WO2012095946A1 - モータ駆動システムの制御装置 - Google Patents

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WO2012095946A1
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peak
motor
drive system
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高松　直義
賢樹 岡村
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トヨタ自動車株式会社
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Definitions

  • the present invention relates to a technical field of a motor drive system control device that controls a motor drive system for driving a three-phase AC motor.
  • Patent Document 1 PWM (Pulse Width Modulation) control of an inverter
  • the waveform of the three-phase AC output supplied to the load is corrected by correcting the PWM signal using a correction signal generator that outputs a correction signal whose waveform is symmetrical to the AC output. Is corrected to be positive and negative symmetrical, and distortion of the waveform due to harmonics can be suppressed.
  • Patent Document 2 An apparatus for reducing DC ripple superimposed on a DC output voltage has also been proposed (see, for example, Patent Document 2).
  • the inverter usually has a smoothing capacitor for voltage smoothing. This smoothing capacitor is exposed to a voltage fluctuation called a so-called switching ripple as the switching state of the inverter changes in a high frequency region.
  • the conventional technique has a technical problem that it is difficult to suppress or alleviate the generation of the switching ripple accompanying the switching of the inverter or the peak voltage due to the switching ripple.
  • the present invention has been made in view of such technical problems, and provides a motor drive system control device capable of suppressing generation of a peak voltage in a smoothing capacitor in a motor drive system for driving a three-phase AC motor. This is the issue.
  • a controller for a motor drive system is provided between a DC power source, a three-phase AC motor, the DC power source and the three-phase AC motor, and the three-phase AC motor.
  • a motor drive system for controlling a motor drive system comprising: a switching circuit corresponding to each of the three phases of the motor; and a first power converter including a smoothing capacitor disposed in parallel with the switching circuit.
  • the control device has a peak in the voltage VH between the terminals of the smoothing capacitor based on at least one of an operating condition of the three-phase AC motor and a switching condition of a switching circuit corresponding to each of the three phases.
  • Estimating means for estimating a peak occurrence time, and a predetermined period from a start time set in a time region before the estimated peak occurrence time And a control means for controlling a driving condition of the first power converter so that the inter-terminal voltage VH (VH peak) at the peak occurrence time is lowered. .
  • the smoothing generated by the switching ripple caused by the switching of the switching state of the switching circuit corresponding to each of the three phases in the first power converter is performed by the estimating unit.
  • the peak generation time of the capacitor terminal voltage VH is estimated.
  • the “operating condition of the three-phase AC motor” referred to when the estimating means estimates the peak occurrence time is, for example, a current corresponding to each of the three layers (for example, each of the U phase, V phase, and W phase).
  • Each phase current Iu, Iv and Iw) corresponding to the phase, the rotational phase ⁇ of the motor, and the like are meant.
  • the “switching condition of the switching circuit” includes conditions that define the switching timing of the switching circuit corresponding to each of the three phases. For example, the carrier signal voltage and the command voltage corresponding to each of the three phases It means the relationship of size.
  • the drive condition of the first power converter is set by the control means with the time set in the time region before the estimated peak generation time as a start time as the start time.
  • VH peak reduction measures are taken to control directly or indirectly.
  • the “driving condition of the first power converter” may be any condition as long as it can cause a decrease in the VH peak, but preferably, the switching circuit corresponding to each of the three phases. It is roughly divided into a condition that affects the switching state and a condition that affects the inter-terminal voltage VH of the smoothing capacitor.
  • the former includes, for example, the carrier frequency and the command voltages for each of the three phases, and the latter includes the command value of the inter-terminal voltage VH (VH command value) and other power conversions arranged in parallel with the first power converter.
  • the power generation state of the vessel may be included.
  • the period during which the control means takes this type of VH peak reduction measure is not particularly limited as long as at least the start time is defined as described above. Needless to say, the period is sufficiently shorter than the carrier period defined by the carrier frequency. Needless to say, this is a period that does not hinder the driving of the original three-phase AC motor.
  • the estimation means is based on the polarity of the current corresponding to each of the three phases and the switching timing of the switching circuit corresponding to each of the three phases.
  • the peak occurrence time is estimated (claim 2).
  • the relationship between the polarity of the current corresponding to each of the three phases and the switching timing of the switching circuit corresponding to each of the three phases is a peak on the high-voltage side that should be markedly important from the viewpoint of protecting the smoothing capacitor ( That is, it was found to correlate with the generation time of the waveform peak.
  • the peak occurrence time can be estimated with high accuracy at a stage before the peak occurrence time actually arrives based on the correlation, which is extremely useful in practice.
  • the switching time is a time when the carrier voltage value and the command voltage value coincide with each other
  • the estimation means includes: (1) the current is positive in each of the three phases; and A carrier voltage value and a command voltage value that coincide with each other when the command voltage value exceeds the carrier voltage value; and (2) the current is negative and the carrier voltage value and the command voltage.
  • a second time when the value coincides when the command voltage value falls below the carrier voltage value may be estimated as the peak occurrence time.
  • the peak occurrence time on the high pressure side can be estimated with high accuracy.
  • the estimation means estimates the peak occurrence time based on the phase of the three-phase AC motor (claim 4).
  • the motor drive system includes the second power converter, and the control means controls a drive condition of the first power converter.
  • the driving condition of the second power converter is changed (Claim 5).
  • the second power converter is installed on the DC power supply side with respect to the smoothing capacitor and can boost the DC voltage of the DC power supply, and the inter-terminal voltage VH is set to a predetermined VH.
  • a booster circuit capable of maintaining the command value may be included, and the control means may decrease the VH command value.
  • the switching circuit corresponding to each of the three phases is configured such that the switching state changes according to the magnitude relationship between the carrier voltage value and the command voltage value. Then, the control means reduces the VH peak by changing the frequency of the carrier signal to the high frequency side (Claim 7).
  • the switching circuit corresponding to each of the three phases is configured such that the switching state changes according to the magnitude relationship between the carrier voltage value and the command voltage value.
  • the control means superimposes a predetermined harmonic on the command voltage value (Claim 8).
  • the waveform of the command voltage changes due to this harmonic, so that the switching timing of the switching circuit corresponding to each of the three phases can be changed. Therefore, in a situation where the peak generation time of the smoothing capacitor can be predicted, the VH peak can be changed by superimposing the harmonic on the command voltage at the peak generation time.
  • the switching timing control using harmonics is different from the above-described increase in the carrier frequency, and the peak generation time is shifted. At first glance, it does not necessarily change the magnitude of the VH peak. .
  • the motor phase can be correlated with the magnitude of the VH peak as described above, the motor phase and More preferably, the relationship with the amplitude of the harmonic is obtained experimentally, empirically or theoretically.
  • the VH peak reduction effect by superimposing harmonics can be obtained more effectively by, for example, maintaining the relationship in a control map in an appropriate storage unit.
  • the harmonic frequency is selected to be three times the fundamental frequency of the three-phase voltage command values Vu, Vv, and Vw, the harmonics do not appear in the motor line voltage, and the motor current There is no adverse effect. That is, the third harmonic of the fundamental wave can be a suitable example of this type of harmonic.
  • FIG. 1 is a system configuration diagram of a motor drive system according to a first embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a block diagram of a booster circuit control unit in the control device of the motor drive system of FIG. 1.
  • FIG. 5 is a block diagram of another booster circuit control unit in the control device of the motor drive system of FIG. 1.
  • It is a block diagram of an inverter control part in the control apparatus of the motor drive system of FIG. 2 is a timing chart illustrating an operation state of the motor drive system of FIG. 1.
  • FIG. 6 is an operation concept diagram conceptually showing an operation state of the inverter in states A, B, and C of FIG. 5.
  • 2 is a timing chart for explaining an outline of VH peak reduction control in the motor drive system of FIG. 1.
  • FIG. 2 is a flowchart of VH peak reduction control executed by a control device in the motor drive system of FIG. 1. It is another block diagram of an inverter control part in the control apparatus of the motor drive system of FIG. It is a system configuration figure of the motor drive system concerning a 2nd embodiment of the present invention. It is a flowchart of VH peak reduction control concerning a 2nd embodiment. It is a figure which concerns on 3rd Embodiment of this invention and illustrates the relationship between the voltage VH between terminals, and a motor phase. 13 is a timing chart illustrating an operation state of the motor drive system for explaining the relationship of FIG. FIG. 14 is a diagram conceptually showing an operation state of an inverter in states D, E, D ′, and E ′ in FIG. 13.
  • FIG. 16 is a diagram for visually explaining the contents of the VH peak reduction control of FIG. 15. It is a system configuration figure of the motor drive system concerning a 4th embodiment of the present invention. It is a flowchart of VH peak reduction control concerning a 4th embodiment.
  • FIG. 19 is a diagram visually explaining the contents of the VH peak reduction control of FIG. 18. It is the other figure which explained visually the contents of VH peak reduction control of Drawing 18. It is a flowchart of VH peak reduction control which concerns on 5th Embodiment of this invention. It is a block diagram of the inverter control part which concerns on 5th Embodiment. It is a conceptual diagram of the harmonic in the VH peak reduction control of FIG. It is a conceptual diagram of the command voltage after superposition
  • FIG. 1 is a system configuration diagram conceptually showing the configuration of the motor drive system 10.
  • the motor drive system 10 includes a control device 100, a boost converter 200, an inverter 300, a smoothing capacitor C, a DC power source B, and a three-phase AC motor M1.
  • the control device 100 is an electronic control unit that is configured to be able to control the operation of the motor drive system 10 and that is an example of the “control device for the motor drive system” according to the present invention.
  • the control device 100 includes, for example, one or a plurality of CPU (Central Processing Unit), MPU (Micro Processing Unit), various processors or various controllers, or ROM (Read Only Memory), RAM (Random Access Memory), buffer memory, Various processing units such as a single or a plurality of ECUs (Electronic Controlled Units), various controllers, or various computer systems such as a microcomputer device, which can appropriately include various storage means such as a flash memory, can be employed.
  • CPU Central Processing Unit
  • MPU Micro Processing Unit
  • ROM Read Only Memory
  • RAM Random Access Memory
  • buffer memory buffer memory
  • processing units such as a single or a plurality of ECUs (Electronic Controlled Units), various controllers, or various computer systems such as a microcomputer device, which can appropriately include various storage means such as a flash memory, can be employed.
  • the control device 100 includes a boost converter control unit 110 and an inverter control unit 120 (not shown in FIG. 1), and the configuration of each control unit will be described later.
  • the control device 100 is configured to be able to execute VH peak reduction control, which will be described later, according to a control program stored in advance in the ROM.
  • Boost converter 200 is a boost circuit as an example of a “second power converter” according to the present invention, which includes reactor L1, switching elements Q1 and Q2, and diodes D1 and D2.
  • Reactor L1 has one end connected to a positive electrode line (not shown) connected to the positive electrode of DC power supply B, and the other end is an intermediate point between switching element Q1 and switching element Q2, that is, an emitter terminal of switching element Q1. And a connection point with the collector terminal of the switching element Q2.
  • the switching elements Q1 and Q2 are connected in series between the positive electrode line and a negative electrode line (reference numeral omitted) connected to the negative electrode of the DC power source B, and the collector terminal of the switching element Q1 is connected to the positive electrode line.
  • the emitter terminal of the switching element Q2 is connected to the negative electrode line.
  • the diodes D1 and D2 are rectifying elements that allow only current from the emitter side to the collector side in each switching element.
  • the switching elements Q1 and Q2 and each switching element (Q3 to Q8) of the inverter 300 to be described later are configured as, for example, an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor), a power MOS (Metal Oxide Semiconductor) transistor, or the like.
  • IGBT Insulated Gate Bipolar Transistor
  • MOS Metal Oxide Semiconductor
  • the inverter 300 includes a U-phase arm (not shown) including a p-side switching element Q3 and an n-side switching element Q4, a V-phase arm (not shown) and a p-side switching element including a p-side switching element Q5 and an n-side switching element Q6. It is an example of a “first power converter” according to the present invention that includes a W-phase arm (reference numeral omitted) including Q7 and an n-side switching element Q8. Each arm of the inverter 300 is connected in parallel between the positive electrode line and the negative electrode line.
  • rectifying diodes D3 to D8 that flow current from the emitter side to the collector side are connected to the switching elements Q3 to Q8, respectively, similarly to the switching elements Q1 and Q2. Further, intermediate points between the p-side switching element and the n-side switching element of each phase arm in inverter 300 are connected to the respective phase coils of three-phase AC motor M1.
  • the smoothing capacitor C is a voltage smoothing capacitor connected between the positive electrode line and the negative electrode line.
  • the voltage between the terminals of the smoothing capacitor C that is, the voltage between the positive electrode line and the negative electrode line will be appropriately referred to as “inter-terminal voltage VH”.
  • DC power supply B is a rechargeable power storage device, for example, various secondary batteries such as a nickel metal hydride battery and a lithium ion battery.
  • various secondary batteries such as a nickel metal hydride battery and a lithium ion battery.
  • an electric double phase capacitor, a large capacity capacitor, a flywheel, or the like may be used instead of or in addition to this type of secondary battery.
  • the three-phase AC motor M1 is a three-phase AC motor generator in which a permanent magnet is embedded in a rotor.
  • the three-phase AC motor M1 is mechanically connected to a driving wheel of a vehicle (not shown), and is configured to be able to generate torque for driving the vehicle.
  • the three-phase AC motor M1 can also perform power regeneration (power generation) in response to an input of kinetic energy of the vehicle during braking of the vehicle.
  • the three-phase AC motor M1 is mechanically connected to an engine (not shown), and can perform power regeneration by the power of the engine or assist the power of the engine. .
  • the motor drive system 10 is provided with a sensor group (not shown).
  • the current Iv, the w-phase current Iw, the motor rotation phase ⁇ that is the rotation angle of the rotor of the three-phase AC motor M1, and the like are appropriately detected.
  • Each of the sensors constituting the sensor group is electrically connected to the control device 100, and the detected value is grasped by the control device 100 in real time.
  • the boost converter 200 and the inverter 300 are electrically connected to the control device 100, and the drive state is controlled by the control device 100.
  • boost converter 200 boosts the voltage between the positive electrode line and the negative electrode line, that is, inter-terminal voltage VH to be equal to or higher than the output voltage of DC power supply B based on signal PWC supplied from control device 100. It is possible. At this time, if the inter-terminal voltage VH is lower than the target voltage, the on-duty of the switching element Q2 is relatively increased, and the current flowing through the positive line from the DC power supply B side to the inverter 300 side can be increased. The inter-voltage VH can be increased.
  • the inter-terminal voltage VH is higher than the target voltage, the on-duty of the switching element Q1 is relatively increased, and the current flowing through the positive line from the inverter 300 side to the DC power supply B side can be increased.
  • the voltage VH can be reduced.
  • FIG. 2 is a block diagram of the boost converter control unit 110.
  • the same reference numerals are given to the same portions as those in FIG. 1, and the description thereof will be omitted as appropriate.
  • the boost converter control unit 110 includes an inverter input calculation unit 111, an adder / subtractor 112, a voltage control calculation unit 113, a carrier generation unit 114, and a comparator 115.
  • the inverter input calculation unit 111 is a circuit that generates a VH command value VHtg representing a target value of the inter-terminal voltage VH that is the output voltage of the boost converter 200. For example, the inverter input calculation unit 111 generates the VH command value VHtg based on the output value of the three-phase AC motor M1 calculated from the torque command value TR of the three-phase AC motor M1 and the motor rotation speed MRN.
  • the addition / subtraction unit 112 subtracts the detected value of the inter-terminal voltage VH from the VH command value VHtg, and outputs the subtraction result to the voltage control calculation unit 113.
  • the voltage control calculation unit 113 receives a subtraction result obtained by subtracting the detection value of the inter-terminal voltage VH from the VH command value VHtg from the addition / subtraction unit 112, the control amount for making the inter-terminal voltage VH coincide with the VH command value VHtg. Is calculated.
  • a known PI control calculation including a proportional term (P term) and an integral term (I term) is used.
  • the voltage control calculation unit 113 outputs the calculated control amount to the comparator 115 as a voltage command value.
  • the carrier generation unit 114 generates a carrier signal composed of a triangular wave and sends it to the comparator 115.
  • the comparator 115 compares the voltage command value supplied from the voltage control calculation unit 113 with this carrier signal, and generates the above-described signal PWC whose logic state changes according to the magnitude relationship of the voltage value. It has become.
  • This generated signal PWC is output to switching elements Q1 and Q2 of boost converter 200.
  • FIG. 2 is a circuit configuration for realizing voltage control, but the control mode of the boost converter 200 is not limited to such voltage control.
  • the configuration of the boost converter control unit 110 ′ of the control device 100 will be described with reference to FIG. 3.
  • FIG. 3 is a block diagram of the boost converter control unit 110 '. In the figure, the same reference numerals are assigned to the same portions as those in FIG. 2, and the description thereof is omitted as appropriate.
  • the boost converter control unit 110 ′ includes an adder / subtractor 117 and a current control calculation unit 118 between the voltage control calculation unit 113 and the comparator 115.
  • the carrier generation unit 114 is sent to an S / H (sample hold) circuit 116 in addition to the comparator 115.
  • the S / H circuit 116 samples the current IL at the timing of the peak and valley of the carrier signal received from the carrier generation unit 114.
  • the voltage control calculation unit 113 generates a current command value IR for making the inter-terminal voltage VH coincide with the VH command value VHtg, and the adder / subtractor 117
  • the detected value of the current IL sampled and held by the S / H circuit 116 is subtracted from the command value IR.
  • the subtracted result is sent to the current control calculation unit 118.
  • the current control calculation unit 118 calculates a control amount for making the current IL coincide with the current command value IR. At this time, for example, a known PI control calculation including a proportional term (P term) and an integral term (I term) is used. The current control calculation unit 118 outputs the calculated control amount to the comparator 115 as the duty command value d.
  • P term proportional term
  • I term integral term
  • the boost converter control unit 110 ′ has a circuit configuration that realizes current control. Also with such a configuration, boost converter 200 can be suitably controlled.
  • FIG. 4 is a block diagram of the inverter control unit 120.
  • the same reference numerals are given to the same portions as those in the above-described drawings, and the description thereof will be omitted as appropriate.
  • the inverter control unit 120 includes a current command conversion unit 121, a current control unit 122, a two-phase / three-phase conversion unit 123, a three-phase / two-phase conversion unit 124, a carrier generation unit 114 (with a boost converter control unit 110 and And a PWM converter 125.
  • the current command conversion unit 121 generates a two-phase current command value (Idtg, Iqtg) based on the torque command value TR of the three-phase AC motor M1.
  • the v-phase current Iv and the w-phase current Iw are supplied to the three-phase / two-phase converter 124 as feedback information.
  • the three-phase current value is converted from the v-phase current Iv and the w-phase current Iw into a two-phase current value composed of the d-axis current Id and the q-axis current Iq.
  • the converted two-phase current value is sent to the current control unit 122.
  • the current control unit 122 based on the difference between the two-phase current command value generated in the current command conversion unit 121 and the two-phase current values Id and Iq received from the three-phase / two-phase conversion unit 124, d A two-phase voltage command value composed of the shaft voltage Vd and the q-axis voltage is generated. The generated two-phase voltage command values Vd and Vqh are sent to the two-phase / three-phase converter 123.
  • the two-phase voltage command values Vd and Vq are converted into the three-phase voltage command values Vu, Vv and Vw.
  • the converted three-phase voltage command values Vu, Vv, and Vw are sent to the PWM conversion unit 125.
  • the PWM conversion unit 125 is configured to receive a carrier Car having a predetermined carrier frequency fcar1 from the carrier generation unit 114, and the carrier Car and the converted three-phase voltage command values Vu, Vv, and Vw. And the u-layer switching signals Gup and Gun, the v-phase switching signals Gvp and Gvn, and the w-phase switching signals Gwp and Gwn are generated in the inverter 300 by changing the logic state according to the comparison result. Supply.
  • the signal with the identifier “p” is added to drive the p-side switching elements (Q3, Q5 and Q7) among the switching elements of each phase.
  • the signal having the identifier “n” added thereto means a drive signal for driving the n-side switching elements (Q4, Q6, and Q8) among the switching elements of the respective phases.
  • a switching signal for turning on the p-side switching element is generated.
  • a switching signal for turning on the n-side switching element is generated. That is, the switching signal is a signal that is turned on and off, and one of the p-side and n-side switching elements is always on and the other is off.
  • inverter 300 When inverter 300 is changed or maintained in the driving state of each switching element defined by each phase switching signal, three-phase AC motor M1 is driven according to the circuit state corresponding to the changed or maintained driving state. It has a configuration.
  • Such a control mode of the inverter 300 is a so-called PWM control mode.
  • VH peak reduction control executed by the control device 100 will be described as the operation of the present embodiment.
  • FIG. 5 is a timing chart showing one operation state of the motor drive system 10.
  • the same reference numerals are given to the same portions as those in the above-described drawings, and the description thereof will be omitted as appropriate.
  • FIG. 5 illustrates each time transition of the carrier Car, each phase voltage command value, each phase switching signal, each phase current, and the terminal voltage VH.
  • VH peak reduction control is control for reducing the VH peak (that is, the voltage VH between terminals at the peak occurrence time).
  • state A is a state in which the n-side switching element Q6 of the v-phase arm is in an off state
  • state B is a state in which the switching element Q6 is transitioned from an off state to an on state
  • state C is a state in which the switching element Q6 is again from an on state. It is a state that has transitioned to the off state.
  • FIG. 6 is a conceptual diagram of the operation of the inverter 300.
  • the same reference numerals are given to the same portions as those in FIG. 1, and the description thereof will be omitted as appropriate.
  • FIG. 6 only the switching elements in the on state are labeled for convenience.
  • FIG. 6A is an operation state of the inverter 300 in the state A and the state C.
  • the v-phase arm takes power from the smoothing capacitor C and supplies power to the three-phase AC motor M1 via the p-side switching element Q5 (see solid line). Therefore, the terminal voltage VH of the smoothing capacitor C decreases during the period in these states.
  • FIG. 6B illustrates an operation state of the inverter 300 in the state B.
  • state B the n-side switching element Q6 of the v-phase arm is on.
  • power is not taken out from the smoothing capacitor C, and the inter-terminal voltage VH of the smoothing capacitor C rises due to the action of the boost converter 200 described above during such a period.
  • a peak occurs in the inter-terminal voltage VH at the time of the state transition from the state B where VH increases to the state C where VH decreases. More specifically, for each phase arm, (1) a first timing at which the positive current and the p-side switching element are turned on, and (2) a second timing at which the negative current and the n-side switching element are turned on.
  • the inter-terminal voltage VH peaks on the high voltage side. In the VH peak reduction control, the reduction of the VH peak is realized using this point.
  • FIG. 7 is a timing chart illustrating one operation state of the motor drive system 10 in the execution process of the VH peak reduction control.
  • the same reference numerals are given to the same portions as those in FIG. 5, and the description thereof is omitted as appropriate.
  • the hatched portions in each phase switching signal are the portions corresponding to the points (1) and (2) described above.
  • the VH command value VHtg is temporarily corrected to the decreasing side before the peak time comes using the point where the peak point is known in advance. As a result, the VH peak is reduced.
  • FIG. 8 is a flowchart of the VH peak reduction control.
  • FIG. 8 is a control flow for the u-phase arm. Similar processing is performed in the other phases.
  • control device 100 acquires the u-phase motor current Iu (step S101). Subsequently, the carrier Car and the u-phase voltage command value Vu are acquired (step S102).
  • the control device 100 determines whether or not the u-phase motor current Iu is a positive current and the difference between the carrier Car and the u-phase voltage command value Vu is greater than zero and less than a predetermined value ⁇ . (That is, whether or not the point (1) is satisfied), the u-phase motor current Iu is a negative current, and the difference between the carrier Car and the u-phase voltage command value Vu is less than zero, and It is determined whether or not it is larger than a predetermined value ⁇ ( ⁇ ⁇ 0) (that is, whether or not the point (2) is satisfied) (step S103).
  • step S103 If the condition is not satisfied (step S103: NO), the control device 100 sets the VH command value VHtg to the normal value VHnml (step S105), and returns the process to step S101. That is, in this case, the inter-terminal voltage VH is maintained assuming that it is not the peak time of the inter-terminal voltage VH.
  • step S103 when the condition is satisfied (step S103: YES), the control device 100 sets the VH command value VHtg to a value obtained by subtracting a predetermined value from the normal value VHnml, and reduces the VH command value (step S104). When the VH command value is reduced, the process returns to step S101.
  • the VH peak reduction control is executed as described above.
  • the peak time at which a peak occurs in the inter-terminal voltage VH of the smoothing capacitor C is predicted in advance, and the VH command value VHtg before the peak time comes.
  • FIG. 9 is a block diagram of the VH peak reducing unit 130 and related parts. In the figure, the same reference numerals are given to the same portions as those in FIG. 2, and the description thereof will be omitted as appropriate.
  • the VH peak reduction unit 130 includes a VH peak prediction unit 131, a selection switch 132, and memories 133 and 134.
  • the VH peak prediction unit 131 is a device that predicts the peak occurrence time of the inter-terminal voltage VH by comparing each phase motor current and the carrier signal.
  • the selection switch 132 is configured to selectively switch the switching state to the memory 133 side or the memory 134 side by the VH peak prediction unit 131.
  • the memory 133 stores “0” as a fixed value
  • the memory 134 stores “predetermined value” as a fixed value.
  • the VH peak reduction unit 130 is configured to send one control value selected by the selection switch 132 to the addition / subtraction unit 112 in the boost converter control unit 110 as an output value.
  • the memory 133 controls the control value “0”. Is selected, there is no change in the VH command value VHtg.
  • VHtg is substantially subtracted by the predetermined value and used for the arithmetic processing in the voltage control arithmetic unit 113.
  • the boost converter 200 is used as the “second power converter” according to the present invention, but the configuration example of the second power converter is not limited to the boost converter 200. Here, such a second embodiment will be described.
  • FIG. 10 is a system configuration diagram of the motor drive system 20.
  • the same reference numerals are given to the same portions as those in FIG. 1, and the description thereof will be omitted as appropriate.
  • the motor drive system 20 includes an inverter 300 having the same configuration as the inverter 300, and a three-phase AC motor M2 driven by the inverter 300.
  • the inverter 300 is installed in parallel with the inverter 300.
  • the inverter 300 includes p-side switching elements Q13, Q15, and Q17 and n-side switching elements Q14, Q16, and Q18 for the u-phase, v-phase, and w-phase, respectively, as switching elements. The same applies to the rectifying diode.
  • FIG. 11 is a flowchart of the VH peak reduction control according to the second embodiment.
  • the same reference numerals are assigned to the same portions as those in FIG. 8, and the description thereof is omitted as appropriate.
  • the control device 100 determines that the determination process (step S103) related to the peak generation time when the peak occurs in the voltage VH between the terminals of the smoothing capacitor C branches to “YES”, that is, the peak generation time is near future. If it is determined that the target is visited, Pg2tg, which is the target value of the power generation amount Pg2 of the second power converter (inverter 300), is set to a value obtained by subtracting a predetermined value from the normal value Pg2nml (step S201). . On the other hand, when step S103 branches to the “NO” side, control device 100 maintains the power generation amount of the second power converter at reference value Pg2nml (step S202). The VH peak reduction control according to the second embodiment is executed in this way.
  • the VH peak reduction control instead of reducing the VH command value VHtg by the boost converter 200, the power generation amount of the inverter 300 serving as the second power converter is changed. Even if it does in this way, the voltage VH between the terminals of the smoothing capacitor C can be decreased, and a VH peak can be reduced.
  • measures related to VH peak reduction are uniformly taken at the peak generation time when the peak occurs in the inter-terminal voltage VH of the smoothing capacitor C.
  • the third embodiment discloses a control form different from these controls.
  • the configuration of the motor drive system according to the present embodiment is not different from the motor drive system 10 according to the first embodiment.
  • FIG. 12 is a diagram illustrating the relationship between the terminal voltage VH and the motor phase ⁇ .
  • the magnitude of the VH peak actually generated in the motor drive system 10 is not uniform.
  • the VH peak is maximal in a specific motor phase (shown, see ⁇ 1 to ⁇ 6), and the envelope connecting the VH peaks is sinusoidal.
  • FIG. 13 is a timing chart showing another operation state of the motor drive system 10.
  • the same reference numerals are assigned to the same parts as those in FIG. 7, and the description thereof is omitted as appropriate.
  • FIG. 13 is a diagram conceptually showing the operation state of the inverter in the states D, E, D ′, and E ′.
  • the same reference numerals are given to the same parts as those in FIG. 6, and the description thereof will be omitted as appropriate.
  • FIG. 14 (a), FIG. 14 (b), FIG. 14 (c), and FIG. 14 (d) correspond to state D, state E, state D ′, and state E ′ of FIG. Both show the operating state of the inverter 300 when the v-phase motor current Iv is positive and the switching signal Gvn is turned on.
  • the current flow output from the three-phase AC motor M1 is indicated by a thick broken line, and the current flow toward the three-phase AC motor M1 is indicated by a thick solid line.
  • the VH peak is determined by the switching timing and the motor current at that time.
  • the peak of the terminal voltage VH appears around the time when the motor current becomes zero, and the number of times is six times in one electric cycle of the motor.
  • Such a motor phase ⁇ in which the VH peak is particularly large (hereinafter referred to as “reduction target phase” as appropriate) may be obtained experimentally, empirically, or theoretically in advance for each of the three phases. it can.
  • the VH peak reduction control according to the third embodiment information on the reduction target phase is used, and the VH peak can be efficiently reduced.
  • FIG. 15 is a flowchart of the VH peak reduction control.
  • the same reference numerals are given to the same portions as those in FIG. 8, and the description thereof will be omitted as appropriate.
  • the control device 100 acquires the motor phase ⁇ (step S301), and determines whether or not the acquired motor phase ⁇ is a value within a predetermined range including the above-described reduction target phase (step S302). ).
  • step S302 When the acquired motor phase ⁇ is a value within the predetermined range (step S302: YES), the control device 100 reduces the VH command value VHtg (step S104). If the acquired motor phase ⁇ is not a value within the predetermined range (step S302: NO), the control device 100 maintains the VH command value VHtg without reducing it (step S105).
  • FIG. 16 is a diagram visually showing the contents of the VH peak reduction control according to the third embodiment.
  • the same reference numerals are given to the same portions as those in FIG. 12, and the description thereof is omitted as appropriate.
  • the relationship between the VH peak and the motor phase ⁇ is sinusoidal as shown.
  • the illustrated motor phases ⁇ 1, ⁇ 2, ⁇ 3, ⁇ 4, ⁇ 5, and ⁇ 6 correspond to the peaks of the sine wave, and are motor phases in which a relatively large VH peak corresponding to the above-described reduction target phase occurs. Therefore, in the present embodiment, the VH command value VHtg is reduced by the control of the boost converter 200 in a motor phase range corresponding to the illustrated hatching region including these.
  • the VH peak is leveled, and the frequency of reduction of the VH command value is reduced compared to the case where the VH command value is reduced at the peak occurrence time regardless of the size of the VH peak as in the first and second embodiments. It is possible to effectively suppress the VH peak while suppressing it.
  • FIG. 17 is a system configuration diagram of the motor drive system 30 according to the fourth embodiment.
  • the same reference numerals are given to the same portions as those in FIG. 1, and the description thereof will be omitted as appropriate.
  • the motor drive system 30 is different from the motor drive system 10 according to the first embodiment in that the boost converter 200 is not provided.
  • FIG. 18 is a flowchart of the VH peak reduction control according to the fourth embodiment.
  • the same reference numerals are given to the same portions as those in FIG. 15, and the description thereof will be omitted as appropriate.
  • step S ⁇ b> 302: YES when the acquired motor phase ⁇ is a value within a predetermined range including the reduction target phase (step S ⁇ b> 302: YES), the control device 100 determines the carrier frequency that is the frequency of the carrier Car generated by the carrier generation unit 114. Set fcar to fcar2 (fcar2> fcar1). That is, the carrier frequency is corrected to the high frequency side.
  • step S302: NO when the motor phase ⁇ is not a value within a predetermined range including the phase to be reduced (step S302: NO), the control device 100 maintains the carrier frequency fcar at the normal value fcar1 (step S402).
  • the VH peak reduction control according to the fourth embodiment is executed as described above.
  • FIG. 19 is a diagram visually showing the contents of the VH peak reduction control according to the fourth embodiment.
  • the same reference numerals are given to the same portions as those in FIG. 16, and the description thereof will be omitted as appropriate.
  • the vertical axis and the horizontal axis represent the carrier frequency fcar and the motor phase ⁇ , respectively.
  • the reduction target phases ⁇ 1 to ⁇ 6 are shown.
  • the predetermined range including the reduction target phase is represented as a hatched area in the same manner as in FIG.
  • the carrier frequency fcar is set to fcar2 in the illustrated hatching region, and the carrier frequency fcar is maintained at fcar1 in the other phase regions.
  • FIG. 20 is another diagram visually showing the contents of the VH peak reduction control.
  • the same reference numerals are given to the same portions as those in FIG. 13, and the description thereof is omitted as appropriate.
  • the broken line frame in the figure represents a region where the carrier frequency fcar has been increased.
  • the switching state of each switching element of the inverter 300 is determined by the magnitude relationship between each phase voltage command value and the carrier Car. Accordingly, when the phase voltage command values are compared in the same manner, the switching pulse width becomes shorter as the carrier frequency fcar is higher. If the switching pulse width is shortened, the time during which the inter-terminal voltage VH of the smoothing capacitor C rises is also shortened, and as a result, the VH peak can be kept low.
  • the VH peak can be suppressed regardless of the operation of the second power converter (step-up converter 200 or inverter 400), so that the system configuration can be simplified and efficient. is there.
  • the second power converter step-up converter 200 or inverter 400
  • FIG. 21 is a flowchart of the VH peak reduction control according to the fifth embodiment of the present invention.
  • symbol is attached
  • step S301 when acquiring the motor phase ⁇ (step S301), the control device 100 appropriately superimposes the harmonic Har on each phase voltage command value Vu, Vv, and Vw (step S501).
  • the VH peak reduction control according to the fifth embodiment is executed as described above.
  • the superposition of the harmonic Har according to step S501 is executed by the inverter control unit 140 in the control device 100.
  • the inverter control unit 140 is obtained by adding a harmonic generation unit 141 and an adder / subtractor 142 to the inverter control unit 120.
  • FIG. 22 is a block diagram of the inverter control unit 140.
  • the same reference numerals are given to the same portions as those in FIG. 4, and the description thereof will be omitted as appropriate.
  • the harmonic generation unit 140 generates a harmonic Har (for example, third harmonic) from the waveform of each phase voltage command value, and supplies the harmonic Har to the adder / subtractor 142.
  • a harmonic Har for example, third harmonic
  • FIG. 23 is a diagram showing the relationship between the harmonic and the motor phase ⁇ .
  • the harmonic Har is a third harmonic of each phase voltage command value. Such a harmonic Har is superimposed on each phase command voltage waveform which is a fundamental wave.
  • the adder / subtractor 142 is provided between the 2-phase / 3-phase converter 123 and the PWM controller 125 for each of the three phases, and is output from the 2-phase / 3-phase converter 123.
  • the generated harmonics are superimposed on the voltage commands Vu, Vv and Vw corresponding to the three phases.
  • FIG. 24 shows the state of each phase voltage command value after superposition of harmonics.
  • FIG. 24 is a conceptual diagram of the voltage command value after harmonics are superimposed.
  • the voltage command value after harmonic superposition is indicated by a solid line with respect to the fundamental wave (voltage command value before superposition) indicated by a broken line.
  • the waveform is distorted.
  • the magnitude relationship with the carrier Car changes, and the switching timing of each phase switching element changes.
  • the harmonic generation unit 141 is configured to generate a harmonic to be superimposed on the voltage command value of each phase so that the switching pulse width in a portion where the VH peak increases becomes narrow. As a result of the increase in the inter-terminal voltage VH being suppressed by the narrowing of the pulse width, the VH peak is suppressed.
  • the correlation between the motor phase ⁇ and the amplitude of the harmonic Har becomes important. This correlation is obtained in advance experimentally, empirically or theoretically so as to avoid switching of the switching element at the timing when the VH peak increases in advance, and is stored in the ROM as a control map. ing.
  • the present invention is applicable to AC motor drive control.
  • SYMBOLS 10 Motor drive system, 100 ... Control apparatus, 110 ... Boost converter control part, 120 ... Inverter control part, 200 ... Boost converter, 300 ... Inverter, C ... Smoothing capacitor, B ... DC power supply, M1 ... Three-phase AC motor.

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Abstract

モータ駆動システムにおいて、平滑コンデンサのピーク電圧を抑制する。 直流電源と、三相交流モータと、前記三相交流モータの三相各々に対応するスイッチング回路及び該スイッチング回路に対し電気的に並列に配置された平滑コンデンサを含んでなる第１の電力変換器とを備えたモータ駆動システムを制御する制御装置は、前記三相交流モータの動作条件と、前記三相各々に対応するスイッチング回路のスイッチング条件とのうち少なくとも一方に基づいて、前記平滑コンデンサの端子間電圧ＶＨにピークが発生するピーク発生時期を推定する推定手段と、前記推定されたピーク発生時期よりも前の時間領域で設定される開始時期から所定期間について、前記ピーク発生時期における前記端子間電圧ＶＨ（ＶＨピーク）が低下するように前記第１の電力変換器の駆動条件を制御する制御手段とを具備する。

Description

モータ駆動システムの制御装置
本発明は、三相交流モータを駆動するためのモータ駆動システムを制御する、モータ駆動システムの制御装置の技術分野に関する。
　この種の技術分野において、インバータのＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御に関するものがある（例えば、特許文献１参照）。特許文献１に開示された装置によれば、交流出力と波形が対称な補正信号を出力する補正信号発生器を用いてＰＷＭ信号を補正することにより、負荷に供給される三相交流出力の波形が正負対称に補正され、高調波による波形の歪みを抑制することができるとされている。
　尚、直流出力電圧に重畳される直流リプルを低減する装置も提案されている（例えば、特許文献２参照）。
特開２０００－３２４８４２号公報 特開２００３－２８９６７１号公報
　インバータは、通常、電圧平滑用の平滑コンデンサを備える。この平滑コンデンサは、高周波領域でインバータのスイッチング状態が変化することに伴って、所謂スイッチングリプルと称される電圧変動に晒される。
　この種のスイッチングリプルは、インバータのキャリア周波数（数百Ｈｚ～数十ｋＨｚ）のオーダで発生するため、フィードバック（以下、適宜「Ｆ／Ｂ」と略する）的手法により対策することは実践上不可能に近い。
　上記特許文献に開示される装置では、このようなスイッチングリプルへの対策は考慮されていない。このため、この種のスイッチングリプルからインバータを保護するためには、平滑コンデンサの耐電圧或いは容量を増加させる等といった手法に頼らざるを得ない。
　ところが、この種のモータ駆動システムを、例えば、近年成長の一途を辿る車両搭載用モータ等の駆動に適用する場合、設置性や搭載性の制約から、この平滑コンデンサの容量を、この種のスイッチングリプルの影響を十分に緩和し得る程に大きくすることは困難である。また、コストの制約上、コスト増加を伴う耐電圧の増加もまた困難である。
　このように、従来の技術には、インバータのスイッチングに伴うスイッチングリプル或いはこのスイッチングリプルによるピーク電圧の発生を抑制或いは緩和することが困難であるという技術的問題点がある。
　本発明は、係る技術的問題点に鑑みてなされたものであり、三相交流モータを駆動するモータ駆動システムにおいて、平滑コンデンサにおけるピーク電圧の発生を抑制可能なモータ駆動システムの制御装置を提供することを課題とする。
　上述した課題を解決するため、本発明に係るモータ駆動システムの制御装置は、直流電源と、三相交流モータと、前記直流電源と前記三相交流モータとの間に設けられ、前記三相交流モータの三相各々に対応するスイッチング回路及び該スイッチング回路に対し電気的に並列に配置された平滑コンデンサを含んでなる第１の電力変換器とを備えたモータ駆動システムを制御するモータ駆動システムの制御装置であって、前記三相交流モータの動作条件と、前記三相各々に対応するスイッチング回路のスイッチング条件とのうち少なくとも一方に基づいて、前記平滑コンデンサの端子間電圧ＶＨにピークが発生するピーク発生時期を推定する推定手段と、前記推定されたピーク発生時期よりも前の時間領域で設定される開始時期から所定期間について、前記ピーク発生時期における前記端子間電圧ＶＨ（ＶＨピーク）が低下するように前記第１の電力変換器の駆動条件を制御する制御手段とを具備することを特徴とする（請求項１）。
　本発明に係るモータ駆動システムの制御装置によれば、推定手段により、第１の電力変換器における、三相各相に対応するスイッチング回路のスイッチング状態の切り替わりに起因するスイッチングリプルによって発生する、平滑コンデンサの端子間電圧ＶＨのピークの発生時期が推定される。
　ここで、推定手段がピーク発生時期を推定するにあたって参照する「三相交流モータの動作条件」とは、例えば、三層各相に対応する電流（例えば、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の各相に対応する各相電流Ｉｕ，Ｉｖ及びＩｗ）や、モータの回転位相θ等を意味する。また、「スイッチング回路のスイッチング条件」とは、三相各々に対応するスイッチング回路のスイッチング時期を規定する条件を包括するものであって、例えば、キャリア信号電圧と三相各々に対応する指令電圧との大小関係等を意味する。
　一方、推定手段によりピーク発生時期が推定されると、制御手段により、この推定されたピーク発生時期が訪れる以前の時間領域で設定された時点を開始時期として、第１の電力変換器の駆動条件を直接的に又は間接的に制御する旨のＶＨピーク低減措置が講じられる。
　このため、本発明によれば、この種の対策が講じられない場合と較べてＶＨピークを低減することが可能となり、平滑コンデンサの容量或いは耐電圧の増大を伴うことのない制御的手法により、第１の電力変換器におけるスイッチングリプルの影響を緩和することが可能となる。
　尚、「第１の電力変換器の駆動条件」とは、ＶＨピークの低下を惹起し得る条件であれば如何なる条件であってもよいが、好適には、三相各々に対応するスイッチング回路のスイッチング状態に影響を与える条件と、平滑コンデンサの端子間電圧ＶＨに影響を与える条件とに大別される。前者は、例えば、キャリア周波数や三相各々の指令電圧等を含み、後者は、端子間電圧ＶＨの指令値（ＶＨ指令値）や第１の電力変換器に並列に配置される他の電力変換器の発電状態等を含み得る。
　尚、制御手段がこの種のＶＨピーク低減措置を講じる期間については、少なくともその開始時期が上述の如く規定される限りにおいて特に限定されるものではないが、その意図するところからして、当然ながらキャリア周波数によって規定されるキャリア周期よりは十分に短い期間であることは言うまでもない。また、本来の三相交流モータの駆動に支障が生じない程度の期間であることも言うまでもない。
　本発明に係るモータ駆動システムの制御装置の一の態様では、前記推定手段は、前記三相各々に対応する電流の極性と、前記三相各々に対応するスイッチング回路のスイッチング時期とに基づいて前記ピーク発生時期を推定する（請求項２）。
　本願出願人は、三相各々に対応する電流の極性と、三相各々に対応するスイッチング回路のスイッチング時期との関係が、平滑コンデンサを保護する観点から顕著に重要視すべき高圧側のピーク（即ち、波形の山である）の発生時期に相関することを見出した。この態様によれば、係る相関に基づいて、実際にピーク発生時期が訪れる前の段階で高精度にピーク発生時期を推定することが可能となるため、実践上極めて有益である。
　尚、この態様では、前記スイッチング時期は、キャリア電圧値と指令電圧値とが一致する時期であり、前記推定手段は、前記三相各々において、（１）前記電流が正極性であり、且つ前記キャリア電圧値と前記指令電圧値とが、前記指令電圧値が前記キャリア電圧値を超えるに際して一致する第１時期、及び（２）前記電流が負極性であり、且つ前記キャリア電圧値と前記指令電圧値とが、前記指令電圧値が前記キャリア電圧値を下回るに際して一致する第２時期を、前記ピーク発生時期と推定してもよい（請求項３）。
　このような推定手法によれば、高圧側のピーク発生時期を高精度に推定することができる。
　本発明に係るモータ駆動システムの制御装置の他の態様では、前記推定手段は、前記三相交流モータの位相に基づいて前記ピーク発生時期を推定する（請求項４）。
　本願出願人によれば、三相交流モータの位相と、平滑コンデンサのＶＨピークの大小関係との間に相関があることが見出された。従って、予め実験的に、経験的に又は理論的に、ＶＨピークが所定以上に大きくなるモータ位相を把握しておくことが可能である。
　このようなモータ位相が把握されることにより、ＶＨピークが所定以上に大きくなる場合についてのみ、或いはこのような場合を優先して、ＶＨピーク低減措置を講じることが可能となり、ＶＨピークの平準化による平滑コンデンサの効率的な保護が可能となる。
　本発明に係るモータ駆動システムの制御装置の他の態様では、前記モータ駆動システムは、前記第２の電力変換器を備え、前記制御手段は、前記第１の電力変換器の駆動条件を制御する一態様として、前記第２の電力変換器の駆動条件を変化させる（請求項５）。
　このような第２の電力変換器を備える場合には、第２の電力変換器の駆動条件を変化させることにより間接的に第１の電力変換器の駆動条件を変化させることが可能となり、よりフレキシブルに平滑コンデンサの保護を図ることが可能となる。
　尚、この態様では、前記第２の電力変換器は、前記平滑コンデンサよりも前記直流電源側に設置され、前記直流電源の直流電圧を昇圧可能であると共に、前記端子間電圧ＶＨを所定のＶＨ指令値に維持可能な昇圧回路を含み、前記制御手段は、前記ＶＨ指令値を低下させてもよい（請求項６）。
　特に、この種の昇圧回路により直流電源の供給電圧以上の高電圧領域でモータを駆動可能な構成においては、モータ駆動システムをモータの用途に応じて構築することが容易となり、例えば、車載用モータ駆動システムへの適用も簡便にして可能となる。また、端子間電圧ＶＨをＶＨ指令値に維持可能な構成においては、ＶＨ指令値を一時的に低下させることにより、ＶＨピークを低減することも比較的容易である。
　本発明に係るモータ駆動システムの制御装置の他の態様では、前記三相各々に対応するスイッチング回路は、キャリア電圧値と、指令電圧値との大小関係に応じてスイッチング状態が変化するように構成され、前記制御手段は、前記キャリア信号の周波数を高周波側に変化させることにより前記ＶＨピークを低下させる（請求項７）。
　キャリア信号の周波数（キャリア周波数）を通常運用される基準の周波数に対して高周波側に変化させると、三相各々に対応する指令電圧が一定であれば、当然ながら、三相各々に対応するスイッチング回路のスイッチングパルス幅は短くなる。従って、平滑コンデンサの充放電状態も頻繁に切り替わることとなり、平滑コンデンサの端子間電圧ＶＨが上昇する期間も短く抑えられることになって、ＶＨピークを抑制することが可能となる。
　本発明に係るモータ駆動システムの制御装置の他の態様では、前記三相各々に対応するスイッチング回路は、キャリア電圧値と、指令電圧値との大小関係に応じてスイッチング状態が変化するように構成され、前記制御手段は、前記指令電圧値に所定の高調波を重畳させる（請求項８）。
　三相各々に対応する指令電圧値に高調波を重畳させると、指令電圧の波形がこの高調波により変化するため、三相各々に対応するスイッチング回路のスイッチング時期を変化させることができる。従って、平滑コンデンサのピーク発生時期を予測できる状況においては、係るピーク発生時期に指令電圧に高調波を重畳させることによって、ＶＨピークを変化させることができる。
　ここで特に、このような高調波によるスイッチング時期の制御は、上述のキャリア周波数の高周波化と異なり、ピーク発生時期をずらすものであり、一見したところ、必ずしもＶＨピークの大きさを変化させるものでない。
　この点に鑑みれば、上述したようにモータ位相がＶＨピークの大きさと相関し得る点を利用して、予めＶＨピークが相対的に大きくなるスイッチング時期におけるスイッチングが回避されるように、モータ位相と、高調波の振幅との関係を実験的に、経験的に又は理論的に求めておくのがより好適である。この場合、係る関係を、例えば然るべき記憶手段に制御マップ化して保持しておくこと等により、高調波を重畳するによるＶＨピーク低減効果を、より効果的に得ることができる。
　また、三相モータを駆動するシステムでは、高調波の周波数を三相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ及びＶｗの基本周波数の３倍に選択すると、高調波がモータ線間電圧に現れず、モータ電流に悪影響を与えることもない。即ち、基本波の３次高調波は、この種の高調波の好適な一例となり得る。
　本発明のこのような作用及び他の利得は次に説明する実施形態から明らかにされる。
本発明の第１実施形態に係るモータ駆動システムのシステム構成図である。 図１のモータ駆動システムの制御装置における、昇圧回路制御部のブロック図である。 図１のモータ駆動システムの制御装置における、他の昇圧回路制御部のブロック図である。 図１のモータ駆動システムの制御装置における、インバータ制御部のブロック図である。 図１のモータ駆動システムの一動作状態を例示するタイミングチャートである。 図５の状態Ａ、Ｂ及びＣにおけるインバータの動作状態を概念的に表した動作概念図である。 図１のモータ駆動システムにおいてＶＨピーク低減制御の概要を説明するタイミングチャートである。 図１のモータ駆動システムにおいて制御装置により実行されるＶＨピーク低減制御のフローチャートである。 図１のモータ駆動システムの制御装置における、インバータ制御部の他のブロック図である。 本発明の第２実施形態に係るモータ駆動システムのシステム構成図である。 第２実施形態に係るＶＨピーク低減制御のフローチャートである。 本発明の第３実施形態に係り、端子間電圧ＶＨとモータ位相との関係を例示する図である。 図１２の関係を説明するためのモータ駆動システムの一動作状態を例示するタイミングチャートである。 図１３の状態Ｄ，Ｅ、Ｄ’及びＥ’におけるインバータの動作状態を概念的に表した図である。 第３実施形態に係るＶＨピーク低減制御のフローチャートである。 図１５のＶＨピーク低減制御の内容を視覚的に説明した図である。 本発明の第４実施形態に係るモータ駆動システムのシステム構成図である。 第４実施形態に係るＶＨピーク低減制御のフローチャートである。 図１８のＶＨピーク低減制御の内容を視覚的に説明した図である。 図１８のＶＨピーク低減制御の内容を視覚的に説明した他の図である。 本発明の第５実施形態に係るＶＨピーク低減制御のフローチャートである。 第５実施形態に係るインバータ制御部のブロック図である。 図２１のＶＨピーク低減制御における高調波の概念図である。 図２３の高調波と指令電圧とが重畳された重畳後指令電圧の概念図である。
＜発明の実施形態＞
　以下、図面を参照して、本発明の好適な各種実施形態について説明する。
　＜第１実施形態＞
　＜実施形態の構成＞
　始めに、図１を参照し、本実施形態に係るモータ駆動システム１０の構成について説明する。ここに、図１は、モータ駆動システム１０の構成を概念的に表すシステム構成図である。
　図１において、モータ駆動システム１０は、制御装置１００、昇圧コンバータ２００、インバータ３００、平滑コンデンサＣ並びに直流電源Ｂ及び三相交流モータＭ１を備える。
　制御装置１００は、モータ駆動システム１０の動作を制御可能に構成された、本発明に係る「モータ駆動システムの制御装置」の一例たる電子制御ユニットである。
　制御装置１００は、例えば、一又は複数のＣＰＵ（Central Processing Unit）、ＭＰＵ（Micro Processing Unit）、各種プロセッサ又は各種コントローラ、或いは更にＲＯＭ（Read Only Memory）、ＲＡＭ（Random Access Memory）、バッファメモリ又はフラッシュメモリ等の各種記憶手段等を適宜に含み得る、単体の或いは複数のＥＣＵ（Electronic Controlled Unit）等の各種処理ユニット、各種コントローラ或いはマイコン装置等各種コンピュータシステム等の形態を採り得る。
　制御装置１００は、図１において不図示の昇圧コンバータ制御部１１０及びインバータ制御部１２０を備えるが、各制御部の構成は後述することとする。また、制御装置１００は、予めＲＯＭに格納された制御プログラムに従って、後述するＶＨピーク低減制御を実行可能に構成される。
　昇圧コンバータ２００は、リアクトルＬ１と、スイッチング素子Ｑ１及びＱ２と、ダイオードＤ１及びＤ２とを備えた、本発明に係る「第２の電力変換器」の一例たる昇圧回路である。
　リアクトルＬ１の一方端は、直流電源Ｂの正極に接続される正極線（符号省略）に接続され、他方端は、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２との中間点、即ち、スイッチング素子Ｑ１のエミッタ端子と、スイッチング素子Ｑ２のコレクタ端子との接続点に接続される。
　スイッチング素子Ｑ１及びＱ２は、上記正極線と直流電源Ｂの負極に接続される負極線（符号省略）との間に直列に接続されており、また、スイッチング素子Ｑ１のコレクタ端子は上記正極線に、スイッチング素子Ｑ２のエミッタ端子は上記負極線に接続されている。ダイオードＤ１及びＤ２は、夫々のスイッチング素子において、エミッタ側からコレクタ側への電流のみを許容する整流素子である。
　スイッチング素子Ｑ１及びＱ２並びに後述するインバータ３００の各スイッチング素子（Ｑ３乃至Ｑ８）は、例えば、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）や電力用ＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）トランジスタ等として構成される。
　インバータ３００は、ｐ側スイッチング素子Ｑ３及びｎ側スイッチング素子Ｑ４を含むＵ相アーム（符号省略）、ｐ側スイッチング素子Ｑ５及びｎ側スイッチング素子Ｑ６を含むＶ相アーム（符号省略）及びｐ側スイッチング素子Ｑ７及びｎ側スイッチング素子Ｑ８を含むＷ相アーム（符号省略）を備えた、本発明に係る「第１の電力変換器」の一例である。インバータ３００の夫々のアームは、上記正極線と上記負極線との間に並列に接続されている。
　尚、スイッチング素子Ｑ３乃至Ｑ８には、スイッチング素子Ｑ１及びＱ２と同様、エミッタ側からコレクタ側へ電流を流す整流用ダイオードＤ３乃至Ｄ８が夫々接続されている。また、インバータ３００における各相アームのｐ側スイッチング素子とｎ側スイッチング素子との中間点は、夫々三相交流モータＭ１の各相コイルに接続されている。
　平滑コンデンサＣは、正極線と負極線との間に接続された電圧平滑用のコンデンサである。この平滑コンデンサＣの端子間電圧、即ち、正極線と負極線との間の電圧を、これ以降適宜、「端子間電圧ＶＨ」と称することとする。
　直流電源Ｂは、充電可能な蓄電装置であり、例えば、ニッケル水素電池やリチウムイオン電池等の各種二次電池である。尚、直流電源Ｂとしては、この種の二次電池に替えて又は加えて、電気二重相キャパシタや大容量のコンデンサ、フライホイール等が用いられてもよい。
　三相交流モータＭ１は、ロータに永久磁石が埋設されてなる三相交流電動発電機である。三相交流モータＭ１は、図示されない車両の駆動輪に機械的に連結され、車両を駆動するためのトルクを発生可能に構成される。三相交流モータＭ１は、車両の制動時において、車両の運動エネルギの入力を受けて電力回生（発電）を行うこともできる。この車両が所謂ハイブリッド車両である場合、この三相交流モータＭ１は、図示されないエンジンに機械的に連結され、エンジンの動力により電力回生を行うことも、エンジンの動力をアシストすることも可能である。
　モータ駆動システム１０には、不図示のセンサ群が付設されており、直流電源Ｂの電圧Ｖｂ、昇圧コンバータ２００のリアクトルＬ１に流れる電流ＩＬ、平滑コンデンサＣの端子間電圧ＶＨ、インバータ３００におけるｖ相電流Ｉｖ及びｗ相電流Ｉｗ並びに三相交流モータＭ１のロータの回転角たるモータ回転位相θ等が適宜検出される構成となっている。
　これらセンサ群を構成するセンサの各々は、制御装置１００と電気的に接続されており、検出された値は、制御装置１００によりリアルタイムに把握される構成となっている。
　また、モータ駆動システム１０においては、昇圧コンバータ２００及びインバータ３００は、制御装置１００と電気的に接続されており、制御装置１００によりその駆動状態が制御される構成となっている。
　ここで特に、昇圧コンバータ２００は、制御装置１００から供給される信号ＰＷＣに基づいて、正極線と負極線との間の電圧、即ち、端子間電圧ＶＨを直流電源Ｂの出力電圧以上に昇圧することが可能である。この際、端子間電圧ＶＨが目標電圧よりも低ければ、スイッチング素子Ｑ２のオンデューティが相対的に大きくされ、正極線を直流電源Ｂ側からインバータ３００側へ流れる電流を増加させることができ、端子間電圧ＶＨを上昇させることができる。一方、端子間電圧ＶＨが目標電圧よりも高ければ、スイッチング素子Ｑ１のオンデューティが相対的に大きくされ、正極線をインバータ３００側から直流電源Ｂ側へ流れる電流を増加させることができ、端子間電圧ＶＨを低下させることができる。
　次に、図２を参照し、制御装置１００において昇圧コンバータ２００を制御する昇圧コンバータ制御部１１０の構成について説明する。ここに、図２は、昇圧コンバータ制御部１１０のブロック図である。尚、同図において、図１と重複する箇所には同一の符号を付してその説明を適宜省略することとする。
　図２において、昇圧コンバータ制御部１１０は、インバータ入力演算部１１１、加減算器１１２、電圧制御演算部１１３、キャリア生成部１１４及び比較器１１５を備える。
　インバータ入力演算部１１１は、昇圧コンバータ２００の出力電圧である端子間電圧ＶＨの目標値を表すＶＨ指令値ＶＨｔｇを生成する回路である。例えば、インバータ入力演算部１１１は、三相交流モータＭ１のトルク指令値ＴＲ及びモータ回転速度ＭＲＮから算出される三相交流モータＭ１の出力値に基づいてＶＨ指令値ＶＨｔｇを生成する。
　加減算部１１２は、端子間電圧ＶＨの検出値をＶＨ指令値ＶＨｔｇから減算し、減算結果を電圧制御演算部１１３へ出力する。電圧制御演算部１１３は、ＶＨ指令値ＶＨｔｇから端子間電圧ＶＨの検出値を減算してなる減算結果を加減算部１１２から受け取ると、端子間電圧ＶＨをＶＨ指令値ＶＨｔｇに一致させるための制御量を演算する。この際、例えば、比例項（Ｐ項）及び積分項（Ｉ項）を含む公知のＰＩ制御演算等が用いられる。電圧制御演算部１１３は、算出された制御量を、電圧指令値として比較器１１５に出力する。
　一方、キャリア生成部１１４は、三角波からなるキャリア信号を生成し、比較器１１５に送出する。比較器１１５では、電圧制御演算部１１３から供給される電圧指令値とこのキャリア信号とが比較され、その電圧値の大小関係に応じて論理状態が変化する、先述した信号ＰＷＣが生成される構成となっている。この生成された信号ＰＷＣは、昇圧コンバータ２００のスイッチング素子Ｑ１及びＱ２に出力される。
　図２に例示された構成は、電圧制御を実現する回路構成であるが、昇圧コンバータ２００の制御形態は、このような電圧制御に限定されない。ここで、図３を参照し、制御装置１００の昇圧コンバータ制御部１１０’の構成について説明する。ここに、図３は、昇圧コンバータ制御部１１０’のブロック図である。尚、同図において、図２と重複する箇所には、同一の符号を付してその説明を適宜省略することとする。
　図３において、昇圧コンバータ制御部１１０’は、電圧制御演算部１１３と比較器１１５との間に、加減算器１１７及び電流制御演算部１１８を備える。
　一方、キャリア生成部１１４は、比較器１１５の他に、Ｓ／Ｈ（サンプルホールド）回路１１６にも送出される。Ｓ／Ｈ回路１１６は、キャリア生成部１１４から受けるキャリア信号の山及び谷のタイミングで電流ＩＬをサンプリングする。
　ここで、昇圧コンバータ制御部１１０’においては、電圧制御演算部１１３において、端子間電圧ＶＨをＶＨ指令値ＶＨｔｇに一致させるための電流指令値ＩＲが生成されており、加減算器１１７は、この電流指令値ＩＲからＳ／Ｈ回路１１６によってサンプリングホールドされた電流ＩＬの検出値を減算する。減算された結果は、電流制御演算部１１８に送出される。
　電流制御演算部１１８では、電流ＩＬを電流指令値ＩＲに一致させるための制御量が演算される。この際、例えば、比例項（Ｐ項）及び積分項（Ｉ項）を含む公知のＰＩ制御演算等が用いられる。電流制御演算部１１８は、算出された制御量を、デューティ指令値ｄとして比較器１１５に出力する。
　比較器１１５では、このデューティ指令値ｄとキャリア信号との大小関係が比較され、信号ＰＷＣが生成且つ各スイッチング素子へ供給される。即ち、昇圧コンバータ制御部１１０’では、電流制御を実現する回路構成である。このような構成によっても昇圧コンバータ２００を好適に制御することができる。
　次に、図４を参照し、インバータ制御部１２０の構成について説明する。ここに、図４は、インバータ制御部１２０のブロック図である。尚、同図において、既出の各図と重複する箇所には同一の符号を付してその説明を適宜省略することとする。
　図４において、インバータ制御部１２０は、電流指令変換部１２１、電流制御部１２２、２相／３相変換部１２３、３相／２相変換部１２４、キャリア生成部１１４（昇圧コンバータ制御部１１０と共用される）及びＰＷＭ変換部１２５から構成される。
　電流指令変換部１２１は、三相交流モータＭ１のトルク指令値ＴＲに基づいて、２相の電流指令値（Ｉｄｔｇ、Ｉｑｔｇ）を生成する。
　一方、インバータ３００からは、フィードバック情報として、ｖ相電流Ｉｖとｗ相電流Ｉｗが３相／２相変換部１２４に供給される。３相／２相変換部１２４では、これらｖ相電流Ｉｖ及びｗ相電流Ｉｗから、三相電流値が、ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑからなる２相電流値に変換される。変換された後の２相電流値は、電流制御部１２２に送出される。
　電流制御部１２２では、電流指令変換部１２１において生成された２相の電流指令値と、この３相／２相変換部１２４から受け取った２相電流値Ｉｄ及びＩｑとの差分に基づいて、ｄ軸電圧Ｖｄ及びｑ軸電圧からなる２相の電圧指令値が生成される。生成された２相の電圧指令値Ｖｄ及びＶｑｈは、２相／３相変換部１２３に送出される。
　２相／３相変換部１２３では、２相の電圧指令値Ｖｄ及びＶｑが、３相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ及びＶｗに変換される。変換された３相電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ及びＶｗは、ＰＷＭ変換部１２５に送出される。
　ここで、ＰＷＭ変換部１２５は、キャリア生成部１１４から所定のキャリア周波数ｆｃａｒ１を有するキャリアＣａｒを受け取る構成となっており、このキャリアＣａｒと、変換された３相の電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ及びＶｗとの大小関係を比較し、その比較結果に応じて論理状態が変化する、ｕ層スイッチング信号Ｇｕｐ及びＧｕｎ、ｖ相スイッチング信号Ｇｖｐ及びＧｖｎ並びにｗ相スイッチング信号Ｇｗｐ及びＧｗｎを生成してインバータ３００に供給する。
　より具体的には、各相に対応するスイッチング信号のうち、「ｐ」なる識別子が付記された信号は、各相のスイッチング素子のうちｐ側スイッチング素子（Ｑ３、Ｑ５及びＱ７）を駆動するための駆動信号であり、「ｎ」なる識別子が付記された信号は、各相のスイッチング素子のうちｎ側スイッチング素子（Ｑ４、Ｑ６及びＱ８）を駆動するための駆動信号を意味する。
　ここで特に、キャリアＣａｒと各相電圧指令値との比較において、各相電圧指令値がキャリアＣａｒよりも小さい値からキャリアＣａｒに一致すると、ｐ側スイッチング素子をターンオンさせるためのスイッチング信号が生成される。また、各相電圧指令値がキャリアＣａｒよりも大きい値からキャリアＣａｒに一致すると、ｎ側スイッチング素子をターンオンさせるためのスイッチング信号が生成される。即ち、スイッチング信号は、オンオフが表裏一体の信号であり、各相のスイッチング素子は、ｐ側とｎ側とのうち常にいずれか一方がオン状態であり、他方がオフ状態となる。
　インバータ３００が、各相スイッチング信号により規定される各スイッチング素子の駆動状態に変化又は維持されると、その変化又は維持された駆動状態に対応する回路状態に従って、三相交流モータＭ１が駆動される構成となっている。尚、このようなインバータ３００の制御態様は、所謂ＰＷＭ制御の一態様である。
　＜実施形態の動作＞
　次に、本実施形態の動作として、制御装置１００により実行されるＶＨピーク低減制御について説明する。
　　＜ＶＨピーク低減制御の概要＞
　始めに、図５を参照し、ＶＨピーク低減制御の概要について説明する。ここに、図５は、モータ駆動システム１０の一動作状態を表すタイミングチャートである。尚、同図において、既出の各図と重複する箇所には同一の符号を付してその説明を適宜省略することとする。
　図５において、キャリアＣａｒ及び各相電圧指令値、各相スイッチング信号、各相電流及び端子間電圧ＶＨの各時間推移が例示される。
　図５において、端子間電圧ＶＨの時間推移を見ると、平均値ＶＨａｖｇと較べて突出するＶＨピーク（ここでは、便宜的に一律にＶＨｐｋと表現する）が周期的に現れることが分かる。ＶＨピーク低減制御は、係るＶＨピーク（即ち、ピーク発生時期における端子間電圧ＶＨ）を低減するための制御である。
　ここで、このＶＨピークが現れる理由について、ｖ相アームを例にとって説明する。ここで、図示するように状態Ａ、状態Ｂ及び状態Ｃを定義する。状態Ａは、ｖ相アームのｎ側スイッチング素子Ｑ６がオフ状態にある状態、状態Ｂは、スイッチング素子Ｑ６がオフ状態からオン状態に遷移した状態、状態Ｃは、スイッチング素子Ｑ６がオン状態から再びオフ状態に遷移した状態である。
　図６を参照し、これら各状態におけるインバータ３００の動作状態を説明する。ここに、図６は、インバータ３００の動作概念図である。尚、同図において、図１と重複する箇所には同一の符号を付してその説明を適宜省略することとする。尚、図６においては、便宜的に、オン状態にあるスイッチング素子のみ符号が付してある。
　図６において、図６（ａ）は状態Ａ及び状態Ｃにおけるインバータ３００の動作状態である。即ち、ｖ相アームのｎ側スイッチング素子Ｑ６はオフ状態である。この場合、ｖ相アームは、平滑コンデンサＣから電力を持ち出してｐ側スイッチング素子Ｑ５を介して三相交流モータＭ１に電力を供給する（実線参照）。従って、平滑コンデンサＣの端子電圧ＶＨは、これらの状態にある期間について減少する。
　一方、図６（ｂ）には、状態Ｂにおけるインバータ３００の動作状態が例示される。状態Ｂにおいては、ｖ相アームのｎ側スイッチング素子Ｑ６はオン状態である。この場合、平滑コンデンサＣから電力が持ち出されることはなく、このような期間について、平滑コンデンサＣの端子間電圧ＶＨは、先に述べた昇圧コンバータ２００の作用により上昇する。
　従って、状態Ａ→状態Ｂ→状態Ｃと状態遷移が生じると、ＶＨが上昇する状態ＢからＶＨが減少する状態Ｃへの状態遷移時に、端子間電圧ＶＨにピークが発生するのである。より具体的には、各相アームについて、（１）正電流且つｐ側スイッチング素子がターンオンする第１のタイミングと、（２）負電流且つｎ側スイッチング素子がターンオンする第２のタイミングとにおいて、端子間電圧ＶＨは高圧側にピークを迎える。ＶＨピーク低減制御では、この点を利用してＶＨピークの低減が実現される。
　ここで、図７を参照し、ＶＨピーク低減制御の実際の運用について説明する。ここに、図７は、ＶＨピーク低減制御の実行過程における、モータ駆動システム１０の一動作状態を例示するタイミングチャートである。尚、同図において、図５と重複する箇所には、同一の符号を付してその説明を適宜省略することとする。
　図７において、各相スイッチング信号におけるハッチング箇所が、上述したポイント（１）及び（２）に相当する箇所である。図７では、ｕ相、ｖ相及びｗ相の各相に夫々１箇所、２箇所及び３箇所のピーク時期が存在する。
　ＶＨピーク低減制御においては、このピークポイントが予め判明している点を利用して、これらピーク時期が訪れる前に、ＶＨ指令値ＶＨｔｇが一時的に減少側に補正される。その結果、ＶＨピークが低減される。
　このようなＶＨピーク低減制御の実際の制御フローについて、図８を参照して説明する。ここに、図８は、ＶＨピーク低減制御のフローチャートである。尚、図８は、ｕ相アームについての制御フローである。他の相においても同様の処理が行われる。
　図８において、制御装置１００は、ｕ相モータ電流Ｉｕを取得する（ステップＳ１０１）。続いて、キャリアＣａｒ及びｕ相電圧指令値Ｖｕを取得する（ステップＳ１０２）。
　これら各値を取得すると、制御装置１００は、ｕ相モータ電流Ｉｕが正極性電流であり、且つキャリアＣａｒとｕ相電圧指令値Ｖｕとの差分がゼロより大きく且つ所定値α未満であるか否か（即ち、上記ポイント（１）が満たされるか否か）、及び、ｕ相モータ電流Ｉｕが負極性電流であり、且つキャリアＣａｒとｕ相電圧指令値Ｖｕとの差分がゼロ未満であり且つ所定値α（α＜０）より大きいか否か（即ち、上記ポイント（２）が満たされるか否か）を判定する（ステップＳ１０３）。
　条件が満たされない場合（ステップＳ１０３：ＮＯ）、制御装置１００は、ＶＨ指令値ＶＨｔｇを通常値ＶＨｎｍｌに設定し（ステップＳ１０５）、処理をステップＳ１０１に戻す。即ち、この場合、端子間電圧ＶＨのピーク時期でないものとして、端子間電圧ＶＨは維持される。
　一方、条件が満たされる場合（ステップＳ１０３：ＹＥＳ）、制御装置１００は、ＶＨ指令値ＶＨｔｇを通常値ＶＨｎｍｌから所定値を減算した値に設定し、ＶＨ指令値を低減する（ステップＳ１０４）。ＶＨ指令値が低減されると、処理はステップＳ１０１に戻される。ＶＨピーク低減制御は以上のように実行される。
　このように、第１実施形態に係るＶＨピーク低減制御によれば、平滑コンデンサＣの端子間電圧ＶＨにピークが生じるピーク時期を、事前に予測し、係るピーク時期が訪れる前にＶＨ指令値ＶＨｔｇを下げることによって、ＶＨピークの上昇を抑制することができる。従って、平滑コンデンサの耐電圧アップや容量アップ等といったコストや搭載性の面から望ましくない手法を採ることなく、平滑コンデンサＣの保護を図ることができる。
　ＶＨピーク低減制御の実行に際しては、昇圧コンバータ制御部１１０が、同じく制御装置１００の一機能ユニットであるＶＨピーク低減部１３０により適宜制御される。ここで、図９を参照し、ＶＨピーク低減部１３０の構成について、説明する。ここに、図９は、ＶＨピーク低減部１３０及びそれに関連する部分のブロック図である。尚、同図において、図２と重複する箇所には同一の符号を付してその説明を適宜省略することとする。
　図９において、ＶＨピーク低減部１３０は、ＶＨピーク予測部１３１、選択スイッチ１３２、メモリ１３３及び１３４から構成される。
　ＶＨピーク予測部１３１は、上述したように、各相モータ電流とキャリア信号との比較により端子間電圧ＶＨのピーク発生時期を予測する装置である。選択スイッチ１３２は、このＶＨピーク予測部１３１によってメモリ１３３側又はメモリ１３４側にスイッチング状態が選択的に切り替えられる構成となっている。メモリ１３３には固定値として「０」が、メモリ１３４には固定値として「所定値」が夫々格納されている。
　ＶＨピーク低減部１３０は、選択スイッチ１３２によって選択されている一方の制御値を、出力値として昇圧コンバータ制御部１１０における加減算部１１２に送出する構成となっており、メモリ１３３によって制御値「０」が選択されている場合には、ＶＨ指令値ＶＨｔｇに変化はない。一方、メモリ１３４が選択され、制御値「所定値」が選択されている場合には、ＶＨｔｇは、実質的にこの所定値分だけ減算され電圧制御演算部１１３での演算処理に供される。その結果、上述した状態Ｂにおける電圧上昇が抑制され、状態Ｃへの移行タイミング（即ち、ｐ側スイッチング素子のターンオンタイミング）におけるピークの発生量が抑制されるのである。
＜第２実施形態＞
　第１実施形態では、本発明に係る「第２の電力変換器」として昇圧コンバータ２００が使用されたが、第２の電力変換器の構成例は、昇圧コンバータ２００に限定されない。ここでは、そのような第２実施形態について説明する。
　始めに、図１０を参照し、第２実施形態に係るモータ駆動システム２０について説明する。ここに、図１０は、モータ駆動システム２０のシステム構成図である。尚、同図において、図１と重複する箇所には同一の符号を付してその説明を適宜省略することとする。
　図１０において、モータ駆動システム２０は、インバータ３００と同様の構成を有するインバータ３００と、インバータ３００により駆動される三相交流モータＭ２とを備える。インバータ３００は、インバータ３００と電気的に並列に設置される。
　インバータ３００は、スイッチング素子として、ｕ相、ｖ相及びｗ相の各相について、ｐ側スイッチング素子Ｑ１３、Ｑ１５及びＱ１７を、またｎ側スイッチング素子Ｑ１４、Ｑ１６及びＱ１８を夫々備える。整流用のダイオードについても同様である。
　次に、このような構成におけるＶＨピーク低減制御について、図１１を参照して説明する。ここに、図１１は、第２実施形態に係るＶＨピーク低減制御のフローチャートである。尚、同図において、図８と重複する箇所には、同一の符号を付してその説明を適宜省略することとする。
　図１１において、制御装置１００は、平滑コンデンサＣの端子間電圧ＶＨにピークが発生するピーク発生時期に係る判定処理（ステップＳ１０３）が「ＹＥＳ」側に分岐すると、即ち、ピーク発生時期が近未来的に訪れる旨の判定がなされると、第２の電力変換器（インバータ３００）の発電量Ｐｇ２の目標値たるＰｇ２ｔｇを、通常値Ｐｇ２ｎｍｌから所定値を減じてなる値に設定する（ステップＳ２０１）。一方、ステップＳ１０３が「ＮＯ」側に分岐した場合には、制御装置１００は、第２の電力変換器の発電量を基準値Ｐｇ２ｎｍｌに維持する（ステップＳ２０２）。第２実施形態に係るＶＨピーク低減制御はこのように実行される。
　第２実施形態に係るＶＨピーク低減制御によれば、昇圧コンバータ２００によりＶＨ指令値ＶＨｔｇを減じる代わりに、第２の電力変換器たるインバータ３００の発電量を変化させる。このようにしても、平滑コンデンサＣの端子間電圧ＶＨを減少させることができ、ＶＨピークを低減することができる。
＜第３実施形態＞
　第１及び第２実施形態においては、平滑コンデンサＣの端子間電圧ＶＨにピークが発生するピーク発生時期において、一律にＶＨピーク低減に係る措置が講じられた。第３実施形態は、これらの制御と異なる制御形態を開示するものである。尚、本実施形態に係るモータ駆動システムの構成は、第１実施形態に係るモータ駆動システム１０と相違ないものとする。
　始めに、図１２を参照し、ＶＨピークとモータ位相θとの関係について説明する。ここに、図１２は、端子間電圧ＶＨとモータ位相θとの関係を例示する図である。
　図１２に示されるように、モータ駆動システム１０において実際に発生するＶＨピークは、その大きさが一律でない。概念的には、図示するように、ある特定のモータ位相（図示、θ１乃至θ６参照）においてＶＨピークは極大となり、ＶＨピークを結ぶ包絡線は、正弦波状になる。
　ここで、図１３を使用してこの現象について説明する。ここに、図１３は、モータ駆動システム１０の他の動作状態を表すタイミングチャートである。尚、同図において、図７と重複する箇所には同一の符号を付してその説明を適宜省略することとする。
　図１３において、ｖ相モータ電流Ｉｖが正電流、且つスイッチング信号Ｇｖｎがオン状態となるＣＡＳＥ１、ＣＡＳＥ２及びＣＡＳＥ３の三種類の状態を考える。また、これら三種類のピーク状態に対応するインバータ３００の動作状態として、適宜状態Ｄ、状態Ｅ、状態Ｄ’及び状態Ｅ’を定義する。このとき、インバータ３００の視覚的な動作状態は、図１４のようになる。ここに、図１４は、状態Ｄ，Ｅ、Ｄ’及びＥ’におけるインバータの動作状態を概念的に表した図である。尚、同図において、図６と重複する箇所には同一の符号を付してその説明を適宜省略することとする。
　図１４において、図１４（ａ）、図１４（ｂ）、図１４（ｃ）及び図１４（ｄ）は、夫々図１３の状態Ｄ、状態Ｅ、状態Ｄ’及び状態Ｅ’に対応しており、いずれもｖ相モータ電流Ｉｖが正であり且つスイッチング信号Ｇｖｎがオン状態になる場合におけるインバータ３００の動作状態を示している。尚、これら各図においては、三相交流モータＭ１から出力される電流の流れは太い破線で、三相交流モータＭ１へ向かう電流の流れは太い実線で夫々示されている。これら各図に示される各状態において、スイッチングタイミングとその時点のモータ電流とによりＶＨピークは決定される。
　ここで、適宜図１３に戻りつつ説明すると、ＣＡＳＥ１とＣＡＳＥ２とを較べた場合、ＣＡＳＥ２の方がスイッチング信号Ｇｖｎがオン状態を採る時間が長いため、端子間電圧ＶＨの上昇時間が長い。それに加えて、端子間電圧ＶＨの上昇度合いが大きい状態Ｅを採るため、ＶＨピークは相対的に大きくなる。
　一方、ＣＡＳＥ２とＣＡＳＥ３とを較べると、ＣＡＳＥ３の方が、スイッチング信号Ｇｖｎがオン状態となる時間は長い。然るに、ｖ相モータ電流ＩｖはＣＡＳＥ２と逆方向であり、状態Ｅではなく状態Ｅ’を採る。このため、端子間電圧ＶＨの上昇時間は長いものの、その傾きが小さくなり、ＶＨピークはＣＡＳＥ２の方が大きくなる。
　本実施形態に係る三相交流モータＭ１の駆動制御においては、モータ電流がゼロとなる付近で端子間電圧ＶＨのピークが現れ、その回数は、モータの１電気周期中に６回となる。このような、特にＶＨピークが大きくなるモータ位相θ（以下、適宜「低減対象位相」とする）は、三相各相について、予め実験的に、経験的に又は理論的に求めておくことができる。第３実施形態に係るＶＨピーク低減制御では、この低減対象位相の情報が利用され、効率的なＶＨピークの低減が可能となっている。
　ここで、図１５を参照し、第３実施形態に係るＶＨピーク低減制御の詳細について説明する。ここに、図１５は、ＶＨピーク低減制御のフローチャートである。尚、同図において、図８と重複する箇所には同一の符号を付してその説明を適宜省略することとする。
　図１５において、制御装置１００は、モータ位相θを取得し（ステップＳ３０１）、取得したモータ位相θが、上述した低減対象位相を含む所定範囲内の値であるか否かを判定する（ステップＳ３０２）。
　取得されたモータ位相θが所定範囲内の値である場合（ステップＳ３０２：ＹＥＳ）、制御装置１００は、ＶＨ指令値ＶＨｔｇを低減する（ステップＳ１０４）。また、取得されたモータ位相θが所定範囲内の値でない場合（ステップＳ３０２：ＮＯ）、制御装置１００は、ＶＨ指令値ＶＨｔｇを低減することなく維持する（ステップＳ１０５）。
　このような第３実施形態に係るＶＨピーク低減制御を視覚的に説明すると、図１６のようになる。ここに、図１６は、第３実施形態に係るＶＨピーク低減制御の内容を視覚的に表した図である。尚、同図において、図１２と重複する箇所には同一の符号を付してその説明を適宜省略することとする。
　図１６において、ＶＨピークとモータ位相θとの関係は、図示するよう、正弦波状となる。ここで、図示モータ位相θ１、θ２、θ３、θ４、θ５及びθ６は、当該正弦波の山に相当し、上述した低減対象位相に相当する、相対的に大きいＶＨピークが生じるモータ位相となる。そこで、本実施形態では、これらを含む図示ハッチング領域に相当するモータ位相範囲において、昇圧コンバータ２００の制御によりＶＨ指令値ＶＨｔｇが低減される。
　その結果、ＶＨピークは平準化され、第１及び第２実施形態のように、ＶＨピークの大小によらずピーク発生時期においてＶＨ指令値を低減させる場合と較べて、ＶＨ指令値の低減頻度を抑えつつ、効果的なＶＨピークの抑制を図ることが可能となる。
　尚、モータ駆動システムが、第２実施形態として図１０に例示された如き構成を有する場合には、ステップＳ１０４に係るＶＨ指令値低減処理に代えて、図１１のステップＳ２０１に係る発電量低減措置が講じられてもよい。
＜第４実施形態＞
　次に、本発明の第４実施形態について説明する。
　始めに、図１７を参照し、第４実施形態に係るモータ駆動システム３０の構成について説明する。ここに、図１７は、第４実施形態に係るモータ駆動システム３０のシステム構成図である。尚、同図において、図１と重複する箇所には同一の符号を付してその説明を適宜省略することとする。
　図１７において、モータ駆動システム３０は、昇圧コンバータ２００を有さない点において、第１実施形態に係るモータ駆動システム１０と相違している。
　次に、図１８を参照し、このような構成におけるＶＨピーク低減制御の詳細について説明する。ここに、図１８は、第４実施形態に係るＶＨピーク低減制御のフローチャートである。尚、同図において、図１５と重複する箇所には同一の符号を付してその説明を適宜省略することとする。
　図１８において、制御装置１００は、取得したモータ位相θが低減対象位相を含む所定範囲内の値である場合（ステップＳ３０２：ＹＥＳ）、キャリア生成部１１４により生成されるキャリアＣａｒの周波数たるキャリア周波数ｆｃａｒを、ｆｃａｒ２（ｆｃａｒ２＞ｆｃａｒ１）に設定する。即ち、キャリア周波数を高周波側に補正する。一方、モータ位相θが低減対象位相を含む所定範囲内の値でない場合（ステップＳ３０２：ＮＯ）、制御装置１００は、キャリア周波数ｆｃａｒを、通常値であるｆｃａｒ１のまま維持する（ステップＳ４０２）。第４実施形態に係るＶＨピーク低減制御は、以上のように実行される。
　ここで、図１９を参照し、このようなＶＨピーク低減制御の内容を視覚的に説明する。ここに、図１９は、第４実施形態に係るＶＨピーク低減制御の内容を視覚的に表した図である。尚、同図において、図１６と重複する箇所には同一の符号を付してその説明を適宜省略することとする。
　図１９において、縦軸及び横軸には、夫々キャリア周波数ｆｃａｒ及びモータ位相θが表される。この際、図１６と同様に、低減対象位相θ１乃至θ６が示される。低減対象位相を含む所定範囲は、図１６と同様に図示ハッチング領域として表される。
　本実施形態に係るＶＨピーク低減制御においては、この図示ハッチング領域において、キャリア周波数ｆｃａｒがｆｃａｒ２とされ、その他の位相領域においてキャリア周波数ｆｃａｒがｆｃａｒ１に維持される。
　次に、本実施形態の効果について、図２０を参照して説明する。ここに、図２０は、ＶＨピーク低減制御の内容を視覚的に表した他の図である。尚、同図において、図１３と重複する箇所には同一の符号を付してその説明を適宜省略することとする。
　図２０において、図示破線枠が、キャリア周波数ｆｃａｒの高周波化がなされた領域を表している。
　ここで、既に説明したように、インバータ３００の各スイッチング素子のスイッチング状態は、各相電圧指令値とキャリアＣａｒとの大小関係により決定される。従って、各相電圧指令値を同じくして比較すると、キャリア周波数ｆｃａｒが高い方が、スイッチングパルス幅は短くなる。スイッチングパルス幅が短くなれば、平滑コンデンサＣの端子間電圧ＶＨが上昇する時間もまた短くなり、結果としてＶＨピークを低く抑えることが可能となるのである。
　また、本実施形態によれば、第２の電力変換器（昇圧コンバータ２００やインバータ４００）の作用によらずＶＨピークを抑制することが出来るので、システム構成を簡素化することができ効率的である。
＜第５実施形態＞
　次に、本発明の第５実施形態について説明する。
　始めに、図２１を参照し、第５実施形態に係るＶＨピーク低減制御について説明する。ここに、図２１は、本発明の第５実施形態に係るＶＨピーク低減制御のフローチャートである。尚、図同において、図１５と重複する箇所には同一の符号を付してその説明を適宜省略することとする。
　図２１において、制御装置１００は、モータ位相θを取得すると（ステップＳ３０１）、各相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ及びＶｗに適宜高調波Ｈａｒを重畳する（ステップＳ５０１）。第５実施形態に係るＶＨピーク低減制御は以上のように実行される。
　ステップＳ５０１に係る高調波Ｈａｒの重畳は、制御装置１００におけるインバータ制御部１４０において実行される。インバータ制御部１４０は、インバータ制御部１２０に対して、高調波生成部１４１と加減算器１４２とを加えたものである。
　ここで、図２２を参照して、インバータ制御部１４０について説明する。ここに、図２２は、インバータ制御部１４０のブロック図である。尚、同図において、図４と重複する箇所には、同一の符号を付してその説明を適宜省略することとする。
　図２２において、高調波生成部１４０は、各相電圧指令値の波形から高調波Ｈａｒ（例えば、３次高調波）を生成して、加減算器１４２に供給する。ここで、図２３を参照し、高調波生成部１４０において生成される高調波Ｈａｒについて説明する。ここに、図２３は、高調波とモータ位相θとの関係を表す図である。
　図２３において、高調波Ｈａｒは、各相電圧指令値の３次高調波である。このような高調波Ｈａｒが、基本波たる各相指令電圧波形に重畳される。
　図２２に戻り、加減算器１４２は、三相の各相について、２相／３相変換部１２３とＰＷＭ制御部１２５との間に設けられており、２相／３相変換部１２３から出力される三相各相に対応する電圧指令Ｖｕ、Ｖｖ及びＶｗに対し、夫々生成された高調波を重畳する構成となっている。
　図２４には、高調波重畳後の各相電圧指令値の様子が示される。ここに、図２４は、高調波重畳後の電圧指令値の概念図である。
　図２４において、破線で示される基本波（重畳前の電圧指令値）に対し、高調波重畳後の電圧指令値が実線で示される。図示されるように、基本波に対し高調波が重畳されると、波形が歪む。その結果、キャリアＣａｒとの大小関係は変化し、各相スイッチング素子のスイッチングタイミングが変化する。
　ここで特に、高調波生成部１４１は、ＶＨピークが大きくなる部分でのスイッチングパルス幅が狭くなるように、各相の電圧指令値に重畳すべき高調波を生成する構成となっており、スイッチングパルス幅の狭小化により、端子間電圧ＶＨの上昇が抑制された結果として、ＶＨピークが抑制されるのである。
　尚、このような高調波によるＶＨピークの効果的抑制を実現するには、モータ位相θと高調波Ｈａｒの振幅との相関が重要になる。この相関は、予めＶＨピークが大きくなるタイミングでのスイッチング素子のスイッチングが回避されるように、予め実験的に、経験的に又は理論的に求められており、制御マップ化されてＲＯＭに格納されている。
　本発明は、上述した実施形態に限られるものではなく、請求の範囲及び明細書全体から読み取れる発明の要旨或いは思想に反しない範囲で適宜変更可能であり、そのような変更を伴うモータ駆動システムの制御装置もまた本発明の技術的範囲に含まれるものである。
産業上の利用の可能性
　本発明は、交流モータの駆動制御に適用可能である。
　１０…モータ駆動システム、１００…制御装置、１１０…昇圧コンバータ制御部、１２０…インバータ制御部、２００…昇圧コンバータ、３００…インバータ、Ｃ…平滑コンデンサ、Ｂ…直流電源、Ｍ１…三相交流モータ。

Claims (8)

  1. 　直流電源と、
    　三相交流モータと、
    　前記直流電源と前記三相交流モータとの間に設けられ、前記三相交流モータの三相各々に対応するスイッチング回路及び該スイッチング回路に対し電気的に並列に配置された平滑コンデンサを含んでなる第１の電力変換器と
    　を備えたモータ駆動システムを制御するモータ駆動システムの制御装置であって、
    　前記三相交流モータの動作条件と、前記三相各々に対応するスイッチング回路のスイッチング条件とのうち少なくとも一方に基づいて、前記平滑コンデンサの端子間電圧ＶＨにピークが発生するピーク発生時期を推定する推定手段と、
    　前記推定されたピーク発生時期よりも前の時間領域で設定される開始時期から所定期間について、前記ピーク発生時期における前記端子間電圧ＶＨ（ＶＨピーク）が低下するように前記第１の電力変換器の駆動条件を制御する制御手段と
    　を具備することを特徴とするモータ駆動システムの制御装置。
  2. 　前記推定手段は、前記三相各々に対応する電流の極性と、前記三相各々に対応するスイッチング回路のスイッチング時期とに基づいて前記ピーク発生時期を推定する
    　ことを特徴とする請求の範囲第１項に記載のモータ駆動システムの制御装置。
  3. 　前記スイッチング時期は、キャリア電圧値と指令電圧値とが一致する時期であり、
    　前記推定手段は、前記三相各々において、（１）前記電流が正極性であり、且つ前記キャリア電圧値と前記指令電圧値とが、前記指令電圧値が前記キャリア電圧値を超えるに際して一致する第１時期、及び（２）前記電流が負極性であり、且つ前記キャリア電圧値と前記指令電圧値とが、前記指令電圧値が前記キャリア電圧値を下回るに際して一致する第２時期を、前記ピーク発生時期と推定する
    　ことを特徴とする請求の範囲第２項に記載のモータ駆動システムの制御装置。
  4. 　前記推定手段は、前記三相交流モータの位相に基づいて前記ピーク発生時期を推定する
    　ことを特徴とする請求の範囲第１項に記載のモータ駆動システムの制御装置。
  5. 　前記モータ駆動システムは、前記第２の電力変換器を備え、
    　前記制御手段は、前記第１の電力変換器の駆動条件を制御する一態様として、前記第２の電力変換器の駆動条件を変化させる
    　ことを特徴とする請求の範囲第１項に記載のモータ駆動システムの制御装置。
  6. 　前記第２の電力変換器は、前記平滑コンデンサよりも前記直流電源側に設置され、前記直流電源の直流電圧を昇圧可能であると共に、前記端子間電圧ＶＨを所定のＶＨ指令値に維持可能な昇圧回路を含み、
    　前記制御手段は、前記ＶＨ指令値を低下させる
    　ことを特徴とする請求の範囲第５項に記載のモータ駆動システムの制御装置。
  7. 　前記三相各々に対応するスイッチング回路は、キャリア電圧値と、指令電圧値との大小関係に応じてスイッチング状態が変化するように構成され、
    　前記制御手段は、前記キャリア信号の周波数を高周波側に変化させることにより前記ＶＨピークを低下させる
    　ことを特徴とする請求の範囲第１項に記載のモータ駆動システムの制御装置。
  8. 　前記三相各々に対応するスイッチング回路は、キャリア電圧値と、指令電圧値との大小関係に応じてスイッチング状態が変化するように構成され、
    　前記制御手段は、前記指令電圧値に所定の高調波を重畳させる
    　ことを特徴とする請求の範囲第１項に記載のモータ駆動システムの制御装置。
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