JP5042512B2 - 電力制御装置 - Google Patents
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- 230000010363 phase shift Effects 0.000 claims description 30
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 16
- 230000001172 regenerating effect Effects 0.000 claims description 14
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 claims description 9
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 claims description 9
- 238000004146 energy storage Methods 0.000 claims description 4
- 208000025370 Middle East respiratory syndrome Diseases 0.000 description 29
- 230000006698 induction Effects 0.000 description 19
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 18
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 10
- 230000005284 excitation Effects 0.000 description 5
- 238000004088 simulation Methods 0.000 description 4
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 2
- 230000002457 bidirectional effect Effects 0.000 description 1
- 238000005094 computer simulation Methods 0.000 description 1
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 1
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 1
- 230000006866 deterioration Effects 0.000 description 1
- 238000004870 electrical engineering Methods 0.000 description 1
- 230000010354 integration Effects 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 230000000087 stabilizing effect Effects 0.000 description 1
- 238000004804 winding Methods 0.000 description 1
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Description
本発明は、スナバエネルギ回生電流スイッチ(磁気エネルギ回生スイッチ:Ｍａｇｎｅｔｉｃ Ｅｎｅｒｇｙ Ｒｅｃｏｖｅｒｙ Ｓｗｉｔｃｈ 以下ＭＥＲＳと称する)を用いたインバータ駆動交流電動機の電力制御装置に関する。
従来、商用電源と誘導電動機との間に、公知のＭＥＲＳ(特許文献１及び非特許文献１を参照)を挿入することで、始動時の力率を改善し、始動トルクを大幅に向上できるということが非特許文献１に報告されている。
産業分野においては、主に省エネの観点からインバータ駆動による誘導電動機ドライブシステムが多く用いられている。
誘導電動機は、堅牢・保守が容易であるという特徴を有する一方、励磁電流を電源側から供給しなければならないことから、力率を１にすることはできず、インバータ定格を電動機定格に対して大きくする必要がある。
特許第３６３４９８２号
高久拓・磯部高範・鳴島じゅん・筒井広明・嶋田隆一:「磁気エネルギーを蓄積回生する電流スイッチによる力率改善」,電学論Ｄ,vol.125No.4pp.372-377(２００５)
高久拓・磯部高範・嶋田隆一:「磁気エネルギー回生双方向電流スイッチを用いた誘導電動機の始動トルクの向上」平１５電気学会全大,４-０７３(２００３)
特開２００５-５７９８０号公報
産業分野においては、主に省エネの観点からインバータ駆動による誘導電動機ドライブシステムが多く用いられている。誘導電動機は、堅牢・保守が容易であるという特徴を有している一方、励磁電流を電源側から供給しなければならないため、力率を１にすることができず、インバータ定格を電動機の定格に対して大きくする必要がある。
このため、特に大容量のドライブシステムにおいては、界磁巻線付の同期電動機を用いることによって、力率１の運転を実現し、インバータの容量低減を図ることが行われている(非特許文献２及び特許文献２を参照)。
本発明では交流電動機のドライブシステムにＭＥＲＳを適用することによって、力率を改善でき、インバータの定格容量を低減できるインバータ駆動交流電動機の電力制御装置を提供することを目的とする。
請求項１に対応する発明は、
「複数の半導体デバイスからなり、該各半導体デバイスをオン・オフさせることにより直流電力を交流電力に変換可能であって、この変換される交流電力を、界磁電流の制御ができない交流電動機に供給するインバータと、
周波数指令と、位相指令と、電圧振幅指令とに基づき、前記インバータの各半導体デバイスに対して、これらをオン・オフさせるためのゲート制御信号を与えるインバータ制御回路と、
前記インバータと前記交流電動機の間に直列に接続され、複数の自己消弧素子とエネルギ蓄積コンデンサからなり、前記各自己消弧素子を前記インバータの電源周期に同期してスイッチングさせることにより前記交流電動機に流れる電流の位相を制御可能なスナバエネルギ回生電流スイッチと、
前記インバータの出力電圧位相に合わせて前記スナバエネルギ回生電流スイッチの各自己消弧素子をオン・オフさせるためのタイミングを与えると共に、前記交流電動機の電流のオン・オフを半周期に少なくとも１回行うことで、前記交流電動機の電流のオフ時のスナバエネルギを、前記スナバエネルギ回生電流スイッチの蓄積コンデンサに蓄積可能とするものであって、
前記スナバエネルギ回生電流スイッチの蓄積コンデンサは、前記インバータにおいて定格運転時の周波数のとき、前記交流電動機の漏れリアクタンス値より大きな値となるものを用い、
前記スナバエネルギ回生電流スイッチの各自己消弧素子をオン・オフさせるためのタイミングが、前記インバータの出力周波数に比例して制御され、前記インバータにおいて定格運転時の周波数のとき、位相が９０°となるようにする電流スイッチ制御回路と、
を具備したことを特徴とする電力制御装置。」である。
「複数の半導体デバイスからなり、該各半導体デバイスをオン・オフさせることにより直流電力を交流電力に変換可能であって、この変換される交流電力を、界磁電流の制御ができない交流電動機に供給するインバータと、
周波数指令と、位相指令と、電圧振幅指令とに基づき、前記インバータの各半導体デバイスに対して、これらをオン・オフさせるためのゲート制御信号を与えるインバータ制御回路と、
前記インバータと前記交流電動機の間に直列に接続され、複数の自己消弧素子とエネルギ蓄積コンデンサからなり、前記各自己消弧素子を前記インバータの電源周期に同期してスイッチングさせることにより前記交流電動機に流れる電流の位相を制御可能なスナバエネルギ回生電流スイッチと、
前記インバータの出力電圧位相に合わせて前記スナバエネルギ回生電流スイッチの各自己消弧素子をオン・オフさせるためのタイミングを与えると共に、前記交流電動機の電流のオン・オフを半周期に少なくとも１回行うことで、前記交流電動機の電流のオフ時のスナバエネルギを、前記スナバエネルギ回生電流スイッチの蓄積コンデンサに蓄積可能とするものであって、
前記スナバエネルギ回生電流スイッチの蓄積コンデンサは、前記インバータにおいて定格運転時の周波数のとき、前記交流電動機の漏れリアクタンス値より大きな値となるものを用い、
前記スナバエネルギ回生電流スイッチの各自己消弧素子をオン・オフさせるためのタイミングが、前記インバータの出力周波数に比例して制御され、前記インバータにおいて定格運転時の周波数のとき、位相が９０°となるようにする電流スイッチ制御回路と、
を具備したことを特徴とする電力制御装置。」である。
」である。
本発明は、ＭＥＲＳを交流電動機ドライブシステムのインバータと交流電動機の間に直列に接続することにより、インバータの力率の改善だけでなく、インバータ電流制御の安定化にも効果がある電力制御装置を提供できる。
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して説明するが、始めに本発明の重要な構成である、ＭＥＲＳ５について説明する。ＭＥＲＳ５は、図１に示すように直流電源１で得られる直流電力を交流電力に変換するインバータ３と、界磁電流の制御ができない交流電動機例えば三相誘導電動機２との間に直列に挿入され、２個の自己消弧素子(以下単に素子と称する)Ｓ１、Ｓ４からなるハーフブリッジと、２個の自己消弧素子Ｓ２、Ｓ３からなるハーフブリッジとを接続したフルブリッジ回路に、エネルギ蓄積コンデンサＳＣを接続したものであって、各素子Ｓ１−Ｓ３と、Ｓ２−Ｓ４に対してオン・オフさせるためのタイミング信号を電流スイッチ制御回路６とからなるものである。
電流スイッチ制御回路６は、以下に述べるいずれか一つの機能を有している。すなわち、電流スイッチ制御回路６の第１は、インバータ３の出力電圧位相に合わせてＭＥＲＳ５の各素子をオン・オフさせるためのタイミングを与えると共に、誘導電動機２の電流のオン・オフを半周期に少なくとも１回行うことで、誘導電動機２の電流のオフ時のスナバエネルギを、ＭＥＲＳ５の蓄積コンデンサＳＣに蓄積可能にするものである。
電流スイッチ制御回路６の第２は、インバータ３の運用時間の長い周波数のとき、すなわちインバータ３において長い時間運転している周波数（常時使う周波数）のとき、ＭＥＲＳ５の蓄積コンデンサＳＣのリアクタンス値が、誘導電動機２の漏れリアクタンス値よりも大きくなるようにするものである。
電流スイッチ制御回路６の第３は、ＭＥＲＳ５のオン・オフするタイミングが、インバータ３の出力周波数に比例して制御され、インバータ３の運用時間の長い周波数のとき、位相が９０°となるようにするものである。このように構成することにより、蓄積コンデンサＳＣのリアクタンスと誘導電動機２に相当するインダクタンスが等しくなるので、経済的になる。
電流スイッチ制御回路６の第４は、インバータ３の出力周波数のうち、インバータ３の運用時間の長い周波数のときインバータ３の出力位相がほぼ９０°となるように位相をシフトさせたゲート信号をＭＥＲＳ５の各素子に与えて該各素子をオン・オフさせるための制御信号を与えるものである。
電流スイッチ制御回路６の第５は、インバータ制御回路４の周波数指令から位相シフト量に対応する位相シフト量指令を演算する位相シフト量演算回路６１と、位相シフト量演算回路６１からの位相シフト量指令とインバータ制御回路４の位相指令とを入力し、インバータ３の運用時間の長い周波数のときインバータ３の出力位相がほぼ９０°となるように位相をシフトさせる位相シフト回路６２を含むものである。
電流スイッチ制御回路の第６は、図１とは異なりインバータ３のフィードバック出力電流及び出力電圧から求められる位相シフト量に対応する位相シフト量指令を演算する位相シフト量演算回路(図示せず)と、該位相シフト量演算回路からの位相シフト量指令とインバータ制御回路４の位相指令とを入力し、インバータ３の運用時間の長い周波数のときインバータ３の出力位相がほぼ９０°となるように位相をシフトさせる位相シフト回路(図示せず)を含むものである。
電流スイッチ制御回路の第６は、図１とは異なりインバータ３のフィードバック出力電流及び出力電圧から求められる位相シフト量に対応する位相シフト量指令を演算する位相シフト量演算回路(図示せず)と、該位相シフト量演算回路からの位相シフト量指令とインバータ制御回路４の位相指令とを入力し、インバータ３の運用時間の長い周波数のときインバータ３の出力位相がほぼ９０°となるように位相をシフトさせる位相シフト回路(図示せず)を含むものである。
電流スイッチ制御回路６の一例は、図１及び図２に示すように、インバータ制御回路４の周波数指令［図２(a)］から位相シフト量に対応する位相シフト量指令［図２(g)］を演算する位相シフト量演算回路６１と、位相シフト量演算回路６１からの位相シフト量指令とインバータ制御回路４の位相指令［図２(b)］とを入力し、インバータ３の運用時間の長い周波数のときインバータ３の出力位相がほぼ９０°となるように位相をシフトさせるＭＥＲＳ基準位相指令［図２(h)］を出力する位相シフト回路６２と、該ＭＥＲＳ基準位相指令を取り込み電流スイッチ制御信号を出力するＭＥＲＳパルス発生回路６３と、該電流スイッチ制御信号を入力してＭＥＲＳゲートパルス［図２(i)］、［図２(j)］を発生するゲートドライバ６４からなっている。
以上述べたＭＥＲＳ５の動作原理は、各素子Ｓ１〜Ｓ４のスイッチングによりエネルギ蓄積コンデンサＳＣと、誘導電動機２として直列に接続されるインダクタンスとの間で電源周波数による強制的な直列共振を起こさせるものである。ＭＥＲＳ５を使用することにより結果として、インバータ３から誘導電動機２までのリアクタンス分が減少し、力率が改善される。
以上述べたＭＥＲＳ５の動作原理は、各素子Ｓ１〜Ｓ４のスイッチングによりエネルギ蓄積コンデンサＳＣと、誘導電動機２として直列に接続されるインダクタンスとの間で電源周波数による強制的な直列共振を起こさせるものである。ＭＥＲＳ５を使用することにより結果として、インバータ３から誘導電動機２までのリアクタンス分が減少し、力率が改善される。
図３及び図４は、それぞれＭＥＲＳ５の「無」、「有」の場合のインバータ３の出力電圧(基本波成分)波形及びインバータ３の出力電流波形を示す図である。この図は、いずれもＵ相の例である。図３に示すように、ＭＥＲＳ５が「無」の場合、つまり従来例の場合には、図３(a)のインバータ出力電圧に対して、図３(b)のインバータ出力電流の位相が遅れ、この分だけ力率が低下する。これに対して、ＭＥＲＳ５の「有」の場合、つまり本実施形態の場合には、図４(a)のインバータ出力電圧は、図３(a)のインバータ出力電圧に比べて振幅小さくなり、図４(b)のインバータ出力電流は図４(a)のインバータ出力電圧と同位相となり、力率が１となる。この理由は、ＭＥＲＳ５に有する蓄積コンデンサＳＣのため、図４(a)のインバータ出力電圧波形は、図３(a)のインバータ出力電圧波形に比べて９０°ずれると共に、図４(d)に示すモータ電圧は、図４(c)に示す蓄積コンデンサＳＣの電圧波形分だけ振幅が大きくなる。この場合、モータ(電動機)２から見ると、自分の電圧と電流は何等変わっていない。
なお、図１の実施形態は、以下に述べる公知のインバータ３及びインバータ制御回路４を備えている。すなわち、インバータ３は複数例えば６個の半導体デバイスＳｕ、Ｓｖ、Ｓｗ、Ｓｘ、Ｓｙ、Ｓｚをフルブリッジ接続した三相ブリッジ回路と、ブリッジ回路に並列に接続したコンデンサＣからなる三相インバータ３を備え、後述するインバータ制御回路４により該各半導体デバイスをオン・オフさせることにより直流電力を交流電力に変換可能である。
インバータ制御回路４は、周波数指令と、位相指令と、電圧振幅指令とに基づき、インバータ３の各半導体デバイスに対して、これらをオン・オフさせるためのゲート制御信号を与えるものである。
インバータ制御回路４は、具体的には周波数指令［図２(a)］を積分して位相指令［図２(b)］を得る積分回路４１と、該位相指令及び電圧振幅指令［図２(c)］を入力して３相電圧指令［図２(d)］を発生する電圧指令発生回路４２と、該３相電圧指令及びキャリア信号［図２(e)］を入力してゲート制御信号を出力するＰＷＭ回路４３と、該ゲート制御信号を入力してインバータゲートパルス［図２(f)］を発生するゲートドライバ４４からなっている。
ここで、本発明の実施形態におけるシュミュレーションの検討結果について、説明する。
ここで、本発明の実施形態におけるシュミュレーションの検討結果について、説明する。
<シミュレーションモデル>
シミュレーションモデルは、図１に示すように、インバータ３と誘導電動機２との間に、三相分のＭＥＲＳ５、５、５を挿入した計算機シミュレーションモデルにより検討を行った。インバータ３は大容量システムを想定し３レベルＰＷＭ(パルス幅変調)インバータとし、誘導電動機２は定格６８００ＫＷ−３３００Ｖ−５３Ｈｚのモデルを用いた。定格時のモータ力率は、０.９３となっていた。各相のＭＥＲＳ５にはそれぞれ各相の電流に対して９０°だけ位相の進んだゲート信号を与えている。誘導電動機２のモデルの漏れリアクタンス０.２２ＰＵと等しくなるようにＭＥＲＳ５の蓄積コンデンサＳＵの値を選んだ結果、ＭＥＲＳ５の定格容量は３相分合計で電動機定格の約２５%となった。
シミュレーションモデルは、図１に示すように、インバータ３と誘導電動機２との間に、三相分のＭＥＲＳ５、５、５を挿入した計算機シミュレーションモデルにより検討を行った。インバータ３は大容量システムを想定し３レベルＰＷＭ(パルス幅変調)インバータとし、誘導電動機２は定格６８００ＫＷ−３３００Ｖ−５３Ｈｚのモデルを用いた。定格時のモータ力率は、０.９３となっていた。各相のＭＥＲＳ５にはそれぞれ各相の電流に対して９０°だけ位相の進んだゲート信号を与えている。誘導電動機２のモデルの漏れリアクタンス０.２２ＰＵと等しくなるようにＭＥＲＳ５の蓄積コンデンサＳＵの値を選んだ結果、ＭＥＲＳ５の定格容量は３相分合計で電動機定格の約２５%となった。
<定常特性>
定常特性は、ＭＥＲＳ５によるインバータ３の力率改善効果を定格運転時のシミュレーションにより確認した。図５(a)はＭＥＲＳ５が無い場合のインバータ出力相電圧波形図・電流波形図であり、図６(a)はＭＥＲＳ５がある場合のインバータ出力相電圧波形図・電流波形図である。インバータの出力相電圧波形は３レベルのＰＷＭ波形となる。
定常特性は、ＭＥＲＳ５によるインバータ３の力率改善効果を定格運転時のシミュレーションにより確認した。図５(a)はＭＥＲＳ５が無い場合のインバータ出力相電圧波形図・電流波形図であり、図６(a)はＭＥＲＳ５がある場合のインバータ出力相電圧波形図・電流波形図である。インバータの出力相電圧波形は３レベルのＰＷＭ波形となる。
なお、キャリア周波数は５００Ｈｚである。電圧・電流波形よりインバータ力率を求めると、ＭＥＲＳ５が無い場合には図５(ｂ)に示すようにインバータ力率が電動機力率０.９３と同じになっているのに対して、ＭＥＲＳ５を追加したことにより、図６(ｂ)に示すようにインバータ力率が０．９９にまで改善されていることが確認できた。また、図５及び図６の電流波形図を比較すると、ＭＥＲＳ５を追加したことによる波形の悪化は特に見られないことが分かる。
〈過度特性〉
定格速度運転時にインバータ３のトルク電流指令を１００%→１５０%→１００%とステップ状に変化させた場合のトルク電流及び励磁電流の応答波形をＭＥＲＳの有無により比較した結果を、図７及び図８に示す。トルク電流及び励磁電流の制御は、２軸回転座標上における個別電流制御で行っている。２軸電流制御間の非干渉制御は特に行っていない。図７より、ＭＥＲＳ５が無い場合にはトルク電流と励磁電流との間に２軸電流制御間の干渉が発生している様子が分かる。
定格速度運転時にインバータ３のトルク電流指令を１００%→１５０%→１００%とステップ状に変化させた場合のトルク電流及び励磁電流の応答波形をＭＥＲＳの有無により比較した結果を、図７及び図８に示す。トルク電流及び励磁電流の制御は、２軸回転座標上における個別電流制御で行っている。２軸電流制御間の非干渉制御は特に行っていない。図７より、ＭＥＲＳ５が無い場合にはトルク電流と励磁電流との間に２軸電流制御間の干渉が発生している様子が分かる。
一方、図８よりＭＥＲＳ５が有る場合には２軸電流制御間の干渉が小さく抑えられていることが分かる。このことから、ＭＥＲＳ５には負荷変動時にインバータ電流制御系の安定性が向上する効果もあることが確認できた。この効果は、ＭＥＲＳ５の基本的な動作原理である、有効電流が流れると自動的に無効電流を補償しようとする作用そのものに他ならない。
以上述べたことから、ＭＥＲＳ５を、例えば大容量誘導電動機ドライブシステムに適用することにより、インバータ力率の改善だけでなく、インバータ３の電流制御の安定化にも効果があることが確認できた。また、大容量ファン・ポンプドライブ等に適用する場合に、同期電動機ドライブシステムに対するインバータの定格で不利になるという点が捕らえるものとして期待できる。
<変形例>
前述の実施形態では、交流電動機として三相誘導電動機を例にあげたが、これに限らず界磁電流が制御できない単相、三相の交流電動機なら何でも良い。
前述の実施形態では、交流電動機として三相誘導電動機を例にあげたが、これに限らず界磁電流が制御できない単相、三相の交流電動機なら何でも良い。
１…直流電源、２…三相誘導電動機、３…三相インバータ、４…インバータ制御回路、４１…積分回路、４２…電圧指令発生回路、４３…ＰＷＭ回路、４４…ゲートドライバ、５…単相スナバエネルギ回生電流スイッチ(ＭＥＲＳ)、６…電流スイッチ制御回路 、６１…位相シフト量演算回路、６２…位相シフト回路、６３…ＭＥＲＳパルス発生回路、６４…ゲートドライバ。
Claims (3)
- 複数の半導体デバイスからなり、該各半導体デバイスをオン・オフさせることにより直流電力を交流電力に変換可能であって、この変換される交流電力を、界磁電流の制御ができない交流電動機に供給するインバータと、
周波数指令と、位相指令と、電圧振幅指令とに基づき、前記インバータの各半導体デバイスに対して、これらをオン・オフさせるためのゲート制御信号を与えるインバータ制御回路と、
前記インバータと前記交流電動機の間に直列に接続され、複数の自己消弧素子とエネルギ蓄積コンデンサからなり、前記各自己消弧素子を前記インバータの電源周期に同期してスイッチングさせることにより前記交流電動機に流れる電流の位相を制御可能なスナバエネルギ回生電流スイッチと、
前記インバータの出力電圧位相に合わせて前記スナバエネルギ回生電流スイッチの各自己消弧素子をオン・オフさせるためのタイミングを与えると共に、前記交流電動機の電流のオン・オフを半周期に少なくとも１回行うことで、前記交流電動機の電流のオフ時のスナバエネルギを、前記スナバエネルギ回生電流スイッチの蓄積コンデンサに蓄積可能とするものであって、
前記スナバエネルギ回生電流スイッチの蓄積コンデンサは、前記インバータにおいて定格運転時の周波数のとき、前記交流電動機の漏れリアクタンス値より大きな値となるものを用い、
前記スナバエネルギ回生電流スイッチの各自己消弧素子をオン・オフさせるためのタイミングが、前記インバータの出力周波数に比例して制御され、前記インバータにおいて定格運転時の周波数のとき、位相が９０°となるようにする電流スイッチ制御回路と、
を具備したことを特徴とする電力制御装置。 - 電流スイッチ制御回路は、前記インバータ制御回路の周波数指令から位相シフト量に対応する位相シフト量指令を演算する位相シフト量演算回路と、前記位相シフト量演算回路からの位相シフト量指令と前記インバータ制御回路の位相指令とを入力し、前記インバータにおいて定格運転時の周波数のとき、前記インバータの出力位相がほぼ９０°となるように位相をシフトさせる位相シフト回路を含むことを特徴とする請求項１に記載の電力制御装置。
- 電流スイッチ制御回路は、前記インバータのフィードバック出力電流及び出力電圧から求められる位相シフト量に対応する位相シフト量指令を演算する位相シフト量演算回路と、前記位相シフト量演算回路からの位相シフト量指令と前記インバータ制御回路の位相指令とを入力し、前記インバータにおいて定格運転時の周波数のとき、前記インバータの出力位相がほぼ９０°となるように位相をシフトさせる位相シフト回路を含むことを特徴とする請求項１に記載の電力制御装置。
Priority Applications (1)
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| JP2006069879A JP5042512B2 (ja) | 2006-03-14 | 2006-03-14 | 電力制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2007252048A JP2007252048A (ja) | 2007-09-27 |
| JP5042512B2 true JP5042512B2 (ja) | 2012-10-03 |
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|---|---|---|---|
| JP2006069879A Expired - Fee Related JP5042512B2 (ja) | 2006-03-14 | 2006-03-14 | 電力制御装置 |
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| JP (1) | JP5042512B2 (ja) |
Families Citing this family (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4958715B2 (ja) * | 2007-10-10 | 2012-06-20 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置 |
| DE112008003921T5 (de) * | 2008-06-27 | 2011-06-30 | Merstech Inc. | PM-Motorantriebsstromversorgungsvorrichtung |
| WO2010038303A1 (ja) * | 2008-10-02 | 2010-04-08 | 株式会社ＭＥＲＳＴｅｃｈ | 情報提供システム |
| DE112009004627T5 (de) | 2009-04-01 | 2012-06-21 | Mitsubishi Electric Corporation | Leistungsumwandlungsvorrichtung |
| JP5724103B2 (ja) * | 2010-10-13 | 2015-05-27 | 株式会社ＭＥＲＳＴｅｃｈ | 誘導電動機制御装置及び誘導電動機制御方法 |
| JP6372642B2 (ja) * | 2013-09-14 | 2018-08-15 | 株式会社ＭＥＲＳＴｅｃｈ | 無効電力制御装置、無効電力制御方法及びプログラム |
| CN108923637B (zh) * | 2018-08-07 | 2021-02-19 | 中国航空工业集团公司雷华电子技术研究所 | 一种降压式非隔离三相pfc变换器及其控制方法 |
| CN111162685B (zh) * | 2020-01-17 | 2020-09-29 | 深圳市东力科创技术有限公司 | 一种带boost升压的单相光伏水泵逆变器的控制方法和系统 |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3735673B2 (ja) * | 2003-02-05 | 2006-01-18 | 財団法人理工学振興会 | 磁気エネルギーを回生する交流電源装置 |
| JP4120503B2 (ja) * | 2003-07-22 | 2008-07-16 | 株式会社日立製作所 | 誘導電動機の制御方法 |
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