JPS6321427B2 - - Google Patents
Info
- Publication number
- JPS6321427B2 JPS6321427B2 JP54083196A JP8319679A JPS6321427B2 JP S6321427 B2 JPS6321427 B2 JP S6321427B2 JP 54083196 A JP54083196 A JP 54083196A JP 8319679 A JP8319679 A JP 8319679A JP S6321427 B2 JPS6321427 B2 JP S6321427B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- load
- current
- inverters
- inverter
- phase
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
Links
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 9
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 6
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 4
- 230000003750 conditioning effect Effects 0.000 description 2
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 2
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 2
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 2
- 230000002411 adverse Effects 0.000 description 1
- 230000008878 coupling Effects 0.000 description 1
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 description 1
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 description 1
- 230000006378 damage Effects 0.000 description 1
- 238000010304 firing Methods 0.000 description 1
- 230000004907 flux Effects 0.000 description 1
- 230000006698 induction Effects 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
- Control Of Electrical Variables (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は例えば電力調整装置に応用して多相不
平衡低力率負荷に対する力率の改善と多相平衡化
をはかり得るインバータ装置に関する。
平衡低力率負荷に対する力率の改善と多相平衡化
をはかり得るインバータ装置に関する。
多相交流電源にて負荷を駆動する場合、各相の
電流の大きさが相互に等しく、且つ高調波成分を
含むことなく、また各相の電圧と電流との位相差
が零、つまり力率が１であることが望ましい。例
えば３相交流においてU.V.Wの各相の電流の大
きさが異なる３相不平衡負荷の場合、電力供給設
備の利用率が悪く、結果的には設備容量の増大を
招く問題があつた。またアーク炉等の低力率負荷
を駆動する場合にあつても無効電力が大なる故に
設備容量の増大を招いた。しかも上記無効電力が
変動した場合には同一電源系統に接続された他の
電気機器に、例えば電灯の所謂ちらつきを招く等
の悪影響が生じた。またサイクロコンバータ装置
等、半導体素子を用いた負荷にあつては電源周波
数以外の高調波成分をとるので、誘導障害を招
き、また電力供給設備での高調波損失を招いた。
電流の大きさが相互に等しく、且つ高調波成分を
含むことなく、また各相の電圧と電流との位相差
が零、つまり力率が１であることが望ましい。例
えば３相交流においてU.V.Wの各相の電流の大
きさが異なる３相不平衡負荷の場合、電力供給設
備の利用率が悪く、結果的には設備容量の増大を
招く問題があつた。またアーク炉等の低力率負荷
を駆動する場合にあつても無効電力が大なる故に
設備容量の増大を招いた。しかも上記無効電力が
変動した場合には同一電源系統に接続された他の
電気機器に、例えば電灯の所謂ちらつきを招く等
の悪影響が生じた。またサイクロコンバータ装置
等、半導体素子を用いた負荷にあつては電源周波
数以外の高調波成分をとるので、誘導障害を招
き、また電力供給設備での高調波損失を招いた。
一方、特開昭52−87650号公報等には、力率の
改善と３相電力の平衡化を目的とした電力調整装
置が示されている。この装置は負荷電流から３相
平衡化された有効電流を減算し、その残り分を補
償電流として負荷に供給せんとするものである。
ところが補償電流として先に述べた高調波成分ま
でも供給する為には、その装置のPWMインバー
タに高速スイツチング用半導体素子を用い、また
制御周波数を相当高く設定する必要がある。然な
がら上記スイツチング用の素子のスイツチング特
性には限界があり、またPWMインバータの制御
周波数（搬送波の周波数）を高くすることは非常
に困難であつた。これ故例えば商用周波数に対す
る第３次、第５次、第７次等の高調波成分を供給
しようとしても、実現可能な制御周波数500Hz〜
1kHz程度では波形歪が大きく、補償作用を期待
することが困難であつた。
改善と３相電力の平衡化を目的とした電力調整装
置が示されている。この装置は負荷電流から３相
平衡化された有効電流を減算し、その残り分を補
償電流として負荷に供給せんとするものである。
ところが補償電流として先に述べた高調波成分ま
でも供給する為には、その装置のPWMインバー
タに高速スイツチング用半導体素子を用い、また
制御周波数を相当高く設定する必要がある。然な
がら上記スイツチング用の素子のスイツチング特
性には限界があり、またPWMインバータの制御
周波数（搬送波の周波数）を高くすることは非常
に困難であつた。これ故例えば商用周波数に対す
る第３次、第５次、第７次等の高調波成分を供給
しようとしても、実現可能な制御周波数500Hz〜
1kHz程度では波形歪が大きく、補償作用を期待
することが困難であつた。
本発明は上記事情を考慮してなされたもので、
その目的とするところは、多相交流負荷に対する
力率の改善および多相電力の平衡化をはかると共
に、負荷電流に含まれる高調波成分をも補償し得
る電力調整装置に適用するに好適な安価で簡易な
構成のインバータ装置を提供せんことにある。
その目的とするところは、多相交流負荷に対する
力率の改善および多相電力の平衡化をはかると共
に、負荷電流に含まれる高調波成分をも補償し得
る電力調整装置に適用するに好適な安価で簡易な
構成のインバータ装置を提供せんことにある。
以下、図面を参照して本発明の実施例につき説
明する。
明する。
第１図は第１の実施例を示す概略構成図で、サ
イクロコンバータ装置等に代表される三相不平衡
低力率負荷１は、U.V.W相からなる三相電源線
路２に接続されて電力駆動されている。上記電源
線路２に三相トランス３を介して接続された整流
回路４は三相交流を整流して直流電圧を得てお
り、この直流電圧をコンデンサ５にて平滑化して
並列構成された第１および第２のインバータ６，
７にそれぞれ供給している。これら第１および第
２のインバータ６，７は、パルス幅変調
（PWM：Pulse Width Modulation）方式のもの
で一般的には複数のSCRとダイオードにて構成
される。そして各インバータ６，７にて得られた
補償電力は三相の交流リアクトル８，９をそれぞ
れ介して前記電源線路２から負荷１に供給されて
いる。
イクロコンバータ装置等に代表される三相不平衡
低力率負荷１は、U.V.W相からなる三相電源線
路２に接続されて電力駆動されている。上記電源
線路２に三相トランス３を介して接続された整流
回路４は三相交流を整流して直流電圧を得てお
り、この直流電圧をコンデンサ５にて平滑化して
並列構成された第１および第２のインバータ６，
７にそれぞれ供給している。これら第１および第
２のインバータ６，７は、パルス幅変調
（PWM：Pulse Width Modulation）方式のもの
で一般的には複数のSCRとダイオードにて構成
される。そして各インバータ６，７にて得られた
補償電力は三相の交流リアクトル８，９をそれぞ
れ介して前記電源線路２から負荷１に供給されて
いる。
さて、上記各インバータ６，７から負荷１に供
給される電力の電流成分は、各相毎に交流変流器
（CT）１０にて検出されている。また交流電源
（図示せず）からの電力に上記インバータ６，７
からの電力が加えられた前記負荷１への供給電力
は、交流変流器１１にてその電流成分が、また変
成器（PT）１２にてその電圧成分がU.V.W相毎
に検出されている。これらの交流変流器１０，１
１および変成器１２にて検出された電力の各成分
は各相毎に補償電力の制御要素として用いられ
る。また前記インバータ６，７の直流側ループ
（インバータ６，７と整流回路４との間に形成さ
れる）に設けられた直流変流器（CT）１３は直
流電流を検出し、これを後述するようにインバー
タ６，７から負荷１に供給する有効電力に相当し
た信号として出力している。
給される電力の電流成分は、各相毎に交流変流器
（CT）１０にて検出されている。また交流電源
（図示せず）からの電力に上記インバータ６，７
からの電力が加えられた前記負荷１への供給電力
は、交流変流器１１にてその電流成分が、また変
成器（PT）１２にてその電圧成分がU.V.W相毎
に検出されている。これらの交流変流器１０，１
１および変成器１２にて検出された電力の各成分
は各相毎に補償電力の制御要素として用いられ
る。また前記インバータ６，７の直流側ループ
（インバータ６，７と整流回路４との間に形成さ
れる）に設けられた直流変流器（CT）１３は直
流電流を検出し、これを後述するようにインバー
タ６，７から負荷１に供給する有効電力に相当し
た信号として出力している。
しかしてCT１３にて得られた直流電流の検出
情報は比較器１４にて基準設定値と比較されたの
ち、積分器１５からなる補償要素G(s)を介してU.
V.W相にそれぞれ対応して設けられたインバー
タ制御回路１６，１７，１８に供給されている。
これらインバータ制御回路１６，１７，１８は発
振器１９から供給される三角波信号に基づいて前
記CT１０，１１やPT１２からの各相の検出信号
を用い、前記第１および第２のインバータ６，７
の駆動を制御するものである。つまりインバータ
６，７の各相にそれぞれ設けられたSCRの点弧
パルスを発生している。これらインバータ回路１
６，１７，１８の各基本構成については後に説明
する。
情報は比較器１４にて基準設定値と比較されたの
ち、積分器１５からなる補償要素G(s)を介してU.
V.W相にそれぞれ対応して設けられたインバー
タ制御回路１６，１７，１８に供給されている。
これらインバータ制御回路１６，１７，１８は発
振器１９から供給される三角波信号に基づいて前
記CT１０，１１やPT１２からの各相の検出信号
を用い、前記第１および第２のインバータ６，７
の駆動を制御するものである。つまりインバータ
６，７の各相にそれぞれ設けられたSCRの点弧
パルスを発生している。これらインバータ回路１
６，１７，１８の各基本構成については後に説明
する。
さて、上記のように構成された装置では、第１
および第２のインバータ６，７から交流リアクト
ル８，９を介して負荷１に供給される電流は、電
源電圧とPWMインバータ６，７の出力電圧との
差によつて決定される。そして上記PWMインバ
ータ６，７の出力電圧は電源電圧に対して位相お
よびその振幅値を任意に設定することができるの
で、交流リアクトル８，９に流れる電流（補償電
流）Ic1，Ic2を各相毎に任意の位相および振幅値
に設定することができる。
および第２のインバータ６，７から交流リアクト
ル８，９を介して負荷１に供給される電流は、電
源電圧とPWMインバータ６，７の出力電圧との
差によつて決定される。そして上記PWMインバ
ータ６，７の出力電圧は電源電圧に対して位相お
よびその振幅値を任意に設定することができるの
で、交流リアクトル８，９に流れる電流（補償電
流）Ic1，Ic2を各相毎に任意の位相および振幅値
に設定することができる。
そこで本装置では基本的に、先ず電源から負荷
１に流すべき三相平衡化有効電流IAを求め、各相
毎に検出される負荷電流ILとの差（IL−IA）を補
償電流ICとして負荷１に供給せんとするものであ
る。
１に流すべき三相平衡化有効電流IAを求め、各相
毎に検出される負荷電流ILとの差（IL−IA）を補
償電流ICとして負荷１に供給せんとするものであ
る。
整流回路４からインバータ６，７に供給される
直流電流IOをCT１３にて検出し、これを比較器
１４に入力してその設定値IORとの偏差ε1（＝IO−
IOR）を求める。この偏差ε1を制御系の補償要素
G1(s)を介して前記制御回路１６，１７，１８の乗
算器２０に導びく。尚、補償要素G1(s)は比例制御
の場合には一般に比例要素K1として与えられる
が、偏差ε1を小さくして制御せんとする場合には
図示した如く積分器１５による積分要素が用いら
れる。ここでは以下、G1(s)＝K1なるものとして
説明する。
直流電流IOをCT１３にて検出し、これを比較器
１４に入力してその設定値IORとの偏差ε1（＝IO−
IOR）を求める。この偏差ε1を制御系の補償要素
G1(s)を介して前記制御回路１６，１７，１８の乗
算器２０に導びく。尚、補償要素G1(s)は比例制御
の場合には一般に比例要素K1として与えられる
が、偏差ε1を小さくして制御せんとする場合には
図示した如く積分器１５による積分要素が用いら
れる。ここでは以下、G1(s)＝K1なるものとして
説明する。
一方、変成器（PT）１２により検出された電
源の電圧値は制御回路１６，１７，１８内の単位
回路２１に入力されてKV（＝１／Vn）倍の処理
がなされている。上記Vnは電源電圧の最大値で
あり、従つて同回路２１にてU.V.W各相の単位
電圧が求められる。この単位電圧が前記乗算器２
０にて偏差ε1に乗ぜられる。故に各制御回路１
６，１７，１８においいは、乗算器２０の出力と
して iARU＝ε1・K1・sinωt …Ｕ相 iARV＝ε1・K1・sin（ωt−2π／３） …Ｖ相 iARW＝ε1・K1・sin（ωt−4π／３） …Ｗ相 が得られる。これらの乗算出力iARU．iARV．iARWが
３相平衡化有効電流の指令値として用いられる。
しかしてこれら指令値は次段の比較器２２に導び
かれ、前記交流変流器（CT）１１により各相毎
に検出された負荷電流iLU．iLV．iLWとの減算処理
に供せられる。この減算処理値 iCRU＝iLU−iARU iCRV＝iLV−iARV iCRW＝iLW−iARW は前記リアクトル６，７から負荷１への補償電流
の指令値となるもので、次段の比較器２３に供給
される。この比較器２３には前記交流リアクトル
８，９の出力端に設けられた交流変流器１０によ
り検出された実際の補償電流iCU．iCV．iCWが入力
されており、その偏差ε2が ε2U＝iCRU−iCU ε2V＝iCRV−iCV ε2W＝iCRW−iCW として求められている。この偏差ε2に応じて、つ
まり偏差ε2を零とするべく前記インバータ６，７
の作動を制御すれば、負荷１の無効電流補償を各
相（U.V.W）毎に行えることになる。つまり、
負荷１に無効電流成分（無効電力となる電流成
分）が含まれていても、その全てをインバータ
６，７から供給される補償電流ICによつて補償す
ることが可能となる。従つて電源側にあつては、
負荷１に対して常に有効電流成分を、しかも三相
平衡化されたものだけを供給すればよいことにな
る。この場合、PWMインバータ６，７は負荷１
の無効電力の全てと有効電力の一部を供給するこ
とになり、この有効電力の一部は前記した整流回
路４からPWMインバータ６，７に供給される電
力と等しいものとなる。従つて前記直流変流器
（CT）１３により検出される直流電流IOは有効電
力に相当（比例）したものとなることが判る。
源の電圧値は制御回路１６，１７，１８内の単位
回路２１に入力されてKV（＝１／Vn）倍の処理
がなされている。上記Vnは電源電圧の最大値で
あり、従つて同回路２１にてU.V.W各相の単位
電圧が求められる。この単位電圧が前記乗算器２
０にて偏差ε1に乗ぜられる。故に各制御回路１
６，１７，１８においいは、乗算器２０の出力と
して iARU＝ε1・K1・sinωt …Ｕ相 iARV＝ε1・K1・sin（ωt−2π／３） …Ｖ相 iARW＝ε1・K1・sin（ωt−4π／３） …Ｗ相 が得られる。これらの乗算出力iARU．iARV．iARWが
３相平衡化有効電流の指令値として用いられる。
しかしてこれら指令値は次段の比較器２２に導び
かれ、前記交流変流器（CT）１１により各相毎
に検出された負荷電流iLU．iLV．iLWとの減算処理
に供せられる。この減算処理値 iCRU＝iLU−iARU iCRV＝iLV−iARV iCRW＝iLW−iARW は前記リアクトル６，７から負荷１への補償電流
の指令値となるもので、次段の比較器２３に供給
される。この比較器２３には前記交流リアクトル
８，９の出力端に設けられた交流変流器１０によ
り検出された実際の補償電流iCU．iCV．iCWが入力
されており、その偏差ε2が ε2U＝iCRU−iCU ε2V＝iCRV−iCV ε2W＝iCRW−iCW として求められている。この偏差ε2に応じて、つ
まり偏差ε2を零とするべく前記インバータ６，７
の作動を制御すれば、負荷１の無効電流補償を各
相（U.V.W）毎に行えることになる。つまり、
負荷１に無効電流成分（無効電力となる電流成
分）が含まれていても、その全てをインバータ
６，７から供給される補償電流ICによつて補償す
ることが可能となる。従つて電源側にあつては、
負荷１に対して常に有効電流成分を、しかも三相
平衡化されたものだけを供給すればよいことにな
る。この場合、PWMインバータ６，７は負荷１
の無効電力の全てと有効電力の一部を供給するこ
とになり、この有効電力の一部は前記した整流回
路４からPWMインバータ６，７に供給される電
力と等しいものとなる。従つて前記直流変流器
（CT）１３により検出される直流電流IOは有効電
力に相当（比例）したものとなることが判る。
尚、インバータ６，７の出力段に接続された交
流リアクトル８，９は該インバータ６，７から出
力される矩形波電圧と負荷１に印加される正弦波
電圧との差電圧を受け、上記インバータ６，７の
出力電流を決定している。ちなみに交流リアクト
ル８，，９の値が小さい場合にはその出力電流の
リツプルが大きくなり、更に交流リアクトル８，
９が存在しない場合には過大電流が流れて前記イ
ンバータ６，７を構成する要素が破壊される等の
不具合が生じる。
流リアクトル８，９は該インバータ６，７から出
力される矩形波電圧と負荷１に印加される正弦波
電圧との差電圧を受け、上記インバータ６，７の
出力電流を決定している。ちなみに交流リアクト
ル８，，９の値が小さい場合にはその出力電流の
リツプルが大きくなり、更に交流リアクトル８，
９が存在しない場合には過大電流が流れて前記イ
ンバータ６，７を構成する要素が破壊される等の
不具合が生じる。
かくして上記の如く構成された装置によれば、
負荷１の動作モードが変化して三相不平衡の有効
電力の総和が増加した場合、次のような作用が呈
せられる。尚、無効電力の総和は変化しないもの
とする。即ちこの場合、負荷電流ILの変化に応じ
て補償電流ICが変化し、PWMインバータ６，７
から供給される有効電力が増大し、従つてCT１
３により検出される直流電流IOが増大して偏差ε1
が増加する。これ故三相平衡化有効電流の指令値
iARU．iARV．iARWが増大して負荷１の有効電力の増
加分だけ電源の平衡有効電流も増大する。また逆
に前記負荷１の有効電力の総和が減少した場合に
は、直流電流IOの一時的な減少によつて偏差ε1が
減少する。これにより三相平衡化有効電流の振幅
値が小さくなつて所定の安定点に落ち着くことに
なる。
負荷１の動作モードが変化して三相不平衡の有効
電力の総和が増加した場合、次のような作用が呈
せられる。尚、無効電力の総和は変化しないもの
とする。即ちこの場合、負荷電流ILの変化に応じ
て補償電流ICが変化し、PWMインバータ６，７
から供給される有効電力が増大し、従つてCT１
３により検出される直流電流IOが増大して偏差ε1
が増加する。これ故三相平衡化有効電流の指令値
iARU．iARV．iARWが増大して負荷１の有効電力の増
加分だけ電源の平衡有効電流も増大する。また逆
に前記負荷１の有効電力の総和が減少した場合に
は、直流電流IOの一時的な減少によつて偏差ε1が
減少する。これにより三相平衡化有効電流の振幅
値が小さくなつて所定の安定点に落ち着くことに
なる。
また負荷１の有効電力の総和が同じく、無効電
力だけが変化した場合には、直流電流IOには変化
が生ぜず、PWMインバータ６，７の出力する電
力の無効電流成分のみが変わることになる。
力だけが変化した場合には、直流電流IOには変化
が生ぜず、PWMインバータ６，７の出力する電
力の無効電流成分のみが変わることになる。
さて、前記負荷１がサイクロコンバータ装置や
サイリスタレオナード装置等の場合には高調波電
流を含む負荷電流ILを供給する必要があることを
先に述べた。つまり、補償電流の指令値ICRは負
荷電流ILから三相平衡化有効電流の指令値IARを減
算して求めたものであり、また上記指令値IARは
基本波成分だけであるので、負荷電流ILが高調波
成分を含むものであれば、当然、補償電流の指令
値ICRにも高調波成分が含まれることになる。従
つて前記PWMインバータ６，７は上記補償電流
に含まれる高調波成分に対して十分応答できるも
のでなければならないことは勿論のことである。
サイリスタレオナード装置等の場合には高調波電
流を含む負荷電流ILを供給する必要があることを
先に述べた。つまり、補償電流の指令値ICRは負
荷電流ILから三相平衡化有効電流の指令値IARを減
算して求めたものであり、また上記指令値IARは
基本波成分だけであるので、負荷電流ILが高調波
成分を含むものであれば、当然、補償電流の指令
値ICRにも高調波成分が含まれることになる。従
つて前記PWMインバータ６，７は上記補償電流
に含まれる高調波成分に対して十分応答できるも
のでなければならないことは勿論のことである。
そこで本装置では複数のインバータを、ここで
は第１および第２からなる２つのインバータ６，
７を動作位相を異ならせて並列的に作用させるこ
とによつて等価的にインバータの動作周波数を高
めている。即ち、前記比較器２３にて求められた
偏差ε2を以つてインバータ６，７の動作を制御す
るに際し、発振器１９からの三角波（搬送波）信
号と上記偏差ε2との比較信号により第１および第
２のPWMインバータ６，７をそれぞれ独立に制
御することにより行う。発振器１９から発せられ
る三角波信号は一方において反転器２４を介して
位相反転され、第２図ａに示すように180゜位相の
ずれた２種類の信号として制御に供される。しか
してこれらの三角波信号（第２図中実線Ａと破線
Ｂに示す）はそれぞれ比較器２５，２６に入力さ
れて前記偏差ε2（第２図中実線Ｃで示す）とのレ
ベル比較に供されている。このレベル比較にて比
較器２５，２６は第２図ｂ，ｃにそれぞれ示す如
き比較判定信号を発し、ゲート回路（GC）２７，
２８は上記判定信号に基づいて前記PWMインバ
ータ６，７の各SCRをゲート制御している。従
つてPWMインバータ６，７はそれぞれ上記三角
波信号の周波数に等しい動作周波数にて作動する
ことになる。しかもPWMインバータ６，７の各
動作点は等価的に180゜の位相差をもつたものとな
る。そして負荷１の供給される補償電流ICは各
PWMインバータ６，７の出力電流IC1，IC2の和と
して示されるから、その電流成分は三角波信号
Ａ，Ｂの２倍の周波数を有するものとなる。第２
図ｄはPWMインバータ６の出力電流IC1の波形を
示すもので、（同図ｂに示すゲート信号に応じて
その電流IC1が増減する。但し、破線で示す電流
IC1の平均値はPWM制御入力信号ｃに比例した値
となる。
は第１および第２からなる２つのインバータ６，
７を動作位相を異ならせて並列的に作用させるこ
とによつて等価的にインバータの動作周波数を高
めている。即ち、前記比較器２３にて求められた
偏差ε2を以つてインバータ６，７の動作を制御す
るに際し、発振器１９からの三角波（搬送波）信
号と上記偏差ε2との比較信号により第１および第
２のPWMインバータ６，７をそれぞれ独立に制
御することにより行う。発振器１９から発せられ
る三角波信号は一方において反転器２４を介して
位相反転され、第２図ａに示すように180゜位相の
ずれた２種類の信号として制御に供される。しか
してこれらの三角波信号（第２図中実線Ａと破線
Ｂに示す）はそれぞれ比較器２５，２６に入力さ
れて前記偏差ε2（第２図中実線Ｃで示す）とのレ
ベル比較に供されている。このレベル比較にて比
較器２５，２６は第２図ｂ，ｃにそれぞれ示す如
き比較判定信号を発し、ゲート回路（GC）２７，
２８は上記判定信号に基づいて前記PWMインバ
ータ６，７の各SCRをゲート制御している。従
つてPWMインバータ６，７はそれぞれ上記三角
波信号の周波数に等しい動作周波数にて作動する
ことになる。しかもPWMインバータ６，７の各
動作点は等価的に180゜の位相差をもつたものとな
る。そして負荷１の供給される補償電流ICは各
PWMインバータ６，７の出力電流IC1，IC2の和と
して示されるから、その電流成分は三角波信号
Ａ，Ｂの２倍の周波数を有するものとなる。第２
図ｄはPWMインバータ６の出力電流IC1の波形を
示すもので、（同図ｂに示すゲート信号に応じて
その電流IC1が増減する。但し、破線で示す電流
IC1の平均値はPWM制御入力信号ｃに比例した値
となる。
また第２図ｅはPWMインバータ７の出力電流
IC2の波形を示すもので、（同図ｃに示すゲート信
号に応じてその電流IC2が増減する。但し、破線
で示す電流IC2の平均値やはり前記PWM制御入力
信号ｃに比例した値となる。
IC2の波形を示すもので、（同図ｃに示すゲート信
号に応じてその電流IC2が増減する。但し、破線
で示す電流IC2の平均値やはり前記PWM制御入力
信号ｃに比例した値となる。
このように２台のPWMインバータ６，７の出
力電流IC1，IC2の増減のタイミングは、その搬送
波信号（三角波）の電気角で約180゜ずれた状態と
なり、この結果インバータ全体から出力される補
償電流IC（＝IC1＋IC2）は第２図ｆに示すような波
形となる。つまり補償電流ICの増減のタイミング
は前記搬送波周波数の２倍の周波数となる。この
結果、前記補償電流ICはPWM制御入力信号ｃに
忠実に、しかも迅速に追従して制御されることに
なる。尚、この補償電流ICの平均値（破線で示
す）は、前述したPWM制御入力信号ｃに比例し
た値となつていることは云うまでもない。換言す
れば、個々のPWMインバータ６，７の動作周波
数を高めることなく、負荷１に対するインバータ
装置としては２倍もの高い動作周波数で得られた
補償電流ICを受けることになる。従つて負荷電流
ILに含まれる高周波成分までも十分に補償し得る
補償電流ICを複数のインバータ６，７を並列作用
させることにより負荷１に供給することが可能と
なる。尚、第２図は三相電源に対して一相のみに
ついて示したものであるが、他の相に対しても同
様な制御が行われることは云うまでもない。この
ようにして制御されるPWMインバータ６，７の
出力電流に対して前記交流リアクトル８，９はそ
の点弧タイミングのずれによつて生じるインバー
タ間の横流を抑制する作用を呈する。
力電流IC1，IC2の増減のタイミングは、その搬送
波信号（三角波）の電気角で約180゜ずれた状態と
なり、この結果インバータ全体から出力される補
償電流IC（＝IC1＋IC2）は第２図ｆに示すような波
形となる。つまり補償電流ICの増減のタイミング
は前記搬送波周波数の２倍の周波数となる。この
結果、前記補償電流ICはPWM制御入力信号ｃに
忠実に、しかも迅速に追従して制御されることに
なる。尚、この補償電流ICの平均値（破線で示
す）は、前述したPWM制御入力信号ｃに比例し
た値となつていることは云うまでもない。換言す
れば、個々のPWMインバータ６，７の動作周波
数を高めることなく、負荷１に対するインバータ
装置としては２倍もの高い動作周波数で得られた
補償電流ICを受けることになる。従つて負荷電流
ILに含まれる高周波成分までも十分に補償し得る
補償電流ICを複数のインバータ６，７を並列作用
させることにより負荷１に供給することが可能と
なる。尚、第２図は三相電源に対して一相のみに
ついて示したものであるが、他の相に対しても同
様な制御が行われることは云うまでもない。この
ようにして制御されるPWMインバータ６，７の
出力電流に対して前記交流リアクトル８，９はそ
の点弧タイミングのずれによつて生じるインバー
タ間の横流を抑制する作用を呈する。
このように本発明に係るインバータ装置は、多
相不平衡低力率負荷に対する電力調整装置として
作用させて、高調波成分を含む負荷電力に対して
効果的な補償をはかり、力率の改善と多相電力の
平衡化をはかり得る。しかも高調波成分に対する
高速インバータ動作を、動作位相の異なる複数の
低速動作インバータを並列的に作用させて等価的
に実現しているので各部の回路を特殊な構成素子
を用いることなしに簡易にして安価に実現するこ
とができる。また従来装置のように負荷１に供給
される瞬時電力からインバータの制御を行うもの
でないので、安定した動作が期待でき、電流系統
の設備容量を小さくできる等の効果を奏する。
相不平衡低力率負荷に対する電力調整装置として
作用させて、高調波成分を含む負荷電力に対して
効果的な補償をはかり、力率の改善と多相電力の
平衡化をはかり得る。しかも高調波成分に対する
高速インバータ動作を、動作位相の異なる複数の
低速動作インバータを並列的に作用させて等価的
に実現しているので各部の回路を特殊な構成素子
を用いることなしに簡易にして安価に実現するこ
とができる。また従来装置のように負荷１に供給
される瞬時電力からインバータの制御を行うもの
でないので、安定した動作が期待でき、電流系統
の設備容量を小さくできる等の効果を奏する。
第３図は本発明の第２の実施例を示す概略構成
図で、第１図に示すものと同一部分には同一符号
を付して示してある。この実施例が先の実施例と
異にするところは、直流電流IOの検出に代えて、
直流コンデンサ５の電圧VOを検出し、その設定
値VORとの偏差ε1（＝VOR−VO）を求めて三相平衡
化有効電流の指令値ISRを求めている点である。
尚、図中２９は電圧検出器である。
図で、第１図に示すものと同一部分には同一符号
を付して示してある。この実施例が先の実施例と
異にするところは、直流電流IOの検出に代えて、
直流コンデンサ５の電圧VOを検出し、その設定
値VORとの偏差ε1（＝VOR−VO）を求めて三相平衡
化有効電流の指令値ISRを求めている点である。
尚、図中２９は電圧検出器である。
このような構成によれば負荷１の負荷有効電力
が増加した場合、PWMインバータ６，７から供
給する補償電力の有効電力成分が増加し、その結
果、直流コンデンサ５のエネルギＥ＝１／２CVO 2が 減少することになる。つまりコンデンサ５の容量
は変化しないので、上記充電（両端）電圧VOが
減少し、よつて偏差ε1増加して先の第１の実施例
と同様な効果が期待されることになる。そして並
列接続されたPWMインバータ６，７により、負
荷１の高調波リツプルに対しても十分な補償がな
されることになる。
が増加した場合、PWMインバータ６，７から供
給する補償電力の有効電力成分が増加し、その結
果、直流コンデンサ５のエネルギＥ＝１／２CVO 2が 減少することになる。つまりコンデンサ５の容量
は変化しないので、上記充電（両端）電圧VOが
減少し、よつて偏差ε1増加して先の第１の実施例
と同様な効果が期待されることになる。そして並
列接続されたPWMインバータ６，７により、負
荷１の高調波リツプルに対しても十分な補償がな
されることになる。
尚、本発明は上記実施例にのみ限定されるもの
ではない。例えば２相、６相、12相等の多相交流
負荷に対しても同様に適用できる。また第４図ａ
〜ｄに示すように、３台のインバータを並列的に
用いた場合にあつては120゜ずつ位相の異なる三角
波信号Ｄ，Ｅ，Ｆを用いて並列制御すればよい。
この場合には等価的にその動作周波数を３倍にで
きる。つまり一般的には並列構成されたｎ台のイ
ンバータを360゜／ｎの位相差を以つて駆動するこ
とにより、等価的にｎ倍の動作周波数を得て、負
荷の高調波成分に対して十分に対処することがで
きる。また従来装置のように負荷電流および負荷
電圧から三相平衡化有効電流を求めるものにも適
用できることは勿論のことである。
ではない。例えば２相、６相、12相等の多相交流
負荷に対しても同様に適用できる。また第４図ａ
〜ｄに示すように、３台のインバータを並列的に
用いた場合にあつては120゜ずつ位相の異なる三角
波信号Ｄ，Ｅ，Ｆを用いて並列制御すればよい。
この場合には等価的にその動作周波数を３倍にで
きる。つまり一般的には並列構成されたｎ台のイ
ンバータを360゜／ｎの位相差を以つて駆動するこ
とにより、等価的にｎ倍の動作周波数を得て、負
荷の高調波成分に対して十分に対処することがで
きる。また従来装置のように負荷電流および負荷
電圧から三相平衡化有効電流を求めるものにも適
用できることは勿論のことである。
また三角波信号の位相シフト制御を担う反転器
２４を各相に対して共用してもよく、また上記信
号の遅延によつて位相シフト操作を行うようにし
てもよい。要するに本発明はその要旨を逸脱しな
い範囲で種々変形して実施することができる。
２４を各相に対して共用してもよく、また上記信
号の遅延によつて位相シフト操作を行うようにし
てもよい。要するに本発明はその要旨を逸脱しな
い範囲で種々変形して実施することができる。
以上詳述したように本発明によれば簡易な構成
にして、多相不平衡低力率負荷に対する力率の改
善と、多相平衡化をはかり得、個々のインバータ
の動作周波数を高めることなく負荷の高調波リツ
プルを補償できる。しかも、前記交流リアクトル
を各相毎に磁気的に結合しておけば磁束の連続性
によるフイルタ効果をも備え得る等の種々絶大な
る効果を発揮するインバータ装置をここに提供す
ることができる。
にして、多相不平衡低力率負荷に対する力率の改
善と、多相平衡化をはかり得、個々のインバータ
の動作周波数を高めることなく負荷の高調波リツ
プルを補償できる。しかも、前記交流リアクトル
を各相毎に磁気的に結合しておけば磁束の連続性
によるフイルタ効果をも備え得る等の種々絶大な
る効果を発揮するインバータ装置をここに提供す
ることができる。
第１図は本発明の第１の実施例を示す概略構成
図、第２図ａ〜ｆはインバータ制御を示す信号
図、第３図は第２の実施例を示す概略構成図、第
４図ａ〜ｄはインバータ制御の他の例を示す信号
図である。 ４……整流回路、６，７……PWMインバー
タ、８，９……交流リアクトル、１０，１１……
交流変流器、１２……変成器、１３……直流変流
器、１６，１７，１８……インバータ制御回路、
１９……発振器、２０……乗算器、１４，２２，
２３，２５，２６……比較器、２４……反転器。
図、第２図ａ〜ｆはインバータ制御を示す信号
図、第３図は第２の実施例を示す概略構成図、第
４図ａ〜ｄはインバータ制御の他の例を示す信号
図である。 ４……整流回路、６，７……PWMインバー
タ、８，９……交流リアクトル、１０，１１……
交流変流器、１２……変成器、１３……直流変流
器、１６，１７，１８……インバータ制御回路、
１９……発振器、２０……乗算器、１４，２２，
２３，２５，２６……比較器、２４……反転器。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 多相交流負荷に補償電流を供給して上記多相
交流負荷に対する多相交流電力の平衡化を図るイ
ンバータ装置において、 並列に設けられたｎ（整数）台の電圧形PWM
インバータと、これらの電圧形PWMインバータ
にそれぞれ接続されて上記各インバータから前記
多相交流負荷に供給される出力電流を決定する複
数の交流リアクトルと、前記多相交流負荷を駆動
する電源の電圧と前記各インバータに供給される
電流とから前記多相交流負荷に対する平衡化有効
電流指令値を求めると共に、この平衡化有効電流
指令値と前記多相交流負荷に流れる電流とから補
償電流指令値を求め、前記交流リアクトルを介し
て多相交流負荷に供給される電流が上記補償電流
指令値となるように前記各電圧形PWMインバー
タを制御するインバータ制御回路とを具備し、 前記インバータ制御回路は前記複数台の電圧形
PWMインバータを360゜／ｎの搬送波位相差を以
てそれぞれ並列的に駆動することを特徴とするイ
ンバータ装置。 ２ 複数の交流リアクトルは各位相差成分毎に磁
気結合されたものである特許請求の範囲第１項記
載のインバータ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8319679A JPS5610079A (en) | 1979-06-30 | 1979-06-30 | Inverter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8319679A JPS5610079A (en) | 1979-06-30 | 1979-06-30 | Inverter |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5610079A JPS5610079A (en) | 1981-02-02 |
| JPS6321427B2 true JPS6321427B2 (ja) | 1988-05-06 |
Family
ID=13795565
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8319679A Granted JPS5610079A (en) | 1979-06-30 | 1979-06-30 | Inverter |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5610079A (ja) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS59204469A (ja) * | 1983-04-30 | 1984-11-19 | Shinano Denki Kk | インバ−タ装置 |
| JPH0815394B2 (ja) * | 1983-10-31 | 1996-02-14 | 株式会社安川電機 | 多重結合インバータ装置の接続・制御方法 |
| JPH0817573B2 (ja) * | 1985-04-22 | 1996-02-21 | 株式会社東芝 | 電圧形多重化ｐｗｍ変換器の制御方法 |
| US5367246A (en) * | 1993-02-12 | 1994-11-22 | Kaiser Hans J | Electronic energy saving device |
-
1979
- 1979-06-30 JP JP8319679A patent/JPS5610079A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5610079A (en) | 1981-02-02 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| Ogasawara et al. | Analysis of variation of neutral point potential in neutral-point-clamped voltage source PWM inverters | |
| JP3221828B2 (ja) | 電力変換方法及び電力変換装置 | |
| US8519655B2 (en) | DC bus boost method and system for regenerative brake | |
| US7602622B2 (en) | Compensator with filter for use with a three-phase drive powering a one-phase load | |
| US5111376A (en) | Voltage balancing circuit | |
| JP3530359B2 (ja) | ３相力率改善形コンバータ | |
| JP3337041B2 (ja) | 単相３線式インバータ装置の制御方法 | |
| JP3478700B2 (ja) | ３相力率改善型コンバータ | |
| JP2527911B2 (ja) | Ｐｗｍコンバ―タ | |
| JPS6321427B2 (ja) | ||
| JP3666557B2 (ja) | 電力変換回路 | |
| US6107773A (en) | Circuit arrangement for feeding a load | |
| JP3478701B2 (ja) | ３相力率改善型コンバータ | |
| JPS6035892B2 (ja) | 電力変換装置 | |
| JP4389415B2 (ja) | 直接周波数変換回路の制御方法 | |
| JPH0667198B2 (ja) | 電力変換装置 | |
| JPH0435990B2 (ja) | ||
| JPS5819169A (ja) | Ｐｗｍ制御変換器の制御方法 | |
| JPS6321411B2 (ja) | ||
| Kant et al. | Control of Single Source Multilevel Inverter driving High Inductance Actuators with AC and DC Currents | |
| JP3381590B2 (ja) | サイリスタ変換装置 | |
| JP2509890B2 (ja) | 交直変換装置のパルス幅変調制御方式 | |
| JPH02261058A (ja) | 電力変換装置 | |
| JPS6256736B2 (ja) | ||
| JP2641852B2 (ja) | 周波数変換装置 |