JPH10295084A - 電力変換装置及びその起動方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】Ｖ結線型インバータの起動時に、Ｖ相や中性点
安定化回路に発生する過電流を抑制する。 【解決手段】無停電電源装置は、そのコンバータとイン
バータが三相のうちＶ相を交流電源２０から直流電源１
ａ，１ｂの中性点を経て負荷８のＶ相まで引き通したＶ
結線型で構成され、さらにスイッチング素子３ｅ、３ｆ
の中点からリアクトル５ｅを介してＶ相に接続した中性
点安定化回路を設けてなる。負荷８の無給電時にインバ
ータを起動する場合は、Ｖ相電流が０となるＶuv、Ｖvw
が同相またはその近傍の位相で起動する。バイパススイ
ッチ２４から切り換えてインバータを起動する場合は、
リアクトル５ｅの電流が過電流レベル以下となる位相で
起動する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、電力変換装置に関
し、特にトランスレスＶ結線方式インバータの起動方法
に関する。

【０００２】

【従来の技術】直流電圧を交流に変換し三相の交流電圧
を出力するインバータとして、従来から三相ブリッジイ
ンバータが採用されてきた。その応用の１つである無停
電電源装置（ＵＰＳ）は、三相ブリッジコンバータ、蓄
電池、三相ブリッジインバータ、商用電源のバイパス回
路及び出力トランスの構成からなる。

【０００３】図８に、従来の無停電電源装置の構成を示
す。この無停電電源装置は三相交流電圧を負荷８に出力
する三相３線式である。入力側には交流電源２０があ
り、リアクトル５ｃ、５ｇ、５ｄを介してスイッチング
素子３ｇ〜３ｌとダイオード４ｇ〜４ｌで構成される三
相ブリッジコンバータに接続されている。リアクトル５
ｇの交流電源側は接地点２２ａにより接地されている。
この三相ブリッジコンバータは直流電圧源２１とスイッ
チング素子３ａ〜３ｄ、３ｍ、３ｎ及びダイオード４ａ
〜４ｄ、４ｍ、４ｎで構成される三相ブリッジインバー
タに接続されている。三相ブリッジインバータはリアク
トル５ａ、５ｆ、５ｂを介して負荷８と接続されてい
る。

【０００４】上記の構成で、リアクトル５ｆの負荷側を
接地点２２ｂにより接地した場合、三相ブリッジコンバ
ータのスイッチング素子３ｊと、三相ブリッジインバー
タのスイッチング素子３ｃが同時にオンすると、図８の
破線のルートで短絡モードが生じ、直流電圧源２１の正
負電極間がリアクトル５ｇ、５ｆのみを介して短絡され
る。この直流短絡を防止するために出力側に絶縁手段が
必要となり、図示していない出力トランスを設ける。こ
の出力トランスは、無停電電源装置の小型軽量化、低コ
スト化を図る上で大きな障害となっていた。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】本発明者等は、上記し
た無停電電源装置等の三相ブリッジコンバータやインバ
ータを、Ｖ結線型に置き換えた電力変換装置を提案し
（特願Ｈ８−２９０８３号など）、上記した直流短絡の
問題をトランスレスで解決した。なお、Ｖ結線型コンバ
ータ及びインバータは、三相のうち２つの線間電圧を制
御するものであり、その制御ベクトルがＶ字型になるこ
とからＶ結線型と称している。

【０００６】Ｖ結線方式の無停電電源装置は後述するよ
うに、三相のうちＶ相を電源側から負荷側まで引き通
し、Ｖ相を接地した状態で受給電する。したがって、Ｖ
相を負荷側で接地しても、図８に示したような直流短絡
を生じない。この結果、Ｖ結線型コンバータ及びＶ結線
型インバータを用いた無停電電源装置では、出力トラン
スの省略が可能となる。

【０００７】しかし、Ｖ結線型インバータないしＶ結線
方式の無停電電源装置では、Ｖ相出力電流に関して過電
流の抑制ができないという問題点がある。すなわち、Ｖ
結線方式では、共通相（接地相）であるＶ相を基準にＵ
Ｖ間及びＷＶ間の線間電圧を制御し、これら２つの線間
電圧により形成される三相交流を負荷に給電する。Ｖ相
の出力電流は、Ｖ結線型インバータが発生したＵＶ間及
びＷＶ間電圧によって負荷に流れるＵ相電流とＷ相電流
の合計値の電流となる。このため、Ｖ相の出力電流を単
独に制御することができない。そこで、インバータの起
動時、あるいはバイパス系統電源からインバータ運転へ
の切り換え時に、インバータ出力側フィルタコンデンサ
の充放電電流が発生するが、Ｖ相電流については装置の
過電流レベルを超過しても抑制することができない。

【０００８】本発明の目的は、上記の課題を解決し、Ｖ
結線型インバータの起動時、さらにバイパス系統電源か
らインバータ運転に切り換え時に、装置の過電流を抑制
してＶ結線型インバータないし無停電電源装置を安全に
起動できる、電力変換装置とその起動方法を提供するこ
とにある。

【０００９】

【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
に、本発明の起動方法はＶ結線型インバータを無給電状
態から起動する時と、バイパス系統電源による給電から
Ｖ結線型インバータ運転へ切り換える時に、装置内に過
電流が発生しない起動位相で運転することを特徴とす
る。すなわち、無給電のインバータを起動する時はＵＶ
間の線間電圧とＶＷ間の線間電圧がほぼ等しくなる範囲
の第１の起動位相で、バイパス系統電源からインバータ
運転へ切り換える時は、中性点安定化回路に流れる電流
が装置の過電流レベル以下となる範囲の第２の起動位相
で起動する。

【００１０】前記第１と第２の起動位相は予め設定さ
れ、運転条件に応じて適宜選択される。このため、交流
電源のＵＶ間電圧（またはＶＷ間）位相を測定し、選択
指定された前記第１または第２の起動位相を検出した時
に、前記Ｖ結線型インバータにゲートパルス信号を出力
して起動させる。これによって、インバータの無給電起
動時と、バイパス系統電源からインバータ運転へ切り換
える時に出力電流の過電流を抑制することができる。

【００１１】本発明の起動方法を適用する電力変換装置
は、複数の直流電流貯蔵器（直流電源）の両端をそれぞ
れ正相と負相、その中点を中性相とする３線直流の各相
を３相交流に変換して負荷に出力する電力変換装置にお
いて、三相のうちＶ相を前記直流電源の前記中性点から
負荷側まで引き通し、かつ接地したＶ結線型のインバー
タを有し、前記インバータの起動時に当該装置の過電流
を抑制できる起動位相を設定し、ＵＶ（またはＶＷ間）
の線間電圧の位相が前記起動位相となるときに前記イン
バータを起動する制御手段を設けてなる。

【００１２】また、本発明を無停電電源装置に適用した
場合は、入力する三相交流を正相、中性相及び負相から
なる３線直流に変換する順変換器と、該３線直流の各相
を３相交流に変換して負荷に出力するインバータと、前
記３線直流の正相と負相の間に複数の直列直流電流貯蔵
器（直流電源）の両端及び前記中性相に前記直流電源の
中点をそれぞれ接続してなる電力変換装置において、前
記順変換器および前記インバータは前記正相と前記負相
に並列に接続した２個のハーフブリッジ型変換回路をそ
れぞれ有し、さらに、前記直流電源と並列に接続した２
直列スイッチ素子及びその中点と前記中性相の間に接続
したリアクトルからなる中性点安定化回路を有し、前記
インバータの起動時、無給電状態のときは前記中性相の
電流、他電源等からの切換えのときは前記中性点安定化
回路の電流がそれぞれ前記電力変換装置の過電流レベル
を越えないように予め設定した起動位相により、前記イ
ンバータの２個のハーフブリッジ型変換回路の点弧制御
を開始するインバータ制御手段を設けてなる。

【００１３】

【発明の実施の形態】以下、本発明の一実施形態を図面
を用いて詳細に説明する。図１はＶ結線方式の無停電電
源装置の主回路と制御回路を示したものである。１ａ、
１ｂは直流電圧源、３ａ〜３ｄはインバータを構成する
スイッチング素子、３ｇ〜３ｊはコンバータを構成する
スイッチング素子、８は負荷、２０は交流電源、２２ａ
は接地点である。また、スイッチング素子３ｅ、３ｆな
どで構成する中性点安定化回路は、中性点の電位変動に
よる直流電圧源１ａ、１ｂの電圧変動を抑制する。な
お、図示の直流電圧源はコンデンサ１ａ、１ｂの直列体
により形成されているが、蓄電池の直列体またはコンデ
ンサと蓄電池を並列に用いてもよい。

【００１４】インバータの主回路は次のように構成され
ている。入力側にある直流電圧源１ａ、１ｂは、その接
続点が接地点２２ａに接続される。また、直流電圧源１
ａの正極側と直流電圧源１ｂの負極側の間に、スイッチ
ング素子３ａと３ｂの直列体と、スイッチング素子３ｃ
と３ｄの直列体がそれぞれ接続される。スイッチング素
子３ａ〜３ｄにはダイオード４ａ〜４ｄが逆並列に接続
される。スイッチング素子３ａ〜３ｄの制御端子には図
示を省略したドライブ回路があり、ＰＮ信号作成及びデ
ッドタイム付加回路９ａ、９ｂに接続される。また、ス
イッチング素子３ａと３ｂの接続点にリアクトル５ａの
一端が接続され、その他端が負荷８に接続される。この
リアクトル５ａと負荷８との間の配線をＵ相と称す。ス
イッチング素子３ｃと３ｄとの接続点にリアクトル５ｂ
の一端が接続され、他端が負荷８に接続される。このリ
アクトル５ｂと負荷８との間の配線をＷ相と称す。負荷
８は接地点２２ａとも接続され、この配線をＶ相と称
す。Ｕ相とＶ相との間にコンデンサ６ａと電圧検出手段
７ａが接続され、Ｗ相とＶ相との間にはコンデンサ６ｂ
と電圧検出手段７ｂが接続される。

【００１５】コンバータの主回路は次のように構成され
ている。スイッチング素子３ｇと３ｈの直列体と、スイ
ッチング素子３ｉと３ｊの直列体は直流電圧源１ａ、１
ｂの両端に接続される。交流電源２０の三相のうちＶ相
は接地点２２ａで接地され、直流電圧源１ａ、１ｂの中
点を通り負荷８に接続されている。また、交流電源２０
のＵ相はリアクトル５ｃ、Ｖ相はリアクトル５ｄに接続
され、リアクトル５ｃはスイッチング素子３ｇと３ｈの
接続点に、リアクトル５ｄはスイッチング素子３ｉと３
ｊの接続点に接続される。スイッチング素子３ｇ〜３ｊ
にはそれぞれダイオード４ｇ〜４ｊが逆並列に接続され
ている。スイッチング素子３ｇ〜３ｊの制御端子は図示
を省略したドライブ回路を介してコンバータ制御回路２
３に接続される。

【００１６】交流電源２０からコンバータに入力される
Ｕ、Ｖ、Ｗ相はそれぞれバイパス系統電源２７に接続さ
れる。バイパス系統電源２７は双方向スイッチ２４を介
してインバータのＵ、Ｖ、Ｗ相出力に接続され、負荷８
へ出力される。

【００１７】中性点安定化回路は、スイッチング素子３
ｅと３ｆの直列体は直流電圧源１ａ、１ｂの両端に接続
され、直列体の接続点はリアクトル５ｅを介して中性点
のＶ相に接続される。スイッチング素子３ｅ、３ｆには
それぞれダイオード４ｅ、４ｆが逆並列に接続されてい
る。スイッチング素子３ｅ、３ｆの制御端子は図示を省
略しているドライブ回路を介して中性点安定化回路制御
回路２５に接続される。

【００１８】次に、制御回路の構成を説明する。正弦波
作成回路１９ａ、１９ｂと基準電圧指令１２との積算と
制御回路１５ａ、１５ｂとの間に切り換えスイッチ３１
ａ、３１ｂを設け、切り換えスイッチの片方の入力に電
圧検出手段７ｃ、７ｄの出力が接続される。また、電圧
検出手段７ｃの出力はゼロクロス回路２８に入力され
る。ゼロクロス回路２８の出力はスイッチ２９に入力さ
れる。スイッチ２９は積分器１１の出力とＰＩ制御回路
３０の間に設け、この間のオン、オフをゼロクロス回路
２８の出力の状態に応じて制御する。

【００１９】ゼロクロス回路２８は交流電源２０の線間
電圧Ｖｕｖの位相を監視し、Ｖｕｖが負電圧から正電圧
に変化する時にパルス信号を発生する。このパルス信号
は交流電源２０のゼロクロス位相を示すことになる。こ
のパルス信号をスイッチ２９に入力することにより、交
流電源２０の位相が０の時の制御回路内部の位相情報が
ＰＩ制御回路３０に伝えられる。ＰＩ制御回路３０では
この位相Δθを増幅して周波数の誤差Δωとして出力す
る。そして、基準周波数指令１０からΔωを減算して積
分器１１に入力する周波数を調節することにより、制御
回路内部の位相及び周波数を交流電源２０の線間電圧の
周波数及び位相に同期させる。

【００２０】ＰＩ制御回路３０の出力で基準周波数指令
１０の出力を補正した結果が積分器１１に入力され、積
分器１１の出力は正弦波作成回路１９ａに入力される。
さらに、π／３を加算して正弦波作成回路１９ｂにも入
力される。正弦波作成回路１９ａ、１９ｂの出力は基準
電圧指令１２からの出力とそれぞれ積算し、積算結果は
直接及び加算器を介して制御回路１５ａ、１５ｂに入力
される。これらの加算器には電圧検出手段７ａ、７ｂの
出力も入力され、制御回路１５ａ、１５ｂの出力はＰＷ
Ｍ信号作成回路１６ａ、１６ｂを介してＡＮＤ回路１７
ａ、１７ｂの一方の入力端子にそれぞれ入力される。

【００２１】また、積分器１１の出力は起動位相検出回
路１４にも入力される。起動位相検出回路１４の出力は
ラッチ回路１８の一方の入力端子に入力され、ラッチ回
路１８のもう片方の入力端子には起動スイッチ１３が接
続される。このラッチ回路１８の出力はＡＮＤ回路１７
ａ、１７ｂの片方の入力端子に接続され、ＡＮＤ回路１
７ａ、１７ｂの出力はＰＮ信号作成及びデッドタイム付
加回路９ａ、９ｂに出力される。なお、シーケンス制御
回路４０は、インバータ、コンバータ及び中性点安定化
回路の起動、停止等を管理するシーケンス制御を行うも
のであり、起動スイッチ１３に起動指令を与える。さら
に、起動位相検出回路１４にインバータを起動する位相
を与える。

【００２２】上記のように構成される無停電電源装置
は、常時インバータ給電方式であり、交流電源をコンバ
ータで直流電力に変換し、この直流電力をインバータで
交流電力に変換して負荷に給電する。交流電源異常時に
は蓄電池の直流電力をインバータに供給して交流電力に
変換する。さらに、無停電電源装置が過電流等で停止し
た場合は、バイパス電源に切り換えて負荷に供給し、無
停電電源装置が復旧した後にバイパス給電からインバー
タ給電に切り換えて負荷に給電する。したがって、イン
バータの起動としては、負荷に電力が供給されていない
無給電状態でインバータを起動して電力を給電する場合
と、バイパス給電からインバータ給電に切り換える時に
インバータを起動して電力を負荷に給電する場合があ
る。

【００２３】次に、図１の無停電電源装置の動作を詳細
に説明する。Ｖ結線型コンバータを形成するスイッチン
グ素子３ｇ〜３ｊはコンバータ制御回路２３により制御
される。スイッチング素子３ｇ〜３ｊにゲートパルス信
号が入力されるとパルス幅（ＰＷＭ）制御され、直流電
圧源１ａ、１ｂの間に直流電圧を発生する。コンバータ
制御回路２３は実際には直流電圧源１ａ、１ｂの電圧を
フィードバックし、この電圧が一定になるように制御す
る。また、コンバータ制御回路２３はリアクトル５ｃ、
５ｄの電流もフィードバックし、これらの電流が交流電
源２０のＵ相、Ｗ相電圧に比例した正弦波になるように
制御する。

【００２４】次に、中性点安定化回路のスイッチング素
子３ｅ、３ｆの制御動作を説明する。図２に、中性点安
定化回路の制御回路の構成を示す。制御回路２５では、
直流電圧源１ａ、１ｂの両端電圧Ｖc1、Ｖc2を電圧検出
器２５５、２５６で検出し、加算器２５７で減算する。
加算器２５７の出力は、制御補償器２５１を介して比較
器２５３へ出力される。比較器２５３では、制御補償器
２５１の出力と三角波発生器２５２の出力を比較して、
ＰＷＭ信号を出力する。このＰＷＭ信号をＰＮ信号作成
及びデッドタイム付加回路２５４に出力し、図示を省略
しているドライブ回路を介してスイッチング素子３ｅ、
３ｆを交互にオン・オフする。

【００２５】図３に、中性点安定化回路の動作波形を示
す。（ａ）はＶc1＞Ｖc2の場合、（ｂ）はＶc1＜Ｖc2の
場合である。

【００２６】まず、Ｖc1＞Ｖc2の場合、加算器２５７の
出力が正になるので、比較器２５３の出力であるＰＷＭ
信号は正レベルのパルス幅が大きくなる。すなわち、ス
イッチング周期をＴ、正側のスイッチング素子の制御期
間をｔon1、負側のスイッチング素子の制御期間をｔon2
とすれば、ｔon1＞ｔon2となる。このとき、リアクトル
５ｅの両端電圧Ｖstbは（ａ）に図示する向きの電圧と
なる。したがって、一周期ＴにおけるＶstbの積分値は
正になり、リアクトル５ｅに流れる電流Ｉstbは、図示
のように正方向に増加する。この正方向のＩstbはＶc1
を減少し、Ｖc2を増加するように作用する。

【００２７】次に、Ｖc1＜Ｖc2の場合、加算器２５７の
出力が負になるので、比較器２５３の出力であるＰＷＭ
信号は正レベルのパルス幅が小さく、ｔon1＜ｔon2とな
る。リアクトル５ｅの両端電圧Ｖstbは（ｂ）のように
なるので、一周期ＴにおけるＶstbの積分値は負にな
り、リアクトル５ｅに流れる電流Ｉstbは、図示のよう
に負方向に増加する。この負方向のＩstbはＶc1を増加
し、Ｖc2を減少するように作用する。

【００２８】このように、中性点安定化回路はＶc1とＶ
c2の差電圧を解消し、両者を等しくするように動作する
ので、直流電圧源１ａ、１ｂの両端電圧が安定する。こ
の中性点回路及び上述のコンバータは、シーケンス制御
回路４０の指示によってインバータの起動前に動作す
る。直流電圧源１ａ、１ｂの両端電圧が安定化した後
に、シーケンス制御回路４０はインバータを起動する。

【００２９】一方、Ｖ結線型インバータは次のように動
作する。基準周波数指令１０はインバータの交流出力電
圧の周波数を設定し、この設定周波数をＰＩ制御回路３
０の出力で補正して積分器１１に入力する。積分器１１
は周波数を時間領域で積分し、位相情報を出力する。

【００３０】図４に、インバータと制御回路の動作波形
を示す。図示の積分器１１の出力波形に示すように、位
相は−πとπの間で単調に増加する鉅歯状波である。こ
の位相θuvは交流電源２０の線間電圧Ｖuvに同期し、し
たがってインバータのＵ相とＶ相の間の出力線間電圧Ｖ
uvの位相に相当する。

【００３１】位相θuvは正弦波作成回路１９ａに入力さ
れて、正弦波ｓｉｎθuvとして出力する。一方で、θuv
にπ／３を加算する。加算した位相はＷ相とＶ相の間の
線間電圧Ｖwvの位相に相当し、このθwvは正弦波作成回
路１９ｂに入力されて、ｓｉｎθwvを出力する。なお、
本実施例では線間電圧Ｖuvを基準に説明しているが、線
間電圧Ｖwvを基準としてもよい。いずれにしても、基準
となる電源電圧と同期して動作させる。

【００３２】基準電圧指令１２はインバータの線間出力
電圧の基準値で、線間電圧実効値のルート２倍である。
また、ｓｉｎθuvとｓｉｎθwvは基準電圧指令１２の出
力と積算して、ＵＶ、ＷＶの線間電圧の指令値Ｖuv（ｒ
ｅｆ）、Ｖwv（ｒｅｆ）を作成する。電圧検出手段７
ａ、７ｂにより検出したインバータ出力電圧Ｖuv、Ｖwv
は、これらの指令値であるＶuv（ｒｅｆ）、Ｖwv（ｒｅ
ｆ）から減算し制御回路１５ａ、１５ｂに入力される。
制御回路１５ａ、１５ｂにはＶuv（ｒｅｆ）、Ｖwv（ｒ
ｅｆ）が直接入力され、これらの値を用いてＵＶ、ＷＶ
間に出力する電圧の変調率Ｍｕｖ、Ｍｗｖを演算し、Ｐ
ＷＭ信号作成回路１６ａ、１６ｂに出力する。ＰＷＭ信
号作成回路１６ａ、１６ｂでは、変調率Ｍｕｖ、Ｍｗｖ
をキャリア信号波と比較してＰＷＭ信号を出力する。キ
ャリア信号波は、スイッチング素子３ａ〜３ｄを駆動す
るスイッチング周波数で振動する三角波である。

【００３３】このとき、起動スイッチ１３がオフ状態で
は起動位相検出回路１４の出力に関わらず、ラッチ回路
１８の出力はＬｏｗレベルである。このため、ＡＮＤ回
路１７ａ、１７ｂの出力はＬｏｗレベルである。ＰＮ信
号作成及びデッドタイム付加回路９ａ、９ｂはＰ側（上
アーム３ａ、３ｃ）、Ｎ側（下アーム３ｂ、３ｄ）のス
イッチング素子に駆動信号を振り分け、デッドタイムを
付加する役割を持っている。

【００３４】起動位相検出回路１４は、積分器１１の出
力が５π／６のときにＨｉｇｈレベルになる。この位相
は、図５のインバータ動作波形に示すように、線間電圧
ＶｕｖとＶｖｗが等しくなる位相である。しかし、起動
スイッチ１３がオフ状態であるうちは、起動位相検出回
路１４の出力がＨｉｇｈレベルになってもラッチ回路１
８の出力はＬｏｗレベルのままであり、上下のスイッチ
ング素子は全てオフ状態のままである。一方、起動スイ
ッチ１３がオン状態になっても、起動位相検出回路１４
の出力がＬｏｗレベルの時にはラッチ回路１８の出力は
Ｌｏｗレベルを維持するため、インバータのスイッチン
グ素子３ａ〜３ｄは全てオフ状態のままである。

【００３５】次に、起動スイッチ１３がオン状態とな
り、起動位相検出回路１４の出力がＨｉｇｈレベルにな
った時にラッチ回路１８の出力がＨｉｇｈレベルに反転
し、ＡＮＤ回路１７ａ、１７ｂはＰＷＭ信号作成回路１
６ａ、１６ｂの出力信号を出力する。このとき、インバ
ータを構成するスイッチング素子３ａ〜３ｄがスイッチ
ング動作を開始し、インバータが起動する。

【００３６】すなわち、インバータ出力電圧ＶuvとＶvw
が等しい起動位相（１）から、インバータが起動する。
線間電圧ＶuvとＶvwが等しいとき、Ｕ相電流とＷ相電流
は大きさが等しく符号が逆になるから、Ｖ相電流は原理
的に０となる。上記のようにＶuvとＶvwが等しくなる位
相は、図５の三相交流の線間電圧と相電圧の関係から、
Ｖuvの位相として１５０（ｄｅｇ）または３３０（ｄｅ
ｇ）となり、Ｖ相の電圧が０である。このように、無給
電状態の負荷８に給電する場合は、ＶuvとＶvwが等しい
位相からインバータを起動することにより、インバータ
起動時の過電流の発生を抑制できる。

【００３７】ところで、本実施例の無停電電源装置は、
負荷に電力が給電された状態でインバータを起動する場
合がある。例えば、バイパス給電から復旧してインバー
タ給電に切り換える場合や、保守電源で負荷に給電した
後にインバータ給電に切り換える場合などである。以下
では、給電中の負荷に対応するインバータの起動位相に
ついて説明する。

【００３８】図６に、インバータ出力電圧（ＵＶ線間電
圧）の起動位相を変えた時のＶ相電流と中性点安定化回
路のピーク電流の変化を示す。黒丸印の曲線が無給電時
の特性を示し、黒角印の曲線がバイパス給電からインバ
ータ給電に切り換えた時の特性を示す。前述のように無
給電状態からインバータを起動する場合は、ＶｕｖとＶ
ｖｗが等しい（１）の位相（１５０ｄｅｇ）から起動す
ると、インバータ起動時の電流ピーク値が最小となる。

【００３９】しかし、バイパス給電からインバータ給電
に切り換える時は、中性点安定化回路のリアクトル５ｅ
に流れる電流が、図示のように黒角印で示す特性となる
ことがわかった。リアクトル５ｅに流れる電流は、図１
の構成においては無制御となるＶ相電流である。したが
って、バイパス給電からインバータ給電に切り換える場
合、リアクトル５ｅの過電流を抑制するための起動位相
は、過電流レベル以下となる（４）の範囲で、例えば
（２）の位相（≒８０ｄｅｇ）とするのが望ましい。こ
の点に着目して、バイパス給電からインバータ給電に切
り換える場合の動作を説明する。

【００４０】インバータが停止した場合に負荷８への給
電が停止しないように、バイパス系統電源２７の双方向
スイッチ２４をオン状態とし、負荷８への給電がバイパ
ス系統電源で行われる。このとき、起動スイッチ１３は
オフ状態であり、インバータは停止状態である。次に、
バイパス系統電源２７によるバイパス給電からインバー
タ給電に切り換わる時は、切り換えスイッチ３１ａ、３
１ｂは電圧検出手段７ｃ、７ｄの側になっている。

【００４１】ここで、インバータを起動するときは、シ
ーケンス制御回路４０からの指令に従って、まず起動ス
イッチ１３をオンする。このとき、積分器１１から出力
される位相情報θｕｖは、交流電源２０の周波数及び位
相に同期している。さらに、シーケンス制御回路４０か
ら、インバータが起動すべき設定位相を起動位相検出回
路１４に与える。この設定位相は、前述の図３の関係か
ら求めたもので、具体的には図６の（２）に示すインバ
ータ起動位相である。

【００４２】起動位相検出回路１４では、交流電源２０
のＵＶ間電圧の位相が設定位相となった時にパルス信号
が出力され、ラッチ回路１８の出力はＬｏｗレベルから
Ｈｉｇｈレベルに転じる。この瞬間に、ＰＷＭ信号作成
回路１６ａ、１６ｂの出力であるゲートパルス信号がＡ
ＮＤ回路１７ａ、１７ｂを介してＰＮ信号作成回路及び
デッドタイム付加回路９ａ、９ｂに出力され、インバー
タが起動する。また、ラッチ回路１８の出力がＬｏｗレ
ベルからＨｉｇｈレベルに転じた瞬間に、双方向スイッ
チ２４をオフする。この時、インバータの基準電圧は切
り換えスイッチ３１ａ、３１ｂにより、交流電源２０の
線間電圧が選択されているので、交流電源２０の電圧が
インバータの出力電圧に反映され、切り換え時に負荷８
に電圧変動を与えることがない。さらに、図６の特性か
ら、インバータ起動時の過電流も抑制される。図７に、
このときのインバータの動作波形を示す。

【００４３】上記のようなシーケンスで、バイパス給電
からインバータ給電への切り換えを行うことにより、バ
イパス系統からインバータへのインラッシュ電流を抑制
することができ、さらに、バイパス給電からインバータ
給電に切り換える時のインバータ起動位相は、電流ピー
ク値が小さくなる起動位相であることから、過電流の発
生も抑制できることになる。

【００４４】一方、インバータの停止に関しては、シー
ケンス制御回路４０からの指令に応じて、起動スイッチ
１３をオフ状態に戻せばラッチ回路１８の出力は直ちに
Ｌｏｗレベルに転じ、ＡＮＤ回路１７ａ、１７ｂにより
インバータのゲートパルス信号は出力されない。

【００４５】以上述べたように、無給電状態のインバー
タ起動は、線間電圧ＶｕｖとＶｖｗが等しい位相から起
動することによりインバータ起動時の過電流の発生を抑
制し、バイパス給電からインバータ給電に切り換える時
のインバータ起動は、前記起動位相とは別に、過電流の
発生を抑制できる所定位相範囲に予め設定した起動位相
でインバータを起動することにより、インバータ起動時
の過電流を抑制できることになる。

【００４６】また、本実施形態の無停電電源装置の運転
あるいは動作状態は、シーケンス制御回路によって監視
しているので、どの状態からインバータを起動するかに
ついての把握ができ、運転状態に応じた指令を起動位相
検出回路１４に出力することで、起動位相に応じた動作
をさせることが可能である。

【００４７】なお、本実施形態のスイッチング素子３ａ
〜３ｄでは、ＩＧＢＴ（InsulatedGate Bipolar Transi
stor）を使用しているが、バイポーラパワートランジス
タやＧＴＯ（Gate Turn Off Thyristor）、ＭＯＳＦＥ
Ｔなどの各種パワースイッチング素子を使用することが
可能である。負荷については、三相交流を受電して動作
する電気回路であればよく、線形負荷、整流器負荷、モ
ータなどが挙げられる。また、本実施形態の制御回路は
ハードウエアで構成したが、マイクロコンピュータを用
いたソフトウエアで実現することが可能である。

【００４８】以上、本発明の実施形態によれば、無停電
電源装置の運転状態に応じて設定されている起動位相で
インバータを起動することが可能となり、インバータ起
動時に発生する過電流を抑制できる。これにより、良好
なインバータ起動動作が可能となり、負荷に安定した電
力を給電できるという効果がある。

【００４９】本発明の他の実施の形態として、無給電状
態からのインバータ起動と、バイパス給電からインバー
タ給電に切り換える時のインバータ起動のいずれの場合
も、無停電電源装置が過電流を検知してその動作を停止
させない起動位相を設定してインバータを起動すること
である。

【００５０】すなわち、図６の関係に示すように、無給
電時の特性とバイパス給電からインバータ給電へ切り換
えるときの特性から、これらの特性が一致するＵＶ線間
電圧位相（３）の近傍でインバータを起動する。すなわ
ち、起動位相に位相（３）ないしその近傍の値を設定
し、この起動位相を起動位相検出回路１４に与えて、イ
ンバータを起動すればよい。この場合、無給電状態の場
合も、バイパス給電からインバータ給電へ切り換える場
合も、電流ピークは過電流レベル以下に抑えられるの
で、無停電電源装置が異常で動作停止になることがな
い。また、給電状態に応じてインバータ起動位相を変え
る必要もない。

【００５１】さらに、本発明の他の実施形態として、無
停電電源装置の過電流レベルを設定し、図６の関係から
求まるＵＶ線間電圧位相の範囲をインバータの起動位相
として設定することである。図６において、インバータ
起動時の電流ピーク値が過電流レベル以下となる範囲
は、図示の（４）の起動位相範囲でインバータを起動し
た場合である。もちろん、この起動位相範囲は過電流レ
ベルによって変更する。

【００５２】したがって、起動位相に図５の（４）の位
相範囲の値を設定して起動位相検出回路１４に出力し、
前述した動作によりインバータを起動すればよい。この
場合も無給電状態、バイパス給電からインバータ給電へ
切り換えるいずれの場合でも、インバータ起動時の過電
流が抑制でき、かつ、給電状態に応じてインバータ起動
位相を変える必要もない。

【００５３】なお、上記の各実施形態では、直流電源の
中性点の電位変動を安定化する中性点安定化回路を設け
ている。しかし、中性点安定化回路を用いず、直流電圧
源となるコンデンサの容量を大きくして電位変動を吸収
する構成にも、本発明を適用できる。すなわち、無給電
状態からのインバータ起動はＶuvとＶvwが等しい位相か
ら起動する。また、バイパス給電から切り換えるときの
インバータ起動は、コンバータ側とインバータ側のＶ相
電流の差電流が小さくなる起動位相を予め設定し、この
起動位相でインバータを起動して、バイパス系統からイ
ンバータへのインラッシュ電流を抑制する。これによ
り、無停電電源装置の運転状態に応じて、インバータ起
動時の過電流を抑制し、安全な起動が可能になる。

【００５４】

【発明の効果】本発明は、Ｖ結線型インバータの起動位
相を、無給電時あるいはバイパス給電系統からの切り換
え時などの運転状態に応じて決定し、インバータ起動時
に過電流が流れるというＶ結線型インバータの課題を解
決した。これにより、Ｖ結線型インバータの安全な起動
が実現でき、従来の三相ブリッジインバータをＶ結線型
インバータに置き換えることが可能となり、従来の三相
ブリッジインバータ、コンバータと比較して、スイッチ
ング素子数が少なくて済み、小型化や、低コスト化を実
現することができる。

【００５５】また、無停電電源装置においては、Ｖ結線
型コンバータとＶ結線型インバータの組み合わせを採用
できるので、従来の三相ブリッジの構成でインバータの
出力側に設けていたトランスが不要となり、電源装置の
体積、重量、コストを大幅に低減できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施形態の１例を示すＶ結線方式無停
電電源装置の構成図。

【図２】図１における中性点安定化回路制御回路の詳細
を示す構成図。

【図３】中性点安定化回路における電源電圧の安定化の
動作を説明する説明図。

【図４】無給電時のインバータ起動の制御回路の動作を
説明する説明図。

【図５】インバータの出力電圧とＵＶ線間電圧位相の関
係を示す説明図。

【図６】インバータの運転状態に応じたＵＶ線間電圧位
相とＶ相及び中性点安定化回路（リアクトル）のピーク
電流の挙動を示す説明図。

【図７】バイパス給電から切り換えるインバータ起動の
動作を説明する説明図。

【図８】三相ブリッジによる従来の無停電電源装置を示
す構成図。

【符号の説明】

１ａ，１ｂ…直流電圧源、３ａ〜３ｎ…スイッチング素
子、４ａ〜４ｎ…ダイオード、５ａ〜５ｇ…リアクト
ル、６ａ，６ｂ…コンデンサ、７ａ〜７ｄ…電圧検出手
段、８…負荷、９ａ，９ｂ…ＰＮ信号作成及びデッドタ
イム付加回路、１０…基準周波数指令、１１…積分器、
１２…基準電圧指令、１３…起動スイッチ、１４…起動
位相検出回路、１５ａ，１５ｂ…制御回路、１６ａ，１
６ｂ…ＰＷＭ信号作成回路、１７ａ，１７ｂ…ＡＮＤ回
路、１８…ラッチ回路、１９ａ，１９ｂ…正弦波作成回
路、２０…交流電源、２１…直流電圧源、２２ａ，２２
ｂ…接地点、２３…コンバータ制御回路、２４…双方向
スイッチ、２５…中性点安定化回路の制御回路、２７…
バイパス系統、２８…ゼロクロス回路、２９…スイッ
チ、３０…積分（ＰＩ）制御回路、３１ａ，３１ｂ…切
り換えスイッチ、４０…シーケンス制御回路。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 梅津 秀恭 茨城県日立市幸町三丁目１番１号 株式会 社日立製作所日立工場内 (72)発明者 国貞 秀明 茨城県日立市幸町三丁目１番１号 株式会 社日立製作所日立工場内 (72)発明者 嶋田 恵三 茨城県日立市幸町三丁目１番１号 株式会 社日立製作所日立工場内

Claims (8)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 入力する三相交流を正相、中性相及び負
   相からなる３線直流に変換する順変換器と、該３線直流
   の各相を３相交流に変換して負荷に出力するインバータ
   と、前記３線直流の正相と負相の間に複数の直列直流電
   流貯蔵器（以下、直流電圧源と呼ぶ）の両端及び前記中
   性相に前記直流電圧源の中点をそれぞれ接続してなる電
   力変換装置において、 前記インバータは２個のハーフブリッジを有するＶ結線
   型からなり、また、前記直流電源に並列接続したハーフ
   ブリッジとその中点と前記中性相の間に接続したリアク
   トルからなる中性点安定化回路を有している場合に、前
   記インバータ運転の起動時に、前記電力変換装置の過電
   流レベルを越えることのない所定の起動位相から起動す
   ることを特徴とする電力変換装置の起動方法。
2. 【請求項２】 請求項１において、 前記インバータの起動時に前記負荷が無給電状態であれ
   ば、前記起動位相は前記中性相の相電圧の出力がほぼ０
   となる範囲に設定されることを特徴とする電力変換装置
   の起動方法。
3. 【請求項３】 請求項２において、 前記起動位相は、前記インバータから出力する線間電圧
   Ｖｕｖの位相がほぼ、５π／６または１１π／６となる
   電力変換装置の起動方法。
4. 【請求項４】 請求項１、２または３において、 前記インバータの起動時に前記負荷が給電状態であれ
   ば、前記起動位相は前記中性点安定化回路の電流が前記
   過電流レベル以下となる範囲に設定されることを特徴と
   する電力変換装置の起動方法。
5. 【請求項５】 入力する三相交流を正相、中性相及び負
   相からなる３線直流に変換する順変換器と、該３線直流
   の各相を３相交流に変換して負荷に出力するインバータ
   と、前記３線直流の正相と負相の間に複数の直列直流電
   流貯蔵器（以下、直流電圧源と呼ぶ）の両端及び前記中
   性相に前記直流電圧源の中点をそれぞれ接続してなる電
   力変換装置において、 前記インバータは２個のハーフブリッジを有するＶ結線
   型からなり、また、前記直流電源に並列接続したハーフ
   ブリッジとその中点と前記中性相の間に接続したリアク
   トルからなる中性点安定化回路を有している場合に、前
   記中性相に流れる電流の時間的変化を抑制するように前
   記中性点安定化回路を制御した後に、前記電力変換装置
   の過電流レベルを越えることのない所定の起動位相から
   前記インバータを起動することを特徴とする電力変換装
   置の起動方法。
6. 【請求項６】 入力する三相交流を正相、中性相及び負
   相からなる３線直流に変換する順変換器と、該３線直流
   の各相を３相交流に変換して負荷に出力するインバータ
   と、前記３線直流の正相と負相の間に複数の直流電源の
   両端及び前記中性相に前記直流電源の中点をそれぞれ接
   続してなる電力変換装置において、 前記順変換器および前記インバータは前記正相と前記負
   相に並列に接続した２個のハーフブリッジ型変換回路を
   それぞれ有し、また、前記直流電源と並列に２直列スイ
   ッチ素子と該各素子のそれぞれに逆並列接続したダイオ
   ードと前記２直列スイッチ素子の中点と前記中性相との
   間に接続したリアクトルからなる中性点安定化回路を有
   し、 前記インバータの起動時に、前記電力変換装置の過電流
   レベルを越えないように前記負荷の給電または無給電の
   状態に応じて予め設定した起動位相で前記２個のハーフ
   ブリッジ型変換回路の点弧制御を開始するインバータ制
   御手段を有していることを特徴とする電力変換装置。
7. 【請求項７】 直列に接続された第１と第２の直流電源
   の両端間に、第１と第２のスイッチング素子（３ａ，３
   ｂ）の直列体と、第３と第４のスイッチング素子（３
   ｃ，３ｄ）の直列体と、第５と第６のスイッチング素子
   （３ｅ，３ｆ）の直列体をそれぞれ接続し、前記第１の
   直流電源と前記第２の直流電源の間の接続点を接地点と
   し、前記第１と第２のスイッチング素子の間の接続点に
   第１のリアクトル（５ａ）の一端を接続し、前記第１の
   リアクトルの他端を第１の出力点（Ｕ）とし、前記２つ
   の直流電源の接続点を第２の出力点（Ｖ）とし、前記第
   ３と第４のスイッチング素子の接続点に第２のリアクト
   ル（５ｂ）の一端を接続し、前記第２のリアクトルの他
   端を第３の出力点（Ｗ）とし、前記第１の出力点と前記
   第２の出力点との間に第１のコンデンサ（６ａ）を接続
   し、前記第２の出力点と前記第３の出力点との間に第２
   のコンデンサ（６ｂ）を接続し、前記第５と第６のスイ
   ッチング素子の接続点に第３のリアクトル（５ｅ）の一
   端を接続し、前記第３のリアクトルの他端を第２の出力
   点に接続して構成したインバータにより、前記第１と第
   ２の直流電源による３線直流を三相交流に変換して前記
   第１、第２及び第３の出力点から負荷に供給する電力変
   換装置において、 前記第２の出力点の（Ｖ）相電圧出力がほぼ０となる第
   １の起動位相と、前記第３のリアクトルの電流が前記電
   力変換装置の過電流レベル以下となる第２の起動位相と
   を予め設定し、前記インバータの起動直前の負荷状態に
   応じて選択される前記第１または第２の起動位相によ
   り、前記第１と第２のスイッチング素子と、前記第３と
   第４のスイッチング素子（３ｃ，３ｄ）の点弧制御を開
   始するインバータ制御手段を設けたことを特徴とする電
   力変換装置。
8. 【請求項８】 請求項７において、 前記直流電源の一側で前記３つの直列体を接続した側と
   の反対側に、第７と第８のスイッチング素子（３ｇ，３
   ｈ）の直列体と、第９と第１０のスイッチング素子（３
   ｉ，３ｊ）の直列体をそれぞれ接続し、前記第７と第８
   のスイッチング素子の間の接続点に第４のリアクトル
   （５ｃ）の一端を接続し、前記第４のリアクトルの他端
   を三相交流電源の第１の相（Ｕ）と接続し、第９と第１
   ０のスイッチング素子間の接続点に第５のリアクトル
   （５ｄ）の一端を接続し、前記第５のリアクトルの他端
   を前記三相交流電源の第３の相（Ｗ）と接続し、前記三
   相交流電源の第２の相（Ｖ）と前記直流電源の接続点
   （第２の出力点）を接続し、前記三相交流電源の各相を
   前記３線直流に変換して前記直流電源を充電する順変換
   器を構成し、かつ、前記三相交流電源から前記負荷に給
   電するバイパス系統と、該バイパス系統からの給電と前
   記インバータからの給電を切り換えるスイッチ手段を備
   え、 前記インバータ制御手段は、前記バイパス系統から前記
   インバータに切り換えて前記負荷への給電を行う場合
   に、前記第２の起動位相で起動することを特徴とする電
   力変換装置。