JP2016021854A - 電力変換制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】電源側のインピーダンスの大きさによらず、直流リンクの電圧変動の減衰係数を、所望の値に維持する。【解決手段】電圧周期計算部３１１は、両端電圧ＶＬの振動周期τを取得する。電源インピーダンス推定部３１２は、電源インピーダンスＺの推定値Ｚ＾を、振動周期τと、インダクタンスＬと、静電容量Ｃとから求める。ゲイン設定部３１３Ａは推定値Ｚ＾と、インダクタンスＬと、静電容量Ｃと、所望の減衰係数指令ζｚとから、制御ゲインｋを設定し、これを出力する。乗算器３２１は制御ゲインｋと両端電圧ＶＬとの積ｋ・ＶＬを求める。減算器３２２は指令値Ｋ＊＊から積ｋ・ＶＬを減算して電圧制御率指令Ｋ＊を求める。【選択図】図２

Description

本発明は、電力変換装置の制御技術に関する。当該制御技術は、例えば後述するコンデンサレスインバータの制御装置に適用できる。

特許文献１には電動機制御装置が記載されている。当該電動機制御装置は、整流部とインバータとを有している。整流部とインバータとは直流リンクを介して互いに接続される。整流部は交流電圧を入力し、これを全波整流して直流電圧に変換して直流リンクに出力する。インバータは当該直流電圧を入力し、これを交流電圧に変換して電動機へと出力する。

直流リンクにはリアクトルとコンデンサとを有するＬＣフィルタが設けられる。より詳細には、コンデンサとリアクトルとは整流部の一対の出力端の間で互いに直列に接続され、コンデンサの両端電圧が直流電圧としてインバータに入力される。コンデンサの静電容量はいわゆる平滑コンデンサの静電容量よりも小さく、コンデンサの両端電圧は全波整流による脈動成分を有する。このように、直流リンクにおいて設けられるコンデンサの静電容量が小さい場合、当該直流リンク並びにこれを介して連結される整流部およびインバータは纏めて「コンデンサレスインバータ」と称されることがある。

特許文献１では、ＬＣフィルタの共振に起因する直流電圧の高調波成分を低減すべく、リアクトルの両端電圧に基づいてインバータが制御される。例えばインバータの電圧制御率についての初期値に対して、リアクトルの両端電圧とゲインとを乗算した値を減算する補正を行って、電圧制御率の目標値が算出される。そして、この電圧制御率の目標値と、公知の手法により算出される電圧指令値とに基づいて、インバータの制御信号が生成される。これによってコンデンサの両端電圧の高調波成分は低減し、ひいては電動機制御装置に入力する電流のゆがみが低減する。このようなリアクトルの電圧に基づく制御は、本願においてはＶＬ制御系とも称される。

特許文献２では、コンデンサの両端電圧に基づいて、インバータに入力する直流電圧の共振を抑制する技術が提案されている。

特許第４０６７０２１号公報 特許第４７５０５５３号公報

特許文献１で紹介されたＶＬ制御系では、ＬＣフィルタを形成するリアクトルのインダクタンスとコンデンサの静電容量とから制御ゲインが決定されている。

しかし、実際には、電動機制御装置に接続される電源にもインピーダンス（以下、このインピーダンスは電源インピーダンスと称される）が存在する。電動機制御装置が接続される地域や場所によって電源インピーダンスは相違する。よって上述のＶＬ制御系では、電源インピーダンスの相違によって、直流リンクの電圧、換言すればインバータの入力側電圧が変動し、ひいては制御特性が変化する可能性がある。かかる変化は、特に電源インピーダンスのインダクタンス成分が大きい場合に顕著となる。

この発明は上記の課題に鑑みてなされたもので、電源側のインピーダンスの大きさによらず、直流リンクの電圧変動の減衰係数を、所望の値に維持することを目的とする。

この発明にかかる電力変換制御装置（３）は電力変換装置を制御する。当該電力変換装置は、一対の電源線（ＬＨ，ＬＬ）と、前記一対の電源線の間に設けられるコンデンサ（Ｃ１）と、前記コンデンサと共にチョークインプット型のＬＣフィルタ（８）を形成するリアクトル（Ｌ１）と、電源（Ｅ１）から入力される第１交流電圧を直流電圧に整流して前記ＬＣフィルタに出力する整流部（１）と、スイッチング信号（Ｓ）に基づいて、前記コンデンサの両端電圧（ＶＣ）を第２交流電圧に変換する電力変換部（２）とを備える。

この発明にかかる電力変換制御装置は、前記リアクトルの両端電圧（ＶＬ）、前記リアクトルに入力する電流（ＩＬ）、及び前記コンデンサの前記両端電圧の何れか一つの減衰係数（ζcal）の指令値たる減衰係数指令（ζｚ）に基づいて、制御ゲイン（ｋ）を設定するゲイン設定部（３１３Ａ，３１３Ｂ）と；前記第２交流電圧の振幅の、前記コンデンサの前記両端電圧の平均値に対する比たる電圧制御率についての指令値（Ｋ＊＊）を、前記リアクトルの両端電圧、前記リアクトルに入力する前記電流（ＩＬ）、及び前記コンデンサの前記両端電圧の何れか一つ（Ｗ２）と前記制御ゲインとの積を減算して補正して電圧制御率指令（Ｋ＊）として出力する電圧制御率指令生成部（３２）と；前記電圧制御率指令に基づいて前記スイッチング信号を生成するスイッチング信号生成部（３３）とを備える。

この発明にかかる電力変換制御装置の第１の態様は、前記整流部から見た前記電源側のインピーダンス（Ｚ）の推定値（Ｚ＾）を求める電源インピーダンス推定部（３１２）を更に備える。前記ゲイン設定部（３１３Ａ）は、前記推定値と、前記リアクトル（Ｌ１）のインダクタンス（Ｌ）と、前記コンデンサ（Ｃ１）の静電容量（Ｃ）と、前記減衰係数指令（ζｚ）とから、前記制御ゲイン（ｋ）を設定する。前記電圧制御率指令生成部（３２）は、前記指令値（Ｋ＊＊）から前記制御ゲインと前記リアクトルの前記両端電圧（ＶＬ）との積を減算して前記電圧制御率指令（Ｋ＊）を出力する。

この発明にかかる電力変換制御装置の第２の態様は、その第１の態様であって、前記リアクトル（Ｌ１）の前記両端電圧（ＶＬ）、前記リアクトルに入力する前記電流（ＩＬ）、及び前記コンデンサ（Ｃ１）の前記両端電圧（ＶＣ）の何れか一つの振動周期（τ）を求める電圧周期計算部（３１１）を更に備える。そして前記電源インピーダンス推定部（３１２）は、前記振動周期と、前記インダクタンス（Ｌ）と、前記静電容量（Ｃ）とから少なくとも前記推定値（Ｚ＾）のインダクタンス成分（ｌ）を求める。前記ゲイン設定部（３１３Ａ）は、前記推定値の少なくとも前記インダクタンス成分と、前記静電容量と、前記減衰係数指令（ζｚ）とから、前記制御ゲイン（ｋ）を設定する。

この発明にかかる電力変換制御装置の第３の態様は、その第２の態様であって、前記電源インピーダンス推定部（３１２）は、前記電源（Ｅ１）の線間電圧（ＶＳ）、前記リアクトル（Ｌ１）の前記両端電圧（ＶＬ）、前記コンデンサ（Ｃ１）の両端電圧（ＶＣ）、前記リアクトルに流れる前記電流（ＩＬ）、前記推定値（Ｚ＾）の前記インダクタンス成分（ｌ）とから前記推定値（Ｚ＾）の抵抗成分（ｒ）を更に求める。前記ゲイン設定部（３１３Ａ）は、前記推定値の前記インダクタンス成分および前記抵抗成分と、前記静電容量（Ｃ）と、前記減衰係数指令（ζｚ）とから、前記制御ゲイン（ｋ）を設定する。

この発明にかかる電力変換制御装置の第４の態様は、前記リアクトル（Ｌ１）の前記両端電圧（ＶＬ）、前記リアクトルに入力する前記電流（ＩＬ）、前記コンデンサ（Ｃ１）の前記両端電圧（ＶＣ）の何れか一つを測定対象（Ｗ１）とし、前記測定対象の前記減衰係数（ζcal）を求める減衰係数求解回路（３１０）を更に備える。前記ゲイン設定部（３１３Ｂ）は、前記減衰係数指令（ζｚ）から前記減衰係数を差し引いて得られる偏差（Δζ）に基づいて前記制御ゲイン（ｋ）を設定する。前記電圧制御率指令生成部（３２）は、前記指令値（Ｋ＊＊）を前記制御ゲインと前記測定対象との積を減算して補正して前記電圧制御率指令（Ｋ＊）として出力する。

この発明にかかる電力変換制御装置の第５の態様は、その第４の態様であって、前記第１交流電圧（ＶＳ）は三相であり、前記測定対象の前記第１交流電圧の周波数の６次成分が除去されて、前記測定対象の前記減衰係数（ζcal）が求められる。

この発明にかかる電力変換制御装置の第６の態様は、その第５の態様であって、前記減衰係数求解回路（３１０）は、前記測定対象（Ｗ１）の一対の極大値（ａ（ｊ），ａ（ｊ＋ｍ））を検出するピーク値検出回路（３１４）と、前記一対の前記極大値の間に発生する他の極大値の個数よりも１大きい整数（ｍ）と前記一対の前記極大値同士の比とから前記測定対象の対数減衰率（δ）を求め、前記対数減衰率から前記減衰係数（ζcal）を求める計算を行う減衰係数計算回路（３１６）とを含む。

この発明にかかる電力変換制御装置によれば、電源側のインピーダンスの大きさによらず、電力変換部の入力側の電圧変動の減衰係数が、所望の値に維持される。

この発明にかかる電力変換制御装置の第１の態様によれば、電源側のインピーダンスの大きさを考慮した電圧制御率指令が得られる。

この発明にかかる電力変換制御装置の第２の態様によれば、電源側のインピーダンスの推定値のインダクタンス成分が得られる。

この発明にかかる電力変換制御装置の第３の態様によれば、電源側のインピーダンスの推定値の抵抗成分もが得られる。

この発明にかかる電力変換制御装置の第４の態様によれば、電源側のインピーダンスを推定すること無く、電力変換部の入力側の電圧変動の減衰係数が、所望の値に維持される。

この発明にかかる電力変換制御装置の第５の態様によれば、整流部での整流に起因する脈動の影響が小さく、減衰係数が正確に求められる。

この発明にかかる電力変換制御装置の第６の態様によれば、対数減衰率から減衰係数が求められる。

第１の実施の形態及び第２の実施の形態において採用される電力変換装置の構成を例示する回路図である。 第１の実施の形態におけるゲイン出力部および電圧制御率補正部の構成を例示する機能ブロック図である。 図１の電力変換装置の簡易的な等価回路を示す回路図である。 リアクトルの両端電圧の波形を模式的に示すグラフである。 図３の等価回路において電源インピーダンスを無視した場合の等価回路を示す回路図である。 図５の等価回路を書き換えたブロック図である。 図３の等価回路を書き換えたブロック図である。 図７のブロック図を変形して得られるブロック図である。 図８のブロック図を変形して得られるブロック図である。 図９のブロック図を変形して得られるブロック図である。 従来の技術における電源インピーダンスのインダクタンス成分と減衰係数と制御ゲインとの関係を示すグラフである。 第１の実施の形態における電源インピーダンスのインダクタンス成分と減衰係数と制御ゲインとの関係を示すグラフである。 従来の技術における伝達関数のボード線図である。 第１の実施の形態における伝達関数のボード線図である。 第２の実施の形態においてゲイン出力部および電圧制御率補正部の構成を例示する機能ブロック図である。 測定対象の波形を例示するグラフである。 ゲイン設定部の構成を例示するブロック図である。 第２の実施の形態の変形としてのゲイン出力部の構成を部分的に例示するブロック図である。 第３の実施の形態の第１の構成としてのゲイン出力部の構成を部分的に例示するブロック図である。 共振に起因した振動が存在しない場合のコンデンサの両端電圧の波形を示すグラフである。 第３の実施の形態の第２の構成としてのゲイン出力部の構成を部分的に例示するブロック図である。 共振に起因した振動が存在しない場合のリアクトルに流れる電流の波形を示すグラフである。 第３の実施の形態の第３の構成としてのゲイン出力部の構成を部分的に例示するブロック図である。 共振に起因した振動が存在しない場合のリアクトルの両端電圧の波形を示すグラフである。

＜１．電力変換装置の構成＞
図１は以下の実施の形態において採用される電力変換装置の、概念的な構成を例示する回路図である。本電力変換装置は、一対の電源線ＬＨ，ＬＬと、ＬＣフィルタ８と、整流部１と、電力変換部２とを備える。

ＬＣフィルタ８は、コンデンサＣ１とリアクトルＬ１とを有する。コンデンサＣ１は電源線ＬＨと電源線ＬＬとの間に設けられる。リアクトルＬ１は、コンデンサＣ１と共に、チョークインプット型のローパスフィルタであるＬＣフィルタ８を形成する。

整流部１は交流電源Ｅ１から入力されるＮ（Ｎは正の整数）相交流電圧を直流電圧に変換し、この直流電圧をＬＣフィルタ８に出力する。図１の例示では、整流部１はダイオード整流回路である。

なお整流部１は、ダイオード整流回路に限らず、交流電圧を直流電圧に変換する他のＡＣ−ＤＣコンバータであってもよい。例えばサイリスタブリッジ整流回路やＰＷＭ（Pulse-Width-Modulation：パルス幅変調）方式のＡＣ−ＤＣコンバータを採用できる。

また図１の例示では整流部１は、三相交流電圧が入力される三相の整流回路である。ただし整流部１に入力される交流電圧の相数、即ち整流部１の相数は三相に限らず適宜に設定されればよい。

電力変換部２は例えば電圧形インバータであって、電源線ＬＨ，ＬＬの間の直流電圧（コンデンサＣ１の両端電圧）ＶＣを入力する。そして電力変換部２は、電力変換制御装置３からのスイッチング信号Ｓに基づいて両端電圧ＶＣを交流電圧に変換し、この交流電圧を負荷Ｍ１へと出力する。以下では、電力変換部２が出力する交流電圧は出力電圧とも称される。

図１では、例えば電力変換部２は、電源線ＬＨ，ＬＬの間で互いに直列に接続される一対のスイッチング部を、三相分有している。図１の例示では電源線ＬＨ，ＬＬの間で、一対のスイッチング部Ｓｕ１，Ｓｕ２が互いに直列に接続され、一対のスイッチング部Ｓｖ１，Ｓｖ２が互いに直列に接続され、一対のスイッチング部Ｓｗ１，Ｓｗ２が互いに直列に接続される。そして各相の一対のスイッチング部Ｓｘ１，Ｓｘ２（ｘはｕ，ｖ，ｗを代表する、以下同様）同士の接続点が負荷Ｍ１に接続される。

これらのスイッチング部Ｓｘ１，Ｓｘ２がスイッチング信号Sに基づいて適切に導通／非導通することで、電力変換部２は両端電圧ＶＣを三相交流電圧に変換してこれを負荷Ｍ１へと出力する。これにより、負荷Ｍ１には三相の交流電流が流れる。

負荷Ｍ１には、例えば回転機（例えば誘導機又は同期機）が採用される。また図１の例示では三相の負荷Ｍ１が例示されているものの、その相数はこれに限らない。換言すれば、電力変換部２は三相の電力変換部に限られない。

電源線ＬＨ，ＬＬは整流部１と電力変換部２とを連結する直流リンクとして機能する。ＬＣフィルタ８はこの直流リンクにおいて設けられるものの、電力変換部２が入力する電圧、即ちコンデンサＣ１の両端電圧ＶＣを平滑する機能を有する必要はない。言い換えれば、ＬＣフィルタ８は整流部１が整流した整流電圧の脈動を許容してもよい。

具体的には、両端電圧ＶＣは、Ｎ相交流電圧の整流に起因する脈動成分（例えば全波整流を用いれば、Ｎ相交流電圧の周波数の２Ｎ倍の周波数を有する脈動成分：以下、当該脈動成分の周波数は脈動周波数とも称される）を有する。図１の例示では、三相交流電圧を全波整流するので、両端電圧ＶＣは三相交流電圧の周波数の６倍の周波数で脈動する。つまり脈動成分は三相交流電圧の６次成分である。

つまり図１で示された電力変換装置として、いわゆるコンデンサレスインバータを採用することができる。このときコンデンサＣ１には大きな静電容量は要求されない。よってコンデンサＣ１としては、電解コンデンサに比べて安価で小型の、例えばフィルムコンデンサを採用できる。

コンデンサＣ１の静電容量が上述の通り小さければ、ＬＣフィルタ８の共振周波数は高くなる傾向にある。同様にリアクトルＬ１のインダクタンスを小さくするほど、共振周波数は高くなる傾向にある。例えば図１において、コンデンサＣ１の静電容量が４０μＦであり、リアクトルＬ１のインダクタンスが０．５ｍＨである場合、共振周波数は約１．１２５ｋＨｚ程度になる。

＜２．制御＞
以下、電圧制御率に基づいた電力変換部２の制御について説明する。ここでいう電圧制御率とは、電力変換部２が入力する電圧に対して、どの程度の割合で交流電圧が出力されるか、を示す値である。例えば出力電圧の振幅をＶｍとし、両端電圧ＶＣの平均値をＶＣ０とすると、電圧制御率は比Ｖｍ／ＶＣ０で表される。

電力変換部２はスイッチング動作を行うので、スイッチングに伴って両端電圧ＶＣが変動する。つまり両端電圧ＶＣに高調波成分が生じる。なお、スイッチング周波数は、整流による両端電圧ＶＣの脈動周波数よりも高いので、ここでいう高調波成分の周波数は脈動周波数よりも高い。

本電力変換装置は、上述のように、コンデンサＣ１とリアクトルＬ１とによって形成されるＬＣフィルタ８を有している。よってこのＬＣフィルタ８が寄与する共振現象によって両端電圧ＶＣの高調波成分の変動幅が増大する。

このような両端電圧ＶＣの高調波成分の変動を考慮して電圧制御率を制御すること、とりわけリアクトルＬ１の両端電圧ＶＬに基づいて電圧制御率を制御すること自体は、例えば特許文献１で公知である。

第１の実施の形態では上記共振現象に対するＬＣフィルタ８の寄与のみならず、交流電源Ｅ１の電源インピーダンスＺの寄与をも考慮することが、新たに提案される。また第２の実施の形態では電源インピーダンスＺに依存せず両端電圧ＶＣの減衰係数を制御する技術が提案される。

なお、整流部１には電源線ＬＬから電流が流れ込み、電源線ＬＨへと電流が流れ出すことを考慮して、両端電圧ＶＬとしてはリアクトルＬ１のコンデンサＣ１側の電位が基準として採用される。

＜３．制御構成＞
具体的な制御構成が説明される。以下の実施の形態における電力変換器は、電力変換制御装置３の制御の下で動作する。電力変換制御装置３の構成はブロック図として、電力変換器と共に図１において併記されている。

この電力変換装置にはリアクトル電圧検出部４、電流検出部５が設けられる。

リアクトル電圧検出部４はリアクトルＬ１の両端電圧ＶＬを検出し、例えばこれにアナログ／デジタル変換を施して得られる情報を、電力変換制御装置３に出力する。

電流検出部５は、電力変換部２が出力する交流電流（負荷Ｍ１を流れる交流電流）を検出し、例えばこれにアナログ／デジタル変換を施して得られる情報を、電力変換制御装置３に出力する。

図１の例示では、電力変換部２が三相（ｕ相、ｖ相、ｗ相）の交流電流を出力し、そのうち二相（ｕ相、ｖ相）の交流電流ｉｕ，ｉｖが検出されている。三相の交流電流の和は理想的には零であるので、電力変換制御装置３は、二相の交流電流ｉｕ，ｉｖから残りの一相の交流電流ｉｗを算出することができる。これらの電流はスイッチング信号Ｓを生成する目的で、公知の手法で適宜に用いられる。

電力変換制御装置３は、ゲイン出力部３１、電圧制御率指令生成部３２、スイッチング信号生成部３３を備える。

電力変換制御装置３は例えばマイクロコンピュータと記憶装置を含んで構成される。マイクロコンピュータは、プログラムに記述された各処理ステップ（換言すれば手順）を実行する。上記記憶装置は、例えばＲＯＭ(Read Only Memory)、ＲＡＭ(Random Access Memory)、書き換え可能な不揮発性メモリ（ＥＰＲＯＭ(Erasable Programmable ROM)等）、ハードディスク装置などの各種記憶装置の１つ又は複数で構成可能である。当該記憶装置は、各種の情報やデータ等を格納し、またマイクロコンピュータが実行するプログラムを格納し、また、プログラムを実行するための作業領域を提供する。なお、マイクロコンピュータは、プログラムに記述された各処理ステップに対応する各種手段として機能するとも把握でき、あるいは、各処理ステップに対応する各種機能を実現するとも把握できる。

また、電力変換制御装置３はこれに限らず、電力変換制御装置３によって実行される各種手順、あるいは実現される各種手段又は各種機能の一部又は全部がハードウェアで実現されても構わない。

ゲイン出力部３１は、両端電圧ＶＬを示す情報及びリアクトル減衰係数の指令たる減衰係数指令ζｚ、あるいは更にリアクトルＬ１のインダクタンスＬ、コンデンサＣ１の静電容量Ｃをも入力し、制御ゲインｋを設定する。但し後述されるように、両端電圧ＶＬに代えて両端電圧ＶＣあるいはリアクトルに流れる電流の情報がゲイン出力部３１に与えられてもよい。

減衰係数指令ζｚは、両端電圧ＶＣの、交流電源Ｅ１から入力される交流電圧の線間電圧たる電源電圧ＶＳに対する伝達関数における減衰係数についての指令値である。ゲイン出力部３１は、入力された減衰係数指令ζｚを実現するような制御ゲインｋを、後述する各実施の形態における処理によって設定する。

電圧制御率指令生成部３２は、制御ゲインｋと両端電圧ＶＬとを入力し、これらに基づいて、電力変換部２の電圧制御率が、その指令値Ｋ＊＊となるために必要な電圧制御率指令Ｋ＊を出力する。具体的には、指令値Ｋ＊＊を、制御ゲインｋと両端電圧ＶＬとの積を減算して補正することにより、電圧制御率指令Ｋ＊を得る。但し第２の実施の形態においては、両端電圧ＶＬに代えて両端電圧ＶＣあるいはリアクトルＬ１に流れる電流の情報を電圧制御率指令生成部３２に与えてもよい。

＜４.第１の実施の形態＞
図２は第１の実施の形態におけるゲイン出力部３１および電圧制御率指令生成部３２の具体的な内部構成の一例を示す機能ブロック図である。

ゲイン出力部３１は、電圧周期計算部３１１と、電源インピーダンス推定部３１２と、ゲイン設定部３１３Ａとを備える。

電圧周期計算部３１１は両端電圧ＶＬの振動周期τを得る。電源インピーダンス推定部３１２は、電源インピーダンスＺ（ここでは整流部１から見た交流電源Ｅ１側のインピーダンス）の推定値Ｚ＾を求める。例えば推定値Ｚ＾は、両端電圧ＶＬの振動周期τと、インダクタンスＬと、静電容量Ｃとから求めることができる。この推定値Ｚ＾の具体的な求め方については後述される。

ゲイン設定部３１３Ａは推定値Ｚ＾と、インダクタンスＬと、静電容量Ｃと、減衰係数指令ζｚとから、制御ゲインｋを設定し、これを出力する。

電圧制御率指令生成部３２は乗算器３２１と減算器３２２とを備える。乗算器３２１は制御ゲインｋと両端電圧ＶＬとの積ｋ・ＶＬを求める。減算器３２２は指令値Ｋ＊＊から積ｋ・ＶＬを減算して電圧制御率指令Ｋ＊を求め、これをスイッチング信号生成部３３に出力する。

スイッチング信号生成部３３は、電力変換部２が出力する交流電圧についての電圧指令を、電圧制御率指令Ｋ＊に基づいて生成する。スイッチング信号生成部３３は更に、例えば当該電圧指令をキャリアと比較して、スイッチング信号Ｓを生成する。スイッチング信号Ｓは電力変換部２へと出力される。スイッチング信号生成部３３の動作は公知の手法（例えば特許文献１）で実現されるので、ここではその詳細は省略される。

以上のようにして電圧制御率指令Ｋ＊に基づいた出力電圧が得られる。よって、両端電圧ＶＣの高調波成分を抑制することができる。しかも出力電圧が、電源インピーダンスＺを考慮して指令値Ｋ＊＊を補正して得られた電圧制御率指令Ｋ＊に基づいて設定されるので、電源インピーダンスＺの大きさによらず、電力変換部２の入力側の電圧（両端電圧ＶＣ）の変動の減衰係数は、所望の減衰係数指令ζｚに維持される。

次に、推定値Ｚ＾を求めるための具体的な手法が例示される。

図３は、図１の電力変換装置の簡易的な等価回路を示している。ここでは負荷Ｍ１が誘導性負荷であり、電力変換部２と負荷Ｍ１とが纏めて電流源２０として把握されている。電源インピーダンスＺは、交流電源Ｅ１と整流部１との間で、各相において直列に存在する抵抗成分ｒとインダクタンス成分ｌとで示されている。リアクトルＬ１に流れる電流ＩＬ、コンデンサＣ１に流れる電流ＩＣ、電流源２０が流す電流Ｉ０、電源インピーダンスＺにおいて発生する電圧ＶＺも併記されている。

この等価回路において、リアクトルＬ１がインダクタンス成分ｌの二相分と共に、コンデンサＣ１と直列に接続される。よって等価回路における共振周波数は電源インピーダンスＺも考慮して、式（１）で求められる。

図４は両端電圧ＶＬの波形を模式的に示すグラフである。横軸には時間ｔが採用されている。ここでは整流部１が三相電圧の全波整流を行う場合が例に取られているので、両端電圧ＶＬの変動の大きな周期は、電源電圧ＶＳの周波数をＦとして、脈動周波数の逆数１／（６Ｆ）で表される。式（１）で求められる共振周波数ｆｃの逆数１／ｆｃが、両端電圧ＶＬの変動の小さい方の周期τとして把握される。以下、この周期τは振動周期として、脈動周波数の逆数で表される周期（１／（６Ｆ））とは区別して扱われる。

このような両端電圧ＶＬの振動周期τは電圧周期計算部３１１で取得される。具体的には両端電圧ＶＬの隣接する極値同士の間の時間で振動周期τが求められる。例えば図４に例示されるように、隣接する極大値同士の間の時間をそのまま振動周期τとして採用することができる。あるいは隣接する極小値と極大値との間の時間が二倍された期間が振動周期τとして採用されてもよい。

特にコンデンサレスインバータの場合、静電容量Ｃが小さいため、両端電圧ＶＣは平滑されにくく、電源インピーダンスＺとＬＣフィルタとで発生する共振現象は顕著となる。よって振動周期τを求める精度を高める観点でも、本実施の形態においてコンデンサレスインバータが採用されることは好適である。

式（１）およびτ＝１／ｆｃの関係から、インダクタンス成分ｌは式（２）から求められる。

このようにして電源インピーダンスＺ（特にそのインダクタンス成分ｌ）は、コンデンサＣ１の静電容量Ｃと、リアクトルＬ１のインダクタンスＬと、振動周期τとから推定される。このような電源インピーダンスＺの推定、つまり推定値Ｚ＾の取得は、電源インピーダンス推定部３１２において行われる。このように推定値Ｚ＾を取得すべく、本実施の形態では減衰係数指令ζｚのみならず、リアクトルＬ１のインダクタンスＬ、コンデンサＣ１の静電容量Ｃもゲイン出力部３１に入力される。

次に、本実施の形態の動作について、より詳細に説明される。当該説明を理解しやすくするため、まず電源インピーダンスＺを考慮しない従来の場合が考察される。

図５は図３の等価回路において電源インピーダンスＺを無視した場合の等価回路を示す。これは特許文献１で示された等価回路であると把握されてもよい。よって特許文献１に示されたように、制御ゲインｋを導入して電流Ｉ０を値（−ｋ・ＶＬ）に設定することにより、図５の等価回路は図６のブロック図に書き換えられる。なお、ラプラス変数ｓが導入される。

図６から伝達関数Ｇ（ｓ）＝ＶＣ／ＶＳは式（３）〜（５）で表される。但し、電源インピーダンスＺを無視した場合の減衰係数ζが導入され、これは大きく設定されるべきなので、［（２ζ√（ＬＣ）ｓ＋１］／［（ζ＋√（ζ^２−１））√（ＬＣ）ｓ＋１］が１に近似して扱われる。

さて、本実施の形態にかかる図３の等価回路は、図６のブロック図に対して電圧ＶＺを考慮したブロックを追加して、図７のブロック図に書き換えられる。これを変形して図８の構成が得られる。図８の構成を更に変形して図９の構成が得られる。

図９において破線で囲まれた部分は従来の技術にかかる図６の構成と同じである。よってこの部分の伝達関数は（従来の減衰係数ζが大きいことによる近似を採用して）式（３）〜（５）で表される。従って図９の構成は更に、図１０の構成へと変形される。

よって本実施の形態での伝達関数は、式（６）で表される。

式（６）から求められる減衰係数指令ζｚは式（４）を参照して式（７）で表される。

従来の減衰係数ζが大きいことから式（７）の分子の第１項（Ｃｒ）は分子の第２項に対して無視できる。更に式（５）を参照して、減衰係数指令ζｚは式（８）で表される。

このように電源インピーダンスＺの抵抗成分ｒを無視した近似により、制御ゲインｋは、電源インピーダンスＺのインダクタンス成分ｌと、コンデンサＣ１の静電容量Ｃと、リアクトルＬ１のインダクタンスＬと、減衰係数指令ζｚとで決定される。

式（２）で示されたように、電源インピーダンスＺのインダクタンス成分ｌが推定される。よって所望の減衰係数指令ζｚを入力することにより、制御ゲインｋが設定される。かかる設定は上述のようにゲイン設定部３１３Ａにおいて行われる。

このようにして、振動周期τと、インダクタンスＬと、静電容量Ｃとから推定値Ｚ＾のインダクタンス成分ｌが得られる。

もちろん、電源インピーダンスＺの抵抗成分ｒを推定することも可能である。たとえば下記のように推定される抵抗成分ｒを用いて、式（８）の分子に項（Ｃｒ）を加算して減衰係数指令ζｚが決定されてもよい。

具体的には、図３を参照して、電源電圧ＶＳ、両端電圧ＶＬ，ＶＣ、電流ＩＬ、電源インピーダンスＺの抵抗成分ｒおよびインダクタンス成分ｌとの間には式（９）の関係がある。よって上述のようにしてインダクタンス成分ｌが推定されれば、これを用いて、推定値Ｚ＾の抵抗成分ｒが得られる。

つまりゲイン設定部３１３Ａは、推定値Ｚ＾の少なくともインダクタンス成分ｌを用いて、あるいは更に抵抗成分ｒをも用いて制御ゲインｋを設定することができる。

図１１はインダクタンス成分ｌの値と減衰係数ζと制御ゲインｋとの関係を示すグラフである。図１１は制御ゲインｋを一定値１に設定した場合であって、従来の技術に相当する。

図１２はインダクタンス成分ｌの値と減衰係数指令ζｚと制御ゲインｋとの関係を示すグラフである。図１２は制御ゲインｋを式（８）に基づいて設定した場合であって本実施の形態の技術に相当する。

両者ともに横軸にはインダクタンス成分ｌの二倍の値２ｌが採用される。また、２・ｌ＝０．０００１［Ｈ］（即ちｌ＝０．０５［ｍＨ］）のときの減衰係数ζ、減衰係数指令ζｚは互いに等しい。またこのときの制御ゲインｋは、図１１および図１２において共通している。また抵抗成分ｒ＝０に設定されている。

図１１に示されたグラフでは、インダクタンス成分ｌが大きいほど減衰係数ζが低下してしまう。これに対して図１２に示されたグラフでは、インダクタンス成分ｌによらずに減衰係数指令ζｚが維持されることがわかる。よって本実施の形態によれば、従来の技術と異なり、インダクタンス成分ｌによらずに所望の減衰係数指令ζｚが維持されるように、制御ゲインｋが設定されることがわかる。

図１３および図１４はいずれも伝達関数Ｇ（ｓ）のボード線図である。図１３は制御ゲインｋが一定である場合であって、従来の技術に相当する。図１４は制御ゲインｋが式（８）に基づいて設定された場合であって本実施の形態の技術に相当する。

図１３における曲線Ｑ１，Ｑ３および図１４における曲線Ｑ５，Ｑ７はｌ＝０．０５［ｍＨ］の場合を示し、図１３における曲線Ｑ２，Ｑ４および図１４における曲線Ｑ６，Ｑ８はｌ＝０．２［ｍＨ］の場合を示す。いずれも抵抗成分ｒ＝０に設定されている。

図１３に示されたグラフでは、インダクタンス成分ｌが大きいほど共振しやすいことがわかる。これに対して図１４に示されたグラフでは、インダクタンス成分が大きくても共振しにくいことがわかる。よって本実施の形態によれば、従来の技術と異なり、インダクタンス成分ｌによらずに、電力変換部２に入力する両端電圧ＶＣの変動が抑制されることがわかる。

負荷Ｍ１に所望の運転動作をさせる前に、前駆期間を設け、当該前駆期間において仮の指令値Ｋ＊＊、仮の減衰係数指令ζｚを用いて電力変換装置を駆動することは望ましい処理の一つである。これにより、ゲイン設定部３１３Ａは推定値Ｚ＾を得ることができ、その後の所望の運転動作において上記の効果が得られるからである。

なお、図１の例示ではリアクトルＬ１はコンデンサＣ１よりも整流部１側で電源線ＬＨに設けられている。ただしこれに限らず、電源線ＬＬに設けられても、上記の説明が妥当する。

このように本実施の形態では電源インピーダンスＺを考慮した電圧制御率指令Ｋ＊を用いて電力変換部２を制御することにより、電源インピーダンスＺの大きさによらず、電力変換部２の入力側の電圧変動の減衰係数ζを、所望の値（減衰係数指令ζｚ）に維持することができる。

コンデンサレスインバータの場合、両端電圧ＶＣは平滑されにくい。よって振動周期τは両端電圧ＶＬからではなく、両端電圧ＶＣから得られてもよい。より具体的には、両端電圧ＶＣの隣接する極値同士の間の時間で振動周期τが求められればよい。あるいは電流ＩＬから、同様にして、振動周期τが得られてもよい。図３に示された等価回路に鑑みて、両端電圧ＶＬ，ＶＣ、電流ＩＬのいずれもが同じ振動周期τで振動すると考えられるからである。両端電圧ＶＣや電流ＩＬの検出は、周知の技術を用いて達成することができる。

式（２）を用いて示されたように、振動周期τはインダクタンス成分ｌの推定に用いられる。そして式（３）〜（９）には振動周期τは現れない。よって式（８）で決定される制御ゲインｋは、両端電圧ＶＬ，ＶＣ、電流ＩＬのいずれから求めた振動周期τに基づいて決定されてもよい。つまり電圧周期計算部３１１は、振動周期τを求めるに際し、両端電圧ＶＬの振動周期τではなく、両端電圧ＶＣの振動周期τ、あるいは電流ＩＬの振動周期τを求めてもよい。つまりゲイン出力部３１には両端電圧ＶＬの情報の代わりに、両端電圧ＶＣあるいは電流ＩＬの情報が入力されてもよい。

また、図６に示されたブロック図に基づいた式（３）は、制御ゲインｋと両端電圧ＶＬとの積が用いられることが前提となっている。よって、制御ゲインｋが両端電圧ＶＬ，ＶＣ、電流ＩＬのいずれから求めた振動周期τに基づいて決定されるかに依らずに、両端電圧ＶＬと制御ゲインｋとの積で指令値Ｋ＊＊を補正して、電圧制御率指令Ｋ＊が得られる。

＜５.第２の実施の形態＞
本実施の形態では減衰係数それ自身が評価され、減衰係数をその指令値たる減衰係数指令ζｚへと移行させる技術が採用される。従って第１の実施の形態で示された電源インピーダンスＺの推定は不要である。

図１５は第２の実施の形態におけるゲイン出力部３１および電圧制御率指令生成部３２の具体的な内部構成の一例を示す機能ブロック図である。

本実施の形態においてゲイン出力部３１は、ピーク値検出回路３１４、カウンタ３１５、減衰係数計算回路３１６、ゲイン設定部３１３Ｂを備えている。ピーク値検出回路３１４、カウンタ３１５、減衰係数計算回路３１６は纏めて、後に詳述する減衰係数ζcalを求める機能を担う減衰係数求解回路３１０として把握される。

本実施の形態において採用される電圧制御率指令生成部３２の具体的な内部構成は、第１の実施の形態のそれと同じである。

ゲイン出力部３１には、両端電圧ＶＣ，ＶＬ及び電流ＩＬのいずれか一つが測定対象Ｗ１として入力する。ゲイン出力部３１は、測定対象Ｗ１と減衰係数指令ζｚとに基づいて制御ゲインｋを設定し、これを出力する。

電圧制御率指令生成部３２には、両端電圧ＶＣ，ＶＬ及び電流ＩＬのいずれか一つが制御ゲインｋに対する被乗数Ｗ２として入力する。電圧制御率指令生成部３２は、指令値Ｋ＊＊を、指令値Ｋ＊＊から被乗数Ｗ２と制御ゲインｋとの積ｋ・Ｗ２を差し引くことで補正して、電圧制御率指令Ｋ＊を得る。

測定対象Ｗ１と被乗数Ｗ２とは、いずれも両端電圧ＶＣ，ＶＬ及び電流ＩＬの中からいずれか一つ選択されるものであり、互いに一致していても、異なっていてもよい。但し、後述するように、測定対象Ｗ１はフィルタリング処理されることが望ましい点で、被乗数Ｗ２とは異なる。

ピーク値検出回路３１４は測定対象Ｗ１の極大値ａ（ｉ）（例えばｉは正整数）を検出し、これを保持する。ピーク値検出回路３１４はカウンタ３１５に対して、例えば極大値を検出した旨の通知Ｇを与える。

図１６は測定対象Ｗ１の波形を例示するグラフである。測定対象Ｗ１は、時間ｔの経過と共に振動しつつ減衰する。よって減衰係数ζcalを正しく求めるために必要な極大値は、測定対象Ｗ１が減衰している途中で取得される極大値でなければならない。よって、ピーク値検出回路３１４が連続して取得した一対の極大値が時間的な増加を示す場合には、ピーク値検出回路３１４は、カウンタ３１５を初期値（例えばｉ＝１）へリセットするリセット信号Ｒを、カウンタ３１５に与える。

カウンタ３１５はリセットされた際の通知Ｇを受けることにより、ピーク値検出回路３１４に対して出力指令Ｈを与える。ピーク値検出回路３１４はこの出力指令Ｈに対応して、極大値ａ（ｊ）を減衰係数計算回路３１６へ出力、あるいはピーク値検出回路３１４に格納する。

カウンタ３１５はまた、リセットされた際の通知Ｇを含めて（ｍ＋１）回目の通知Ｇを受けることにより、ピーク値検出回路３１４に対して出力指令Ｈを与える。ピーク値検出回路３１４はこの出力指令Ｈに対応して、極大値ａ（ｊ＋ｍ）を減衰係数計算回路３１６へ出力、あるいはピーク値検出回路３１４に格納する。

一対の極大値ａ（ｊ），ａ（ｊ＋ｍ）は、上述のようにしてピーク値検出回路３１４に対して出力指令Ｈが与えられる度にそれぞれ減衰係数計算回路３１６へ出力されてもよいし、通知Ｇが与えられるタイミングで一対として減衰係数計算回路３１６へ出力されてもよい。例えばリセット信号Ｒがカウンタ３１５に与えられる際の通知Ｇで、リセット信号Ｒが発生する前にピーク値検出回路３１４に格納されていた一対の極大値ａ（ｊ），ａ（ｊ＋ｍ）が、減衰係数計算回路３１６へ出力されてもよい。

図１６では振動周期τ、及び振動周期τのｍ個分の期間ｍ・τをも併記した。測定対象Ｗ１において、一対の極大値ａ（ｊ），ａ（ｊ＋ｍ）の間には（ｍ−１）個の極大値が発生する。このことに鑑み、減衰係数計算回路３１６は、個数（ｍ−１）よりも１大きい整数ｍと一対の極大値ａ（ｊ），ａ（ｊ＋ｍ）同士の比ａ（ｊ）／ａ（ｊ＋ｍ）とから、測定対象Ｗ１の対数減衰率δを、式（１０）から求める。但し、記号「ｌｎ（）」は丸括弧内の自然対数（ネイピア数を底とする対数）を示す。

減衰係数ζcalは対数減衰率δと円周率πとを用いて式（１１）で求められる。但し、近似的な等号（ニアリイコール）は減衰係数ζcalが１よりも十分に小さい場合に妥当である。

このようにして得られた減衰係数ζcalは測定対象Ｗ１における減衰係数の測定値であると把握されてもよい。

もちろん、減衰係数計算回路３１６は、対数減衰率δを一旦求めること無く、式（１０）を式（１１）に代入して得られる式を用いて、減衰係数ζcalを求めてもよい。

図１７はゲイン設定部３１３Ｂの構成を例示するブロック図である。ゲイン設定部３１３Ｂは、減算器３１３１とゲイン決定部３１３２とを有する。減算器３１３１は、減衰係数指令ζｚから減衰係数ζcalを差し引いて偏差Δζを得る。ゲイン決定部３１３２は偏差Δζが大きいほど制御ゲインｋを高く決定する。但し、制御ゲインｋの変動幅に制限を設けなければ、指令値Ｋ＊＊を補正することによる効果が過剰となって望ましくない。よってゲイン決定部３１３２は上限及び下限を設けたリミッタとしての機能を併有することが望ましい。

式（１）に鑑みて、被乗数Ｗ２の共振による減衰係数は、測定対象Ｗ１の共振による減衰係数ζcalと一致すると考えられる。よって減衰係数ζcalに基づいて設定された制御ゲインｋと被乗数Ｗ２との積ｋ・Ｗ２で差し引くことによって指令値Ｋ＊＊を補正し、以て電圧制御率指令Ｋ＊を得ることで、第１の実施の形態と同様の効果、即ち、所望の減衰係数指令ζｚが維持される。しかも本実施の形態では電源インピーダンスＺを推定する必要が無い。

但し、測定対象Ｗ１には脈動周波数による変動も重畳しているので、測定対象Ｗ１の極大値から減衰係数ζcalを正確に求めるには、当該変動（脈動）の影響が除去されることが望ましい。

図１８は本実施の形態の変形としてのゲイン出力部３１の構成を部分的に例示するブロック図である。当該変形におけるゲイン出力部３１では、図１５に示された構成に対してフィルタ３１７が追加された構成が採用される。ピーク値検出回路３１３には測定対象Ｗ１それ自体ではなく、低域の周波数成分が低減された測定対象Ｗ１が入力する。但し、図１８では、図１５に示された減衰係数計算回路３１６、ゲイン設定部３１３Ｂの図示を省略した（後述する図１９、図２１、図２３においても同様である）。

フィルタ３１７には、共振周波数ｆｃ（＝１／τ）よりも低い成分、具体的には脈動周波数及びこれよりも低い周波数成分を低減させる機能を有するハイパスフィルタが採用される。測定対象Ｗ１として電流ＩＬ、両端電圧ＶＣのいずれかが採用される場合、これらは直流成分も有する。しかし当該直流成分も当該ハイパスフィルタによって低減される。よって測定対象Ｗ１として電流ＩＬ、両端電圧ＶＬ，ＶＣのいずれを採用しても、極大値同士の比ａ（ｊ）／ａ（ｊ＋ｍ）に対する脈動周波数成分及び直流成分のいずれの影響も小さい。よって減衰係数ζcalが正確に求められる。

但し、脈動周波数と共振周波数ｆｃとが近い場合、共振周波数ｆｃの成分を残して脈動周波数の成分を低減するようなハイパスフィルタを構成することは容易ではない。そこで、第３の実施の形態では、測定対象Ｗ１からその脈動周波数の成分を計算にて除去する技術が採用される。

＜６.第３の実施の形態＞
図１９は第３の実施の形態の第１の構成を示すブロック図である。具体的には図１９はゲイン出力部３１の構成を部分的に例示する。この第１の構成では、測定対象Ｗ１として両端電圧ＶＣが採用される。第１の構成では、図１８に示されたフィルタ３１７が脈動成分除去部３１８ａ及び直流成分除去回路３１９に置換された構成が採用される。

脈動成分除去部３１８ａには、電源電圧ＶＳの情報（図では簡単の為に当該情報をも記号ＶＳで示す）が与えられる。これにより、交流電源Ｅ１から入力されるＮ相交流電圧の位相ωｔ（ｔは時間を、ωは角周波数を、それぞれ示す）、振幅の実効値Ｖｎの計算が可能となる。

共振に起因した振動が存在せず、損失が無視された場合の両端電圧ＶＣの値ＶＣｈが、以下に検討される。整流部１が整流した整流電圧の脈動成分は存在するので、位相ωｔの関数Ｄ（ωｔ）が導入される。

図２０は、交流電源Ｅ１から入力される多相交流電圧が三相交流電圧であり、整流部１が全波整流を行う場合における値ＶＣｈの波形を示すグラフである。実線は値ＶＣｈの波形を、破線は三相交流電圧の波形を、それぞれ示す。

図２０に例示された値ＶＣｈは、周期π／３を有する周期関数である。この場合、位相ωｔの関数Ｄ（ωｔ）は下式（１３）で表される。

かかる値ＶＣｈで両端電圧ＶＣを除算することにより、測定対象Ｗ１から、整流に起因した脈動成分が除去される。

図２０からも理解されるように、値ＶＣｈは直流成分を有しており、よって両端電圧ＶＣも直流成分を有している。かかる直流成分は直流成分除去回路３１９によって除去される。

脈動周波数と共振周波数ｆｃとが近い場合であっても、以上のようにして、脈動成分除去部３１８ａ及び直流成分除去回路３１９の機能によりフィルタ３１７と同様の機能が実現できる。

図２１は本実施の形態の第２の構成を示すブロック図である。具体的には図２０はゲイン出力部３１の構成を部分的に例示する。この第２の構成では、測定対象Ｗ１として電流ＩＬが採用される。第２の構成では、図１９に示された脈動成分除去部３１８ａが脈動成分除去部３１８ｂに置換された構成が採用される。

図２２は、共振に起因した振動が存在せず、損失を無視した場合の電流ＩＬの値ＩＬｈの波形を示すグラフである。ここでは交流電源Ｅ１から入力される多相交流電圧が三相交流電圧であり、整流部１が全波整流を行う場合が想定されている。図２２に例示された値ＩＬｈは、周期π／３を有する周期関数である。

脈動成分除去部３１８ｂには、電源電圧ＶＳの情報と、それぞれ電力変換部２の出力電圧、出力電流の指令値となる指令値Ｖ＊，Ｉ＊が与えられる。指令値Ｖ＊，Ｉ＊は電力変換制御装置３において周知の技術で採用される。よって指令値Ｖ＊，Ｉ＊は、電力変換制御装置３の内部において脈動成分除去部３１８ｂに与えられる。

電力変換部２に入力する電力Ｐinvは、値ＩＬｈ，ＶＣｈの積として下式（１４）で表される。

理想的には電力変換部２における損失がなく、入力する電力Ｐinvは電力変換部２の出力電力と等しい。当該出力電力は指令値をＶ＊，Ｉ＊を変数とした既知の関数Ｊ（Ｖ＊，Ｉ＊）で表すことができるので、下式（１５）が成立する。

かかる値ＩＬｈで電流ＩＬを除算することにより、測定対象Ｗ１から、整流に起因した脈動成分が除去される。

図２２からも理解されるように、値ＩＬｈは直流成分を有しており、よって電流ＩＬも直流成分を有している。かかる直流成分は直流成分除去回路３１９によって除去される。

脈動周波数と共振周波数ｆｃとが近い場合であっても、以上のようにして、脈動成分除去部３１８ａ及び直流成分除去回路３１９の機能によりフィルタ３１７と同様の機能が実現できる。

図２３は本実施の形態の第３の構成を示すブロック図である。具体的には図２３はゲイン出力部３１の構成を部分的に例示する。この第３の構成では、測定対象Ｗ１として両端電圧ＶＬが採用される。第３の構成では、図２１に示された脈動成分除去部３１８ｂ及び直流成分除去回路３１９が脈動成分除去部３１８ｃに置換された構成が採用される。脈動成分除去部３１８ｃには、脈動成分除去部３１８ｂと同様、電源電圧ＶＳの情報と、指令値Ｖ＊，Ｉ＊が与えられる。

図２４は、共振に起因した振動が存在せず、損失が無視された場合の両端電圧ＶＬの値ＶＬｈの波形を示すグラフである。ここでは交流電源Ｅ１から入力される多相交流電圧が三相交流電圧であり、整流部１が全波整流を行う場合が想定されている。図２２に例示された値ＶＬｈは、周期π／３を有する周期関数である。

値ＶＬｈは、電流式（１２）〜（１５）を用いて下式（１６）によって求められる。

かかる値ＶＬｈで両端電圧ＶＬを除算することにより、測定対象Ｗ１から、整流に起因した脈動成分が除去される。

なお、両端電圧ＶＬは電流ＩＬｈの微分値に比例するので直流成分を有しない。よって直流成分除去回路３１９は不要である。

以上のように、第２の実施の形態並びに第３の実施の形態の第１の構成乃至第３の構成では制御ゲインｋを得るに際し、インダクタンスＬを用いることはあっても静電容量Ｃを用いることはない。よって図１において示されるような、ゲイン出力部３１への静電容量Ｃの入力は省略できる。

また、第２の実施の形態並びに第３の実施の形態の第１の構成及び第２の構成では制御ゲインｋを得るに際し、インダクタンスＬ及び静電容量Ｃのいずれも用いることはない。よって図１において示されるような、ゲイン出力部３１へのインダクタンスＬ及び静電容量Ｃの入力は省略できる。

１ 整流部
２ 電力変換部
３ 電力変換制御装置
３１ ゲイン出力部
３１０ 減衰係数求解回路
３１１ 電圧周期計算部
３１２ 電源インピーダンス推定部
３１３Ａ，３１３Ｂ ゲイン設定部
３１４ ピーク値検出回路
３１６ 減衰係数計算回路
３２ 電圧制御率指令生成部
３３ スイッチング信号生成部
８ ＬＣフィルタ
Ｃ 静電容量
Ｃ１ コンデンサ
Ｅ１ 交流電源
ＩＬ （リアクトルＬ１に流れる）電流
Ｌ インダクタンス
Ｌ１ リアクトル
ＬＨ，ＬＬ 電源線
Ｓ スイッチング信号
ＶＬ，ＶＣ 両端電圧
ＶＳ （電源電圧の）線間電圧
Ｚ（Ｚ＾） 電源インピーダンス（の推定値）
ｋ 制御ゲイン
Ｋ＊ 電圧制御率指令
Ｋ＊＊ 指令値
ｌ インダクタンス成分
ｒ 抵抗成分

Claims (7)

1. 一対の電源線（ＬＨ，ＬＬ）と、
   前記一対の電源線の間に設けられるコンデンサ（Ｃ１）と、
   前記コンデンサと共にチョークインプット型のＬＣフィルタ（８）を形成するリアクトル（Ｌ１）と、
   電源（Ｅ１）から入力される第１交流電圧を直流電圧に整流して前記ＬＣフィルタに出力する整流部（１）と、
   スイッチング信号（Ｓ）に基づいて、前記コンデンサの両端電圧（ＶＣ）を第２交流電圧に変換する電力変換部（２）と
   を備える電力変換装置を制御する制御装置（３）であって、
   前記リアクトルの両端電圧（ＶＬ）、前記リアクトルに入力する電流（ＩＬ）、及び前記コンデンサの前記両端電圧の何れか一つの減衰係数（ζcal）の指令値たる減衰係数指令（ζｚ）に基づいて
   、制御ゲイン（ｋ）を設定するゲイン設定部（３１３Ａ，３１３Ｂ）と、
   前記第２交流電圧の振幅の、前記コンデンサの前記両端電圧の平均値に対する比たる電圧制御率についての指令値（Ｋ＊＊）を、前記リアクトルの前記両端電圧、前記リアクトルに入力する前記電流（ＩＬ）、及び前記コンデンサの前記両端電圧の何れか一つ（Ｗ２）と前記制御ゲインとの積を減算して補正して電圧制御率指令（Ｋ＊）として出力する電圧制御率指令生成部（３２）と、
   前記電圧制御率指令に基づいて前記スイッチング信号を生成するスイッチング信号生成部（３３）と
   を備える、電力変換制御装置。
2. 前記整流部から見た前記電源側のインピーダンス（Ｚ）の推定値（Ｚ＾）を求める電源インピーダンス推定部（３１２）
   を更に備え、
   前記ゲイン設定部（３１３Ａ）は、前記推定値と、前記リアクトル（Ｌ１）のインダクタンス（Ｌ）と、前記コンデンサ（Ｃ１）の静電容量（Ｃ）と、前記減衰係数指令（ζｚ）とから、前記制御ゲイン（ｋ）を設定し、
   前記電圧制御率指令生成部（３２）は、前記指令値（Ｋ＊＊）から前記制御ゲインと前記リアクトルの前記両端電圧（ＶＬ）との積を減算して前記電圧制御率指令（Ｋ＊）を出力する、請求項１記載の電力変換制御装置。
3. 前記リアクトル（Ｌ１）の前記両端電圧（ＶＬ）、前記リアクトルに入力する前記電流（ＩＬ）、及び前記コンデンサ（Ｃ１）の前記両端電圧（ＶＣ）の何れか一つの振動周期（τ）を求める電圧周期計算部（３１１）
   を更に備え、
   前記電源インピーダンス推定部（３１２）は、前記振動周期と、前記インダクタンス（Ｌ）と、前記静電容量（Ｃ）とから少なくとも前記推定値（Ｚ＾）のインダクタンス成分（ｌ）を求め、
   前記ゲイン設定部（３１３Ａ）は、前記推定値の少なくとも前記インダクタンス成分と、前記静電容量と、前記減衰係数指令（ζｚ）とから、前記制御ゲイン（ｋ）を設定する、請求項２記載の電力変換制御装置。
4. 前記電源インピーダンス推定部（３１２）は、前記電源（Ｅ１）の線間電圧（ＶＳ）、前記リアクトル（Ｌ１）の前記両端電圧（ＶＬ）、前記コンデンサ（Ｃ１）の前記両端電圧（ＶＣ）、前記リアクトルに流れる前記電流（ＩＬ）、前記推定値（Ｚ＾）の前記インダクタンス成分（ｌ）とから前記推定値（Ｚ＾）の抵抗成分（ｒ）を更に求め、
   前記ゲイン設定部（３１３Ａ）は、前記推定値の前記インダクタンス成分および前記抵抗成分と、前記静電容量（Ｃ）と、前記減衰係数指令（ζｚ）とから、前記制御ゲイン（ｋ）を設定する、請求項３記載の電力変換制御装置。
5. 前記リアクトル（Ｌ１）の前記両端電圧（ＶＬ）、前記リアクトルに入力する前記電流（ＩＬ）、前記コンデンサ（Ｃ１）の前記両端電圧（ＶＣ）の何れか一つを測定対象（Ｗ１）とし、前記測定対象の前記減衰係数（ζcal）を求める減衰係数求解回路（３１０）
   を更に備え、
   前記ゲイン設定部（３１３Ｂ）は、前記減衰係数指令（ζｚ）から前記減衰係数を差し引いて得られる偏差（Δζ）に基づいて前記制御ゲイン（ｋ）を設定し、
   前記電圧制御率指令生成部（３２）は、前記指令値（Ｋ＊＊）を前記制御ゲインと前記測定対象との積を減算して補正して前記電圧制御率指令（Ｋ＊）として出力する、請求項１記載の電力変換制御装置。
6. 前記第１交流電圧（ＶＳ）は三相であり、
   前記測定対象の前記第１交流電圧の周波数の６次成分が除去されて、前記測定対象の前記減衰係数（ζcal）が求められる、請求項５記載の電力変換制御装置。
7. 前記減衰係数求解回路（３１０）は、
   前記測定対象（Ｗ１）の一対の極大値（ａ（ｊ），ａ（ｊ＋ｍ））を検出するピーク値検出回路（３１４）と、
   前記一対の前記極大値の間に発生する他の極大値の個数よりも１大きい整数（ｍ）と前記一対の前記極大値同士の比とから前記測定対象の対数減衰率（δ）を求め、前記対数減衰率から前記減衰係数（ζcal）を求める計算を行う減衰係数計算回路（３１６）と
   を含む、請求項６記載の電力変換制御装置。

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