CN102160274A - 电力变换器及其控制方法以及直接型矩阵变流器 - Google Patents

Abstract

在向感应性负载输出交流电压的情况下，降低由于在该负载流过的电流的奇数次谐波分量造成的有效功率的脉动。逆变器(4)的电压控制率(Ks)具有直流分量(Ks1)和交流分量(-Ks6·cos(6ω_Lt))。该交流分量具有逆变器(4)输出的交流电压(Vu，Vv，Vw)的基本频率(ф/2πt)的6倍的频率(6ф/2πt)。即使在不仅存在负载电流(iu，iv，iw)的5次谐波分量还存在7次谐波分量的情况下，也能够适当设定交流分量的大小(Ks6)和直流分量(Ks1)的比，减少由于这些高次谐波分量造成的消耗功率的脉动。该脉动的降低有助于抑制电源高次谐波。

Description

电力变换器及其控制方法以及直接型矩阵变流器

技术领域

本发明涉及在所谓的电力变换器中减少负载电流的高次谐波的技术。

背景技术

作为交流-交流电力变换器的结构，一般采用间接型交流电力变换器。在间接型交流电力变换器中，通过整流电路将商用交流转换为直流，并进一步经过平滑电路向电压型变换器提供电力，通过该电压型变换器得到交流输出。

另一方面，公知有如矩阵变流器那样，不使用平滑电路而进行交流-交流变换的直接型交流电力变换器。矩阵变流器通过使用开关元件组中的换流，进行交流-交流变换。

但是，矩阵变流器如下述专利文献5和非专利文献3介绍那样，能够根据以下结构的动作，控制上述开关元件组中的换流，该结构尽管实际上不设置直流环节(DClink)，但是经由不伴随平滑电路的虚拟的直流环节结合虚拟的交流-直流变换器和虚拟的直流-交流变换器。上述矩阵变流器被称作直接型矩阵变流器。

此外，如非专利文献1介绍的那样，作为矩阵变流器的一个方式还提出了经由不伴随平滑电路的直流环节，结合交流-直流变换器和直流-交流变换器的结构。上述矩阵变流器被称作间接型矩阵变流器。

此外，在专利文献6中，还介绍了即使在直流环节设置电容器，也将电容选定为比该电容器作为平滑电路发挥功能的电容小的逆变器。在该技术中，以直流环节的电压进行脉动为前提。

因此，不论在形式上是否具有直流环节、或者是否设置有电容器，在本申请中，将不经由实质的平滑电路而进行交流电力变换的电路都称作直接型交流电力变换器。

此外，在直接型交流电力变换器中，不需要对商用频率引起的电压脉动进行平滑的大型的电容器、电抗器，因此能够期待变换器的小型化，作为下一代电力变换器在近年来备受关注。

对于直接型交流电力变换器中的脉动能量处理的必要性，在非专利文献2中被提及。

专利文献1：日本特开2005-27422号公报

专利文献2：日本特开2007-110827号公报

专利文献3：日本特开2007-312589号公报

专利文献4：日本特公平6-81514号公报

专利文献5：日本特开2004-222338号公报

专利文献6：日本专利第4067021号公报

非专利文献1：Lixiang Wei，Thomas A Lipo，“A Novel Matrix Converter Topology With Simple Commutation”，IEEE IAS 2001，vol.3，2001，pp1749-1754.

非专利文献2：「直接形交流電力変换器とその関連技術の現状と課題」電気学会技術報告、第998号、pp24-25

非专利文献3：「マトリクスコンバ一タにおける入出力無効電力の非干渉制御法」、伊藤里絵、高橋勲、電気学会半導体電力変换研究会SPC-01-121，IEA-01-64

但是，在采用电动机作为直接型交流电力变换器的负载的情况下，大多采用集中绕组作为该电动机的电枢绕组的卷绕方式。这是因为要求铜损减少引起的效率提高、铜量削减。

但是，在上述专利文献1中指出了如下情况：在采用了集中绕组的电枢绕组流过的电流(电枢电流)中，含有由于从逆变器输出的电压和旋转电机的感应电动势的电压差造成的高次谐波分量，尤其是5次分量、7次分量。

图9是示出在用逆变器驱动具有卷绕成集中绕组的电枢绕组的某个电动机时，使电力变换器的输出电压的频率从90Hz以30Hz为单位变化至330Hz时的输入侧电流的高次谐波含有率的曲线图。示出了不论该频率如何，高次谐波都以5次和7次显著产生的情况。

在用直接型电力变换器驱动这种包含高次谐波的负载时，存在在电源侧产生高次谐波电流的问题。这是因为在直接型电力变换器中，即使该直接型电力变换器是具有直流环节的类型也不具有能量蓄积要素，因此在有效功率中产生脉动。

在上述非专利文献2中，针对直接型电力变换器提及了电源侧与负载侧的有效功率、无效功率之间的关系，以及产生高次谐波电流时的瞬时有效功率的变动，提到了直流环节中的能量蓄积要素的必要性。但是在(即使在具有直流环节的情况下也不具有平滑电容器的)直接型电力变换器中，没有提示其具体的处理方法。

在专利文献2中提示了如下技术：在对单相交流电源进行交流-交流变换的装置中，针对电压指令值叠加补偿信号。但是，针对多相交流的变换没有示出具体方法。此外，即使将在专利文献2中公开的技术单纯应用于多相电流，如后述那样也并非有效。

发明内容

因此，本申请的目的在于，在向以电动机为示例的感应性负载输出交流电压的情况下，减少由于在该负载流过的电流的奇数次谐波分量造成的有效功率的脉动。这涉及到在即使具有直流环节的情况下，也不具有平滑电容器的直接型电力变换器中，抑制直流环节的有效功率的脉动的情况，进而能够抑制电源高次谐波。

本发明的电力变换器的控制方法是对直接型交流电力变换器(9)进行控制的方法，所述直接型交流电力变换器(9)输入第1交流电压(Vr，Vs，Vt)，并根据所述第1交流电压输出第2交流电压(Vu，Vv，Vw)。

此外，在该第1方式中，所述直接型电力变换器具有：整流电路(3)，其输入所述第1交流电压并输出整流电压(Vdc)；以及电压型逆变器，其输入所述整流电压并输出第2交流电压(Vu，Vv，Vw)。该电力变换器的控制方法的特征在于，所述电压型逆变器的电压控制率(Ks)具有直流分量(Ks1)、和所述第2交流电压的基本频率(ф/2πt)的6倍频率(6ф/2πt)的交流分量(Ks6·cos(6ω_Lt))。

此外，该第2方式是在第1方式中，所述电压控制率的所述交流分量的绝对值(Ks6)与所述电压控制率的所述直流分量(Ks1)之比(Ks6/Ks1)等于流向所述电压型逆变器(4)的输出侧的电流的5次谐波分量的绝对值(I_L5)与所述电流的基波分量的绝对值(I_L)之比。

此外，该第3方式是在第1方式中，所述电压控制率的所述交流分量的绝对值(Ks6)与所述电压控制率的所述直流分量(Ks1)之比(Ks6/Ks1)等于流向所述电压型逆变器(4)的输出侧的电流的5次谐波分量的绝对值(I_L5)和7次谐波分量的绝对值(I_L7)之和与所述电流的基波分量的绝对值(I_L)之比。

此外，该第4方式是在第1～第3方式中，所述第2交流电压(Vu，Vv，Vw)是三相的，按照所述第2交流电压的相位(ф)的每个60度区间对所述电压控制率(Ks)进行更新。

此外，该第5方式是在第1～第4方式中，所述电压型逆变器(4)根据载波(C)与信号波(Vu^*，Vv^*，Vw^*)的比较结果按照脉冲宽度调制进行控制，所述信号波依照基于所述电压控制率(Ks)以及所述第2交流电压的振幅、相位、频率的各个指令值(v^*，ф^*，f^*)的空间矢量调制而确定。

此外，在该第6方式中，所述直接型电力变换器是直接型矩阵变流器(MCV)，在其虚拟AC/DC/AC控制中，假想了对所述第1交流电压进行虚拟整流而得到虚拟整流电压的虚拟整流电路(3)、和从所述虚拟整流电压得到所述第2交流电压的虚拟电压型逆变器(4)。并且，该电力变换器的控制方法的特征在于，所述虚拟电压型逆变器的电压控制率(Ks)具有直流分量(Ks1)、和所述第2交流电压的基本频率(ф/2πt)的6倍频率(6ф/2πt)的交流分量(Ks6·cos(6ω_Lt))。

此外，该第7方式是在第6方式中，所述电压控制率的所述交流分量的绝对值(Ks6)与所述电压控制率的所述直流分量(Ks1)之比(Ks6/Ks1)等于流向所述虚拟电压型逆变器(4)的输出侧的电流的5次谐波分量的绝对值(I_L5)与所述电流的基波分量的绝对值(I_L)之比。

此外，该第8方式是在第6方式中，所述电压控制率的所述交流分量的绝对值(Ks6)与所述电压控制率的所述直流分量(Ks1)之比(Ks6/Ks1)等于流向所述虚拟电压型逆变器(4)的输出侧的电流的5次谐波分量的绝对值(I_L5)和7次谐波分量的绝对值(I_L7)之和与所述电流的基波分量的绝对值(I_L)之比。

此外，该第9方式是在第6～第8方式中，所述第2交流电压(Vu，Vv，Vw)是三相的，按照所述第2交流电压的相位(ф)的每个60度区间对所述电压控制率(Ks)进行更新。

此外，该第10方式是在第6～第9方式中，所述虚拟电压型逆变器(4)根据载波(C)与信号波(Vu^*，Vv^*，Vw^*)的比较结果按照脉冲宽度调制进行控制，所述信号波依照基于所述电压控制率(Ks)以及所述第2交流电压的振幅、相位、频率的各个指令值(v^*，ф^*，f^*)的空间矢量调制而确定。

此外，本发明的电力变换器(9)的第1方式是如下的直接型交流电力变换器：被上述电力变换器的控制方法的第1～第5方式的任意一种方式进行控制，具有所述整流电路(3)和电压型逆变器(4)。

此外，本发明的电力变换器(9)的第2方式是被上述电力变换器的控制方法的第6～第10方式的任意一种方式进行控制的直接型矩阵变流器(MCV)。

通过下面的详细说明和附图，本发明的目的、特征、形态以及优点将更明确。

根据本发明的电力变换器的控制方法的第1方式，在向感应性负载施加第2交流电压的情况下，能够减少由于在该负载流过的电流的奇数次谐波分量造成的有效功率的脉动。

根据本发明的电力变换器的控制方法的第2方式，能够减少由于在该负载流过的电流的5次谐波分量造成的有效功率的脉动。

根据本发明的电力变换器的控制方法的第3方式，能够减少由于在该负载流过的电流的5次谐波分量和7次谐波分量造成的有效功率的脉动。

根据本发明的电力变换器的控制方法的第4方式，能够增大可输出的电压的基波分量的最大值而电压指令的振幅不超过载波的振幅。

根据本发明的电力变换器的控制方法的第5方式，能够在空间矢量调制中享有第1～第4方式的控制方法的效果。

根据本发明的电力变换器，能够享有第1～第5方式的控制方法的效果。

附图说明

图1是示出能够应用本发明的直接型电力变换器的结构的电路图。

图2是示出逆变器控制部的结构的框图。

图3是示出电压指令和门信号的关系的曲线图。

图4是示出电压指令的曲线图。

图5是示出电压、电流的曲线图。

图6是线电流的谱。

图7是示出电压、电流的曲线图。

图8是线电流的谱。

图9是示出输入侧电流的高次谐波含有率的曲线图。

图10是示出能够应用本发明的直接型矩阵变流器的结构的电路图。

图11是示出生成对直接型矩阵变流器进行控制的信号的电路框图。

具体实施方式

A.直接型电力变换器的结构

图1是示出能够应用本发明的直接型电力变换器9的结构的电路图。直接型电力变换器9具有变流器3、逆变器4，以及连接两者的一对直流电源线L1、L2。

变流器3作为整流电路发挥功能，对从交流电源1得到的三相(此处设为R相、S相、T相)交流电压Vr、Vs、Vt进行整流，并对一对直流电源线L1、L2输出整流电压Vdc。

变流器3是例如电流型整流器，在脉宽调制下进行动作。变流器3具有在直流电源线L1、L2之间相互并联连接的多个电流路径。变流器3的电流路径中的与R相对应的电流路径包含在直流电源线L1、L2之间串联连接的一对开关元件Srp、Srn。在开关元件Srp、Srn彼此的连接点施加电压Vr。变流器3的电流路径中的与S相对应的电流路径包含在直流电源线L1、L2之间串联连接的一对开关元件Ssp、Ssn。在开关元件Ssp、Ssn彼此的连接点施加电压Vs。变流器3的电流路径中的与T相对应的电流路径包含在直流电源线L1、L2之间串联连接的一对开关元件Stp、Stn。在开关元件Stp、Stn彼此的连接点施加电压Vt。

开关元件Srp、Ssp、Stp与直流电源线L1侧连接，开关元件Srn、Ssn、Stn与直流电源线L2侧连接。

逆变器4是例如电压型逆变器，在依照瞬时空间矢量控制(以下简称作“矢量控制”)的脉宽调制下进行动作。逆变器4输出三相(此处设为U相、V相、W相)交流电压。

逆变器4具有在直流电源线L1、L2之间并联连接的多个电流路径。

逆变器4的电流路径中的与U相对应的电流路径包含在直流电源线L1、L2之间串联连接的一对开关元件Sup、Sun。从开关元件Sup、Sun彼此的连接点得到输出电压Vu。逆变器4的电流路径中的与V相对应的电流路径包含在直流电源线L1、L2之间串联连接的一对开关元件Svp、Svn。从开关元件Svp、Svn彼此的连接点得到输出电压Vv1。逆变器4的电流路径中的与W相对应的电流路径包含在直流电源线L1、L2之间串联连接的一对开关元件Swp、Swn。从开关元件Swp、Swn彼此的连接点得到输出电压Vw。

开关元件Sup、Svp、Swp与直流电源线L1侧连接。以下将这些开关元件作为上臂侧的开关元件。开关元件Sun、Svn、Swn与直流电源线L2侧连接。以下将这些开关元件作为下臂侧的开关元件。即，直流电源线L1的电位比直流电源线L2的电位高。

上述开关元件Srp、Ssp、Stp、Srn、Ssn、Stn、Sup、Svp、Swp、Sun、Svn、Swn自身的结构是公知的，在例如非专利文献1中也有例示。

逆变器4在矢量控制下动作。开关元件Sup、Svp、Swp、Sun、Svn、Swn通过作为控制信号的门信号Sup^*、Svp^*、Swp^*、Sun^*、Svn^*、Swn^*控制其动作，在这些门信号的逻辑值采取“1”/“0”时，将对应的开关元件分别设为导通/非导通来进行说明。如果排除所谓的死区时间进行考虑，则门信号Sup^*、Svp^*、Swp^*采取与门信号Sun^*、Svn^*、Swn^*互补的值。即，如果代表标号u、v、w而使用标号q，则信号Sqp^*、Sqn^*的“异或”为“1”。

在这种矢量控制中采用的矢量Vx(x＝0～7的整数)的下标x用4·Sup^*+2·Svp^*+Swp^*给出。例如，如果上臂侧的开关元件Sup、Svp、Swp全部不导通，则下臂侧的开关元件Sun、Svn、Swn全部导通。此时，x＝0，逆变器4处于矢量V0这样的零矢量的一个状态。

反之，如果上臂侧的开关元件Sup、Svp、Swp全部导通，则下臂侧的开关元件Sun、Svn、Swn全部不导通。此时，x＝7，逆变器4处于矢量V7这样的、与矢量V0不同的零矢量的状态。

负载2是感应性负载并与逆变器4连接。具体而言，负载2是具有Y型连接并施加了电压Vu、Vv、Vw的三相线圈的电动机。在电路图上，将三相线圈的各个电阻分量记载为与该线圈串联连接的电阻。在该线圈内，在与U相、V相、W相相当的部分分别流过电流iu、iv、iw。这些电流通过电流传感器(省略图示)监测。

图2是示出逆变器控制部6的结构的框图。逆变器控制部6生成门信号Sup^*、Svp^*、Swp^*、Sun^*、Svn^*、Swn^*。

逆变器控制部6具有电压指令生成部601、载波生成部604、比较部603、以及门信号生成部609。

电压指令生成部601输入表示电压Vr的相位的角度θr(其作为电源同步信号发挥功能)、逆变器4的运转频率的指令值f^*、电压指令值v^*、相位指令值ф^*，并根据这些生成将电压Vr的相位设为基准的逆变器4的电压指令Vu^*、Vv^*、Vw^*。

比较部603对电压指令Vu^*、Vv^*、Vw^*和载波C进行比较。通常采用三角波作为载波C。门信号生成部609根据该比较结果输出门信号Sup^*、Svp^*、Swp^*、Sun^*、Svn^*、Swn^*。

图3是示出电压指令Vu^*、Vv^*、Vw^*和门信号Sup^*、Svp^*、Swp^*、Sun^*、Svn^*、Swn^*的关系的曲线图。此处，载波C采用了最小值取-1、最大值取1的三角波。

载波C的一个周期为T0，期间τ0、τ4、τ6、τ7分别是采用矢量V0、V4、V6、V7作为逆变器4的开关方式的期间。例如在采用矢量V0作为逆变器4的开关方式时，门信号Sup^*、Svp^*、Swp^*均没有被激活。即，载波C比电压指令Vu^*、Vv^*、Vw^*的任意一个都大的期间成为期间τ0。

具体而言，如果载波C在电压指令Vu^*以下，则激活门信号Sup^*，如果在电压指令Vv^*以下，则激活门信号Svp^*，如果在电压指令Vw^*以下，则激活门信号Swp^*。这样将电压指令Vu^*、Vv^*、Vw^*与载波C进行比较，因此也称作信号波。

即，电压指令Vu^*、Vv^*、Vw^*依照基于上述各指令值v^*，ф^*，f^*的空间矢量调制而确定。但是，电压指令Vu^*、Vv^*、Vw^*还根据后述的电压控制率Ks而确定。

B.高次谐波的降低

首先，说明负载2的消耗功率中的高次谐波。即使分别如下述式(1)和式(2)那样对施加到负载2的电压Vu、Vv、Vw和在负载2流过的电流(以下称作“负载电流”)iu、iv、iw进行公式化也不会丧失普遍性。这是因为负载2是感应性负载，负载电流iu、iv、iw的高次谐波是在此处产生的功率脉动的原因。如使用图9所示那样，5次谐波是高次谐波分量的主要分量，因此此处，首先仅考虑5次谐波。

[式1]

$\left.\begin{array}{c}\mathrm{Vu}=\sqrt{2}{E}_u\cos {\mathrm{\ω}}_{L}t\\ \mathrm{Vv}=\sqrt{2}{E}_v\cos ({\mathrm{\ω}}_{L}t-2\mathrm{\π}/3)\\ \mathrm{Vw}=\sqrt{2}{E}_w\cos ({\mathrm{\ω}}_{L}t+2\mathrm{\π}/3)\end{array}\right\}...\left(1\right)$

[式2]

$\left.\begin{array}{c}\mathrm{iu}=\sqrt{2}{I}_u\cos {\mathrm{\ω}}_{L}t+\sqrt{2}{I}_{u5}\cos 5{\mathrm{\ω}}_{L}t\\ \mathrm{iv}=\sqrt{2}{I}_v\cos ({\mathrm{\ω}}_{L}t-2\mathrm{\π}/3)+\sqrt{2}{I}_{v5}\cos 5({\mathrm{\ω}}_{L}t-2\mathrm{\π}/3)\\ \mathrm{iw}=\sqrt{2}{I}_w\cos ({\mathrm{\ω}}_{L}t+2\mathrm{\π}/3)+\sqrt{2}{I}_{w5}\cos 5({\mathrm{\ω}}_{L}t+2\mathrm{\π}/3)\end{array}\right\}...\left(2\right)$

其中，导入了逆变器4的输出频率ω_L/2π，电压Vu、Vv、Vw的各个有效值E_u、E_v、E_w，电流iu、iv、iw的各个基波分量的有效值I_u、I_v、I_w，电流iu、iv、iw的各个5次谐波分量的有效值I_u5、I_v5、I_w5，以及时间t。此外，此处为了简单，设为电流相位没有延迟。

由此，每相的功率P_u、P_v、P_w用式(3)表示。

[式3]

$\left.\begin{array}{c}{P}_u=E_u{I}_u(1+\cos 2{\mathrm{\ω}}_{L}t)+E_u{I}_{u5}\cos 6{\mathrm{\ω}}_{L}t+{E_{u}I}_{u5}\cos 4{\mathrm{\ω}}_{L}t\\ P_v=E_v{I}_v(1+\cos 2({\mathrm{\ω}}_{L}t-2\mathrm{\π}/3))+E_v{I}_{v5}\cos 6({\mathrm{\ω}}_{L}t-2\mathrm{\π}/3)+E_v{I}_{v5}\cos 4({\mathrm{\ω}}_{L}t-2\mathrm{\π}/3)\\ P_w=E_w{I}_w(1+\cos 2({\mathrm{\ω}}_{L}t+2\mathrm{\π}/3))+E_w{I}_{w5}\cos 6({\mathrm{\ω}}_{L}t+2\mathrm{\π}/3)+E_w{I}_{w5}\cos 4({\mathrm{\ω}}_{L}t+2\mathrm{\π}/3)\end{array}\right\}...\left(3\right)$

认为在稳定状态下有效值E_u、E_v、E_w采用彼此相等的值，因此将该值设为E_L。同样有效值I_u、I_v、I_w均采用值I_L，有效值I_u5、I_v5、I_w5均采用值I_L5。由此，作为功率P_u、P_v、P_w的总和的功率P_L用式(4)表示。

[式4]

P_L＝3E_LI_L+3E_LI_L5cos6ω_Lt+E_LI_L5cos4ω_Lt

+E_LI_L5cos4(ω_Lt-2π/3)+E_LI_L5cos4(ω_Lt+2π/3)

＝3E_LI_L+3E_LI_L5cos6ω_Lt                     …(4)

式(4)的第1项是电流iu、iv、iw的基波分量的功率，第2项是电流iu、iv、iw的5次谐波分量的功率。从式(4)可知，第2项是负载2的消耗功率P_L的脉动分量。由此，为了达到本申请发明的目的，可以减少第2项的3E_LI_L5·cos6ω_Lt。

此外，在专利文献2公开的技术中，示出了以下方式：通过使设为电动机的极对数和电动机转速的积的整数倍的频率的补偿信号与逆变器的电压指令叠加，进行负载电流的高次谐波补偿。但是，没有示出该高次谐波与专利文献1中指出的5次谐波分量、7次谐波分量之间的关系。

如果假定为在专利文献2中设为降低对象的高次谐波与专利文献1中指出的5次谐波分量、7次谐波分量视为相同，并进一步假定为如上所述将专利文献2公开的技术单纯应用于多相电流，则分别针对电压Vu、Vv、Vw单独进行5次谐波的校正，设定为用式(5)表示的值。

[式5]

$\left.\begin{array}{c}\mathrm{Vu}=\sqrt{2}{E}_u\cos {\mathrm{\ω}}_{L}t-\sqrt{2}{E}_{u5}\cos 5{\mathrm{\ω}}_{L}t\\ \mathrm{Vv}=\sqrt{2}{E}_v\cos ({\mathrm{\ω}}_{L}t-2\mathrm{\π}/3)-\sqrt{2}{E}_{v5}\cos 5({\mathrm{\ω}}_{L}t-2\mathrm{\π}/3)\\ \mathrm{Vw}=\sqrt{2}{E}_w\cos ({\mathrm{\ω}}_{L}t+2\mathrm{\π}/3)-\sqrt{2}{E}_{w5}\cos 5({\mathrm{\ω}}_{L}t+2\mathrm{\π}/3)\end{array}\right\}...\left(5\right)$

其中，导入了电压Vu、Vv、Vw的各个5次谐波的校正值的有效值E_u5、Ev₅、E_w5。

根据式(5)和式(2)，求取每相的功率P_u、P_v、P_w中的、基波分量以外的分量时，用式(6)表示。

[式6]

由此，当有效值E_u、E_v、E_w均采用值E_L，有效值I_u、I_v、I_w均采用值I_L，有效值I_u5、I_v5、I_w5均采用值I_L5时，作为功率P_u、P_v、P_w的总和的功率P_L用式(7)表示。

[式7]

P_L＝3E_LI_L+P_u5+P_v5+P_w5＝3E_LI_L-3E_L5I_L5   …(7)

由此，功率P_L的脉动消失。但是，还必须分别针对电压Vu、Vv、Vw按照每相考虑相位偏差进行校正。此外，为了减少7次谐波，还必须进一步进行7次谐波的校正。这种电压Vu、Vv、Vw的校正比较烦杂。

因此，在本实施方式中，提供不需要考虑每相的相位偏差来减少功率脉动的技术。此外，提出不仅在脉动校正涉及5次谐波的情况下，即使在进一步涉及7次谐波的情况下，其方法也基本不变的处理。这首先基于得到了下述见解。即，仅考虑负载电流iu、iv、iw的7次谐波分量时的功率P_L的脉动项、和仅考虑负载电流iu、iv、iw的5次谐波分量时的功率P_L的脉动项(式(4)的第2项)以相同形式示出。

当导入负载电流iu、iv、iw的7次谐波分量的有效值I_L7时，仅考虑电流iu、iv、iw的7次谐波分量时的功率P_L用式(8)表示。

[式8]

P_L＝3E_LI_L+3E_LI_L7cos6ω_Lt+E_LI_L7cos8ω_Lt

+E_LI_L7cos8(ω_Lt-2π/3)+E_LI_L7cos8(ω_Lt+2π/3)

＝3E_LI_L+3E_LI_L7cos6ω_Lt                         …(8)

将式(8)与式(4)相比，呈现用有效值I_L7置换有效值I_L5的形式。即，可知无论负载电流的高次谐波分量是5次还是7次，功率P_L的脉动项都作为逆变器4的输出频率的6次分量变动。

鉴于上述见解，发明人想到了用6次谐波来校正电压Vu、Vv、Vw这样的全新的技术思想。以下，具体进行说明。

分别针对电压Vu、Vv、Vw单独进行6次谐波的校正，设定为用式(9)表示的值。

[式9]

$\left.\begin{array}{c}\mathrm{Vu}=\sqrt{2}[E_u-E_{u6}\cos 6{\mathrm{\ω}}_{L}t]\cos {\mathrm{\ω}}_{L}t\\ \mathrm{Vv}=\sqrt{2}[E_v-E_{v6}\cos 6{\mathrm{\ω}}_{L}t]\cos ({\mathrm{\ω}}_{L}t-2\mathrm{\π}/3)\\ \mathrm{Vw}=\sqrt{2}[E_w-E_{w6}\cos 6{\mathrm{\ω}}_{L}t]\cos ({\mathrm{\ω}}_{L}t+2\mathrm{\π}/3)\end{array}\right\}...\left(9\right)$

式(5)的校正项仅追加反相的校正项，与此相对，在式(9)中，用具有6次谐波分量的校正值校正基本频率的有效值。如果以电压Vu为例，则通过针对基波分量的有效值E_u进行校正，该有效值被校正为(E_u-E_u6·cos6ω_Lt)。

如用式(2)表示那样，当仅考虑负载电流iu、iv、iw的5次谐波分量时，功率P_u用式(10)表示。

[式10]

P_u＝E_uI_u(1+cos2ω_Lt)-E_u6I_u(2cos6ω_Lt+cos4ω_Lt+cos8ω_Lt)/2

…(10)

+E_uI_u5(cos6ω_Lt+cos4ω_Lt)-E_u6I_u5(1+cos2ω_Lt+cos10ω_Lt+cos12ω_Lt)/2

基波分量的有效值E_u在用电压指令生成部601设定电压指令Vu^*时确定，负载电流iu能够用电流传感器进行监测，因此能够知道值I_u、I_u5。于是，在电压指令生成部601中，设定校正值的系数E_u6以满足式(11)。

[式11]

E_u6I_u＝E_uI_u5  …(11)

由此，式(10)的脉动项为E_u6·I_u5·(1/2)·(1+cos12ω_Lt)。在稳定状态下有效值I_uk、I_v5、I_w5均采用值I_L5，因此系数E_u6、E_v6、E_w6均采用值E_L6。由此，作为消耗功率总和的功率P_L用式(12)表示。

[式12]

P_L＝3E_LI_L-3E_L6I_L5cos²6ω_Lt  …(12)

式(12)中的功率P_L的脉动项系数E_L6、I_L5分别表示6次谐波分量、5次谐波分量的大小，这些与基波分量的有效值E_L、I_L相比比较小。由此，在与表示不对电压进行补偿的情况的式(4)的脉动项进行比较时，式(12)的脉动项降低。例如，在负载2采用了集中绕组的电动机的情况下，I_L5/I_L为5％左右。此时，根据式(12)，E_L6/E_L也等于5％左右，脉动项为3×0.05×0.05＝0.075％，能够忽视该影响。

这样，在对感应性的负载2施加交流电压Vu、Vv、Vw的情况下，能够减少由于负载电流的奇数次谐波分量造成的有效功率的脉动。

而且，通过进行用式(9)表示的补偿，即使在负载电流中不仅包含5次谐波分量，还包含7次谐波分量的情况下，也能够脉动项。以下说明其优点。

在负载电流iu、iv、iw包含5次谐波分量和7次谐波分量两者时，负载电流iu、iv、iw用式(13)表示。

[式13]

由此，如果使用由式(9)表示的电压Vu，则功率P_u用式(14)表示。

[式14]

P_u＝E_uI_u(1+cos2ω_Lt)-E_u6I_u(2cos6ω_Lt+cos4ω_Lt+cos8ω_Lt)/2

+E_uI_u6(cos6ω_Lt+cos4ω_Lt)-E_u6I_u5(1+cos2ω_Lt+cos10ω_Lt+cos12ω_Lt)/2  …(14)

+E_uI_u7(cos6ω_Lt+cos8ω_Lt)-E_u6I_u7(1+cos2ω_Lt+cos12ω_Lt+cos14ω_Lt)/2

负载电流iu能够用电流传感器进行监测，因此能够知道I_u、I_u5、I_u7。于是，在电压指令生成部601中，设定校正值的系数E_u6以满足式(15)。

[式15]

E_u6I_u＝E_u(I_u5+I_u7)       …(15)

由此，式(14)的脉动项为E_u6(I_u5+I_u7)·(1/2)·(1+cos12ω_Lt)。在稳定状态下有效值I_u5、I_v5、I_w5均采用值I_L5，有效值I_u7、I_v7、I_w7均采用值I_L7，因此系数E_u6、E_v6、E_w6均采用值E_L6。由此，作为消耗功率总和的功率P_L用式(16)表示。

[式16]

P_L＝3E_LI_L-3E_L6(I_u5+I_u7)cos²6ω_Lt    …(16)

式(16)中的功率P_L的脉动项系数E_L6、(I_L5+I_L7)分别表示6次谐波分量、5次谐波分量与7次谐波分量的和的大小，这些与基波分量的有效值E_L、I_L相比比较小。由此，与式(12)同样，式(16)的脉动项也降低。

如上所述，通过采用式(9)设定电压指令，即使在负载电流中不仅包含5次谐波分量，还包含7次谐波分量的情况下，也能够降低功率的脉动项。

从式(9)的形式可知，电压Vu采用设有效值为(E_u-E_u6·cos6ω_Lt)、用cosω_Lt调制后的值。由此，如果采用(Ks1-Ks6·cos6ф)作为电压指令生成部601中的电压控制率Ks，则能够得到与上述电压Vu对应的电压指令Vu^*。此处，Ks6/Ks1＝E_u6/E_u。

即，如果依照式(9)，则电压控制率的交流分量的绝对值与直流分量之比(Ks6/Ks1)等于负载电流的5次谐波分量的绝对值与负载电流的基波分量的绝对值之比(I_L5/I_L)。此外，如果依照式(12)，则电压控制率的交流分量的绝对值与直流分量之比(Ks6/Ks1)等于负载电流的5次谐波分量的绝对值和7次谐波分量的绝对值之和与负载电流的基波分量的绝对值之比((I_L5+I_L7)/I_L)。其中，期望将Ks1+Ks6设定为1以下，以使电压控制率Ks的最大值为1以下。

即，逆变器4的电压控制率Ks具有直流分量Ks1、和交流分量(-Ks6·cos(6ω_Lt))，该交流分量具有逆变器4输出的交流电压Vu、Vv、Vw的基本频率(ф/2πt)的6倍的频率(6ф/2πt)。

例如，作为不具有交流分量时的逆变器4的电压指令Vu^*、Vv^*、Vw^*，如专利文献3和专利文献4例示那样，能够采用每增加60度重复呈现

的波形(以下称作“准梯形波形”)(其中关于相位θ，各相彼此偏差2π/3)。如在专利文献4中说明那样，能够通过采用上述准梯形波形，增大可输出的电压的基波分量的最大值而电压指令Vu^*、Vv^*、Vw^*的振幅不超过载波C的振幅。

此外，由此在逆变器4中采用的矢量反复下述任意一个进行变化。即，(i)V0→V4→V6→V7→V6→V4→…、(ii)V0→V2→V6→V7→V6→V2…、(iii)V0→V2→V3→V7→V3→V2→…、(iv)V0→V1→V3→V7→V3→V1→…、(v)V0→V1→V5→V7→V5→V1→…、(vi)V0→V4→V5→V7→V5→V4→…。

如上所述，具有准梯形波形的电压指令Vu^*、Vv^*、Vw^*彼此的(即相间的)相位偏差为120度，而其为60度的整数倍。由此，作为电压指令Vu^*、Vv^*、Vw^*，呈现相位每增加60度就以不同形式表现的波形。换言之，按照逆变器4输出的电压Vu、Vv、Vw的相位ф的每个60度区间(即每当6个转变模式更新时)对电压控制率Ks进行更新即可。而且，能够对三相的高次谐波分量一并补偿。通常，控制为相位ф和相位的指令值ф^*一致，因此电压指令生成部601能够根据指令值ф^*更新电压控制率Ks。

此外，电压控制率Ks的交流分量以交流电压Vu、Vv、Vw的6(＝3×2)倍频率变动。由此，能够采用相同值作为电压控制率Ks的交流分量(因为cos6(ф+2π/3)＝cos6ф)，而针对相互错开120度(＝2π/3)的三相的准梯形波形相位不会偏离。

当然，根据交流电压Vu、Vv、Vw的振幅、相位、频率的各个指令值v^*，ф^*，f^*，生成电压指令Vu^*、Vv^*、Vw^*。除了上述电压控制率Ks包含交流分量以外，通过公知的方法生成电压指令Vu^*、Vv^*、Vw^*。

图4是示出设为Ks1＝0.45、Ks＝0.65时的电压指令Vu^*、Vv^*、Vw^*的曲线图。在相位ф为0～60度的区间中，采用了

在图4中，示出了与图3所示的曲线图对应的相位角中的期间τ0、τ4、τ6、τ7与载波C的周期T0之比。还参照图3，载波C是在-1～1之间变化的三角波，并且经过时间与电压变化呈线性关系，因此信号波之间的大小的差、或者载波C的最大值1、最小值-1的差与产生矢量的期间成比例。

此处，矢量变化的模式是上述(i)的模式，因此在载波C的一个周期中产生两次矢量V4、V6，在图4中，将这些产生矢量的期间分别示为2τ4/T0、2τ6/T0。

在载波C采用信号波的最大相的值乃至载波C自身的最大值1的情况下，采用矢量V0。此外，在载波C采用信号波的最小相的值乃至载波C自身的最大值-1的情况下，采用矢量V7。此外，在载波C采用信号波的最大相和中间相之间的值、或者信号波的最小相和中间相之间的值的情况下，根据矢量变化的模式(i)～(vi)而采用不同的矢量。在图4中，将由此采用的矢量追加记为记号Sx(下标x与矢量Vx的下标一致)。

图5和图7均是示出整流电压Vdc、R相电压Vr、R相的线电流Ir、和U相的负载电流iu的曲线图。图6和图8均示出线电流Ir的谱。图5和图6示出电压控制率Ks仅具有直流分量Ks1的情况，图7和图8示出电压控制率Ks不仅具有直流分量Ks1、还具有交流分量(-Ks6·cos6ф)的情况。

谱中在低次侧呈现波峰的频率f0表示输入侧的电压Vr的频率。此处，采用了f0＝50(Hz)。谱中在1～1.2kHz处呈现波峰的频率f2、f3由于后述理由，导入输出侧的电压Vu的频率f1而分别等于频率6·f1-f0、6·f1+f0。此处，f1＝180(Hz)，f2＝1030(Hz)，f3＝1130Hz。

如使用式(4)、(8)说明的那样，根据发明人的见解，功率P_L的脉动项即使在由于负载电流的5次谐波分量和7次谐波分量的任意一个而产生的情况下，以输出频率ωL/2π的6倍频率脉动。由此，连将整流电压Vdc控制为恒定时流过直流环节的电流也以cos6ω_Lt变动。但是，在使用电流型变换器作为变流器3时，能够考虑各相的占空比，用正弦波调制流过直流环节的电流，由此将输入电流设为正弦波(例如参照非专利文献1或专利文献3)。具体而言，导入电压Vr、Vs、Vt的角频率ω_s来用cosω_st进行调制。因此，输入电流Ir以cosω_st·cos6ω_Lt脉动。对于该脉动分量，用cosω_st·cos6ω_Lt＝cosω_st·cos6ω_Lt＝(1/2)(cos(6ω_Lt-ω_st)+cos(6ω_Lt+ωω_st))表示。由此，如上所述，在频率6·f1-f0、6·f1+f0处谱中产生波峰。

即使存在整流电压Vdc的脉动，图8所示的情况与图6所示的情况相比，减少了由于负载电流的5次谐波分量和7次谐波分量而产生的谱的波峰。由此，能够确认到通过降低功率P_L的脉动项来抑制电源高次谐波的情况。

当然，本实施方式不限于在使用电流型变换器作为变流器3时用正弦波调制流过直流环节的电流的情况。这是因为如式(1)、(2)所示，本实施方式考察基于负载电流的高次谐波的功率脉动，根据负载侧的电压Vu、Vv、Vw和/或电流iu、iv、iw，提出了期望的控制方法。换言之，可以说变流器3的换流影响被并入到电压Vu、Vv、Vw或电流iu、iv、iw。

此外，不限于电压指令Vu^*、Vv^*、Vw^*具有准梯形波形的情况。如果电压控制率Ks具有直流分量Ks1和交流分量(Ks6·cos(6ω_Lt))，则即使具有其他波形，也能够得到已经使用算式说明的效果。

此外，应用本实施方式的主电路方式不限于图1例示的设置有直流环节的情况。即，也可以应用于在专利文献5或非专利文献3中介绍的虚拟直流环节方式的直接型交流电力变换器。

图10是示出应用了本实施方式的另一直接型电力变换器的结构的电路图。此处，作为直接型电力变换器，例示了直接型矩阵变流器MCV。

直接型矩阵变流器MCV具有输入端Pr、Ps、Pt和输出端Pu、Pv、Pw。在输入端Pr、Ps、Pt分别输入交流电压Vr、Vs、Vt，从输出端Pu、Pv、Pw分别输出三相交流输出电压Vu、Vv、Vw。

直接型矩阵变流器MCV具有开关元件Sur、Sus、Sut、Svr、Svs、Svt、Swr、Sws、Swt。3个开关元件Sur、Sus、Sut被分别连接在输入端Pr、Ps、Pt和输出端Pu之间。3个开关元件Svr、Svs、Svt被分别连接在输入端Pr、Ps、Pt和输出端Pv之间。3个开关元件在Swr、Sws、Swt被分别连接在输入端Pr、Ps、Pt和输出端Pw之间。

在针对直接型矩阵变流器MCV应用本实施方式的控制方法的情况下，采用虚拟AC/DC/AC控制。在该虚拟AC/DC/AC控制中，例如，假定图1所示的变流器3、逆变器4。作为连接两者的虚拟直流环节，能够假定一对直流电源线L1、L2。即，在针对直接型矩阵变流器MCV采用的虚拟AC/DC/AC控制中，分别假定变流器3作为对交流电压Vr、Vs、Vt进行虚拟整流从而得到虚拟的整流电压Vdc的虚拟整流电路，假定逆变器4作为从虚拟的整流电压Vdc得到交流电压Vu、Vv、Vw的虚拟电压型逆变器。并且，与已经说明的事项相同，为了使虚拟电压型逆变器的电压控制率Ks包含直流分量Ks1，和交流电压Vu、Vv、Vw的基本频率ф/2πt的6倍频率6ф/2πt的交流分量Ks6·cos(6ω_Lt)，生成门信号Sup^*、Svp^*、Swp^*、Sun^*、Svn^*、Swn^*。这些门信号的生成方法如记述的那样，控制作为虚拟电压逆变器的逆变器4的动作。

针对作为虚拟整流电路的变流器3的开关，与实际的变流器3的开关同样，参照例如非专利文献1或专利文献3，得到对开关元件Srp、Ssp、Stp、Srn、Ssn、Stn的导通/非导通进行控制的门信号Srp^*、Ssp^*、Stp^*、Srn^*、Ssn^*、Stn^*。

图11是生成对直接型矩阵变流器进行控制的信号的电路框图。该电路具有针对图2所示的逆变器控制6追加变流器控制部5的结构。变流器控制部5具有梯形波状电压指令信号生成部51、比较部52、载波发生部55、以及电流型门逻辑变换部53。

梯形波状电压指令信号生成部51根据电源同步信号θr生成梯形波状电压指令信号Vr^*、Vs^*、Vt^*，载波发生部55生成载波C1。在比较部52中比较梯形波状电压指令信号Vr^*、Vs^*、Vt^*和载波C1。该比较结果通过电流型门逻辑变换部53进行变换，从而能够得到门信号Srp^*、Ssp^*、Stp^*、Srn^*、Ssn^*、Stn^*。

电流型门逻辑变换部53进行的变换是必要的，是依据变流器3是电流型时，赋予给比较器52的指令信号是电压指令信号。但是，其详细情况与本实施方式的控制方法没有直接关系，并且根据非专利文献1或专利文献3等而成为公知的技术，因此此处省略说明。

门逻辑合成部56从门信号Srp^*、Ssp^*、Stp^*、Srn^*、Ssn^*、Stn^*、Sup^*、Svp^*、Swp^*、Sun^*、Svn^*、Swn^*利用下式进行矩阵变换，并输出作为直接型变换部MCV的开关信号。

[式17]

开关信号S11、S12、S13、S21、S22、S23、S31、S32、S33分别是关于开关元件Sur、Sus、Sut、Svr、Svs、Svt、Swr、Sws、Swt的开关信号。上述矩阵变换是妥当的，这一点已经根据专利文献5或非专利文献3而公知。

此外，也可以如在专利文献6中介绍那样，应用于使用了非常小的电容器的变换电路。或者输出到直流环节的变流器3的输入侧可以是单相输入也可以是多相输入。

详细地说明了本发明，但上述说明在所有的形态中只是例示，本发明并不限于此。应理解为在不脱离本发明的范围内能够想到的未例示的无数变形例。

标号说明

2：负载；3：变流器；4：逆变器；9：直接型交流电力变换器；Vr、Vs、Vt、Vu、Vv、Vw：交流电压；C：载波；Vu^*、Vv^*、Vw^*：电压指令。

Claims (12)

1.一种电力变换器的控制方法，其是对直接型交流电力变换器(9)进行控制的方法，所述直接型交流电力变换器(9)具有：

整流电路(3)，其输入第1交流电压(Vr，Vs，Vt)，输出整流电压(Vdc)；以及

电压型逆变器(4)，其输入所述整流电压，输出第2交流电压(Vu，Vv，Vw)，

该电力变换器的控制方法的特征在于，

所述电压型逆变器的电压控制率(Ks)具有直流分量(Ks1)、和所述第2交流电压的基本频率(ф/2πt)的6倍频率(6ф/2πt)的交流分量(Ks6·cos(6ω_Lt))。

2.根据权利要求1所述的电力变换器的控制方法，其中，所述电压控制率的所述交流分量的绝对值(Ks6)与所述电压控制率的所述直流分量(Ks1)之比(Ks6/Ks1)等于流向所述电压型逆变器(4)输出侧的电流的5次谐波分量的绝对值(I_L5)与所述电流的基波分量的绝对值(I_L)之比。

3.根据权利要求1所述的电力变换器的控制方法，其中，所述电压控制率的所述交流分量的绝对值(Ks6)与所述电压控制率的所述直流分量(Ks1)之比(Ks6/Ks1)等于流向所述电压型逆变器(4)的输出侧的电流的5次谐波分量的绝对值(I_L5)和7次谐波分量的绝对值(I_L7)之和与所述电流的基波分量的绝对值(I_L)之比。

4.根据权利要求1所述的电力变换器的控制方法，其中，

所述第2交流电压(Vu，Vv，Vw)是三相的，

按照所述第2交流电压的相位(ф)的每个60度区间对所述电压控制率(Ks)进行更新。

5.根据权利要求1所述的电力变换器的控制方法，其中，

所述电压型逆变器(4)根据载波(C)与信号波(Vu^*，Vv^*，Vw^*)的比较结果按照脉冲宽度调制进行控制，

所述信号波依照基于所述电压控制率(Ks)以及所述第2交流电压的振幅、相位、频率的各个指令值(v^*，ф^*，f^*)的空间矢量调制而确定。

6.一种电力变换器的控制方法，其是对作为输入第1交流电压(Vr，Vs，Vt)而输出第2交流电压(Vu，Vv，Vw)的直接型交流电力变换器的直接型矩阵变流器(MCV)进行控制的方法，该电力变换器的控制方法的特征在于，

在假想了对所述第1交流电压进行虚拟整流而得到虚拟整流电压的虚拟整流电路(3)、和从所述虚拟整流电压得到所述第2交流电压的虚拟电压型逆变器(4)的虚拟AC/DC/AC控制中，

所述虚拟电压型逆变器的电压控制率(Ks)具有直流分量(Ks1)、和所述第2交流电压的基本频率(ф/2πt)的6倍频率(6ф/2πt)的交流分量(Ks6·cos(6ω_Lt))。

7.根据权利要求6所述的电力变换器的控制方法，其中，所述电压控制率的所述交流分量的绝对值(Ks6)与所述电压控制率的所述直流分量(Ks1)之比(Ks6/Ks1)等于流向所述虚拟电压型逆变器(4)的输出侧的电流的5次谐波分量的绝对值(I_L5)与所述电流的基波分量的绝对值(I_L)之比。

8.根据权利要求6所述的电力变换器的控制方法，其中，所述电压控制率的所述交流分量的绝对值(Ks6)与所述电压控制率的所述直流分量(Ks1)之比(Ks6/Ks1)等于流向所述虚拟电压型逆变器(4)的输出侧的电流的5次谐波分量的绝对值(I_L5)和7次谐波分量的绝对值(I_L7)之和与所述电流的基波分量的绝对值(I_L)之比。

9.根据权利要求6所述的电力变换器的控制方法，其中，

所述第2交流电压(Vu，Vv，Vw)是三相的，

按照所述第2交流电压的相位(ф)的每个60度区间对所述电压控制率(Ks)进行更新。

10.根据权利要求6所述的电力变换器的控制方法，其中，

所述虚拟电压型逆变器(4)根据载波(C)与信号波(Vu^*，Vv^*，Vw^*)的比较结果按照脉冲宽度调制进行控制，

所述信号波依照基于所述电压控制率(Ks)以及所述第2交流电压的振幅、相位、频率的各个指令值(v^*，ф^*，f^*)的空间矢量调制而确定。

11.一种电力变换器(9)，其中，

所述电力变换器(9)被权利要求1至5中的任意一项所述的电力变换器的控制方法进行控制，

所述电力变换器(9)具有所述整流电路(3)和电压型逆变器(4)。

12.一种直接型矩阵变流器(MCV)，其中，

所述直接型矩阵变流器(MCV)被权利要求6至10中的任意一项所述的电力变换器的控制方法进行控制。

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