JP2509890B2 - 交直変換装置のパルス幅変調制御方式 - Google Patents
交直変換装置のパルス幅変調制御方式Info
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- JP2509890B2 JP2509890B2 JP7465489A JP7465489A JP2509890B2 JP 2509890 B2 JP2509890 B2 JP 2509890B2 JP 7465489 A JP7465489 A JP 7465489A JP 7465489 A JP7465489 A JP 7465489A JP 2509890 B2 JP2509890 B2 JP 2509890B2
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Description
【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は交直変換装置のパルス幅変調（PWM）制御方
式にかかり、詳しくは、交流電気車用交直変換装置のPW
M制御方式に関する。
式にかかり、詳しくは、交流電気車用交直変換装置のPW
M制御方式に関する。
（従来の技術） 従来、GTO（ゲートターンオフ）サイリスタやトラン
ジスタ等の半導体スイッチ素子をブリッジ接続して構成
される電力変換装置をPWM制御して交流−直流電力変換
を行う方式が知られており、この種の交直変換装置は交
流電気車用に広く用いられている。
ジスタ等の半導体スイッチ素子をブリッジ接続して構成
される電力変換装置をPWM制御して交流−直流電力変換
を行う方式が知られており、この種の交直変換装置は交
流電気車用に広く用いられている。
第２図はこの種の交直変換システムの一例を示すもの
で、１は電車線に接続された交流電源であり、この交流
電源１は主変圧器２を介して交直変換装置３の交流端子
に接続されている。ここで、21は主変圧器２の漏れリア
クタンスを示すリアクトルである。
で、１は電車線に接続された交流電源であり、この交流
電源１は主変圧器２を介して交直変換装置３の交流端子
に接続されている。ここで、21は主変圧器２の漏れリア
クタンスを示すリアクトルである。
一方、交直変換装置３の直流端子には平滑コンデンサ
４と、チョッパやインバータ等の負荷５とが接続されて
いる。なお、交直変換装置３は、GTOサイリスタ、トラ
ンジスタ等の自己消弧形素子とダイオードとを逆並列に
接続した半導体スイッチ31,32,33,34をブリッジ接続し
たものであり、この例ではGTOサイリスタを用いた単相
ブリッジで示してある。そして、これらの半導体スイッ
チ31〜34をPWM制御によってオン・オフさせることによ
り、交直変換装置３の交流端子に任意の電圧波形を発生
させるものである。
４と、チョッパやインバータ等の負荷５とが接続されて
いる。なお、交直変換装置３は、GTOサイリスタ、トラ
ンジスタ等の自己消弧形素子とダイオードとを逆並列に
接続した半導体スイッチ31,32,33,34をブリッジ接続し
たものであり、この例ではGTOサイリスタを用いた単相
ブリッジで示してある。そして、これらの半導体スイッ
チ31〜34をPWM制御によってオン・オフさせることによ
り、交直変換装置３の交流端子に任意の電圧波形を発生
させるものである。
第３図は、交直変換装置３の交流側電圧Vcと電源電圧
Vs及び交流側電流Isの基本波についての関係を示すベク
トル図であり、これを用いて交直変換装置３の力率制御
機能を以下に説明する。図において、電源電圧Vs及び交
流側電流Isを同相にして力率を１にするためには、電源
電圧Vsからリアクトル21に発生する電圧降下ｊωＬ×Is
（Ｌはリアクトル21のインダクタンス）をベクトル的に
減算することによって得られる電圧Vcを交直変換装置３
が発生すればよいことがわかる。
Vs及び交流側電流Isの基本波についての関係を示すベク
トル図であり、これを用いて交直変換装置３の力率制御
機能を以下に説明する。図において、電源電圧Vs及び交
流側電流Isを同相にして力率を１にするためには、電源
電圧Vsからリアクトル21に発生する電圧降下ｊωＬ×Is
（Ｌはリアクトル21のインダクタンス）をベクトル的に
減算することによって得られる電圧Vcを交直変換装置３
が発生すればよいことがわかる。
次に、第４図は上記交直変換装置３の制御回路の一例
を示すものであり、これを用いて従来の技術をより詳細
に説明する。
を示すものであり、これを用いて従来の技術をより詳細
に説明する。
図において、二次電圧に換算した主変圧器２の一次電
圧検出値（電源電圧Vs）は、基本波のみを通過させるバ
ンドパスフィルタ22を介して力率検出回路24の電圧入力
端子と、電流電圧Vsに同期した正弦波を出力する同期発
振器28とに入力される。また、主変圧器２の二次電流検
出値Isは、基本波のみを通過させるバンドパスフィルタ
26を介して絶対値検出回路27及び力率検出回路24の電流
入力端子に入力される。
圧検出値（電源電圧Vs）は、基本波のみを通過させるバ
ンドパスフィルタ22を介して力率検出回路24の電圧入力
端子と、電流電圧Vsに同期した正弦波を出力する同期発
振器28とに入力される。また、主変圧器２の二次電流検
出値Isは、基本波のみを通過させるバンドパスフィルタ
26を介して絶対値検出回路27及び力率検出回路24の電流
入力端子に入力される。
一方、交直変換装置３の電流電圧検出値Vdは、直流電
圧指令器30からの直流電圧指令値と共に電圧調節器31に
入力される。この電圧調節器31の出力は、交流側電流の
有効成分、つまり電源電圧ベクトルと同一方向成分で力
率１におけるIsの指令値Is *となり、この指令値Is *は電
流調節器32及び乗算器40の各一方の入力端子に入力され
る。また、乗算器40の他方の入力端子には、第２図にお
けるリアクトル21のリアクタンス設定値ωＬが入力され
ている。
圧指令器30からの直流電圧指令値と共に電圧調節器31に
入力される。この電圧調節器31の出力は、交流側電流の
有効成分、つまり電源電圧ベクトルと同一方向成分で力
率１におけるIsの指令値Is *となり、この指令値Is *は電
流調節器32及び乗算器40の各一方の入力端子に入力され
る。また、乗算器40の他方の入力端子には、第２図にお
けるリアクトル21のリアクタンス設定値ωＬが入力され
ている。
前記力率検出回路24の出力はsin関数発生器33及びcos
関数発生器34に入力され、これらの関数発生器33,34の
出力は乗算器35,36の各一方の入力端子に入力される。
乗算器35,36の各他方の入力端子には、絶対値検出回路2
7の出力である交流側電流の絶対値が入力される。ここ
で、乗算器35の出力は電源電圧に対する電流のsin成分
であり、この成分は力率指令器37の出力と共に力率調節
器38に入力される。また、乗算器36の出力は電源電圧に
対する電流のcos成分であり、この成分は指令値Is *と共
に電流調節器32の他方の入力端子に入力される。
関数発生器34に入力され、これらの関数発生器33,34の
出力は乗算器35,36の各一方の入力端子に入力される。
乗算器35,36の各他方の入力端子には、絶対値検出回路2
7の出力である交流側電流の絶対値が入力される。ここ
で、乗算器35の出力は電源電圧に対する電流のsin成分
であり、この成分は力率指令器37の出力と共に力率調節
器38に入力される。また、乗算器36の出力は電源電圧に
対する電流のcos成分であり、この成分は指令値Is *と共
に電流調節器32の他方の入力端子に入力される。
電流調節器32の出力には乗算器40の出力が加算され、
この加算値はベクトル演算器41の一方の入力端子に入力
されると共に、力率調節器38の出力が他方の入力端子に
入力される。ここで、ベクトル演算器41の入力は、それ
ぞれ交直変換装置３の交流側電圧の電源電圧に直交する
成分と、前記電源電圧に平行な変圧器漏れリアクタンス
の補正成分とを示しており、ベクトル演算器41の出力は
交流側電圧の絶対値及び電源電圧に対する位相となる。
この加算値はベクトル演算器41の一方の入力端子に入力
されると共に、力率調節器38の出力が他方の入力端子に
入力される。ここで、ベクトル演算器41の入力は、それ
ぞれ交直変換装置３の交流側電圧の電源電圧に直交する
成分と、前記電源電圧に平行な変圧器漏れリアクタンス
の補正成分とを示しており、ベクトル演算器41の出力は
交流側電圧の絶対値及び電源電圧に対する位相となる。
ベクトル演算器41の絶対値出力は乗算器43に入力され
て同期発振器28の出力と乗算され、ベクトル演算器41の
他方の出力である位相出力と共に移相器44に入力され
る。この移相器44の出力は交直変換装置３の交流側電圧
補正量だけからなる交流波形として電源電圧検出値と加
算され、除算器42の一方の入力端子に入力される。除算
器42では、この加算値と他方の入力端子に入力された直
流電圧検出値との除算を行い、その出力は比較器46に入
力される。比較器46にはキャリア波発生器45からのキャ
リアが入力されており、比較器46では除算器42の出力と
キャリアとが比較されてその出力がパルス分配器47に入
力され、交直変換装置３の半導体スイッチ31〜34のオン
・オフ信号に変換されるようになっている。
て同期発振器28の出力と乗算され、ベクトル演算器41の
他方の出力である位相出力と共に移相器44に入力され
る。この移相器44の出力は交直変換装置３の交流側電圧
補正量だけからなる交流波形として電源電圧検出値と加
算され、除算器42の一方の入力端子に入力される。除算
器42では、この加算値と他方の入力端子に入力された直
流電圧検出値との除算を行い、その出力は比較器46に入
力される。比較器46にはキャリア波発生器45からのキャ
リアが入力されており、比較器46では除算器42の出力と
キャリアとが比較されてその出力がパルス分配器47に入
力され、交直変換装置３の半導体スイッチ31〜34のオン
・オフ信号に変換されるようになっている。
ここで、交直変換装置３の電源が単相交流電源の場合
には、交流電流の絶対値や力率等の検出に少なくとも電
源周期の半サイクルを必要とするため、絶対値検出回路
27及び力率検出回路24以降の演算にも最低で前記半サイ
クルを必要とする。そして、この種の制御方式では、直
流回路の電圧の変動に対して交流電流制御をベクトルと
して扱って行うため高速な応答が可能であり、また、演
算処理サイクルが電源周期の半サイクルでよいため、マ
イクロコンピュータを用いた高精度な処理が可能になっ
ている。
には、交流電流の絶対値や力率等の検出に少なくとも電
源周期の半サイクルを必要とするため、絶対値検出回路
27及び力率検出回路24以降の演算にも最低で前記半サイ
クルを必要とする。そして、この種の制御方式では、直
流回路の電圧の変動に対して交流電流制御をベクトルと
して扱って行うため高速な応答が可能であり、また、演
算処理サイクルが電源周期の半サイクルでよいため、マ
イクロコンピュータを用いた高精度な処理が可能になっ
ている。
一方、この制御回路は、力率調節器38及び電流調節器
32の出力から交流側電圧補正量だけの絶対値と位相を求
め、これを同期発振器28の出力によって交流量に変換し
た後、電源電圧の瞬時値と合成して交直変換装置３の出
力電圧を交流量として直接求めるようにしたものであ
る。従って、同一き電区間にある他励整流器を持つ電車
の転流電圧降下のような電源電圧の急変は、交直変換装
置３の出力に直接反映されることになる。
32の出力から交流側電圧補正量だけの絶対値と位相を求
め、これを同期発振器28の出力によって交流量に変換し
た後、電源電圧の瞬時値と合成して交直変換装置３の出
力電圧を交流量として直接求めるようにしたものであ
る。従って、同一き電区間にある他励整流器を持つ電車
の転流電圧降下のような電源電圧の急変は、交直変換装
置３の出力に直接反映されることになる。
（発明が解決しようとする課題） 上述した従来の制御方式では、定常電流制御にはマイ
クロコンピュータを用いた高精度制御が可能であり、電
源電圧の急変や歪みに対しては瞬時応答の可能である。
クロコンピュータを用いた高精度制御が可能であり、電
源電圧の急変や歪みに対しては瞬時応答の可能である。
しかるに、交流電気車では一般に自車パンダグラフの
離線、セクション通過や同一き電区間内の他車の主変圧
器の偏磁によって、自車の主変圧器が偏磁してしまう現
象がある。以下、この偏磁発生時における変換装置動作
について説明する。
離線、セクション通過や同一き電区間内の他車の主変圧
器の偏磁によって、自車の主変圧器が偏磁してしまう現
象がある。以下、この偏磁発生時における変換装置動作
について説明する。
第５図は偏磁発生時の動作を示すもので、同図ａは架
線電圧を示しており、偏磁発生原因となる直流電圧成分
ΔＶが電源電圧Vsに重畳されている。また、同図ｂは無
負荷時の主変圧器２の一次電流（励磁電流）であり、主
変圧器２の偏磁により偏磁電流が重畳されている。更
に、同図ｃは主変圧器２の二次逆起電圧を示し、励磁電
流が急増している期間に斜線で示すような電圧の陥没が
発生している。これは、励磁電流による主変圧器２の一
次漏れインピーダンス降下が増加することにより、二次
回路に伝達される電圧が減少してしまうことに起因して
いる。
線電圧を示しており、偏磁発生原因となる直流電圧成分
ΔＶが電源電圧Vsに重畳されている。また、同図ｂは無
負荷時の主変圧器２の一次電流（励磁電流）であり、主
変圧器２の偏磁により偏磁電流が重畳されている。更
に、同図ｃは主変圧器２の二次逆起電圧を示し、励磁電
流が急増している期間に斜線で示すような電圧の陥没が
発生している。これは、励磁電流による主変圧器２の一
次漏れインピーダンス降下が増加することにより、二次
回路に伝達される電圧が減少してしまうことに起因して
いる。
ここで、従来の制御方式では偏磁による前記二次逆起
電圧（誘起電圧）の減少を検出することができないた
め、交直変換装置３の発生する交流側電圧と前記誘起電
圧との差によって、同図ｄに示すように偏磁電流の増加
時に主変圧器２の二次電流I2が急増する。なお、同図ｄ
においてVcは交直変換装置３の交流側電圧である。
電圧（誘起電圧）の減少を検出することができないた
め、交直変換装置３の発生する交流側電圧と前記誘起電
圧との差によって、同図ｄに示すように偏磁電流の増加
時に主変圧器２の二次電流I2が急増する。なお、同図ｄ
においてVcは交直変換装置３の交流側電圧である。
以上のように、従来では主変圧器に偏磁が発生すると
主変圧器の二次電流の急増により交直変換装置の交流側
に過電流が発生してしまい、運転継続が不可能になって
しまうという欠点があった。このため、主変圧器の偏磁
現象の発生を正確に検知して主変圧器が偏磁に至る前に
交直変換装置を保護することが必要となる。ここで、偏
磁検出方法としては、従来から、 一次巻線の端子電圧を積分して検出する 一次巻線電流の直流成分を検出する 等の方法が考えられるが、これらの方法には検出回路誤
差や演算誤差等に起因する検出精度上の問題があるた
め、実用的ではないという不都合があった。
主変圧器の二次電流の急増により交直変換装置の交流側
に過電流が発生してしまい、運転継続が不可能になって
しまうという欠点があった。このため、主変圧器の偏磁
現象の発生を正確に検知して主変圧器が偏磁に至る前に
交直変換装置を保護することが必要となる。ここで、偏
磁検出方法としては、従来から、 一次巻線の端子電圧を積分して検出する 一次巻線電流の直流成分を検出する 等の方法が考えられるが、これらの方法には検出回路誤
差や演算誤差等に起因する検出精度上の問題があるた
め、実用的ではないという不都合があった。
本発明は上記問題点を解決するために提案されたもの
で、その目的とするところは、偏磁発生に伴って変化す
る主変圧器の誘起電圧の瞬時値に追随させて交直変換装
置の交流側電圧を制御することにより、過電流の発生を
防止し、交直変換装置の万全な保護を可能にした交直変
換装置のパルス幅変調制御方式を提供することにある。
で、その目的とするところは、偏磁発生に伴って変化す
る主変圧器の誘起電圧の瞬時値に追随させて交直変換装
置の交流側電圧を制御することにより、過電流の発生を
防止し、交直変換装置の万全な保護を可能にした交直変
換装置のパルス幅変調制御方式を提供することにある。
（課題を解決するための手段） 上記目的を達成するため、本発明は、主変圧器を介し
て交流電源に接続され、かつ、半導体スイッチを有する
交直変換装置の交流電源電圧、交流側電流及び直流側電
圧の各検出値から、前記交流側電流と電源側力率とをこ
れらの各指令値に一致させるような交流側電圧指令値を
演算し、この交流側電圧指令値とキャリア波との比較結
果に基づいて前記半導体スイッチをオン・オフする交直
変換装置のパルス幅変調制御方式において、前記交流電
源電圧の検出値として、前記主変圧器の誘起電圧の瞬時
値を用いたことを特徴とする。
て交流電源に接続され、かつ、半導体スイッチを有する
交直変換装置の交流電源電圧、交流側電流及び直流側電
圧の各検出値から、前記交流側電流と電源側力率とをこ
れらの各指令値に一致させるような交流側電圧指令値を
演算し、この交流側電圧指令値とキャリア波との比較結
果に基づいて前記半導体スイッチをオン・オフする交直
変換装置のパルス幅変調制御方式において、前記交流電
源電圧の検出値として、前記主変圧器の誘起電圧の瞬時
値を用いたことを特徴とする。
特に本発明では、上述した主変圧器の誘起電圧の瞬時
値を、前記主変圧器の主巻線とは別個に設けた検出巻線
により検出するものである。
値を、前記主変圧器の主巻線とは別個に設けた検出巻線
により検出するものである。
（作用） 本発明によれば、交流電源電圧（主変圧器一次電圧）
の検出値として主変圧器の誘起電圧を用い、更に交直変
換装置の交流側出力電圧を前記誘起電圧に追随させるよ
うに制御する。これにより、主変圧器に偏磁が発生して
誘起電圧が変動しても、交直変換装置の交流側に過電流
を生じることなく正常運転を継続することができる。
の検出値として主変圧器の誘起電圧を用い、更に交直変
換装置の交流側出力電圧を前記誘起電圧に追随させるよ
うに制御する。これにより、主変圧器に偏磁が発生して
誘起電圧が変動しても、交直変換装置の交流側に過電流
を生じることなく正常運転を継続することができる。
（実施例） 以下、図に沿って本発明の一実施例を説明する。第１
図はこの実施例の構成を示すものであり、第２図及び第
４図と同一の構成部材には同一の符号を付して詳述を省
略し、以下、異なる部分を中心に説明する。
図はこの実施例の構成を示すものであり、第２図及び第
４図と同一の構成部材には同一の符号を付して詳述を省
略し、以下、異なる部分を中心に説明する。
すなわち第１図において、2Aは主変圧器であり、この
主変圧器2Aには、他の主巻線電流に起因する漏れ磁束等
の影響のような干渉を受けない位置に検出巻線100が設
けられている。そして、この検出巻線100には検出回路1
01が接続されており、この検出回路101の出力は電圧の
基本波のみを抽出するバンドパスフィルタ22の入力側に
加えられている。以下、制御回路200内の他の構成及びP
WM制御動作は第４図の制御回路と同様である。
主変圧器2Aには、他の主巻線電流に起因する漏れ磁束等
の影響のような干渉を受けない位置に検出巻線100が設
けられている。そして、この検出巻線100には検出回路1
01が接続されており、この検出回路101の出力は電圧の
基本波のみを抽出するバンドパスフィルタ22の入力側に
加えられている。以下、制御回路200内の他の構成及びP
WM制御動作は第４図の制御回路と同様である。
上記のように構成したことにより、検出巻線100及び
検出回路101は主変圧器2Aの一次電圧に応じて変動する
誘起電圧を検出することができ、交直変換装置３の交流
側出力電圧は、この誘起電圧に追随して制御されること
になる。従って、主変圧器2Aが偏磁してその二次逆起電
圧が減少した場合でも交直変換装置３の交流側出力電圧
を即座に対応させることができ、両電圧の差に起因する
過電流を生じることがない。
検出回路101は主変圧器2Aの一次電圧に応じて変動する
誘起電圧を検出することができ、交直変換装置３の交流
側出力電圧は、この誘起電圧に追随して制御されること
になる。従って、主変圧器2Aが偏磁してその二次逆起電
圧が減少した場合でも交直変換装置３の交流側出力電圧
を即座に対応させることができ、両電圧の差に起因する
過電流を生じることがない。
なお、この実施例において、偏磁が発生していない定
常時におけるPWM制御のための演算は、従来と同様に電
源周期の半サイクルにて行われるため、マイクロコンピ
ュータによる高精度な処理は何ら損なわれない。
常時におけるPWM制御のための演算は、従来と同様に電
源周期の半サイクルにて行われるため、マイクロコンピ
ュータによる高精度な処理は何ら損なわれない。
また、本発明は、交流電気車の制御のみならず種々の
交直変換システムに適用可能である。
交直変換システムに適用可能である。
（発明の効果） 以上のように本発明によれば、偏磁発生に伴って変化
する主変圧器の誘起電圧の瞬時値に追随させて交直変換
装置の交流側電圧を制御するため、従来の制御回路に若
干の変更を加えるだけで偏磁による交直変換装置の過電
流発生を未然に防止することができ、交直変換装置の保
護の万全を期すことができるという効果がある。
する主変圧器の誘起電圧の瞬時値に追随させて交直変換
装置の交流側電圧を制御するため、従来の制御回路に若
干の変更を加えるだけで偏磁による交直変換装置の過電
流発生を未然に防止することができ、交直変換装置の保
護の万全を期すことができるという効果がある。
第１図は本発明の一実施例が適用される制御回路及び主
回路の構成図、第２図ないし第５図は従来技術を説明す
るためのもので、第２図は交直変換システムの構成図、
第３図は第２図における各部の電圧、電流のベクトル
図、第４図は制御回路の構成図、第５図は偏磁発生に伴
う現象を説明するための波形図である。 １…交流電源、2A…主変圧器 ３…交直変換装置、100…検出巻線 101…検出回路、200…制御回路
回路の構成図、第２図ないし第５図は従来技術を説明す
るためのもので、第２図は交直変換システムの構成図、
第３図は第２図における各部の電圧、電流のベクトル
図、第４図は制御回路の構成図、第５図は偏磁発生に伴
う現象を説明するための波形図である。 １…交流電源、2A…主変圧器 ３…交直変換装置、100…検出巻線 101…検出回路、200…制御回路
Claims (2)
- 【請求項１】主変圧器を介して交流電源に接続され、か
つ、半導体スイッチを有する交直変換装置の交流電源電
圧、交流側電流及び直流側電圧の各検出値から、前記交
流側電流と電源側力率とをこれらの各指令値に一致させ
るような交流側電圧指令値を演算し、この交流側電圧指
令値とキャリア波との比較結果に基づいて前記半導体ス
イッチをオン・オフする交直変換装置のパルス幅変調制
御方式において、 前記交流電源電圧の検出値として、前記主変圧器の誘起
電圧の瞬時値を用いたことを特徴とする交直変換装置の
パルス幅変調制御方式。 - 【請求項２】主変圧器の誘起電圧の瞬時値を、前記主変
圧器の主巻線とは別個に設けた検出巻線により検出する
請求項（１）記載の交直変換装置のパルス幅変調制御方
式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7465489A JP2509890B2 (ja) | 1989-03-27 | 1989-03-27 | 交直変換装置のパルス幅変調制御方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7465489A JP2509890B2 (ja) | 1989-03-27 | 1989-03-27 | 交直変換装置のパルス幅変調制御方式 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02254977A JPH02254977A (ja) | 1990-10-15 |
| JP2509890B2 true JP2509890B2 (ja) | 1996-06-26 |
Family
ID=13553432
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7465489A Expired - Lifetime JP2509890B2 (ja) | 1989-03-27 | 1989-03-27 | 交直変換装置のパルス幅変調制御方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2509890B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4672149B2 (ja) * | 2001-01-09 | 2011-04-20 | 東芝コンシューマエレクトロニクス・ホールディングス株式会社 | インバータ装置 |
-
1989
- 1989-03-27 JP JP7465489A patent/JP2509890B2/ja not_active Expired - Lifetime
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH02254977A (ja) | 1990-10-15 |
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