JP7070004B2 - 電力変換装置及び電力変換方法 - Google Patents

Description

本開示は、電力変換装置及び電力変換方法に関する。

特許文献１には、複数台のインバータの出力を合成することにより、出力容量を増大させる、いわゆる多重インバータが開示されている。

特開平７－１３５７９７号公報

本開示の課題は、複数のインバータにより交流電力を生成する電力変換装置において、インバータのコンデンサ容量の縮小を可能にすることである。

本開示の一側面に係る電力変換装置は、直流母線の直流電力を単相交流電力に変換する三つのインバータと、三相交流電力を生成するように三つのインバータを制御する制御装置と、を備え、制御装置は、三相交流電力のいずれか一相の交流電力を生成させるための基本波指令をインバータごとに生成する基本波生成部と、基本波指令の三倍の周波数の調整波指令をインバータごとに生成する調整波生成部と、基本波指令に調整波指令を重畳した相電圧指令をインバータごとに出力する指令出力部と、基本波指令の周波数の二倍の周波数にて直流母線に生じる電圧リプルを減らすように、三相交流電力の力率に基づいて調整波指令の位相を算出する位相演算部と、を有する。

本開示の他の側面に係る電力変換方法は、直流母線の直流電力を単相交流電力に変換する三つのインバータに三相交流電力を生成させるように、三相交流電力のいずれか一相の交流電力を生成させるための基本波指令をインバータごとに生成することと、基本波指令の三倍の周波数の調整波指令をインバータごとに生成することと、基本波指令に調整波指令を重畳した相電圧指令をインバータごとに出力することと、基本波指令の周波数の二倍の周波数にて直流母線に生じる電圧リプルを減らすように、三相交流電力の力率に基づいて基本波指令に対する調整波指令の位相を算出することと、を含む。

本開示によれば、複数のインバータにより交流電力を生成する電力変換装置において、インバータのコンデンサ容量の縮小が可能となる。

電力変換装置の全体構成を示す模式図である。 インバータセル及び制御装置の構成を示す模式図である。 基本波振幅及び調整波振幅の関係を示すグラフである。 制御装置のハードウェア構成を例示するブロック図である。 電力変換手順を例示するブロック線図である。 調整波の振幅算出手順を例示するブロック線図である。 調整波の位相算出手順を例示するブロック線図である。 過変調補正の手順を例示するブロック線図である。 昇圧指令の生成手順を例示するブロック線図である。

以下、実施形態について、図面を参照しつつ詳細に説明する。説明において、同一要素又は同一機能を有する要素には同一の符号を付し、重複する説明を省略する。

〔電力変換装置〕
図１に示す電力変換装置１は、電動機等の負荷に供給する三相交流電力を生成するためのシステムである。電力変換装置１は、三つのインバータ２と、制御装置１００とを備える。三つのインバータ２のそれぞれは、直流母線の直流電力を単相交流電力に変換し、これを三相交流電力のいずれか一相として負荷（例えば電動機９）に供給する。以下、Ｕ相用、Ｖ相用、Ｗ相用のインバータ２を、それぞれインバータ２Ｕ、インバータ２Ｖ、インバータ２Ｗと記載して区別する。例えばインバータ２Ｕは、単相交流電力をＵ相の交流電力として電動機９に供給し、インバータ２Ｖは、単相交流電力をＶ相の交流電力として電動機９に供給し、インバータ２Ｗは、単相交流電力をＷ相の交流電力として電動機９に供給する。インバータ２Ｕ，２Ｖ，２Ｗの交流出力端子の一方は電動機９に接続されており、インバータ２Ｕ，２Ｖ，２Ｗの交流出力端子の他方は互いに接続されている。インバータ２Ｕ，２Ｖ，２Ｗ同士の接続箇所は、三相交流電力の中性点４に相当する。電動機９に流れる三相交流電流は電流検出器５にて検出され、検出信号は制御装置１００に入力される。なお、図示するように三相全て電流検出器５を設けることは必須ではない。例えば三相のうち二相に電流検出器５を設けて、残りの一相の電流値を制御装置１００にて演算で算出してもよい。

電動機９は交流電動機であればよく、各種同期電動機（ＳＰＭＭ（Ｓｕｒｆａｃｅ Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ Ｍａｇｎｅｔ Ｍｏｔｏｒ）、ＩＰＭＭ（Ｉｎｔｅｒｉｏｒ Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ Ｍａｇｎｅｔ Ｍｏｔｏｒ）を含む）や誘導電動機であればよい。また、電動機９は、回転電機型モータに限らず、リニアモータであってもよく、更に発電機であってもよい。

インバータ２Ｕ，２Ｖ，２Ｗのそれぞれは、複数のインバータ回路の交流側を直列に接続した直列多重インバータであってもよい。例えばインバータ２Ｕ，２Ｖ，２Ｗのそれぞれは、中性点４及び電動機９の間で互いに直列に接続された複数のインバータセル１０を有する。複数のインバータセル１０が互いに直列に接続されるとは、それぞれのインバータセル１０が含むインバータ回路１２（後述）の交流側同士が互いに直列に接続されることを意味する。

制御装置１００は、三相交流電力を生成するようにインバータ２Ｕ，２Ｖ，２Ｗを制御する。例えば制御装置１００は、Ｕ相用の単相交流電力を生成するようにインバータ２Ｕの複数のインバータセル１０を制御し、Ｖ相用の単相交流電力を生成するようにインバータ２Ｖの複数のインバータセル１０を制御し、Ｗ相用の単相交流電力を生成するようにインバータ２Ｗの複数のインバータセル１０を制御する。制御装置１００と各インバータセル１０は通信６で接続されている。インバータ２Ｕ、２Ｖ、２Ｗが直列多重インバータである場合、制御装置１００と各インバータセル１０を電気的に絶縁するため、通信６として光通信等が使用される。以下、インバータセル１０及び制御装置１００の具体的な構成を例示する。

（インバータセル）
インバータセル１０は、交流電源から供給された交流電力を、電動機９の駆動用の単相交流電力に変換する。図２に示すように、インバータセル１０は、整流回路１１と、インバータ回路１２と、コンデンサ１３と、電圧検出器３１と、セル制御器４０とを有する。

整流回路１１は、例えばダイオードブリッジ回路であり、交流電源からの交流電力を直流化して直流母線１４Ｐ，１４Ｎに出力する。コンデンサ１３は直流母線１４Ｐ，１４Ｎの間に接続されており、直流母線１４Ｐ，１４Ｎの間の直流電圧を平滑化する。

インバータ回路１２は、直流母線１４Ｐ，１４Ｎの直流電力を単相交流電力に変換する回路である。インバータ回路１２は、スイッチング回路１６とゲート駆動回路１５とを含む。スイッチング回路１６は、複数（例えば四つ）のスイッチング素子１７を有し、スイッチング素子１７のオン・オフを切り替えることにより、直流電力を交流電力に変換する。スイッチング素子１７は、例えばパワーＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）又はＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）等であり、ゲート駆動信号に応じてオン・オフを切り替える。ゲート駆動回路１５は、セル制御器４０とスイッチング回路１６との間を絶縁しつつ、セル制御器４０から入力されたゲート駆動信号を、スイッチング回路１６のスイッチング素子１７を駆動可能な信号形態に変換してスイッチング素子１７に出力する。

電圧検出器３１は、直流母線１４Ｐ，１４Ｎの間の直流電圧を検出する。

セル制御器４０は、制御装置１００との間で信号の通信による入出力を行い、インバータセル１０の各部の制御処理を行う。例えばセル制御器４０は、制御装置１００からの指令（例えば相電圧指令）に応じたゲート駆動信号を生成し、ゲート駆動回路１５に出力する。また、セル制御器４０は、電圧検出器３１の検出結果を取得し、必要に応じて制御装置１００に出力する。

（制御装置）
制御装置１００は、インバータ２Ｕ，２Ｖ，２Ｗに三相交流電力を生成させるように、三相交流電力のいずれか一相の交流電力を生成させるための基本波指令をインバータ２Ｕ，２Ｖ，２Ｗごとに生成することと、基本波指令の三倍の周波数の調整波指令をインバータ２Ｕ，２Ｖ，２Ｗごとに生成することと、基本波指令に調整波指令を重畳した相電圧指令をインバータ２Ｕ，２Ｖ，２Ｗごとに出力することと、基本波指令の周波数の二倍の周波数にて直流母線１４Ｐ，１４Ｎに生じる電圧リプルを減らすように、三相交流電力の力率に基づいて調整波指令の位相を算出することと、を実行するように構成されている。

例えば制御装置１００は、機能上の構成（以下、「機能モジュール」という。）として、電流指令生成部１１１と、基本波生成部１１２と、調整波生成部１１３と、指令出力部１１４と、座標変換部１１５と、力率角演算部１２１と、位相演算部１２２と、振幅演算部１２３と、磁極位置情報取得部１３１とを有する。

電流指令生成部１１１は、トルク目標値に応じて電流指令（電流目標値）を生成する。例えば電力変換装置１が電動機９の速度制御を行っている場合、上記トルク目標値は、速度目標値と速度現在値との偏差に応じて定まる。電力変換装置１が電動機９のトルク制御を行っている場合、その制御目標値が上記トルク目標値となる。例えば電流指令生成部１１１は、電動機９のロータに固定された二次元の座標系にて電流指令を生成する。より具体的に、電流指令生成部１１１は、ｄｑ座標系における電流指令値Ｉｄ＿ｒｅｆ，Ｉｑ＿ｒｅｆを生成する。ｄｑ座標系は、例えば電動機９が同期電動機の場合、磁極方向をｄ軸とし、これに直交する方向をｑ軸とする座標系である。

基本波生成部１１２は、三相交流電力のいずれか一相の交流電力を生成させるための基本波指令をインバータ２Ｕ，２Ｖ，２Ｗごとに生成する。例えば基本波生成部１１２は、個々のインバータセル１０用の基本波指令をインバータ２Ｕ，２Ｖ，２Ｗごとに生成する。より具体的に、基本波生成部１１２は、電流指令値Ｉｄ＿ｒｅｆ，Ｉｑ＿ｒｅｆに応じたＵ相の交流電力を生成させるための基本波指令をインバータ２Ｕに属するインバータセル１０の数で等分し、インバータ２Ｕのインバータセル１０用の基本波指令を生成する。同様に、基本波生成部１１２は、電流指令値Ｉｄ＿ｒｅｆ，Ｉｑ＿ｒｅｆに応じたＶ相の交流電力を生成させるための基本波指令をインバータ２Ｖに属するインバータセル１０の数で等分し、インバータ２Ｖのインバータセル１０用の基本波指令を生成する。同様に、基本波生成部１１２は、電流指令値Ｉｄ＿ｒｅｆ，Ｉｑ＿ｒｅｆに応じたＷ相の交流電力を生成させるための基本波指令をインバータ２Ｗに属するインバータセル１０の数で等分し、インバータ２Ｗのインバータセル１０用の基本波指令を生成する。

例えば基本波生成部１１２は、電動機９が同期電動機である場合、次式で表される基本波指令Ｋｂａｓｅをインバータ２Ｕ，２Ｖ，２Ｗごとに生成する。

ω_０：基本波指令の角周波数

Ａ：電流指令値Ｉｄ＿ｒｅｆ，Ｉｑ＿ｒｅｆ、電流値Ｉｄ＿ｆｂｋ，Ｉｑ＿ｆｂｋ（後述）、周波数指令に応じた電圧指令振幅
Ｖｄｃ：電圧検出器３１による直流電圧の検出値
なお、式（１）及び式（２）は、基本波の電圧振幅を、直流母線１４Ｐ，１４Ｎ間の直流電圧値Ｖｄｃに対する比率で算出する場合を例示しているが、基本波生成部１１２は、基本波指令の電圧振幅を電圧の絶対値として算出してもよい。

調整波生成部１１３は、基本波指令の三倍の周波数の調整波指令を生成する。調整波生成部１１３の位相は、インバータ２Ｕ，２Ｖ，２Ｗごとに、基本波指令の位相を基準に算出される。基本波指令の相間の位相差である１２０°は、調整波指令における３６０°に相当する。このため、調整波指令の相間の位相差は３６０°となるので、調整波指令の位相は、インバータ２Ｕ，２Ｖ，２Ｗで等しくなる。そこで調整波生成部１１３は、例えば次式で表される調整波指令Ｋａｄｄを全インバータセル１０に対して等しく生成する。

Ｋ＿３：調整波指令の振幅（以下、「調整波振幅」という。）
φ＿３：調整波指令の位相（以下、「調整波位相」という。）

なお、調整波振幅Ｋ＿３は、後述の振幅演算部１２３により算出され、φ＿３は後述の位相演算部１２２により算出される。

指令出力部１１４は、基本波指令に調整波指令を重畳した相電圧指令をインバータセル１０ごとに出力する。相電圧指令を出力することは、相電圧目標値の大きさを直流母線１４Ｐ，１４Ｎ間の直流電圧値Ｖｄｃに対する比率で示した変調率値を出力することも含む。例えば指令出力部１１４は、式（１）で算出される基本波指令Ｋｂａｓｅに式（３）で算出される調整波指令Ｋａｄｄを加算した変調率値を相電圧指令として、各インバータセル１０のセル制御器４０に出力する。セル制御器４０は相電圧指令に応じたゲート駆動信号を生成してゲート駆動回路１５に出力する。

なお、以下においては、相電圧指令の振幅と、直流電圧値Ｖｄｃとを比較する場合がある。相電圧指令が直流電圧値Ｖｄｃに対する比率で示されている場合、相電圧指令の振幅の比較対象となる直流電圧値Ｖｄｃは１．０である。例えば、相電圧指令の振幅が直流電圧値Ｖｄｃを超えているとは、相電圧指令の振幅が１を超えていることを意味する。また、相電圧指令の振幅が直流電圧値Ｖｄｃ未満であるとは、相電圧指令の振幅が１未満であることを意味する。

座標変換部１１５は、Ｕ相の電流値Ｉｕ＿ｆｂｋ、Ｖ相の電流値Ｉｖ＿ｆｂｋ、及びＷ相の電流値Ｉｗ＿ｆｂｋを電流検出器５からそれぞれ取得し、電流値Ｉｕ＿ｆｂｋ，Ｉｖ＿ｆｂｋ，Ｉｗ＿ｆｂｋをｄｑ座標系の電流値Ｉｄ＿ｆｂｋ，Ｉｑ＿ｆｂｋに変換する。

力率角演算部１２１は、インバータ２Ｕ，２Ｖ，２Ｗが出力する三相交流電力の力率角を算出する。インバータ２Ｕ，２Ｖ，２Ｗの出力電圧をｄｑ座標系で示した電圧値Ｖｄ，Ｖｑの位相角から、電流値Ｉｄ＿ｆｂｋ，Ｉｑ＿ｆｂｋの位相角を減算して力率角φを算出する。例えば力率角演算部１２１は、次式で力率角φを算出する。

なお、力率角演算部１２１は、出力電圧の実測結果に基づく電圧値Ｖｄ，Ｖｑを力率角の算出に用いてもよいし、電圧指令値Ｖｄ＿ｒｅｆ，Ｖｑ＿ｒｅｆを電圧値Ｖｄ，Ｖｑとして用いてもよい。

位相演算部１２２は、基本波指令の周波数の二倍の周波数にて直流母線１４Ｐ，１４Ｎに生じる電圧リプル（以下、「倍調波リプル」という。）を減らすように、三相交流電力の力率に基づいて調整波指令の位相を算出する。例えば位相演算部１２２は、次式に基づいて位相φ＿３を算出する。

なお、初期位相θ_Ｎは、少なくとも倍調波リプルを減らすように算出される限り、力率角の２倍の値と異なっていてもよい。例えば、力率角の２倍の値を基準値θ_{Ｎ＿ｒｅｆ}とした場合に、基準値θ_{Ｎ＿ｒｅｆ}と初期位相θ_Ｎとの差の絶対値が、少なくとも基準値θ_{Ｎ＿ｒｅｆ}の絶対値よりも小さくなっていればよい。基準値θ_{Ｎ＿ｒｅｆ}と初期位相θ_Ｎとの差の絶対値は、基準値θ_{Ｎ＿ｒｅｆ}の絶対値の１０％以下であってもよく、５％以下であってもよく、３％以下であってもよい。

振幅演算部１２３は、上記倍調波リプルを減らすように、基本波指令の振幅に基づいて調整波指令の振幅を算出する。例えば振幅演算部１２３は、上記調整波振幅Ｋ＿３を、上記基本波振幅Ｋと同じ値に算出する。なお、調整波振幅Ｋ＿３は、少なくとも倍調波リプルを減らすように算出される限り、基本波振幅Ｋと異なっていてもよい。例えば、基本波振幅Ｋと調整波振幅Ｋ＿３との差の絶対値が、少なくとも基本波振幅Ｋよりも小さくなっていればよい。基本波振幅Ｋと調整波振幅Ｋ＿３との差の絶対値は、基本波振幅Ｋの５０％以下であってもよく、３０％以下であってもよく、１０％以下であってもよい。

ここで、基本波指令Ｋｂａｓｅの基本波振幅Ｋが大きくなると、基本波指令Ｋｂａｓｅに調整波指令Ｋａｄｄを重畳することによって、相電圧指令の振幅が直流電圧値Ｖｄｃを超える場合がある。インバータ回路においては、原理的に、直流母線１４Ｐ，１４Ｎの間の直流電圧値Ｖｄｃを超える振幅で交流電圧を生成することはできない。このため、直流電圧値Ｖｄｃを超える振幅の相電圧指令（すなわち１を超える相電圧指令）をインバータ回路に出力すると、所望の三相交流電力が得られず、電動機９を所望の状態に制御できない可能性がある。

図３は、これを考慮した調整波振幅Ｋ＿３の算出例を示すグラフである。このグラフの横軸は基本波振幅Ｋの値を示しており、縦軸は基本波振幅Ｋに応じて算出される調整波振幅Ｋ＿３の値を示している。ラインＬ１は、力率が１である場合（力率角がゼロである場合）の算出例を示している。ラインＬ１の上昇ラインＬ１１においては、調整波振幅Ｋ＿３が基本波振幅Ｋと同じ値に算出されている。変調率閾値Ｋｔｈは、上昇ラインＬ１１に従って調整波振幅Ｋ＿３を算出する場合において相電圧指令が１となる基本波振幅Ｋの値を示している。基本波振幅Ｋが変調率閾値Ｋｔｈを超えた状況において、調整波振幅Ｋ＿３を基本波振幅Ｋと同じ値にすると、相電圧指令が１を超えることになる。そこで、ラインＬ１の下降ラインＬ１２においては、相電圧指令が１となるように調整波振幅Ｋ＿３の値が調節されている。

このように、基本波振幅Ｋの値に応じて調整波振幅Ｋ＿３の算出手法を切り替えるために、振幅演算部１２３は、図２に示すように第一振幅演算部１２５と、第二振幅演算部１２６と、振幅選択部１２７とを有する。

第一振幅演算部１２５は、倍調波リプルを減らすように、基本波振幅Ｋに基づいて調整波振幅Ｋ＿３を算出する。例えば第一振幅演算部１２５は、次式により、調整波振幅Ｋ＿３の値を基本波振幅Ｋと同じ値にする。

第二振幅演算部１２６は、基本波振幅Ｋが上昇するのに応じて調整波振幅Ｋ＿３の振幅を低下させる。例えば第二振幅演算部１２６は、上記下降ラインＬ１２を近似した直状の近似下降ラインＬ２１（図３参照）に従って、次式により調整波振幅Ｋ＿３を算出する。

ａ：近似下降ラインＬ２１の傾き（負の値）
ｂ：近似下降ラインＬ２１の切片

振幅選択部１２７は、基本波振幅Ｋが上昇するのに応じて、調整波振幅Ｋ＿３の振幅を、第一振幅演算部１２５により算出される振幅（以下、「第一振幅」という。）から第二振幅演算部１２６により算出される振幅（以下、「第二振幅」という。）に切り替える。例えば振幅選択部１２７は、基本波振幅Ｋが所定の基準値（以下、「第一基準値」という。）を超えるのに応じて、調整波振幅Ｋ＿３の振幅を第一振幅から第二振幅に切り替える。第一基準値は、例えば上記変調率閾値Ｋｔｈであってもよいし、変調率閾値Ｋｔｈ未満の値であってもよい。

なお、変調率閾値Ｋｔｈの値は、三相交流電力の力率に応じて変わる。具体的には、力率が小さくなる（力率角が大きくなる）のに応じて変調率閾値Ｋｔｈも小さくなる。そこで振幅選択部１２７は、第一基準値を力率に応じて変更してもよい。より具体的に、振幅選択部１２７は、力率が小さくなるのに応じて第一基準値を小さくしてもよい。

位相演算部１２２により算出された位相と、振幅演算部１２３により算出された振幅とに基づき生成された調整波指令が基本波指令に重畳されることによって、倍調波リプルが削減される。以下、この原理を説明する。簡略化のために、以下においては、Ｕ相における数式のみを示す。

基本波指令に従った出力電圧Ｖｂａｓｅ、出力電流Ｉｂａｓｅ及び出力電力Ｗｂａｓｅは、次式で表される。

式（１０）に示されるように、出力電力Ｗｂａｓｅの振動成分の周波数は、基本波指令Ｋｂａｓｅの周波数の二倍である。このため、基本波指令のみが相電圧指令として出力されると、出力電力Ｗｂａｓｅの周波数に従って直流電圧値Ｖｄｃに倍調波リプルが生じる。以下、周波数が基本波指令Ｋｂａｓｅの周波数の二倍である振動成分を「倍調波成分」という。

調整波指令に従った出力電圧Ｖａｄｄ及び出力電力Ｗａｄｄは次式で表される。

更に、基本波指令Ｋｂａｓｅに調整波指令Ｋａｄｄを重畳した相電圧指令に従った出力電力は、次式で表される。

上記位相演算部１２２が上記式（５）によって初期位相θ_Ｎを算出し、振幅演算部１２３が式（６）によって調整波振幅Ｋ＿３を算出する場合を想定し、式（１３）に式（５）及び式（６）を代入すると、次式が得られる。

式（１４）で示される出力電力は倍調波成分を含んでいない。このように、式（５）によって初期位相θ_Ｎを算出し、式（６）によって調整波振幅Ｋ＿３を算出することによって、倍調波成分が消えるので、直流電圧値Ｖｄｃの倍調波リプルも消えることとなる。

式（１４）で示される出力電力における振動成分の周波数は、基本波指令Ｋｂａｓｅの周波数の四倍となっている。以下、周波数が基本波指令Ｋｂａｓｅの周波数の四倍である振動成分を「四倍調波成分」という。出力電力に振動成分が残る限り、直流電圧値Ｖｄｃのリプルも残るが、振動成分が高周波の四倍調波成分となったことによって、リプルの振幅は削減される。

なお、以上の説明では、式（５）によって初期位相θ_Ｎを算出し、式（６）によって調整波振幅Ｋ＿３を算出して倍調波成分が消える場合を例示したが、必ずしも倍調波成分を消さなくてもよい。基本波指令Ｋｂａｓｅに調整波指令Ｋａｄｄを重畳することで、出力電力の倍調波成分が少なくとも削減されていれば、倍調波リプルは抑制される。

磁極位置情報取得部１３１は、電動機９の磁極位置を示す情報を取得する。磁極位置情報取得部１３１により取得される磁極位置は、上記式（１）におけるω_０・ｔに相当する。磁極位置情報取得部１３１により取得される磁極位置情報は、基本波生成部１１２による基本波指令の生成、座標変換部１１５における座標変換、及び位相演算部１２２における調整波位相の算出などに用いられる。

（過変調補正部）
振幅演算部１２３の説明において述べたように、直流電圧値Ｖｄｃを超える振幅の相電圧指令をインバータ回路に出力すると、所望の三相交流電力が得られず、電動機９を所望の状態に制御できない可能性がある。そこで、制御装置１００は、過変調補正部１２４を更に備えてもよい。過変調補正部１２４は、いずれかの相電圧指令の振幅が直流電圧値Ｖｄｃを超えた量を全ての相電圧指令の振幅から減算する。例えば過変調補正部１２４は、インバータ２Ｕ用の相電圧指令の振幅が直流電圧値Ｖｄｃを超えた場合に、当該相電圧指令の振幅が直流電圧値Ｖｄｃを超えた量（以下、「超過量」という。）を算出し、全てのインバータ２Ｕ，２Ｖ，２Ｗ用の相電圧指令の振幅から当該超過量を減算する。

（昇圧回路及び昇圧制御部）
インバータセル１０により出力可能な電圧振幅をより高くするために、制御装置１００が昇圧制御部１２８を更に有し、インバータセル１０が昇圧回路２０を更に有してもよい。昇圧制御部１２８は、基本波振幅Ｋが上昇するのに応じて、直流電圧値Ｖｄｃを上昇させるための昇圧指令を生成する。例えば昇圧制御部１２８は、基本波振幅Ｋが所定の基準値（以下、「第二基準値」という。）を超えるのに応じて昇圧指令を生成する。第二基準値は、例えば上記変調率閾値Ｋｔｈであってもよいし、変調率閾値Ｋｔｈ未満の値であってもよい。第二基準値は、上記第一基準値より小さくてもよい。

上述したように、変調率閾値Ｋｔｈの値は三相交流電力の力率に応じて変わる。そこで昇圧制御部１２８は、第二基準値を力率に応じて変更してもよい。より具体的に、昇圧制御部１２８は、力率が小さくなるのに応じて第二基準値を小さくしてもよい。昇圧制御部１２８は、直流電圧値Ｖｄｃを相電圧指令の振幅と同等以上とするように昇圧指令を生成してもよい。例えば昇圧制御部１２８は、基本波振幅Ｋが第二基準値を超えている場合に、基本波振幅Ｋを第二基準値で除算した倍率以上の昇圧率で直流電圧値Ｖｄｃを昇圧するように昇圧指令を生成する。

昇圧回路２０は、上記昇圧指令に応じて直流電圧値Ｖｄｃを上昇させる回路である。例えば昇圧回路２０は、チョッパ回路２１とチョッパ駆動回路２２とを有する。チョッパ回路２１は、コイル２３と、スイッチ２４と、ダイオード２５とを含む。コイル２３は、整流回路１１とコンデンサ１３との間において直流母線１４Ｐに設けられている。スイッチ２４は、コイル２３とコンデンサ１３との間において、直流母線１４Ｐ，１４Ｎに接続されている。スイッチ２４は、オン・オフ切り替えによって、コイル２３にエネルギーを蓄える状態と、蓄えたエネルギーをコンデンサ１３側に解放する状態とを切り替える。ダイオード２５は、スイッチ２４とコンデンサ１３との間において直流母線１４Ｐに設けられており、コンデンサ１３からスイッチ２４への電流を防止する。

チョッパ駆動回路２２は、直流電圧値Ｖｄｃを上昇させるようにチョッパ回路２１を制御する。例えばチョッパ駆動回路２２は、スイッチ２４のオン・オフを周期的に切り替えるようにチョッパ回路２１を制御し、スイッチ２４のオン時間及びオフ時間の比率によって昇圧率を調節する。例えばチョッパ駆動回路２２は、昇圧率に応じて次式のようにオン時間及びオフ時間を算出する。

Ｔ：切替周期
Ｔｏｆｆ：オフ時間
α：昇圧率指令値

Ｔｏｎ：オン時間

昇圧回路２０を有する場合に、インバータセル１０は、上記電圧検出器３１として、二つの電圧検出器３１Ａ，３１Ｂを有してもよい。電圧検出器３１Ａは、整流回路１１とチョッパ回路２１との間で直流電圧値Ｖｄｃを検出する。電圧検出器３１Ｂは、チョッパ回路２１とコンデンサ１３との間で直流電圧値Ｖｄｃを検出する。以下、必要に応じ、電圧検出器３１Ａにより検出される直流電圧値Ｖｄｃを直流電圧値Ｖｄｃ１とし、電圧検出器３１Ｂにより検出される直流電圧値Ｖｄｃを直流電圧値Ｖｄｃ２としてこれらを区別する。

（電源装置）
インバータセル１０により出力可能な電圧振幅をより大きくするために、電力変換装置１は電源装置３（図１参照）を更に備えてもよい。例えば電源装置３は、基本波振幅Ｋよりも大きな電圧振幅にて、インバータセル１０に入力するための入力交流電圧を生成する。例えば電源装置３はトランス４１を有する。トランス４１は、電力系統ＰＳと全てのインバータセル１０との間に介在し、それぞれのインバータセル１０用に上記入力交流電圧を生成する。例えばトランス４１は、インバータセル１０において設定し得る基本波振幅Ｋの最大値よりも大きい入力交流電圧を生成する。

（制御装置のハードウェア構成）
続いて、制御装置１００のハードウェア構成を例示する。図４に示すように、制御装置１００は、回路１９０を有する。回路１９０は、一つ又は複数のプロセッサ１９１と、メモリ１９２と、ストレージ１９３と、入出力ポート１９４とを有する。ストレージ１９３は、制御装置１００の上記各機能モジュールを構成するためのプログラムを記録している。ストレージ１９３は、コンピュータ読み取り可能であればどのようなものであってもよい。具体例として基板に実装された不揮発性の半導体メモリ等が挙げられるが、基板に外装されるハードディスク、磁気ディスク及び光ディスク等であってもよい。メモリ１９２は、ストレージ１９３からロードしたプログラム及びプロセッサ１９１の演算結果等を一時的に記憶する。プロセッサ１９１は、メモリ１９２と協働してプログラムを実行することで、各機能モジュールを構成する。入出力ポート１９４は、プロセッサ１９１からの指令に応じ、各インバータセル１０との間で信号の入出力を行う。

なお、回路１９０は、必ずしもプログラムにより各機能を構成するものに限られない。例えば、回路１９０は、専用の論理回路又はこれを集積したＡＳＩＣ（Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ Ｓｐｅｃｉｆｉｃ Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ）等により少なくとも一部の機能を構成してもよい。

〔電力変換手順〕
続いて、電力変換方法の一例として、電力変換装置１が実行する電力変換手順を説明する。この電力変換手順は、インバータ２Ｕ，２Ｖ，２Ｗに三相交流電力を生成させるように、三相交流電力のいずれか一相の交流電力を生成させるための基本波指令をインバータ２Ｕ，２Ｖ，２Ｗごとに生成することと、基本波指令の三倍の周波数の調整波指令をインバータ２Ｕ，２Ｖ，２Ｗごとに生成することと、基本波指令に調整波指令を重畳した相電圧指令をインバータ２Ｕ，２Ｖ，２Ｗごとに出力することと、基本波指令の周波数の二倍の周波数にて直流母線１４Ｐ，１４Ｎに生じる電圧リプルを減らすように、三相交流電力の力率に基づいて調整波指令の位相を算出することと、を含む。

図５は、電力変換手順を例示するブロック線図である。電力変換装置１は、図５で示される電力変換手順を予め設定された制御周期で繰り返す。図５において、ブロックＢ０１では、電流指令生成部１１１が、電流指令値Ｉｄ＿ｒｅｆ，Ｉｑ＿ｒｅｆを生成する。ブロックＢ０２では、座標変換部１１５が、電流値Ｉｕ＿ｆｂｋ，Ｉｖ＿ｆｂｋ，Ｉｗ＿ｆｂｋを電流値Ｉｄ＿ｆｂｋ，Ｉｑ＿ｆｂｋに変換する。加え合わせ点Ｐ０１では、基本波生成部１１２が、電流指令値Ｉｄ＿ｒｅｆ，Ｉｑ＿ｒｅｆから電流値Ｉｄ＿ｆｂｋ，Ｉｑ＿ｆｂｋを減算して電流偏差を算出する。

ブロックＢ０３では、基本波生成部１１２が、上記電流偏差に対して比例演算、比例・積分演算、又は比例・積分・微分演算等を行い、この演算結果に周波数指令に比例した速度起電力を加算することで、電圧指令値Ｖｄ＿ｒｅｆ，Ｖｑ＿ｒｅｆを算出する。例えば基本波生成部１１２は、周波数指令ｆ＿ｒｅｆを用いて速度起電力を算出する。ブロックＢ０４では、基本波生成部１１２が、電圧指令値Ｖｄ＿ｒｅｆ，Ｖｑ＿ｒｅｆに基づいて電圧指令振幅Ａを算出する。例えば基本波生成部１１２は、電圧指令値Ｖｄ＿ｒｅｆ，Ｖｑ＿ｒｅｆの二乗和の平方根を電圧指令振幅Ａとして算出する。

ブロックＢ０５では、基本波生成部１１２が、電圧指令振幅Ａを直流電圧値Ｖｄｃ２で除算して基本波振幅Ｋを算出する。なお、上述したように、直流電圧値Ｖｄｃ２は、チョッパ回路２１とコンデンサ１３との間において測定される値である。このため、チョッパ回路２１により直流電圧値Ｖｄｃ２が上昇すると、基本波振幅Ｋの上昇が抑制される。

ブロックＢ０６では、基本波生成部１１２が、座標変換によりＵ相、Ｖ相及びＷ相のそれぞれの基本波指令Ｋｂａｓｅ＿ｕ，Ｋｂａｓｅ＿ｖ，Ｋｂａｓｅ＿ｗを算出する。ブロックＢ０７では、振幅演算部１２３が、基本波振幅Ｋに基づいて調整波振幅Ｋ＿３を算出する。ブロックＢ０７における具体的処理内容については後述する。

ブロックＢ０８では、力率角演算部１２１及び位相演算部１２２が、電流値Ｉｄ＿ｆｂｋ，Ｉｑ＿ｆｂｋ及び電圧値Ｖｄ，Ｖｑに基づいて調整波位相φ＿３（式（３）の３・ω_０・ｔ＋θ_Ｎ）を算出する。ブロックＢ０８における具体的処理内容については後述する。

ブロックＢ０９では、調整波生成部１１３が、ブロックＢ０７において算出された調整波振幅Ｋ＿３と、ブロックＢ０８において算出された調整波位相φ＿３とに基づいてＵ相、Ｖ相及びＷ相のそれぞれの調整波指令Ｋａｄｄ＿ｕ，Ｋａｄｄ＿ｖ，Ｋａｄｄ＿ｗを生成する。加え合わせ点Ｐ０２では、指令出力部１１４が、基本波指令Ｋｂａｓｅ＿ｕ，Ｋｂａｓｅ＿ｖ，Ｋｂａｓｅ＿ｗに調整波指令Ｋａｄｄ＿ｕ，Ｋａｄｄ＿ｖ，Ｋａｄｄ＿ｗをそれぞれ加算し、インバータ２Ｕ，２Ｖ，２Ｗごとの相電圧指令値Ｋｒｅｆ＿ｕ，Ｋｒｅｆ＿ｖ，Ｋｒｅｆ＿ｗを出力する。

ブロックＢ１１では、過変調補正部１２４が、相電圧指令値Ｋｒｅｆ＿ｕ，Ｋｒｅｆ＿ｖ，Ｋｒｅｆ＿ｗのいずれかが直流電圧値Ｖｄｃ２を超えた量を全ての相電圧指令値Ｋｒｅｆ＿ｕ，Ｋｒｅｆ＿ｖ，Ｋｒｅｆ＿ｗから減算し、補正後指令値Ｋｏｕｔ＿ｕ，Ｋｏｕｔ＿ｖ，Ｋｏｕｔ＿ｗをインバータ２Ｕ，２Ｖ，２Ｗのインバータセル１０のセル制御器４０にそれぞれ出力する。セル制御器４０は補正後指令値Ｋｏｕｔ＿ｕ，Ｋｏｕｔ＿ｖ，Ｋｏｕｔ＿ｗに応じたゲート駆動信号を生成してゲート駆動回路１５に出力する。これにより、補正後指令値Ｋｏｕｔ＿ｕ，Ｋｏｕｔ＿ｖ，Ｋｏｕｔ＿ｗに応じた出力電圧を生成するようにスイッチング回路１６が制御される。ブロックＢ１１の具体的処理内容については後述する。

ブロックＢ１２では、昇圧制御部１２８が、ブロックＢ０４において生成された電圧指令振幅Ａを直流電圧値Ｖｄｃ１で除算して基本波振幅Ｋを算出する。ブロックＢ１３では、昇圧制御部１２８が、基本波振幅Ｋに基づいて昇圧率指令値αを生成する。ブロックＢ１３の具体的処理内容については後述する。なお、上述したように、直流電圧値Ｖｄｃ１は、整流回路１１とチョッパ回路２１との間において測定される値である。このため、ブロックＢ１３では、チョッパ回路２１による昇圧前の直流電圧値Ｖｄｃに基づいて昇圧率指令値αを生成する。

以下、ブロックＢ０７における振幅算出手順、ブロックＢ０８における位相算出手順、ブロックＢ１１における過変調補正手順、及びブロックＢ１３における昇圧指令の生成手順の具体的内容を例示する。

（振幅算出手順）
図６は、振幅算出手順を例示するブロック線図である。図６において、ブロックＢ２１では、第一振幅演算部１２５が、基本波振幅Ｋと同じ値の第一振幅を算出する。ブロックＢ２２では、第二振幅演算部１２６が、基本波振幅Ｋに上記近似下降ラインＬ２１の傾きａを乗算する。加え合わせ点Ｐ１１では、第二振幅演算部１２６が、ブロックＢ２２において生成された値に上記近似下降ラインＬ２１の切片ｂを加算して上記第二振幅を算出する。加え合わせ点Ｐ１２では、振幅選択部１２７が、基本波振幅Ｋから上記第一基準値Ｋｔｈ１を減算して判断基準値ｕを算出する。

ブロックＢ２３では、振幅選択部１２７が、判断基準値ｕの値に応じて第一振幅及び第二振幅のいずれか一方を調整波振幅Ｋ＿３として選択する。例えば振幅選択部１２７は、判断基準値ｕがゼロ以下である場合には第一振幅を調整波振幅Ｋ＿３として選択する。判断基準値ｕがゼロを超えている場合には第二振幅を調整波振幅Ｋ＿３として選択する。以上で振幅の算出手順が完了する。

（位相算出手順）
図７は、位相算出手順を例示するブロック線図である。図７において、ブロックＢ３１では、力率角演算部１２１が電圧値Ｖｄ，Ｖｑの位相角を算出する。ブロックＢ３２では、力率角演算部１２１が電流値Ｉｄ＿ｆｂｋ，Ｉｑ＿ｆｂｋの位相角を算出する。加え合わせ点Ｐ２１では、力率角演算部１２１が、電圧値Ｖｄ，Ｖｑの位相角から電流値Ｉｄ＿ｆｂｋ，Ｉｑ＿ｆｂｋの位相角を減算して力率角を算出する。

ブロックＢ３３では、位相演算部１２２が、加え合わせ点Ｐ２１において算出された力率角に一次遅れのフィルタリング処理を施す。ブロックＢ３３における時定数Ｔｃは、例えばゲート駆動回路１５のキャリア周期より大きい値に設定される。ブロックＢ３４では、位相演算部１２２が、力率角に２を乗算して初期位相θ_Ｎを算出する。加え合わせ点Ｐ２２では、位相演算部１２２が、ｄｑ座標系における電圧値Ｖｄ，Ｖｑの位相角を固定座標系（例えばαβ座標系）における位相角に変換する。

ブロックＢ３５では、位相演算部１２２が、加え合わせ点Ｐ２２において得られた位相角に３を乗算して、基本波指令Ｋｂａｓｅの位相角の三倍の位相角（以下、「三倍位相角」という。）を算出する。加え合わせ点Ｐ２３では、位相演算部１２２が、ブロックＢ３５において得られた三倍位相角から、ブロックＢ３４で得られた初期位相θ_Ｎを減算して調整波位相φ＿３を算出する。以上で位相の算出手順が完了する。

（過変調補正手順）
図８は、過変調補正手順を例示するブロック線図である。図８において、ブロックＢ４１では、過変調補正部１２４が相電圧指令値Ｋｒｅｆ＿ｕ，Ｋｒｅｆ＿ｖ，Ｋｒｅｆ＿ｗの最大値Ｋｍａｘを選択する。より具体的に、過変調補正部１２４は、Ｕ相の相電圧指令値、Ｖ相の相電圧指令値、及びＷ相の相電圧指令値における最大値を選択する。ブロックＢ４２では、過変調補正部１２４が、最大値Ｋｍａｘに対して上限値を１とするリミッタ処理を施す。

加え合わせ点Ｐ３１では、過変調補正部１２４が、ブロックＢ４２におけるリミッタ処理の結果から最大値Ｋｍａｘを減算する。最大値Ｋｍａｘが１以下であれば、ブロックＢ４２におけるリミッタ処理の結果は最大値Ｋｍａｘと同じ値になる。最大値Ｋｍａｘが１を超えていれば、ブロックＢ４２におけるリミッタ処理の結果は１となり、最大値Ｋｍａｘよりも小さくなる。このため、最大値Ｋｍａｘが１以下であれば加え合わせ点Ｐ３１における演算結果がゼロとなり、最大値Ｋｍａｘが１を超えていれば加え合わせ点Ｐ３１における演算結果が負の値となる。以下、加え合わせ点Ｐ３１における演算結果を「第一補正値」という。

ブロックＢ４３では、過変調補正部１２４が相電圧指令値Ｋｒｅｆ＿ｕ，Ｋｒｅｆ＿ｖ，Ｋｒｅｆ＿ｗの最小値Ｋｍｉｎを選択する。より具体的に、過変調補正部１２４は、Ｕ相の相電圧指令値、Ｖ相の相電圧指令値、及びＷ相の相電圧指令値における最小値を選択する。ブロックＢ４４では、過変調補正部１２４が、最小値Ｋｍｉｎに対して下限値を－１とするリミッタ処理を施す。

加え合わせ点Ｐ３２では、過変調補正部１２４が、ブロックＢ４４におけるリミッタ処理の結果から最小値Ｋｍｉｎを減算する。最小値Ｋｍｉｎが－１以上であれば、ブロックＢ４４におけるリミッタ処理の結果は最小値Ｋｍｉｎと同じ値になる。最小値Ｋｍｉｎが－１未満であれば、ブロックＢ４４におけるリミッタ処理の結果は－１となり、最小値Ｋｍｉｎよりも大きくなる。このため、最小値Ｋｍｉｎが－１以上であれば加え合わせ点Ｐ３２における演算結果がゼロとなり、最小値Ｋｍｉｎが－１未満であれば加え合わせ点Ｐ３２における演算結果が正の値となる。以下、加え合わせ点Ｐ３２における演算結果を「第二補正値」という。

加え合わせ点Ｐ３３では、過変調補正部１２４が、加え合わせ点Ｐ３１，Ｐ３２における演算結果を加算して判断基準値ｕを算出する。ブロックＢ４５では、過変調補正部１２４が、判断基準値ｕの値に応じて第一補正値及び第二補正値のいずれか一方を選択する。例えば過変調補正部１２４は、判断基準値ｕがゼロ以下である場合には第一補正値を選択し、判断基準値ｕがゼロを超えている場合には第二補正値を選択する。

加え合わせ点Ｐ３４では、過変調補正部１２４が、ブロックＢ４５で選択された補正値を相電圧指令値Ｋｒｅｆ＿ｕ，Ｋｒｅｆ＿ｖ，Ｋｒｅｆ＿ｗに加算する。例えば、最大値Ｋｍａｘが１を超えており、最小値Ｋｍｉｎが－１以上である場合、第一補正値は負の値となり、第二補正値はゼロとなる。このため判断基準値ｕが負の値となって第一補正値が選択され、負の値である第一補正値が相電圧指令値Ｋｒｅｆ＿ｕ，Ｋｒｅｆ＿ｖ，Ｋｒｅｆ＿ｗの全てに加算される。これにより、最大値Ｋｍａｘが１を超えた量が、相電圧指令値Ｋｒｅｆ＿ｕ，Ｋｒｅｆ＿ｖ，Ｋｒｅｆ＿ｗから減算される。これにより、Ｋｍａｘを１以下とすることができる。一方、最大値Ｋｍａｘが１以下であり、最小値Ｋｍｉｎが－１未満である場合、第一補正値はゼロとなり、第二補正値は正の値となる。このため、判断基準値ｕが正の値となって第二補正値が選択され、正の値である第二補正値が相電圧指令値Ｋｒｅｆ＿ｕ，Ｋｒｅｆ＿ｖ，Ｋｒｅｆ＿ｗの全てに加算される。これにより、最小値Ｋｍｉｎが－１を超えた量（下回った量）が、相電圧指令値Ｋｒｅｆ＿ｕ，Ｋｒｅｆ＿ｖ，Ｋｒｅｆ＿ｗから減算される。これにより、Ｋｍｉｎを－１以上とすることができる。

（昇圧指令生成手順）
図９は、昇圧指令の生成手順を例示するブロック線図である。図９において、ブロックＢ５１では、昇圧制御部１２８が、昇圧率指令値を１にする。以下、ブロックＢ５１における算出結果を「第一指令値」という。ブロックＢ５２では、昇圧制御部１２８が、基本波振幅Ｋを第二基準値Ｋｔｈ２で除算して昇圧率指令値を生成する。以下、ブロックＢ５２における生成結果を「第二指令値」という。加え合わせ点Ｐ４１では、昇圧制御部１２８が、基本波振幅Ｋから第二基準値Ｋｔｈ２を減算して判断基準値ｕを算出する。

ブロックＢ５３では、昇圧制御部１２８が、判断基準値ｕの値に応じて第一指令値及び第二指令値のいずれか一方を昇圧率指令値αとして選択する。例えば昇圧制御部１２８は、判断基準値ｕがゼロ以下である場合には第一指令値を昇圧率指令値αとして選択する。判断基準値ｕがゼロを超えている場合には第二指令値を昇圧率指令値αとして選択する。これにより、基本波振幅Ｋが第二基準値Ｋｔｈ２を超えている場合には、基本波振幅Ｋを第二基準値Ｋｔｈ２で除算した倍率にて直流電圧値Ｖｄｃを昇圧させるように昇圧率指令値αが算出される。以上で昇圧指令の生成手順が完了する。

〔本実施形態の効果〕
以上に説明したように電力変換装置１は、直流母線１４Ｐ，１４Ｎの直流電力を単相交流電力に変換する三つのインバータ２Ｕ，２Ｖ，２Ｗと、三相交流電力を生成するように三つのインバータ２Ｕ，２Ｖ，２Ｗを制御する制御装置１００と、を備え、制御装置１００は、三相交流電力のいずれか一相の交流電力を生成させるための基本波指令をインバータ２Ｕ，２Ｖ，２Ｗごとに生成する基本波生成部１１２と、基本波指令の三倍の周波数の調整波指令をインバータ２Ｕ，２Ｖ，２Ｗごとに生成する調整波生成部１１３と、基本波指令に調整波指令を重畳した相電圧指令をインバータ２Ｕ，２Ｖ，２Ｗごとに出力する指令出力部１１４と、基本波指令の周波数の二倍の周波数にて直流母線１４Ｐ，１４Ｎに生じる電圧リプルを減らすように、三相交流電力の力率に基づいて調整波指令の位相を算出する位相演算部１２２と、を有する。

基本波指令に対し、基本波指令の三倍の周波数の調整波指令を重畳すると、それぞれのインバータ２Ｕ，２Ｖ，２Ｗが出力する単相交流の電圧波形は変わる。一方、三相交流電力の線間電圧の波形は、調整波指令を重畳しない場合と変わらない。具体的には、調整波指令によって一方の相電圧に重畳された調整波成分と、調整波指令によって他方の相電圧に重畳された調整波成分とが打ち消し合う。このため、調整波指令の重畳によれば、三相交流電力を実質的に変えることなく、各相の電圧波形を調節することができる。

ここで、インバータの直流母線には、基本波指令の周波数の二倍の周波数にて電圧リプルが生じる傾向がある。以下、これを「倍調波リプル」という。倍調波リプルを抑制するためには、直流母線１４Ｐ，１４Ｎ間のコンデンサ容量を大きく保つことが必要となる。そこで、コンデンサ容量を縮小するには、コンデンサ容量とは別の対策にて倍調波リプルを削減することが必要である。倍調波リプルは、上記基本波指令に対する上記調整波指令の位相（以下、「調整波位相」という。）を調節することによって削減可能である。倍調波リプルを削減するのに有効な調整波位相は、三相交流電力の力率に相関する。これらの性質を利用し、位相演算部１２２は、倍調波リプルを減らすように、三相交流電力の力率に基づいて基本波指令に対する調整波指令の位相を算出する。これにより、倍調波リプルが削減されるので、コンデンサ容量を縮小することが可能となる。したがって、インバータ２Ｕ，２Ｖ，２Ｗのコンデンサ容量の縮小が可能である。

制御装置１００は、電圧リプルを減らすように、基本波指令の振幅に基づいて調整波指令の振幅を算出する振幅演算部１２３を更に有していてもよい。倍調波リプルを削減するのに有効な調整波指令の振幅（以下、「調整波振幅」という。）は、基本波指令の振幅に相関する。このため、電圧リプルを減らすように、基本波指令の振幅に基づいて調整波指令の振幅を算出する構成によれば、倍調波リプルをより確実に削減することができる。

制御装置１００は、いずれかの相電圧指令の振幅が直流母線１４Ｐ，１４Ｎの電圧を超えた量を全ての相電圧指令の振幅から減算する過変調補正部１２４を更に有していてもよい。倍調波リプルを削減するように調整波指令の位相及び振幅を調節する場合、これに起因して相電圧指令が直流母線の電圧を超える可能性がある。以下、相電圧指令が直流母線の電圧を超えることを「過変調状態」という。過変調状態においては、実際に出力される相電圧と相電圧指令との乖離が拡大し、三相交流電力の信頼性が低下する。これに対し、過変調補正部１２４を更に備えることで、過変調状態の発生を抑制し、三相交流電力の信頼性を向上させることができる。

振幅演算部１２３は、電圧リプルを減らすように、基本波指令の振幅に基づいて調整波指令の振幅を算出する第一振幅演算部１２５と、基本波指令の振幅が上昇するのに応じて調整波指令の振幅を低下させる第二振幅演算部１２６と、基本波指令の振幅が上昇するのに応じて、調整波指令の振幅を、第一振幅演算部１２５により算出される振幅から第二振幅演算部１２６により算出される振幅に切り替える振幅選択部１２７と、を含んでいてもよい。

調整波指令の振幅を第一振幅演算部１２５により算出される振幅から第二振幅演算部１２６により算出される振幅に切り替えることにより、上記過変調状態の発生を抑制することができる。このように、振幅の切り替えにより過変調状態の発生を抑制する方式を以下では「第一方式の過変調抑制」という。これに対し、上述した過変調補正部１２４により過変調状態の発生を抑制する方式（相電圧指令が直流母線１４Ｐ，１４Ｎの電圧を超えた量を当該相電圧指令から減算する方式）を以下では「第二方式の過変調抑制」という。

第二方式の過変調抑制によれば、相電圧指令が直流母線の電圧を超えた量（以下、「電圧超過量」という。）が相電圧指令から減算されるので、過変調を高い信頼性で抑制することができる。一方、電圧超過量が相電圧指令から強制的に減算されるので、倍調波リプルの削減効果の前提としている調整波指令の波形が乱れる。これにより、倍調波リプルの削減効果が低下する可能性がある。これに対し、第一方式の過変調抑制によれば、調整波指令の波形は維持されるので、波形の乱れに起因して倍調波リプルの削減効果が低下することはない。そこで、第一方式及び第二方式の過変調抑制を組み合わせることで、倍調波リプルの削減効果の低下を抑制しつつ、高い信頼性で過変調抑制を図ることができる。

制御装置１００は、基本波指令の振幅が上昇するのに応じて、直流母線の電圧を上昇させるための昇圧指令を生成する昇圧制御部１２８を更に有し、三つのインバータ２Ｕ，２Ｖ，２Ｗのそれぞれは、昇圧指令に応じて直流母線１４Ｐ，１４Ｎの電圧を上昇させるための昇圧回路を有していてもよい。この場合、基本波指令の振幅の許容範囲を拡大し、倍調波リプルをより確実に削減することができる。

振幅選択部１２７は、基本波指令の振幅が第一基準値を超えるのに応じて調整波指令の振幅を、第一振幅演算部１２５により算出される振幅から第二振幅演算部１２６により算出される振幅に切り替え、昇圧制御部１２８は、基本波指令の振幅が第一基準値よりも小さい第二基準値を超えるのに応じて昇圧指令を生成してもよい。この場合、第一方式の過変調抑制に先立って、直流母線１４Ｐ，１４Ｎの電圧が上昇するので、倍調波リプルをより確実に削減することができる。また、直流母線１４Ｐ，１４Ｎの電圧上昇が不十分である場合には、第一方式及び第二方式の過変調抑制を組み合わせることで、倍調波リプルの削減効果の低下を抑制しつつ、高い信頼性で過変調抑制を図ることができる。

昇圧制御部１２８は、直流母線１４Ｐ，１４Ｎの電圧を相電圧指令の振幅と同等以上とするように昇圧指令を生成してもよい。この場合、倍調波リプルをより確実に削減することができる。

電力変換装置１は、基本波指令の振幅よりも大きな電圧振幅にて、インバータ２Ｕ，２Ｖ，２Ｗに入力するための入力交流電圧を生成する電源装置３を更に備えていてもよい。この場合、基本波指令の振幅の許容範囲を拡大し、倍調波リプルをより確実に削減することができる。

三つのインバータ２Ｕ，２Ｖ，２Ｗのそれぞれは、複数のインバータ回路１２の交流側を直列に接続した直列多重インバータであってもよい。

以上、実施形態について説明したが、本発明は必ずしも上述した形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で様々な変形が可能である。

１…電力変換装置、２Ｕ，２Ｖ，２Ｗ…インバータ、３…電源装置、１２…インバータ回路、１４Ｐ，１４Ｎ…直流母線、１００…制御装置、１１２…基本波生成部、１１３…調整波生成部、１１４…指令出力部、１２２…位相演算部、１２３…振幅演算部、１２４…過変調補正部、１２５…第一振幅演算部、１２６…第二振幅演算部、１２７…振幅選択部、１２８…昇圧制御部。

Claims (16)

1. 直流母線の直流電力を単相交流電力に変換する三つのインバータと、
   三相交流電力を生成するように前記三つのインバータを制御する制御装置と、を備え、
   前記制御装置は、
   前記三相交流電力のいずれか一相の交流電力を生成させるための基本波指令を前記インバータごとに生成する基本波生成部と、
   前記基本波指令の三倍の周波数の調整波指令を前記インバータごとに生成する調整波生成部と、
   前記基本波指令に前記調整波指令を重畳した相電圧指令を前記インバータごとに出力する指令出力部と、
   前記基本波指令の周波数の二倍の周波数にて前記直流母線に生じる電圧リプルを減らすように、前記三相交流電力の力率に基づいて前記調整波指令の位相を算出する位相演算部と、
   前記電圧リプルを減らすように、前記基本波指令の振幅に基づいて前記調整波指令の振幅を算出する振幅演算部と、を有し、
   前記振幅演算部は、
   前記電圧リプルを減らすように、前記基本波指令の振幅に基づいて前記調整波指令の振幅を算出する第一振幅演算部と、
   前記基本波指令の振幅が上昇するのに応じて前記調整波指令の振幅を低下させる第二振幅演算部と、
   前記基本波指令の振幅が上昇するのに応じて、前記調整波指令の振幅を、前記第一振幅演算部により算出される振幅から前記第二振幅演算部により算出される振幅に切り替える振幅選択部と、を含む、電力変換装置。
2. 前記位相演算部は、前記調整波指令の初期位相を、前記三相交流電力の力率角の１．８～２．２倍にする、請求項１記載の電力変換装置。
3. 前記第一振幅演算部は、前記基本波指令の振幅が上昇するのに応じて前記調整波指令の振幅を上昇させる、請求項１又は２記載の電力変換装置。
4. 前記第一振幅演算部は、前記調整波指令の振幅を、前記基本波指令の振幅の０．５～１．５倍にする、請求項３記載の電力変換装置。
5. 前記第二振幅演算部は、前記相電圧指令の振幅を前記直流母線の電圧に実質的に一致させるように、前記基本波指令の振幅が上昇するのに応じて前記調整波指令の振幅を低下させる、請求項１～４のいずれか一項記載の電力変換装置。
6. 前記制御装置は、いずれかの前記相電圧指令が前記直流母線の電圧を超えた量を全ての前記相電圧指令から減算する過変調補正部を更に有する、請求項１～５のいずれか一項記載の電力変換装置。
7. 前記制御装置は、前記基本波指令の振幅が上昇するのに応じて、前記直流母線の電圧を上昇させるための昇圧指令を生成する昇圧制御部を更に有し、
   前記三つのインバータのそれぞれは、前記昇圧指令に応じて前記直流母線の電圧を上昇させるための昇圧回路を有する、請求項１～６のいずれか一項記載の電力変換装置。
8. 前記振幅選択部は、前記基本波指令の振幅が第一基準値を超えるのに応じて前記調整波指令の振幅を、前記第一振幅演算部により算出される振幅から前記第二振幅演算部により算出される振幅に切り替え、
   前記昇圧制御部は、前記基本波指令の振幅が前記第一基準値よりも小さい第二基準値を超えるのに応じて前記昇圧指令を生成する、請求項７記載の電力変換装置。
9. 前記昇圧制御部は、前記直流母線の電圧を前記相電圧指令の振幅と同等以上とするように前記昇圧指令を生成する、請求項７又は８記載の電力変換装置。
10. 前記基本波指令の振幅よりも大きな電圧振幅にて、前記インバータに入力するための入力交流電圧を生成する電源装置を更に備える、請求項１～９のいずれか一項記載の電力変換装置。
11. 前記三つのインバータのそれぞれは、複数のインバータ回路の交流側を直列に接続した直列多重インバータである、請求項１～１０のいずれか一項記載の電力変換装置。
12. 直流母線の直流電力を単相交流電力に変換する三つのインバータに三相交流電力を生成させるように、前記三相交流電力のいずれか一相の交流電力を生成させるための基本波指令を前記インバータごとに生成することと、
    前記基本波指令の三倍の周波数の調整波指令を前記インバータごとに生成することと、
    前記基本波指令に前記調整波指令を重畳した相電圧指令を前記インバータごとに出力することと、
    前記基本波指令の周波数の二倍の周波数にて前記直流母線に生じる電圧リプルを減らすように、前記三相交流電力の力率に基づいて前記基本波指令に対する前記調整波指令の位相を算出することと、
    前記電圧リプルを減らすように、前記基本波指令の振幅に基づいて前記調整波指令の振幅を算出する第一振幅演算を行うことと、
    前記基本波指令の振幅が上昇するのに応じて前記調整波指令の振幅を低下させる第二振幅演算を行うことと、
    前記基本波指令の振幅が上昇するのに応じて、前記調整波指令の振幅を、前記第一振幅演算により算出される振幅から前記第二振幅演算により算出される振幅に切り替えることと、を含む電力変換方法。
13. 前記調整波指令の初期位相を、前記三相交流電力の力率角の１．８～２．２倍にする、請求項１２記載の電力変換方法。
14. 前記第一振幅演算は、前記基本波指令の振幅が上昇するのに応じて前記調整波指令の振幅を上昇させることを含む、請求項１２又は１３記載の電力変換方法。
15. 前記第一振幅演算は、前記調整波指令の振幅を、前記基本波指令の振幅の０．５～１．５倍にすることを含む、請求項１４記載の電力変換方法。
16. 前記第二振幅演算は、前記相電圧指令の振幅を前記直流母線の電圧に実質的に一致させるように、前記基本波指令の振幅が上昇するのに応じて前記調整波指令の振幅を低下させることを含む、請求項１２～１５のいずれか一項記載の電力変換方法。

Images