JPH10146062A

JPH10146062A - インバータの運転方法

Info

Publication number: JPH10146062A
Application number: JP8298491A
Authority: JP
Inventors: Tamahiko Kanouda; 玲彦叶田; Yoshimi Sakurai; 芳美櫻井; Kenji Kubo; 謙二久保; Hideyasu Umetsu; 秀恭梅津; Hideaki Kunisada; 秀明国貞; Keizo Shimada; 恵三嶋田; Takayasu Nakane; 隆康中根
Original assignee: Hitachi Engineering Co Ltd; Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Engineering Co Ltd; Hitachi Ltd
Priority date: 1996-11-11
Filing date: 1996-11-11
Publication date: 1998-05-29

Abstract

(57)【要約】【課題】インバータの起動時にＶ相に過電流が発生す
るのを抑制すること。【解決手段】基準周波数指令１０を積分器１１で積分
し、この積分結果にしたがってＰＷＭ信号作成器２１
ａ、２１ｂでＰＷＭ信号を作成する過程で、起動スイッ
チ１３がオンになったときに、起動位相検出器１４によ
って積分器１１の出力を監視し、線間電圧Ｖｕｖの位相
が１５０ｄｅｇになったときに起動位相検出器１４から
ハイレベルの信号を出力し、ラッチ回路２３の出力をロ
ウレベルからハイレベルに反転し、ＡＮＤ回路２２ａ、
２０ｂからＰＷＭ信号を出力してスイッチング素子３ａ
〜３ｄをスイッチング動作させてインバータを起動す
る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、インバータの運転
方法に係り、特に、無停電電源装置やモータ制御装置の
電力変換器として用いるインバータの運転を制御するに
好適なインバータの運転方法に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来、電力変換装置（電力変換器）とし
て、交流電力を直流電力に変換するコンバータあるいは
直流電力を交流電力に変換するインバータが知られてい
る。これら電力変換装置のうちインバータとしては、例
えば特開平６−３３５２５４号公報に記載されているよ
うに、三相ブリッジインバータが多く採用されている。
特に、無停電電源装置においては、三相ブリッジコンバ
ータ、蓄電池、三相ブリッジインバータ、商用バイパス
回路および出力トランスを備えた構成が採用されてい
る。

【０００３】ところが、三相三線式の無停電電源装置を
構成するに際して、電力変換装置として三相ブリッジコ
ンバータや三相ブリッジインバータを用いた場合、ブリ
ッジコンバータ側のＶ相とブリッジインバータ側のＶ相
とを接地したときに、コンバータおよびインバータのス
イッチング素子のうちＶ相に接続されたスイッチング素
子（コンバータの下アームのスッチング素子とインバー
タの上アームのスイッチング素子）が同時にオンになる
と、コンバータとインバータ間の蓄電池の正負電極間が
負荷側のリアクトルを介してのみ接続され、蓄電池が短
絡状態になる。そこで、このような直流短絡モードを防
止するために、無停電電源装置の出力側に出力トランス
を設ける構成が採用されている。しかし、出力トランス
は体積が大きいばかりでなく、製造コストもかかるの
で、出力トランスを設けることは、無停電電源装置の小
型軽量化および低コスト化の点で大きな障害となる。

【０００４】そこで、特開平６−２５３５４９号公報に
記載されているように、無停電電源装置を構成する電力
変換器として、三相電圧のうち二つの線間電圧を制御す
るようにしたコンバータおよびインバータが提案されて
いる。この無停電電源装置では、コンバータおよびイン
バータのスイッチング素子を４個のスイッチング素子で
構成し、４個のスイッチング素子をそれぞれブリッジ接
続し、三相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）のうちＶ相を電源側か
ら負荷側まで引き通し、Ｖ相を共通電位とするとともに
接地した状態で受給電する構成が採用されている。この
ような構成を採用すると、コンバータおよびインバータ
のＶ相がともに接地されるため、コンバータとインバー
タのスイッチング素子が同時にオンになっても直流短絡
モードが生じるのを防止することができ、この主の無停
電電源装置では原理的に出力トランスを省略することが
可能となる。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】従来技術では、無停電
電源装置を構成するに際しては、コンバータおよびイン
バータともＶ相を接地しているため、接地相であるＶ相
を基準としたＵＶ間およびＷＶ間の線間電圧が制御対象
となる。そして、これら二つの線間電圧により形成され
た三相交流を負荷に給電する方式を採用しているため、
各相の出力電流を単独に制御することは困難である。特
に、Ｖ相の出力電流は、インバータから発生した電流の
うち、ＵＶ間の線間電圧によって負荷に流れるＵ相電流
とＷＶ間の線間電圧によって負荷に流れるＷ相電流の合
計値として表わされる電流であり、この電流を単独に制
御することはできない。このため、インバータの起動時
やバイパス系統からインバータへの切替時には、インバ
ータ出力側のフィルタコンデンサの充放電電流が発生す
る。しかも、Ｖ相電流については、これが装置設計上の
過電流レベルを越えても抑制することはできない。イン
バータの起動時にＶ相に過電流が流れると、過電流のレ
ベルによってはプロテクタが作動し、インバータの起動
時にも関わらず、起動直後にインバータが停止されるこ
とになる。

【０００６】本発明の目的は、特定の相に過電流が発生
するのを抑制することができるインバータの運転方法を
提供することにある。

【０００７】

【課題を解決するための手段】前記目的を達成するため
に、本発明は、直列接続された第１のスイッチング素子
と第２のスイッチング素子の両端と、直列接続された第
３のスイッチング素子と第４のスイッチング素子の両端
とを直列接続された複数の直流電源の両端にそれぞれ接
続してブリッジ回路を構成し、前記複数の直流電源の中
点を第１の出力点とし、前記第１のスイッチング素子と
第２のスイッチング素子との接続点を第２の出力点と
し、前記第３のスイッチング素子と第４のスイッチング
素子との接続点を第３の出力点として、これら第１、第
２、第３の出力点から負荷に三相交流電力を供給するイ
ンバータを運転するに際して、前記第１の出力点を基準
として第１の出力点と第２の出力点との間の電圧を第１
の線間電圧に制御するための第１のスイッチング信号お
よび第１の出力点と第３の出力点との間の電圧を第２の
線間電圧に制御するための第２のスイッチング信号を生
成し、第１の出力点の相電圧がほぼ０Ｖになると想定さ
れるタイミングで第１、第２のスイッチング信号を前記
第１、第２、第３、第４のスイッチング素子に供給して
インバータを起動することを特徴とするインバータの運
転方法を採用したものである。

【０００８】前記インバータの運転方法を採用するに際
しては、第１、第２のスイッチング信号を各スイッチン
グ素子に供給するタイミングとして、第１の線間電圧と
第２の線間電圧が等しくなると想定されるタイミングと
することできる。さらに、インバータとして、第１の出
力点と第２の出力点との間に第１の平滑回路を挿入し、
第３の出力点と第１の出力点との間に第２の平滑回路を
挿入し、第１の出力点と第１の平滑回路および第２の平
滑回路から付加に三相交流電力を供給するものにも前記
各運転方法を適用することができる。そして平滑回路を
有するインバータを運転する場合には、第１、第２のス
イッチング信号を各スイッチング素子に供給するタイミ
ングとしては、第１の出力点から第１の平滑回路を介し
て第１の出力点に流れる第１の電流の初期値と第１の出
力点から第２の平滑回路を介して第３の出力点に流れる
第２の電流の初期値がほぼ等しく、且つ第１の電流と第
２の電流の向きが第１の出力点で逆になると想定される
タイミングを用いることもできる。

【０００９】また本発明は、負荷に供給する電力を三相
交流電力系統からインバータに切替る運転を行なうもの
に適用したものとして、直列接続された第１のスイッチ
ング素子と第２のスイッチング素子の両端と、直列接続
された第３のスイッチング素子と第４のスイッチング素
子の両端とを直列接続された複数の直流電源の両端にそ
れぞれ接続してブリッジ回路を構成し、前記複数の直流
電源の中点を第１の出力点とし、前記第１のスイッチン
グ素子と第２のスイッチング素子との接続点を第２の出
力点とし、前記第３のスイッチング素子と第４のスイッ
チング素子との接続点を第３の出力点として、前記第１
の出力点と第２の出力点との間に第１の平滑回路を挿入
し、前記第３の出力点と第１の出力点との間に第２の平
滑回路を挿入し、前記第１の出力点と前記第１の平滑回
路および第２の平滑回路をそれぞれ第１、第２、第３の
スイッチ手段を介して三相交流電源系統に接続し、前記
第１の出力点と前記第１の平滑回路および第２の平滑回
路から負荷に三相交流電力を供給するインバータを運転
するに際して、前記負荷に供給する電力を前記三相交流
電源系統から前記インバータに切り替えるときには、前
記第１の出力点を基準として第１の出力点と第２の出力
点との間の電圧を第１の線間電圧に制御するための第１
のスイッチング信号および第１の出力点と第３の出力点
との間の電圧を第２の線間電圧に制御するための第２の
スイッチング信号を生成し、第１の出力点の相電圧がほ
ぼ０Ｖになると想定されるタイミングで第１、第２のス
イッチング信号を前記第１、第２、第３、第４のスイッ
チング素子に供給してインバータを起動し、同時に前記
第１、第２、第３のスイッチ手段を切断することを特徴
とするインバータの運転方法を採用したものである。

【００１０】この場合にも、タイミングとして前述した
他のタイミングを用いることができるとともに、前記各
運転方法を採用するに際しては、以下の要素を付加する
ことができる。

【００１１】第１、第２のスイッチング信号が前記第
１、第２、第３、第４のスイッチング素子に供給される
タイミングは、第１の線間電圧または第２の線間電圧の
位相が５π／６または１１π／６になると想定される。

【００１２】前記した手段によれば、第１、第２のスイ
ッチング信号の位相を監視し、指定のタイミングで第
１、第２のスイッチング信号を各スイッチング素子に供
給するようにしているため、インバータの起動時に特定
の相に過電流が発生するのを抑制することができる。

【００１３】ここで、インバータの起動時に特定の相と
して、例えば、Ｖ相に過電流が発生するのを抑制できる
理由を図２および図３にしたがって説明する。

【００１４】図２において、２５ａ、２５ｂはそれぞれ
インバータの二つの線間電圧を表わす交流電圧源であ
り、各交流電圧源２５ａ、２５ｂはリアクトル５ａ、５
ｂを介してコンデンサ６ａ、６ｂと負荷８に接続されて
いる。そして交流電圧源２５ａと２５ｂとの接続点をＶ
相とし、リアクトル５ａ、５ｂの負荷側をそれぞれＵ相
Ｗ相としたときに、インバータの起動前には線間電圧Ｖ
ｕｖとＶｖｗはともに０であり、コンデンサ６ａ、６ｂ
の電圧は０である。

【００１５】次に、インバータが起動し、初期電圧がＶ
ｕｖ、Ｖｖｗであるとすると、各発生電圧によりコンデ
ンサ６ａ、６ｂの充電電流が点線で示す経路で流れる。
これらの電流を各相電流としてとらえると、Ｕ相電流は
２６ａ、Ｖ相電流は２６ｂ、Ｗ相電流は２６ｃとなる。
このとき、Ｖ相電流２６ｃが最も小さくなるための条件
は電圧Ｖｕｖと電圧Ｖｖｗが等しく、点線で示す電流が
等しくなる場合である。このときには、Ｕ相電流２６ａ
とＷ相電流２６ｃは大きさが等しく符号が逆である。こ
の結果、Ｖ相電流２６ｂは相殺され０となる。

【００１６】このように、電圧Ｖｕｖ電圧Ｖｖｗが同じ
電圧を発生する位相からインバータを起動すれば、Ｖ相
電流の初期値を原理的に０にすることが可能となる。

【００１７】一方、三相交流の線間電圧と相電圧は図３
に示すような関係となる。図３から、電圧Ｖｕｖと電圧
Ｖｖｗが等しくなる位相は、電圧Ｖｕｖの位相として１
５０（ｄｅｇ）あるいは３３０（ｄｅｇ）であることが
分かる。このときには、Ｖ相電圧Ｖｖが０となってお
り、Ｖ相の電圧が０となる位相からインバータを起動す
ると、Ｖ相の初期値を０にすることができることにな
る。

【００１８】

【発明の実施の形態】以下、本発明の一実施形態を図面
に基づいて説明する。

【００１９】図１は本発明の一実施形態を示すインバー
タの主回路と制御回路である。図１において、インバー
タは、三相のうちＶ相を電源側から負荷側まで引き通
し、Ｖ相を接地した状態で受給電し、三相のうち二つの
線間電圧を制御する電力変換器として構成されており、
その制御ベクトルがＶ字型になることからＶ結線型イン
バータと呼称することがある。

【００２０】インバータの主回路は、直流電源１ａ、１
ｂ、ドライブ回路２ａ〜２ｄ、スイッチング素子３ａ〜
３ｄ、ダイオード４ａ〜４ｄ、リアクトル５ａ、５ｂ、
コンデンサ６ａ、６ｂ、電圧検出器７ａ、７ｂを備えて
構成されている。直流電源１ａ、１ｂは互いに直列に接
続されており、直流電源１ａ、１ｂの中点である接続点
は第１の出力点２４ａとして接地されている。この第１
の出力点２４ａはＶ相として負荷８に接続されている。
スイッチング素子３ａ〜３ｄはそれぞれＩＧＢＴ（Ｉｎ
ｓｕｌａｔｅｄＧａｔｅＢｉｐｏｌａｒＴｒａｎ
ｓｉｓｔｏｒ）で構成されており、スイッチング素子３
ａが第１のスイッチング素子として、第２のスイッチン
グ素子としてのスイッチング素子３ｂと互いに直列に接
続され、スイッチング素子３ｃが第３のスイッチング素
子として、第４のスイッチング素子としてのスイッチン
グ素子３ｄと互いに直列に接続されている。スイッチン
グ素子３ａ、３ｂの直列接続点が第２の出力点２４ｂと
してリアクトル５ａを介して負荷８に接続されている。
スイッチング素子３ｃ、３ｄの接続点は第３の出力２４
ｃとしてリアクトル５ｂを介して負荷８に接続されてい
る。さらにスイッチング素子３ａ、３ｂの両端とスイッ
チング素子３ｃ、３ｄの両端はそれぞれ直流電源１ａ、
１ｂの両端に接続されてブリッジ回路を構成している。
また各スイッチング素子３ａ〜３ｄのゲート（制御端
子）にはドライブ回路２ａ〜２ｄが接続されており、エ
ミッタとコレクタにはダイオード４ａ〜４ｄが逆並列接
続されている。そして各スイッチング素子３ａ〜３ｄ
は、ドライブ回路２ａ〜２ｄからのスイッチング信号に
応答して、スイッチング素子３ａ、３ｂが交互にオンオ
フするとともに、スイッチング素子３ｃ、３ｄが交互に
オンオフすることによって、第１の出力点２４ａを基準
として、図３に示すように、第１の出力点２４ａと第２
の出力点２４ｂとの間に交流の線間電圧Ｖｕｖを出力
し、第１の出力２４ａと第３の出力点２４ｃ間に交流の
線間電圧Ｖｖｗを発生するようになっている。なお、第
２の出力点２４ｂと第３の出力点２４ｃとの間には線間
電圧Ｖｗｕが発生する。そしてこれらの線間電圧は、リ
アクトル５ａ、コンデンサ６ａで構成される第１の平滑
回路と、リアクトル５ｂとコンデンサ６ｂで構成される
第２の平滑回路で平滑化され、平滑化された三相の交流
電圧が負荷８に供給される。このときコンデンサ６ａ、
６ｂに発生する電圧がそれぞれ電圧検出器７ａ、７ｂで
検出される。

【００２１】次に、インバータの制御回路について説明
する。この制御回路は、スイッチング素子３ａ〜３ｄの
スイッチング動作によってＵＶ相間とＶＷ相間の線間電
圧を制御するための第１のスイッチング信号と第２のス
イッチング信号を生成するように構成されている。そし
てインバータの出力周波数を規定するために基準周波数
指令１０が設けられている。基準周波数指令１０は、例
えば５０Ｈｚに対応したレベルの信号（単調増加する信
号）を順次積分器１１に出力するようになっている。積
分器１１は、図４（ａ）に示すように、基準周波数指令
１０を順次積分し、積分した信号は正弦波作成回路１７
ａ、１７ｂ、加算器１６、起動位相検出器１４に出力す
るようになっている。すなわち積分器１１は周波数を時
間領域で積分し、位相情報を出力するようになってい
る。この位相は−πとπの間で単調に増加する鋸波であ
る。そして位相はインバータのＵ相とＶ相との間の線間
電圧Ｖｕｖの位相θｕｖに相当する。正弦波作成回路１
７ａは積分器１１の出力から正弦波信号としてｓｉｎθ
ｕｖの信号を生成して掛け算器１８ａに出力するように
なっている。この掛け算器１８ａには、インバータの出
力信号のうち振幅を規定するために、基準電圧指令１２
が入力されている。この基準電圧指令１２は、インバー
タの線間出力電圧の基準値であって、例えば実効値２０
０Ｖの線間電圧を出力するインバータにおいては２８
２．８Ｖである。そしてｓｉｎθｕｖと基準電圧指令１
２とが掛け算器１８ａで掛け算されて、ＵＶの線間電圧
の指令値Ｖｕｖ（ｒｅｆ）として生成され、この指令値
が加算器１９ａに入力される。

【００２２】一方、正弦波作成回路１７ｂには、積分器
１１の出力が加算器１６を介して入力されており、加算
器１６には定数発生器１５から定数π／３が入力されて
いる。すなわち、積分器１１の出力である位相θｕｖに
π／３が加算され、加算された位相が正弦波作成回路１
７ｂに入力されている。この位相は、Ｗ相とＶ相との間
の線間電圧Ｖｗｖの位相θｗｖに相当する。そしてこの
位相にしたがって正弦波作成回路１７ｂで正弦波が作成
されると、掛け算器１８ｂにより、ｓｉｎθｗｖと基準
電圧指令１２とが掛け算され、掛け算器１８ｂからＷＶ
の線間電圧の指令値Ｖｗｖ（ｒｅｆ）が出力される。そ
してこの指令値は加算器１９ｂに入力される。

【００２３】加算器１９ａ、１９ｂには電圧検出器７
ａ、７ｂの検出電圧が入力されており、加算器１９ａ、
１９ｂからは掛け算器１８ａ、１８ｂの出力と電圧検出
器７ａ、７ｂの検出電圧との偏差に応じた信号が出力さ
れ、この信号が制御回路２０ａ２０ｂに入力される。す
なわち制御回路２０ａ、２０ｂには指令値Ｖｕｖ（ｒｅ
ｆ）、Ｖｗｖ（ｒｅｆ）から電圧検出器７ａ、７ｂの検
出電圧Ｖｕｖ、Ｖｗｖを減算した信号が入力される。ま
たこの制御回路２０ａ、２０ｂには掛け算器１８ａ、１
８ｂの出力がそのまま入力されている。そして制御回路
２０ａ、２０ｂでは、各入力信号を用いて、ＵＶ、ＷＶ
間に出力すべき電圧に比例した波形である変調率Ｍｕ
ｖ、Ｍｗｖを演算し、演算結果をＰＷＭ信号作成回路２
１、２１ｂに出力する。ＰＷＭ信号作成回路２１ａ、２
１ｂは、変調率Ｍｕｖ、Ｍｗｖをそれぞれキャリア信号
と比較してスイッチング信号としてのＰＷＭ信号をＡＮ
Ｄ回路２２ａ、２２ｂに出力する。なおキャリア信号波
は、スイッチング素子３ａ〜３ｄを駆動するスイッチン
グ周波数で振動する三角波である。ＡＮＤ回路２２ａ、
２２ｂはラッチ回路２３の出力がハイレベルでなったと
きにのみＰＷＭ信号をＰＮ信号作成およびデッドタイム
付加回路９ａ、９ｂに出力するようになっている。ＰＮ
信号作成およびデッドタイム付加回路９ａ、９ｂはそれ
ぞれドライブ回路２ａ〜２ｄに接続されている。

【００２４】一方、ラッチ回路２３は起動位相検出器１
４と起動スイッチ１３に接続されている。そして起動ス
イッチ１３がオンになって起動スイッチ１３からハイレ
ベルの信号が入力されたことを条件に、起動位相検出器
１４からハイレベルの信号が入力されたときに起動指令
としてハイレベルの信号をＡＮＤ回路２２ａ、２２ｂに
出力するようになっている。起動位相検出器１４は、図
４（ｂ）に示すように、積分器１１の出力が５π／６に
なったときにのみハイレベルの信号を出力するようにな
っている。このハイレベルの信号は、基準周波数指令１
０が５０Ｈｚのときには２０ｍＳごとに発生することに
なる。そしてこの位相は１５０ｄｅｇに相当し、図３に
示すように、線間電圧Ｖｕｖと線間電圧Ｖｖｗが等しく
なる位相である。

【００２５】上記構成において、起動スイッチ１３がオ
フのときにはラッチ回路２３の出力はロウレベルにあ
り、ＡＮＤ回路２２ａ、２２ｂの出力はロウレベルにあ
るため、スイッチング素子３ａ〜３ｄはゲートサプレス
状態であって、全てオフの状態に維持されている。

【００２６】次に、インバータを起動するために、起動
スイッチ１３がオンになり、ラッチ回路２３にハイレベ
ルの信号が入力されると、ラッチ回路２３がセットされ
る。ただし、起動スイッチ１３がオンになっても、起動
位相検出器１４の出力がロウレベルにあるときにはラッ
チ回路２３の出力もロウレベルに維持されているため、
スイッチング素子３ａ〜３ｄは全てオフ状態にある。

【００２７】起動スイッチ１３がオンとなったあと、図
４に示すように、起動位相検出器１４の出力がハイレベ
ルに反転すると、ＰＷＭ信号作成回路２１ａ、２１ｂで
作成されたＰＷＭ信号（第１、第２のスイッチング信
号）がＡＮＤ回路２２ａ、２２ｂを介して出力される。
各ＰＷＭ信号はＰＮ信号作成およびデッドタイム付加回
路９ａ、９ｂでデッドタイムが付加されたあと、Ｐ側
（上アーム）、Ｎ側（下アーム）のスイッチング素子３
ａから３ｂに振り分けられ、ドライブ２ａ〜２ｄを介し
て各スイッチング素子２ａ〜３ｄのゲートに印加され
る。これにより各スイッチング素子３ａ〜３ｄがスイッ
チング動作を開始し、インバータが起動する。この起動
時の電圧波形は、図４（ｅ）に示すとおりであり、イン
バータは線間電圧ＶｕｖとＶｖｗが等しい位相から起動
することになる。

【００２８】ここで、本実施形態における起動位相を変
化させた場合のインバータ起動時の各相の電流をシミュ
レーションにより求めた結果を図５および図６に示す。
このシミュレーション条件は、インバータの出力線間電
圧の実効値を２００Ｖ、負荷５０ｋＶＡの場合を想定し
て算出した。

【００２９】図５および図６において、（ａ）は、ＵＶ
線間電圧位相θｕｖが０ｄｅｇのときに起動した場合で
あり、起動時の電流はＶ相電流Ｉｖのピーク値が三相の
中で最も大きく、約−３３０Ａである。（ｂ）は、ＵＶ
線間電圧位相θｕｖが３０ｄｅｇの場合であり、Ｖ相電
流Ｉｖのピーク値は−４５０Ａである。（ｃ）は位相θ
ｕｖを６０ｄｅｇとした場合であり、Ｉｂのピーク値は
５１０Ａに達する。また、（ｄ）は位相θｕｖを９０ｄ
ｅｇのときに起動したものであり、Ｉｖが最も大きく、
ピーク値は約４３０Ａである。（ｅ）は位相θｕｖを１
２０ｄｅｇとして起動したときの波形であり、Ｉｖが最
も大きいが２８０Ａ程度である。最後に、（ｆ）は位相
θｕｖを１５０ｄｅｇとして起動したときの波形であ
る。この位相は、図３に示すインバータ起動位相であ
る。この位相でインバータを起動したときには、他の位
相で起動したときとは異なり、Ｖ相電流Ｉｖのピークは
見られず、Ｕ相電流Ｉｕ、Ｗ相電流Ｉｗではピークは出
るが、波高値は２２０Ａ程度であり、定格電流の範囲内
に収まり、起動時にＶ相の過電流は発生しないことが分
かる。

【００３０】このように、シミュレーション結果からも
明らかなように、スイッチング信号をスイッチング素子
３ａ〜３ｄに供給してインバータを起動するに際して、
スイッチング信号を生成する過程で、ＵＶ線間電圧位相
θｕｖが１５０ｄｅｇとなると想定されるタイミング、
あるいはＶ相相電圧がほぼ０ボルトになると想定される
タイミングでインバータを起動すると、Ｖ相に過大な電
流が流れるのを抑制することができる。

【００３１】一方、インバータを停止する場合には、起
動スイッチ１３をオフとすれば、ラッチ回路２３の出力
はロウレベルに反転するため、ＡＮＤ回路２２ａ、２２
ｂからＰＷＭ信号が発生するのが停止され、スイッチン
グ素子３ａ〜３ｄのゲートはサプレス状態になる。

【００３２】また前記実施状態では、インバータの起動
位相として、θｕｖが１５０ｄｅｇ（５π／６）を用い
たものについて述べたが、図３に示すように、起動位相
として３３０ｄｅｇ（１１π／６）を用いることもでき
る。さらに起動位相として１５０ｄｅｇと３３０ｄｅｇ
の両方を用いることもできる。この場合には起動位相検
出器からは１０ｍＳごとにハイレベルの信号が出力する
ため、起動位相として単一の起動位相のみを用いたとき
よりも起動スイッチ１３をオンにした後、短時間でイン
バータを起動することができる。

【００３３】また前記実施形態では、スイッチング素子
３ａ〜３ｄとしてＩＧＢＴを用いたものについて述べた
が、バイポーラパワートランジスタやＧＴＯ（Ｇａｔｅ
ＴｕｒｎＯｆｆＴｈｙｒｉｓｔｏｒ）、ＭＯＳＦ
ＥＴなど各種のパワースイッチング素子を使用すること
もできる。

【００３４】また負荷については、三相交流を受電して
動作する電気回路であればどのようなものでも対象とす
ることができ、例えば、線形負荷、整流器負荷、モータ
等が挙げられる。

【００３５】さらに、本実施形態の制御回路は、ハード
ウエアで構成されるように記述したが、マイクロコンピ
ュータを利用することにより、同じブロック構成をソフ
トウエアで実現することもできる。

【００３６】次に、本発明による第２の実施形態を図７
にしたがって説明する。

【００３７】本実施形態は、Ｖ結線型インバータとＶ結
線型コンバータとを備えた無停電電源装置を構成し、負
荷に接続されたスイッチ手段としての双方向スイッチ３
０ａ〜３０ｃをそれぞれバイパス系統３１ａ〜３１ｃを
介して三相交流電源系統の交流電源３２に接続したもの
であり、Ｖ結線型インバータの主回路は図１と同様で、
且つインバータの制御回路に交流電源３２と同期をとる
ための要素を付加したものであり、インバータの基本構
成は図１のものと同様である。

【００３８】コンバータはブリッジ回路を構成する４個
のスイッチング素子３ｇ〜３ｊを備えており、各スイッ
チング素子は、例えばＩＧＢＴで構成されている。各ス
イッチング素子３ｇ〜３ｊのゲートにドライブ回路２ｇ
〜２ｊが接続され、エミッタとコレクタ間にダイオード
４ｇ〜４ｊが逆並列接続されている。ドライブ回路２ｇ
〜２ｊはそれぞれコンバータ制御回路３３に接続されて
おり、コンバータ制御回路３３からのスイッチング信号
にしたがって各スイッチング素子３ｇ〜３ｊがスイッチ
ング動作するようになっている。またスイッチング素子
３ｇと３ｈとの接続点がリアクトル５ｃを介して交流電
源３２に接続され、スイッチング素子３ｉと３ｊとの接
続点がリアクトル５ｄを介して交流電源３２に接続され
ている。そして交流電源３２にＶ相が接地され、このＶ
相が交流電源３２から負荷８まで接続されている。そし
てコンバータはコンバータ制御回路３３からのスイッチ
ング信号に応答して各スイッチング素子３ｇ〜３ｊがス
イッチング動作することにより、交流電源３２からの交
流電力を直流電力に変換して直流電源１ａ、１ｂ側に出
力するようになっている。

【００３９】一方、インバータの制御回路においては、
図１に示す制御回路のほかに、ゼロクロス回路３４、ス
イッチ３５、ＰＩ（比例積分）制御回路３６、加算器３
７、スイッチ３８ａ、３８ｂが設けられており、スイッ
チ３８ａ、３８ｂは掛け算器１８ａ、１８ｂと加算器１
９ａ、１９ｂとの間にそれぞれ挿入され、交流電源３２
の電圧を検出する電圧検出器７ｃ、７ｄにそれぞれ接続
されている。

【００４０】ゼロクロス回路３４は電圧検出器７ｃの検
出出力を取り込んで、交流電源３２の線間電圧Ｖｕｖの
位相を監視し、Ｖｕｖが負電圧から正電圧に変化する
際、すなわち電圧がゼロ点と交差したときにパルス信号
をスイッチ３５に出力する。このパルス信号は交流電源
３２のゼロクロス位相を示すことになる。そしてスイッ
チ３５がパルス信号によって閉じると、交流電源３２の
位相がゼロのときの制御回路内部の位相情報がＰＩ制御
回路３６に入力される。ＰＩ制御回路３６ではこの位相
δθを増幅して周波数の誤差をδωとして加算器３７に
出力する。加算器３７に誤差δωが入力されると、基準
周波数指令１０から誤差δωが減算され、減算された周
波数の信号が積分器１１に入力され、周波数が調整され
る。すなわち、制御回路内部の位相および周波数を交流
電源３２の線間電圧の周波数および位相に同期させる制
御が行なわれる。

【００４１】次に、本実施形態の動作について説明す
る。

【００４２】まず、コンバータを運転するに際しては、
コンバータ制御回路３３から各ドライブ回路２ｇ〜２ｊ
にドライブ信号が入力されると、スイッチング素子３ｇ
〜３ｊがスイッチング動作され、交流電源３２からの交
流電力が直流電力に変換され、直流電源１ａ、１ｂに供
給されるとともにインバータに印加される。このときコ
ンバータから発生する直流電圧は交流電源３２の線間電
圧の実効値が２００ボルトの場合には、ともに約３３０
ボルト程度とするのが望ましい。またコンバータ制御回
路３３は実際には直流電源１ａ、１ｂの電圧をフィード
バックし、このフィードバックした電圧が一定となるよ
うに制御される。さらにコンバータ制御回路３３はリア
クトル５ｃ、５ｄの電流もフィードバックし、各電流が
交流電源３２のＵ相、Ｗ相の電圧に比例した正弦波とな
るように制御される。

【００４３】次に、交流電源３２の電力をバイパス系統
３１ａ〜３１ｃを介して負荷８に供給する場合およびイ
ンバータが停止した場合には、双方向スイッチ３０ａ〜
３０ｃをオンにし、交流電源３２からの電力をバイパス
系統３１ａ〜３１ｃ、双方向スイッチ３０ａ〜３０ｃを
介して負荷８に供給する。

【００４４】次に、バイパス系統３１ａ〜３１ｃからイ
ンバータへの運転に切替る際の動作について説明する。
負荷８への給電がバイパス系統３１ａ〜３１ｃによって
行なわれているときには、双方向スイッチ３０ａ〜３０
ｃがオン状態になり、起動スイッチ１３はオフ状態にあ
るので、インバータのゲートはゲートサプレス状態にあ
り、インバータは停止状態である。

【００４５】ここで、バイパス系統３１ａ〜３１ｃから
インバータへの運転に切り替るときには、スイッチ３８
ａ、３８ｂをそれぞれ電圧検出器７ｃ、７ｄ側に切替る
とともに、起動スイッチ１３をオンにする。このとき積
分器１１から出力される位相情報θｕｖは交流電源３２
の周波数および位相に同期している。そして起動位相検
出器１４からは、交流電源３２のＵＶ相間の電圧の位相
が１５０ｄｅｇとなったときにパルス信号が出力され
る。これによりラッチ回路２３の出力がロウレベルから
ハイレベルに反転し、ＡＮＤ回路２２ａ、２２ｂからＰ
ＷＭ信号が出力され、インバータが起動される。このと
き、インバータの基準電圧としてはスイッチ３８ａ、３
８ｂによって交流電源３２の線間電圧が選択されている
ので、交流電源３２の電圧がインバータの出力電圧に反
映され、切替時に負荷８に電圧変動を与えることはな
い。またラッチ回路２３の出力がロウレベルからハイレ
ベルに反転した瞬間に双方向スイッチ３０ａ〜３０ｃを
オフにする。

【００４６】インバータが起動した後は、無停電電源装
置では、バイパス系統の停電に備え、内部基準値を制御
回路の基準電圧指令に１２に切替る必要がある。この切
替は、バイパス系統からインバータへの切替が完了した
あとに、スイッチ３８ａ、３８ｂを掛け算器１８ａ、１
８ｂ側に切替ることにより行なう。この場合、基準電圧
指令１２の値を切替時には交流電源３２の値に設定し、
その後設定電圧を徐々に基準電圧まで変化させること
で、切替時にインラッシュ電圧が発生するのを防止する
ことができる。

【００４７】本実施形態においては、バイパス系統から
インバータへの運転に切替るに際して、インバータの起
動時には交流電源３２の電圧をインバータの出力電圧に
反映させるようにしたため、バイパス系統からインバー
タへの運転に切替るときにインラッシュ電流が流れるの
を抑制することができる。

【００４８】また本実施形態においても、切替のシーケ
ンスやインバータ、コンバータの制御回路については、
アナログ回路を用いたハードウエアのみならず、マイク
ロコンピュータを用いたソフトウエアにより実現するこ
とができる。

【００４９】また本実施形態においても、インバータの
起動位相として１５０ｄｅｇ、３３０ｄｅｇを選択する
ことで、インバータ起動時にＶ相に過電流が流れるのを
抑制することができる。

【００５０】

【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
第１の出力点の相電圧がほぼ０ボルトになると想定され
るタイミングあるいは第１の線間電圧と第２の線間電圧
が等しくなると想定されるタイミングでインバータを起
動するようにしたため、インバータの起動時に特定の相
に過電流が発生するのを抑制することができ、インバー
タを円滑に起動させることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施形態を示すインバータのブロッ
ク構成図である。

【図２】本発明の原理を説明するための図である。

【図３】インバータの起動位相とインバータの出力電圧
の関係を示す図である。

【図４】インバータの起動時のシーケンスを説明するた
めの波形図である。

【図５】インバータの起動位相と電流との関係を示すシ
ミュレーション波形図である。

【図６】図５に示す各部の拡大図である。

【図７】本発明の他の実施形態を示す無停電電源装置の
ブロック構成図である。

【符号の説明】

１ａ、１ｂ直流電源２ａ〜２ｄドライブ回路３ａ〜３ｄスイッチング素子４ａ〜４ｄダイオード５ａ、５ｂリアクトル６ａ、６ｂコンデンサ７ａ、７ｂ電圧検出器８負荷９ａ、９ｂＰＮ信号作成およびデッドタイム付加回路１０基準周波数指令１１積分器１２基準電圧指令１３起動スイッチ１４起動位相検出器１５定数発生器１６加算器１７ａ、１７ｂ正弦波作成回路１８ａ、１８ｂ掛け算器１９ａ、１９ｂ減算器２０ａ、２０ｂ制御回路２１ａ、２１ｂＰＷＭ作成回路２２ａ、２２ｂＡＮＤ回路２３ラッチ回路２４ａ第１の出力点２４ｂ第２の出力点２４ｃ第３の出力点２５ａ、２５ｂ交流電圧源２６ａＵ相電流２６ｂＶ相電流２６ｃＷ相電流３０ａ〜３０ｃ双方向スイッチ３１ａ〜３１ｃバイパス系統３２交流電源３３コンバータ制御回路３４ゼロクロス回路３５スイッチ３６ＰＩ制御回路３７加算器３８ａ、３８ｂスイッチ

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者久保謙二茨城県日立市大みか町七丁目１番１号株式会社日立製作所日立研究所内 (72)発明者梅津秀恭茨城県日立市幸町三丁目１番１号株式会社日立製作所日立工場内 (72)発明者国貞秀明茨城県日立市幸町三丁目１番１号株式会社日立製作所日立工場内 (72)発明者嶋田恵三茨城県日立市幸町三丁目１番１号株式会社日立製作所日立工場内 (72)発明者中根隆康茨城県日立市幸町三丁目２番１号日立エンジニアリング株式会社内

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】直列接続された第１のスイッチング素子
と第２のスイッチング素子の両端と、直列接続された第
３のスイッチング素子と第４のスイッチング素子の両端
とを直列接続された複数の直流電源の両端にそれぞれ接
続してブリッジ回路を構成し、前記複数の直流電源の中
点を第１の出力点とし、前記第１のスイッチング素子と
第２のスイッチング素子との接続点を第２の出力点と
し、前記第３のスイッチング素子と第４のスイッチング
素子との接続点を第３の出力点として、これら第１、第
２、第３の出力点から負荷に三相交流電力を供給するイ
ンバータを運転するに際して、前記第１の出力点を基準
として第１の出力点と第２の出力点との間の電圧を第１
の線間電圧に制御するための第１のスイッチング信号お
よび第１の出力点と第３の出力点との間の電圧を第２の
線間電圧に制御するための第２のスイッチング信号を生
成し、第１の出力点の相電圧がほぼ０Ｖになると想定さ
れるタイミングで第１、第２のスイッチング信号を前記
第１、第２、第３、第４のスイッチング素子に供給して
インバータを起動することを特徴とするインバータの運
転方法。
【請求項２】直列接続された第１のスイッチング素子
と第２のスイッチング素子の両端と、直列接続された第
３のスイッチング素子と第４のスイッチング素子の両端
とを直列接続された複数の直流電源の両端にそれぞれ接
続してブリッジ回路を構成し、前記複数の直流電源の中
点を第１の出力点とし、前記第１のスイッチング素子と
第２のスイッチング素子との接続点を第２の出力点と
し、前記第３のスイッチング素子と第４のスイッチング
素子との接続点を第３の出力点として、前記第１の出力
点と第２の出力点との間に第１の平滑回路を挿入し、前
記第３の出力点と第１の出力点との間に第２の平滑回路
を挿入し、前記第１の出力点と前記第１の平滑回路およ
び第２の平滑回路から負荷に三相交流電力を供給するイ
ンバータを運転するに際して、前記第１の出力点を基準
として第１の出力点と第２の出力点との間の電圧を第１
の線間電圧に制御するための第１のスイッチング信号お
よび第１の出力点と第３の出力点との間の電圧を第２の
線間電圧に制御するための第２のスイッチング信号を生
成し、第１の出力点の相電圧がほぼ０Ｖになると想定さ
れるタイミングで第１、第２のスイッチング信号を前記
第１、第２、第３、第４のスイッチング素子に供給して
インバータを起動することを特徴とするインバータの運
転方法。
【請求項３】直列接続された第１のスイッチング素子
と第２のスイッチング素子の両端と、直列接続された第
３のスイッチング素子と第４のスイッチング素子の両端
とを直列接続された複数の直流電源の両端にそれぞれ接
続してブリッジ回路を構成し、前記複数の直流電源の中
点を第１の出力点とし、前記第１のスイッチング素子と
第２のスイッチング素子との接続点を第２の出力点と
し、前記第３のスイッチング素子と第４のスイッチング
素子との接続点を第３の出力点として、これら第１、第
２、第３の出力点から負荷に三相交流電力を供給するイ
ンバータを運転するに際して、前記第１の出力点を基準
として第１の出力点と第２の出力点との間の電圧を第１
の線間電圧に制御するための第１のスイッチング信号お
よび第１の出力点と第３の出力点との間の電圧を第２の
線間電圧に制御するための第２のスイッチング信号を生
成し、第１の線間電圧と第２の線間電圧が等しくなると
想定されるタイミングで第１、第２のスイッチング信号
を前記第１、第２、第３、第４のスイッチング素子に供
給してインバータを起動することを特徴とするインバー
タの運転方法。
【請求項４】直列接続された第１のスイッチング素子
と第２のスイッチング素子の両端と、直列接続された第
３のスイッチング素子と第４のスイッチング素子の両端
とを直列接続された複数の直流電源の両端にそれぞれ接
続してブリッジ回路を構成し、前記複数の直流電源の中
点を第１の出力点とし、前記第１のスイッチング素子と
第２のスイッチング素子との接続点を第２の出力点と
し、前記第３のスイッチング素子と第４のスイッチング
素子との接続点を第３の出力点として、前記第１の出力
点と第２の出力点との間に第１の平滑回路を挿入し、前
記第３の出力点と第１の出力点との間に第２の平滑回路
を挿入し、前記第１の出力点と前記第１の平滑回路およ
び第２の平滑回路から負荷に三相交流電力を供給するイ
ンバータを運転するに際して、前記第１の出力点を基準
として第１の出力点と第２の出力点との間の電圧を第１
の線間電圧に制御するための第１のスイッチング信号お
よび第１の出力点と第３の出力点との間の電圧を第２の
線間電圧に制御するための第２のスイッチング信号を生
成し、第１の線間電圧と第２の線間電圧が等しくなると
想定されるタイミングで第１、第２のスイッチング信号
を前記第１、第２、第３、第４のスイッチング素子に供
給してインバータを起動することを特徴とするインバー
タの運転方法。
【請求項５】直列接続された第１のスイッチング素子
と第２のスイッチング素子の両端と、直列接続された第
３のスイッチング素子と第４のスイッチング素子の両端
とを直列接続された複数の直流電源の両端にそれぞれ接
続してブリッジ回路を構成し、前記複数の直流電源の中
点を第１の出力点とし、前記第１のスイッチング素子と
第２のスイッチング素子との接続点を第２の出力点と
し、前記第３のスイッチング素子と第４のスイッチング
素子との接続点を第３の出力点として、前記第１の出力
点と第２の出力点との間に第１の平滑回路を挿入し、前
記第３の出力点と第１の出力点との間に第２の平滑回路
を挿入し、前記第１の出力点と前記第１の平滑回路およ
び第２の平滑回路から負荷に三相交流電力を供給するイ
ンバータを運転するに際して、前記第１の出力点を基準
として第１の出力点と第２の出力点との間の電圧を第１
の線間電圧に制御するための第１のスイッチング信号お
よび第１の出力点と第３の出力点との間の電圧を第２の
線間電圧に制御するための第２のスイッチング信号を生
成し、第２の出力点から第１の平滑回路を介して第１の
出力点に流れる第１の電流の初期値と第１の出力点から
第２の平滑回路を介して第３の出力点に流れる第２の電
流の初期値がほぼ等しく、かつ第１の電流と第２の電流
の向きが第１の出力点で逆になると想定されるタイミン
グで第１、第２のスイッチング信号を前記第１、第２、
第３、第４のスイッチング素子に供給してインバータを
起動することを特徴とするインバータの運転方法。
【請求項６】直列接続された第１のスイッチング素子
と第２のスイッチング素子の両端と、直列接続された第
３のスイッチング素子と第４のスイッチング素子の両端
とを直列接続された複数の直流電源の両端にそれぞれ接
続してブリッジ回路を構成し、前記複数の直流電源の中
点を第１の出力点とし、前記第１のスイッチング素子と
第２のスイッチング素子との接続点を第２の出力点と
し、前記第３のスイッチング素子と第４のスイッチング
素子との接続点を第３の出力点として、前記第１の出力
点と第２の出力点との間に第１の平滑回路を挿入し、前
記第３の出力点と第１の出力点との間に第２の平滑回路
を挿入し、前記第１の出力点と前記第１の平滑回路およ
び第２の平滑回路をそれぞれ第１、第２、第３のスイッ
チ手段を介して三相交流電源系統に接続し、前記第１の
出力点と前記第１の平滑回路および第２の平滑回路から
負荷に三相交流電力を供給するインバータを運転するに
際して、前記負荷に供給する電力を前記三相交流電源系
統から前記インバータに切り替えるときには、前記第１
の出力点を基準として第１の出力点と第２の出力点との
間の電圧を第１の線間電圧に制御するための第１のスイ
ッチング信号および第１の出力点と第３の出力点との間
の電圧を第２の線間電圧に制御するための第２のスイッ
チング信号を生成し、第１の出力点の相電圧がほぼ０Ｖ
になると想定されるタイミングで第１、第２のスイッチ
ング信号を前記第１、第２、第３、第４のスイッチング
素子に供給してインバータを起動し、同時に前記第１、
第２、第３のスイッチ手段を切断することを特徴とする
インバータの運転方法。
【請求項７】直列接続された第１のスイッチング素子
と第２のスイッチング素子の両端と、直列接続された第
３のスイッチング素子と第４のスイッチング素子の両端
とを直列接続された複数の直流電源の両端にそれぞれ接
続してブリッジ回路を構成し、前記複数の直流電源の中
点を第１の出力点とし、前記第１のスイッチング素子と
第２のスイッチング素子との接続点を第２の出力点と
し、前記第３のスイッチング素子と第４のスイッチング
素子との接続点を第３の出力点として、前記第１の出力
点と第２の出力点との間に第１の平滑回路を挿入し、前
記第３の出力点と第１の出力点との間に第２の平滑回路
を挿入し、前記第１の出力点と前記第１の平滑回路およ
び第２の平滑回路をそれぞれ第１、第２、第３のスイッ
チ手段を介して三相交流電源系統に接続し、前記第１の
出力点と前記第１の平滑回路および第２の平滑回路から
負荷に三相交流電力を供給するインバータを運転するに
際して、前記負荷に供給する電力を前記三相交流電源系
統から前記インバータに切り替えるときには、前記第１
の出力点を基準として第１の出力点と第２の出力点との
間の電圧を第１の線間電圧に制御するための第１のスイ
ッチング信号および第１の出力点と第３の出力点との間
の電圧を第２の線間電圧に制御するための第２のスイッ
チング信号を生成し、第１の線間電圧と第２の線間電圧
が等しくなると想定されるタイミングで第１、第２のス
イッチング信号を前記第１、第２、第３、第４のスイッ
チング素子に供給してインバータを起動し、同時に前記
第１、第２、第３のスイッチ手段を切断することを特徴
とするインバータの運転方法。
【請求項８】直列接続された第１のスイッチング素子
と第２のスイッチング素子の両端と、直列接続された第
３のスイッチング素子と第４のスイッチング素子の両端
とを直列接続された複数の直流電源の両端にそれぞれ接
続してブリッジ回路を構成し、前記複数の直流電源の中
点を第１の出力点とし、前記第１のスイッチング素子と
第２のスイッチング素子との接続点を第２の出力点と
し、前記第３のスイッチング素子と第４のスイッチング
素子との接続点を第３の出力点として、前記第１の出力
点と第２の出力点との間に第１の平滑回路を挿入し、前
記第３の出力点と第１の出力点との間に第２の平滑回路
を挿入し、前記第１の出力点と前記第１の平滑回路およ
び第２の平滑回路をそれぞれ第１、第２、第３のスイッ
チ手段を介して三相交流電源系統に接続し、前記第１の
出力点と前記第１の平滑回路および第２の平滑回路から
負荷に三相交流電力を供給するインバータを運転するに
際して、前記負荷に供給する電力を前記三相交流電源系
統から前記インバータに切り替えるときには、前記第１
の出力点を基準として第１の出力点と第２の出力点との
間の電圧を第１の線間電圧に制御するための第１のスイ
ッチング信号および第１の出力点と第３の出力点との間
の電圧を第２の線間電圧に制御するための第２のスイッ
チング信号を生成し、第２の出力点から第１の平滑回路
を介して第１の出力点に流れる第１の電流の初期値と第
１の出力点から第２の平滑回路を介して第３の出力点に
流れる第２の電流の初期値がほぼ等しく、かつ第１の電
流と第２の電流の向きが第１の出力点で逆になると想定
されるタイミングで第１、第２のスイッチング信号を前
記第１、第２、第３、第４のスイッチング素子に供給し
てインバータを起動し、同時に前記第１、第２、第３の
スイッチ手段を切断することを特徴とするインバータの
運転方法。
【請求項９】第１、第２のスイッチング信号を、イン
バータの出力電圧が三相交流電源系統の電圧の実効値に
比例した電圧となるように設定された設定電圧を基準と
して生成し、インバータの起動後前記設定電圧を徐々に
基準電圧まで変化させることを特徴とする請求項６、７
または８記載のインバータの運転方法。
【請求項１０】第１、第２のスイッチング信号が前記
第１、第２、第３、第４のスイッチング素子に供給され
るタイミングは、第１の線間電圧または第２の線間電圧
の位相が５π／６または１１π／６になると想定される
ときである請求項１乃至９のうちいずれか１項に記載の
インバータの運転方法。