JPS631831B2 - - Google Patents
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- JPS631831B2 JPS631831B2 JP55110270A JP11027080A JPS631831B2 JP S631831 B2 JPS631831 B2 JP S631831B2 JP 55110270 A JP55110270 A JP 55110270A JP 11027080 A JP11027080 A JP 11027080A JP S631831 B2 JPS631831 B2 JP S631831B2
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- Japan
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- current
- power supply
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- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 12
- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 7
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 6
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 7
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 2
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 2
- 238000009499 grossing Methods 0.000 description 2
- 230000018199 S phase Effects 0.000 description 1
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 1
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- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 230000007935 neutral effect Effects 0.000 description 1
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- 230000001172 regenerating effect Effects 0.000 description 1
- 230000002441 reversible effect Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
- H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/12—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
- Rectifiers (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明はパルス幅変調式変換装置の保護方法に
関する。
関する。
電圧形パルス幅変調方式（以下、PWM方式）
と呼ばれるインバータ装置は、インバータの点弧
制御によつてその出力電圧を可変にでき、インバ
ータ自体電圧調整機能を有している。そのため、
インバータに直流を供給する変換器としては、出
力電圧可制御である必要はなく、ダイオード整流
器を用いることができる。第１図にその従来の装
置の主回路構成図を示す。１はダイオード整流
器、２，３は電流平滑用リアクトルおよびコンデ
ンサ、４は自己消弧素子であるゲートターンオフ
サイリスタ（以下、GTO）を用いたPWMイン
バータ、５は電動機である。
と呼ばれるインバータ装置は、インバータの点弧
制御によつてその出力電圧を可変にでき、インバ
ータ自体電圧調整機能を有している。そのため、
インバータに直流を供給する変換器としては、出
力電圧可制御である必要はなく、ダイオード整流
器を用いることができる。第１図にその従来の装
置の主回路構成図を示す。１はダイオード整流
器、２，３は電流平滑用リアクトルおよびコンデ
ンサ、４は自己消弧素子であるゲートターンオフ
サイリスタ（以下、GTO）を用いたPWMイン
バータ、５は電動機である。
しかしながら、この装置は、(1)回生運転が行え
ない。(2)電源力率はダイオード整流器のためほぼ
1.0に近いが、電源高調波はサイリスタ変換器に
比べてあまり低減されない。(3)電源整流リプルの
平滑用に大形のリアクトルとコンデンサが必要、
という不具合点を有している。(1)を解決できる方
式として、第２図に示すように電源側変換器に可
逆変換器６を用いる装置が知られているが、電源
力率は低下し電源高調波は増加するため、(2)は何
ら解決されない。(3)についても同様である。また
装置が複雑化するという問題が生じる。
ない。(2)電源力率はダイオード整流器のためほぼ
1.0に近いが、電源高調波はサイリスタ変換器に
比べてあまり低減されない。(3)電源整流リプルの
平滑用に大形のリアクトルとコンデンサが必要、
という不具合点を有している。(1)を解決できる方
式として、第２図に示すように電源側変換器に可
逆変換器６を用いる装置が知られているが、電源
力率は低下し電源高調波は増加するため、(2)は何
ら解決されない。(3)についても同様である。また
装置が複雑化するという問題が生じる。
これらを解決するには、後述するようなPWM
方式変換装置が有効である。しかしながら、原理
上、制御回路に万一の故障が発生すると直流出力
電圧がダイオード整流の場合の値を越えて過大と
なる可能性をもつている。
方式変換装置が有効である。しかしながら、原理
上、制御回路に万一の故障が発生すると直流出力
電圧がダイオード整流の場合の値を越えて過大と
なる可能性をもつている。
本発明の目的は、この問題を解決することにあ
り、出力電圧が過大となることを防止するための
保護方法を提供することにある。
り、出力電圧が過大となることを防止するための
保護方法を提供することにある。
本発明の特徴とするところは、自己消弧素子を
夫々逆接続して成るダイオードブリツジの、当該
自己消弧素子をPWM制御して、交流直流間の電
力変換を行うものにおいて、上記ブリツジの直流
出力電圧を検出し、この電圧が所定値を越えたと
き、上記自己消弧素子を強制的に非導通とするこ
とにより、PWM制御回路の故障等に起因する直
流出力の過大現象を防止するところにある。
夫々逆接続して成るダイオードブリツジの、当該
自己消弧素子をPWM制御して、交流直流間の電
力変換を行うものにおいて、上記ブリツジの直流
出力電圧を検出し、この電圧が所定値を越えたと
き、上記自己消弧素子を強制的に非導通とするこ
とにより、PWM制御回路の故障等に起因する直
流出力の過大現象を防止するところにある。
第３図に、本発明を適用したPWM方式変換装
置の構成図を示す。７はGTO素子を用いた電圧
形PWM方式変換器、８は変換器７の出力電圧平
滑用コンデンサ、９はPWMインバータなどの負
荷装置、１０はリアクトルで、GTO破壊時の電
源過電流抑制用あるいはGTO誤点弧時のコンデ
ンサ短絡電流抑制用のもので代用できる（後者の
場合はリアクトルは第４図のように接続される）。
１１は変換器７の直流出力電圧の指令信号を出力
する電圧指令回路、１２はコンデンサ８の電圧を
検出する電圧検出器、１３は電圧指令信号と電圧
検出信号を突き合わせ増巾する電圧偏差増巾器、
１４は変換器７に接続される交流電源の電圧を絶
縁して取り出すための変圧器で、交流電源の各相
電圧に同位相の信号および各相電圧に対して90度
位相が異なる信号の合計６信号を出力する。１５
は変換器７の交流入力電流（瞬時値）を検出する
電流検出器、１６は変換器７の交流入力電圧の基
本波分（瞬時値）の指令信号を出力する演算回路
である。１７は三角波の搬送波信号を発生する発
振器、１８は搬送波信号と演算回路１６の出力信
号を比較しパルス幅変調信号を出力する比較器、
１９は変換器７のGTOをオン・オフ制御するゲ
ート信号を出力するゲートアンプ、２０はコンデ
ンサ８の電圧が所定値以上のとき信号を発生する
過電圧検出器である。
置の構成図を示す。７はGTO素子を用いた電圧
形PWM方式変換器、８は変換器７の出力電圧平
滑用コンデンサ、９はPWMインバータなどの負
荷装置、１０はリアクトルで、GTO破壊時の電
源過電流抑制用あるいはGTO誤点弧時のコンデ
ンサ短絡電流抑制用のもので代用できる（後者の
場合はリアクトルは第４図のように接続される）。
１１は変換器７の直流出力電圧の指令信号を出力
する電圧指令回路、１２はコンデンサ８の電圧を
検出する電圧検出器、１３は電圧指令信号と電圧
検出信号を突き合わせ増巾する電圧偏差増巾器、
１４は変換器７に接続される交流電源の電圧を絶
縁して取り出すための変圧器で、交流電源の各相
電圧に同位相の信号および各相電圧に対して90度
位相が異なる信号の合計６信号を出力する。１５
は変換器７の交流入力電流（瞬時値）を検出する
電流検出器、１６は変換器７の交流入力電圧の基
本波分（瞬時値）の指令信号を出力する演算回路
である。１７は三角波の搬送波信号を発生する発
振器、１８は搬送波信号と演算回路１６の出力信
号を比較しパルス幅変調信号を出力する比較器、
１９は変換器７のGTOをオン・オフ制御するゲ
ート信号を出力するゲートアンプ、２０はコンデ
ンサ８の電圧が所定値以上のとき信号を発生する
過電圧検出器である。
次に、この装置の動作を説明する。まず変換器
７の動作から第５図を用いて説明する。図イは演
算回路１６の出力信号(1)と発振器１７の出力信号
(2)を示す。比較器１８において両信号の比較を行
い、その大小関係に応じて、図ロのようなパルス
幅が変調された信号（以下、PWM信号と称す
る）が得られる。変換器７のＲ相を構成する
GTO素子（SRP，SRN）にはこのPWM信号に応じ
ゲート信号が供給される。PWM信号が正である
場合はSRPがオン可能でSRNはオフとなるように、
逆に負である場合にはSRNがオン可能でSRPはオフ
となるようにゲート信号が加えられる。
７の動作から第５図を用いて説明する。図イは演
算回路１６の出力信号(1)と発振器１７の出力信号
(2)を示す。比較器１８において両信号の比較を行
い、その大小関係に応じて、図ロのようなパルス
幅が変調された信号（以下、PWM信号と称す
る）が得られる。変換器７のＲ相を構成する
GTO素子（SRP，SRN）にはこのPWM信号に応じ
ゲート信号が供給される。PWM信号が正である
場合はSRPがオン可能でSRNはオフとなるように、
逆に負である場合にはSRNがオン可能でSRPはオフ
となるようにゲート信号が加えられる。
この結果、変換器７の交流入力端（Ｒ相）の電
位は、直流回路の中性点電位（第３図に示すＯ点
の電位）を零とすると図ロのPWM信号と同様に
変化する。ところで、同波形には演算回路１６の
出力信号（図イの信号(1)）に同位相の基本波分が
図示破線のように含まれており、またその大きさ
は前記出力信号に比例する。そして他のＳ相、Ｔ
相についても同様の制御が行なわれるため、基本
波分についてみると変換器７の交流入力端子には
120度づつ位相の異なる電圧が発生することにな
る。
位は、直流回路の中性点電位（第３図に示すＯ点
の電位）を零とすると図ロのPWM信号と同様に
変化する。ところで、同波形には演算回路１６の
出力信号（図イの信号(1)）に同位相の基本波分が
図示破線のように含まれており、またその大きさ
は前記出力信号に比例する。そして他のＳ相、Ｔ
相についても同様の制御が行なわれるため、基本
波分についてみると変換器７の交流入力端子には
120度づつ位相の異なる電圧が発生することにな
る。
一方、第５図ハに示す正弦波は、交流電源電流
IR（Ｒ相）を示す。電流は変換器７の交流入力電
圧と同位相であつて、電源力率がほぼ1.0の状態
で、変換器７が順変換動作している場合を示して
いる。正確に電源力率が1.0となるためには、リ
アクトル１０の電圧降下があるために、電流は交
流入力電圧より進み位相でなければならないが、
簡単のため電流と交流入力電圧が同位相の場合を
図示してある。
IR（Ｒ相）を示す。電流は変換器７の交流入力電
圧と同位相であつて、電源力率がほぼ1.0の状態
で、変換器７が順変換動作している場合を示して
いる。正確に電源力率が1.0となるためには、リ
アクトル１０の電圧降下があるために、電流は交
流入力電圧より進み位相でなければならないが、
簡単のため電流と交流入力電圧が同位相の場合を
図示してある。
電源電流IRは正の半波についてはDRPまたはSRN
が、負の半波についてはSRPまたはDRNを通して直
流回路に流れるが、前述したようにSRP，SRNのオ
ン・オフが制御されるため、変換器７から直流回
路のＰ側に流入する直流電流Idは第５図ニに示す
ようになり、同様に直流回路のＮ側から変換器７
に流入する直流電流Idは図ホに示すようになる。
すなわち、平均的には直流回路のＰ側においてId
は変換器７からコンデンサ８に向い流れ、Ｎ側で
はコンデンサ８から変換器７に流れる。なおId
は、図ニまたはホに示すように脈動するが、実際
のIdはＲ〜Ｔの３相分を合わせたものとなるた
め、脈動量は１相分のみよりかなり減少する。
が、負の半波についてはSRPまたはDRNを通して直
流回路に流れるが、前述したようにSRP，SRNのオ
ン・オフが制御されるため、変換器７から直流回
路のＰ側に流入する直流電流Idは第５図ニに示す
ようになり、同様に直流回路のＮ側から変換器７
に流入する直流電流Idは図ホに示すようになる。
すなわち、平均的には直流回路のＰ側においてId
は変換器７からコンデンサ８に向い流れ、Ｎ側で
はコンデンサ８から変換器７に流れる。なおId
は、図ニまたはホに示すように脈動するが、実際
のIdはＲ〜Ｔの３相分を合わせたものとなるた
め、脈動量は１相分のみよりかなり減少する。
直流電流の大きさは、第５図から明らかなよう
に、電源電流（交流電源電圧に同相な成分）の大
きさに比例する。したがつて、電源電流の大きさ
を制御することにより直流電流の大きさを制御す
ることができるが、以下そのことについて述べ
る。
に、電源電流（交流電源電圧に同相な成分）の大
きさに比例する。したがつて、電源電流の大きさ
を制御することにより直流電流の大きさを制御す
ることができるが、以下そのことについて述べ
る。
第６図は、交流電源電圧Ep、変換器７の交流入
力電圧Etおよび電源電流Ｉの関係を示すベクトル
図である。図は＝０であり電源力率が1.0の場
合を示す。リアクトル１０によりEtはEpよりxIだ
け電圧降下するため、＝０の条件ではEtはＩの
大きさに応じて図示破線上を移動する。換言すれ
ばEtが破線上を移動するようEtの大きさと位相を
制御するならば、＝０を保ちつつ電流Ｉ（Epと
同相成分）の大きさおよび向きを制御することが
できる。
力電圧Etおよび電源電流Ｉの関係を示すベクトル
図である。図は＝０であり電源力率が1.0の場
合を示す。リアクトル１０によりEtはEpよりxIだ
け電圧降下するため、＝０の条件ではEtはＩの
大きさに応じて図示破線上を移動する。換言すれ
ばEtが破線上を移動するようEtの大きさと位相を
制御するならば、＝０を保ちつつ電流Ｉ（Epと
同相成分）の大きさおよび向きを制御することが
できる。
Etは前述したように演算回路１６の出力信号に
応じて制御されるが、次にその動作を説明する。
電圧偏差増巾器１３において、前述したように直
流電圧指令と電圧検出信号が突き合わされ、その
偏差に比例した信号が取り出される。演算回路１
６においては、変圧器１４の信号を基準として、
それぞれ所定の振幅をもつ電源電圧に同相な信号
（正弦波信号）ならびにこれと90度位相差をもつ
信号を作り、それらを加算することによりEtの指
令信号を作り出す。ここで前者の信号は定常時で
はEpに比例した一定値に、また後者の信号は定常
時では増巾器１３の出力信号に比例するよう振幅
および極性が変化する。この関係はちようど第６
図のベクトル図と相似な関係にある。
応じて制御されるが、次にその動作を説明する。
電圧偏差増巾器１３において、前述したように直
流電圧指令と電圧検出信号が突き合わされ、その
偏差に比例した信号が取り出される。演算回路１
６においては、変圧器１４の信号を基準として、
それぞれ所定の振幅をもつ電源電圧に同相な信号
（正弦波信号）ならびにこれと90度位相差をもつ
信号を作り、それらを加算することによりEtの指
令信号を作り出す。ここで前者の信号は定常時で
はEpに比例した一定値に、また後者の信号は定常
時では増巾器１３の出力信号に比例するよう振幅
および極性が変化する。この関係はちようど第６
図のベクトル図と相似な関係にある。
以上のようにEtは制御されるため、電源電流は
増巾器１３の出力信号に比例するように、また直
流電流も同様に制御される。またこのとき、増巾
器１３の働きにより、直流電圧が不足の場合は直
流出力電流が増加し、逆の場合は電流が減少する
ように制御されるので、直流電圧を指令値に保つ
ことができる。
増巾器１３の出力信号に比例するように、また直
流電流も同様に制御される。またこのとき、増巾
器１３の働きにより、直流電圧が不足の場合は直
流出力電流が増加し、逆の場合は電流が減少する
ように制御されるので、直流電圧を指令値に保つ
ことができる。
以上のように平常時は動作するが、制御回路な
どに故障が万一発生した場合、この変換器の動作
原理上から直流出力電圧が異常に高くなる可能性
がある。これは次の理由による。前述したように
電源電流はEpとEtの差電圧に応じて流れ、また直
流出力電流はその差電圧のEpに直角な成分に比例
して流れる。直流電流の増加によつて直流電圧が
上昇した場合、Etは上昇するが、EpとEtの差が小
さくなり電流が零となる、いわゆる平衡に向うこ
とはない。そのことを第７図で説明する。図にお
いて、初めEtはEt1に、ＩはI1であつたとする。
このとき直流出力電流が負荷装置９が要求する電
流より大きく、そのためコンデンサ８のチヤージ
アツプが進み直流電圧が上昇したとすると、特に
制御回路の動作に変化がない限りEtはEt2のよう
に上昇する。するとEpとEtの差はxI1からxI2とさ
らに大きくなり、これに比例してI1からI2へと上
昇する。このときＩのEpに同相な成分も増加する
ことから直流電流は増し、直流電圧はさらに上昇
することになる。このようにしてＩおよび直流電
圧は加速度的に上昇する。第１図で示したような
ダイオード整流器では、直流電圧はおよび1.35√
３Epより上昇することはないが、これと大きく相
異している。
どに故障が万一発生した場合、この変換器の動作
原理上から直流出力電圧が異常に高くなる可能性
がある。これは次の理由による。前述したように
電源電流はEpとEtの差電圧に応じて流れ、また直
流出力電流はその差電圧のEpに直角な成分に比例
して流れる。直流電流の増加によつて直流電圧が
上昇した場合、Etは上昇するが、EpとEtの差が小
さくなり電流が零となる、いわゆる平衡に向うこ
とはない。そのことを第７図で説明する。図にお
いて、初めEtはEt1に、ＩはI1であつたとする。
このとき直流出力電流が負荷装置９が要求する電
流より大きく、そのためコンデンサ８のチヤージ
アツプが進み直流電圧が上昇したとすると、特に
制御回路の動作に変化がない限りEtはEt2のよう
に上昇する。するとEpとEtの差はxI1からxI2とさ
らに大きくなり、これに比例してI1からI2へと上
昇する。このときＩのEpに同相な成分も増加する
ことから直流電流は増し、直流電圧はさらに上昇
することになる。このようにしてＩおよび直流電
圧は加速度的に上昇する。第１図で示したような
ダイオード整流器では、直流電圧はおよび1.35√
３Epより上昇することはないが、これと大きく相
異している。
上述したようにPWM方式変換器では故障時に
直流電圧が過大になる可能性があるが、次に述べ
るような本発明の方法により過電圧を未然に防止
することができる。以下それについて説明する。
直流電圧が所定値以上となる場合においては、過
電圧検出器２０から信号が発せられる。するとゲ
ートアンプ１９からはそれに応じて変換器７の
GTOがすべてオフするように、ターンオフのた
めのゲート信号が供給される。その結果、変換器
７はダイオード整流器と等価となり、それ以後の
コンデンサ８の過充電は阻止される。すなわち過
電圧は防止される。なお、過電圧検出器の出力信
号をフリツプ・フロツプ回路などで保持してお
き、その間に変換器７の交流入力側の遮断器を開
放するなどして最終的な保護を行なう。
直流電圧が過大になる可能性があるが、次に述べ
るような本発明の方法により過電圧を未然に防止
することができる。以下それについて説明する。
直流電圧が所定値以上となる場合においては、過
電圧検出器２０から信号が発せられる。するとゲ
ートアンプ１９からはそれに応じて変換器７の
GTOがすべてオフするように、ターンオフのた
めのゲート信号が供給される。その結果、変換器
７はダイオード整流器と等価となり、それ以後の
コンデンサ８の過充電は阻止される。すなわち過
電圧は防止される。なお、過電圧検出器の出力信
号をフリツプ・フロツプ回路などで保持してお
き、その間に変換器７の交流入力側の遮断器を開
放するなどして最終的な保護を行なう。
したがつて本発明によれば、PWM方式変換装
置の直流出力電圧の過電圧を未然に防止すること
ができる。
置の直流出力電圧の過電圧を未然に防止すること
ができる。
なお前記実施例では、変換器７にGTOを用い
た例を示したが、トランジスタあるいは一般のサ
イリスタを用いる場合でも本発明を適用でき同様
の効果が得られる。
た例を示したが、トランジスタあるいは一般のサ
イリスタを用いる場合でも本発明を適用でき同様
の効果が得られる。
第１，２図は従来の電動機制御用変換装置の回
路構成図、第３，４図は本発明を適用したPWM
方式変換装置の一実施例回路構成図、第５，６図
は第３図に示す変換装置の動作を説明するための
図、第７図は直流電流と電圧の関係を示した図で
ある。 １……ダイオード整流器、２……リアクトル、
３……コンデンサ、４……PWMインバータ、５
……電動機、６……可変変換器。
路構成図、第３，４図は本発明を適用したPWM
方式変換装置の一実施例回路構成図、第５，６図
は第３図に示す変換装置の動作を説明するための
図、第７図は直流電流と電圧の関係を示した図で
ある。 １……ダイオード整流器、２……リアクトル、
３……コンデンサ、４……PWMインバータ、５
……電動機、６……可変変換器。
Claims (1)
- １ 各ダイオードと逆並列に夫々自己消弧素子を
接続して成るダイオードブリツジと、該ブリツジ
の交流側にリアクタンス性分を介して接続される
交流電源と、上記ブリツジの直流側に接続された
コンデンサとを備え、上記自己消弧素子をパルス
幅変調制御して、交流直流間の電力変換を行なう
ものにおいて、上記ブリツジの直流出力電圧を検
出し、該電圧が所定値を越えたとき、上記自己消
弧素子を非導通とすることを特徴とする変換装置
の保護方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11027080A JPS5736580A (en) | 1980-08-13 | 1980-08-13 | Protecting method for converter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11027080A JPS5736580A (en) | 1980-08-13 | 1980-08-13 | Protecting method for converter |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5736580A JPS5736580A (en) | 1982-02-27 |
| JPS631831B2 true JPS631831B2 (ja) | 1988-01-14 |
Family
ID=14531421
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11027080A Granted JPS5736580A (en) | 1980-08-13 | 1980-08-13 | Protecting method for converter |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5736580A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR101212512B1 (ko) * | 2002-08-21 | 2012-12-26 | 더 유니버시티 오브 브리티쉬 콜롬비아 | 암-관련 단백질을 표적으로 하는 알엔에이아이 프로브 |
Families Citing this family (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6046773A (ja) * | 1983-08-22 | 1985-03-13 | Toshiba Corp | 電力変換装置 |
| JPS6046775A (ja) * | 1983-08-24 | 1985-03-13 | Toshiba Corp | 電力変換装置 |
| JPS60109770A (ja) * | 1983-11-18 | 1985-06-15 | Hitachi Ltd | 電力変換装置 |
| JPH0767280B2 (ja) * | 1985-10-21 | 1995-07-19 | 株式会社東芝 | 電力変換装置 |
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Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5736580A (en) | 1982-02-27 |
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