CN116391317A - 功率转换系统 - Google Patents

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CN116391317A CN202180071257.4A CN202180071257A CN116391317A CN 116391317 A CN116391317 A CN 116391317A CN 202180071257 A CN202180071257 A CN 202180071257A CN 116391317 A CN116391317 A CN 116391317A
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奥园广大
太田圭祐
河野雅树
藤原正英
吉川优
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Abstract

逆变电路(120)具有电路主体部(130)和控制电路主体部(130)的转换控制部(140)，高次谐波抑制装置(200)具有电流控制部(260)，该电流控制部进行控制以便减小流向交流电源(2)的高次谐波电流，功率转换系统(1)包括使逆变电路(120)的状态与高次谐波抑制装置(200)的状态同步的同步单元(142)。

Description

功率转换系统
技术领域
本公开涉及一种功率转换系统，其包括由交流电源供给电源功率而工作的逆变电路和与所述交流电源连接的高次谐波抑制装置。
背景技术
专利文献1公开了一种功率转换系统，其包括由交流电源供给电源功率而工作的逆变电路和与所述交流电源连接的高次谐波抑制装置。在该功率转换系统中，所述逆变电路具有电路主体部和控制所述电路主体部的转换控制部，所述高次谐波抑制装置具有电流控制部，该电流控制部进行控制，以便减小流向所述交流电源的高次谐波电流。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本公开专利公报特开2015－92813号公报
发明内容
－发明要解决的技术问题－
但是，在专利文献1那样的功率转换系统中，为了提高功率转换系统的性能，要求使逆变电路的状态与高次谐波抑制装置的状态同步。
本公开的目的在于：使逆变电路的状态与高次谐波抑制装置的状态同步。
－用于解决技术问题的技术方案－
本公开的第一方面是一种功率转换系统，包括逆变电路120和高次谐波抑制装置200，所述逆变电路120由交流电源2供给电源功率而工作，所述高次谐波抑制装置200与所述交流电源2相连接，其特征在于：所述逆变电路120具有电路主体部130和控制所述电路主体部130的转换控制部140，所述高次谐波抑制装置200具有电流控制部260，所述电流控制部260进行控制，以便减小流向所述交流电源2的高次谐波电流，所述功率转换系统1包括同步单元142、280、346、445、542、5，所述同步单元使所述逆变电路120的状态与所述高次谐波抑制装置200的状态同步。
在第一方面中，通过使逆变电路120的状态与所述高次谐波抑制装置200的状态同步，能够提高功率转换系统1的性能。
本公开的第二方面在第一方面的基础上，其特征在于：所述转换控制部140和电流控制部260中的一控制部140、260包括同步信号生成部142、280、346、445、542作为所述同步单元，所述同步信号生成部142、280、346、445、542生成与所述逆变电路120和所述高次谐波抑制装置200中具有该控制部140、260的一装置120、200的状态同步的同步信号Sms、Spds、Svs、Srs，并发送给所述转换控制部140和电流控制部260中的另一控制部140、260。
在第二方面中，即使在转换控制部140和电流控制部260的工作时钟产生误差的情况下，另一控制部140、260通过参照由一控制部140、260发送的同步信号，也能够与一装置120、200的动作同步。
本公开的第三方面在第二方面的基础上，其特征在于：所述同步信号Sms、Spds、Svs是周期信号。
在第三方面中，另一控制部140、260通过与由一控制部140、260发送的同步信号Sms、Spds、Svs同步地工作，从而能够与一装置120、200同步且周期性地工作。
本公开的第四方面在第三方面的基础上，其特征在于：所述逆变电路120驱动电动机3，所述高次谐波抑制装置200还具有电流形成部210，所述电流形成部210经由并网电抗器230与所述交流电源2相连接，并形成流向所述交流电源2的电流，所述电流控制部260控制所述电流形成部210，以便减小所述高次谐波电流，所述一装置120、200是所述逆变电路120，所述同步信号是与所述电动机3的电角度同步的电动机相位同步信号Sms。
在第四方面中，由于电动机相位同步信号Sms被发送给高次谐波抑制装置200，因此即使不在高次谐波抑制装置200中设置检测电动机相位同步信号Sms的单元，高次谐波抑制装置200的电流控制部260也能够准确地掌握电动机3的旋转周期。
本公开的第五方面在第四方面的基础上，其特征在于：所述电流控制部260具有电源相位获取部261、第一电压计算部2681以及第二电压计算部2682，所述电源相位获取部261推定或检测与由所述交流电源2输出的电源电压vac同步的电源相位信号ωt(fs)，所述第一电压计算部2681根据所述电源相位信号ωt(fs)计算第一电压指令值，以便减小所述高次谐波电流中所包含的、由所述电源电压vac的周期而引起的高次谐波分量，所述第二电压计算部2682根据所述电动机相位同步信号Sms计算第二电压指令值，以便减小所述高次谐波电流中所包含的、由于所述电动机3旋转而引起的高次谐波分量，所述电流控制部260根据所述第一电压指令值和所述第二电压指令值控制所述电流形成部210。
在第五方面中，能够有效地减小流向交流电源2的高次谐波电流中所包含的、由于电源电压vac的周期而引起的高次谐波分量和由电动机3旋转而引起的高次谐波分量。
本公开的第六方面在第五方面的基础上，其特征在于：由所述第一电压计算部2681进行的第一电压指令值的计算和由所述第二电压计算部2682进行的第二电压指令值的计算并列进行。
在第六方面中，第一电压指令值和第二电压指令值的计算动作不会彼此干扰。
本公开的第七方面在第三方面的基础上，其特征在于：所述高次谐波抑制装置200还具有电流形成部210，所述电流形成部210经由并网电抗器230与所述交流电源2连接，并形成流向所述交流电源2的电流，所述电流控制部260控制所述电流形成部210，以便减小所述高次谐波电流，所述一装置120、200是所述逆变电路120，所述同步信号是与由所述交流电源2输出的电源电压vac同步的电源相位同步信号Spds。
在第七方面中，由于电源相位同步信号Spds被发送给高次谐波抑制装置200，因此即使不在高次谐波抑制装置200中设置检测电源电压vac的周期的单元，高次谐波抑制装置200的电流控制部260也能够准确地掌握电源电压vac的周期。
本公开的第八方面在第七方面的基础上，其特征在于：所述转换控制部140具有电源相位获取部341、同步信号生成部346以及脉动抑制控制部342，所述电源相位获取部341推定或检测与由所述交流电源2输出的电源电压vac同步的电源相位信号ωt(fs)，所述同步信号生成部346根据所述电源相位信号ωt(fs)生成所述电源相位同步信号Spds，所述脉动抑制控制部342根据所述电源相位信号ωt(fs)控制所述电路主体部130，以便减小所述逆变电路120的直流侧节点130a、130b之间的电压中所包含的、由于所述电源电压vac的周期而引起的频率的脉动分量，所述电流控制部260根据所述电源相位同步信号Spds控制所述电流形成部210，以便减小所述高次谐波电流中所包含的、由于所述电源电压vac的周期而引起的高次谐波分量。
在第八方面中，能够使由转换控制部140进行的对电路主体部130的控制与由电流控制部260进行的对电流形成部210的控制同步。另外，能够减小逆变电路120的直流侧节点130a、130b之间的电压中所包含的、由于电源电压vac的周期而引起的频率的脉动分量，并且能够减小流向交流电源2的高次谐波电流中所包含的、由于电源电压vac的周期而引起的高次谐波分量。
本公开的第九方面在第三方面的基础上，其特征在于：所述高次谐波抑制装置200还具有电流形成部210，所述电流形成部210经由并网电抗器230与所述交流电源2连接，并形成流向所述交流电源2的电流，所述电流控制部260控制所述电流形成部210，以便减小所述高次谐波电流，所述一装置120、200是所述高次谐波抑制装置200，所述同步信号是与由所述交流电源2输出的电源电压vac同步的电源相位同步信号Spds。
在第九方面中，由于电源相位同步信号Spds被发送给逆变电路120，因此即使不在逆变电路120中设置检测电源电压vac的周期的单元，逆变电路120的转换控制部140也能够准确地掌握电源电压vac的周期。
本公开的第十方面在第九方面的基础上，其特征在于：所述电流控制部260具有电源相位获取部261和同步信号生成部280，所述电源相位获取部261推定或检测与由所述交流电源2输出的电源电压vac同步的电源相位信号ωt(fs)，所述同步信号生成部280根据所述电源相位信号ωt(fs)生成所述电源相位同步信号Spds，所述电流控制部260根据所述电源相位信号ωt(fs)控制所述电流形成部210，以便减小所述高次谐波电流中所包含的、由所述电源电压vac的周期而引起的高次谐波分量，所述转换控制部140具有脉动抑制控制部342，所述脉动抑制控制部342根据所述电源相位同步信号Spds控制所述电路主体部130，以便减小所述逆变电路120的直流侧节点130a、130b之间的电压中所包含的、由于所述电源电压vac的周期而引起的频率的脉动分量。
在第十方面中，能够使由转换控制部140进行的对电路主体部130的控制与由电流控制部260进行的对电流形成部210的控制同步。另外，能够减小逆变电路120的直流侧节点130a、130b之间的电压中所包含的、由所述电源电压vac的周期而引起的频率的脉动分量，并且能够减小流向交流电源2的高次谐波电流中所包含的、由于电源电压vac的周期而引起的高次谐波分量。
本公开的第十一方面在第三方面的基础上，其特征在于：所述高次谐波抑制装置200与功率转换装置100并联连接于所述交流电源2，所述功率转换装置100具有整流电路110、所述逆变电路120、功率转换装置用电容器160以及功率转换装置用电抗器150，所述整流电路110对从所述交流电源2供给来的第一交流电进行整流并输出直流，所述功率转换装置用电容器160连接在所述逆变电路120的直流侧节点130a、130b之间，所述功率转换装置用电抗器150连接在所述整流电路110的一输出端与所述功率转换装置用电容器160的一端之间，所述逆变电路120的电路主体部130包括多个开关元件，通过该开关元件的开关动作，将所述直流转换为第二交流电并供给到负载3，所述转换控制部140根据所述功率转换装置用电抗器150的电压VL、流向所述功率转换装置用电抗器150的电流、所述功率转换装置用电容器160的电压、所述整流电路110的输出电流、以及所述功率转换装置100的输入电流中的任一者的检测值，生成与所述功率转换装置用电抗器150的电压VL的振动同步的振动同步信号Svs作为所述同步信号，并发送给所述电流控制部260，所述高次谐波抑制装置200还具有电流形成部210，所述电流形成部210经由并网电抗器230与所述交流电源2连接，并形成流向所述交流电源2的电流，所述电流控制部260控制所述电流形成部210，以便减小所述高次谐波电流。
在第十一方面中，由于振动同步信号Svs被发送给高次谐波抑制装置200，因此即使不在高次谐波抑制装置200中设置检测功率转换装置用电抗器150的电压VL的振动周期的单元，高次谐波抑制装置200的电流控制部260也能够准确地掌握功率转换装置用电抗器150的电压VL的振动周期。
本公开的第十二方面在第十一方面的基础上，其特征在于：所述转换控制部140根据所述振动同步信号Svs的周期控制所述电路主体部130，所述电流控制部260根据所述振动同步信号Svs控制所述电流形成部210，以便减小所述高次谐波电流中所包含的、由于所述功率转换装置用电抗器150的电压VL的振动引起的高次谐波分量。
在第十二方面中，能够使由转换控制部140进行的对电路主体部130的控制与由电流控制部260进行的对电流形成部210的控制同步。另外，能够减小流向交流电源2的高次谐波电流中所包含的、由功率转换装置用电抗器150的电压VL的振动引起的高次谐波分量。
本公开的第十三方面在第二方面的基础上，其特征在于：还包括断路器4，所述断路器4设置在所述交流电源2与所述逆变电路120以及所述高次谐波抑制装置200之间的电流路径上，所述转换控制部140具有开闭控制部541和同步信号生成部542，所述开闭控制部541控制所述断路器4的开闭，所述同步信号生成部542将与所述断路器4的开闭状态同步的开闭信号Srs作为所述同步信号发送给所述高次谐波抑制装置200。
在第十三方面中，由于开闭信号Srs被发送给高次谐波抑制装置200，因此即使不在高次谐波抑制装置200中设置检测断路器4的开闭状态的单元，高次谐波抑制装置200也能够准确地掌握断路器4的开闭状态。
第十四方面在第十三方面的基础上，其特征在于：所述高次谐波抑制装置200还具有高次谐波抑制装置用电容器220、电压检测部254以及电流形成部210，所述电压检测部254检测所述高次谐波抑制装置用电容器220的电压，所述电流形成部210在交流侧经由并网电抗器230与所述交流电源2相连接，在直流侧与所述高次谐波抑制装置用电容器220连接，并形成流向所述交流电源2的电流，所述电流控制部260控制所述电流形成部210，以便减小所述高次谐波电流，并且当所述开闭信号Srs表示闭合状态、且由所述电压检测部254检测出的电压满足规定的异常条件时，所述电流控制部260检测到异常。
在第十四方面中，当断路器4处于断开状态时，即使由电压检测部254检测出的电压满足规定的异常条件，也不会检测到异常。因此，当断路器4处于断开状态时，能够防止错误地检测到异常。
第十五方面在第十三方面的基础上，其特征在于：所述高次谐波抑制装置200还具有电流形成部210和过零电路171，所述电流形成部210经由并网电抗器230与所述交流电源2相连接，并形成流向所述交流电源2的电流，所述过零电路171检测由所述交流电源2输出的电源电压vac通过零交点的情况，并输出与检测结果相应的过零信号，所述电流控制部260控制所述电流形成部210，以便减小所述高次谐波电流，并且当所述开闭信号Srs表示闭合状态、且由所述过零电路171输出的过零信号满足规定的异常条件时，所述电流控制部260检测到异常。
在第十五方面中，当断路器4处于断开状态时，即使过零信号满足规定的异常条件，也不会检测到异常。因此，当断路器4处于断开状态时，能够防止错误地检测到交流电源2的异常。
第十六方面在第三方面的基础上，其特征在于：所述转换控制部140和所述电流控制部260中的一控制部140、260生成与该一控制部140、260的工作时钟同步的控制同步信号作为所述同步信号Sms、Spds、Svs，并发送给所述转换控制部140和所述电流控制部260中的另一控制部140、260，并且至少一控制部140、260将数值数据ND经由信息通信布线发送给另一控制部140、260，所述数值数据ND用数值表示期间。
在第十六方面中，即使在转换控制部140和电流控制部260的工作时钟产生误差的情况下，另一控制部140、260通过参照由一控制部140、260发送的同步信号Sms、Spds、Svs和数值数据ND，也能够使由转换控制部140进行的控制与由电流控制部260进行的控制同步。
第十七方面在第四方面到第十二方面中任一方面的基础上，其特征在于：随着所述同步信号Sms、Spds、Svs满足规定的条件，所述电流控制部260使所述电流形成部210停止工作。
在第十七方面中，当同步信号Sms、Spds、Svs满足规定的条件时，能够使电流形成部210停止工作。
第十八方面在第一方面到第十六方面中任一方面的基础上，其特征在于：所述高次谐波抑制装置200还具有电流形成部210，所述电流形成部210经由并网电抗器230与所述交流电源2相连接，并形成流向所述交流电源2的电流，所述电流控制部260控制所述电流形成部210，以便减小所述高次谐波电流，所述电流形成部210针对所述交流电源2的每一相具有一对开关元件Sr1、Sr2、Ss1、Ss2、St1、St2，至少一个所述开关元件Sr1、Sr2、Ss1、Ss2、St1、St2以宽带隙半导体为主要材料。
在第十八方面中，由于能够使开关元件Sr1、Sr2、Ss1、Ss2、St1、St2以高频率进行开关动作，因此能够有效地减小流向交流电源2的高次谐波电流。
第十九方面在第一方面的基础上，其特征在于：所述同步单元包括至少一个信号源5，预先设定的第一周期信号Sc1从所述信号源5输入到所述转换控制部140，预先设定的第二周期信号Sc2从所述信号源5输入到所述电流控制部260，所述第一周期信号Sc1和所述第二周期信号Sc2是彼此同步的信号。
在第十九方面中，转换控制部140能够根据第一周期信号Sc1识别该转换控制部140的工作时钟的长度，电流控制部260能够根据第二周期信号Sc2识别该电流控制部260的工作时钟的长度。另外，由于第一周期信号Sc1和第二周期信号Sc2彼此同步，因此能够使逆变电路120的状态与高次谐波抑制装置200的状态同步。
附图说明
图1是示出第一实施方式所涉及的功率转换系统的结构的方框图；
图2是示例出第一实施方式中的逆变电路的三相中的一相的输出电压、电角度相位信号以及电动机相位同步信号的波形的时序图；
图3是示出第一实施方式中的电流控制部的详细结构的方框图；
图4是第一实施方式中的电流形成部的电路图；
图5是示出第一实施方式中的d轴电流控制部的详细结构的方框图；
图6是第一实施方式的变形例1的相当于图1的图；
图7是第一实施方式的变形例1的相当于图3的图；
图8是第一实施方式的变形例1的相当于图5的图；
图9是第二实施方式的相当于图1的图；
图10是示出第二实施方式中的转换控制部的详细结构的方框图；
图11是示例出第二实施方式的三相中的一相的电源电压、过零信号、电源相位信号以及电源相位同步信号的波形的时序图；
图12是第二实施方式的变形例1的相当于图3的图；
图13是第二实施方式的变形例2的相当于图1的图；
图14是第三实施方式的相当于图1的图；
图15是第三实施方式的相当于图10的图；
图16是示例出第三实施方式的三相中的一相的电源电压、功率转换装置用电抗器的电压、振动相位信号以及振动同步信号的时序图；
图17是第四实施方式的相当于图1的图；
图18是第四实施方式的相当于图3的图；
图19是示例出第四实施方式的继电器驱动信号、开闭信号、由直流电压检测部检测出的电压、异常条件的判断结果以及是否检测到异常的时序图；
图20是第四实施方式的变形例1的相当于图3的图；
图21是第五实施方式的相当于图1的图；
图22是第六实施方式的相当于图1的图。
具体实施方式
下面，参照附图对本公开的实施方式进行说明。需要说明的是，以下实施方式本质上仅为优选示例，并没有限制本发明、其应用对象或其用途范围的意图。
(第一实施方式)
图1示出本公开的第一实施方式所涉及的功率转换系统1。该功率转换系统1包括功率转换装置100和高次谐波抑制装置200。
功率转换装置100对由交流电源2输入的三相交流电进行功率转换，并将功率转换后的交流电供给到作为负载的电动机3。三相交流电经由三根导线被输入功率转换装置100。
功率转换装置100包括整流电路110、逆变电路120、转换控制部140、功率转换装置用电抗器150以及功率转换装置用电容器160。
整流电路110对从交流电源2供来的第一交流电进行整流，并将直流输出给第一输出节点110a和第二输出节点110b。详细而言，整流电路110是全波整流电路。整流电路110具有连结为桥状的六个二极管。这些二极管的阴极朝向第一输出节点110a侧，并且其阳极朝向第二输出节点110b侧。
逆变电路120将从交流电源2经由整流电路110输入的直流电转换为第二交流电并输出给作为负载的电动机3，由此驱动电动机3。逆变电路120由交流电源2供给电源功率从而工作。
逆变电路120具有电路主体部130和转换控制部140。
电路主体部130包括多个开关元件，通过该开关元件的开关动作，将由整流电路110输出的直流电转换为第二交流电并供给到电动机3。电路主体部130具有六个开关元件(未图示)和六个续流二极管(未图示)。六个开关元件连结成桥状。也就是说，电路主体部130包括连接在其第一直流节点130a与第二直流节点130b之间的三个开关桥臂。开关桥臂是由两个开关元件相互串联连接而成的。
在三个开关桥臂中的每个开关桥臂中，上臂的开关元件与下臂的开关元件之间的中点分别与电动机3的各相的线圈(u相、v相、w相线圈)相连接。各开关元件分别与一个续流二极管反向并联连接。
转换控制部140控制电路主体部130。转换控制部140由微型计算机构成。具体而言，转换控制部140具有电动机控制部141和作为同步单元的同步信号生成部142。
电动机控制部141利用第一载波生成使电路主体部130的开关元件工作的第一驱动信号Smd1，并输出给电路主体部130的开关元件，以使电动机3以所期望的速度旋转。在第一驱动信号Smd1中包含赋予各开关元件的控制电极的六个信号。
同步信号生成部142生成电角度相位信号，该电角度相位信号表示使电动机3以所述所期望的速度旋转时的电角度。电角度相位信号由计数器生成，该计数器在电路主体部130的输出电压从负切换为正时将计数值重置为0，并且开始对经过时间加以计数。并且，同步信号生成部142根据电角度相位信号生成电动机相位同步信号Sms，并发送给高次谐波抑制装置200的电流控制部260，当电角度相位信号的值处于规定数值范围时，所述电动机相位同步信号Sms为高电平；当电角度相位信号的值不处于所述规定数值范围时，所述电动机相位同步信号Sms为低电平。因此，电动机相位同步信号Sms是与电动机3的电角度同步的周期信号，是与逆变电路120的状态同步的周期信号。电动机相位同步信号Sms是将转换控制部140的工作时钟分频而得到的信号，是与该工作时钟同步的控制同步信号。
图2示例出逆变电路120的三相中的一相的输出电压、电角度相位信号以及电动机相位同步信号Sms的波形。
功率转换装置用电抗器150的一端与整流电路110的第一输出节点110a相连接，功率转换部装置电抗器150的另一端与逆变电路120的第一直流节点130a相连接。
功率转换装置用电容器160连接在逆变电路120的第一直流节点130a与第二直流节点130b之间。因此，功率转换装置用电抗器150连接在交流电源2与功率转换装置用电容器160之间。
功率转换装置用电容器160的电容值被设定为：允许整流电路110的输出电压变动，但能够抑制由于逆变电路120的开关动作引起的纹波电压。纹波电压是与开关元件的开关频率相对应的电压变动。因此，在功率转换装置用电容器160的电压即DC链路电压中，包含与交流电源2的交流电压的频率相对应的脉动分量。
详细而言，功率转换装置用电容器160的电容被设定为：将功率转换装置用电容器160在开关周期内的电压变动幅度抑制在功率转换装置用电容器160的电压的平均值的1/10以下。因此，需要功率转换装置用电容器160具有的最低限度的电容根据开关频率和在电动机3与功率转换装置用电容器160之间流动的负载电流ii决定。
通过将功率转换装置用电容器160的电容值C设定为满足下式(I)，能够将功率转换装置用电容器160在开关周期内的电压变动幅度抑制在功率转换装置用电容器160的电压的平均值的1/10以下。在式(A)中，忽略叠加在DC链路电压中的整流电路110的输出电压变动，将DC链路电压的平均值设为VAdc，将交流功率为最大功率时的负载电流ii的峰值设为Imax，将开关周期设为Ts。
C≥(10·Imax·Ts)/VAdc……(I)
此处，开关周期是开关元件反复进行导通/断开的周期。本第一实施方式中，通过PWM(脉冲宽度调制)控制来控制开关元件，因此开关周期为用于PWM控制的第一载波的载波周期。
功率转换装置用电容器160例如由薄膜电容器构成。
由于功率转换装置用电容器160的电容相对较小，因此依靠功率转换装置用电容器160的话，整流电路110的输出电压几乎不会被平滑化。其结果是，与交流电源2的频率相对应的脉动分量残留在DC链路电压中。由于交流电源2为三相电源，因此与交流电源2的频率相对应的脉动分量为交流电源2的频率的六倍。
由交流电源2与电流转换部用电容器160之间的电感分量和功率转换装置用电容器160形成电流转换部用滤波器LC1。所述电感分量包括功率转换装置用电抗器150。电流转换部用电容器160的电容被设定为：该电流转换部用滤波器LC1使包含在电流中的第一载波频率的分量衰减。第一载波频率是用于生成对逆变电路120的电路主体部130的控制信号的第一载波的频率。因此，能够抑制由于逆变电路120的开关动作而导致在逆变电路120与交流电源之间流动的电流随着第一载波频率而变动。
高次谐波抑制装置200与功率转换装置100并联连接于所述交流电源2。高次谐波抑制装置200进行控制，以便减小流向交流电源2的高次谐波电流。
亦如图3所示，高次谐波抑制装置200包括电流形成部210、高次谐波抑制装置用电容器220、与各相对应的并网电抗器230、与各相对应的高次谐波抑制装置用滤波器240、负载电流检测部251、作为过零电路的过零信号检测部252、控制对象电流检测部253、直流电压检测部254以及电流控制部260。需要说明的是，在图1中，省略了负载电流检测部251、过零信号检测部252、控制对象电流检测部253以及直流电压检测部254的图示。
电流形成部210形成流向交流电源2的电流。如图4所示，具有六个开关元件Sr1、Sr2、Ss1、Ss2、St1、St2和六个续流二极管RD。开关元件Sr1、Sr2、Ss1、Ss2、St1、St2是单极型晶体管，是以宽带隙半导体为主要材料的MOSFET(metal oxide semiconductor fieldeffect transistor，金属氧化物半导体场效应晶体管)。电流形成部210针对交流电源2的每一相具有连接在其第一直流侧节点210a与第二直流侧节点210b之间的开关桥臂。各开关桥臂是由一对开关元件Sr1、Sr2、Ss1、Ss2、St1、St2彼此串联连接而成的。
在三个开关桥臂中的每个开关桥臂中，上臂的开关元件Sr1、Ss1、St1与下臂的开关元件Sr2、Ss2、St2之间的中点成为交流侧节点。在各开关元件Sr1、Sr2、Ss1、Ss2、St1、St2上分别反向并联有一个续流二极管RD。
高次谐波抑制装置用电容器220连接在电流形成部210的直流侧节点210a、210b之间。因此，在电流形成部210的直流侧连接有高次谐波抑制装置用电容器220。高次谐波抑制装置用电容器220的电容比所述功率转换装置用电容器160的电容大。
各相的并网电抗器(u相、v相、w相的并网电抗器)230的一端分别与电流形成部210的任一个交流侧节点相连接。各并网电抗器230的另一端经由对应的高次谐波抑制装置用滤波器240与交流电源2相连接。也就是说，并网电抗器230连接在交流电源2与高次谐波抑制装置用电容器220的一端之间。因此，电流形成部210经由并网电抗器230与交流电源2相连接。
各相的高次谐波抑制装置用滤波器240介于交流电源2与所述并网电抗器230之间。各高次谐波抑制装置用滤波器240具有电感比所述并网电抗器230小的滤波器用电抗器241、以及滤波器用电容器242。
负载电流检测部251检测两相电流ir、it，该两相电流ir、it与从交流电源2流向功率转换装置10的负载电流ii中的两相成正比例。
过零信号检测部252检测由交流电源2输出的三相电源电压中的一相电源电压vac通过零交点的情况，并输出与检测结果相对应的过零信号。过零信号例如是当电源电压vac从负切换为正时上升为高电平、当电源电压vac从正切换为负时下降为低电平的信号。
控制对象电流检测部253检测由电流形成部210输出的三相输出电流iuvw。该输出电流iuvw与从电流补偿部20流向交流电源2的补偿电流ia成正比例。
直流电压检测部254检测电流形成部210的直流侧节点210a、210b之间的输出电压，即高次谐波抑制装置用电容器220的电压vdc。
电流控制部260利用第二驱动信号Smd2控制电流形成部210，以便减小流向交流电源2的高次谐波电流。电流控制部260由不同于转换控制部140的微型计算机构成。具体而言，电流控制部260包括电源相位获取部261、第一dq转换部262和第二dq转换部263、第一高次谐波检测部264、第一减法部265、直流电压控制部266、第一加法部267、d轴电流控制部268、第二高次谐波提取部269、第二减法部271、q轴电流控制部272、第三减法部273和第四减法部274、第一振动抑制控制部275和第二振动抑制控制部276、第五减法部277和第六减法部278、以及驱动信号生成部279。
电源相位获取部261根据由过零信号检测部252输出的过零信号，推定与由交流电源2输出的电源电压vac同步的电源相位信号ωt(fs)。电源相位信号ωt(fs)是计数器的计数值，表示电源电压vac的相位，该计数器在电源电压vac从负切换为正时将计数值重置为0，并且开始对经过时间计数。电源相位信号ωt(fs)是根据过零信号推算出来的。电源相位信号ωt(fs)是通过对过零信号进行规定的相位误差的修正而推定出来的。规定的相位误差是事先推测并设定好的。需要说明的是，在可以忽略相位误差的情况下、或者在采用了将已进行相位误差的修正后的过零信号输入电源相位获取部261的结构的情况下，电源相位获取部261也可以不进行上述修正，而是检测当过零信号从低电平切换为高电平时被重置为0且与经过时间成正比例地使信号值增加的信号作为电源相位信号ωt(fs)。
第一dq转换部262根据与负载电流i i成正比例的两相电流ir、it计算剩余一相的电流is，并对三相电流irst进行三相/两相转换，从而得到负载电流i i的d轴分量i i(d)和q轴分量i i(q)。d轴和q轴是与由电源相位信号ωt(fs)表示的相位同步的旋转坐标系的坐标轴。d轴分量i i(d)为有效分量，q轴分量i i(q)为无效分量。由于负载电流i i为三相，因此如果能够检测出与其中两相的负载电流i i成比例的电流ir、it，就能够得到负载电流i i的d轴分量ii(d)和q轴分量i i(q)。
第二dq转换部263对由控制对象电流检测部253检测出的输出电流iuvw进行三相/两相转换，从而得到补偿电流ia的d轴分量ia(d)和q轴分量ia(q)。与负载电流i i一样，由于输出电流iuvw为三相，因此如果能够检测出与其中两相的输出电流成比例的电流，就能够得到补偿电流ia的d轴分量ia(d)和q轴分量ia(q)。
第一高次谐波检测部264是将由第一dq转换部262得到的负载电流i i的d轴分量ii(d)中的高频分量iih(d)输出的高通滤波器。
第一减法部265从输出电压指令值Vdc*中减去电流形成部210的直流侧节点210a、210b之间的输出电压，即减去高次谐波抑制装置用电容器220的电压vdc，并输出减法运算结果。
直流电压控制部266对由第一减法部265输出的减法运算结果进行比例积分控制，求出修正值Vcn。
第一加法部267将由第一高次谐波检测部264输出的d轴分量中的高频分量i ih(d)和由直流电压控制部266求出的修正值Vcn相加，并将加法运算结果作为d轴分量的指令值ia*(d)输出。
如图5所示，d轴电流控制部268具有第一电压计算部2681、第二电压计算部2682以及第二加法部2683。
第一电压计算部2681根据所述电源相位信号ωt(fs)计算第一电压指令值，以便减小流向交流电源2的高次谐波电流中所包含的、由于所述电源电压vac的周期(周期性变化)而引起的高次谐波分量。第一电压计算部2681包括第七减法部2681b、第一PI控制部2681c、第一RTC(repetitive control，重复控制部)2681d以及第三加法部2681e。
第七减法部2681b从由第一加法部267输出的d轴分量的指令值ia*(d)中减去由第二dq转换部263得到的补偿电流ia的d轴分量ia(d)，并输出减法运算结果。
第一PI控制部2681c求出由第七减法部2681b输出的减法运算结果乘以第一增益倍所得到的值与将该减法运算结果进行积分并乘以第二增益倍所得到的值之和，并作为第一控制值Vpi1输出。
第一RTC 2681d具有N个存储部，各存储部分别对应于相差2π/N的相位。每当电源电压vac的相位为与各存储部相对应的相位时，此时的第一控制值Vpi 1被输入各存储部。第一RTC 2681d能够根据电源相位信号ωt(fs)确定电源电压vac的相位。各存储部将输入值(本次采样时的第一控制值Vpi 1)加在存储值上而求出累计值，并将求出的累计值作为新的存储值。第一RTC 2681d以在电源电压vac的一个周期内进行一轮的方式，按照电源电压vac的相位选择N个存储部的存储值，并作为第一累计值Vrp1输出。
第三加法部2681e将由第一PI控制部2681c输出的第一控制值Vpi 1和由第一RTC2681d输出的第一累计值Vrp1相加，并将加法运算结果作为第一电压指令值输出。
第二电压计算部2682根据电动机相位同步信号Sms计算第二电压指令值，以便减小流向交流电源2的高次谐波电流中所包含的、由于所述电动机3旋转而引起的高次谐波分量。第二电压计算部2682包括电角度相位获取部26820、第八减法部2682b、第二PI控制部2682c、高通滤波器(High-pass filter:HPF)2682d、第二RTC(repetitive control)2682e以及第四加法部2682f。
电角度相位获取部26820根据由功率转换装置100的转换控制部140生成的电动机相位同步信号Sms，生成表示电动机3的电角度相位的电角度相位信号ωt(fm)。
第八减法部2682b从由第一加法部267输出的d轴分量的指令值ia*(d)中减去由第二dq转换部263得到的补偿电流ia的d轴分量ia(d)，并输出减法运算结果。
第二PI控制部2682c求出由第八减法部2682b输出的减法运算结果乘以第一增益倍所得的值与将该减法运算结果进行积分并乘以第二增益倍所得的值之和，并作为第二控制值Vpi2输出。
高通滤波器2682d输出第二控制值Vpi2中的高频分量。
第二RTC2682e具有N个存储部，各存储部分别对应于相差2π/N的相位。每当电动机3的电角度相位为与各存储部相对应的相位时，此时的第二控制值Vpi2中的高频分量被输入各存储部。第二RTC2682e能够根据电角度相位信号ωt(fm)确定电动机3的电角度相位。各存储部将输入值(本次采样时的第二控制值Vpi2中的高频分量)加在存储值上而求出累计值，并将求出的累计值作为新的存储值。第二RTC2682e以在电动机3旋转的一个周期内进行一轮的方式，按照电动机3的旋转相位选择N个存储部的存储值，并作为第二累计值Vrp2输出。
第四加法部2682f将由第二PI控制部2682c输出的第二控制值Vpi2和由第二RTC2682e输出的第二累计值Vrp2相加，并将加法运算结果作为第二电压指令值输出。
由第一电压计算部2681进行的第一电压指令值的计算和由所述第二电压计算部2682进行的第二电压指令值的计算并列进行。
第二加法部2683将由第一电压计算部2681计算出的第一电压指令值和由第二电压计算部2682计算出的第二电压指令值相加，并将加法运算结果作为d轴分量的输出电压指令值vi*(d)输出。
需要说明的是，第一电压计算部2681和第二电压计算部2682也可以共用共同的减法部作为第七减法部2681b和第八减法部2682b。另外，第一电压计算部2681和第二电压计算部2682也可以共用共同的PI控制部作为第一PI控制部2681c和第二PI控制部2682c。
第二高次谐波提取部269是将由第一dq转换部262得到的负载电流i i的q轴分量ii(q)中的高频分量iih(q)输出的高通滤波器。
第二减法部271从q轴分量i i(q)的高频分量iih(q)中减去由第二dq转换部263得到的补偿电流ia的q轴分量ia(q)，并输出减法运算结果。
q轴电流控制部272生成q轴分量的输出电压指令值vi*(q)，以使由第二减法部271输出的减法运算结果变小。q轴电流控制部272例如通过比例积分控制来生成q轴分量的输出电压指令值vi*(q)。
第三减法部273从由第一dq转换部262得到的负载电流i i的d轴分量i i(d)中减去由第二dq转换部263得到的补偿电流ia的d轴分量ia(d)，由此输出相当于电源电流is的d轴分量的分量。
第四减法部274从由第一dq转换部262得到的负载电流i i的q轴分量i i(q)中减去由第二dq转换部263得到的补偿电流ia的q轴分量ia(q)，由此输出相当于电源电流is的q轴分量的分量。
第一振动抑制控制部275根据由第三减法部273输出的减法运算结果输出振动抑制信号，以便抑制振动。具体而言，第一振动抑制控制部275对由第三减法部273输出的减法运算结果进行二阶微分，并乘以规定的振动抑制控制用增益k2，由此得到振动抑制信号。
第二振动抑制控制部276根据由第四减法部274输出的减法运算结果输出振动抑制信号，以便抑制振动。具体而言，第二振动抑制控制部276对由第四减法部274输出的减法运算结果进行二阶微分，并乘以规定的振动抑制控制用增益k2，由此得到振动抑制信号。
由第一振动抑制控制部275和第二振动抑制控制部276生成振动抑制信号的生成方法的详细情况在日本公开专利公报特开2016－116330号公报中公开了。
第五减法部277从由d轴电流控制部268的第二加法部2683输出的d轴分量的输出电压指令值vi*(d)中减去第一振动抑制控制部275的输出，并将减法运算结果作为d轴分量的输出电压指令值Vid输出。
第六减法部278从由q轴电流控制部272输出的q轴分量的输出电压指令值vi*(q)中减去第二振动抑制控制部276的输出，并将减法运算结果作为q轴分量的输出电压指令值Viq输出。
驱动信号生成部279根据由第五减法部277和第六减法部278输出的输出电压指令值Vid、Viq，生成对开关元件Sr1、Sr2、Ss1、Ss2、St1、St2进行驱动的驱动信号Smd2。根据输出电压指令值Vid、Viq生成驱动信号Smd2的方法是公知的，因此省略其说明。
在转换控制部140仅将电动机3的旋转周期通过微型计算机间通信传递给电流控制部260的方式下，到传递到为止需要花费时间，在转换控制部140和电流控制部260的工作时钟产生误差的情况下，电流控制部260无法正确地识别旋转周期，无法充分地补偿由于电动机3旋转而引起的高次谐波分量。但是，根据本第一实施方式，电流控制部260与电动机相位同步信号Sms同步地进行控制，因此能够更加有效地补偿由于电动机3旋转而引起的高次谐波分量。具体而言，电流控制部260的第二电压计算部2682通过参照电动机相位同步信号Sms，便能够与转换控制部140的动作同步地计算出第二电压指令值。这样便能够使逆变电路120的状态与高次谐波抑制装置200的状态同步。
另外，由于电动机相位同步信号Sms是周期信号，因此电流控制部260的第二电压计算部2682通过与电动机相位同步信号Sms同步工作，便能够与转换控制部140同步，周期性地工作。
另外，由于电动机相位同步信号Sms被发送给高次谐波抑制装置200，因此即使不在高次谐波抑制装置200中设置检测电动机相位同步信号Sms的单元，高次谐波抑制装置200的电流控制部260也能够准确地掌握电动机3的旋转周期。
另外，由于电流控制部260根据第一电压指令值和第二电压指令值控制电流形成部210，因此能够有效地减小流向交流电源2的高次谐波电流中所包含的、由于电源电压vac的周期而引起的高次谐波分量和由于电动机3旋转而引起的高次谐波分量。
另外，由于由第一电压计算部2681进行的第一电压指令值的计算和由所述第二电压计算部2682进行的第二电压指令值的计算并列进行，因此第一电压指令值和第二电压指令值的计算动作不会彼此干扰。
另外，由于使电流形成部210的开关元件Sr1、Sr2、Ss1、Ss2、St1、St2的主要材料为宽带隙半导体，因此能够使开关元件Sr1、Sr2、Ss1、Ss2、St1、St2以高频率进行开关动作。因此，能够有效地抑制流向交流电源2的高次谐波电流。
(第一实施方式的变形例1)
图6和图7示出本公开的第一实施方式的变形例1所涉及的功率转换系统1。在本变形例1中，高次谐波抑制装置200串联连接在逆变电路120的直流侧。详细来说，高次谐波抑制装置用电容器220连接在第一直流节点130a和第二直流节点130b之间。
高次谐波抑制装置200不包括负载电流检测部251。
控制对象电流检测部253检测由电流形成部210输出的三相输出电流iuvw中的两相输出电流iu、iw。
另外，电流控制部260不包括第一dq转换部262、第一高次谐波检测部264以及第一加法部267。
第二dq转换部263根据由控制对象电流检测部253检测出的两相输出电流iu、iw，计算出剩余一相的输出电流iv，并对三相输出电流iuvw进行三相/两相转换，从而得到由交流电源2输出的电源电流is的d轴分量is(d)和q轴分量is(q)。
直流电压控制部266对由第一减法部265输出的减法运算结果进行比例积分控制，求出电源电流is的d轴分量的指令值is*(d)。
第一电压计算部2681的第七减法部2681b从由直流电压控制部266求出的d轴分量的指令值is*(d)中减去由第二dq转换部263得到的电源电流is的d轴分量is(d)。
第二电压计算部2682的第八减法部2682b从由直流电压控制部266求出的d轴分量的指令值is*(d)中减去由第二dq转换部263得到的电源电流is的d轴分量is(d)。
第二减法部271从0减去由第二dq转换部263得到的电源电流is的q轴分量is(q)。
其他结构与第一实施方式相同，因此对相同的结构标注相同的符号并省略其详细说明。
需要说明的是，第一电压计算部2681和第二电压计算部2682也可以共用共同的减法部作为第七减法部2681b和第八减法部2682b。另外，第一电压计算部2681和第二电压计算部2682也可以共用共同的PI控制部作为第一PI控制部2681c和第二PI控制部2682c。
(第二实施方式)
图9示出本公开的第二实施方式所涉及的功率转换系统1。在本第二实施方式中，功率转换装置100还包括电动机电流检测部170。另外，在功率转换装置100中设置有过零信号检测部171，而在高次谐波抑制装置200中没有设置过零信号检测部252。
过零信号检测部171根据由交流电源2输出的三相电源电压中的一相电源电压vac，输出过零信号。过零信号例如是当电源电压vac从负切换为正时上升为高电平、当电源电压vac从正切换为负时下降为低电平的信号。
电动机电流检测部170检测由逆变电路120的电路主体部130输出的电动机电流im。
另外，如图10所示，转换控制部140具有电源相位获取部341、脉动抑制控制部342、以及作为同步单元的同步信号生成部346。
电源相位获取部341根据由过零信号检测部171输出的过零信号，推定与由交流电源2输出的电源电压vac同步的电源相位信号ωt(fs)。与第一实施方式的电源相位获取部261一样，在可以忽略相位误差的情况下、或者在采用了将已进行过相位误差修正后的过零信号输入电源相位获取部341的结构的情况下，电源相位获取部341也可以不进行上述修正，而是检测出当过零信号从低电平切换为高电平时被重置为0且与经过时间成比例地使信号值增加的信号，作为电源相位信号ωt(fs)。
脉动抑制控制部342根据由电源相位获取部341获取到的电源相位信号ωt(fs)控制所述电路主体部130，以便减小逆变电路120的直流侧节点130a、130b之间的电压中所包含的、由于电源电压vac的周期而引起的频率的脉动分量。
脉动抑制控制部342具有补偿信号生成部343、电流指令控制部344以及PWM调制部345。
补偿信号生成部343包括对电源相位信号ωt(fs)进行倍频的倍频部343a、加法部343b、正弦波转换部343c以及乘法部343d。
倍频部343a使电源相位信号ωt(fs)的频率乘以6倍，并输出表示DC链路电压的脉动分量的相位的信号θVdc。
加法部343b将相位修正量ks(固定值)加在由倍频部343a输出的信号θVdc上，并输出加法运算结果。
正弦波转换部343c将由加法部343b输出的加法运算结果转换为正弦波并输出。
乘法部343d将由正弦波转换部343c输出的正弦波乘以规定的增益修正量ka(固定值)，并输出补偿信号θh。
电流指令控制部344具有速度计算部344a、减法部344b、电动机控制部344c、极坐标转换部344d、加法部344e以及PWM信号生成部344f。
速度计算部344a根据由电动机电流检测部170检测出的电动机电流im计算电动机3的实际速度ω。
减法部344b从电动机3的速度指令ω*中减去由速度计算部344a计算出的实际速度ω，并输出减法运算结果。
电动机控制部344c根据由减法部344b输出的减法运算结果，输出电压指令vd*、vq*。
极坐标转换部344d通过对由电动机控制部344c输出的电压指令vd*、vq*进行极坐标转换，来获取电压振幅指令v*和电压相位指令θ**。
加法部344e将由补偿信号生成部343输出的补偿信号θh加在由极坐标转换部344d获取到的电压相位指令θ**上，并将加法运算结果作为电压相位指令θ*输出。
PWM信号生成部344f根据由极坐标转换部344d获取到的电压振幅指令v*和由加法部344e输出的电压相位指令θ*，输出相电压指令信号Vu*、Vv*、Vw*。
PWM调制部345根据由PWM信号生成部344f输出的相电压指令信号Vu*、Vv*、Vw*，输出使电路主体部130的开关元件工作的第一驱动信号Smd1。
同步信号生成部346根据由电源相位获取部341推定出的电源相位信号ωt(fs)，生成电源相位同步信号Spds作为同步信号，并发送给高次谐波抑制装置200的电流控制部260。电源相位同步信号Spds是在电源相位信号ωt(fs)为相当于0°～180°的相位的值的情况下为高电平、而在电源相位信号ωt(fs)为相当于180°～360°的相位的值的情况下为低电平的信号。电源相位同步信号Spds是与由交流电源2输出的电源电压vac同步的信号。另外，电源相位同步信号Spds是将转换控制部140的工作时钟分频而得到的信号，是与该工作时钟同步的控制同步信号。
高次谐波抑制装置200的电流控制部260的电源相位获取部261根据由同步信号生成部346生成的电源相位同步信号Spds，推定与由交流电源2输出的电源电压vac同步的电源相位信号ωt(fs)。因此，高次谐波抑制装置200的电流控制部260根据所述电源相位同步信号Spds控制电流形成部210，以便减小流向交流电源2的高次谐波电流中所包含的、由于所述电源电压vac的周期而引起的高次谐波分量。
另外，高次谐波抑制装置200的电流控制部260的d轴电流控制部268仅由第一电压计算部2681构成，而不包括第二电压计算部2682。
图11示例出三相中的一相的电源电压vac、过零信号、电源相位信号ωt(fs)以及电源相位同步信号Spds的波形。
其他结构与第一实施方式相同，因此对相同的结构标注相同的符号并省略其详细说明。
因此，根据本第二实施方式，由于电源相位同步信号Spds被发送给高次谐波抑制装置200，因此即使不在高次谐波抑制装置200中设置检测电源电压vac的周期的单元，高次谐波抑制装置200的电流控制部也能够准确地掌握电源电压vac的周期。
另外，由于电流控制部260根据电源相位同步信号Spds控制电流形成部210，因此能够使由转换控制部140进行的对电路主体部130的控制与由电流控制部260进行的对电流形成部210的控制同步。
另外，由于脉动抑制控制部342控制所述电路主体部130，以便减小逆变电路120的直流侧节点130a、130b之间的电压中所包含的、由于所述电源电压vac的周期而引起的频率的脉动分量，因此能够减小逆变电路120的直流侧节点之间的电压中所包含的、由于电源电压vac的周期而引起的频率的脉动分量。
另外，由于电流控制部260控制电流形成部210，以便减小高次谐波电流中所包含的、由于电源电压vac的周期而引起的高次谐波分量，因此能够减小流向交流电源2的高次谐波电流中所包含的、由于电源电压vac的周期而引起的高次谐波分量。
(第二实施方式的变形例1)
图12示出第二实施方式的变形例1所涉及的功率转换系统1。在本变形例1中，在功率转换装置100中没有设置过零信号检测部171。另外，功率转换装置100的转换控制部140不包括同步信号生成部346，电源相位获取部341根据电源相位同步信号Spds来进行电源相位信号ωt(fs)的推定。
另外，高次谐波抑制装置200的电流控制部260还包括作为同步单元的同步信号生成部280。高次谐波抑制装置200的其他结构与第一实施方式相同。因此，与第一实施方式一样，电流控制部260的电源相位获取部261根据由过零信号检测部252输出的过零信号，推定或检测电源相位信号ωt(fs)。
并且，电流控制部260根据电源相位信号ωt(fs)控制电流形成部210，以便减小流向交流电源2的高次谐波电流中所包含的、由于所述电源电压vac的周期而引起的高次谐波分量。
同步信号生成部280根据由电源相位获取部261推定出的电源相位信号ωt(fs)，生成所述电源相位同步信号Spds，并发送给逆变电路120的转换控制部140。在本变形例1中，电源相位同步信号Spds是将电流控制部260的工作时钟分频而得到的信号，是与该工作时钟同步的控制同步信号。
另外，转换控制部140的脉动抑制控制部342根据由同步信号生成部280生成的电源相位同步信号Spds，控制所述电路主体部130，以便减小逆变电路120的直流侧节点130a、130b之间的电压中所包含的、由于电源电压vac的周期而引起的频率的脉动分量。
其他结构与第二实施方式相同，因此对相同的结构标注相同的符号并省略其详细说明。
因此，根据本第二实施方式的变形例1，由于电源相位同步信号Spds被发送给逆变电路120，因此即使不在逆变电路120中设置检测电源电压vac的周期的单元，逆变电路120的转换控制部140也能够准确地掌握电源电压vac的周期。
另外，由于转换控制部140根据电源相位同步信号Spds控制逆变电路120，因此能够使由转换控制部140进行的对电路主体部130主体的控制与由电流控制部260进行的对电流形成部210的控制同步。
另外，由于脉动抑制控制部342控制所述电路主体部130，以便减小逆变电路120的直流侧节点130a、130b之间的电压中所包含的、由于电源电压vac的周期而引起的频率的脉动分量，因此能够减小逆变电路120的直流侧节点130a、130b之间的电压中所包含的、由于所述电源电压vac的周期而引起的频率的脉动分量。
另外，由于电流控制部260控制电流形成部210，以便减小高次谐波电流中所包含的、由于所述电源电压vac的周期而引起的高次谐波分量，因此能够减小流向交流电源2的高次谐波电流中所包含的、由于电源电压vac的周期而引起的高次谐波分量。
(第二实施方式的变形例2)
图13示出本公开的第二实施方式的变形例2所涉及的功率转换系统1。高次谐波抑制装置200串联连接在逆变电路120的直流侧。详细来说，高次谐波抑制装置用电容器220连接在第一直流节点130a和第二直流节点130b之间。在本变形例2中，高次谐波抑制装置200在第一实施方式的变形例1的高次谐波抑制装置200的结构的基础上，还具有第二实施方式的变形例1的同步信号生成部280。
其他结构与第二实施方式的变形例1相同，因此对相同的结构标注相同的符号并省略其详细说明。
(第三实施方式)
图14示出本公开的第三实施方式所涉及的功率转换系统1。在本第三实施方式中，功率转换装置100在第一实施方式的结构的基础上，还包括电动机电流检测部170和电抗器电压检测部172。
电动机电流检测部170检测由逆变电路120的电路主体部130输出的电动机电流im。
电抗器电压检测部172检测功率转换装置用电抗器150的电压VL。
转换控制部140根据由电抗器电压检测部172检测到的功率转换装置用电抗器150的电压VL的检测值，生成与功率转换装置用电抗器150的电压VL的振动同步的振动同步信号Svs，并发送给所述电流控制部260。另外，转换控制部140根据振动同步信号Svs的周期控制逆变电路120的电路主体部130。振动同步信号Svs是将转换控制部140的工作时钟分频而得到的信号，是与该工作时钟同步的控制同步信号。
如图15所示，转换控制部140具有电压周期计算部441、振动抑制控制部442、指令控制部443、PWM调制部444以及作为同步单元的振动同步信号生成部445。
电压周期计算部441获取由电抗器电压检测部172检测出的电压VL的振动周期τ和振动相位信号Svp。振动相位信号Svp是表示电压VL的振动的相位的信号。
振动抑制控制部442根据振动周期τ、功率转换装置用电抗器150的电感、功率转换装置用电容器160的静电电容以及衰减系数指令，计算控制增益k并将其输出。
指令控制部443求出由振动抑制控制部442输出的控制增益k与由电动机电流检测部170检测出的电动机电流im之积，并从输入的指令值中减去该积，求出电压控制率指令K＊并输出。
控制增益k和电压控制率指令K＊的详细计算方法是公知的，因此省略其详细说明。控制增益k和电压控制率指令K＊的详细计算方法例如在日本公开专利公报特开2016－21854号公报中公开过。
PWM调制部444根据电压控制率指令K，生成对逆变电路120输出的交流电的电压指令，将该电压指令与第一载波进行比较，并输出第一驱动信号Smd1。
振动同步信号生成部445根据振动相位信号Svp，生成与功率转换装置用电抗器150的电压VL的振动同步的振动同步信号Svs，并发送给高次谐波抑制装置200的电流控制部260。振动同步信号Svs是每隔一个振动周期τ便在高电平和低电平之间切换的信号。振动同步信号Svs的切换时刻为振动相位信号Svp表示360°的相位的时刻。
高次谐波抑制装置200的电流控制部260根据所述振动同步信号Svs控制电流形成部210，以便减小所述高次谐波电流中所包含的、由于所述功率转换装置用电抗器150的电压VL的振动而引起的高次谐波分量。
具体而言，用于第一振动抑制控制部275和第二振动抑制控制部276所进行的运算的振动抑制控制用增益k2被设定为可变。详细而言，电流控制部260还具有以下功能：根据振动同步信号Svs确定振动周期τ，并按照该振动周期τ设定振动抑制控制用增益k2。
另外，电流控制部260的d轴电流控制部268的第二电压计算部2682根据振动同步信号Svs计算第二电压指令值，以便减小流向交流电源2的高次谐波电流中所包含的、由于功率转换装置用电抗器150的电压VL的振动而引起的高次谐波分量。
也就是说，第二电压计算部2682根据振动同步信号Svs生成表示振动相位的振动相位信号ωt(fm)，并且在第二电压计算部2682的运算中使用振动相位信号ωt(fm)来代替电角度相位信号ωt(fm)。
图16示例出三相中的一相的电源电压vac、功率转换装置用电抗器150的电压VL、振动相位信号Svp以及振动同步信号Svs。
其他结构与第一实施方式相同，因此对相同的结构标注相同的符号并省略其详细说明。
因此，根据本第三实施方式，由于振动同步信号Svs被发送给高次谐波抑制装置200，因此即使不在高次谐波抑制装置200中设置检测功率转换装置用电抗器150的电压VL的振动周期的单元，高次谐波抑制装置200的电流控制部260也能够准确地掌握功率转换装置用电抗器150的电压VL的振动周期。
另外，由于电流控制部260根据振动同步信号Svs控制电流形成部210，因此能够使由转换控制部140进行的对电路主体部130的控制与由电流控制部260进行的对电流形成部210的控制同步。
另外，由于电流控制部260控制电流形成部210，以便减小所述高次谐波电流中所包含的、由于所述功率转换装置用电抗器150的电压VL的振动而引起的高次谐波分量，因此能够减小流向交流电源2的高次谐波电流中所包含的、由于功率转换装置用电抗器150的电压VL的振动而引起的高次谐波分量。
(第四实施方式)
图17和图18示出本发明的第四实施方式所涉及的功率转换系统1。在本第四实施方式中，功率转换系统1还包括设置在交流电源2与逆变电路120以及高次谐波抑制装置200之间的电流路径上的断路器4。另外，转换控制部140还包括开闭控制部541，并且具有作为同步单元的同步信号生成部542来代替第一实施方式的同步信号生成部142。
开闭控制部541利用继电器驱动信号Srd控制断路器4开闭，并且将继电器驱动信号Srd输入到同步信号生成部542。
同步信号生成部542将与断路器4的开闭状态同步的开闭信号Srs作为同步信号发送给所述高次谐波抑制装置200。
另外，高次谐波抑制装置200的电流控制部260在第一实施方式的结构的基础上，还包括电压异常检测部281。
当开闭信号Srs表示闭合状态，且判断出由直流电压检测部254检测出的电压vdc满足规定的异常条件时，电压异常检测部281检测到异常，并使未图示的警报装置输出警报。规定的异常条件例如是：由直流电压检测部254检测出的电压vdc小于规定的阈值(电压vdc不足)。
另外，高次谐波抑制装置200的电流控制部260的d轴电流控制部268仅由第一电压计算部2681构成，而不包括第二电压计算部2682。
图19示例出继电器驱动信号Srd、开闭信号Srs、由直流电压检测部254检测出的电压vdc、异常条件的判断结果以及是否检测到异常。
其他结构与第一实施方式相同，因此对相同的结构标注相同的符号并省略其详细说明。
因此，根据本第四实施方式，由于开闭信号Srs被发送给高次谐波抑制装置200，因此即使不在高次谐波抑制装置200中设置检测断路器4的开闭状态的单元，高次谐波抑制装置200也能够准确地掌握断路器4的开闭状态。
另外，当断路器4处于断开状态时，即使由直流电压检测部254检测出的电压vdc满足规定的异常条件，也不会检测到异常。因此，当断路器4处于断开状态时，能够防止错误地检测到异常。
(第四实施方式的变形例1)
图20示出本发明的第四实施方式的变形例1所涉及的功率转换系统1。在本变形例1中，当开闭信号Srs表示闭合状态，且由过零信号检测部252输出的过零信号满足规定的异常条件时，电压异常检测部281检测到异常。规定的异常条件例如是：过零信号不发生变化的时间持续了规定时间。
其他结构与第四实施方式相同，因此对相同的结构标注相同的符号并省略其详细说明。
因此，根据本第四实施方式的变形例1，当断路器4处于断开状态时，即使过零信号满足规定的异常条件，也不会检测到异常。因此，当断路器4处于断开状态时，能够防止错误地检测到交流电源2的异常。
(第五实施方式)
图21示出本发明的第五实施方式所涉及的功率转换系统1。在本第五实施方式中，转换控制部140的同步信号生成部142除了电动机相位同步信号Sms以外，还生成数值数据ND并发送给高次谐波抑制装置200的电流控制部260，该数值数据ND用数值表示与电动机相位同步信号Sms、第二实施方式的电源相位同步信号Spds以及第三实施方式的振动同步信号Svs中的至少一者的周期相对应的期间。
其他结构与第一实施方式相同，因此对相同的结构标注相同的符号并省略其详细说明。
因此，根据本第五实施方式，即使在转换控制部140和电流控制部260的工作时钟产生误差的情况下，电流控制部260通过参照由转换控制部140发送的同步信号和数值数据ND，也能够使由转换控制部140进行的对电路主体部130的控制与由电流控制部260进行的对电流形成部210的控制同步。
(第六实施方式)
图22示出第六实施方式所涉及的功率转换系统1。在本第六实施方式中，功率转换系统1在第一实施方式的结构的基础上，还包括信号源5作为同步单元。
信号源5输出预先设定且彼此同步的第一周期信号Sc1和第二周期信号Sc2。
第一周期信号Sc1从信号源5输入到转换控制部140。
第二周期信号Sc2从信号源5输入到电流控制部260。
需要说明的是，虽然本实施方式是使一个信号源5输出第一周期信号Sc1和第二周期信号Sc2，但也可以构成为：设置两个信号源，从不同的信号源分别输出第一周期信号Sc1和第二周期信号Sc2。
因此，根据本第六实施方式，转换控制部140能够根据第一周期信号Sc1识别该转换控制部140的工作时钟的长度，电流控制部260能够根据第二周期信号Sc2识别该电流控制部260的工作时钟的长度。另外，由于第一周期信号Sc1和第二周期信号Sc2彼此同步，因此能够使逆变电路120的状态与高次谐波抑制装置200的状态同步。
(其他变形例)
需要说明的是，也可以构成为：在第一实施方式的变形例1中，与第五实施方式一样，转换控制部140的同步信号生成部142除了电动机相位同步信号Sms以外，还生成数值数据ND并发送给高次谐波抑制装置200的电流控制部260，该数值数据ND用数值表示与电动机相位同步信号Sms的周期相对应的期间。
另外，也可以构成为：在第一实施方式中，在高次谐波抑制装置200的电流控制部260中设置第二实施方式的变形例1的同步信号生成部280，该同步信号生成部280将电源相位同步信号Spds发送给逆变电路120的转换控制部140，转换控制部140生成数值数据ND并发送给高次谐波抑制装置200的电流控制部260，该数值数据ND用数值表示与第一实施方式的电动机相位同步信号Sms的周期相对应的期间、与电源相位同步信号Spds的周期相对应的期间、以及与第三实施方式的振动同步信号Svs的周期相对应的期间中的一个以上的期间。
需要说明的是，也可以构成为：在第二实施方式中，与第五实施方式一样，转换控制部140的同步信号生成部346除了电源相位同步信号Spds以外，还生成数值数据并发送给高次谐波抑制装置200的电流控制部260，该数值数据用数值表示与电源相位同步信号Spds的周期相对应的期间、与第一实施方式的电动机相位同步信号Sms的周期相对应的期间、以及与第三实施方式的振动同步信号Svs的周期相对应的期间中的一个以上的期间。
另外，也可以构成为：在第二实施方式的变形例1中，与第五实施方式一样，高次谐波抑制装置200的同步信号生成部280除了电源相位同步信号Spds以外，还生成数值数据并发送给逆变电路120的转换控制部140，该数值数据表示与电源相位同步信号Spds的周期相对应的期间。
另外，也可以构成为：在第三实施方式中，与第五实施方式一样，转换控制部140的振动同步信号生成部445除了振动同步信号Svs以外，还生成数值数据并发送给高次谐波抑制装置200的电流控制部260，该数值数据用数值表示与电源相位同步信号Spds的周期相对应的期间、与第一实施方式的电动机相位同步信号Sms的周期相对应的期间以及与第三实施方式的振动同步信号Svs的周期相对应的期间中的一个以上的期间。
另外，也可以构成为：在第四实施方式中，同步信号生成部542除了开闭信号Srs以外，还生成数值数据并发送给高次谐波抑制装置200的电流控制部260，该数值数据用数值表示与第一实施方式的电动机相位同步信号Sms的周期相对应的期间、与第二实施方式的电源相位同步信号Spds的周期相对应的期间、以及与第三实施方式的振动同步信号Svs的周期相对应的期间中的一个以上的期间。
另外，也可以构成为：在第五实施方式中，转换控制部140的同步信号生成部142将除了电动机相位同步信号Sms、电源相位同步信号Spds、振动同步信号Svs以及开闭信号Srs以外的信号作为与转换控制部140的工作时钟同步的同步信号，来代替电动机相位同步信号Sms，并发送给高次谐波抑制装置200的电流控制部260。
另外，在第一实施方式和第五实施方式中，也可以在电流控制部260中设置当电动机相位同步信号Sms满足规定的条件时使电流形成部210停止工作的功能。规定的条件例如是：电动机相位同步信号Sms在规定时间内不发生变化。这样一来，当电动机相位同步信号Sms满足规定的条件时，能够使电流形成部210停止工作。
同样，在第二实施方式中，也可以在电流控制部260中设置当电源相位同步信号Spds满足规定的条件时使电流形成部210停止工作的功能。规定的条件例如是：电源相位同步信号Spds在规定时间内不发生变化。
同样，在第三实施方式中，也可以在电流控制部260中设置当振动同步信号Svs满足规定的条件时使电流形成部210停止工作的功能。规定的条件例如是：振动同步信号Svs在规定时间内不发生变化。
另外，也可以构成为：在第三实施方式中，在功率转换装置100中设置检测流向功率转换装置用电抗器150的电流的检测部，来代替电抗器电压检测部172，转换控制部140根据流向功率转换装置用电抗器150的电流的检测值生成振动同步信号Svs。另外，也可以构成为：在功率转换装置100中设置检测功率转换装置用电容器160的电压的检测部来代替电抗器电压检测部172，转换控制部140根据功率转换装置用电容器160的电压的检测值生成振动同步信号Svs。另外，也可以构成为：在功率转换装置100中设置检测整流电路110的输出电流的检测部来代替电抗器电压检测部172，转换控制部140根据整流电路110的输出电流的检测值生成振动同步信号Svs。另外，也可以构成为：在功率转换装置100中设置检测功率转换装置100的输入电流的检测部来代替电抗器电压检测部172，转换控制部140根据功率转换装置100的输入电流的检测值生成振动同步信号Svs。另外，也可以构成为：转换控制部140根据功率转换装置用电抗器150的电压VL、流向所述功率转换装置用电抗器150的电流、所述功率转换装置用电容器160的电压、所述整流电路110的输出电流、以及所述功率转换装置100的输入电流中的两者以上生成振动同步信号Svs。
本公开对于包括由交流电源供给电源功率而工作的逆变电路和与所述交流电源相连接的高次谐波抑制装置的功率转换系统很有用。
－符号说明－
1 功率转换系统
2 交流电源
3 电动机(负载)
4 断路器
5 信号源(同步单元)
100 功率转换装置
110 整流电路
120 逆变电路
130 电路主体部
140 转换控制部
142 同步信号生成部(同步单元)
150 功率转换装置用电抗器
160 功率转换装置用电容器
171 过零信号检测部(过零电路)
200 高次谐波抑制装置
210 电流形成部
220 高次谐波抑制装置用电容器
230 并网电抗器
254 直流电压检测部
260 电流控制部
261 电源相位获取部
280 同步信号生成部(同步单元)
341 电源相位获取部
342 脉动抑制控制部
346 同步信号生成部(同步单元)
445 振动同步信号生成部(同步单元)
541 开闭控制部
542 同步信号生成部(同步单元)
2681 第一电压计算部
2682 第二电压计算部
Sms 电动机相位同步信号(控制同步信号)
Spds 电源相位同步信号(控制同步信号)
Svs 振动同步信号(控制同步信号)
Srs 开闭信号
ωt(fs) 电源相位信号
Sc1 第一周期信号
Sc2 第二周期信号
vac 电源电压
Sr1、Sr2、Ss1、Ss2、St1、St2 开关元件

Claims (19)

1.一种功率转换系统，包括逆变电路(120)和高次谐波抑制装置(200)，所述逆变电路(120)由交流电源(2)供给电源功率而工作，所述高次谐波抑制装置(200)与所述交流电源(2)相连接，其特征在于：
所述逆变电路(120)具有电路主体部(130)和控制所述电路主体部(130)的转换控制部(140)，
所述高次谐波抑制装置(200)具有电流控制部(260)，所述电流控制部(260)进行控制，以便减小流向所述交流电源(2)的高次谐波电流，
所述功率转换系统(1)包括同步单元(142、280、346、445、542、5)，所述同步单元使所述逆变电路(120)的状态与所述高次谐波抑制装置(200)的状态同步。
2.根据权利要求1所述的功率转换系统，其特征在于：
所述转换控制部(140)和电流控制部(260)中的一控制部(140、260)包括同步信号生成部(142、280、346、445、542)作为所述同步单元，所述同步信号生成部(142、280、346、445、542)生成与所述逆变电路(120)和所述高次谐波抑制装置(200)中具有该控制部(140、260)的一装置(120、200)的状态同步的同步信号(Sms、Spds、Svs、Srs)，并发送给所述转换控制部(140)和电流控制部(260)中的另一控制部(140、260)。
3.根据权利要求2所述的功率转换系统，其特征在于：
所述同步信号(Sms、Spds、Svs)是周期信号。
4.根据权利要求3所述的功率转换系统，其特征在于：
所述逆变电路(120)驱动电动机(3)，
所述高次谐波抑制装置(200)还具有电流形成部(210)，
所述电流形成部(210)经由并网电抗器(230)与所述交流电源(2)相连接，并形成流向所述交流电源(2)的电流，
所述电流控制部(260)控制所述电流形成部(210)，以便减小所述高次谐波电流，
所述一装置(120、200)是所述逆变电路(120)，
所述同步信号是与所述电动机(3)的电角度同步的电动机相位同步信号(Sms)。
5.根据权利要求4所述的功率转换系统，其特征在于：
所述电流控制部(260)具有电源相位获取部(261)、第一电压计算部(2681)以及第二电压计算部(2682)，
所述电源相位获取部(261)推定或检测与由所述交流电源(2)输出的电源电压(vac)同步的电源相位信号(ωt(fs))，
所述第一电压计算部(2681)根据所述电源相位信号(ωt(fs))计算第一电压指令值，以便减小所述高次谐波电流中所包含的、由于所述电源电压(vac)的周期而引起的高次谐波分量，
所述第二电压计算部(2682)根据所述电动机相位同步信号(Sms)计算第二电压指令值，以便减小所述高次谐波电流中所包含的、由于所述电动机(3)旋转而引起的高次谐波分量，
所述电流控制部(260)根据所述第一电压指令值和所述第二电压指令值控制所述电流形成部(210)。
6.根据权利要求5所述的功率转换系统，其特征在于：
由所述第一电压计算部(2681)进行的第一电压指令值的计算和由所述第二电压计算部(2682)进行的第二电压指令值的计算并列进行。
7.根据权利要求3所述的功率转换系统，其特征在于：
所述高次谐波抑制装置(200)还具有电流形成部(210)，
所述电流形成部(210)经由并网电抗器(230)与所述交流电源(2)相连接，并形成流向所述交流电源(2)的电流，
所述电流控制部(260)控制所述电流形成部(210)，以便减小所述高次谐波电流，
所述一装置(120、200)是所述逆变电路(120)，
所述同步信号是与由所述交流电源(2)输出的电源电压(vac)同步的电源相位同步信号(Spds)。
8.根据权利要求7所述的功率转换系统，其特征在于：
所述转换控制部(140)具有电源相位获取部(341)、同步信号生成部(346)以及脉动抑制控制部(342)，
所述电源相位获取部(341)推定或检测与由所述交流电源(2)输出的电源电压(vac)同步的电源相位信号(ωt(fs))，
所述同步信号生成部(346)根据所述电源相位信号(ωt(fs))生成所述电源相位同步信号(Spds)，
所述脉动抑制控制部(342)根据所述电源相位信号(ωt(fs))控制所述电路主体部(130)，以便减小所述逆变电路(120)的直流侧节点(130a、130b)之间的电压中所包含的、由于所述电源电压(vac)的周期而引起的频率的脉动分量，
所述电流控制部(260)根据所述电源相位同步信号(Spds)控制所述电流形成部(210)，以便减小所述高次谐波电流中所包含的、由于所述电源电压(vac)的周期而引起的高次谐波分量。
9.根据权利要求3所述的功率转换系统，其特征在于：
所述高次谐波抑制装置(200)还具有电流形成部(210)，
所述电流形成部(210)经由并网电抗器(230)与所述交流电源(2)相连接，并形成流向所述交流电源(2)的电流，
所述电流控制部(260)控制所述电流形成部(210)，以便减小所述高次谐波电流，
所述一装置(120、200)是所述高次谐波抑制装置(200)，
所述同步信号是与由所述交流电源(2)输出的电源电压(vac)同步的电源相位同步信号(Spds)。
10.根据权利要求9所述的功率转换系统，其特征在于：
所述电流控制部(260)具有电源相位获取部(261)和同步信号生成部(280)，
所述电源相位获取部(261)推定或检测与由所述交流电源(2)输出的电源电压(vac)同步的电源相位信号(ωt(fs))，
所述同步信号生成部(280)根据所述电源相位信号(ωt(fs))生成所述电源相位同步信号(Spds)，
所述电流控制部(260)根据所述电源相位信号(ωt(fs))控制所述电流形成部(210)，以便减小所述高次谐波电流中所包含的、由于所述电源电压(vac)的周期而引起的高次谐波分量，
所述转换控制部(140)具有脉动抑制控制部(342)，
所述脉动抑制控制部(342)根据所述电源相位同步信号(Spds)控制所述电路主体部(130)，以便减小所述逆变电路(120)的直流侧节点(130a、130b)之间的电压中所包含的、由于所述电源电压(vac)的周期而引起的频率的脉动分量。
11.根据权利要求3所述的功率转换系统，其特征在于：
所述高次谐波抑制装置(200)与功率转换装置(100)并联连接于所述交流电源(2)，
所述功率转换装置(100)具有整流电路(110)、所述逆变电路(120)、功率转换装置用电容器(160)以及功率转换装置用电抗器(150)，
所述整流电路(110)对从所述交流电源(2)供给来的第一交流电进行整流并输出直流，
所述功率转换装置用电容器(160)连接在所述逆变电路(120)的直流侧节点(130a、130b)之间，
所述功率转换装置用电抗器(150)连接在所述整流电路(110)的一个输出端与所述功率转换装置用电容器(160)的一端之间，
所述逆变电路(120)的电路主体部(130)包括多个开关元件，通过该开关元件的开关动作，将所述直流转换为第二交流电并供给到负载(3)，
所述转换控制部(140)根据所述功率转换装置用电抗器(150)的电压(VL)、流向所述功率转换装置用电抗器(150)的电流、所述功率转换装置用电容器(160)的电压、所述整流电路(110)的输出电流、以及所述功率转换装置(100)的输入电流中的任一者的检测值，生成与所述功率转换装置用电抗器(150)的电压(VL)的振动同步的振动同步信号(Svs)作为所述同步信号，并发送给所述电流控制部(260)，
所述高次谐波抑制装置(200)还具有电流形成部(210)，
所述电流形成部(210)经由并网电抗器(230)与所述交流电源(2)相连接，并形成流向所述交流电源(2)的电流，
所述电流控制部(260)控制所述电流形成部(210)，以便减小所述高次谐波电流。
12.根据权利要求11所述的功率转换系统，其特征在于：
所述转换控制部(140)根据所述振动同步信号(Svs)的周期控制所述电路主体部(130)，
所述电流控制部(260)根据所述振动同步信号(Svs)控制所述电流形成部(210)，以便减小所述高次谐波电流中所包含的、由于所述功率转换装置用电抗器(150)的电压(VL)的振动而引起的高次谐波分量。
13.根据权利要求2所述的功率转换系统，其特征在于：
还包括断路器(4)，所述断路器(4)设置在所述交流电源(2)与所述逆变电路(120)及所述高次谐波抑制装置(200)之间的电流路径上，
所述转换控制部(140)具有开闭控制部(541)和同步信号生成部(542)，所述开闭控制部(541)控制所述断路器(4)的开闭，所述同步信号生成部(542)将与所述断路器(4)的开闭状态同步的开闭信号(Srs)作为所述同步信号发送给所述高次谐波抑制装置(200)。
14.根据权利要求13所述的功率转换系统，其特征在于：
所述高次谐波抑制装置(200)还具有高次谐波抑制装置用电容器(220)、电压检测部(254)以及电流形成部(210)，
所述电压检测部(254)检测所述高次谐波抑制装置用电容器(220)的电压(vdc)，
所述电流形成部(210)在交流侧经由并网电抗器(230)与所述交流电源(2)相连接，在直流侧与所述高次谐波抑制装置用电容器(220)相连接，并形成流向所述交流电源(2)的电流，
所述电流控制部(260)控制所述电流形成部(210)，以便减小所述高次谐波电流，并且当所述开闭信号(Srs)表示闭合状态、且由所述电压检测部(254)检测出的电压(vdc)满足规定的异常条件时，所述电流控制部(260)检测到异常。
15.根据权利要求13所述的功率转换系统，其特征在于：
所述高次谐波抑制装置(200)还具有电流形成部(210)和过零电路(171)，
所述电流形成部(210)经由并网电抗器(230)与所述交流电源(2)相连接，并形成流向所述交流电源(2)的电流，
所述过零电路(171)检测由所述交流电源(2)输出的电源电压(vac)已通过零交点，并输出与检测结果相应的过零信号，
所述电流控制部(260)控制所述电流形成部(210)，以便减小所述高次谐波电流，并且当所述开闭信号(Srs)表示闭合状态、且由所述过零电路(171)输出的过零信号满足规定的异常条件时，所述电流控制部(260)检测到异常。
16.根据权利要求3所述的功率转换系统，其特征在于：
所述转换控制部(140)和所述电流控制部(260)中的一控制部(140、260)生成与该一控制部(140、260)的工作时钟同步的控制同步信号作为所述同步信号(Sms、Spds、Svs)，并发送给所述转换控制部(140)和所述电流控制部(260)中的另一控制部(140、260)，并且
至少一控制部(140、260)将数值数据(ND)经由信息通信布线发送给另一控制部(140、260)，所述数值数据(ND)用数值表示期间。
17.根据权利要求4到12中任一项权利要求所述的功率转换系统，其特征在于：
随着所述同步信号(Sms、Spds、Svs)满足规定的条件，所述电流控制部(260)使所述电流形成部(210)停止工作。
18.根据权利要求1到16中任一项权利要求所述的功率转换系统，其特征在于：
所述高次谐波抑制装置(200)还具有电流形成部(210)，
所述电流形成部(210)经由并网电抗器(230)与所述交流电源(2)相连接，并形成流向所述交流电源(2)的电流，
所述电流控制部(260)控制所述电流形成部(210)，以便减小所述高次谐波电流，
所述电流形成部(210)针对所述交流电源(2)的每一相具有一对开关元件(Sr1、Sr2、Ss1、Ss2、St1、St2)，
至少一个所述开关元件(Sr1、Sr2、Ss1、Ss2、St1、St2)以宽带隙半导体为主要材料。
19.根据权利要求1所述的功率转换系统，其特征在于：
所述同步单元包括至少一个信号源(5)，
预先设定的第一周期信号(Sc1)从所述信号源(5)输入到所述转换控制部(140)，
预先设定的第二周期信号(Sc2)从所述信号源(5)输入到所述电流控制部(260)，
所述第一周期信号(Sc1)和所述第二周期信号(Sc2)是彼此同步的信号。
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