JPH05344736A - 電力回生制御装置 - Google Patents
電力回生制御装置Info
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- JPH05344736A JPH05344736A JP15027692A JP15027692A JPH05344736A JP H05344736 A JPH05344736 A JP H05344736A JP 15027692 A JP15027692 A JP 15027692A JP 15027692 A JP15027692 A JP 15027692A JP H05344736 A JPH05344736 A JP H05344736A
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
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- H02M5/40—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc
- H02M5/42—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters
- H02M5/44—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac
- H02M5/453—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M5/458—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M5/4585—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having a rectifier with controlled elements
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02H—EMERGENCY PROTECTIVE CIRCUIT ARRANGEMENTS
- H02H7/00—Emergency protective circuit arrangements specially adapted for specific types of electric machines or apparatus or for sectionalised protection of cable or line systems, and effecting automatic switching in the event of an undesired change from normal working conditions
- H02H7/10—Emergency protective circuit arrangements specially adapted for specific types of electric machines or apparatus or for sectionalised protection of cable or line systems, and effecting automatic switching in the event of an undesired change from normal working conditions for converters; for rectifiers
- H02H7/12—Emergency protective circuit arrangements specially adapted for specific types of electric machines or apparatus or for sectionalised protection of cable or line systems, and effecting automatic switching in the event of an undesired change from normal working conditions for converters; for rectifiers for static converters or rectifiers
- H02H7/1216—Emergency protective circuit arrangements specially adapted for specific types of electric machines or apparatus or for sectionalised protection of cable or line systems, and effecting automatic switching in the event of an undesired change from normal working conditions for converters; for rectifiers for static converters or rectifiers for AC-AC converters
-
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P23/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by a control method other than vector control
- H02P23/06—Controlling the motor in four quadrants
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Rectifiers (AREA)
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 電力回生時に負荷変動や交流電源の瞬停が発
生しても、電力変換装置と交流電源との接続点の電位変
動を小さく抑制する。 【構成】 整流ダイオードD1〜D6を逆並列接続され
たトランジスタ素子T1〜T6をブリッジ接続したコン
バータ部51と、平滑コンデンサ53とを持つインバー
タ5において、CT4により回生電流を監視し、これを
基準値と比較する比較器10Aにより、回生電流が基準
値を越えたことが検出されたときは、アンドゲート12
Aおよびベース駆動回路13Aを介して正極側トランジ
スタ素子T1〜T3をオフとすることにより、電力変換
装置と交流電源との接続点の電位変動が大きくならない
ようにする。
生しても、電力変換装置と交流電源との接続点の電位変
動を小さく抑制する。 【構成】 整流ダイオードD1〜D6を逆並列接続され
たトランジスタ素子T1〜T6をブリッジ接続したコン
バータ部51と、平滑コンデンサ53とを持つインバー
タ5において、CT4により回生電流を監視し、これを
基準値と比較する比較器10Aにより、回生電流が基準
値を越えたことが検出されたときは、アンドゲート12
Aおよびベース駆動回路13Aを介して正極側トランジ
スタ素子T1〜T3をオフとすることにより、電力変換
装置と交流電源との接続点の電位変動が大きくならない
ようにする。
Description
【0001】
【産業上の利用分野】この発明は、自己消弧可能な半導
体スイッチング素子とこれに逆並列接続されたダイオー
ドとからなるアームをブリッジ接続し、電力の交流電源
への回生を可能にした電力回生制御装置に関する。
体スイッチング素子とこれに逆並列接続されたダイオー
ドとからなるアームをブリッジ接続し、電力の交流電源
への回生を可能にした電力回生制御装置に関する。
【0002】
【従来の技術】図6は電力回生機能を持った電圧形3相
インバータ装置の従来例を示すブロック図である。同図
において、1は3相交流電源、2は交流電源1の内部イ
ンダクタンス、3は交流リアクトル、4は変流器(C
T)、5はコンバータ部51,インバータ部52および
平滑コンデンサ53などからなるインバータ装置(単
に、インバータまたは電力変換装置ともいう)、6は誘
導電動機(IM:以下、単にモータともいう)、7は電
源電圧検出器、8は点弧信号発生器、9は設定器、10
は比較器、11はラッチ回路、12はアンドゲート、1
3はベース駆動回路である。コンバータ部51は自己消
弧可能な半導体スイッチング素子としてのトランジスタ
T1〜T6に対し、整流素子としてのダイオードD1〜
D6を逆並列接続したものをブリッジ接続して構成され
る。なお、インバータ部52も同様に構成される。
インバータ装置の従来例を示すブロック図である。同図
において、1は3相交流電源、2は交流電源1の内部イ
ンダクタンス、3は交流リアクトル、4は変流器(C
T)、5はコンバータ部51,インバータ部52および
平滑コンデンサ53などからなるインバータ装置(単
に、インバータまたは電力変換装置ともいう)、6は誘
導電動機(IM:以下、単にモータともいう)、7は電
源電圧検出器、8は点弧信号発生器、9は設定器、10
は比較器、11はラッチ回路、12はアンドゲート、1
3はベース駆動回路である。コンバータ部51は自己消
弧可能な半導体スイッチング素子としてのトランジスタ
T1〜T6に対し、整流素子としてのダイオードD1〜
D6を逆並列接続したものをブリッジ接続して構成され
る。なお、インバータ部52も同様に構成される。
【0003】このような構成において、まず交流電源1
から負荷側(インバータ部52)へ電力を供給する場合
は、電源1からの交流はコンバータ部51のダイオード
ブリッジによって全波整流され、平滑コンデンサ53に
直流電力として蓄えられる。この電力はインバータ部5
2において任意の3相交流に変換され、モータ6に供給
される。一方、負荷であるモータ6からの電力を電源1
側に回生する場合は、インバータ部52を経て平滑コン
デンサ53に充電されたモータ6からの電力は、コンバ
ータ部51のトランジスタT1〜T6を介して電源1側
に回生される。このときのコンバータ部51のトランジ
スタT1〜T6の点弧順序について、図7を参照して説
明する。
から負荷側(インバータ部52)へ電力を供給する場合
は、電源1からの交流はコンバータ部51のダイオード
ブリッジによって全波整流され、平滑コンデンサ53に
直流電力として蓄えられる。この電力はインバータ部5
2において任意の3相交流に変換され、モータ6に供給
される。一方、負荷であるモータ6からの電力を電源1
側に回生する場合は、インバータ部52を経て平滑コン
デンサ53に充電されたモータ6からの電力は、コンバ
ータ部51のトランジスタT1〜T6を介して電源1側
に回生される。このときのコンバータ部51のトランジ
スタT1〜T6の点弧順序について、図7を参照して説
明する。
【0004】図7(イ)は3相交流電源R,S,Tの相
電圧VR ,VS ,VT を示し、同(ロ)〜(ト)はトラ
ンジスタT1〜T6の点弧タイミング(点弧信号)、同
(チ)は区間をそれぞれ示している。すなわち、 区間 R−S相に回生を行なう(トランジスタT
1,T5を点弧)。 区間 R−T相に回生を行なう(トランジスタT
1,T6を点弧)。 区間 S−T相に回生を行なう(トランジスタT
2,T6を点弧)。 区間 S−R相に回生を行なう(トランジスタT
2,T4を点弧)。 区間 T−R相に回生を行なう(トランジスタT
3,T4を点弧)。 区間 T−S相に回生を行なう(トランジスタT
3,T5を点弧)。 となり、電源相電圧の最も高い相間にインバータ部52
からの電力を回生させる動作を行なう。
電圧VR ,VS ,VT を示し、同(ロ)〜(ト)はトラ
ンジスタT1〜T6の点弧タイミング(点弧信号)、同
(チ)は区間をそれぞれ示している。すなわち、 区間 R−S相に回生を行なう(トランジスタT
1,T5を点弧)。 区間 R−T相に回生を行なう(トランジスタT
1,T6を点弧)。 区間 S−T相に回生を行なう(トランジスタT
2,T6を点弧)。 区間 S−R相に回生を行なう(トランジスタT
2,T4を点弧)。 区間 T−R相に回生を行なう(トランジスタT
3,T4を点弧)。 区間 T−S相に回生を行なう(トランジスタT
3,T5を点弧)。 となり、電源相電圧の最も高い相間にインバータ部52
からの電力を回生させる動作を行なう。
【0005】電源電圧検出器7は電源相電圧の位相を検
出し、点弧信号発生器8はこの出力にもとづき各トラン
ジスタT1〜T6に分配すべき点弧信号を発生するの
で、ベース駆動回路13ではこの点弧信号を増幅して各
トランジスタT1〜T6を駆動する。このとき、トラン
ジスタT1〜T6は電力を電源側へ回生するときだけ駆
動するようにしても良く、常時駆動するようにしても良
い。なお、回生時のみ駆動する場合は、平滑コンデンサ
53の電圧を検出して回生が必要な場合か否かを判断す
ることが別途必要となる。また、交流リアクトル3は交
流電源1とインバータ5との協調を図るために設けら
れ、交流電源1に流れる高調波成分を低減するととも
に、コンバータ部51のダイオードおよびトランジスタ
の電流責務を軽減する。
出し、点弧信号発生器8はこの出力にもとづき各トラン
ジスタT1〜T6に分配すべき点弧信号を発生するの
で、ベース駆動回路13ではこの点弧信号を増幅して各
トランジスタT1〜T6を駆動する。このとき、トラン
ジスタT1〜T6は電力を電源側へ回生するときだけ駆
動するようにしても良く、常時駆動するようにしても良
い。なお、回生時のみ駆動する場合は、平滑コンデンサ
53の電圧を検出して回生が必要な場合か否かを判断す
ることが別途必要となる。また、交流リアクトル3は交
流電源1とインバータ5との協調を図るために設けら
れ、交流電源1に流れる高調波成分を低減するととも
に、コンバータ部51のダイオードおよびトランジスタ
の電流責務を軽減する。
【0006】ところで、上記のような装置では、回生電
力が何らかの原因によって急増したり、あるいは交流電
源1が何らかの原因により瞬間的に停電(単に、瞬停と
もいう)すると、トランジスタT1〜T6のコレクタ電
流が急増し(過電流状態)、これらが破壊するおそれが
ある。そこで、従来は交流電源側に変流器(CT)4を
設けて電源電流(回生電流)を監視し、設定器9に設定
されている電流レベルを越えて回生電流が流れたら、一
定のヒステリシス幅を持った比較器10の出力を高レベ
ルから低レベルに反転させ、アンドゲート12を閉じる
ことにより点弧信号発生器8からの点弧信号を阻止し、
トランジスタT1〜T6をオフ(遮断)して回生動作を
停止させ、トランジスタの破壊を防止するようにしてい
る。このとき、比較器10の出力は、ラッチ回路11に
一時的に保持される。
力が何らかの原因によって急増したり、あるいは交流電
源1が何らかの原因により瞬間的に停電(単に、瞬停と
もいう)すると、トランジスタT1〜T6のコレクタ電
流が急増し(過電流状態)、これらが破壊するおそれが
ある。そこで、従来は交流電源側に変流器(CT)4を
設けて電源電流(回生電流)を監視し、設定器9に設定
されている電流レベルを越えて回生電流が流れたら、一
定のヒステリシス幅を持った比較器10の出力を高レベ
ルから低レベルに反転させ、アンドゲート12を閉じる
ことにより点弧信号発生器8からの点弧信号を阻止し、
トランジスタT1〜T6をオフ(遮断)して回生動作を
停止させ、トランジスタの破壊を防止するようにしてい
る。このとき、比較器10の出力は、ラッチ回路11に
一時的に保持される。
【0007】回生電流の転流動作につき図8,図9を参
照して説明する。ここで、R相電圧が最も高く、S相電
圧が一番低い状態(図7の区間参照)にあるとする。
すなわち、トランジスタT1,T5がオンで、その他の
トランジスタはオフである。この場合の通常の回生電流
が流れる経路は図8に実線R1で示すように、直流電源
としてのコンデンサ53→トランジスタT1→交流リア
クトル3→交流電源1→交流リアクトル3→トランジス
タT5→コンデンサ53となる。ここで、何らかの原因
により過電流状態になったとすると、CT4の出力信号
が電流に比例して大きくなり、比較器10が高レベルか
ら低レベルに反転することから、過電流状態が検出され
る。この過電流を抑制すべく全てのトランジスタT1〜
T6に遮断信号が与えられると、交流リアクトル3の電
流は図9に点線R2で示すように、ダイオードD4→交
流リアクトル3→交流電源1→交流リアクトル3→ダイ
オードD2に転流し、逆に直流電源としてのコンデンサ
53を充電する動作となる。
照して説明する。ここで、R相電圧が最も高く、S相電
圧が一番低い状態(図7の区間参照)にあるとする。
すなわち、トランジスタT1,T5がオンで、その他の
トランジスタはオフである。この場合の通常の回生電流
が流れる経路は図8に実線R1で示すように、直流電源
としてのコンデンサ53→トランジスタT1→交流リア
クトル3→交流電源1→交流リアクトル3→トランジス
タT5→コンデンサ53となる。ここで、何らかの原因
により過電流状態になったとすると、CT4の出力信号
が電流に比例して大きくなり、比較器10が高レベルか
ら低レベルに反転することから、過電流状態が検出され
る。この過電流を抑制すべく全てのトランジスタT1〜
T6に遮断信号が与えられると、交流リアクトル3の電
流は図9に点線R2で示すように、ダイオードD4→交
流リアクトル3→交流電源1→交流リアクトル3→ダイ
オードD2に転流し、逆に直流電源としてのコンデンサ
53を充電する動作となる。
【0008】
【発明が解決しようとする課題】すなわち、コンバータ
部51の入力点A,B間の電圧VABは、VAB≒Edでな
ければならないが、ダイオードD4,D2が導通してい
るため、直流電源としてのコンデンサ53の端子電圧が
そのままA,B点に現れ、VAB≒−Edと、逆転してし
まう。このため、交流電源とインバータとの接続点C,
D間の電圧VCDも大幅に減少するという問題がある。こ
のC,D点は他機器との接続点でもあるため、このよう
な電源変動は小さくしなければならない。つまり、C,
D点の電位VCDは交流リアクトル3と電源内部インダク
タンス2との分圧比で決定されるため、容量比によって
はVCD<0となる場合が発生する。このため、電源変動
を小さくすべく交流リアクトル3の容量を大きく選定し
なければならず、大型化およびコスト高になるというわ
けである。したがって、この発明の課題は負荷変動や瞬
停が発生しても、インバータと交流電源との接続点の電
位変動を小さくすることにある。
部51の入力点A,B間の電圧VABは、VAB≒Edでな
ければならないが、ダイオードD4,D2が導通してい
るため、直流電源としてのコンデンサ53の端子電圧が
そのままA,B点に現れ、VAB≒−Edと、逆転してし
まう。このため、交流電源とインバータとの接続点C,
D間の電圧VCDも大幅に減少するという問題がある。こ
のC,D点は他機器との接続点でもあるため、このよう
な電源変動は小さくしなければならない。つまり、C,
D点の電位VCDは交流リアクトル3と電源内部インダク
タンス2との分圧比で決定されるため、容量比によって
はVCD<0となる場合が発生する。このため、電源変動
を小さくすべく交流リアクトル3の容量を大きく選定し
なければならず、大型化およびコスト高になるというわ
けである。したがって、この発明の課題は負荷変動や瞬
停が発生しても、インバータと交流電源との接続点の電
位変動を小さくすることにある。
【0009】
【課題を解決するための手段】このような課題を解決す
るため、この発明では、整流ダイオードを逆並列接続さ
れた自己消弧形半導体素子をブリッジ接続してなるコン
バータ部と、直流電源部とを備えた電力変換装置に対
し、前記コンバータ部から交流電源への回生電流を検出
する電流検出手段と、この電流検出手段からの出力信号
を基準値と比較する比較手段と、この比較手段の出力に
応じて前記コンバータ部の上側または下側アーム素子の
いずれかに対し一定時間の動作停止信号を出力する信号
発生手段とを設け、前記回生電流が基準値を越えたとき
は上側または下側アーム素子の動作を一時停止させるこ
とを特徴としている。なお、この発明においては、前記
比較手段にヒステリシスを持たせ、前記上側または下側
アーム素子に対する一定の動作停止時間をそのヒステリ
シスによって決定することができる。同様に、前記比較
手段の出力側にタイマを設け、前記上側または下側アー
ム素子に対する一定の動作停止時間をこのタイマによっ
て決定することができる。
るため、この発明では、整流ダイオードを逆並列接続さ
れた自己消弧形半導体素子をブリッジ接続してなるコン
バータ部と、直流電源部とを備えた電力変換装置に対
し、前記コンバータ部から交流電源への回生電流を検出
する電流検出手段と、この電流検出手段からの出力信号
を基準値と比較する比較手段と、この比較手段の出力に
応じて前記コンバータ部の上側または下側アーム素子の
いずれかに対し一定時間の動作停止信号を出力する信号
発生手段とを設け、前記回生電流が基準値を越えたとき
は上側または下側アーム素子の動作を一時停止させるこ
とを特徴としている。なお、この発明においては、前記
比較手段にヒステリシスを持たせ、前記上側または下側
アーム素子に対する一定の動作停止時間をそのヒステリ
シスによって決定することができる。同様に、前記比較
手段の出力側にタイマを設け、前記上側または下側アー
ム素子に対する一定の動作停止時間をこのタイマによっ
て決定することができる。
【0010】
【作用】負荷からの回生電流を監視し、それが所定のレ
ベルを越えたら正極側または負極側自己消弧形半導体素
子を一定時間だけオフすることにより、負荷からの回生
電力の増大や瞬停が発生しても、インバータと交流電源
との接続点の電位変動が大きくならないようにする。
ベルを越えたら正極側または負極側自己消弧形半導体素
子を一定時間だけオフすることにより、負荷からの回生
電力の増大や瞬停が発生しても、インバータと交流電源
との接続点の電位変動が大きくならないようにする。
【0011】
【実施例】図1はこの発明の実施例を示すブロック図で
ある。同図において、9A,9Bは設定器、10A,1
0Bは比較器、11はラッチ回路、12A,12Bはア
ンドゲート、13A,13Bはベース駆動回路である。
これは、図6に示す従来例において、ベース駆動回路を
正極側トランジスタ駆動用13Aと負極側トランジスタ
駆動用13Bとに分割し、ベース駆動回路13Bは従来
と同様にしてその遮断制御を行なう一方、ベース駆動回
路13Aについては、電源電流を設定器9Aに設定され
る設定値と比較して停止制御を行なうようにしたもの
で、その他の点は図6と同様なので、以下ではその相違
点について主として説明する。
ある。同図において、9A,9Bは設定器、10A,1
0Bは比較器、11はラッチ回路、12A,12Bはア
ンドゲート、13A,13Bはベース駆動回路である。
これは、図6に示す従来例において、ベース駆動回路を
正極側トランジスタ駆動用13Aと負極側トランジスタ
駆動用13Bとに分割し、ベース駆動回路13Bは従来
と同様にしてその遮断制御を行なう一方、ベース駆動回
路13Aについては、電源電流を設定器9Aに設定され
る設定値と比較して停止制御を行なうようにしたもの
で、その他の点は図6と同様なので、以下ではその相違
点について主として説明する。
【0012】いま、電力回生時に何らかの原因によって
回生電力が急増したり、あるいは交流電源に瞬停が生じ
ると、回生電流が急増する。そこで、CT4によってこ
の電流を監視し、比較器10AにおいてCT4からの出
力を設定器9Aにて設定される設定値と比較し、前者
(回生電流)の方が大きくなると比較器10Aの出力は
高レベルから低レベルに反転する。この反転信号は過電
流発生信号として、アンドゲート12Aにおいて電源電
圧検出器7から点弧信号発生器8を経てトランジスタT
1〜T6に分配される点弧信号と論理積がとられた後、
ベース駆動回路13Aに与えられて正極側トランジスタ
T1〜T3に対する遮断信号となる。
回生電力が急増したり、あるいは交流電源に瞬停が生じ
ると、回生電流が急増する。そこで、CT4によってこ
の電流を監視し、比較器10AにおいてCT4からの出
力を設定器9Aにて設定される設定値と比較し、前者
(回生電流)の方が大きくなると比較器10Aの出力は
高レベルから低レベルに反転する。この反転信号は過電
流発生信号として、アンドゲート12Aにおいて電源電
圧検出器7から点弧信号発生器8を経てトランジスタT
1〜T6に分配される点弧信号と論理積がとられた後、
ベース駆動回路13Aに与えられて正極側トランジスタ
T1〜T3に対する遮断信号となる。
【0013】以上の動作について、図9と同様の条件、
つまりR相電圧が最も高くS相電圧が一番低い状態で、
回生電力の急増または交流電源の瞬停が生じた場合を考
えると、この場合の回生電流は図2に点線R3で示すよ
うに、 交流リアクトル3→交流電源1→交流リアクトル3→ト
ランジスタT5→ダイオードD4 の如き経路で転流する。すなわち、従来は全トランジス
タを遮断(オフ)するようにしているため、A,B点間
の電位VABは、VAB≒−Edとなっていたが、この実施
例の場合はVAB≒0となり、交流リアクトル3と電源の
内部インダクタンス2との分圧により決定されるV
CDを、VCD>0とすることができ、その結果、電源変動
を小さくすることが可能となる。
つまりR相電圧が最も高くS相電圧が一番低い状態で、
回生電力の急増または交流電源の瞬停が生じた場合を考
えると、この場合の回生電流は図2に点線R3で示すよ
うに、 交流リアクトル3→交流電源1→交流リアクトル3→ト
ランジスタT5→ダイオードD4 の如き経路で転流する。すなわち、従来は全トランジス
タを遮断(オフ)するようにしているため、A,B点間
の電位VABは、VAB≒−Edとなっていたが、この実施
例の場合はVAB≒0となり、交流リアクトル3と電源の
内部インダクタンス2との分圧により決定されるV
CDを、VCD>0とすることができ、その結果、電源変動
を小さくすることが可能となる。
【0014】以上の動作を波形図で示すのが図3であ
る。同図(イ)は電源相(R相)電流と比較レベルとの
関係、(ロ)は比較器10Aの出力波形、(ハ)はトラ
ンジスタに対する点弧信号波形、(ニ)は点弧信号発生
器8の出力をそれぞれ示している。すなわち、CT4に
て検出される電源相電流(CT4の出力)が比較器10
Aの反転レベルL1以上になると、比較器10Aの出力
は同図(ロ)のように高レベルから低レベルに反転す
る。この低レベルの信号はアンドゲート12Aにおい
て、同図(ニ)に示す如き点弧信号発生器8からの点弧
信号と論理積がとられ、その結果、同図(ハ)の如き信
号がベース駆動回路13Aを介して正極側トランジスタ
T1〜T3に与えられ、この場合は正極側トランジスタ
T1が遮断されることになる。
る。同図(イ)は電源相(R相)電流と比較レベルとの
関係、(ロ)は比較器10Aの出力波形、(ハ)はトラ
ンジスタに対する点弧信号波形、(ニ)は点弧信号発生
器8の出力をそれぞれ示している。すなわち、CT4に
て検出される電源相電流(CT4の出力)が比較器10
Aの反転レベルL1以上になると、比較器10Aの出力
は同図(ロ)のように高レベルから低レベルに反転す
る。この低レベルの信号はアンドゲート12Aにおい
て、同図(ニ)に示す如き点弧信号発生器8からの点弧
信号と論理積がとられ、その結果、同図(ハ)の如き信
号がベース駆動回路13Aを介して正極側トランジスタ
T1〜T3に与えられ、この場合は正極側トランジスタ
T1が遮断されることになる。
【0015】その後、回生電流が同図(イ)のように比
較器10Aの復帰レベルL2まで減衰すると、比較器1
0Aは同図(ロ)のように再び高レベルとなり、トラン
ジスタT1は同図(ハ)のように再びスイッチング動作
を開始する。このように、回生電流を同図(イ)のよう
に一定の範囲内に抑制しつつ回生動作が続行されるた
め、直流電源電圧が上昇することもない。このとき、比
較器10Aは反転レベルと復帰レベルのヒステリシスを
持つ比較器が用いられることになる。こうして過電流が
抑制され、電源接続点C,D点の電位変動も最小限に抑
えられるが、過電流状態がさらに進んだ場合は従来と同
様に、設定器9Bおよび比較器10Bによってこのこと
を検出し、その出力を高レベルから低レベルに反転させ
る。この信号はラッチ回路11にラッチされ、アンドゲ
ート12A,12Bを遮断するため、トランジスタT1
〜T6の全てが消弧され、その破壊が防止される。した
がって、比較器10Bの比較基準電圧は、比較器10A
のそれよりも高く設定されていることになる。
較器10Aの復帰レベルL2まで減衰すると、比較器1
0Aは同図(ロ)のように再び高レベルとなり、トラン
ジスタT1は同図(ハ)のように再びスイッチング動作
を開始する。このように、回生電流を同図(イ)のよう
に一定の範囲内に抑制しつつ回生動作が続行されるた
め、直流電源電圧が上昇することもない。このとき、比
較器10Aは反転レベルと復帰レベルのヒステリシスを
持つ比較器が用いられることになる。こうして過電流が
抑制され、電源接続点C,D点の電位変動も最小限に抑
えられるが、過電流状態がさらに進んだ場合は従来と同
様に、設定器9Bおよび比較器10Bによってこのこと
を検出し、その出力を高レベルから低レベルに反転させ
る。この信号はラッチ回路11にラッチされ、アンドゲ
ート12A,12Bを遮断するため、トランジスタT1
〜T6の全てが消弧され、その破壊が防止される。した
がって、比較器10Bの比較基準電圧は、比較器10A
のそれよりも高く設定されていることになる。
【0016】図4はこの発明の他の実施例を示す構成
図、図5はその動作を説明するための各部波形図であ
る。図4からも明らかなように、この実施例は図1に示
すものに対し、比較器10Aの出力を一定時間保持する
タイマ14を設けた点が特徴である。その相違点につい
て、図5も参照して説明する。いま、電源相電流が過電
流状態となり、CT4の出力が比較器10Aの反転レベ
ルに達すると、比較器10Aの出力は図5(ロ)に示す
ように高レベルから低レベルに反転する。その出力(低
レベル信号)はタイマ14に与えられて図5(ハ)のよ
うに、一定時間Tだけ保持される。タイマ14の出力は
アンドゲート12Aに与えられ、ここで図5(ホ)の如
き点弧信号発生器8からの出力信号と論理積がとられ、
図5(ニ)に示すような信号が正極側トランジスタT1
〜T3に与えられる。
図、図5はその動作を説明するための各部波形図であ
る。図4からも明らかなように、この実施例は図1に示
すものに対し、比較器10Aの出力を一定時間保持する
タイマ14を設けた点が特徴である。その相違点につい
て、図5も参照して説明する。いま、電源相電流が過電
流状態となり、CT4の出力が比較器10Aの反転レベ
ルに達すると、比較器10Aの出力は図5(ロ)に示す
ように高レベルから低レベルに反転する。その出力(低
レベル信号)はタイマ14に与えられて図5(ハ)のよ
うに、一定時間Tだけ保持される。タイマ14の出力は
アンドゲート12Aに与えられ、ここで図5(ホ)の如
き点弧信号発生器8からの出力信号と論理積がとられ、
図5(ニ)に示すような信号が正極側トランジスタT1
〜T3に与えられる。
【0017】すなわち、ここでもトランジスタT1が遮
断されるが、トランジスタT5は導通しているので、回
生電流は図2と同じく、 交流リアクトル3→交流電源1→交流リアクトル3→ト
ランジスタT5→ダイオードD4 の如き経路で転流することになる。その後、タイマ14
にて規定される一定時間Tが経過すると、再びその出力
は高レベルに復帰し、正極側トランジスタの動作が開始
される。したがって、図5(イ)に示すように回生電流
は或る一定範囲に抑制されつつ回生動作が続行されるの
で、直流電源電圧が上昇することもなく、電源接続点
C,D点の電位変動も最小限に抑えられることになる。
なお、過電流状態がさらに進んだ場合は図1の場合と同
様に、設定器9Bおよび比較器10Bによってこのこと
を検出し、その出力を高レベルから低レベルに反転させ
る。この信号はラッチ回路11にラッチされ、アンドゲ
ート12A,12Bを遮断するため、トランジスタT1
〜T6の全てが消弧され、その破壊が防止される。
断されるが、トランジスタT5は導通しているので、回
生電流は図2と同じく、 交流リアクトル3→交流電源1→交流リアクトル3→ト
ランジスタT5→ダイオードD4 の如き経路で転流することになる。その後、タイマ14
にて規定される一定時間Tが経過すると、再びその出力
は高レベルに復帰し、正極側トランジスタの動作が開始
される。したがって、図5(イ)に示すように回生電流
は或る一定範囲に抑制されつつ回生動作が続行されるの
で、直流電源電圧が上昇することもなく、電源接続点
C,D点の電位変動も最小限に抑えられることになる。
なお、過電流状態がさらに進んだ場合は図1の場合と同
様に、設定器9Bおよび比較器10Bによってこのこと
を検出し、その出力を高レベルから低レベルに反転させ
る。この信号はラッチ回路11にラッチされ、アンドゲ
ート12A,12Bを遮断するため、トランジスタT1
〜T6の全てが消弧され、その破壊が防止される。
【0018】上記では、自己消弧形半導体素子としてト
ランジスタを用いたが、これに限らずMOS−FET
(電界効果トランジスタ)やIGBT(絶縁ゲート形バ
イポーラトランジスタ)などの半導体素子を使用するこ
とができる。また、交流電源を3相としたが、単相また
は3相以上の多相とすることもできる。さらには、比較
器10Aの出力で正極側トランジスタを遮断するように
したが、負極側トランジスタを遮断するようにしても、
同様の効果を得ることができる。
ランジスタを用いたが、これに限らずMOS−FET
(電界効果トランジスタ)やIGBT(絶縁ゲート形バ
イポーラトランジスタ)などの半導体素子を使用するこ
とができる。また、交流電源を3相としたが、単相また
は3相以上の多相とすることもできる。さらには、比較
器10Aの出力で正極側トランジスタを遮断するように
したが、負極側トランジスタを遮断するようにしても、
同様の効果を得ることができる。
【0019】
【発明の効果】この発明によれば、負荷からの回生電流
が或る一定値以上となったら、コンバータ部の正極側ま
たは負極側自己消弧形半導体素子の動作を一定時間停止
するようにしたので、電力変換装置の交流電源への接続
点の電位変動を小さくすることができる。これにより、
コンバータ部の交流リアクトル容量を小さくでき、その
結果、電力変換装置も小型かつ安価なものとし得る利点
が得られる。また、正極側または負極側自己消弧形半導
体素子の動作を一定時間停止させる回路に対し、全自己
消弧形半導体素子を遮断するための回路を併設するよう
にしたので、消弧形半導体素子を過電流状態から保護す
ることが可能となる。
が或る一定値以上となったら、コンバータ部の正極側ま
たは負極側自己消弧形半導体素子の動作を一定時間停止
するようにしたので、電力変換装置の交流電源への接続
点の電位変動を小さくすることができる。これにより、
コンバータ部の交流リアクトル容量を小さくでき、その
結果、電力変換装置も小型かつ安価なものとし得る利点
が得られる。また、正極側または負極側自己消弧形半導
体素子の動作を一定時間停止させる回路に対し、全自己
消弧形半導体素子を遮断するための回路を併設するよう
にしたので、消弧形半導体素子を過電流状態から保護す
ることが可能となる。
【図1】この発明の実施例を示す構成図である。
【図2】図1の場合の回生電流経路を説明するための回
路図である。
路図である。
【図3】図1の動作を説明するための各部波形図であ
る。
る。
【図4】この発明の他の実施例を示す構成図である。
【図5】図4の動作を説明するための各部波形図であ
る。
る。
【図6】回生電流制御装置の従来例を示す構成図であ
る。
る。
【図7】図6の電源電圧とトランジスタの点弧タイミン
グを説明するための説明図である。
グを説明するための説明図である。
【図8】図6における通常時の回生電流径路を説明する
ための回路図である。
ための回路図である。
【図9】図6におけるトランジスタ遮断時の回生電流径
路を説明するための回路図である。
路を説明するための回路図である。
【符号の説明】 1…3相交流電源、2…電源内部インダクタンス、3…
交流リアクトル、4…変流器(CT)、5…インバータ
装置(電力変換装置)、6…誘導電動機(IM:モー
タ)、7…電源電圧検出器、8…点弧信号発生器、9,
9A,9B…設定器、10,10A,10B…比較器、
11…ラッチ回路、12,12A,12B…アンドゲー
ト、13,13A,13B…ベース駆動回路、14…タ
イマ、51…コンバータ部、52…インバータ部、53
…平滑コンデンサ。
交流リアクトル、4…変流器(CT)、5…インバータ
装置(電力変換装置)、6…誘導電動機(IM:モー
タ)、7…電源電圧検出器、8…点弧信号発生器、9,
9A,9B…設定器、10,10A,10B…比較器、
11…ラッチ回路、12,12A,12B…アンドゲー
ト、13,13A,13B…ベース駆動回路、14…タ
イマ、51…コンバータ部、52…インバータ部、53
…平滑コンデンサ。
Claims (3)
- 【請求項1】 整流ダイオードを逆並列接続された自己
消弧形半導体素子をブリッジ接続してなるコンバータ部
と、直流電源部とを備えた電力変換装置に対し、 前記コンバータ部から交流電源への回生電流を検出する
電流検出手段と、 この電流検出手段からの出力信号を基準値と比較する比
較手段と、 この比較手段の出力に応じて前記コンバータ部の上側ま
たは下側アーム素子のいずれかに対し一定時間の動作停
止信号を出力する信号発生手段と、 を設け、前記回生電流が基準値を越えたときは上側また
は下側アーム素子の動作を一時停止させることを特徴と
する電力回生制御装置。 - 【請求項2】 前記比較手段にヒステリシスを持たせ、
前記上側または下側アーム素子に対する一定の動作停止
時間をそのヒステリシスによって決定することを特徴と
する請求項1に記載の電力回生制御装置。 - 【請求項3】 前記比較手段の出力側にタイマを設け、
前記上側または下側アーム素子に対する一定の動作停止
時間をこのタイマによって決定することを特徴とする請
求項1に記載の電力回生制御装置。
Priority Applications (3)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP15027692A JP3237719B2 (ja) | 1992-06-10 | 1992-06-10 | 電力回生制御装置 |
CN 93106965 CN1079849A (zh) | 1992-06-10 | 1993-06-09 | 具有电力回授控制功能的电力转换装置 |
DE19934319254 DE4319254A1 (de) | 1992-06-10 | 1993-06-09 | Umformer mit Regenerierungssteuerung |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP15027692A JP3237719B2 (ja) | 1992-06-10 | 1992-06-10 | 電力回生制御装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH05344736A true JPH05344736A (ja) | 1993-12-24 |
JP3237719B2 JP3237719B2 (ja) | 2001-12-10 |
Family
ID=15493429
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP15027692A Expired - Fee Related JP3237719B2 (ja) | 1992-06-10 | 1992-06-10 | 電力回生制御装置 |
Country Status (3)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP3237719B2 (ja) |
CN (1) | CN1079849A (ja) |
DE (1) | DE4319254A1 (ja) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US6084786A (en) * | 1999-01-29 | 2000-07-04 | Hamilton Sundstrand Corporation | Converter system with power factor and DC ripple control |
CN104600677A (zh) * | 2015-01-14 | 2015-05-06 | 常州格力博有限公司 | 控制电路中晶体管的短路保护方法 |
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE19617048C1 (de) * | 1996-04-18 | 1997-07-24 | Elpro Ag | Verfahren zur Energierückspeisung für Puls-Umrichter mit Spannungs-Zwischenkreis |
DE19617054C2 (de) * | 1996-04-29 | 2002-05-08 | Semikron Elektronik Gmbh | Überstrom- und Kurzschlußsicherung |
DE19739553A1 (de) * | 1997-09-09 | 1999-03-11 | Siemens Ag | Vorladeschaltung für einen am Ausgang eines netzgeführten Stromrichters angeschlossenen Kondensator |
US7035064B2 (en) | 1998-05-29 | 2006-04-25 | Semikron Elektronik Gmbh | Method and circuit arrangement with adaptive overload protection for power switching devices |
DE10151153A1 (de) * | 2001-10-19 | 2003-04-30 | Bombardier Transp Gmbh | Vorrichtung zum Laden von Batterien für Elektrofahrtzeuge |
JP5063379B2 (ja) * | 2008-01-11 | 2012-10-31 | 日立アプライアンス株式会社 | 電力変換装置、及び電力変換装置用モジュール、並びに、空気調和機及び冷凍装置 |
RU2540110C2 (ru) * | 2013-04-23 | 2015-02-10 | Общество с ограниченной ответственностью "Научно-производственный центр "Судовые электротехнические системы" (ООО "НПЦ "СЭС") | Обратимый преобразователь частоты |
Family Cites Families (8)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS58172927A (ja) * | 1982-04-02 | 1983-10-11 | 株式会社日立製作所 | 過負荷保護装置 |
US4475150A (en) * | 1982-04-28 | 1984-10-02 | General Electric Company | Coordinated load commutated inverter protection system |
DE3533174A1 (de) * | 1985-09-13 | 1987-04-02 | Licentia Gmbh | Spannungsnachfuehrung eines stromreglers |
EP0224198B1 (en) * | 1985-11-21 | 1991-10-16 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Control device for power converter |
US4719555A (en) * | 1985-12-19 | 1988-01-12 | Hitachi, Ltd. | Electric power control apparatus with first and second fixed time intervals |
DE3732592A1 (de) * | 1987-09-28 | 1989-04-06 | Asea Brown Boveri | Steuerverfahren und schaltungsanordnung fuer einen bidirektionalen gleichrichter |
JPH0710174B2 (ja) * | 1989-05-29 | 1995-02-01 | 三菱電機株式会社 | Pwmコンバータ装置 |
JP2903863B2 (ja) * | 1992-05-29 | 1999-06-14 | 三菱電機株式会社 | インバータ装置 |
-
1992
- 1992-06-10 JP JP15027692A patent/JP3237719B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1993
- 1993-06-09 DE DE19934319254 patent/DE4319254A1/de not_active Withdrawn
- 1993-06-09 CN CN 93106965 patent/CN1079849A/zh active Pending
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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US6084786A (en) * | 1999-01-29 | 2000-07-04 | Hamilton Sundstrand Corporation | Converter system with power factor and DC ripple control |
CN104600677A (zh) * | 2015-01-14 | 2015-05-06 | 常州格力博有限公司 | 控制电路中晶体管的短路保护方法 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
CN1079849A (zh) | 1993-12-22 |
DE4319254A1 (de) | 1993-12-16 |
JP3237719B2 (ja) | 2001-12-10 |
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