JP2022066920A - 電力変換システム - Google Patents

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Abstract

【課題】電力変換システムにおいてインバータ回路の状態と高調波低減装置の状態とを同期させる。【解決手段】電力変換システム１において、電力変換装置１００のインバータ回路１２０は、回路本体部１３０と、回路本体部１３０を制御する変換制御部１４０を有する。高調波低減装置２００は、交流電源２に流れる高調波電流を低減するように制御する電流制御部２６０を有する。変換制御部１４０は、インバータ回路１２０の状態と高調波低減装置２００の状態を同期させる同期信号生成部１４２を備える。【選択図】図３

Description

本開示は、交流電源から電源電力を供給され動作するインバータ回路と、前記交流電源に接続される高調波低減装置を備えた電力変換システムに関する。
特許文献１には、交流電源から電源電力を供給され動作するインバータ回路と、前記交流電源に接続される高調波低減装置を備えた電力変換システムが開示されている。この電力変換システムでは、前記インバータ回路が、回路本体部と、前記回路本体部を制御する変換制御部を有し、前記高調波低減装置が、前記交流電源に流れる高調波電流を低減するように制御する電流制御部を有する。
特開２０１５－９２８１３号公報
ところで、特許文献１のような電力変換システムにおいて、電力変換システムの性能を向上させるために、インバータ回路の状態と高調波低減装置の状態とを同期させたいという要請がある。
本開示の目的は、インバータ回路の状態と高調波低減装置の状態とを同期させることにある。
本開示の第１の態様は、交流電源（2）から電源電力を供給され動作するインバータ回路（120）と、前記交流電源（2）に接続される高調波低減装置（200）を備えた電力変換システムであって、前記インバータ回路（120）は、回路本体部（130）と、前記回路本体部（130）を制御する変換制御部（140）を有し、前記高調波低減装置（200）は、前記交流電源（2）に流れる高調波電流を低減するように制御する電流制御部（260）を有し、前記電力変換システム（1）は、前記インバータ回路（120）の状態と前記高調波低減装置（200）の状態を同期させる同期手段（142,280,346,445,542,5）を備えることを特徴とする。
第１の態様では、インバータ回路（120）の状態と前記高調波低減装置（200）の状態とを同期させることにより、電力変換システム（1）の性能を向上させることができる。
本開示の第２の態様は、第１の態様において、前記変換制御部（140）及び電流制御部（260）のうちの一方の制御部（140,260）が、前記インバータ回路（120）及び前記高調波低減装置（200）のうち、当該制御部（140,260）を有する一方の装置(120,200)の状態に同期した同期信号（Sms,Spds,Svs,Srs）を生成して、他方の制御部（140,260）に送信する同期信号生成部（142,280,346,445,542）を前記同期手段として備えることを特徴とする。
第２の態様では、変換制御部（140）及び電流制御部（260）の動作クロックに誤差が生じた場合でも、他方の制御部（140,260）は、一方の制御部（140,260）によって送信された同期信号を参照することにより、一方の装置（120,200）の動作に同期して動作できる。
本開示の第３の態様は、第２の態様において、前記同期信号（Sms,Spds,Svs）は、周期信号であることを特徴とする。
第３の態様では、他方の制御部（140,260）は、一方の制御部（140,260）によって送信された同期信号（Sms,Spds,Svs）と同期して動作することにより、一方の装置（120,200）に同期して周期的に動作できる。
本開示の第４の態様は、第３の態様において、前記インバータ回路（120）は、モータ（3）を駆動し、前記高調波低減装置（200）は、系統連系リアクトル（230）を介して前記交流電源（2）に接続され、前記交流電源（2）に流れる電流を形成する電流形成部（210）をさらに有し、前記電流制御部（260）は、前記高調波電流を低減するように前記電流形成部（210）を制御し、前記一方の装置(120,200)は、前記インバータ回路（120）であり、前記同期信号は、前記モータ（3）の電気角に同期したモータ位相同期信号（Sms）であることを特徴とする。
第４の態様では、モータ位相同期信号（Sms）が高調波低減装置（200）に送信されるので、モータ位相同期信号（Sms）を検出する手段を高調波低減装置（200）に設けなくても、高調波低減装置（200）の電流制御部（260）が、モータ（3）の回転周期を正確に把握できる。
本開示の第５の態様は、第４の態様において、前記電流制御部（260）は、前記交流電源（2）によって出力される電源電圧（vac）に同期した電源位相信号（ωt(fs)）を推定または検出する電源位相取得部（261）と、前記高調波電流に含まれる、前記電源電圧（vac）の周期に起因する高調波成分を低減するように、前記電源位相信号（ωt(fs)）に基づいて第１の電圧指令値を算出する第１の電圧算出部（2681）と、前記高調波電流に含まれる、前記モータ（3）の回転に起因する高調波成分を低減するように、前記モータ位相同期信号（Sms）に基づいて第２の電圧指令値を算出する第２の電圧算出部（2682）とを有し、前記第１の電圧指令値及び前記第２の電圧指令値に基づいて、前記電流形成部（210）を制御することを特徴とする。
第５の態様では、交流電源（2）に流れる高調波電流に含まれる，電源電圧（vac）の周期に起因する高調波成分とモータ（3）の回転に起因する高調波成分とを効果的に低減できる。
本開示の第６の態様は、第５の態様において、前記第１の電圧算出部（2681）による第１の電圧指令値の算出、及び前記第２の電圧算出部（2682）による第２の電圧指令値の算出は、並列に行われることを特徴とする。
第６の態様では、第１及び第２の電圧指令値の算出動作がお互いに干渉しない。
本開示の第７の態様は、第３の態様において、前記高調波低減装置（200）は、系統連系リアクトル（230）を介して前記交流電源（2）に接続され、前記交流電源（2）に流れる電流を形成する電流形成部（210）をさらに有し、前記電流制御部（260）は、前記高調波電流を低減するように前記電流形成部（210）を制御し、前記一方の装置(120,200)は、前記インバータ回路（120）であり、前記同期信号は、前記交流電源（2）によって出力される電源電圧（vac）に同期した電源位相同期信号（Spds）であることを特徴とする。
第７の態様では、電源位相同期信号（Spds）が高調波低減装置（200）に送信されるので、電源電圧（vac）の周期を検出する手段を高調波低減装置（200）に設けなくても、高調波低減装置（200）の電流制御部（260）が、電源電圧（vac）の周期を正確に把握できる。
本開示の第８の態様は、第７の態様において、前記変換制御部（140）は、前記交流電源（2）によって出力される電源電圧（vac）に同期した電源位相信号（ωt(fs)）を推定または検出する電源位相取得部（341）と、前記電源位相信号（ωt(fs)）に基づいて、前記電源位相同期信号（Spds）を生成する同期信号生成部（346）と、前記電源位相信号（ωt(fs)）に基づいて、前記インバータ回路（120）の直流側ノード間（130a,130b）電圧に含まれる前記電源電圧（vac）の周期に起因する周波数の脈動成分を低減するように、前記回路本体部（130）を制御する脈動抑制制御部（342）とを有し、前記電流制御部（260）は、前記高調波電流に含まれる、前記電源電圧（vac）の周期に起因する高調波成分を低減するように、前記電源位相同期信号（Spds）に基づいて、前記電流形成部（210）を制御することを特徴とする。
第８の態様では、変換制御部（140）による回路本体部（130）の制御と、電流制御部（260）による電流形成部（210）の制御を同期させることができる。また、インバータ回路（120）の直流側ノード（130a,130b）間電圧に含まれる電源電圧（vac）の周期に起因する周波数の脈動成分を低減するとともに、交流電源（2）に流れる高調波電流に含まれる，電源電圧（vac）の周期に起因する高調波成分を低減できる。
本開示の第９の態様は、第３の態様において、前記高調波低減装置（200）は、系統連系リアクトル（230）を介して前記交流電源（2）に接続され、前記交流電源（2）に流れる電流を形成する電流形成部（210）をさらに有し、前記電流制御部（260）は、前記高調波電流を低減するように前記電流形成部（210）を制御し、前記一方の装置(120,200)は、前記高調波低減装置（200）であり、前記同期信号は、前記交流電源（2）によって出力される電源電圧（vac）に同期した電源位相同期信号（Spds）であることを特徴とする。
第９の態様では、電源位相同期信号（Spds）がインバータ回路（120）に送信されるので、電源電圧（vac）の周期を検出する手段をインバータ回路（120）に設けなくても、インバータ回路（120）の変換制御部（140）が、電源電圧（vac）の周期を正確に把握できる。
本開示の第１０の態様は、第９の態様において、前記電流制御部（260）は、前記交流電源（2）によって出力される電源電圧（vac）に同期した電源位相信号（ωt(fs)）を推定または検出する電源位相取得部（261）と、前記電源位相信号（ωt(fs)）に基づいて、前記電源位相同期信号（Spds）を生成する同期信号生成部（280）とを有し、前記電源位相信号（ωt(fs)）に基づいて、前記高調波電流に含まれる、前記電源電圧（vac）の周期に起因する高調波成分を低減するように、前記電流形成部（210）を制御し、前記変換制御部（140）は、前記電源位相同期信号（Spds）に基づいて、前記インバータ回路（120）の直流側ノード（130a,130b）間電圧に含まれる前記電源電圧（vac）の周期に起因する周波数の脈動成分を低減するように、前記回路本体部（130）を制御する脈動抑制制御部（342）を有することを特徴とする。
第１０の態様では、変換制御部（140）による回路本体部（130）の制御と、電流制御部（260）による電流形成部（210）の制御を同期させることができる。また、インバータ回路（120）の直流側ノード（130a,130b）間電圧に含まれる前記電源電圧（vac）の周期に起因する周波数の脈動成分を低減するとともに、交流電源（2）に流れる高調波電流に含まれる，電源電圧（vac）の周期に起因する高調波成分を低減できる。
本開示の第１１の態様は、第３の態様において、前記高調波低減装置（200）は、前記交流電源（2）に対して電力変換装置（100）と並列に接続され、前記電力変換装置（100）は、前記交流電源（2）から供給される第１の交流を整流して、直流を出力する整流回路（110）と、前記インバータ回路（120）と、前記インバータ回路（120）の直流側ノード（130a,130b）間に接続された電力変換装置用コンデンサ（160）と、前記整流回路（110）の一方の出力端と前記電力変換装置用コンデンサ（160）の一端との間に接続された電力変換装置用リアクトル（150）とを有し、前記インバータ回路（120）の回路本体部（130）は、複数のスイッチング素子を備え、当該スイッチング素子のスイッチング動作によって前記直流を第２の交流に変換して負荷（3）に供給し、前記変換制御部（140）は、前記電力変換装置用リアクトル（150）の電圧（VL）、前記電力変換装置用リアクトル（150）に流れる電流、前記電力変換装置用コンデンサ（160）の電圧、前記整流回路（110）の出力電流、及び前記電力変換装置（100）の入力電流のうちのいずれか１つの検出値に基づいて、前記電力変換装置用リアクトル（150）の電圧（VL）の振動に同期する振動同期信号（Svs）を前記同期信号として生成して前記電流制御部（260）に送信し、前記高調波低減装置（200）は、系統連系リアクトル（230）を介して前記交流電源（2）に接続され、前記交流電源（2）に流れる電流を形成する電流形成部（210）をさらに有し、前記電流制御部（260）は、前記高調波電流を低減するように前記電流形成部（210）を制御することを特徴とする。
第１１の態様では、振動同期信号（Svs）が高調波低減装置（200）に送信されるので、電力変換装置用リアクトル（150）の電圧（VL）の振動の周期を検出する手段を高調波低減装置（200）に設けなくても、高調波低減装置（200）の電流制御部（260）が、電力変換装置用リアクトル（150）の電圧（VL）の振動の周期を正確に把握できる。
本開示の第１２の態様は、第１１の態様において、前記変換制御部（140）は、前記振動同期信号（Svs）の周期に基づいて前記回路本体部（130）を制御し、前記電流制御部（260）は、前記振動同期信号（Svs）に基づいて、前記高調波電流に含まれる、前記電力変換装置用リアクトル（150）の電圧（VL）の振動に起因する高調波成分を低減するように、前記電流形成部（210）を制御することを特徴とする。
第１２の態様では、変換制御部（140）による回路本体部（130）の制御と、電流制御部（260）による電流形成部（210）の制御を同期させることができる。また、交流電源（2）に流れる高調波電流に含まれる，電力変換装置用リアクトル（150）の電圧（VL）の振動に起因する高調波成分を低減できる。
本開示の第１３の態様は、第２の態様において、前記交流電源（2）と、前記インバータ回路（120）及び前記高調波低減装置（200）との間の電流経路に設けられた遮断器（4）をさらに備え、前記変換制御部（140）は、前記遮断器（4）の開閉を制御する開閉制御部（541）と、前記遮断器（4）の開閉状態と同期した開閉信号（Srs）を前記同期信号として前記高調波低減装置（200）に送信する同期信号生成部（542）とを有していることを特徴とする。
第１３の態様では、開閉信号（Srs）が高調波低減装置（200）に送信されるので、遮断器（4）の開閉状態を検出する手段を高調波低減装置（200）に設けなくても、高調波低減装置（200）が、遮断器（4）の開閉状態を正確に把握できる。
第１４の態様は、第１３の態様において、前記高調波低減装置（200）は、高調波低減装置用コンデンサ（220）と、前記高調波低減装置用コンデンサ（220）の電圧を検出する電圧検出部（254）と、交流側に系統連系リアクトル（230）を介して前記交流電源（2）に接続され、直流側に前記高調波低減装置用コンデンサ（220）が接続され、前記交流電源（2）に流れる電流を形成する電流形成部（210）をさらに有し、前記電流制御部（260）は、前記高調波電流を低減するように前記電流形成部（210）を制御するとともに、前記開閉信号（Srs）が閉状態を示し、かつ前記電圧検出部（254）によって検出された電圧が所定の異常条件を満たすときに、異常を検知することを特徴とする。
第１４の態様では、遮断器（4）が開状態のときに、電圧検出部（254）によって検出された電圧が所定の異常条件を満たしても、異常が検知されない。したがって、遮断器（4）が開状態のときに、誤って異常が検知されるのを防止できる。
第１５の態様は、第１３の態様において、前記高調波低減装置（200）は、系統連系リアクトル（230）を介して前記交流電源（2）に接続され、前記交流電源（2）に流れる電流を形成する電流形成部（210）と、前記交流電源（2）によって出力される電源電圧（vac）のゼロクロス点の通過を検出し、検出結果に応じたゼロクロス信号を出力するゼロクロス回路（171）とをさらに有し、前記電流制御部（260）は、前記高調波電流を低減するように前記電流形成部（210）を制御するとともに、前記開閉信号（Srs）が閉状態を示し、かつ前記ゼロクロス回路（171）によって出力されたゼロクロス信号が所定の異常条件を満たすときに、異常を検知することを特徴とする。
第１５の態様では、遮断器（4）が開状態のときに、ゼロクロス信号が所定の異常条件を満たしても、異常が検知されない。したがって、遮断器（4）が開状態のときに、交流電源（2）の異常が誤って検知されるのを防止できる。
第１６の態様は、第３の態様において、前記変換制御部（140）、及び前記電流制御部（260）のうちの一方の制御部（140,260）は、当該一方の制御部（140,260）の動作クロックに同期した制御同期信号を、前記同期信号（Sms,Spds,Svs）として生成し、他方の制御部（140,260）に送信するとともに、少なくとも一方の制御部（140,260）は、期間を数値で示す数値データ（ND）を、他方の制御部（140,260）に情報通信配線を介して送信することを特徴とする。
第１６の態様では、変換制御部（140）及び電流制御部（260）の動作クロックに誤差が生じる場合でも、他方の制御部（140,260）は、一方の制御部（140,260）によって送信された同期信号（Sms,Spds,Svs）と数値データ（ND）を参照することにより、変換制御部（140）による制御と、電流制御部（260）による制御とを同期させることができる。
第１７の態様は、第４～１２の態様のいずれか１つにおいて、前記電流制御部（260）は、前記同期信号（Sms,Spds,Svs）が所定の条件を満たすのに応じて、前記電流形成部（210）の動作を停止させることを特徴とする。
第１７の態様では、同期信号（Sms,Spds,Svs）が所定の条件を満たしたときに、電流形成部（210）の動作を停止させることができる。
第１８の態様は、第１～１６の態様のいずれか１つにおいて、前記高調波低減装置（200）は、系統連系リアクトル（230）を介して前記交流電源（2）に接続され、前記交流電源（2）に流れる電流を形成する電流形成部（210）をさらに有し、前記電流制御部（260）は、前記高調波電流を低減するように前記電流形成部（210）を制御し、前記電流形成部（210）は、１対のスイッチング素子（Sr1,Sr2,Ss1,Ss2,St1,St2）を前記交流電源（2）の相毎に有し、少なくとも１つの前記スイッチング素子（Sr1,Sr2,Ss1,Ss2,St1,St2）は、ワイドバンドギャップ半導体を主材料としていることを特徴とする。
第１８の態様では、スイッチング素子（Sr1,Sr2,Ss1,Ss2,St1,St2）に高い周波数でスイッチング動作をさせることができるので、交流電源（2）に流れる高調波電流を効果的に低減できる。
第１９の態様は、第１の態様において、前記同期手段は、少なくとも１つの信号源（5）を備え、前記変換制御部（140）には、前記信号源（5）から、予め設定された第１の周期信号（Sc1）が入力され、前記電流制御部（260）には、前記信号源（5）から、予め設定された第２の周期信号（Sc2）が入力され、前記第１の周期信号（Sc1）と前記第２の周期信号（Sc2）は互いに同期する信号であることを特徴とする。
第１９の態様では、変換制御部（140）は、第１の周期信号（Sc1）に基づいて、当該変換制御部（140）の動作クロックの長さを認識でき、電流制御部（260）は、第２の周期信号（Sc2）に基づいて、当該電流制御部（260）の動作クロックの長さを認識できる。また、第１及び第２の周期信号（Sc1,Sc2）が互いに同期しているので、インバータ回路（120）の状態と高調波低減装置（200）の状態とを同期させることができる。
図１は、実施形態１に係る電力変換システムの構成を示すブロック図である。 図２は、実施形態１におけるインバータ回路の三相のうちの一相の出力電圧、電気角位相信号、及びモータ位相同期信号の波形を例示するタイミングチャートである。 図３は、実施形態１における電流制御部の詳細な構成を示すブロック図である。 図４は、実施形態１における電流形成部の回路図である。 図５は、実施形態１におけるｄ軸電流制御部の詳細な構成を示すブロック図である。 図６は、実施形態１の変形例１の図１相当図である。 図７は、実施形態１の変形例１の図３相当図である。 図８は、実施形態１の変形例１の図５相当図である。 図９は、実施形態２の図１相当図である。 図１０は、実施形態２における変換制御部の詳細な構成を示すブロック図である。 図１１は、実施形態２における三相のうち一相の電源電圧、ゼロクロス信号、電源位相信号、及び電源位相同期信号の波形を例示するタイミングチャートである。 図１２は、実施形態２の変形例１の図３相当図である。 図１３は、実施形態２の変形例２の図１相当図である。 図１４は、実施形態３の図１相当図である。 図１５は、実施形態３の図１０相当図である。 図１６は、実施形態３における三相のうち一相の電源電圧、電力変換装置用リアクトルの電圧、振動位相信号、及び振動同期信号を例示するタイミングチャートである。 図１７は、実施形態４の図１相当図である。 図１８は、実施形態４の図３相当図である。 図１９は、実施形態４におけるリレー駆動信号、開閉信号、直流電圧検出部によって検出された電圧、異常条件の判定結果、及び異常検知の有無を例示するタイミングチャートである。 図２０は、実施形態４の変形例１の図３相当図である。 図２１は、実施形態５の図１相当図である。 図２２は、実施形態６の図１相当図である。
以下、本開示の実施形態について図面を参照しながら説明する。なお、以下の実施形態は、本質的に好ましい例示であって、本発明、その適用物、あるいはその用途の範囲を制限することを意図するものではない。
《実施形態１》
図１は、本開示の実施形態１に係る電力変換システム（1）を示す。この電力変換システム（1）は、電力変換装置（100）と、高調波低減装置（200）とを備えている。
電力変換装置（100）は、交流電源（2）により入力される三相交流に対し、電力変換を行い、電力変換後の交流を負荷としてのモータ（3）に供給する。三相交流は、電力変換装置（100）に３本の導線を介して入力される。
電力変換装置（100）は、整流回路（110）と、インバータ回路（120）と、変換制御部（140）と、電力変換装置用リアクトル（150）と、電力変換装置用コンデンサ（160）とを備えている。
整流回路（110）は、交流電源（2）から供給される第１の交流を整流し、直流を第１及び第２の出力ノード（110a,110b）に出力する。詳しくは、整流回路（110）は、全波整流回路である。整流回路（110）は、ブリッジ状に結線された６つのダイオードを有している。これらのダイオードは、そのカソードを第１の出力ノード（110a）側に向けるとともに、そのアノードを第２の出力ノード（110b）側に向けている。
インバータ回路（120）は、交流電源（2）から整流回路（110）を介して入力される直流を第２の交流に変換して負荷としてのモータ（3）に出力することにより、モータ（3）を駆動する。インバータ回路（120）は、交流電源（2）から電源電力を供給され動作する。
インバータ回路（120）は、回路本体部（130）及び変換制御部（140）を有している。
回路本体部（130）は、複数のスイッチング素子を備え、当該スイッチング素子のスイッチング動作によって、整流回路（110）によって出力された直流を第２の交流に変換してモータ（3）に供給する。６つのスイッチング素子（図示せず）と、６つの還流ダイオード（図示せず）とを有している。６つのスイッチング素子は、ブリッジ結線されている。つまり、回路本体部（130）は、その第１及び第２の直流ノード（130a,130b）間に接続された３つのスイッチングレグを備えている。スイッチングレグは、２つのスイッチング素子が互いに直列に接続されたものである。
３つのスイッチングレグの各々において、上アームのスイッチング素子と下アームのスイッチング素子との中点が、モータ（3）の各相のコイル（u相、v相、w相のコイル）にそれぞれ接続されている。各スイッチング素子には、還流ダイオードが１つずつ逆並列に接続されている。
変換制御部（140）は、回路本体部（130）を制御する。変換制御部（140）は、マイクロコンピュータによって構成されている。具体的には、変換制御部（140）は、モータ制御部（141）と、同期手段としての同期信号生成部（142）とを有している。
モータ制御部（141）は、モータ（3）が所望の速度で回転するように、回路本体部（130）のスイッチング素子を動作させる第１の駆動信号（Smd1）を、第１搬送波を用いて生成し、回路本体部（130）のスイッチング素子に出力する。第１の駆動信号（Smd1）には、各スイッチング素子の制御電極に与えられる６信号が含まれる。
同期信号生成部（142）は、モータ（3）を前記所望の速度で回転させるときの電気角を示す電気角位相信号を生成する。電気角位相信号は、回路本体部（130）の出力電圧が負から正に切り替わるときにカウント値を０にリセットするとともに、経過時間のカウントを開始するカウンタによって生成できる。そして、同期信号生成部（142）は、電気角位相信号に基づいて、電気角位相信号の値が所定数値範囲にあるときにハイレベルとなり、前記所定数値範囲にないときにローレベルとなるモータ位相同期信号（Sms）を生成し、高調波低減装置（200）の電流制御部（260）に送信する。したがって、モータ位相同期信号（Sms）は、モータ（3）の電気角に同期した周期信号であり、インバータ回路（120）の状態に同期した周期信号である。モータ位相同期信号（Sms）は、変換制御部（140）の動作クロックを分周した信号であり、当該動作クロックに同期した制御同期信号である。
図２は、インバータ回路（120）の三相のうちの一相の出力電圧、電気角位相信号、及びモータ位相同期信号（Sms）の波形を例示する。
電力変換装置用リアクトル（150）の一端は、整流回路（110）の第１の出力ノード（110a）に接続され、電力変換部装置リアクトル（150）の他端は、インバータ回路（120）の第１の直流ノード（130a）に接続されている。
電力変換装置用コンデンサ（160）は、インバータ回路（120）の第１及び第２の直流ノード（130a,130b）間に接続されている。したがって、電力変換装置用リアクトル（150）は、交流電源（2）と電力変換装置用コンデンサ（160）との間に接続されている。
電力変換装置用コンデンサ（160）の容量値は、整流回路（11）の出力電圧の変動を許容するが、インバータ回路（120）のスイッチング動作に起因するリプル電圧を抑制できるように設定されている。リプル電圧とは、スイッチング素子におけるスイッチング周波数に応じた電圧変動である。したがって、電力変換装置用コンデンサ（160）の電圧であるＤＣリンク電圧には、交流電源（2）の交流電圧の周波数に応じた脈動成分が含まれる。
詳しくは、電力変換装置用コンデンサ（160）の容量は、スイッチング周期間における電力変換装置用コンデンサ（160）の電圧変動を、電力変換装置用コンデンサ（160）の電圧の平均値の１／１０以下に抑えるように設定されている。したがって、電力変換装置用コンデンサ（160）に最低限必要な容量は、スイッチング周波数と、モータ（3）及び電力変換装置用コンデンサ（160）の間を流れる負荷電流（ii）とに応じて決まる。
電力変換装置用コンデンサ（160）の容量値Ｃを以下の式（I）を満たすように設定することにより、スイッチング周期間における電力変換装置用コンデンサ（160）の電圧変動を、電力変換装置用コンデンサ（160）の電圧の平均値の１／１０以下に抑えることができる。式（Ａ）において、ＤＣリンク電圧に重畳する整流回路（110）の出力電圧変動を無視し、ＤＣリンク電圧の平均値をＶＡｄｃ、交流電力が最大電力であるときの負荷電流（ii）のピーク値をＩｍａｘ、スイッチング周期をＴｓとする。
Ｃ≧（１０・Ｉｍａｘ・Ｔｓ）／ＶＡｄｃ ・・・（I）
ここで、スイッチング周期は、スイッチング素子がオンオフを繰り返す周期である。本実施形態１では、ＰＷＭ制御によりスイッチング素子が制御されるので、スイッチング周期は、ＰＷＭ制御に用いる第１搬送波のキャリア周期となる。
電力変換装置用コンデンサ（160）は、例えば、フィルムコンデンサで構成される。
電力変換装置用コンデンサ（160）の容量が比較的小さいため、電力変換装置用コンデンサ（160）では、整流回路（110）の出力電圧は殆ど平滑化されない。その結果、交流電源（2）の周波数に応じた脈動成分が、ＤＣリンク電圧に残留する。交流電源（2）は三相電源であるため、交流電源（2）の周波数に応じた脈動成分は、交流電源（2）の周波数の６倍である。
交流電源（2）と電流変換部用コンデンサ（160）との間のインダクタンス成分と電力変換装置用コンデンサ（160）とで、電流変換部用フィルタ（LC1）が形成されている。前記インダクタンス成分は、電力変換装置用リアクトル（150）を含む。電流変換部用コンデンサ（160）の容量は、この電流変換部用フィルタ（LC1）が、電流に含まれる第１キャリア周波数の成分を減衰させるように設定されている。第１キャリア周波数は、インバータ回路（120）の回路本体部（130）の制御信号の生成に用いられる第１搬送波の周波数である。したがって、インバータ回路（120）のスイッチング動作に起因して、インバータ回路（120）と交流電源との間を流れる電流が、第１キャリア周波数に応じて変動するのを抑制できる。
高調波低減装置（200）は、前記交流電源（2）に対して電力変換装置（100）と並列に接続されている。高調波低減装置（200）は、交流電源（2）に流れる高調波電流を低減するように制御する。
高調波低減装置（200）は、図３にも示すように、電流形成部（210）と、高調波低減装置用コンデンサ（220）と、各相に対応する系統連系リアクトル（230）と、各相に対応する高調波低減装置用フィルタ（240）と、負荷電流検出部（251）と、ゼロクロス回路としてのゼロクロス信号検出部（252）と、制御対象電流検出部（253）と、直流電圧検出部（254）と、電流制御部（260）とを備えている。なお、図１中、負荷電流検出部（251）、ゼロクロス信号検出部（252）、制御対象電流検出部（253）、及び直流電圧検出部（254）の図示を省略している。
電流形成部（210）は、交流電源（2）に流れる電流を形成する。図４に示すように、６つのスイッチング素子（Sr1,Sr2,Ss1,Ss2,St1,St2）と、６つの還流ダイオード（RD）とを有している。スイッチング素子（Sr1,Sr2,Ss1,Ss2,St1,St2）は、ユニポーラトランジスタであり、ワイドバンドギャップ半導体を主材料としたＭＯＳＦＥＴ（metal oxide semiconductor field effect transistor）である。電流形成部（210）は、その第１及び第２の直流側ノード（210a,210b）間に接続されたスイッチングレグを交流電源（2）の相毎に有している。各スイッチングレグは、１対のスイッチング素子（Sr1,Sr2,Ss1,Ss2,St1,St2）が互いに直列に接続されたものである。
３つのスイッチングレグの各々において、上アームのスイッチング素子（Sr1,Ss1,St1）と下アームのスイッチング素子（Sr2,Ss2,St2）との中点が、交流側ノードとなる。各スイッチング素子（Sr1,Sr2,Ss1,Ss2,St1,St2）には、還流ダイオード（RD）が１つずつ逆並列に接続されている。
高調波低減装置用コンデンサ（220）は、電流形成部（210）の直流側ノード（210a,210b）間に接続されている。したがって、電流形成部（210）の直流側には、高調波低減装置用コンデンサ（220）が接続されている。高調波低減装置用コンデンサ（220）の容量は、前記電力変換装置用コンデンサ（160）の容量よりも大きい。
各相の系統連系リアクトル（u相、v相、w相の系統連系リアクトル）（230）の一端は、電流形成部（210）のいずれか１つの交流側ノードにそれぞれ接続されている。各系統連系リアクトル（230）の他端は、対応する高調波低減装置用フィルタ（240）を介して交流電源（2）に接続されている。つまり、系統連系リアクトル（230）は、交流電源（2）と高調波低減装置用コンデンサ（220）の一端との間に接続されている。したがって、電流形成部（210）は、系統連系リアクトル（230）を介して交流電源（2）に接続されている。
各相の高調波低減装置用フィルタ（240）は、交流電源（2）と前記系統連系リアクトル（230）との間に介在している。各高調波低減装置用フィルタ（240）は、前記系統連系リアクトル（230）よりもインダクタンスが小さいフィルタ用リアクトル（241）と、フィルタ用コンデンサ（242）とを有している。
負荷電流検出部（251）は、交流電源（2）から電力変換装置（10）に向かう負荷電流（ii）の二相分に比例する二相の電流（ir,it）を検出する。
ゼロクロス信号検出部（252）は、交流電源（2）によって出力される三相の電源電圧のうちの一相の電源電圧（vac）のゼロクロス点の通過を検出し、検出結果に応じたゼロクロス信号を出力する。ゼロクロス信号は、例えば、電源電圧（vac）が負から正に切り替わったときにハイレベルに立ち上がり、電源電圧（vac）が正から負に切り替わったときにローレベルに立ち下がる信号である。
制御対象電流検出部（253）は、電流形成部（210）によって出力される三相の出力電流（iuvw）を検出する。この出力電流（iuvw）は、電流補償部（20）から交流電源（2）に流れる補償電流（ia）に比例する。
直流電圧検出部（254）は、電流形成部（210）の直流側ノード（210a,210b）間の出力電圧、すなわち高調波低減装置用コンデンサ（220）の電圧（vdc）を検出する。
電流制御部（260）は、交流電源（2）に流れる高調波電流を低減するように、第２の駆動信号（Smd2）によって電流形成部（210）を制御する。電流制御部（260）は、変換制御部（140）とは異なるマイクロコンピュータによって構成されている。具体的には、電流制御部（260）は、電源位相取得部（261）と、第１及び第２のｄｑ変換部（262,263）と、第１の高調波検出部（264）と、第１の減算部（265）と、直流電圧制御部（266）と、第１の加算部（267）と、ｄ軸電流制御部（268）と、第２の高調波抽出部（269）と、第２の減算部（271）と、ｑ軸電流制御部（272）と、第３及び第４の減算部（273,274）と、第１及び第２の振動抑制制御部（275,276）と、第５及び第６の減算部（277,278）と、駆動信号生成部（279）とを備えている。
電源位相取得部（261）は、ゼロクロス信号検出部（252）によって出力されたゼロクロス信号に基づいて、交流電源（2）によって出力される電源電圧（vac）に同期した電源位相信号（ωt(fs)）を推定する。電源位相信号（ωt(fs)）は、電源電圧（vac）が負から正に切り替わるときにカウント値を０にリセットするとともに、経過時間のカウントを開始するカウンタのカウント値であり、電源電圧（vac）の位相を示す。電源位相信号（ωt(fs)）は、ゼロクロス信号に基づいて推測される。電源位相信号（ωt(fs)）は、ゼロクロス信号に対し、所定の位相誤差の補正を行うことにより推定される。所定の位相誤差は、予め推測されて設定されている。なお、位相誤差を無視できる場合や、位相誤差の補正が行われた後のゼロクロス信号が電源位相取得部（261）に入力される構成を採用した場合には、電源位相取得部（261）が、上記補正を行わず、ゼロクロス信号がローレベルからハイレベルに切り替わるときに０にリセットされ、経過時間に比例して信号値を増加させる信号を、電源位相信号（ωt(fs)）として検出するようにしてもよい。
第１のｄｑ変換部（262）は、負荷電流（ii）に比例する二相分の電流（ir,it）に基づいて、残りの一相の電流（is）を算出し、三相の電流（irst）を三相／二相変換して、負荷電流（ii）のｄ軸成分（ii(d)）及びｑ軸成分（ii(q)）を得る。ｄ軸及びｑ軸は電源位相信号（ωt(fs)）に示される位相に同期する回転座標系の座標軸である。ｄ軸成分（ii(d)）は有効成分、ｑ軸成分（ii(q)）は無効成分である。負荷電流（ii）は三相であるので、そのうちの二相分の負荷電流（ii）に比例する電流（ir,it）を検出できれば、負荷電流（ii）のｄ軸成分（ii(d)）及びｑ軸成分（ii(q)）を得ることができる。
第２のｄｑ変換部（263）は、制御対象電流検出部（253）によって検出された出力電流（iuvw）を三相／二相変換して、補償電流（ia）のｄ軸成分（ia(d)）及びｑ軸成分（ia(q)）を得る。負荷電流（ii）と同様に、出力電流（iuvw）は三相であるので、そのうちの二相分の出力電流に比例する電流を検出できれば、補償電流（ia）のｄ軸成分（ia(d)）及びｑ軸成分（ia(q)）を得ることができる。
第１の高調波検出部（264）は、第１のｄｑ変換部（262）によって得られた負荷電流（ii）のｄ軸成分（ii(d)）の高域成分（iih(d)）を出力するハイパスフィルタである。
第１の減算部（265）は、出力電圧指令値（Vdc*）から、電流形成部（210）の直流側ノード（210a,210b）間の出力電圧、すなわち高調波低減装置用コンデンサ（220）の電圧（vdc）を減算して減算結果を出力する。
直流電圧制御部（266）は、第１の減算部（265）によって出力された減算結果に対して比例積分制御を行って修正値（Vcn）を求める。
第１の加算部（267）は、第１の高調波検出部（264）によって出力されたｄ軸成分の高域成分（iih(d)）と、直流電圧制御部（266）によって求められた修正値（Vcn）とを加算し、加算結果をｄ軸成分の指令値（ia*(d)）として出力する。
ｄ軸電流制御部（268）は、図５に示すように、第１の電圧算出部（2681）と、第２の電圧算出部（2682）と、第２の加算部（2683）を有する。
第１の電圧算出部（2681）は、交流電源（2）に流れる高調波電流に含まれる、前記電源電圧（vac）の周期に起因する高調波成分を低減するように、前記電源位相信号（ωt(fs)）に基づいて第１の電圧指令値を算出する。第１の電圧算出部（2681）は、第７の減算部（2681b）と、第１のＰＩ制御部（2681c）と、第１のＲＴＣ（repetitive control）（2681d）と、第３の加算部（2681e）とを備えている。
第７の減算部（2681b）は、第１の加算部（267）によって出力されたｄ軸成分の指令値（ia*(d)）から、第２のｄｑ変換部（263）によって得られた補償電流（ia）のｄ軸成分（ia(d)）を減算し、減算結果を出力する。
第１のＰＩ制御部（2681c）は、第７の減算部（2681b）により出力された減算結果を第１のゲイン倍した値と、当該減算結果を積分して第２のゲイン倍した値との和を求め、第１の制御値（Vpi1）として出力する。
第１のＲＴＣ（2681d）は、Ｎ個の記憶部を有し、各記憶部は、２π／Ｎずつ異なる位相に対応している。各記憶部には、電源電圧（vac）の位相がその記憶部に対応する位相であるときの第１の制御値（Vpi1）が毎回入力される。第１のＲＴＣ（2681d）は、電源電圧（vac）の位相を、電源位相信号（ωt(fs)）に基づいて特定できる。各記憶部は、格納値に入力値（今回のサンプル時における第１の制御値（Vpi1）を加算して累積値を求め、求めた累積値を新たな格納値とする。第１のＲＴＣ（2681d）は、Ｎ個の記憶部の格納値を、電源電圧（vac）の１周期で１巡するように、電源電圧（vac）の位相に応じて選択し、第１の累積値（Vrp1）として出力する。
第３の加算部（2681e）は、第１のＰＩ制御部（2681c）によって出力された第１の制御値（Vpi1）と、第１のＲＴＣ（2681d）によって出力された第１の累積値（Vrp1）とを加算し、加算結果を第１の電圧指令値として出力する。
第２の電圧算出部（2682）は、交流電源（2）に流れる高調波電流に含まれる、前記モータ（3）の回転に起因する高調波成分を低減するように、モータ位相同期信号（Sms）に基づいて第２の電圧指令値を算出する。第２の電圧算出部（2682）は、電気角位相取得部（26820）と、第８の減算部（2682b）と、第２のＰＩ制御部（2682c）と、ハイパスフィルタ（High-pass filter: HPF）（2682d）と、第２のＲＴＣ（repetitive control）（2682e）と、第４の加算部（2682f）とを備えている。
電気角位相取得部（26820）は、電力変換装置（100）の変換制御部（140）によって生成されたモータ位相同期信号（Sms）に基づいて、モータ（3）の電気角位相を示す電気角位相信号（ωt(fm)）を生成する。
第８の減算部（2682b）は、第１の加算部（267）によって出力されたｄ軸成分の指令値（ia*(d)）から、第２のｄｑ変換部（263）によって得られた補償電流（ia）のｄ軸成分（ia(d)）を減算し、減算結果を出力する。
第２のＰＩ制御部（2682c）は、第８の減算部（2682b）により出力された減算結果を第１のゲイン倍した値と、当該減算結果を積分して第２のゲイン倍した値との和を求め、第２の制御値（Vpi2）として出力する。
ハイパスフィルタ（2682d）は、第２の制御値（Vpi2）の高域成分を出力する。
第２のＲＴＣ（2682e）は、Ｎ個の記憶部を有し、各記憶部は、２π／Ｎずつ異なる位相に対応している。各記憶部には、モータ（3）の電気角位相がその記憶部に対応する位相であるときの第２の制御値（Vpi2）の高域成分が毎回入力される。第２のＲＴＣ（2682e）は、モータ（3）の電気角位相を、電気角位相信号（ωt(fm)）に基づいて特定できる。各記憶部は、格納値に入力値（今回のサンプル時における第２の制御値（Vpi2）の高域成分）を加算して累積値を求め、求めた累積値を新たな格納値とする。第２のＲＴＣ（2682e）は、Ｎ個の記憶部の格納値を、モータ（3）の回転の１周期で１巡するように、モータ（3）の回転位相に応じて選択し、第２の累積値（Vrp2）として出力する。
第４の加算部（2682f）は、第２のＰＩ制御部（2682c）によって出力された第２の制御値（Vpi2）と、第２のＲＴＣ（2682e）によって出力された第２の累積値（Vrp2）とを加算し、加算結果を第２の電圧指令値として出力する。
第１の電圧算出部（2681）による第１の電圧指令値の算出、及び前記第２の電圧算出部（2682）による第２の電圧指令値の算出が、並列に行われる。
第２の加算部（2683）は、第１の電圧算出部（2681）によって算出された第１の電圧指令値と、第２の電圧算出部（2682）によって算出された第２の電圧指令値とを加算し、加算結果をｄ軸成分の出力電圧指令値(vi*(d))として出力する。
なお、第１及び第２の電圧算出部（2681,2682）が、第７及び第８の減算部（2681b,2682b）として、共通の減算部を共用するようにしてもよい。また、第１及び第２の電圧算出部（2681,2682）が、第１及び第２のＰＩ制御部（2681c,2682c）として、共通のＰＩ制御部を共用するようにしてもよい。
第２の高調波抽出部（269）は、第１のｄｑ変換部（262）によって得られた負荷電流（ii）のｑ軸成分（ii(q)）の高域成分（iih(q)）を出力するハイパスフィルタである。
第２の減算部（271）は、ｑ軸成分（ii(q)）の高域成分（iih(q)）から、第２のｄｑ変換部（263）によって得られた補償電流（ia）のｑ軸成分（ia(q)）を減算して減算結果を出力する。
ｑ軸電流制御部（272）は、第２の減算部（271）によって出力される減算結果が小さくなるようにｑ軸成分の出力電圧指令値（vi*(q)）を生成する。ｑ軸電流制御部（272）は、例えば、比例積分制御によってｑ軸成分の出力電圧指令値（vi*(q)）を生成する。
第３の減算部（273）は、第１のｄｑ変換部（262）によって得られた負荷電流（ii）のｄ軸成分（ii(d)）から、第２のｄｑ変換部（263）によって得られた補償電流（ia）のｄ軸成分（ia(d)）を減算することで、電源電流（is）のｄ軸成分に相当する成分を出力する。
第４の減算部（274）は、第１のｄｑ変換部（262）によって得られた負荷電流（ii）のｑ軸成分（ii(q)）から、第２のｄｑ変換部（263）によって得られた補償電流（ia）のｑ軸成分（ia(q)）を減算することで、電源電流（is）のｑ軸成分に相当する成分を出力する。
第１の振動抑制制御部（275）は、第３の減算部（273）によって出力される減算結果に基づいて、振動が抑制されるように、振動抑制信号を出力する。具体的には、第１の振動抑制制御部（275）は、第３の減算部（273）によって出力される減算結果に対して二階微分を行い、所定の振動抑制制御用ゲイン（k2）を乗じることにより、振動抑制信号を得る。
第２の振動抑制制御部（276）は、第４の減算部（274）によって出力される減算結果に基づいて、振動が抑制されるように、振動抑制信号を出力する。具体的には、第２の振動抑制制御部（276）は、第４の減算部（274）によって出力される減算結果に対して二階微分を行い、所定の振動抑制制御用ゲイン（k2）を乗じることにより、振動抑制信号を得る。
第１及び第２の振動抑制制御部（275,276）による振動抑制信号の生成方法の詳細は、特開２０１６－１１６３３０号公報に開示されている。
第５の減算部（277）は、ｄ軸電流制御部（268）の第２の加算部（2683）によって出力されたｄ軸成分の出力電圧指令値(vi*(d))から、第１の振動抑制制御部（275）の出力を減算し、減算結果を、ｄ軸成分の出力電圧指令値(Vid)として出力する。
第６の減算部（278）は、ｑ軸電流制御部（272）によって出力されたｑ軸成分の出力電圧指令値（vi*(q)）から、第２の振動抑制制御部（276）の出力を減算し、減算結果を、ｑ軸成分の出力電圧指令値(Viq)として出力する。
駆動信号生成部（279）は、スイッチング素子（Sr1,Sr2,Ss1,Ss2,St1,St2）を駆動する駆動信号（Smd2）を第５及び第６の減算部（277,278）によって出力される出力電圧指令値（Vid,Viq）に基づいて生成する。出力電圧指令値（Vid,Viq）に基づいて駆動信号（Smd2）を生成する方法は周知であるので、その説明は省略する。
変換制御部（140）が電流制御部（260）に単にモータ（3）の回転周期をマイコン間通信により伝達する方式では、伝達されるまでに時間がかかり、変換制御部（140）及び電流制御部（260）の動作クロックに誤差が生じた場合に、電流制御部（260）が回転周期を正しく認識できず、モータ（3）の回転に起因する高調波成分を十分に補償できない。しかし、本実施形態１によれば、電流制御部（260）が、モータ位相同期信号（Sms）に同期して制御を行うので、モータ（3）の回転に起因する高調波成分をより効果的に補償できる。具体的には、電流制御部（260）の第２の電圧算出部（2682）が、モータ位相同期信号（Sms）を参照することにより、変換制御部（140）の動作に同期して第２の電圧指令値を算出できる。このように、インバータ回路（120）の状態と高調波低減装置（200）の状態とを同期させることができる。
また、モータ位相同期信号（Sms）は、周期信号であるので、電流制御部（260）の第２の電圧算出部（2682）は、モータ位相同期信号（Sms）と同期して動作することにより、変換制御部（140）に同期して周期的に動作できる。
また、モータ位相同期信号（Sms）が高調波低減装置（200）に送信されるので、モータ位相同期信号（Sms）を検出する手段を高調波低減装置（200）に設けなくても、高調波低減装置（200）の電流制御部（260）が、モータ（3）の回転周期を正確に把握できる。
また、電流制御部（260）が、第１及び第２の電圧指令値に基づいて電流形成部（210）を制御するので、交流電源（2）に流れる高調波電流に含まれる，電源電圧（vac）の周期に起因する高調波成分とモータ（3）の回転に起因する高調波成分とを効果的に低減できる。
また、第１の電圧算出部（2681）による第１の電圧指令値の算出、及び前記第２の電圧算出部（2682）による第２の電圧指令値の算出が、並列に行われるので、第１及び第２の電圧指令値の算出動作がお互いに干渉しない。
また、電流形成部（210）のスイッチング素子（Sr1,Sr2,Ss1,Ss2,St1,St2）の主材料をワイドバンドギャップ半導体としたので、スイッチング素子（Sr1,Sr2,Ss1,Ss2,St1,St2）に高い周波数でスイッチング動作をさせることができる。したがって、交流電源（2）に流れる高調波電流を効果的に低減できる。
《実施形態１の変形例１》
図６及び図７は、本開示の実施形態１の変形例１に係る電力変換システム（1）を示す。本変形例１では、インバータ回路（120）の直流側に、高調波低減装置（200）が直列に接続されている。詳しくは、第１及び第２の直流ノード（130a,130b）間に、高調波低減装置用コンデンサ（220）が接続されている。
高調波低減装置（200）は、負荷電流検出部（251）を備えていない。
制御対象電流検出部（253）は、電流形成部（210）によって出力される三相の出力電流（iuvw）のうち二相の出力電流（iu,iw）を検出する。
また、電流制御部（260）が、第１のｄｑ変換部（262）と、第１の高調波検出部（264）と、第１の加算部（267）とを備えていない。
第２のｄｑ変換部（263）は、制御対象電流検出部（253）によって検出された二相の出力電流（iu,iw）に基づいて、残りの一相の出力電流（iv）を算出し、三相の出力電流（iuvw）を三相／二相変換することにより、交流電源（2）によって出力される電源電流（is）のｄ軸成分（is(d)）及びｑ軸成分（is(q)）を得る。
直流電圧制御部（266）は、第１の減算部（265）によって出力された減算結果に対して比例積分制御を行って電源電流（is）のｄ軸成分の指令値（is*(d)）を求める。
第１の電圧算出部（2681）の第７の減算部（2681b）は、直流電圧制御部（266）によって求められたｄ軸成分の指令値（is*(d)）から、第２のｄｑ変換部（263）によって得られた電源電流（is）のｄ軸成分（is(d)）を減算する。
第２の電圧算出部（2682）の第８の減算部（2682b）は、直流電圧制御部（266）によって求められたｄ軸成分の指令値（is*(d)）から、第２のｄｑ変換部（263）によって得られた電源電流（is）のｄ軸成分（is(d)）を減算する。
第２の減算部（271）は、０から第２のｄｑ変換部（263）によって得られた電源電流（is）のｑ軸成分（is(q)）を減算する。
その他の構成は、実施形態１と同じであるので、同じ構成には同じ符号を付してその詳細な説明を省略する。
なお、第１及び第２の電圧算出部（2681,2682）が、第７及び第８の減算部（2681b,2682b）として、共通の減算部を共用するようにしてもよい。また、第１及び第２の電圧算出部（2681,2682）が、第１及び第２のＰＩ制御部（2681c,2682c）として、共通のＰＩ制御部を共用するようにしてもよい。
《実施形態２》
図９は、本開示の実施形態２に係る電力変換システム（1）を示す。本実施形態２では、電力変換装置（100）が、モータ電流検出部（170）をさらに備えている。また、電力変換装置（100）にゼロクロス信号検出部（171）が設けられ、高調波低減装置（200）にゼロクロス信号検出部（252）が設けられていない。
ゼロクロス信号検出部（171）は、交流電源（2）によって出力される三相の電源電圧のうちの一相の電源電圧（vac）に基づいて、ゼロクロス信号を出力する。ゼロクロス信号は、例えば、電源電圧（vac）が負から正に切り替わったときにハイレベルに立ち上がり、電源電圧（vac）が正から負に切り替わったときにローレベルに立ち下がる信号である。
モータ電流検出部（170）は、インバータ回路（120）の回路本体部（130）によって出力されるモータ電流（iｍ）を検出する。
また、変換制御部（140）が、図１０に示すように、電源位相取得部（341）と、脈動抑制制御部（342）と、同期手段としての同期信号生成部（346）とを有している。
電源位相取得部（341）は、ゼロクロス信号検出部（171）によって出力されたゼロクロス信号に基づいて、交流電源（2）によって出力される電源電圧（vac）に同期した電源位相信号（ωt(fs)）を推定する。実施形態１の電源位相取得部（261）と同様に、位相誤差を無視できる場合や、位相誤差の補正が行われた後のゼロクロス信号が電源位相取得部（341）に入力される構成を採用した場合には、電源位相取得部（341）が、上記補正を行わず、ゼロクロス信号がローレベルからハイレベルに切り替わるときに０にリセットされ、経過時間に比例して信号値を増加させる信号を、電源位相信号（ωt(fs)）として検出するようにしてもよい。
脈動抑制制御部（342）は、電源位相取得部（341）によって取得された電源位相信号（ωt(fs)）に基づいて、インバータ回路（120）の直流側ノード（130a,130b）間の電圧に含まれる電源電圧（vac）の周期に起因する周波数の脈動成分を低減するように、前記回路本体部（130）を制御する。
脈動抑制制御部（342）は、補償信号生成部（343）と、電流指令制御部（344）と、ＰＷＭ変調部（345）とを有している。
補償信号生成部（343）は、電源位相信号（ωt(fs)）を逓倍する逓倍部（343a）と、加算部（343b）と、正弦波変換部（343c）と、乗算部（343d）とを備えている。
逓倍部（343a）は、電源位相信号（ωt(fs)）を６逓倍して、ＤＣリンク電圧の脈動成分の位相を表す信号（θVdc）を出力する。
加算部（343b）は、逓倍部（343a）によって出力された信号（θVdc）に位相補正量（ks）（固定値）を加算し、加算結果を出力する。
正弦波変換部（343c）は、加算部（343b）によって出力された加算結果を正弦波に変換して出力する。
乗算部（343d）は、正弦波変換部（343c）によって出力された正弦波に所定のゲイン補正量（ka）（固定値）を掛けて補償信号（θｈ）を出力する。
電流指令制御部（344）は、速度算出部（344a）と、減算部（344b）と、モータ制御部（344c）と、極座標変換部（344d）と、加算部（344e）と、ＰＷＭ信号生成部（344f）とを有している。
速度算出部（344a）は、モータ電流検出部（170）によって検出されたモータ電流（im）に基づいて、モータ（3）の実速度（ω）を算出する。
減算部（344b）は、モータ（3）の速度指令（ω*）から速度算出部（344a）によって算出された実速度（ω）を減算し、減算結果を出力する。
モータ制御部（344c）は、減算部（344b）によって出力された減算結果に基づいて、電圧指令（vd*,vq*）を出力する。
極座標変換部（344d）は、モータ制御部（344c）によって出力された電圧指令（vd*,vq*）を極座標変換することにより、電圧振幅指令（v*）と電圧位相指令（θ**）とを取得する。
加算部（344e）は、極座標変換部（344d）によって取得された電圧位相指令（θ**）に、補償信号生成部（343）によって出力された補償信号（θｈ）を加算し、加算結果を電圧位相指令（θ*）として出力する。
ＰＷＭ信号生成部（344f）は、極座標変換部（344d）によって取得された電圧振幅指令（v*）と、加算部（344e）によって出力された電圧位相指令（θ*）とに基づいて、相電圧指令信号（Vu*,Vv*,Vw*）を出力する。
ＰＷＭ変調部（345）は、ＰＷＭ信号生成部（344f）によって出力された相電圧指令信号（Vu*,Vv*,Vw*）に基づいて、回路本体部（130）のスイッチング素子を動作させる第１の駆動信号（Smd1）を出力する。
同期信号生成部（346）は、電源位相取得部（341）によって推定された電源位相信号（ωt(fs)）に基づいて、電源位相同期信号（Spds）を同期信号として生成し、高調波低減装置（200）の電流制御部（260）に送信する。電源位相同期信号（Spds）は、電源位相信号（ωt(fs)）が０°～１８０°の位相に相当する値である場合にハイレベルとなり、電源位相信号（ωt(fs)）が１８０°～３６０°の位相に相当する値である場合にローレベルとなる信号である。電源位相同期信号（Spds）は、交流電源（2）によって出力される電源電圧（vac）に同期した信号である。また、電源位相同期信号（Spds）は、変換制御部（140）の動作クロックを分周した信号であり、当該動作クロックに同期した制御同期信号である。
高調波低減装置（200）の電流制御部（260）の電源位相取得部（261）は、同期信号生成部（346）によって生成された電源位相同期信号（Spds）に基づいて、交流電源（2）によって出力される電源電圧（vac）に同期した電源位相信号（ωt(fs)）を推定する。したがって、高調波低減装置（200）の電流制御部（260）は、交流電源（2）に流れる高調波電流に含まれる、前記電源電圧（vac）の周期に起因する高調波成分を低減するように、前記電源位相同期信号（Spds）に基づいて、電流形成部（210）を制御する。
また、高調波低減装置（200）の電流制御部（260）のｄ軸電流制御部（268）が、第１の電圧算出部（2681）だけで構成され、第２の電圧算出部（2682）を備えていない。
図１１は、三相のうち一相の電源電圧（vac）、ゼロクロス信号、電源位相信号（ωt(fs)）、及び電源位相同期信号（Spds）の波形を例示する。
その他の構成は、実施形態１と同じであるので、同じ構成には同じ符号を付してその詳細な説明を省略する。
したがって、本実施形態２によれば、電源位相同期信号（Spds）が高調波低減装置（200）に送信されるので、電源電圧（vac）の周期を検出する手段を高調波低減装置（200）に設けなくても、高調波低減装置（200）の電流制御部が、電源電圧（vac）の周期を正確に把握できる。
また、電流制御部（260）が、電源位相同期信号（Spds）に基づいて、電流形成部（210）を制御するので、変換制御部（140）による回路本体部（130）の制御と、電流制御部（260）による電流形成部（210）の制御を同期させることができる。
また、脈動抑制制御部（342）が、インバータ回路（120）の直流側ノード（130a,130b）間電圧に含まれる前記電源電圧（vac）の周期に起因する周波数の脈動成分を低減するように、前記回路本体部（130）を制御するので、インバータ回路（120）の直流側ノード間電圧に含まれる電源電圧（vac）の周期に起因する周波数の脈動成分を低減できる。
また、電流制御部（260）が、高調波電流に含まれる、電源電圧（vac）の周期に起因する高調波成分を低減するように、電流形成部（210）を制御するので、交流電源（2）に流れる高調波電流に含まれる，電源電圧（vac）の周期に起因する高調波成分を低減できる。
《実施形態２の変形例１》
図１２は、実施形態２の変形例１に係る電力変換システム（1）を示す。本変形例１では、電力変換装置（100）にゼロクロス信号検出部（171）が設けられていない。また、電力変換装置（100）の変換制御部（140）が、同期信号生成部（346）を備えず、電源位相取得部（341）が電源位相同期信号（Spds）に基づいて、電源位相信号（ωt(fs)）の推定を行う。
また、高調波低減装置（200）の電流制御部（260）が、同期手段としての同期信号生成部（280）をさらに備えている。その他の高調波低減装置（200）の構成は、実施形態１と同じである。したがって、電流制御部（260）の電源位相取得部（261）は、実施形態１と同様に、ゼロクロス信号検出部（252）によって出力されたゼロクロス信号に基づいて、電源位相信号（ωt(fs)）を推定又は検出する。
そして、電流制御部（260）は、電源位相信号（ωt(fs)）に基づいて、交流電源（2）に流れる高調波電流に含まれる、前記電源電圧（vac）の周期に起因する高調波成分を低減するように、電流形成部（210）を制御する。
同期信号生成部（280）は、電源位相取得部（261）によって推定された電源位相信号（ωt(fs)）に基づいて、前記電源位相同期信号（Spds）を生成し、インバータ回路（120）の変換制御部（140）に送信する。本変形例１では、電源位相同期信号（Spds）が、電流制御部（260）の動作クロックを分周した信号となり、当該動作クロックに同期した制御同期信号となる。
また、変換制御部（140）の脈動抑制制御部（342）は、同期信号生成部（280）によって生成された電源位相同期信号（Spds）に基づいて、インバータ回路（120）の直流側ノード（130a,130b）間の電圧に含まれる電源電圧（vac）の周期に起因する周波数の脈動成分を低減するように、前記回路本体部（130）を制御する。
その他の構成は、実施形態２と同じであるので、同一の構成には同一の符号を付してその詳細な説明を省略する。
したがって、本実施形態２の変形例１によれば、電源位相同期信号（Spds）がインバータ回路（120）に送信されるので、電源電圧（vac）の周期を検出する手段をインバータ回路（120）に設けなくても、インバータ回路（120）の変換制御部（140）が、電源電圧（vac）の周期を正確に把握できる。
また、変換制御部（140）が、電源位相同期信号（Spds）に基づいて、インバータ回路（120）を制御するので、変換制御部（140）による回路本体部（130）本体の制御と、電流制御部（260）による電流形成部（210）の制御を同期させることができる。
また、脈動抑制制御部（342）が、インバータ回路（120）の直流側ノード（130a,130b）間電圧に含まれる電源電圧（vac）の周期に起因する周波数の脈動成分を低減するように、前記回路本体部（130）を制御するので、インバータ回路（120）の直流側ノード（130a,130b）間電圧に含まれる前記電源電圧（vac）の周期に起因する周波数の脈動成分を低減できる。
また、電流制御部（260）が、高調波電流に含まれる、前記電源電圧（vac）の周期に起因する高調波成分を低減するように、電流形成部（210）を制御するので、交流電源（2）に流れる高調波電流に含まれる，電源電圧（vac）の周期に起因する高調波成分を低減できる。
《実施形態２の変形例２》
図１３は、本開示の実施形態２の変形例２に係る電力変換システム（1）を示す。インバータ回路（120）の直流側に、高調波低減装置（200）が直列に接続されている。詳しくは、第１及び第２の直流ノード（130a,130b）間に、高調波低減装置用コンデンサ（220）が接続されている。本変形例２では、高調波低減装置（200）が、実施形態１の変形例１の高調波低減装置（200）の構成に加え、実施形態２の変形例１の同期信号生成部（280）を有している。
その他の構成は、実施形態２の変形例１と同じであるので、同一の構成には同一の符号を付してその詳細な説明を省略する。
《実施形態３》
図１４は、本開示の実施形態３に係る電力変換システム（1）を示す。本実施形態３では、電力変換装置（100）が、実施形態１の構成に加え、モータ電流検出部（170）及びリアクトル電圧検出部（172）をさらに備えている。
モータ電流検出部（170）は、インバータ回路（120）の回路本体部（130）によって出力されるモータ電流（iｍ）を検出する。
リアクトル電圧検出部（172）は、電力変換装置用リアクトル（150）の電圧（VL）を検出する。
変換制御部（140）は、リアクトル電圧検出部（172）による電力変換装置用リアクトル（150）の電圧（VL）の検出値に基づいて、電力変換装置用リアクトル（150）の電圧（VL）の振動に同期する振動同期信号（Svs）を生成し、前記電流制御部（260）に送信する。また、変換制御部（140）は、振動同期信号（Svs）の周期に基づいて、インバータ回路（120）の回路本体部（130）を制御する。振動同期信号（Svs）は、変換制御部（140）の動作クロックを分周した信号であり、当該動作クロックに同期した制御同期信号である。
図１５に示すように、変換制御部（140）は、電圧周期計算部（441）と、振動抑制制御部（442）と、指令制御部（443）と、ＰＷＭ変調部（444）と、同期手段としての振動同期信号生成部（445）とを有している。
電圧周期計算部（441）は、リアクトル電圧検出部（172）によって検出された電圧（VL）の振動周期（τ）及び振動位相信号（Svp）を取得する。振動位相信号（Svp）は、電圧（VL）の振動の位相を示す信号である。
振動抑制制御部（442）は、振動周期（τ）と、電力変換装置用リアクトル（150）のインダクタンスと、電力変換装置用コンデンサ（160）の静電容量と、減衰係数指令とから、制御ゲイン（k）を算出し、これを出力する。
指令制御部（443）は、振動抑制制御部（442）によって出力された制御ゲイン（k）と、モータ電流検出部（170）によって検出されたモータ電流（iｍ）との積を求め、入力される指令値から当該積を減算して電圧制御率指令（K＊）を求めて出力する。
制御ゲイン（k）及び電圧制御率指令（K＊）の詳細な算出方法については、周知であるので、その詳細な説明を省略する。制御ゲイン（k）及び電圧制御率指令（K＊）の詳細な算出方法は、例えば、特開２０１６－２１８５４号公報に開示されている。
ＰＷＭ変調部（444）は、電圧制御率指令（K＊）に基づいて、インバータ回路（120）が出力する交流についての電圧指令を生成し、当該電圧指令を第１搬送波と比較して、第１の駆動信号（Smd1）を出力する。
振動同期信号生成部（445）は、振動位相信号（Svp）に基づいて、電力変換装置用リアクトル（150）の電圧（VL）の振動に同期する振動同期信号（Svs）を生成し、高調波低減装置（200）の電流制御部（260）に送信する。振動同期信号（Svs）は、ハイレベルとローレベルとに振動周期（τ）毎に切り替わる信号である。振動同期信号（Svs）の切り替わるタイミングは、振動位相信号（Svp）が３６０°の位相を示したタイミングとなる。
高調波低減装置（200）の電流制御部（260）は、前記振動同期信号（Svs）に基づいて、前記高調波電流に含まれる、前記電力変換装置用リアクトル（150）の電圧（VL）の振動に起因する高調波成分を低減するように、電流形成部（210）を制御する。
具体的には、第１及び第２の振動抑制制御部（275,276）による演算に用いられる振動抑制制御用ゲイン（k2）が可変に設定されるようになっている。詳しくは、電流制御部（260）は、振動同期信号（Svs）に基づいて振動周期（τ）を特定し、当該振動周期（τ）に応じて振動抑制制御用ゲイン（k2）を設定する機能をさらに有している。
また、電流制御部（260）のｄ軸電流制御部（268）の第２の電圧算出部（2682）が、交流電源（2）に流れる高調波電流に含まれる、電力変換装置用リアクトル（150）の電圧（VL）の振動に起因する高調波成分を低減するように、振動同期信号（Svs）に基づいて第２の電圧指令値を算出する。
つまり、第２の電圧算出部（2682）が、振動位相を示す振動位相信号（ωt（fm））を振動同期信号（Svs）に基づいて生成し、第２の電圧算出部（2682）における演算において、電気角位相信号（ωt(fm)）に代えて、振動位相信号（ωt（fm））が用いられる。
図１６は、三相のうち一相の電源電圧（vac）、電力変換装置用リアクトル（150）の電圧（VL）、振動位相信号（Svp）、及び振動同期信号（Svs）を例示する。
その他の構成は、実施形態１と同じであるので、同一の構成には同一の符号を付してその詳細な説明を省略する。
したがって、本実施形態３によれば、振動同期信号（Svs）が高調波低減装置（200）に送信されるので、電力変換装置用リアクトル（150）の電圧（VL）の振動の周期を検出する手段を高調波低減装置（200）に設けなくても、高調波低減装置（200）の電流制御部（260）が、電力変換装置用リアクトル（150）の電圧（VL）の振動の周期を正確に把握できる。
また、電流制御部（260）が、振動同期信号（Svs）に基づいて電流形成部（210）を制御するので、変換制御部（140）による回路本体部（130）の制御と、電流制御部（260）による電流形成部（210）の制御を同期させることができる。
また、電流制御部（260）が、前記高調波電流に含まれる、前記電力変換装置用リアクトル（150）の電圧（VL）の振動に起因する高調波成分を低減するように、電流形成部（210）を制御するので、交流電源（2）に流れる高調波電流に含まれる，電力変換装置用リアクトル（150）の電圧（VL）の振動に起因する高調波成分を低減できる。
《実施形態４》
図１７及び図１８は、本発明の実施形態４に係る電力変換システム（1）を示す。本実施形態４では、電力変換システム（1）が、交流電源（2）と、インバータ回路（120）及び高調波低減装置（200）との間の電流経路に設けられた遮断器（4）をさらに備えている。また、変換制御部（140）が、開閉制御部（541）をさらに備え、実施形態１の同期信号生成部（142）に代えて、同期手段としての同期信号生成部（542）を有している。
開閉制御部（541）は、リレー駆動信号（Srd）により遮断器（4）の開閉を制御するとともに、リレー駆動信号（Srd）を同期信号生成部（542）に入力する。
同期信号生成部（542）は、遮断器（4）の開閉状態と同期した開閉信号（Srs）を同期信号として前記高調波低減装置（200）に送信する。
また、高調波低減装置（200）の電流制御部（260）が、実施形態１の構成に加え、電圧異常検出部（281）を備えている。
電圧異常検出部（281）は、開閉信号（Srs）が閉状態を示し、かつ直流電圧検出部（254）によって検出された電圧（vdc）が所定の異常条件を満たすと判定したときに、異常を検知し、図示しない警報装置に警報を出力させる。所定の異常条件は、例えば、直流電圧検出部（254）によって検出された電圧（vdc）が所定の閾値未満である（電圧（vdc）が不足している）という条件である。
また、高調波低減装置（200）の電流制御部（260）のｄ軸電流制御部（268）が、第１の電圧算出部（2681）だけで構成され、第２の電圧算出部（2682）を備えていない。
図１９は、リレー駆動信号（Srd）、開閉信号（Srs）、直流電圧検出部（254）によって検出された電圧（vdc）、異常条件の判定結果、及び異常検知の有無を例示する。
その他の構成は、実施形態１と同じであるので、同一の構成には同一の符号を付してその詳細な説明を省略する。
したがって、本実施形態４によれば、開閉信号（Srs）が高調波低減装置（200）に送信されるので、遮断器（4）の開閉状態を検出する手段を高調波低減装置（200）に設けなくても、高調波低減装置（200）が、遮断器（4）の開閉状態を正確に把握できる。
また、遮断器（4）が開状態のときに、直流電圧検出部（254）によって検出された電圧（vdc）が所定の異常条件を満たしても、異常が検知されない。したがって、遮断器（4）が開状態のときに、誤って異常が検知されるのを防止できる。
《実施形態４の変形例１》
図２０は、本発明の実施形態４の変形例１に係る電力変換システム（1）を示す。本変形例１では、電圧異常検出部（281）が、開閉信号（Srs）が閉状態を示し、かつゼロクロス信号検出部（252）によって出力されたゼロクロス信号が所定の異常条件を満たすときに、異常を検知する。所定の異常条件は、例えば、ゼロクロス信号が変化しない時間が所定時間継続したという条件である。
その他の構成は、実施形態４と同じであるので、同一の構成には同一の符号を付してその詳細な説明を省略する。
したがって、本実施形態４の変形例１によれば、遮断器（4）が開状態のときに、ゼロクロス信号が所定の異常条件を満たしても、異常が検知されない。したがって、遮断器（4）が開状態のときに、交流電源（2）の異常が誤って検知されるのを防止できる。
《実施形態５》
図２１は、本発明の実施形態５に係る電力変換システム（1）を示す。本実施形態５では、変換制御部（140）の同期信号生成部（142）が、モータ位相同期信号（Sms）に加え、少なくともモータ位相同期信号（Sms）、実施形態２の電源位相同期信号（Spds）、及び実施形態３の振動同期信号（Svs）のうち１つの周期に応じた期間を数値で示す数値データ（ND）を生成し、高調波低減装置（200）の電流制御部（260）に送信する。
その他の構成は、実施形態１と同じであるので、同一の構成には同一の符号を付してその詳細な説明を省略する。
したがって、本実施形態５によれば、変換制御部（140）及び電流制御部（260）の動作クロックに誤差が生じる場合でも、電流制御部（260）は、変換制御部（140）によって送信された同期信号と数値データ（ND）を参照することにより、変換制御部（140）による回路本体部（130）の制御と、電流制御部（260）による電流形成部（210）の制御を同期させることができる。
《実施形態６》
図２２は、実施形態６に係る電力変換システム（1）を示す。本実施形態６では、電力変換システム（1）が、実施形態１の構成に加え、同期手段として信号源（5）をさらに備えている。
信号源（5）は、予め設定され、互いに同期する第１及び第２の周期信号（Sc1,Sc2）を出力する。
変換制御部（140）には、信号源（5）から、第１の周期信号（Sc1）が入力される。
電流制御部（260）には、信号源（5）から、第２の周期信号（Sc2）が入力される。
なお、第１及び第２の周期信号（Sc1,Sc2）を１つの信号源（5）に出力させたが、２つの信号源を設け、第１及び第２の周期信号（Sc1,Sc2）がそれぞれ異なる信号源から出力されるようにしてもよい。
したがって、本実施形態６によれば、変換制御部（140）は、第１の周期信号（Sc1）に基づいて、当該変換制御部（140）の動作クロックの長さを認識でき、電流制御部（260）は、第２の周期信号（Sc2）に基づいて、当該電流制御部（260）の動作クロックの長さを認識できる。また、第１及び第２の周期信号（Sc1,Sc2）が互いに同期しているので、インバータ回路（120）の状態と高調波低減装置（200）の状態とを同期させることができる。
《その他の変形例》
なお、実施形態１の変形例１において、実施形態５と同様に、変換制御部（140）の同期信号生成部（142）が、モータ位相同期信号（Sms）に加え、モータ位相同期信号（Sms）の周期に応じた期間を数値で示す数値データ（ND）を生成し、高調波低減装置（200）の電流制御部（260）に送信するようにしてもよい。
また、実施形態１において、高調波低減装置（200）の電流制御部（260）に実施形態２の変形例１の同期信号生成部（280）を設け、この同期信号生成部（280）が、電源位相同期信号（Spds）を、インバータ回路（120）の変換制御部（140）に送信し、変換制御部（140）が、実施形態１のモータ位相同期信号（Sms）の周期に応じた期間、電源位相同期信号（Spds）の周期に応じた期間、及び実施形態３の振動同期信号（Svs）の周期に応じた期間のうちの１つ以上の期間を数値で示す数値データ（ND）を生成し、高調波低減装置（200）の電流制御部（260）に送信するようにしてもよい。
なお、実施形態２において、実施形態５と同様に、変換制御部（140）の同期信号生成部（346）が、電源位相同期信号（Spds）に加え、電源位相同期信号（Spds）の周期に応じた期間、実施形態１のモータ位相同期信号（Sms）の周期に応じた期間及び実施形態３の振動同期信号（Svs）の周期に応じた期間のうちの１つ以上の期間を数値で示す数値データを生成し、高調波低減装置（200）の電流制御部（260）に送信するようにしてもよい。
また、実施形態２の変形例１において、実施形態５と同様に、高調波低減装置（200）の同期信号生成部（280）が、電源位相同期信号（Spds）に加え、電源位相同期信号（Spds）の周期に応じた期間を数値で示す数値データを生成し、インバータ回路（120）の変換制御部（140）に送信するようにしてもよい。
また、実施形態３において、実施形態５と同様に、変換制御部（140）の振動同期信号生成部（445）が、振動同期信号（Svs）に加え、電源位相同期信号（Spds）の周期に応じた期間、実施形態１のモータ位相同期信号（Sms）の周期に応じた期間及び実施形態３の振動同期信号（Svs）の周期に応じた期間のうちの１つ以上の期間を数値で示す数値データを生成し、高調波低減装置（200）の電流制御部（260）に送信するようにしてもよい。
また、実施形態４において、同期信号生成部（542）が、開閉信号（Srs）に加え、実施形態１のモータ位相同期信号（Sms）の周期に応じた期間、実施形態２の電源位相同期信号（Spds）の周期に応じた期間、及び実施形態３の振動同期信号（Svs）の周期に応じた期間のうちの１つ以上の期間を数値で示す数値データを生成し、高調波低減装置（200）の電流制御部（260）に送信するようにしてもよい。
また、実施形態５において、変換制御部（140）の同期信号生成部（142）が、変換制御部（140）の動作クロックに同期する同期信号として、モータ位相同期信号（Sms）、電源位相同期信号（Spds）、振動同期信号（Svs）、及び開閉信号（Srs）以外の信号を、モータ位相同期信号（Sms）に代えて、高調波低減装置（200）の電流制御部（260）に送信するようにしてもよい。
また、実施形態１，５において、モータ位相同期信号（Sms）が所定の条件を満たしたときに電流形成部（210）の動作を停止させる機能を、電流制御部（260）に設けてもよい。所定の条件は、例えば、モータ位相同期信号（Sms）が所定期間変化しないという条件である。これにより、モータ位相同期信号（Sms）が所定の条件を満たしたときに、電流形成部（210）の動作を停止させることができる。
同様に、実施形態２において、電源位相同期信号（Spds）が所定の条件を満たしたときに電流形成部（210）の動作を停止させる機能を、電流制御部（260）に設けてもよい。所定の条件は、例えば、電源位相同期信号（Spds）が所定期間変化しないという条件である。
同様に、実施形態３において、振動同期信号（Svs）が所定の条件を満たしたときに電流形成部（210）の動作を停止させる機能を、電流制御部（260）に設けてもよい。所定の条件は、例えば、振動同期信号（Svs）が所定期間変化しないという条件である。
また、実施形態３において、電力変換装置（100）に、リアクトル電圧検出部（172）に代えて、電力変換装置用リアクトル（150）に流れる電流を検出する検出部を設け、変換制御部（140）が、電力変換装置用リアクトル（150）に流れる電流の検出値に基づいて、振動同期信号（Svs）を生成するようにしてもよい。また、電力変換装置（100）に、リアクトル電圧検出部（172）に代えて、電力変換装置用コンデンサ（160）の電圧を検出する検出部を設け、変換制御部（140）が、電力変換装置用コンデンサ（160）の電圧の検出値に基づいて、振動同期信号（Svs）を生成するようにしてもよい。また、電力変換装置（100）に、リアクトル電圧検出部（172）に代えて、整流回路（110）の出力電流を検出する検出部を設け、変換制御部（140）が、整流回路（110）の出力電流の検出値に基づいて、振動同期信号（Svs）を生成するようにしてもよい。また、電力変換装置（100）に、リアクトル電圧検出部（172）に代えて、電力変換装置（100）の入力電流を検出する検出部を設け、変換制御部（140）が、電力変換装置（100）の入力電流の検出値に基づいて、振動同期信号（Svs）を生成するようにしてもよい。また、変換制御部（140）が、電力変換装置用リアクトル（150）の電圧（VL）、前記電力変換装置用リアクトル（150）に流れる電流、前記電力変換装置用コンデンサ（160）の電圧、前記整流回路（110）の出力電流、及び前記電力変換装置（100）の入力電流のうちの２つ以上に基づいて、振動同期信号（Svs）を生成するようにしてもよい。
以上説明したように、本開示は、交流電源から電源電力を供給され動作するインバータ回路と、前記交流電源に接続される高調波低減装置を備えた電力変換システムについて有用である。
１ 電力変換システム
２ 交流電源
３ モータ（負荷）
４ 遮断器
５ 信号源（同期手段）
１００ 電力変換装置
１１０ 整流回路
１２０ インバータ回路
１３０ 回路本体部
１４０ 変換制御部
１４２ 同期信号生成部（同期手段）
１５０ 電力変換装置用リアクトル
１６０ 電力変換装置用コンデンサ
１７１ ゼロクロス信号検出部（ゼロクロス回路）
２００ 高調波低減装置
２１０ 電流形成部
２２０ 高調波低減装置用コンデンサ
２３０ 系統連系リアクトル
２５４ 直流電圧検出部
２６０ 電流制御部
２６１ 電源位相取得部
２８０ 同期信号生成部（同期手段）
３４１ 電源位相取得部
３４２ 脈動抑制制御部
３４６ 同期信号生成部（同期手段）
４４５ 振動同期信号生成部（同期手段）
５４１ 開閉制御部
５４２ 同期信号生成部（同期手段）
２６８１ 第１の電圧算出部
２６８２ 第２の電圧算出部
Ｓｍｓ モータ位相同期信号（制御同期信号）
Ｓｐｄｓ 電源位相同期信号（制御同期信号）
Ｓｖｓ 振動同期信号（制御同期信号）
Ｓｒｓ 開閉信号
ωt(fs) 電源位相信号
Ｓｃ１ 第１の周期信号
Ｓｃ２ 第２の周期信号
ｖａｃ電源電圧
Ｓｒ１，Ｓｒ２，Ｓｓ１，Ｓｓ２，Ｓｔ１，Ｓｔ２ スイッチング素子

Claims (19)

  1. 交流電源（2）から電源電力を供給され動作するインバータ回路（120）と、前記交流電源（2）に接続される高調波低減装置（200）を備えた電力変換システムであって、
    前記インバータ回路（120）は、回路本体部（130）と、前記回路本体部（130）を制御する変換制御部（140）を有し、
    前記高調波低減装置（200）は、前記交流電源（2）に流れる高調波電流を低減するように制御する電流制御部（260）を有し、
    前記電力変換システム（1）は、前記インバータ回路（120）の状態と前記高調波低減装置（200）の状態を同期させる同期手段（142,280,346,445,542,5）を備えることを特徴とする電力変換システム。
  2. 請求項１に記載の電力変換システムにおいて、
    前記変換制御部（140）及び電流制御部（260）のうちの一方の制御部（140,260）が、前記インバータ回路（120）及び前記高調波低減装置（200）のうち、当該制御部（140,260）を有する一方の装置(120,200)の状態に同期した同期信号（Sms,Spds,Svs,Srs）を生成して、他方の制御部（140,260）に送信する同期信号生成部（142,280,346,445,542）を前記同期手段として備えることを特徴とする電力変換システム。
  3. 請求項２に記載の電力変換システムにおいて、
    前記同期信号（Sms,Spds,Svs）は、周期信号であることを特徴とする電力変換システム。
  4. 請求項３に記載の電力変換システムにおいて、
    前記インバータ回路（120）は、モータ（3）を駆動し、
    前記高調波低減装置（200）は、
    系統連系リアクトル（230）を介して前記交流電源（2）に接続され、前記交流電源（2）に流れる電流を形成する電流形成部（210）をさらに有し、
    前記電流制御部（260）は、前記高調波電流を低減するように前記電流形成部（210）を制御し、
    前記一方の装置(120,200)は、前記インバータ回路（120）であり、
    前記同期信号は、前記モータ（3）の電気角に同期したモータ位相同期信号（Sms）であることを特徴とする電力変換システム。
  5. 請求項４に記載の電力変換システムにおいて、
    前記電流制御部（260）は、
    前記交流電源（2）によって出力される電源電圧（vac）に同期した電源位相信号（ωt(fs)）を推定または検出する電源位相取得部（261）と、
    前記高調波電流に含まれる、前記電源電圧（vac）の周期に起因する高調波成分を低減するように、前記電源位相信号（ωt(fs)）に基づいて第１の電圧指令値を算出する第１の電圧算出部（2681）と、
    前記高調波電流に含まれる、前記モータ（3）の回転に起因する高調波成分を低減するように、前記モータ位相同期信号（Sms）に基づいて第２の電圧指令値を算出する第２の電圧算出部（2682）とを有し、
    前記第１の電圧指令値及び前記第２の電圧指令値に基づいて、前記電流形成部（210）を制御することを特徴とする電力変換システム。
  6. 請求項５に記載の電力変換システムにおいて、
    前記第１の電圧算出部（2681）による第１の電圧指令値の算出、及び前記第２の電圧算出部（2682）による第２の電圧指令値の算出は、並列に行われることを特徴とする電力変換システム。
  7. 請求項３に記載の電力変換システムにおいて、
    前記高調波低減装置（200）は、
    系統連系リアクトル（230）を介して前記交流電源（2）に接続され、前記交流電源（2）に流れる電流を形成する電流形成部（210）をさらに有し、
    前記電流制御部（260）は、前記高調波電流を低減するように前記電流形成部（210）を制御し、
    前記一方の装置(120,200)は、前記インバータ回路（120）であり、
    前記同期信号は、前記交流電源（2）によって出力される電源電圧（vac）に同期した電源位相同期信号（Spds）であることを特徴とする電力変換システム。
  8. 請求項７に記載の電力変換システムにおいて、
    前記変換制御部（140）は、
    前記交流電源（2）によって出力される電源電圧（vac）に同期した電源位相信号（ωt(fs)）を推定または検出する電源位相取得部（341）と、
    前記電源位相信号（ωt(fs)）に基づいて、前記電源位相同期信号（Spds）を生成する同期信号生成部（346）と、
    前記電源位相信号（ωt(fs)）に基づいて、前記インバータ回路（120）の直流側ノード間（130a,130b）電圧に含まれる前記電源電圧（vac）の周期に起因する周波数の脈動成分を低減するように、前記回路本体部（130）を制御する脈動抑制制御部（342）とを有し、
    前記電流制御部（260）は、
    前記高調波電流に含まれる、前記電源電圧（vac）の周期に起因する高調波成分を低減するように、前記電源位相同期信号（Spds）に基づいて、前記電流形成部（210）を制御することを特徴とする電力変換システム。
  9. 請求項３に記載の電力変換システムにおいて、
    前記高調波低減装置（200）は、
    系統連系リアクトル（230）を介して前記交流電源（2）に接続され、前記交流電源（2）に流れる電流を形成する電流形成部（210）をさらに有し、
    前記電流制御部（260）は、前記高調波電流を低減するように前記電流形成部（210）を制御し、
    前記一方の装置(120,200)は、前記高調波低減装置（200）であり、
    前記同期信号は、前記交流電源（2）によって出力される電源電圧（vac）に同期した電源位相同期信号（Spds）であることを特徴とする電力変換システム。
  10. 請求項９に記載の電力変換システムにおいて、
    前記電流制御部（260）は、
    前記交流電源（2）によって出力される電源電圧（vac）に同期した電源位相信号（ωt(fs)）を推定または検出する電源位相取得部（261）と、
    前記電源位相信号（ωt(fs)）に基づいて、前記電源位相同期信号（Spds）を生成する同期信号生成部（280）とを有し、
    前記電源位相信号（ωt(fs)）に基づいて、前記高調波電流に含まれる、前記電源電圧（vac）の周期に起因する高調波成分を低減するように、前記電流形成部（210）を制御し、
    前記変換制御部（140）は、
    前記電源位相同期信号（Spds）に基づいて、前記インバータ回路（120）の直流側ノード（130a,130b）間電圧に含まれる前記電源電圧（vac）の周期に起因する周波数の脈動成分を低減するように、前記回路本体部（130）を制御する脈動抑制制御部（342）を有することを特徴とする電力変換システム。
  11. 請求項３に記載の電力変換システムにおいて、
    前記高調波低減装置（200）は、前記交流電源（2）に対して電力変換装置（100）と並列に接続され、
    前記電力変換装置（100）は、
    前記交流電源（2）から供給される第１の交流を整流して、直流を出力する整流回路（110）と、
    前記インバータ回路（120）と、
    前記インバータ回路（120）の直流側ノード（130a,130b）間に接続された電力変換装置用コンデンサ（160）と、
    前記整流回路（110）の一方の出力端と前記電力変換装置用コンデンサ（160）の一端との間に接続された電力変換装置用リアクトル（150）とを有し、
    前記インバータ回路（120）の回路本体部（130）は、複数のスイッチング素子を備え、当該スイッチング素子のスイッチング動作によって前記直流を第２の交流に変換して負荷（3）に供給し、
    前記変換制御部（140）は、
    前記電力変換装置用リアクトル（150）の電圧（VL）、前記電力変換装置用リアクトル（150）に流れる電流、前記電力変換装置用コンデンサ（160）の電圧、前記整流回路（110）の出力電流、及び前記電力変換装置（100）の入力電流のうちのいずれか１つの検出値に基づいて、前記電力変換装置用リアクトル（150）の電圧（VL）の振動に同期する振動同期信号（Svs）を前記同期信号として生成して前記電流制御部（260）に送信し、
    前記高調波低減装置（200）は、
    系統連系リアクトル（230）を介して前記交流電源（2）に接続され、前記交流電源（2）に流れる電流を形成する電流形成部（210）をさらに有し、
    前記電流制御部（260）は、前記高調波電流を低減するように前記電流形成部（210）を制御することを特徴とする電力変換システム。
  12. 請求項１１に記載の電力変換システムにおいて、
    前記変換制御部（140）は、
    前記振動同期信号（Svs）の周期に基づいて前記回路本体部（130）を制御し、
    前記電流制御部（260）は、
    前記振動同期信号（Svs）に基づいて、前記高調波電流に含まれる、前記電力変換装置用リアクトル（150）の電圧（VL）の振動に起因する高調波成分を低減するように、前記電流形成部（210）を制御することを特徴とする電力変換システム。
  13. 請求項２に記載の電力変換システムにおいて、
    前記交流電源（2）と、前記インバータ回路（120）及び前記高調波低減装置（200）との間の電流経路に設けられた遮断器（4）をさらに備え、
    前記変換制御部（140）は、
    前記遮断器（4）の開閉を制御する開閉制御部（541）と、前記遮断器（4）の開閉状態と同期した開閉信号（Srs）を前記同期信号として前記高調波低減装置（200）に送信する同期信号生成部（542）とを有していることを特徴とする電力変換システム。
  14. 請求項１３に記載の電力変換システムにおいて、
    前記高調波低減装置（200）は、
    高調波低減装置用コンデンサ（220）と、
    前記高調波低減装置用コンデンサ（220）の電圧（vdc）を検出する電圧検出部（254）と、
    交流側に系統連系リアクトル（230）を介して前記交流電源（2）に接続され、直流側に前記高調波低減装置用コンデンサ（220）が接続され、前記交流電源（2）に流れる電流を形成する電流形成部（210）をさらに有し、
    前記電流制御部（260）は、前記高調波電流を低減するように前記電流形成部（210）を制御するとともに、前記開閉信号（Srs）が閉状態を示し、かつ前記電圧検出部（254）によって検出された電圧（vdc）が所定の異常条件を満たすときに、異常を検知することを特徴とする電力変換システム。
  15. 請求項１３に記載の電力変換システムにおいて、
    前記高調波低減装置（200）は、
    系統連系リアクトル（230）を介して前記交流電源（2）に接続され、前記交流電源（2）に流れる電流を形成する電流形成部（210）と、
    前記交流電源（2）によって出力される電源電圧（vac）のゼロクロス点の通過を検出し、検出結果に応じたゼロクロス信号を出力するゼロクロス回路（171）とをさらに有し、
    前記電流制御部（260）は、前記高調波電流を低減するように前記電流形成部（210）を制御するとともに、前記開閉信号（Srs）が閉状態を示し、かつ前記ゼロクロス回路（171）によって出力されたゼロクロス信号が所定の異常条件を満たすときに、異常を検知することを特徴とする電力変換システム。
  16. 請求項３に記載の電力変換システムであって、
    前記変換制御部（140）、及び前記電流制御部（260）のうちの一方の制御部（140,260）は、当該一方の制御部（140,260）の動作クロックに同期した制御同期信号を、前記同期信号（Sms,Spds,Svs）として生成し、他方の制御部（140,260）に送信するとともに、
    少なくとも一方の制御部（140,260）は、期間を数値で示す数値データ（ND）を、他方の制御部（140,260）に情報通信配線を介して送信することを特徴とする電力変換システム。
  17. 請求項４～１２のいずれか１項に記載の電力変換システムにおいて、
    前記電流制御部（260）は、前記同期信号（Sms,Spds,Svs）が所定の条件を満たすのに応じて、前記電流形成部（210）の動作を停止させることを特徴とする電力変換システム。
  18. 請求項１～１６のいずれか１項に記載の電力変換システムにおいて、
    前記高調波低減装置（200）は、
    系統連系リアクトル（230）を介して前記交流電源（2）に接続され、前記交流電源（2）に流れる電流を形成する電流形成部（210）をさらに有し、
    前記電流制御部（260）は、前記高調波電流を低減するように前記電流形成部（210）を制御し、
    前記電流形成部（210）は、１対のスイッチング素子（Sr1,Sr2,Ss1,Ss2,St1,St2）を前記交流電源（2）の相毎に有し、
    少なくとも１つの前記スイッチング素子（Sr1,Sr2,Ss1,Ss2,St1,St2）は、ワイドバンドギャップ半導体を主材料としていることを特徴とする電力変換システム。
  19. 請求項１に記載の電力変換システムにおいて、
    前記同期手段は、少なくとも１つの信号源（5）を備え、
    前記変換制御部（140）には、前記信号源（5）から、予め設定された第１の周期信号（Sc1）が入力され、
    前記電流制御部（260）には、前記信号源（5）から、予め設定された第２の周期信号（Sc2）が入力され、
    前記第１の周期信号（Sc1）と前記第２の周期信号（Sc2）は互いに同期する信号であることを特徴とする電力変換システム。
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