CN101647187A - 逆变器控制装置 - Google Patents

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Abstract

在逆变器控制装置中，抑制暂停开关的相在切换时的暂停期间的不平衡。PWM计算部(5)包括：生成作为供给逆变器主电路(2)的电压指令值的调制波的调制波生成部(11)；生成成为开关指令的基准的载波的载波生成部(12)；比较调制波生成部(11)生成的调制波、与载波生成部(12)生成的载波的比较部(13)。PWM计算部(5)在将构成逆变器主电路(2)的三相中的任意一相的开关暂停的两相调制模式动作时，控制载波生成部(12)，将载波频率设定为调制波频率的整数倍。

Description

逆变器控制装置
技术领域
本发明涉及用于控制驱动电动机等三相交流设备的逆变器的逆变器控制装置。
背景技术
在逆变器具有的、由电桥连接的半导体元件部分构成的逆变器主电路中，随着利用PWM(Pulse Width Modulation，脉宽调制)的开关控制，在半导体元件部分会产生开关损耗。另一方面，在逆变器主电路设置有散热翅片或风扇等冷却器，使得该损耗引起的发热不会损坏半导体元件。考虑到小体积可以提高逆变器产品的价值，需要减小冷却器的体积，但为了达到小体积，要求能降低开关损耗。
此处，作为实现降低开关损耗的以往的控制方法，可以例举下面的方法。
(1)降低载波频率(开关频率)
(2)改善调制方法
在上述(1)的方法中，由于若载波频率下降过多，则存在调制精度变差、噪声电平变大等问题，因此其降低有限。
另一方面，作为上述(2)的方法的一个例子，有下述专利文献1或非专利文献1所涉及的两相调制方式。该两相调制方式的特征是，在U、V、W相的开关控制中，不对各相中的一相进行开关控制，只对其余两相进行开关控制，生成所需的调制波。
此处，在非专利文献1中示出了两相调制方式的一个方法、即线电压控制PWM方式的动作波形(参照该文献的图6.3.24)。该线电压控制PWM方式是利用下述方式，即，在以三相交流设备为负载时，若可以维持其线电压，则选择相电压时就有自由度，有各种由该方式生成的调制波。
例如，在非专利文献1的图6.3.24中，示出了在每个U、V、W相循环设置每隔1/3周期的开关暂停期间，另一方面示出了通过在该暂停期间对其余两相进行开关控制而生成的调制波形。
根据该非专利文献1所示的调制波形，由于每隔1/3周期(120°)设置开关暂停期间，因此如果载波条件相同，则与通常的三相PWM方式比较，开关次数可以降低为约2/3。即，开关损耗可以降低为约2/3，具有可以减小主电路的冷却器的体积、减小整个装置的体积的优点。
此处，在由线电压控制PWM方式生成的调制波形中，在以每120°设置的开关暂停期间的各端的定时，切换暂停开关的相，在各相的调制波中会产生不连续的拐点，并且不需要的开关动作会增加。另一方面，非专利文献1所示的调制波形中，切换暂停开关的相是以载波的最小值或最大值进行的，以抑制不需要的开关动作的增加。
另一方面，两相调制也具有各种形态，专利文献1中示出的是每隔60°设置开关暂停期间的调制波的例子。该每隔60°切换的方式与每隔120°切换的方式比较，具有的优点是：调制波为正负对称，构成逆变器主电路的上下元件的损耗平衡，容易设计冷却器。
专利文献1：日本专利特开2001-352790号公报
非专利文献1：半导体功率转换电路(编辑发行者：社团法人电气学会，销售者：欧姆株式会社(オ一ム社))，pp.130
发明内容
此处，对于专利文献1所示的每隔60°设置开关暂停期间的调制波形，考虑附加了非专利文献1所示的条件、即暂停开关的相的切换是以载波的最小值或最大值进行的条件的调制波形。如果是非专利文献1所示的调制波周期和载波周期的条件，则开关暂停期间的切换定时为60°间隔，可以使载波的顶点与开关暂停期间同步，抑制不需要的开关动作的增加。
然而，根据载波周期与调制波周期的关系，暂停期间有时会在相间产生不平衡。例如，在载波周期与调制波周期相比充分小时，该不平衡并不明显，影响较小，但在提高调制波的频率时、或者为了进一步降低开关损耗而降低载波频率时，暂停期间的不平衡、进而开关次数的相不平衡会变得明显起来。据此，存在的问题是：逆变器输出本身会产生不平衡，负载电流或输出转矩会产生不需要的脉动等，损害运转特性的可能性增加了。
本发明是鉴于上述情况而完成的，其目的在于提供一种利用两相调制方式的逆变器控制装置，该逆变器控制装置可以抑制暂停开关的相在切换时的暂停期间的不平衡。
为了解决上述的问题，达到目的，本发明所涉及的逆变器控制装置包括：向三相负载提供功率的逆变器主电路、和向逆变器主电路输出开关指令的PWM计算部，其特征是，上述PWM计算部包括：调制波生成部，该调制波生成部生成作为供给上述逆变器主电路的电压指令值的调制波；载波生成部，该载波生成部生成成为上述开关指令的基准的载波；以及比较部，该比较部比较上述调制波生成部生成的调制波、与上述载波生成部生成的载波，在将构成上述逆变器主电路的三相中的任意一相的开关暂停的两相调制模式动作时，控制上述载波生成部，将上述载波的频率(载波频率)设定为上述调制波的频率(调制波频率)的整数倍。
根据本发明所涉及的逆变器控制装置，由于在将构成逆变器主电路的三相中的任意一相的开关暂停的两相调制模式动作时，将载波频率设定为调制波频率的整数倍，因此可以得到的效果是：可以抑制暂停开关的相在切换时的暂停期间的不平衡。
附图说明
图1是表示本发明的实施方式1所涉及的逆变器控制装置的结构图。
图2是表示图1所示的调制波生成部的结构图。
图3是表示图1所示的载波生成部的结构图。
图4是表示由三角波发生器生成的同步9脉冲模式的三角波的一个例子的图。
图5是表示使用以往技术生成的两相调制的波形例的图。
图6是表示用于算出与进行两相调制时的调制相位角相应的调制波的调制波附加信号(α2ph)的选择式的图。
图7是表示从调制模式选择部输出的载波同步模式选择指令的一个例子的图。
图8是表示载波波形与载波相位角的关系图。
图9是表示载波同步模式选择指令变化时的载波算出计算的切换处理的一个例子(同步12P模式→同步9P模式)的图。
图10是表示载波同步模式选择指令变化时的载波算出计算的切换处理的一个例子(同步21P模式→非同步模式)的图。
图11是表示载波同步模式选择指令变化时的载波算出计算的切换处理的一个例子(非同步模式→同步21P模式)的图。
图12是表示实施方式1所涉及的载波频率的设定例的图。
图13是表示fc/finv＝15(同步15P模式)时的调制波及载波的波形图。
图14是表示fc/finv＝12(同步12P模式)时的调制波及载波的波形图。
图15是表示实施方式2所涉及的载波频率的设定例的图。
图16是表示进行载波频率的切换时的波形例的图。
图17是表示实施方式2所涉及的调制模式选择部的结构例的图。
标号说明
1三相交流负载
2逆变器主电路
3直流电源部
4电压矢量生成部
5PWM计算部
10、10a调制模式选择部
11调制波生成部
12载波生成部
13比较部
15调制比生成部
16三相调制波生成部
17调制波附加信号生成部
18加法器
19三相调制切换部
21载波表
22fc/finv选择部
23采用时间比率算出部
24载波频率分配部
41载波切换定时信号输出器
42载波相位角算出器
43三角波发生器
具体实施方式
下面，基于附图详细说明本发明所涉及的逆变器控制装置的理想的实施方式。另外，本发明不限于以下所示的实施方式。
实施方式1.
图1是表示本发明的实施方式1所涉及的逆变器控制装置的结构图，表示控制三相交流负载1的逆变器控制装置的一个实施方式。
图1中，实施方式1所涉及的逆变器控制装置包括：逆变器主电路2、生成用于控制逆变器主电路2的开关模式的PWM计算部5、和生成供给PWM计算部5的电压指令值的电压矢量生成部4。逆变器主电路2构成电桥电路，其中将开关元件与二极管反并联连接的开关部(Su、Sv、Sw、Sx、Sy、Sz)串联的、与上下2个电路连接的一对开关部分别并联，连接成三相部分。与该逆变器主电路2的直流端子例如连接电池或电容器的直流电源部3，并且，与其交流端子例如连接感应电动机、同步电动机等三相交流电动机、或配电系统的输入端等的三相交流负载1。逆变器主电路2通过根据PWM计算部5生成的开关指令而被驱动，将从直流电源部3提供的直流电转换为可变振幅、可变频的三相交流电，提供至三相交流负载1。另外，若将上述结构适用于电车，则三相交流负载1、逆变器主电路2、以及直流电源部3构成电车的驱动部，电压矢量生成部4和PWM计算部5构成电车的控制部。
接下来，说明构成逆变器控制装置的各部分的功能。图1中，逆变器控制装置包括电压矢量生成部4和PWM计算部5，PWM计算部5还包括调制模式选择部10、调制波生成部11、载波生成部12、以及比较部13而构成。电压矢量生成部4将施加在三相交流负载1的电压指令值以电压相位角指令、运转频率指令、电压振幅指令等形态输出至PWM计算部5。PWM计算部5的调制模式选择部10利用来自电压矢量生成部4的电压指令值相关信息中的至少一个以上信息，判别、选择最适合调制的两相调制模式选择信号、和载波同步模式选择指令，将选择的这些指令或者信号中的两相调制模式选择信号输出至调制波生成部11，并将载波同步模式选择指令输出至载波生成部12。载波生成部12根据从调制模式选择部10输入的载波同步模式选择指令、以及从电压矢量生成部4输入的电压相位角指令，决定载波的频率、和相位，例如生成三角波的载波，输出至比较部13，并生成调制波的生成所需的载波顶点定时信号，输出至调制波生成部11。调制波生成部11基于来自电压矢量生成部4的电压指令值、直流电源部3的输出电压值、以及来自载波生成部12的载波顶点定时信号，生成三相的调制波，将生成的调制波输出至比较部13。比较部13比较从载波生成部12输入的载波、与从调制波生成部11输入的调制波，决定与该比较结果相应的开关模式，输出至逆变器主电路2。另外，调制波生成部11及载波生成部12分别具有图2及图3所示的各构成部分作为其详细结构，关于该构成部分的功能在以下的动作说明中一并进行说明。
接下来，参照图2至图14的各附图说明逆变器控制装置的动作。首先，说明调制波生成部11的动作。调制波生成部11基于如上所述的来自电压矢量生成部4的电压指令值、直流电源部3的输出电压值、以及来自载波生成部12的载波顶点定时信号，生成三相的调制波，其处理基于以下的公式进行。
α＝|V|/(EFC/2)＝2·|V|/EFC...(式1)
αu′＝α·sin(θ)...(式2a)
αv′＝α·sin(θ-2π/3)...(式2b)
αw′＝α·sin(θ-4π/3)...(式2c)
此处，在利用调制模式选择部10选择两相调制模式时，算出与两相调制相应的调制波。另外，以下的例子表示上述专利文献1等所示的、每隔60°设置开关暂停期间的例子。
αu＝αu′+α2ph...(式3a)
αv＝αv′+α2ph...(式3b)
αw＝αw′+α2ph...(式3c)
另一方面，在利用调制模式选择部10不选择两相调制模式时，输出通常的调制波(以下称作“三相调制波”)。因此，进行以下的选择处理。
αu＝αu′...(式4a)
αv＝αv′...(式4b)
αw＝αw′...(式4c)
此处，上述(式1)至(式4c)中的各记号的意义如下。
A：调制比
|V|：电压振幅指令值
θ：电压相位角指令值
EFC：直流电源部电压
αu′、αv′、αw′：三相调制波
αu，αv，αw：两相调制波
α2ph：调制波附加信号
上述(式1)至(式4c)的各个处理分别由图2所示的各构成部分进行。
具体而言，调制比生成部15进行(式1)的处理，三相调制波生成部16进行(式2a)至(式2c)的处理，调制波附加信号生成部17、加法器18及两相调制/三相调制切换部19进行(式3a)至(式3c)及(式4a)至(式4c)的各个处理。
另外，α2ph是图6所示的、基于调制波的相位角、以及从载波生成部12输出的载波的顶点定时信号而决定的函数。图6中，作为α2ph选择的(1)至(6)的信号，如果是θ向正向增加的旋转方向，则以(1)→(2)→(3)→(4)→(5)→(5)→(6)的顺序选择，如果是θ向负向减少的反向旋转方向，则以(6)→(5)→(4)→(3)→(5)→(2)→(1)的顺序选择。另外，原则上各期间对应每隔60°的调制波相位角，但转移至相邻期间的定时与由载波生成部12生成的载波的顶点同步。
另外，由于直流电源部电压值EFC通常是大致一定的值，因此在本实施方式中，是在调制波生成部11的内部设定作为固定值的形态。但是，从提高逆变器主电路2的输出电压的控制精度的观点而言，当然也可以在直流电源部3设置电压传感器，将直流电源电压的测量结果输入至调制波生成部11，用于上述(式1)的EFC。
接下来，以图3为中心说明载波生成部12的动作。载波生成部12包括载波切换定时信号输出器41、载波相位角算出器42、以及三角波发生器43。载波切换定时信号输出器41基于从调制模式选择部10输入的载波同步模式选择指令、以及从电压矢量生成部4输入的电压相位角指令，生成后述的切换定时信号，输出至载波相位角算出器42。载波相位角算出器42基于载波同步模式选择指令、电压相位角指令、以及来自载波切换定时信号输出器41的切换定时信号，将表示成为载波顶点的定时的信号(载波顶点定时信号)反馈至载波切换定时信号输出器41，并输出至调制波生成部11。
三角波发生器43基于从载波相位角算出器42输入的载波的频率、和相位角的信息，生成三角波的载波，输出至比较部13。
另外，从调制模式选择部10输出的载波同步模式选择指令是指定载波与调制波的关系的信号，例如是根据图7所示的代码表。另外，在以后的说明中，将载波频率简记为fc，将调制波频率简记为finv。
例如，考虑输入图7的代码No.5作为载波同步模式选择指令的情况。此时，为了实现同步9脉冲(9P)模式，在载波相位角算出器42中进行下式的计算。
θc＝k·θ-90[deg]...(式5a)
此处，k＝fc/finv＝9。
三角波发生器43根据基于(式5a)算出的载波相位角θc，生成期望的载波。另外，图4是表示算出的同步9脉冲模式的三角波的一个例子的图，图8是表示载波相位角θc与实际的载波波形的关系图。
图4中，作为期间1至6所示的区间是选择调制波附加信号α2ph时的图6的参照区间。例如，图6中，在期间2中，调制波附加信号α2ph＝+1-αu′，根据上述(式3a)，可知U相调制波αu＝αu′+α2ph＝αu′+(1-αu′)＝1，开关信号为常通，处于开关暂停期间。
另外，在选择图7的代码No.1至6的载波同步模式时，(式5a)的k使用该图所示的fc/finv的值。另外，(式5a)中，表示θ＝0°时设定θc＝-90°，但该相位差设定是为了使图6所示的两相调制的波形切换点成为载波的顶点定时。因此，例如在不使用两相调制时，从考虑到实际的逆变器主电路的输出电压中的高次谐波的分布等观点而言，也可以是其他的相位差设定。
另一方面，在选择图7的代码No.0的非同步模式时，载波与调制波是非同步，用下式算出即可。
θc＝360·fc·t+θinit[deg]...(式5b)
此处，t是从选择非同步模式起的时间，θinit是初始设定相位角。
接下来，参照图9说明载波同步模式选择指令变化时的载波算出计算的切换处理。
为了抑制产生不连续的PWM调制，切换载波的定时基本上需要设定为在切换前后的载波都到达顶点的定时，以尽可能消除载波的不连续点。例如，在同步9脉冲模式和同步12脉冲模式下，相互的载波顶点一致的定时是电压相位角指令θ为0°或者360°的定时中的任意一个，作为允许切换该定时的条件预先储存在载波切换定时信号输出器41中。另外，同样预先算出图7的代码No.1至5的各模式间的允许切换条件，储存在载波切换定时信号输出器41中。
载波切换定时信号输出器41在载波同步模式选择指令变化时，边监视电压相位角指令θ，边在θ为允许切换条件的定时将切换定时信号输出至载波相位角算出器42。载波相位角算出器42在载波同步模式选择指令变化的时刻不切换(式5a)的系数k而继续进行计算，在输入切换定时信号的时刻，将系数k切换为与载波同步模式选择指令相应的值。
另一方面，非同步模式与同步模式之间的切换处理是与上述处理不同的处理。因此，首先，参照图10说明载波同步模式选择指令从同步模式向非同步模式切换的情况。另外，图10是用于说明从同步21P模式向非同步模式的切换处理的图。
载波切换定时信号输出器41在输入载波相位角算出器42输出的载波顶点定时信号的时刻，输出切换定时信号，载波相位角算出器42从(式5a)的计算切换至(式5b)的非同步模式的计算。其中，为了使得如上所述的载波的顶点一致，设t在输入切换定时信号时刻为0，在产生载波顶点定时信号时，θinit在同步21P模式的载波为下限顶点时设定为-90[deg]，在为上限顶点时设定为+90[deg]。
接下来，参照图11说明载波同步模式选择指令从非同步模式向同步模式切换的情况。另外，图11是用于说明从非同步模式向同步21P模式的切换处理的图。
此时，为了从电压相位角指令θ与载波相位角θc不同步的状态转移至同步的状态，在电压相位角指令θ为连续信号并切换载波时，在载波侧会产生不连续点。为了将该切换时的调制误差产生的影响抑制在最低限度，载波切换定时信号输出器41储存假定为同步脉冲模式时成为载波顶点的电压相位角条件θp、许可相位差Δθ，并且在以下两个条件成立的定时，将切换定时信号输出至载波相位角算出器42。
(a)在输入载波顶点定时信号的定时
(b)电压相位角指令θ与θp的差异在Δθ以内
例如，若将Δθ设定得较大，则模式切换的条件容易成立，可以进行快速切换，而另一方面，载波不连续的范围容易变大，容易产生调制误差、以及随之的逆变器输出的电流冲击。反之，若将Δθ设定得较小，不会产生因载波不连续而引起的各种冲击，但根据调制波频率条件，模式切换的许可条件难以成立，切换会产生延迟。另外，它们处于一种不能同时兼顾(trade-off)的关系，较为理想的是根据实际的运用来调整、设定。
通过这样生成的调制波和载波将从载波生成部12输出至比较部13。比较部13决定与调制波和载波的比较结果相应的开关模式，输出至逆变器主电路2。
具体如下。
(a)αu＞载波时，Su(U相上臂)接通、Sx(U相下臂)断开
(b)αu＜载波时，Su(U相上臂)断开、Sx(U相下臂)接通
(c)αv＞载波时，Sv(V相上臂)接通、Sy(V相下臂)断开
(d)αv＜载波时，Sv(V相上臂)断开、Sy(V相下臂)接通
(e)αw＞载波时，Sw(W相上臂)接通、Sz(W相下臂)断开
(f)αw＜载波时，Sw(W相上臂)断开、Sz(W相下臂)接通
图4的下部表示逆变器主电路的U相电压输出的一个例子。
通过由该一系列处理生成的开关模式来驱动逆变器主电路2，控制各臂的输出电压的脉宽，可以使施加在三相交流负载1的电压的基波分量跟随电压矢量生成部4输出的电压指令值。
另外，在实施方式1中，在调制模式选择部10选择两相调制模式时，调制波频率超过规定的值时，设定载波使得载波频率为调制波频率的整数倍。通过该处理，即使在载波周期无法比调制波周期充分小的运转条件下，也不会产生调制的相不平衡或不需要的功率脉动，可以进行稳定的控制。下面，说明其细节。
图12是表示实施方式1所涉及的载波频率的设定例的图。载波生成部12输入有调制模式选择部10选择的载波同步模式选择指令及来自电压矢量生成部4的电压指令值(运转频率指令)，设定根据图12的包络线的传送频率。图12中，例如在finv＝50Hz以下时作为非同步模式，且设定fc＝750Hz。即，在该运转区域中，载波频率与调制波频率不一定是整数倍的关系。
另一方面，在finv＝50Hz以上的运转区域中，使用使fc与finv同步的同步模式，且为了使开关损耗不超过主电路的冷却性能，将fc限制在1000Hz以下，根据finv切换fc。例如，图13是表示fc/finv＝15(同步15P模式)时的调制波及载波的波形图，图14是表示fc/finv＝12(同步12P模式)时的调制波及载波的波形图。与图4(fc/finv＝9，同步9P模式)时同样，确立载波与调制波同步，维持每隔60°的对称性，各相的开关次数是统一的。
顺便指出，图5是表示由以往技术生成的两相调制的波形例的图，是对于每隔60°设置开关暂停期间的调制波形、附加暂停开关的相的切换是在载波的最小值或最大值进行的条件的调制波及载波。在该图所示的以往的调制波形中，会产生开关暂停期间的相不平衡，运转特性可能因负载电流或输出转矩的脉动等而恶化。
另一方面，在图4、13、14所示的实施方式1的波形例中，可以抑制在图5观察到的产生开关暂停期间的相不平衡，抑制负载的不需要的电流脉动或转矩脉动，防止运转特性的恶化。
如以上说明那样，根据实施方式1所涉及的逆变器控制装置，在调制模式选择部选择两相调制模式时，通过在调制频率超过规定值的条件下设定载波使得载波频率为调制波频率的整数倍，可以得到的效果是：即使在载波周期无法比调制波周期充分小的运转条件下，也不会产生调制的相不平衡或不需要的功率脉动，可以进行稳定的控制。
实施方式2.
在实施方式1中，在调制波频率超过规定值时，通过设定载波使得载波频率为调制波频率的整数倍，来抑制产生调制的相不平衡或不需要的功率脉动。另一方面，在使用这样的方法时，在载波频率的切换定时，从逆变器主电路2或三相交流负载1也会产生噪声(主要是磁致伸缩音)的切换，有时不适合重视低噪声的逆变器的用途。以下所示的实施方式2表示适合这样的重视低噪声的逆变器的实施方式。
图15是表示实施方式2所涉及的载波频率的设定例的图。图15中，例如在该图中的(A)区域中，适当选择两相调制模式，边维持以下的条件，边随时进行载波频率fc的切换。
<条件1>fc/finv＝整数，且是3的倍数
<条件2>切换时间间隔是调制波的1个周期以上
<条件3>切换时间间隔例如是0.1秒以下
<条件4>载波频率fc的每隔时间Tco的平均值(fc_2ph_ave)为规定值以下(Tco：主电路的冷却装置的时间常数)
<条件5>在fc/finv＝3时，将调制波复原为通常调制波(三相调制波)
图16是表示进行载波频率的切换时的一个例子的图，表示载波频率的设定值比(fc/finv)的时间分布的图。
在以调制波的1个周期为单位着眼于调制波和载波时，根据<条件1>以及<条件2>，可以得到与实施方式1同样的效果，可以抑制调制的相不平衡。
另一方面，若根据<条件3>，则主电路声音的切换可以在比人的感觉充分较短的时间间隔进行，可以降低作为人的听觉感觉到的切换音、或载波本身的噪声。
另外，<条件4>是用于进行管理使得主电路损耗不超过主电路的冷却装置的冷却能力的条件。例如，通过管理传送频率fc的切换、和fc/finv的各设定值的时间分布，使传送频率fc的平均值(fc_2ph_ave)处于预先设定的规定值以下，可以使主电路的开关损耗的平均值降低至规定值以下。另外，出于此目的，时间平均值即fc_2ph_ave定义作为主电路的每隔热时间常数Tco的时间平均值时较为理想。另外，在管理传送频率fc的切换、和fc/finv的各设定值的时间分布时，较为理想的是留意产生过渡性地超过冷却器的冷却性能的主电路损耗期间不超过冷却器的热时间常数。
另外，<条件5>是根据<条件4>进行使载波频率fc处于fc_2ph_ave以下的处理时，产生选择更小的fc/finv的期间时的限制事项。具体而言，在fc/finv＝3、即3脉冲模式时，设调制波为通常的三相调制(参照上述(式2a)至(式2c))。这如实施方式1的图4、图6所示，是由于一般的两相调制的调制波形是以60°为单位进行波形切换的，最低也需满足fc/finv＞6。本来，由于3脉冲模式的开关次数充分小，因此在三相负载的电流条件相同时，可以认为通常不会产生主电路损耗比fc/finv＝9时等的两相调制时更大的情况。
图17是表示用于边保持上述<条件1>至<条件5>、边进行运转的调制模式选择部10a的结构例的图。图17中，调制模式选择部10a基于电压指令值的频率、和调制比的至少一个量，向调制波生成部11输出调制模式选择信号，用于指示选择通常调制和两相调制之一的调制模式。
在载波表21中，如上述的图15所示，预先设定调制波频率finv和载波频率fc的关系，并且还一并设定两相调制中的运转频率最低值(finv_min)、运转频率最大值(finv_max)、及载波频率平均值(fc_2ph_ave)。另外，运转频率最低值finv_min和运转频率最大值finv_max是如图15所示的适用两相调制的运转区域的调制波频率的下限值和上限值，载波频率平均值fc_2pf_ave则如上所述。
此处，调制模式选择部10a在从电压矢量生成部4输入的电压指令值的频率位于finv_min与finv_max之间时，向调制波生成部11输出两相调制模式指令作为调制模式选择信号。在调制波生成部11中，基于(式2a)至(式2c)、以及(式3a)至(式3c)进行调制波的计算。但是，在如下述输出作为载波频率指令的3脉冲模式的频率时，输出通常调制模式指令，作为调制模式选择信号。另外，此时的计算式使用(式2a)至(式2c)及(式4a)至(式4c)。
另一方面，输出至载波生成部12的载波频率指令如以下的步骤(1)至(3)所示，是通过fc/finv选择部22、采用时间比率算出部23、和载波频率分配部24输出的。
(1)在fc/finv选择部22中，根据两相调制载波平均值fc_2ph_ave与调制波频率finv之比，选择两个以上实际上选择输出的fc与finv之比的候选。作为fc/finv，与实施方式1一样，如<条件1>所示是3的倍数，且选择值接近fc_2ph_ave/finv的、三个从大到小的值作为a、b、c。例如，在fc_2ph_ave＝900[Hz]、finv＝55[Hz]的情况下，fc_2ph_ave/finv＝16.36，选择(a、b、c)＝(18、15、12)。
(2)适当切换(a、b、c)，并在采用时间比率算出部23中，根据下式决定a、b、c的采用时间比率Xa、Xb、Xc，使得如<条件4>所示，载波频率fc的平均值为fc_2ph_ave。
Xb＝0.3...(式6a)
Xa＝[(fc_2ph_ave/finv)-Xb·(b-c)-c]/(a-c)...(式6b)
Xc＝1-Xa-Xb...(式6c)
此处，上述(式6a)至(式6c)是从以下的前提(式7a)、(式7b)导出的。
首先，由于Xa、Xb、Xc是采用时间比率，因此其和为1。即，Xa+Xb+Xc＝1...(式7a)
另外，在以采用时间比Xa、Xb、Xc选择a、b、c作为fc/finv，使得fc的平均值为fc_2ph_ave时，下式成立。
a·finv·Xa+b·finv·Xb+c·finv·Xc＝fc_2ph_ave...(式7b)
为了决定采用时间比率Xa、Xb、Xc，由于除了(式7a)、(式7b)以外还有一点自由度，因此如式6a所示，也可以通过将最接近fc_2ph_ave/finv的b的采用率Xb指定为例如30％，决定Xa、Xc。这些计算在规定时间(例如数秒左右)间隔实施，更新其结果，输出至载波频率分配部24。
(3)基于采用时间比率Xa、Xb、Xc分配设定三种fc/finv的设定值。具体而言，为了使<条件3>成立，需要尽可能使相同的fc/finv不相邻那样来设定，且为了使<条件2>成立，需要以调制波的1个周期为单位切换载波设定那样来设定，将满足此条件的传送频率指令输出至载波生成部12。另外，图16是选择(a、b、c)＝(15、12、9)时设定Xa∶Xb∶Xc＝4∶3∶4的例子。
如以上说明那样，根据实施方式2所涉及的逆变器控制装置，通过在调制模式选择部中，在选择两相调制模式时设定载波，使得载波频率为调制波频率的整数倍，可以得到的效果是：即使在载波周期无法比调制波周期充分小的运转条件下，也不会产生调制的相不平衡或不需要的功率脉动，可以进行稳定的控制；并且还可以得到的效果是：抑制在载波频率的切换产生的定时的、从逆变器主电路2或三相交流负载1产生的噪声(主要是磁致伸缩音)的切换声音，有助于低噪声化。
工业上的实用性
如上所述，本发明所涉及的逆变器控制装置作为可以抑制暂停开关的相在切换时的暂停期间的不平衡的发明，是有用的。

Claims (4)

1.一种逆变器控制装置，包括：向三相负载提供功率的逆变器主电路、和向逆变器主电路输出开关指令的PWM计算部，其特征在于，
所述PWM计算部包括：
调制波生成部，所述调制波生成部生成作为供给所述逆变器主电路的电压指令值的调制波；
载波生成部，所述载波生成部生成成为所述开关指令的基准的载波；以及
比较部，所述比较部比较所述调制波生成部生成的调制波、与所述载波生成部生成的载波，
在将构成所述逆变器主电路的三相中的任意一相的开关暂停的两相调制模式动作时，控制所述载波生成部，将所述载波的频率即载波频率设定为所述调制波的频率即调制波频率的整数倍。
2.如权利要求1所述的逆变器控制装置，其特征在于，所述PWM计算部在所述两相调制模式动作时，在所述调制波频率超过预先设定的规定值的条件下，使所述载波频率为所述调制波频率的整数倍。
3.如权利要求1或2所述的逆变器控制装置，其特征在于，所述PWM计算部设定载波频率，使得所述逆变器主电路的冷却器的每隔时间常数的载波频率时间平均值不超过根据所述逆变器主电路的冷却器的冷却性能决定的传送频率的上限值。
4.如权利要求1或2所述的逆变器控制装置，其特征在于，所述PWM计算部保持所述载波频率为所述调制波频率的整数倍的条件，并以调制波的1个周期时间为单位切换所述载波频率与所述调制波频率之比。
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