JPH07123722A - Ｐｗｍコンバータ - Google Patents
ＰｗｍコンバータInfo
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- JPH07123722A JPH07123722A JP26246893A JP26246893A JPH07123722A JP H07123722 A JPH07123722 A JP H07123722A JP 26246893 A JP26246893 A JP 26246893A JP 26246893 A JP26246893 A JP 26246893A JP H07123722 A JPH07123722 A JP H07123722A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 電源電流Ｉs が正弦波でしかも力率＝１にな
るＰＷＭコンバータは、従来負荷kVA と同一容量の電力
変換器８を使用していたが、約１／４の容量の電力変換
器８として、且つ電源電流Ｉs の高調波抑制を可能にす
る。 【構成】 サイリスタブリッジ10により直流電圧Ｖdcの
制御を行い、サイリスタブリッジよりも系統電源側に直
列に設けた自己消弧形スイッチング素子とダイオードと
で構成した電力変換器８により、サイリスタブリッジ10
に印加される電圧Ｖt の制御と電源電流Ｉs の高調波抑
制を行う。 【目的】 高価な自己消弧形スイッチング素子を使用す
る電力変換器８の容量が１／４程度に低減されるので、
サイリスタブリッジ10の価格を加えても、全体のＰＷＭ
コンバータ12の価格を低減することができる。
るＰＷＭコンバータは、従来負荷kVA と同一容量の電力
変換器８を使用していたが、約１／４の容量の電力変換
器８として、且つ電源電流Ｉs の高調波抑制を可能にす
る。 【構成】 サイリスタブリッジ10により直流電圧Ｖdcの
制御を行い、サイリスタブリッジよりも系統電源側に直
列に設けた自己消弧形スイッチング素子とダイオードと
で構成した電力変換器８により、サイリスタブリッジ10
に印加される電圧Ｖt の制御と電源電流Ｉs の高調波抑
制を行う。 【目的】 高価な自己消弧形スイッチング素子を使用す
る電力変換器８の容量が１／４程度に低減されるので、
サイリスタブリッジ10の価格を加えても、全体のＰＷＭ
コンバータ12の価格を低減することができる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、交流を直流に変換する
パルス幅変調形（ＰＷＭ）コンバータ装置の改良に関す
るものである。
パルス幅変調形（ＰＷＭ）コンバータ装置の改良に関す
るものである。
【０００２】
【従来の技術】図６は従来の電源電流Ｉs が正弦波でし
かも力率＝１になるＰＷＭ方式のコンバータを示す主回
路構成図であり、図において１は交流電源、２は系統イ
ンピーダンス、３は負荷、５はリップル抑制用フィルタ
のコンデンサ、６はリップル抑制用フィルタのリアクト
ル、８は自己消弧形スイッチング素子とダイオードとの
逆並列接続回路７で構成された電力変換器、11は負荷側
直流コンデンサであり、12は構成部品５，６，８及び11
で構成されたＰＷＭ方式コンバータを示す。
かも力率＝１になるＰＷＭ方式のコンバータを示す主回
路構成図であり、図において１は交流電源、２は系統イ
ンピーダンス、３は負荷、５はリップル抑制用フィルタ
のコンデンサ、６はリップル抑制用フィルタのリアクト
ル、８は自己消弧形スイッチング素子とダイオードとの
逆並列接続回路７で構成された電力変換器、11は負荷側
直流コンデンサであり、12は構成部品５，６，８及び11
で構成されたＰＷＭ方式コンバータを示す。
【０００３】電力変換器８は負荷側直流コンデンサ11の
直流電圧Ｖdcと、図示しない負荷側直流電圧指令値Ｖdc
* とを比較して、直流電圧の充放電を行うごとく、さら
に電源電流Ｉs が正弦波でしかも力率＝１になるごと
く、自己消弧形スイッチング素子のオン・オフを行う。
直流電圧Ｖdcと、図示しない負荷側直流電圧指令値Ｖdc
* とを比較して、直流電圧の充放電を行うごとく、さら
に電源電流Ｉs が正弦波でしかも力率＝１になるごと
く、自己消弧形スイッチング素子のオン・オフを行う。
【０００４】リップル抑制用フィルタのリアクトル６及
び、リップル抑制用フィルタのコンデンサ５は、スイッ
チングに伴うリップルを交流電源１に対して抑制する。
び、リップル抑制用フィルタのコンデンサ５は、スイッ
チングに伴うリップルを交流電源１に対して抑制する。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】従来のＰＷＭコンバー
タ12は電源電流Ｉs が正弦波でしかも力率＝１になるご
とく電力変換器８の自己消弧形スイッチング素子がオン
・オフされる。
タ12は電源電流Ｉs が正弦波でしかも力率＝１になるご
とく電力変換器８の自己消弧形スイッチング素子がオン
・オフされる。
【０００６】従って前記自己消弧形スイッチング素子は
負荷側直流コンデンサ11の直流電圧Ｖdcが印加され、し
かも電源電流Ｉs が流れる状態で高速スイッチングが行
われるので、前記自己消弧形スイッチング素子の動作責
務が重くなり、高価なＰＷＭコンバータとなっていた。
本発明は、このように従来高価であった力率＝１で、且
つリップルを交流電源に導入しないＰＷＭコンバータを
安価に提供しようとするものである。
負荷側直流コンデンサ11の直流電圧Ｖdcが印加され、し
かも電源電流Ｉs が流れる状態で高速スイッチングが行
われるので、前記自己消弧形スイッチング素子の動作責
務が重くなり、高価なＰＷＭコンバータとなっていた。
本発明は、このように従来高価であった力率＝１で、且
つリップルを交流電源に導入しないＰＷＭコンバータを
安価に提供しようとするものである。
【０００７】
【課題を解決するための手段】このために、本発明では
負荷側直流電圧Ｖdcの制御にはサイリスタブリッジを使
用し、電源電流Ｉs の正弦波化には該サイリスタブリッ
ジの交流電源側に、電力変換器を直列に接続してなるも
のである。
負荷側直流電圧Ｖdcの制御にはサイリスタブリッジを使
用し、電源電流Ｉs の正弦波化には該サイリスタブリッ
ジの交流電源側に、電力変換器を直列に接続してなるも
のである。
【０００８】すなわち、交流電源と直流負荷との間に直
列に設置されるＰＷＭコンバータであって、前記交流電
源に直列に接続されるリップル抑制用フィルタと、該リ
ップル抑制用フィルタの前記交流電源と反対側に直列に
接続される自己消弧形スイッチング素子とダイオードと
で構成される電力変換器と、該電力変換器の直流側に接
続される電力変換器用直流コンデンサと、前記電力変換
器の前記リップル抑制用フィルタの反対側に直列に接続
されるサイリスタブリッジと、該サイリスタブリッジの
直流側に接続される負荷側直流コンデンサと、前記電力
変換器及び前記サイリスタブリッジを制御する制御装置
を具え、該制御装置は電源電流を検出してその高調波成
分を検出する手段と、該高調波電流成分をゲインＫ倍し
て高調波電圧指令値を出力する手段と、基本波無効電圧
指令値と前記高調波電圧指令値とを加え合わせて三角波
キャリア信号と比較して前記電力変換器の自己消弧形ス
イッチング素子のゲート信号を出力する手段と、前記負
荷側直流コンデンサの直流電圧を検出して直流電圧指令
値との差により前記サイリスタブリッジの点弧を制御す
る手段とを有することを特徴とする
列に設置されるＰＷＭコンバータであって、前記交流電
源に直列に接続されるリップル抑制用フィルタと、該リ
ップル抑制用フィルタの前記交流電源と反対側に直列に
接続される自己消弧形スイッチング素子とダイオードと
で構成される電力変換器と、該電力変換器の直流側に接
続される電力変換器用直流コンデンサと、前記電力変換
器の前記リップル抑制用フィルタの反対側に直列に接続
されるサイリスタブリッジと、該サイリスタブリッジの
直流側に接続される負荷側直流コンデンサと、前記電力
変換器及び前記サイリスタブリッジを制御する制御装置
を具え、該制御装置は電源電流を検出してその高調波成
分を検出する手段と、該高調波電流成分をゲインＫ倍し
て高調波電圧指令値を出力する手段と、基本波無効電圧
指令値と前記高調波電圧指令値とを加え合わせて三角波
キャリア信号と比較して前記電力変換器の自己消弧形ス
イッチング素子のゲート信号を出力する手段と、前記負
荷側直流コンデンサの直流電圧を検出して直流電圧指令
値との差により前記サイリスタブリッジの点弧を制御す
る手段とを有することを特徴とする
【０００９】
【作用】本発明におけるＰＷＭコンバータの動作を図５
の電圧電流ベクトル図により説明する。
の電圧電流ベクトル図により説明する。
【００１０】図５において、Ｖs は交流電源電圧、Ｖq
は電力変換器が発生する無効電圧、Ｖt はサイリスタブ
リッジに印加される端子電圧、Ｉs は電源電流のそれぞ
れ基本波ベクトルを表す。
は電力変換器が発生する無効電圧、Ｖt はサイリスタブ
リッジに印加される端子電圧、Ｉs は電源電流のそれぞ
れ基本波ベクトルを表す。
【００１１】サイリスタブリッジによって負荷側直流コ
ンデンサの直流電圧を制御すると、電源電流Ｉs はサイ
リスタブリッジの交流端子電圧Ｖt より遅れる。従って
電力変換器によりサイリスタブリッジへの交流端子電圧
Ｖt を、予め基本波無効電圧Ｖq により交流電源電圧Ｖ
s より進めておくと、電源電流Ｉs を力率１に保つこと
ができる。
ンデンサの直流電圧を制御すると、電源電流Ｉs はサイ
リスタブリッジの交流端子電圧Ｖt より遅れる。従って
電力変換器によりサイリスタブリッジへの交流端子電圧
Ｖt を、予め基本波無効電圧Ｖq により交流電源電圧Ｖ
s より進めておくと、電源電流Ｉs を力率１に保つこと
ができる。
【００１２】また、電源電流Ｉs の高周波成分を検出
し、電源電流Ｉs が高周波成分を含まないように、電力
変換器に高調波成分を発生させることにより、電源電流
Ｉs の高周波成分を抑制することができる。
し、電源電流Ｉs が高周波成分を含まないように、電力
変換器に高調波成分を発生させることにより、電源電流
Ｉs の高周波成分を抑制することができる。
【００１３】
【実施例】以下、本発明によるＰＷＭコンバータの実施
例を図面を参照しつつ説明する。
例を図面を参照しつつ説明する。
【００１４】図１は本発明のＰＷＭコンバータの主回路
構成の一実施例を示す図、図２は本発明のＰＷＭコンバ
ータの制御装置のブロック線図であって、（ａ）は電力
変換器の制御装置、（ｂ）はサイリスタブリッジの制御
装置を示し、図３はＰＷＭコンバータ内のスイッチング
素子及びダイオードで構成される電力変換器のオン・オ
フによる波形例を示す波形図である。
構成の一実施例を示す図、図２は本発明のＰＷＭコンバ
ータの制御装置のブロック線図であって、（ａ）は電力
変換器の制御装置、（ｂ）はサイリスタブリッジの制御
装置を示し、図３はＰＷＭコンバータ内のスイッチング
素子及びダイオードで構成される電力変換器のオン・オ
フによる波形例を示す波形図である。
【００１５】図１において、１は三相交流電源、２は系
統インピーダンス、３は負荷、５はリップル抑制用フィ
ルタのコンデンサ、６はリップル抑制用フィルタのリア
クトル、８は自己消弧形スイッチング素子とダイオード
との逆並列接続回路７で構成された電力変換器、９は電
力変換器用コンデンサ、10はサイリスタブリッジ、11は
負荷側直流コンデンサを示しており、一点鎖線により囲
まれた４はＰＷＭコンバータであって、構成部品５，
６，８，10及び11により構成されていて、図５及び図６
と同一要素には同一の符号を用いている。
統インピーダンス、３は負荷、５はリップル抑制用フィ
ルタのコンデンサ、６はリップル抑制用フィルタのリア
クトル、８は自己消弧形スイッチング素子とダイオード
との逆並列接続回路７で構成された電力変換器、９は電
力変換器用コンデンサ、10はサイリスタブリッジ、11は
負荷側直流コンデンサを示しており、一点鎖線により囲
まれた４はＰＷＭコンバータであって、構成部品５，
６，８，10及び11により構成されていて、図５及び図６
と同一要素には同一の符号を用いている。
【００１６】図１では単線結線図で示しているので、交
流電源１が単相の場合を具体的に示すと図７のごとくで
ある。すなわち、単相交流電源１から系統インピーダン
ス２を経て、フィルタコンデンサ５、フィルタリアクト
ル６を介して流れる電流Ｉsが、直列に接続された単相
電力変換器８を通って電流ＩL となり、サイリスタブリ
ッジ10へ供給される。この場合、電流ＩL は図３に示す
通り電流Ｉs と同じであるが、単相電力変換器８の端子
電圧Ｖc は図３に示すような波形となる。単相電力変換
器８は自己消弧形スイッチング素子とダイオードとの逆
並列接続回路６によりブリッジを構成したものであり、
この構成は図６に示した電力変換器８の場合も同様であ
って、直流側には電力変換器用コンデンサ９が接続され
ている。この場合サイリスタブリッジ10も勿論図示のよ
うにサイリスタのブリッジ接続で構成されており、直流
側において負荷側直流コンデンサ11を経て負荷３へ直流
電圧Ｖdcが供給される。
流電源１が単相の場合を具体的に示すと図７のごとくで
ある。すなわち、単相交流電源１から系統インピーダン
ス２を経て、フィルタコンデンサ５、フィルタリアクト
ル６を介して流れる電流Ｉsが、直列に接続された単相
電力変換器８を通って電流ＩL となり、サイリスタブリ
ッジ10へ供給される。この場合、電流ＩL は図３に示す
通り電流Ｉs と同じであるが、単相電力変換器８の端子
電圧Ｖc は図３に示すような波形となる。単相電力変換
器８は自己消弧形スイッチング素子とダイオードとの逆
並列接続回路６によりブリッジを構成したものであり、
この構成は図６に示した電力変換器８の場合も同様であ
って、直流側には電力変換器用コンデンサ９が接続され
ている。この場合サイリスタブリッジ10も勿論図示のよ
うにサイリスタのブリッジ接続で構成されており、直流
側において負荷側直流コンデンサ11を経て負荷３へ直流
電圧Ｖdcが供給される。
【００１７】交流電源１が三相の場合を具体的に示すと
図８のごとくである。三相の場合には、前記の単相の場
合の単相電力変換器８を各相に挿入してもよいが、素子
の数を減らして価格を低減するために図示のように変圧
器29を経て三相電力変換器８を直列接続する。すなわ
ち、三相交流電源１は、系統インピーダンス２を経て、
フィルタコンデンサ５、フィルタリアクトル６を介して
各相毎の変圧器29の一次側へ接続され、この変圧器一次
側を経てサイリスタブリッジ10へ接続される。三相電力
変換器８は自己消弧形スイッチング素子とダイオードと
の逆並列接続回路６をグレッツ結線して構成されてい
る。この構成は図６に示した電力変換器８の場合も同様
である。三相交流入力端子はそれぞれＹ接続された変圧
器29の二次側へ接続され、直流側には電力変換器用コン
デンサ９が接続されている。サイリスタブリッジ10も勿
論サイリスタのグレッツ結線で構成されており、直流側
において負荷側直流コンデンサ11を経て負荷３へ直流電
圧Ｖdcが供給される。この構成でも電源電流Ｉs とサイ
リスタブリッジ入力電流ＩL とは同じであるが、変圧器
一次側の両端間の電圧Ｖt は図３に示すような波形とな
る。
図８のごとくである。三相の場合には、前記の単相の場
合の単相電力変換器８を各相に挿入してもよいが、素子
の数を減らして価格を低減するために図示のように変圧
器29を経て三相電力変換器８を直列接続する。すなわ
ち、三相交流電源１は、系統インピーダンス２を経て、
フィルタコンデンサ５、フィルタリアクトル６を介して
各相毎の変圧器29の一次側へ接続され、この変圧器一次
側を経てサイリスタブリッジ10へ接続される。三相電力
変換器８は自己消弧形スイッチング素子とダイオードと
の逆並列接続回路６をグレッツ結線して構成されてい
る。この構成は図６に示した電力変換器８の場合も同様
である。三相交流入力端子はそれぞれＹ接続された変圧
器29の二次側へ接続され、直流側には電力変換器用コン
デンサ９が接続されている。サイリスタブリッジ10も勿
論サイリスタのグレッツ結線で構成されており、直流側
において負荷側直流コンデンサ11を経て負荷３へ直流電
圧Ｖdcが供給される。この構成でも電源電流Ｉs とサイ
リスタブリッジ入力電流ＩL とは同じであるが、変圧器
一次側の両端間の電圧Ｖt は図３に示すような波形とな
る。
【００１８】図２において21は電源電流高調波成分検出
回路、22はＫ倍回路、23は加算器、24は三角波発生回
路、25は比較回路であり、26は減算器、27は比例積分回
路、28は点弧角決定回路を示している。
回路、22はＫ倍回路、23は加算器、24は三角波発生回
路、25は比較回路であり、26は減算器、27は比例積分回
路、28は点弧角決定回路を示している。
【００１９】本発明によるＰＷＭコンバータ４は、電源
電流Ｉs を検出し、電源電流高調波成分検出回路21によ
り電源電流高調波成分Ｉshを検出して、Ｋ倍回路22に出
力する。Ｋ倍回路22は電源電流高調波成分Ｉshを入力
し、ゲインＫ倍して高調波電圧指令信号Ｖh を加算器23
へ出力する。加算器23は高調波電圧指令信号Ｖh と、図
５で説明した基本波無効電圧成分に相当する基本波無効
電圧指令Ｖq * を入力加算して電圧指令Ｖc * を比較回
路25に出力する。比較回路25は、電圧指令Ｖc *と三角
波発生回路24より出力される高調波三角波信号Ｓとを入
力し、大小を比較して電力変換器８のスイッチング素子
のゲート信号ＶGCを出力する。
電流Ｉs を検出し、電源電流高調波成分検出回路21によ
り電源電流高調波成分Ｉshを検出して、Ｋ倍回路22に出
力する。Ｋ倍回路22は電源電流高調波成分Ｉshを入力
し、ゲインＫ倍して高調波電圧指令信号Ｖh を加算器23
へ出力する。加算器23は高調波電圧指令信号Ｖh と、図
５で説明した基本波無効電圧成分に相当する基本波無効
電圧指令Ｖq * を入力加算して電圧指令Ｖc * を比較回
路25に出力する。比較回路25は、電圧指令Ｖc *と三角
波発生回路24より出力される高調波三角波信号Ｓとを入
力し、大小を比較して電力変換器８のスイッチング素子
のゲート信号ＶGCを出力する。
【００２０】すなわち、前記高調波電圧指令信号Ｖh に
より電源電流Ｉs の高調波成分が抑制され、また基本波
無効電圧指令Ｖq * によりサイリスタブリッジ10の端子
電圧Ｖt が図５のごとく決定される。
より電源電流Ｉs の高調波成分が抑制され、また基本波
無効電圧指令Ｖq * によりサイリスタブリッジ10の端子
電圧Ｖt が図５のごとく決定される。
【００２１】さらに、図３及び図４により電源電流Ｉs
の正弦波化について説明する。図３は図１のＰＷＭコン
バータ４内の電力変換器８を、時刻Ｔ0 以前においては
オフし、時刻Ｔ0 以後はオンした時の、負荷電流ＩL 、
電源電流ＩS 、及び電力変換器の印加電圧ＶC を示して
いる。図４はＰＷＭコンバータ４と負荷３とを含む単相
等価回路図を示す。ここで、Ｖs は三相交流電源電圧、
Ｖc は電力変換器の電圧、ＶL はサイリスタブリッジの
電圧であり、それらは系統インピーダンスＬsと直列に
接続されて、電源電流Ｉs が流れる。系統電源と非直線
負荷すなわちサイリスタブリッジとの間に接続された電
力変換器８は、サイリスタブリッジ10に流れる負荷電流
ＩL （この場合負荷電流ＩL は電源電流Ｉs と同じであ
る）が正弦波になるように制御すればよい。
の正弦波化について説明する。図３は図１のＰＷＭコン
バータ４内の電力変換器８を、時刻Ｔ0 以前においては
オフし、時刻Ｔ0 以後はオンした時の、負荷電流ＩL 、
電源電流ＩS 、及び電力変換器の印加電圧ＶC を示して
いる。図４はＰＷＭコンバータ４と負荷３とを含む単相
等価回路図を示す。ここで、Ｖs は三相交流電源電圧、
Ｖc は電力変換器の電圧、ＶL はサイリスタブリッジの
電圧であり、それらは系統インピーダンスＬsと直列に
接続されて、電源電流Ｉs が流れる。系統電源と非直線
負荷すなわちサイリスタブリッジとの間に接続された電
力変換器８は、サイリスタブリッジ10に流れる負荷電流
ＩL （この場合負荷電流ＩL は電源電流Ｉs と同じであ
る）が正弦波になるように制御すればよい。
【００２２】すなわち、電力変換器８は電源電流高調波
成分Ｉshを
成分Ｉshを
【数１】 Ｉsh＝０ （１） となるように制御すれば、
【数２】 Ｖc ＝Ｖs −ＶL （２） となり、電力変換器８が（２）式で表され、且つ図３に
示すような電圧Ｖc を発生することによって、電源電流
高調波成分Ｉshを零にすることができる。
示すような電圧Ｖc を発生することによって、電源電流
高調波成分Ｉshを零にすることができる。
【００２３】この時、電力変換器８は図３にＶc により
示した高調波電圧だけを発生すればよいので、その電圧
は電源電圧Ｖs の１／４程度であり、従来は負荷kVA と
同程度必要であった電力変換器８の容量を１／４程度に
低減できる。
示した高調波電圧だけを発生すればよいので、その電圧
は電源電圧Ｖs の１／４程度であり、従来は負荷kVA と
同程度必要であった電力変換器８の容量を１／４程度に
低減できる。
【００２４】又、サイリスタブリッジ10の負荷側直流コ
ンデンサ11の直流電圧Ｖdcを検出して、減算器26に加え
られる直流電圧指令値Ｖdc * との間で減算し、その出力
を比例積分回路27に送る。点弧角決定回路28は比例積分
回路27より入力される直流電圧偏差信号ΔＶdcにより、
サイリスタブリッジ10の点弧角を決定し、サイリスタブ
リッジに使用されたサイリスタへゲート信号ＶGlを出力
する。
ンデンサ11の直流電圧Ｖdcを検出して、減算器26に加え
られる直流電圧指令値Ｖdc * との間で減算し、その出力
を比例積分回路27に送る。点弧角決定回路28は比例積分
回路27より入力される直流電圧偏差信号ΔＶdcにより、
サイリスタブリッジ10の点弧角を決定し、サイリスタブ
リッジに使用されたサイリスタへゲート信号ＶGlを出力
する。
【００２５】
【発明の効果】以上の説明から明らかなように、本発明
によれば、交流電源と直流負荷との間に直列に設置され
るＰＷＭコンバータにおいて、直流電圧制御をサイリス
タブリッジ10により行い、電源電流の高調波抑制を電力
変換器８で行うことによって、従来負荷kVA の容量が必
要であった電力変換器８の容量を、負荷kVA の容量の１
／４程度にすることが可能となり、大容量のスイッチン
グ素子を必要とする直流電圧の制御をサイリスタブリッ
ジ10により行い、高価な自己消弧形スイッチング素子を
必要とする電力変換器８は、力率改善及び高調波除去用
として、小容量の自己消弧形スイッチング素子により構
成することにより、非常に経済的なシステムを構成する
ことができる。
によれば、交流電源と直流負荷との間に直列に設置され
るＰＷＭコンバータにおいて、直流電圧制御をサイリス
タブリッジ10により行い、電源電流の高調波抑制を電力
変換器８で行うことによって、従来負荷kVA の容量が必
要であった電力変換器８の容量を、負荷kVA の容量の１
／４程度にすることが可能となり、大容量のスイッチン
グ素子を必要とする直流電圧の制御をサイリスタブリッ
ジ10により行い、高価な自己消弧形スイッチング素子を
必要とする電力変換器８は、力率改善及び高調波除去用
として、小容量の自己消弧形スイッチング素子により構
成することにより、非常に経済的なシステムを構成する
ことができる。
【図１】本発明のＰＷＭコンバータの主回路構成の一実
施例を示す図である。
施例を示す図である。
【図２】本発明のＰＷＭコンバータの制御装置のブロッ
ク線図であって、（ａ）は電力変換器の制御装置、
（ｂ）はサイリスタブリッジの制御装置を示す。
ク線図であって、（ａ）は電力変換器の制御装置、
（ｂ）はサイリスタブリッジの制御装置を示す。
【図３】本発明のＰＷＭコンバータ内のスイッチング素
子及びダイオードで構成される電力変換器のオン・オフ
による波形例を示す波形図である。
子及びダイオードで構成される電力変換器のオン・オフ
による波形例を示す波形図である。
【図４】本発明のＰＷＭコンバータと負荷とを含む単相
等価回路図を示す。
等価回路図を示す。
【図５】本発明におけるＰＷＭコンバータの動作を説明
するための電圧電流ベクトル図である。
するための電圧電流ベクトル図である。
【図６】従来のＰＷＭ方式のコンバータを示す主回路構
成図である。
成図である。
【図７】本発明のＰＷＭコンバータを単相交流電源に使
用する場合の具体例を示す主回路構成図である。
用する場合の具体例を示す主回路構成図である。
【図８】本発明のＰＷＭコンバータを三相交流電源に使
用する場合の具体例を示す主回路構成図である。
用する場合の具体例を示す主回路構成図である。
１ 交流電源 ２ 系統インピーダンス ３ 負荷 ４ ＰＷＭコンバータ ５ リップル抑制用フィルタのコンデンサ ６ リップル抑制用フィルタのリアクトル ７ スイッチング素子とダイオードとの逆並列接続回路 ８ 自己消弧形スイッチング素子とダイオードとで構成
された電力変換器 ９ 電力変換器用コンデンサ 10 サイリスタブリッジ 11 負荷側直流コンデンサ 12 ＰＷＭ方式コンバータ 21 電源電流高調波成分検出回路 22 Ｋ倍回路 23 加算器 24 三角波発生回路 25 比較回路 26 減算器 27 比例積分回路 28 点弧角決定回路 29 変圧器 ＩL 負荷電流 Ｉs 電源電流 Ｉsh 電源電流高調波成分 Ｌs 系統インピーダンス Ｓ 高調波三角波信号 Ｖc 電力変換器の電圧 Ｖc * 電圧指令 Ｖdc 負荷側直流コンデンサの直流電圧 Ｖdc * 負荷側直流電圧指令値 ＶGC 電力変換器のスイッチング素子のゲート信号 ＶGl サイリスタブリッジに使用されたサイリスタのゲ
ート信号 Ｖh 高調波電圧指令信号 ＶL サイリスタブリッジの電圧 Ｖq 電力変換器が発生する基本波無効電圧 Ｖq * 基本波無効電圧指令 Ｖs 三相交流電源電圧 Ｖt サイリスタブリッジの端子電圧 ΔＶdc 直流電圧偏差信号
された電力変換器 ９ 電力変換器用コンデンサ 10 サイリスタブリッジ 11 負荷側直流コンデンサ 12 ＰＷＭ方式コンバータ 21 電源電流高調波成分検出回路 22 Ｋ倍回路 23 加算器 24 三角波発生回路 25 比較回路 26 減算器 27 比例積分回路 28 点弧角決定回路 29 変圧器 ＩL 負荷電流 Ｉs 電源電流 Ｉsh 電源電流高調波成分 Ｌs 系統インピーダンス Ｓ 高調波三角波信号 Ｖc 電力変換器の電圧 Ｖc * 電圧指令 Ｖdc 負荷側直流コンデンサの直流電圧 Ｖdc * 負荷側直流電圧指令値 ＶGC 電力変換器のスイッチング素子のゲート信号 ＶGl サイリスタブリッジに使用されたサイリスタのゲ
ート信号 Ｖh 高調波電圧指令信号 ＶL サイリスタブリッジの電圧 Ｖq 電力変換器が発生する基本波無効電圧 Ｖq * 基本波無効電圧指令 Ｖs 三相交流電源電圧 Ｖt サイリスタブリッジの端子電圧 ΔＶdc 直流電圧偏差信号
Claims (1)
- 【請求項１】 交流電源と直流負荷との間に直列に設置
されるＰＷＭコンバータであって、前記交流電源に直列
に接続されるリップル抑制用フィルタと、該リップル抑
制用フィルタの前記交流電源と反対側に直列に接続され
る自己消弧形スイッチング素子とダイオードとで構成さ
れる電力変換器と、該電力変換器の直流側に接続される
電力変換器用直流コンデンサと、前記電力変換器の前記
リップル抑制用フィルタの反対側に直列に接続されるサ
イリスタブリッジと、該サイリスタブリッジの直流側に
接続される負荷側直流コンデンサと、前記電力変換器及
び前記サイリスタブリッジを制御する制御装置を具え、
該制御装置は電源電流を検出してその高調波成分を検出
する手段と、該高調波電流成分をゲインＫ倍して高調波
電圧指令値を出力する手段と、基本波無効電圧指令値と
前記高調波電圧指令値とを加え合わせて三角波キャリア
信号と比較して前記電力変換器の自己消弧形スイッチン
グ素子のゲート信号を出力する手段と、前記負荷側直流
コンデンサの直流電圧を検出して直流電圧指令値との差
により前記サイリスタブリッジの点弧を制御する手段と
を有することを特徴とするＰＷＭコンバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5262468A JP2527911B2 (ja) | 1993-10-20 | 1993-10-20 | Ｐｗｍコンバ―タ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5262468A JP2527911B2 (ja) | 1993-10-20 | 1993-10-20 | Ｐｗｍコンバ―タ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07123722A true JPH07123722A (ja) | 1995-05-12 |
| JP2527911B2 JP2527911B2 (ja) | 1996-08-28 |
Family
ID=17376210
Family Applications (1)
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|---|---|---|---|
| JP5262468A Expired - Fee Related JP2527911B2 (ja) | 1993-10-20 | 1993-10-20 | Ｐｗｍコンバ―タ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2527911B2 (ja) |
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1993
- 1993-10-20 JP JP5262468A patent/JP2527911B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| US8576593B2 (en) | 2009-01-13 | 2013-11-05 | Mitsubishi Electric Corporation | AC-DC power converting apparatus having sub-converters connected in series between main converter and AC power supply |
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| WO2011128942A1 (ja) * | 2010-04-15 | 2011-10-20 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置 |
| WO2011128941A1 (ja) * | 2010-04-15 | 2011-10-20 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置 |
| JP5400955B2 (ja) * | 2010-04-15 | 2014-01-29 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置 |
| JP5400956B2 (ja) * | 2010-04-15 | 2014-01-29 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置 |
| JP2013150458A (ja) * | 2012-01-19 | 2013-08-01 | Daihen Corp | 電力変換回路の制御回路、この制御回路を用いた系統連系インバータシステムおよび単相ｐｗｍコンバータシステム |
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2527911B2 (ja) | 1996-08-28 |
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