JP2685454B2 - Ｐｗｍコンバータの制御装置 - Google Patents
Ｐｗｍコンバータの制御装置Info
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Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は電力変換器の制御装置に係り、特に鉄道車両
用に好適な電力変換器の制御装置に関する。 〔従来の技術〕 従来の交流鉄道車両用PWMコンバータの制御装置は、
昭和62年電気学会全国大会講演論文集［９］（1987年）
第1099頁から1100頁に記載のように、電圧調節器，電流
調節器，位相調節器などから構成されていた。電圧調節
器は、直流電圧の目標値と帰還値を比較演算し、交流電
流の目標値を出力する。そして、この目標値に対して電
流調節器が交流電流を帰還制御する。一方、位相調節器
は交流電圧と電流の位相差、すなわち力率角を制御す
る。通常は位相差が零度（力率１）になるようにしてい
る。 この文献では明らかではないが、保護機能の一つとし
て、交流電流が所定の過電流設定値に達した場合、PWM
コンバータを構成するスイツチング素子をターンオフす
ると同時に、電源側の遮断器を開くなどの保護動作を行
つている。 〔発明が解決しようとする問題点〕 上記従来技術は、過電流検出器が動作した場合、運転
手のリセツト操作が行われるまでPWMコンバータの運転
が停止するばかりでなく、変圧器が直流偏磁を起こした
ことに起因して起動時に過電流に至る場合には、PWMコ
ンバータの起動が不可能になるという問題があつた。 交流鉄道車両の変圧器の直流偏磁は、自車あるいは他
車の電源投入時に流れる突入電流等によつて引き起こさ
れることが知られている。 第３図に示すPWMコンバータの主回路においては、交
流リアクトル２は、機器の小形軽量化のため、変圧器の
漏れインピーダンスを利用することが多い。直流偏磁が
起きた場合、電源電圧が正から負、あるいは負から正
に、極性が変化する付近で変圧器の鉄心が飽和する。そ
のため、交流リアクトル２のインダクタンスは空心リア
クトル相当の値まで小さくなる。 交流リアクトル２のインダクタンスが小さくなつた場
合、交流電流の変化率が増大するため、リプルが大きく
なり過電流に至ることもある。このときの各部の電圧，
電流の概略波形を第４図に示す。 本発明の目的は、変圧器が直流偏磁を起こした場合で
も、過電流に至ることなくPWMコンバータの運転を継続
できるようにすることにある。 〔問題点を解決するための手段〕 上記目的は、従来設けられていた過電流検出手段から
出力される過電流検出信号により遮断器を開口すると共
にコンバータの通電中のスイッチング素子をターンオフ
させる手段を備えた保護機能に加え、前記過電流検出手
段（第１の過電流検出手段）の過電流検出レベルより小
さく設定された第２の過電流検出手段と、該第２の過電
流検出手段の出力に基づいてコンバータの通電中のスイ
ッチング素子をターンオフさせる手段と、前記第２の過
電流検出手段でスイッチング素子を動作させることを前
記PWM制御信号に基づきリセットするリセット手段とを
備えることにより達成される。 〔作用〕 PWMコンバータのスイッチング動作により生成される
交流電圧のPWM波形は正負でバランスするのが常である
が、時としてアンバランスになる。そのためコンバータ
に接続された変圧器には直流電流が流れ直流偏磁を起こ
し、それにより変圧器巻線のインダクタンスに低下を来
たし過電流が発生する。しかし、その都度コンバータを
停止させ遮断器を開口するという動作を繰り返すと通常
の運転に支障を来す。そこで、その動作に至らせる過電
流検出レベルより小さいレベルでコンバータの通電中の
素子をターンオフさせることで、発生した過電流を変圧
器、コンバータの一方のダイオード、直流コンデンサ、
コンバータの他方のダイオード、変圧器という経路で流
し、直流コンデンサの電圧で電流を積極的に減衰させ、
その保護機能のリセットをPWM制御信号により行うこと
で運転の継続を自動的に図ることができる。すなわち、
PWMコンバータを構成するスイツチング素子をターンオ
フすれば、PWMコンバータは単なる全波整流ブリツジと
等価になり、変圧器のインダクタンスに蓄えられたエネ
ルギは直流コンデンサ４を充電する。このとき、直流電
圧が変圧器１の２次電圧以上であれば、交流電流は減衰
するので過電流に至ることがない。なお、直流コンデン
サの電圧は、PWMコンバータの運転時は、２次電圧の２
倍程度に昇圧しており、また、起動時においても、直流
電圧はスイツチング素子の動作を待たずに整流素子を通
して２次電圧のピーク値まで充電される。 〔実施例〕 本発明の一実施例を第１図に示す。 主回路構成は、PWMコンバータ３の交流側に交流リア
クトル２を介して変圧器１が接続される。また、直流側
には、直流コンデンサ４と負荷５が並列に接続される。
変圧器１の１次側には、遮断器17が接続される。PWMコ
ンバータはスイツチング素子31〜34および整流素子35〜
38より構成される。 制御装置は、主な機能として、直流電圧制御機能と位
相制御機能をもつ。 電圧制御機能は、偏差を得るための加算器６、電圧調
節器７、そして、交流電流を制御するための加算器15お
よび電流調節器16から構成される。 位相制御機能は、変圧器１の２次電圧esと交流電流is
から、それらの位相差を検出する位相検出器10、位相の
偏差を得るための加算器11、および位相調節器12から構
成される。 その他、座標変換器13,パルス幅変調器14から成る。 直流電圧の目標値Ed＊と帰還値Edの偏差は、加算器６
から電圧調節器７に与えられる。電圧調節器７ではこの
偏差を演算し、交流電流の目標値Is＊を出力する。電圧
調節器７は、交流側から得る電力を調節することによつ
て、直流電圧を制御する。 電流調節器は、加算器15および電流調節器16が交流電
流を制御する。電流調節器16は、コンバータ入力電圧ec
の虚数成分Im［Ec］を出力する。 位相調節器12は、位相目標値φ＊と位相検出器10で検
出した帰還値φの偏差を加算器11から与えられ、これを
演算してコンバータ入力電圧ecの実数成分Re［Ec］を出
力する。 電流調節器16および位相調節器12から、直流座標で与
えられたコンバータ入力電圧ecは、座標変換器13によ
り、極座標に変換され、更にパルス幅変調器14で変調さ
れてコンバータ３を運転する。 交流電流は、過電流検出器18に入力され、過電流設定
レベル以上の電流を検出すると、ゲートオフ信号をパル
ス幅変調器14に、また、遮断器開指令を遮断器17に出力
する。 交流電流は、また、電流リミツタ19に入力される。電
流リミツタ19の電流検出設定レベルは、過電流検出器18
よりも低く設定される。従つて、電流が過大となりつつ
ある場合、電流リミツタ19が先に動作する。電流リミツ
タ19からゲートオフ信号が出力されると、フリツプフロ
ツプ20がゲートオフ信号を保持する。但し、PWMコンバ
ータの運転を続行するために遮断器17の開指令は出力し
ない。フリツプフロツプ20の出力は、パルス幅変調器14
からのタイミング信号により、リセツトされる。このタ
イミング信号は、パルス幅制御の一周期毎に出力されて
おり、電流リミツタ19によりゲートオフした次のパルス
幅制御の周期からPWMコンバータの運転を再開できる。 なお、スイツチング素子の短絡故障などにより、ゲー
トオフ信号を出力したにも関わらず電流が増加しつづけ
た場合には、従来の過電流検出器18により、遮断器17が
開かれるので、安全性を損なうことはない。 変圧器１が直流偏磁した場合の動作波形を第２図に示
す。epは主変圧器１の１次電圧、ipは１次電流、isは２
次電流、ecはPWMコンバータ入力電圧である。また、Ｒ
はフリツプフロツプ20のリセツト信号、Goffはフリツプ
プロツプ20の出力である。 いま、直流偏磁によつて１次電圧epが負の半周期から
正の半周期に変わるときに鉄心が飽和したとする。この
とき、１次電圧epに対応した磁束密度を得るために、１
次電圧ipには大きな励磁電流が流れる。鉄心が飽和する
と変圧器１の漏れインダクタンスが小さくなり、２次電
流isの変化率が増大する。そして、電流リミツタ19の設
定値I1に達するとゲートオフ信号Goffが出力され、スイ
ツチング素子31〜34をターンオフする。その結果、交流
リアクトル２に流れていた電流は整流素子35および38を
通り、直流コンデンサ４を充電する方向に流れる。その
ため、電流は急速に減衰し、過電流に至ることがない。
フリツプフロツプ20に保持されたゲートオフ信号Goff
は、パルス幅変調器14からのタイミング信号によりリセ
ツトされる。このリセツト信号は、パルス幅制御の周期
に同期して出力されるため、次回のパルスからは正常な
運転を再開できる。 第５図には変圧器１の１次電圧epが急上昇した場合の
各部の波形を示す。交流リアクトルの両端の電圧が急上
昇するため、交流電流isの変化率が大きくなり、変圧器
の直流偏磁の際と同様に過電流に至ることなく制御でき
る。 〔発明の効果〕 本発明によれば、変圧器の直流偏磁や、変圧器１次電
圧の急上昇などにより、電流の変化率が大となつたばあ
いでも、過電流に至ることなくPWMコンバータの運転を
継続することができる。
用に好適な電力変換器の制御装置に関する。 〔従来の技術〕 従来の交流鉄道車両用PWMコンバータの制御装置は、
昭和62年電気学会全国大会講演論文集［９］（1987年）
第1099頁から1100頁に記載のように、電圧調節器，電流
調節器，位相調節器などから構成されていた。電圧調節
器は、直流電圧の目標値と帰還値を比較演算し、交流電
流の目標値を出力する。そして、この目標値に対して電
流調節器が交流電流を帰還制御する。一方、位相調節器
は交流電圧と電流の位相差、すなわち力率角を制御す
る。通常は位相差が零度（力率１）になるようにしてい
る。 この文献では明らかではないが、保護機能の一つとし
て、交流電流が所定の過電流設定値に達した場合、PWM
コンバータを構成するスイツチング素子をターンオフす
ると同時に、電源側の遮断器を開くなどの保護動作を行
つている。 〔発明が解決しようとする問題点〕 上記従来技術は、過電流検出器が動作した場合、運転
手のリセツト操作が行われるまでPWMコンバータの運転
が停止するばかりでなく、変圧器が直流偏磁を起こした
ことに起因して起動時に過電流に至る場合には、PWMコ
ンバータの起動が不可能になるという問題があつた。 交流鉄道車両の変圧器の直流偏磁は、自車あるいは他
車の電源投入時に流れる突入電流等によつて引き起こさ
れることが知られている。 第３図に示すPWMコンバータの主回路においては、交
流リアクトル２は、機器の小形軽量化のため、変圧器の
漏れインピーダンスを利用することが多い。直流偏磁が
起きた場合、電源電圧が正から負、あるいは負から正
に、極性が変化する付近で変圧器の鉄心が飽和する。そ
のため、交流リアクトル２のインダクタンスは空心リア
クトル相当の値まで小さくなる。 交流リアクトル２のインダクタンスが小さくなつた場
合、交流電流の変化率が増大するため、リプルが大きく
なり過電流に至ることもある。このときの各部の電圧，
電流の概略波形を第４図に示す。 本発明の目的は、変圧器が直流偏磁を起こした場合で
も、過電流に至ることなくPWMコンバータの運転を継続
できるようにすることにある。 〔問題点を解決するための手段〕 上記目的は、従来設けられていた過電流検出手段から
出力される過電流検出信号により遮断器を開口すると共
にコンバータの通電中のスイッチング素子をターンオフ
させる手段を備えた保護機能に加え、前記過電流検出手
段（第１の過電流検出手段）の過電流検出レベルより小
さく設定された第２の過電流検出手段と、該第２の過電
流検出手段の出力に基づいてコンバータの通電中のスイ
ッチング素子をターンオフさせる手段と、前記第２の過
電流検出手段でスイッチング素子を動作させることを前
記PWM制御信号に基づきリセットするリセット手段とを
備えることにより達成される。 〔作用〕 PWMコンバータのスイッチング動作により生成される
交流電圧のPWM波形は正負でバランスするのが常である
が、時としてアンバランスになる。そのためコンバータ
に接続された変圧器には直流電流が流れ直流偏磁を起こ
し、それにより変圧器巻線のインダクタンスに低下を来
たし過電流が発生する。しかし、その都度コンバータを
停止させ遮断器を開口するという動作を繰り返すと通常
の運転に支障を来す。そこで、その動作に至らせる過電
流検出レベルより小さいレベルでコンバータの通電中の
素子をターンオフさせることで、発生した過電流を変圧
器、コンバータの一方のダイオード、直流コンデンサ、
コンバータの他方のダイオード、変圧器という経路で流
し、直流コンデンサの電圧で電流を積極的に減衰させ、
その保護機能のリセットをPWM制御信号により行うこと
で運転の継続を自動的に図ることができる。すなわち、
PWMコンバータを構成するスイツチング素子をターンオ
フすれば、PWMコンバータは単なる全波整流ブリツジと
等価になり、変圧器のインダクタンスに蓄えられたエネ
ルギは直流コンデンサ４を充電する。このとき、直流電
圧が変圧器１の２次電圧以上であれば、交流電流は減衰
するので過電流に至ることがない。なお、直流コンデン
サの電圧は、PWMコンバータの運転時は、２次電圧の２
倍程度に昇圧しており、また、起動時においても、直流
電圧はスイツチング素子の動作を待たずに整流素子を通
して２次電圧のピーク値まで充電される。 〔実施例〕 本発明の一実施例を第１図に示す。 主回路構成は、PWMコンバータ３の交流側に交流リア
クトル２を介して変圧器１が接続される。また、直流側
には、直流コンデンサ４と負荷５が並列に接続される。
変圧器１の１次側には、遮断器17が接続される。PWMコ
ンバータはスイツチング素子31〜34および整流素子35〜
38より構成される。 制御装置は、主な機能として、直流電圧制御機能と位
相制御機能をもつ。 電圧制御機能は、偏差を得るための加算器６、電圧調
節器７、そして、交流電流を制御するための加算器15お
よび電流調節器16から構成される。 位相制御機能は、変圧器１の２次電圧esと交流電流is
から、それらの位相差を検出する位相検出器10、位相の
偏差を得るための加算器11、および位相調節器12から構
成される。 その他、座標変換器13,パルス幅変調器14から成る。 直流電圧の目標値Ed＊と帰還値Edの偏差は、加算器６
から電圧調節器７に与えられる。電圧調節器７ではこの
偏差を演算し、交流電流の目標値Is＊を出力する。電圧
調節器７は、交流側から得る電力を調節することによつ
て、直流電圧を制御する。 電流調節器は、加算器15および電流調節器16が交流電
流を制御する。電流調節器16は、コンバータ入力電圧ec
の虚数成分Im［Ec］を出力する。 位相調節器12は、位相目標値φ＊と位相検出器10で検
出した帰還値φの偏差を加算器11から与えられ、これを
演算してコンバータ入力電圧ecの実数成分Re［Ec］を出
力する。 電流調節器16および位相調節器12から、直流座標で与
えられたコンバータ入力電圧ecは、座標変換器13によ
り、極座標に変換され、更にパルス幅変調器14で変調さ
れてコンバータ３を運転する。 交流電流は、過電流検出器18に入力され、過電流設定
レベル以上の電流を検出すると、ゲートオフ信号をパル
ス幅変調器14に、また、遮断器開指令を遮断器17に出力
する。 交流電流は、また、電流リミツタ19に入力される。電
流リミツタ19の電流検出設定レベルは、過電流検出器18
よりも低く設定される。従つて、電流が過大となりつつ
ある場合、電流リミツタ19が先に動作する。電流リミツ
タ19からゲートオフ信号が出力されると、フリツプフロ
ツプ20がゲートオフ信号を保持する。但し、PWMコンバ
ータの運転を続行するために遮断器17の開指令は出力し
ない。フリツプフロツプ20の出力は、パルス幅変調器14
からのタイミング信号により、リセツトされる。このタ
イミング信号は、パルス幅制御の一周期毎に出力されて
おり、電流リミツタ19によりゲートオフした次のパルス
幅制御の周期からPWMコンバータの運転を再開できる。 なお、スイツチング素子の短絡故障などにより、ゲー
トオフ信号を出力したにも関わらず電流が増加しつづけ
た場合には、従来の過電流検出器18により、遮断器17が
開かれるので、安全性を損なうことはない。 変圧器１が直流偏磁した場合の動作波形を第２図に示
す。epは主変圧器１の１次電圧、ipは１次電流、isは２
次電流、ecはPWMコンバータ入力電圧である。また、Ｒ
はフリツプフロツプ20のリセツト信号、Goffはフリツプ
プロツプ20の出力である。 いま、直流偏磁によつて１次電圧epが負の半周期から
正の半周期に変わるときに鉄心が飽和したとする。この
とき、１次電圧epに対応した磁束密度を得るために、１
次電圧ipには大きな励磁電流が流れる。鉄心が飽和する
と変圧器１の漏れインダクタンスが小さくなり、２次電
流isの変化率が増大する。そして、電流リミツタ19の設
定値I1に達するとゲートオフ信号Goffが出力され、スイ
ツチング素子31〜34をターンオフする。その結果、交流
リアクトル２に流れていた電流は整流素子35および38を
通り、直流コンデンサ４を充電する方向に流れる。その
ため、電流は急速に減衰し、過電流に至ることがない。
フリツプフロツプ20に保持されたゲートオフ信号Goff
は、パルス幅変調器14からのタイミング信号によりリセ
ツトされる。このリセツト信号は、パルス幅制御の周期
に同期して出力されるため、次回のパルスからは正常な
運転を再開できる。 第５図には変圧器１の１次電圧epが急上昇した場合の
各部の波形を示す。交流リアクトルの両端の電圧が急上
昇するため、交流電流isの変化率が大きくなり、変圧器
の直流偏磁の際と同様に過電流に至ることなく制御でき
る。 〔発明の効果〕 本発明によれば、変圧器の直流偏磁や、変圧器１次電
圧の急上昇などにより、電流の変化率が大となつたばあ
いでも、過電流に至ることなくPWMコンバータの運転を
継続することができる。
【図面の簡単な説明】
第１図は本発明の一実施例である鉄道車両用PWMコンバ
ータとその制御装置を表す図、第２図は変圧器が直流偏
磁を起した場合の各部の波形（本発明を適用）図、第３
図は従来方式の構成図、第４図は変圧器が直流偏磁を起
した場合の各部の波形（従来方式）図、第５図は変圧器
１次電圧が急上昇した場合の各部の波形（本発明）図で
ある。 14……パルス幅変調器、18……過電流検出器、 19……電流リミツタ、20……フリツプフロツプ。
ータとその制御装置を表す図、第２図は変圧器が直流偏
磁を起した場合の各部の波形（本発明を適用）図、第３
図は従来方式の構成図、第４図は変圧器が直流偏磁を起
した場合の各部の波形（従来方式）図、第５図は変圧器
１次電圧が急上昇した場合の各部の波形（本発明）図で
ある。 14……パルス幅変調器、18……過電流検出器、 19……電流リミツタ、20……フリツプフロツプ。
Claims (1)
- (57)【特許請求の範囲】 １．交流電源が遮断器を介して変圧器の１次側に接続さ
れ、該変圧器の２次側に、パルス幅変調（PWM）制御手
段からのPWM制御信号によりダイオードが逆並列接続さ
れたスイッチング素子を複数個動作させて、交流から直
流への変換及びその逆変換をおこなうパルス幅変調電力
変換器（PWMコンバータ）が接続され、該コンバータの
直流端子側には直流コンデンサ及び負荷がそれぞれ接続
され、該コンバータの交流電流の過電流を検出する手段
と、該過電流検出手段から出力される過電流検出信号に
より前記遮断器を開口すると共に前記コンバータの通電
中のスイッチング素子をターンオフさせる手段を備えた
PWMコンバータの制御装置において、 前記過電流検出手段（第１の過電流検出手段）の過電流
検出レベルより小さく設定された第２の過電流検出手段
と、該第２の過電流検出手段の出力に基づいて前記コン
バータの通電中のスイッチング素子をターンオフさせる
手段と、前記第２の過電流検出手段でスイッチング素子
を動作させることを前記PWM制御信号に基づきリセット
するリセット手段とを備えたことを特徴とするPWMコン
バータの制御装置。 ２．特許請求の範囲第１項において、前記第２の過電流
検出手段の出力による前記コンバータのスイッチング素
子のターンオフ状態を、前記PWM制御手段から出力され
る該素子のターンオフ信号の周期の間のみ保持させる手
段を備えたことを特徴とするPWMコンバータの制御装
置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62253691A JP2685454B2 (ja) | 1987-10-09 | 1987-10-09 | Ｐｗｍコンバータの制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62253691A JP2685454B2 (ja) | 1987-10-09 | 1987-10-09 | Ｐｗｍコンバータの制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0199480A JPH0199480A (ja) | 1989-04-18 |
| JP2685454B2 true JP2685454B2 (ja) | 1997-12-03 |
Family
ID=17254806
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62253691A Expired - Fee Related JP2685454B2 (ja) | 1987-10-09 | 1987-10-09 | Ｐｗｍコンバータの制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2685454B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009033800A (ja) * | 2007-07-24 | 2009-02-12 | Toyota Industries Corp | 双方向ｄｃ／ａｃインバータ |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5967877A (ja) * | 1982-10-08 | 1984-04-17 | Fuji Electric Co Ltd | インバ−タの電流制限方式 |
| JPS62135276A (ja) * | 1985-12-04 | 1987-06-18 | Yaskawa Electric Mfg Co Ltd | Ｐｗｍインバ−タの電流制限方法 |
-
1987
- 1987-10-09 JP JP62253691A patent/JP2685454B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0199480A (ja) | 1989-04-18 |
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