JP2004222338A

JP2004222338A - 電力変換装置

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Publication number: JP2004222338A
Application number: JP2003002904A
Authority: JP
Inventors: Junichi Ito; 淳一伊東; Ikuya Sato; 以久也佐藤; Shigeo Konishi; 茂雄小西
Original assignee: Fuji Electric Holdings Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 2003-01-09
Filing date: 2003-01-09
Publication date: 2004-08-05
Anticipated expiration: 2023-01-09
Also published as: JP4059083B2

Abstract

【課題】１２０°導通台形波変調等を用いた場合の出力線間電圧の歪みを低減し、負荷が電動機の場合にもトルク振動や損失増加を生じることがない電力変換装置を提供する。
【解決手段】直流電圧制御手段により制御される直流電圧を多相の交流電圧に変換する電圧形インバータを備え、このインバータの各相に対しそのスイッチング状態を保持する休止期間を設けて制御するようにした電力変換装置に関する。インバータ２０に対する元の出力電圧指令からリプル電圧指令を得るリプル電圧指令発生手段５２と、前記リプル電圧指令及び出力電圧指令に基づいてインバータ２０に対する最終的な出力電圧指令を生成する１２０°導通台形波変調手段５１とを備えると共に、直流電圧制御手段１１により、前記リプル電圧指令に応じて前記直流電圧を制御する。
【選択図】図１

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、半導体スイッチング素子を用いて多相交流電圧を出力する可変交流電圧源としての電力変換装置に関し、特に、スイッチング素子の変調方法に特徴を有する電力変換装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図５は、多相交流電圧を出力する従来の可変交流電圧源として、直流−交流変換を行うインバータを用いた電力変換装置を示している。この例は、多相として最も一般的な三相の例である。
図５において、１０は直流電源、２０は三相電圧形インバータ、２１〜２６は環流ダイオードが逆並列接続されたＩＧＢＴ等からなる半導体スイッチング素子、Ｕ，Ｖ，Ｗは交流出力端子、３０はインバータ２０の出力電圧指令ｖ^＊が入力される２アーム変調手段、４０は２アーム変調手段３０から出力される電圧指令からスイッチング素子２１〜２６に対するゲートパルスを生成するインバータＰＷＭ発生手段である。
【０００３】
なお、２アーム変調方式は、周知のように、一周期のうち特定区間は１アームの電圧を固定して他の２アームのみを変調する変調方式であり、各相の電位をひずませながら線間電圧が所望の波形になるように制御するものである。
【０００４】
上記構成において、インバータ２０による直流−交流変換により所望の交流出力電圧（直流電圧ｅ_ｄｃの１／２の値を基準とする相電圧ｖ_ｕ，ｖ_ｖ，ｖ_ｗ）を得る場合、インバータ２０の出力電圧ｖ_ｕ，ｖ_ｖ，ｖ_ｗと出力電圧指令ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊との関係は、数式１のようになる。
【０００５】
【数１】

【０００６】
一方、線間電圧ｖ_ｕｖ，ｖ_ｖｗ，ｖ_ｗｕは、数式２となる。
【０００７】
【数２】

【０００８】
このとき、出力電圧指令ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊として三相対称正弦波を用いた場合、線間電圧の大きさは、最大で（√３／２）ｅ_ｄｃになることは明らかである。
一方、線間電圧は各相電圧指令の引き算から求められるので、数式３に示す如く、出力電圧指令ｖ_ｏｕｔ ^＊＊として相電圧指令ｖ^＊にゼロ相分電圧ｖ_０が重畳されていても、このゼロ相分電圧ｖ_０は線間電圧に現れない。
【０００９】
【数３】

【００１０】
そこで、ゼロ相分電圧ｖ_０を重畳することによりスイッチング素子に１２０°の休止期間を設けることができる。
２アーム変調時のゼロ相分電圧指令ｖ_０ ^＊は、数式４によって表される。
【００１１】
【数４】

【００１２】
図５の従来技術では、２アーム変調手段３０により、数式３，数式４に基づきゼロ相分電圧指令ｖ_０ ^＊をインバータの出力電圧指令ｖ^＊に重畳して各相の電圧指令を生成するが、インバータ２０の各相スイッチング素子に対して１２０°の休止期間を設けている。この２アーム変調手段３０から出力される電圧指令をキャリア比較方式等のインバータＰＷＭパルス発生手段４０に入力し、三相のＰＷＭパルスを得てインバータ２０を制御している。
【００１３】
２アーム変調方式では、三相対称正弦波による電圧指令に比べ、インバータのスイッチング損失を２／３に低減することができる。また、出力線間電圧の最大値を直流電圧ｅ_ｄｃと等しくすることができる。
一方、上記２アーム変調に代えて、インバータの電圧指令を１２０°導通の台形波にすることで、スイッチング素子に対する休止期間を２４０°に拡大することができ、このとき、インバータのスイッチング損失は三相対称正弦波による電圧指令に比べて１／３となる。この台形波の電圧指令ｖ^＊＊は、数式５により求められる。
【００１４】
【数５】

【００１５】
なお、図５のように２アーム変調される電圧形ＰＷＭ制御インバータについては、以下の特許文献１，２に記載され、また、電圧形ＰＷＭ制御インバータにおける台形波変調は、以下の特許文献３に記載されている。
【００１６】
【特許文献１】
特許第３２４８３０１号公報（請求項１，図１等）
【特許文献２】
特開平６−２３３５４６号公報（請求項１等）
【特許文献３】
特開２００２−６４９８５号公報（［０００６］，図１１等）
【００１７】
【発明が解決しようとする課題】
インバータを高効率化する観点から考えれば、インバータのスイッチング休止期間を長くしてスイッチング損失を極力低減することが望ましい。従って、２アーム変調よりも、１２０°導通の台形波を電圧指令として使用する台形波変調の方が、損失低減の観点からは望ましい。しかし、１２０°導通台形波変調では、出力線間電圧に歪みが発生する。
【００１８】
図６は、１２０°導通台形波変調における電圧波形を表している。なお、電圧の大きさは単位法表示してある。
キャリアと比較する台形波の電圧指令が１または−１のとき、該当する相はスイッチングしておらず、オンまたはオフ状態を保持している。すなわち、各相ごとに正負の１２０°でスイッチングを休止している期間がある。しかし、電圧指令が台形波のため、線間電圧は同様に台形波となり、歪みが発生している。このような出力電圧の歪みは、電動機が負荷の場合、電動機トルクに振動を発生させ、また、損失増加の原因となる。
【００１９】
そこで本発明は、スイッチング損失を低減するためにスイッチング状態に一定の休止期間を設ける１２０°導通台形波変調等を用いた場合の出力線間電圧の歪みを低減し、負荷が電動機の場合にもトルク振動や損失増加を生じることがない電力変換装置を提供しようとするものである。
【００２０】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するため、請求項１に記載した発明は、直流電圧制御手段により制御される直流電圧を多相の交流電圧に変換する電圧形インバータを備え、このインバータの各相に対しそのスイッチング状態を保持する休止期間を設けて制御するようにした電力変換装置において、
インバータに対する元の出力電圧指令からリプル電圧指令を得るリプル電圧指令発生手段と、前記リプル電圧指令及び出力電圧指令に基づいてインバータに対する最終的な出力電圧指令を生成する手段と、を備えると共に、前記直流電圧制御手段により、前記リプル電圧指令に応じて前記直流電圧を制御するものである。
【００２１】
請求項２に記載した発明は、請求項１に記載した電力変換装置において、
インバータに対する最終的な出力電圧指令を生成する手段を、台形波の出力電圧指令を生成する台形波変調手段により構成し、この台形波の出力電圧指令をキャリアと比較してインバータのＰＷＭパルスを得るインバータＰＷＭ発生手段を備えたものである。
【００２２】
請求項３に記載した発明は、多相交流電圧を仮想整流器及び仮想インバータにより多相交流電圧に変換するマトリクスコンバータを備え、仮想整流器制御手段及び仮想インバータ制御手段からそれぞれ出力される仮想整流器及び仮想インバータのＰＷＭパルスを合成してマトリクスコンバータに与える電力変換装置であって、前記仮想整流器制御手段が、仮想整流器の各相に対しそのスイッチング状態を保持する休止期間を設けて制御するようにした電力変換装置において、
前記仮想整流器制御手段は、仮想整流器に対する元の入力電流指令からリプル電流指令を得るリプル電流指令発生手段と、前記入力電流指令及びリプル電流指令に基づいて仮想整流器に対する最終的な入力電流指令を生成する手段と、を備え、
前記仮想インバータ制御手段が、前記リプル電流指令に基づいてマトリクスコンバータの仮想的な直流リンク部にリプル電流を流すように仮想インバータを制御するものである。
【００２３】
請求項４に記載した発明は、請求項３に記載した電力変換装置において、
前記仮想整流器制御手段は、仮想整流器に対する最終的な入力電流指令を生成する手段として、台形波の入力電流指令を生成する台形波変調手段を備え、かつ、前記台形波の入力電流指令をキャリアと比較して仮想整流器のＰＷＭパルスを得る整流器ＰＷＭ発生手段を備えたものである。
【００２４】
請求項５に記載した発明は、請求項４に記載した電力変換装置において、
前記仮想インバータ制御手段は、仮想インバータに対する元の出力電圧指令を前記リプル電流指令により補正して最終的な出力電圧指令を得る出力電圧補正手段と、この出力電圧指令をキャリアと比較して仮想インバータのＰＷＭパルスを得るインバータＰＷＭ発生手段と、を備えたものである。
【００２５】
【発明の実施の形態】
以下、図に沿って本発明の実施形態を設明する。
まず、図１は本発明の第１実施形態を示すもので、図５と同一の構成要素には同一の参照符号を付して説明を省略し、以下では異なる部分を中心に説明する。この実施形態は、請求項１，２に記載した発明に相当する。
【００２６】
図１に示すように、直流電源１０に接続されて直流電圧の大きさを制御可能とした直流電圧制御手段１１が設けられ、その直流出力電圧ｅ_ｄｃが三相電圧形インバータ２０の直流側に加えられている。ここで、直流電圧制御手段１１としては、図１のように電源が直流の場合はＤＣチョッパを用いても良く、また、電源が交流の場合はＰＷＭ整流器を用いてもよい。
【００２７】
また、インバータ２０に対する元の出力電圧指令ｖ^＊から出力線間電圧指令を得て、この線間電圧指令を全波整流した波形を得るリプル電圧指令発生手段５２と、インバータ２０の各スイッチング素子のスイッチングに１２０°の導通期間（２４０°の休止期間）を設けるような各相電圧指令を生成する１２０°導通台形波変調手段５１と、この変調手段５１から出力される各相電圧指令を三角波等のキャリアと比較してインバータ２０の各スイッチング素子に対するＰＷＭパルスを生成するインバータＰＷＭ発生手段４０とが設けられる。
【００２８】
以下に、本実施形態により１２０°導通台形波変調を行った場合でも、出力線間電圧に歪みのない正弦波が得られる原理について説明する。
まず、表１は、１２０°導通台形波変調時に、三角波と比較される台形波の電圧指令ｖ^＊＊を６０°区間ごとに（区間Ｉ〜ＶＩ）表したものであり、^ｔ［］は転置行列を示す。
【００２９】
【表１】

【００３０】
この場合、例えば区間Ｉにおいて、線間電圧は数式６となる。
【００３１】
【数６】

【００３２】
区間Ｉではｖ_ｔｒが固定となるので、線間電圧を正弦波とするためには、この期間で、ｅ_ｄｃ＝√３ｃｏｓ（θ＋π／６）とすればよい。また、このようにｅ_ｄｃを変化させても他の相が歪まないようにするためには、他相の電圧指令をｅ_ｄｃで除算しておけばよい。このとき、電圧指令の補正係数ｋを導入することにより、線間電圧は数式７となる。
【００３３】
【数７】

【００３４】
数式７にｅ_ｄｃ＝√３ｃｏｓ（θ＋π／６）を代入し、線間電圧が√３ｃｏｓ（θ＋π／６）に対して対称三相交流となるようなｋを求めると、ｋ＝３／２となる。他区間ＩＩ〜ＶＩについても同様に、ｋ＝３／２のときに線間電圧に対称正弦波交流が得られる。
従って、直流リンク電圧が数式８で与えられるとき、１２０°通電台形波変調の際の電圧指令ｖ^＊＊＊を数式９で与えることにより、線間電圧を対称正弦波交流波形とすることができる。
【００３５】
【数８】

【００３６】
【数９】

【００３７】
図２は、本実施形態における各相の電圧指令、キャリアと比較する台形波電圧指令、直流リンク電圧、インバータ中点電位を基準とした相電圧、これらから生成される線間電圧の各波形を示している。
上記のように、図１のリプル電圧指令発生手段５２により発生させたリプル電圧指令に従って直流リンク電圧ｅ_ｄｃにリプルを重畳することにより図２のように変化させることで、１２０°導通台形波変調時でも、線間電圧として正弦波電圧を得られることが確認できる。
【００３８】
図１では、リプル電圧指令発生手段５２により、インバータ２０の線間電圧指令を全波整流した波形（ｍａｘ（｜Ｃ_１ｖ^＊｜）に含まれるリプル電圧指令を発生させ、このリプル電圧指令に基づき、直流電圧制御手段１１の出力電圧、すなわち直流リンク電圧ｅ_ｄｃを制御する。
また、１２０°導通台形波変調手段５１は、数式９により、リプル電圧指令発生手段５２の出力（上述のｍａｘ（｜Ｃ_１ｖ^＊｜に相当）と元の出力電圧指令ｖ^＊とを用いてキャリアと比較される最終的な電圧指令ｖ^＊＊＊を生成し、インバータＰＷＭ発生手段４０を介してインバータ２０を制御する。
【００３９】
なお、交流／直流変換のＰＷＭ整流器はインバータとエネルギーフローが異なるだけなので、本発明は図１に示したような直流／交流変換のインバータ２０だけでなく、交流／直流変換のＰＷＭ整流器にも適用することができる。
【００４０】
次に、図３は本発明の第２実施形態を示しており、請求項３〜５に記載した発明に相当する。この実施形態では、電力変換装置としてマトリクスコンバータ９０を用いている。
このマトリクスコンバータ９０は、入力端子Ｒ，Ｓ，Ｔと出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗとの間に双方向スイッチ９１〜９９を接続して構成されており、各スイッチ９１〜９９は、例えばＩＧＢＴ等の２個の半導体スイッチング素子を逆方向に直列接続すると共に、各スイッチング素子に環流ダイオードをそれぞれ逆並列に接続して構成される。
【００４１】
上記マトリクスコンバータ９０の制御に当たっては、図４に示すような仮想的な交流−直流変換器（仮想整流器）１００及び仮想的な直流−交流変換器（仮想インバータ）２００を想定し、これらの仮想整流器及び仮想インバータに対するＰＷＭパルス（スイッチング関数）を図３のＰＷＭパルス合成手段８０により合成して制御する方法が知られている（例えば、「マトリクスコンバータにおける入出力無効電力の非干渉制御法」，伊藤里絵・高橋勲，電気学会半導体電力変換研究会ＳＰＣ−０１−１２１，ＩＥＡ−０１−６４を参照）。
【００４２】
この場合、仮想整流器側の動作は、電源短絡を許容しないため電流形整流器と等価な動作となり、電流形整流器の制御パルスは、電圧形インバータとの双対性により得られる（例えば、「電流形三相インバータ・コンバータの三角波比較方式ＰＷＭ制御」，竹下隆晴・外山浩司・松井信行，電気学会論文誌Ｄ，１１６巻１号，平成８年，ｐ１０６〜ｐ１０７を参照）。
従って、仮想整流器を対象として、第１実施形態における電圧形インバータ２０に対する１２０°導通台形波変調を電圧／電流の双対性を考慮して適用することができる。
【００４３】
ここで、マトリクスコンバータ９０の電力変換動作は、以下の数式１０によって表される。なお、数式１０において、ｖ_ｕ，ｖ_ｖ，ｖ_ｗは出力相電圧、ｖ_ｒ，ｖ_ｓ，ｖ_ｔは入力相電圧、Ｓ_９１〜Ｓ_９９は双方向スイッチ９１〜９９のスイッチング関数である。
【００４４】
【数１０】

【００４５】
また、上記スイッチング関数Ｓ_９１〜Ｓ_９９は、仮想整流器側のスイッチング関数及び仮想インバータ側のスイッチング関数を用いて、数式１１のように表すことができる。
【００４６】
【数１１】

【００４７】
図３におけるマトリクスコンバータ９０の制御回路は、仮想整流器制御手段６０及び仮想インバータ制御手段７０と、これらから出力されるＰＷＭパルスを合成するＰＷＭパルス合成手段８０とから構成されている。
ＰＷＭパルス合成手段８０は、仮想整流器制御手段６０からのスイッチング関数と仮想インバータ制御手段７０からのスイッチング関数とを用いて数式１１によりスイッチング関数を演算し、このスイッチング関数に従って双方向スイッチ９１〜９９をオンオフ制御する。
【００４８】
ここで、仮想整流器制御手段６０は、元の入力電流指令ｉ^＊が入力されるリプル電流指令発生手段６１と、入力電流指令ｉ^＊及び後述するリプル電流指令ｉ_ｒｉｐ ^＊が入力される１２０°導通台形波変調手段６２と、その出力である最終的な電流指令ｉ^＊＊＊が入力されて仮想整流器側のＰＷＭパルスを発生する整流器ＰＷＭ発生手段６３とからなり、また、仮想インバータ制御手段７０は、リプル電流指令ｉ_ｒｉｐ ^＊及び仮想インバータの元の出力電圧指令ｖ^＊ _ｏｕｔが入力される出力電圧補正手段７１と、補正された出力電圧指令ｖ^＊＊ _ｏｕｔが入力されてキャリアとの比較により仮想インバータ側のＰＷＭパルスを発生するインバータＰＷＭ発生手段７２とから構成されている。
【００４９】
この実施形態では、マトリクスコンバータ９０の仮想直流リンク電流に入力電流指令ｉ^＊に応じたリプルを重畳することで、仮想整流器の制御に１２０°導通台形波変調を用いた場合でも入力電流に歪みのない正弦波を得ることができる。
【００５０】
仮想整流器制御手段６０側の動作としては、リプル電流指令発生手段６１が入力電流指令ｉ^＊に基づいてリプル電流指令を発生すると共に、このリプル電流指令に基づいて、１２０°導通台形波変調手段６２が仮想整流器のスイッチングに２４０°の休止期間を設けた１２０°導通形の台形波電流指令を生成する。
そして、この最終的な電流指令ｉ^＊＊＊を整流器ＰＷＭ発生手段６３に入力してキャリアと比較することにより、仮想整流器側の各スイッチング素子に対するＰＷＭパルスを得る。
この第２実施形態における各部の働きを第１実施形態と対応させると、第１実施形態における直流リンク電圧が第２実施形態の仮想直流リンク電流に対応し、同じく出力電圧指令が入力電流指令に対応し、出力線間電圧が入力電流に対応する。
【００５１】
ここで、仮想直流リンク電流に重畳するためのリプルを発生する直流リンク電流リプル発生手段としては、仮想インバータ制御手段７０を用いることができる。
以下に、この原理を説明する。
【００５２】
入力電流指令を、
ｉ^＊＝^ｔ［ｉ_ｒ ^＊ｉ_ｓ ^＊ｉ_ｔ ^＊］
＝^ｔ［ｃｏｓθ ｃｏｓ（θ−２π／３）ｃｏｓ（θ−４π／３）］
とすれば、整流器ＰＷＭ発生手段６３においてキャリアと比較される電流指令ｉ^＊＊＊は、電圧形と電流形との双対性から、数式９に対応して数式１２となる。
また、負荷電流のピーク値をＩ_０、負荷力率をｃｏｓφ、仮想インバータの変調率をλとすると、仮想直流リンク電流は数式１３となる。
【００５３】
【数１２】

【００５４】
【数１３】

【００５５】
ここで、数式１３は瞬時値（スイッチング一周期あたりの平均電流）を示している。また、入力電流のピーク値Ｉ_ｍは、数式１４となる。
【００５６】
【数１４】

【００５７】
入力電圧が三相対称正弦波であり、入力電流も三相対称正弦波であれば、入力電力は一定であるので、入力力率をｃｏｓψとすれば、仮想の直流リンク電圧の瞬時値（スイッチング一周期あたりの平均値）は数式１５となる。
【００５８】
【数１５】

【００５９】
すなわち、仮想整流器制御手段６０側では、入力電流指令ｉ^＊からキャリアと比較する波形を数式１２から得ることにより、直流リンク電圧は１／ｉ_ｒｉｐ ^＊のリプルを含む。このとき、仮想インバータ側の瞬時電力が一定になるように制御すれば、直流リンク電流は数式１３のように変化し、１２０°導通台形波変調を用いて正弦波電流を得ることができる。
インバータは、瞬時電力が一定になるように制御する必要がある。従って、仮想インバータの元の出力電圧指令を、
ｖ_ｏｕｔ ^＊＝λ^ｔ［ｃｏｓθ_ｏｕｔｃｏｓ（θ_ｏｕｔ−２π／３）ｃｏｓ（θ_ｏｕｔ−４π／３）］
とすれば、瞬時電力を一定にするために出力電圧指令をリプル電流指令ｉ_ｒｉｐ ^＊によって補正する必要があり、補正した出力電圧指令ｖ_ｏｕｔ ^＊＊は数式１６となる。
【００６０】
【数１６】

【００６１】
図３の出力電圧補正手段７１は、仮想インバータに対する元の出力電圧指令ｖ_ｏｕｔ ^＊を数式１６に基づき補正して補正後の出力電圧指令ｖ_ｏｕｔ ^＊＊を得ると共に、この出力電圧指令ｖ_ｏｕｔ ^＊＊に基づき、インバータＰＷＭ発生手段７２が仮想インバータのＰＷＭパルスを生成する。
この結果、リプル電流指令ｉ_ｒｉｐ ^＊に従ったリプル分を含む数式１３の仮想直流リンク電流がマトリクスコンバータ９０に流れ、仮想整流器側の制御に１２０°導通台形波変調を用いた場合でも入力電流波形として歪みのない正弦波が得られる。
【００６２】
【発明の効果】
以上のように本発明によれば、直流リンク電圧または仮想直流リンク電流に出力電圧指令または入力電流指令に応じたリプルを重畳することにより、１２０°導通台形波変調等の変調方式を用いた場合でも、出力電圧や入力電流に歪みのない正弦波を得ることができる。これにより、例えば対称三相電圧指令を用いる変調方式に比べてインバータのスイッチング損失を１／３に低減できると共に、出力電圧波形や入力電流波形に歪みが発生しないため、負荷が電動機の場合にも不要なトルク振動や損失増加が生じず、また、電力系統に悪影響を与えることがない電力変換装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施形態を示す構成図である。
【図２】第１実施形態の動作を示す波形図である。
【図３】本発明の第２実施形態を示す構成図である。
【図４】マトリクスコンバータと等価な交流−直流−交流変換器の構成図である。
【図５】従来技術を示す構成図である。
【図６】従来技術の動作を示す波形図である。
【符号の説明】
１０：直流電源
１１：直流電圧制御手段
２０：三相電圧形インバータ
２１〜２６：半導体スイッチング素子
４０：インバータＰＷＭ発生手段
５１：１２０°導通台形波変調手段
５２：リプル電圧指令発生手段
６０：仮想整流器制御手段
６１：リプル電流指令発生手段
６２：１２０°導通台形波変調手段
６３：整流器ＰＷＭ発生手段
７０：仮想インバータ制御手段
７１：出力電圧補正手段
７２：インバータＰＷＭ発生手段
８０：ＰＷＭパルス合成手段
９０：マトリクスコンバータ
９１〜９９：双方向スイッチ
１００：交流−直流変換器（仮想整流器）
２００：直流−交流変換器（仮想インバータ）

Claims

直流電圧制御手段により制御される直流電圧を多相の交流電圧に変換する電圧形インバータを備え、このインバータの各相に対しそのスイッチング状態を保持する休止期間を設けて制御するようにした電力変換装置において、
インバータに対する元の出力電圧指令からリプル電圧指令を得るリプル電圧指令発生手段と、前記リプル電圧指令及び出力電圧指令に基づいてインバータに対する最終的な出力電圧指令を生成する手段と、を備えると共に、
前記直流電圧制御手段により、前記リプル電圧指令に応じて前記直流電圧を制御することを特徴とする電力変換装置。
請求項１に記載した電力変換装置において、
インバータに対する最終的な出力電圧指令を生成する手段を、台形波の出力電圧指令を生成する台形波変調手段により構成し、
この台形波の出力電圧指令をキャリアと比較してインバータのＰＷＭパルスを得るインバータＰＷＭ発生手段を備えたことを特徴とする電力変換装置。
多相交流電圧を仮想整流器及び仮想インバータにより多相交流電圧に変換するマトリクスコンバータを備え、仮想整流器制御手段及び仮想インバータ制御手段からそれぞれ出力される仮想整流器及び仮想インバータのＰＷＭパルスを合成してマトリクスコンバータに与える電力変換装置であって、
前記仮想整流器制御手段が、仮想整流器の各相に対しそのスイッチング状態を保持する休止期間を設けて制御するようにした電力変換装置において、
前記仮想整流器制御手段は、仮想整流器に対する元の入力電流指令からリプル電流指令を得るリプル電流指令発生手段と、前記入力電流指令及びリプル電流指令に基づいて仮想整流器に対する最終的な入力電流指令を生成する手段と、を備え、
前記仮想インバータ制御手段が、前記リプル電流指令に基づいてマトリクスコンバータの仮想的な直流リンク部にリプル電流を流すように仮想インバータを制御することを特徴とする電力変換装置。
請求項３に記載した電力変換装置において、
前記仮想整流器制御手段は、
仮想整流器に対する最終的な入力電流指令を生成する手段として、台形波の入力電流指令を生成する台形波変調手段を備え、かつ、前記台形波の入力電流指令をキャリアと比較して仮想整流器のＰＷＭパルスを得る整流器ＰＷＭ発生手段を備えたことを特徴とする電力変換装置。
請求項４に記載した電力変換装置において、
前記仮想インバータ制御手段は、
仮想インバータに対する元の出力電圧指令を前記リプル電流指令により補正して最終的な出力電圧指令を得る出力電圧補正手段と、この出力電圧指令をキャリアと比較して仮想インバータのＰＷＭパルスを得るインバータＰＷＭ発生手段と、を備えたことを特徴とする電力変換装置。