んだ軸
とする。ＩＡ，ＩＢの波形を図２に示す。三相→二相変
換器４１の出力ＩＡ，ＩＢを座標変換器４３に入力す
る。座標変換器４３は正弦関数により構成されており、
を、Ａ，Ｂ座標上のＩＡ，ＩＢに変換する。但し、Ａ軸
はＵ軸と平行な軸、Ｂ軸はＡ軸に対して９０°進んだ軸
とする。ＩＡ，ＩＢの波形を図２に示す。三相→二相変
換器４１の出力ＩＡ，ＩＢを座標変換器４３に入力す
る。座標変換器４３は正弦関数により構成されており、
【００１９】
【数２】
ID=IA*COS(-TH)-IB*SIN(-TH)
IQ=IB*COS(-TH)+IA*SIN(-TH)
の演算により、Ａ，Ｂ座標上のＩＡ，ＩＢを、電圧の位
相角ＴＨに同期して回転するＤ，Ｑ座標上の量に変換す
る。ＩＤ，ＩＱの波形を図２に示す。図から分るよう
に、ＩＤ，ＩＱは基本波は直流になるから、ＩＤ，ＩＱ
の変化率を検出することにより容易にＩＵ，ＩＶ，ＩＷ
に含まれる高調波成分を抽出することができる。ＩＤ，
ＩＱを微分回路４４に加えＩＤの変化率としてＲＩＦＤ
をＩＱの変化率としてＲＩＦＱを検出する。ＲＩＦＤの
波形を図２に示す。ＲＩＦＱはＲＩＦＤに対して９０°
位相の遅れた同様の波形となる。ＲＩＦＤ，ＲＩＦＱを
座標変換器４５に入力し、
相角ＴＨに同期して回転するＤ，Ｑ座標上の量に変換す
る。ＩＤ，ＩＱの波形を図２に示す。図から分るよう
に、ＩＤ，ＩＱは基本波は直流になるから、ＩＤ，ＩＱ
の変化率を検出することにより容易にＩＵ，ＩＶ，ＩＷ
に含まれる高調波成分を抽出することができる。ＩＤ，
ＩＱを微分回路４４に加えＩＤの変化率としてＲＩＦＤ
をＩＱの変化率としてＲＩＦＱを検出する。ＲＩＦＤの
波形を図２に示す。ＲＩＦＱはＲＩＦＤに対して９０°
位相の遅れた同様の波形となる。ＲＩＦＤ，ＲＩＦＱを
座標変換器４５に入力し、
【００２０】
【数３】
RIFA=RIFD*COS(TH)-RIFQ*SIN(TH)
RIFB=RIFQ*COS(TH)+RIFD*SIN(TH)
の演算により、電圧の位相角ＴＨに同期して回転する
Ｄ，Ｑ座標上のＲＩＦＤ，ＲＩＦＱを、もとの静止座標
であるＡ，Ｂ座標上のＲＩＦＡ，ＲＩＦＢにもどす。Ｒ
ＩＦＡの波形を図２に示す。ＲＩＦＢはＲＩＦＡに対し
て９０°位相の遅れた同様の波形となる。ＲＩＦＡ，Ｒ
ＩＦＢを二相→三相変換器４６に入力する。二相→三相
変換器４６は加算器と掛算器で構成されており、
Ｄ，Ｑ座標上のＲＩＦＤ，ＲＩＦＱを、もとの静止座標
であるＡ，Ｂ座標上のＲＩＦＡ，ＲＩＦＢにもどす。Ｒ
ＩＦＡの波形を図２に示す。ＲＩＦＢはＲＩＦＡに対し
て９０°位相の遅れた同様の波形となる。ＲＩＦＡ，Ｒ
ＩＦＢを二相→三相変換器４６に入力する。二相→三相
変換器４６は加算器と掛算器で構成されており、
【００２１】
【数４】
RIFU=RIFA/1.5
RIFV=(-0.5*RIFA+0.866*RIFB)/1.5
RIFW=(-0.5*RIFA-0.866*RIFB)/1.5
の演算を行い、Ａ，Ｂ座標上のＲＩＦＡ，ＲＩＦＢを
Ｕ，Ｖ，Ｗ座標上のＲＩＦＵ，ＲＩＦＶ，ＲＩＦＷに変
換する。ＲＩＦＵの波形を図２に示す。ＲＩＦＶ，ＲＩ
ＦＷはＲＩＦＵに対してそれぞれ１２０°づつ位相の遅
れた同様の波形となる。以上のようにして二相→三相変
換器４６の出力に得られるＲＩＦＵ，ＲＩＦＶ，ＲＩＦ
Ｗを基準にして、電流形変換器９の出力電流を制御す
る。ＩＦＵはＲＩＦＵを基準値にして制御した電流形変
換器９のＵ相電流である。Ｖ相電流、Ｗ相電流も同様に
制御される。
Ｕ，Ｖ，Ｗ座標上のＲＩＦＵ，ＲＩＦＶ，ＲＩＦＷに変
換する。ＲＩＦＵの波形を図２に示す。ＲＩＦＶ，ＲＩ
ＦＷはＲＩＦＵに対してそれぞれ１２０°づつ位相の遅
れた同様の波形となる。以上のようにして二相→三相変
換器４６の出力に得られるＲＩＦＵ，ＲＩＦＶ，ＲＩＦ
Ｗを基準にして、電流形変換器９の出力電流を制御す
る。ＩＦＵはＲＩＦＵを基準値にして制御した電流形変
換器９のＵ相電流である。Ｖ相電流、Ｗ相電流も同様に
制御される。
【００２２】以上の説明では、電流形変換器９を４台の
ブリッジで構成した場合について動作波形を示した。従
って、電流形変換器９の出力電流はＩＦＵで示すように
４段階の波形となる。ブリッジ数をもっと増やせば出力
電流波形をもっときめ細かく制御できる。逆にブリッジ
数を減すことも可能で、１台のブリッジでも運転でき
る。ブリッジ数が１の場合は、出力電流波形は１段階の
パルス幅制御された波形となる。出力電流に含まれる高
調波はコンデンサ５〜７によりバイパスされるから電源
側には流出しない。
ブリッジで構成した場合について動作波形を示した。従
って、電流形変換器９の出力電流はＩＦＵで示すように
４段階の波形となる。ブリッジ数をもっと増やせば出力
電流波形をもっときめ細かく制御できる。逆にブリッジ
数を減すことも可能で、１台のブリッジでも運転でき
る。ブリッジ数が１の場合は、出力電流波形は１段階の
パルス幅制御された波形となる。出力電流に含まれる高
調波はコンデンサ５〜７によりバイパスされるから電源
側には流出しない。
【００２３】又、実施例では交流電源１とコンデンサ５
〜７の間に交流リアクトル２〜４を設けた例を説明した
が、交流電源１に変圧器等のリアクトル要素が有る場合
は、交流リアクトル２〜４を省略することができる。
〜７の間に交流リアクトル２〜４を設けた例を説明した
が、交流電源１に変圧器等のリアクトル要素が有る場合
は、交流リアクトル２〜４を省略することができる。
【００２４】
【発明の効果】以上説明のように、発明のアクティブフ
ィルタは、高調波電流をバイパスするコンデンサと、自
己消弧形スイッチング素子をブリッジ接続し、その直流
端子間に直流リアクトルを接続して成る電流形変換器と
を組合せて構成し、電流形変換器の出力電流を制御する
ことによって、高調波発生源から発生する高調波成分を
低減しするようにしたものであるから、 （１） 電流形変換器は出力電流をステップ的に速い変
化率で制御できるから、高い高調波成分まで吸収するこ
とができる。 （２） 電流形変換器は電圧形変換器のような出力側の
交流リアクトルが不要であるから、高調波電流による電
圧降下は発生しない。従って、変換器か電圧降下に対抗
して高い電圧を発生する必要がないから変換器の容量を
小さくすることできる。 （３） 高調波発生源と電流形変換器とコンデンサを並
列に接続することにより、高調波発生源と電流形変換器
が発生する速い高調波成分をコンデンサでバイパスする
ことができる、等の効果を得ることができる。
ィルタは、高調波電流をバイパスするコンデンサと、自
己消弧形スイッチング素子をブリッジ接続し、その直流
端子間に直流リアクトルを接続して成る電流形変換器と
を組合せて構成し、電流形変換器の出力電流を制御する
ことによって、高調波発生源から発生する高調波成分を
低減しするようにしたものであるから、 （１） 電流形変換器は出力電流をステップ的に速い変
化率で制御できるから、高い高調波成分まで吸収するこ
とができる。 （２） 電流形変換器は電圧形変換器のような出力側の
交流リアクトルが不要であるから、高調波電流による電
圧降下は発生しない。従って、変換器か電圧降下に対抗
して高い電圧を発生する必要がないから変換器の容量を
小さくすることできる。 （３） 高調波発生源と電流形変換器とコンデンサを並
列に接続することにより、高調波発生源と電流形変換器
が発生する速い高調波成分をコンデンサでバイパスする
ことができる、等の効果を得ることができる。
【００２５】
【００２６】又、請求項１記載の発明のアクティブフィ
ルタの制御装置は、高調波電流をバイパスするコンデン
サと、自己消弧形スイッチング素子をブリッジ接続し、
その直流端子間に直流リアクトルを接続して成る電流形
変換器とを組合せて構成したアクティブフィルタにおい
て、交流電源とコンデンサの間に流れる電流を電源電圧
ベクトルの位相角に同期して回転する座標上の量に変換
したのち変化率を検出して高調波成分を検出しているた
め、交流電源へ流れる電流の高調波成分を高感度に抽出
できるから、高調波を効果的に低減することができる。
ルタの制御装置は、高調波電流をバイパスするコンデン
サと、自己消弧形スイッチング素子をブリッジ接続し、
その直流端子間に直流リアクトルを接続して成る電流形
変換器とを組合せて構成したアクティブフィルタにおい
て、交流電源とコンデンサの間に流れる電流を電源電圧
ベクトルの位相角に同期して回転する座標上の量に変換
したのち変化率を検出して高調波成分を検出しているた
め、交流電源へ流れる電流の高調波成分を高感度に抽出
できるから、高調波を効果的に低減することができる。
【００２７】更に、請求項２記載の発明のアクティブフ
ィルタの制御装置は、高調波電流をバイパスするコンデ
ンサと、自己消弧形スイッチング素子をブリッジ接続
し、それぞれの直流端子間に各別に直流リアクトルを接
続し交流側端子が共通接続さた多重電流形変換器とを組
合せて構成したアクティブフィルタにおいて、交流電源
とコンデンサの間に流れる電流を電源電圧ベクトルの位
相角に同期して回転する座標上の量に変換したのち変化
率を検出して高調波成分を検出しているため、交流電源
へ流れる電流の高調波成分を高感度に抽出できるから、
図２の高調波発生源の電流ＩＨＵと電源へ流れる電流Ｉ
Ｕを比較すれば分るように、請求項１記載の発明のアク
ティブフィルタの制御装置に比較して、より一層効果的
に高調波を低減することができる。
ィルタの制御装置は、高調波電流をバイパスするコンデ
ンサと、自己消弧形スイッチング素子をブリッジ接続
し、それぞれの直流端子間に各別に直流リアクトルを接
続し交流側端子が共通接続さた多重電流形変換器とを組
合せて構成したアクティブフィルタにおいて、交流電源
とコンデンサの間に流れる電流を電源電圧ベクトルの位
相角に同期して回転する座標上の量に変換したのち変化
率を検出して高調波成分を検出しているため、交流電源
へ流れる電流の高調波成分を高感度に抽出できるから、
図２の高調波発生源の電流ＩＨＵと電源へ流れる電流Ｉ
Ｕを比較すれば分るように、請求項１記載の発明のアク
ティブフィルタの制御装置に比較して、より一層効果的
に高調波を低減することができる。
【図１】本発明の一実施例を示す制御回路のブロック構
成図。
成図。
【図２】本発明の一実施例の作用を説明するための波形
図。
図。
【図３】従来装置の実施例を示す構成図。
１ …電源 ２〜４ …
交流リアクトル ５〜７ …コンデンサ ８ …
高調波発生源 ９ …電流形変換器 １０〜３３…
スイッチング素子 ３４〜３７…直流リアクトル ３８〜４０…
電流検出器 ４１ …三相→二相変換器 ４２ …
位相検出回路 ４３ …座標変換器 ４４ …
微分回路 ４５ …座標変換器 ４６ …
二相→三相変換器 ４７〜４９…交流リアクトル ５０ …
電圧形変換器
交流リアクトル ５〜７ …コンデンサ ８ …
高調波発生源 ９ …電流形変換器 １０〜３３…
スイッチング素子 ３４〜３７…直流リアクトル ３８〜４０…
電流検出器 ４１ …三相→二相変換器 ４２ …
位相検出回路 ４３ …座標変換器 ４４ …
微分回路 ４５ …座標変換器 ４６ …
二相→三相変換器 ４７〜４９…交流リアクトル ５０ …
電圧形変換器
Claims (2)
- 【請求項１】 交流電源と、高調波発生源との間に設け
られる少くとも高調波電流をバイパスするコンデンサ
と、自己消弧形スイッチング素子をブリッジ接続し、そ
の直流端子間に直流リアクトルを接続して成る電流形変
換器と、前記交流電源と前記コンデンサの間に流れる三
相電流を二相変換する三相→二相変換手段と、前記交流
電源電圧の位相角を検出する位相検出手段と、前記三相
→二相変換手段の出力を前記位相検出手段で検出される
位相角に同期して回転する座標上の量である直流量に変
換する第１の座標変換手段と、この第１の座標変換手段
の出力の変化率を検出する手段と、この変化率を検出す
る手段の出力を前記位相検出手段で検出される位相角に
同期して回転する交流量に変換する第２の座標変換手段
を備え、前記第２の座標変換手段の出力に応じて前記電
流形変換器の出力電流を制御することを特徴とするアク
ティブフィルタの制御装置。 - 【請求項２】 前記電流形変換器は、自己消弧形スイッ
チング素子をブリッジ接続し、それぞれの直流端子間に
各別に直流リアクトルを接続し交流側端子が共通接続さ
れた多重電流形変換器としたことを特徴とする請求項１
に記載のアクティブフィルタの制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP29014493A JP3367724B2 (ja) | 1993-11-19 | 1993-11-19 | アクティブフィルタとその制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP29014493A JP3367724B2 (ja) | 1993-11-19 | 1993-11-19 | アクティブフィルタとその制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07142958A JPH07142958A (ja) | 1995-06-02 |
| JP3367724B2 true JP3367724B2 (ja) | 2003-01-20 |
Family
ID=17752354
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP29014493A Expired - Fee Related JP3367724B2 (ja) | 1993-11-19 | 1993-11-19 | アクティブフィルタとその制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3367724B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100468354B1 (ko) * | 2002-09-30 | 2005-01-27 | 인티그런트 테크놀로지즈(주) | 트랜스컨덕터 회로의 트랜스컨덕턴스 가변 회로 및 이를이용한 가변 대역 필터 회로 |
| CN111313423B (zh) * | 2019-11-27 | 2023-11-28 | 天津瑞能电气有限公司 | 一种优化的有源电力滤波器电流线性控制方法 |
-
1993
- 1993-11-19 JP JP29014493A patent/JP3367724B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH07142958A (ja) | 1995-06-02 |
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Legal Events
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|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |