JP6201386B2 - 電流推定装置 - Google Patents

Description

この発明は、電流を推定する技術に関する。特に三相の交流電圧を入力して直流電流を出力するダイオードブリッジに入力する交流電流を推定する技術に適する。

三相電源に接続されたインバータ回路が発生する高調波電流を検出するために、三相電源とインバータ回路の整流回路の間に、複数個の電流検出手段を設ける技術が提案されている（下掲の特許文献１〜３）。

複数個の電流検出手段を用いると、三相電源の電源線に対する誤接続の問題が発生する。

特開２００８−２３４２９８号公報 特開２００１−０９１６００号公報 特開２０１１−１８８５９２号公報

上記問題を解決するには、例えば特許文献２，３に例示されるように、電流検出器の接続異常を検出する手段が必要となる。

この発明は、電流検出器の誤接続を回避し、あるいは更に電流検出器の個数を低減する技術を提供することを目的とする。

この発明にかかる電流推定装置は、三相の交流電圧を入力し、全波整流して直流電流（ｉｄｃ）を出力するダイオードブリッジ（２１）と、前記直流電流が流れるリアクトル（２５）と、前記リアクトルと前記ダイオードブリッジとの直列接続に対して並列に接続される平滑コンデンサ（２２）とを備える電力変換装置において、前記ダイオードブリッジが出力する前記直流電流（ｉｄｃ，ｉｄｃ＾）から前記ダイオードブリッジに入力する交流電流（ｉｒ，ｉｓ，ｉｔ）を推定する電流推定装置である。

そしてその第１の態様は、第１相の前記交流電圧（Ｖｒ）の電圧位相を検出する位相演算部（７２）と、前記第１相の前記交流電流（ｉｒ）の推定値（ｉｒ＾）を得る相電流演算部（７６）とを備える。

前記相電流演算部は、前記第１相の前記交流電圧の極性が負から正に変わる時点での前記電圧位相を０度として、前記電圧位相が(i)３０〜１５０度において前記直流電流と一致し、(ii)２１０〜３３０度において前記直流電流とは絶対値が等しく極性が異なり、(iii)それ以外の位相では値０を採る電流を、前記第１相の前記交流電流（ｉｒ）の推定値（ｉｒ＾）とする。

第１の態様においては前記ダイオードブリッジの出力側から前記直流電流（ｉｄｃ）を検出する直流電流検出器（２６）が更に備えられる。

この発明にかかる電流推定装置の第２の態様では、二つの相の前記交流電流（ｉａｃ１，ｉａｃ２）から、他の一つの相の前記交流電流（ｉａｃ３）を求め、三つの相の前記交流電流の同極性の波形を合成して、前記直流電流（ｉｄｃ）を推定する直流電流演算部（８２）を更に備える。

そして前記相電流演算部（７６）は前記直流電流演算部で推定された前記直流電流（ｉｄｃ＾）から前記第１相の前記交流電流（ｉｒ）の推定値（ｉｒ＾）を得る。

第２の態様において、例えば前記二つの相の前記交流電流（ｉａｃ１，ｉａｃ２）を検出する交流電流検出器（８１ａ）が更に備えられる。

この発明にかかる電流推定装置の第３の態様では、一つの相の前記交流電流（ｉａｃ１）の位相を１２０度もしくは２４０度シフトさせて他の二つの相の前記交流電流（ｉａｃ２，ｉａｃ３）を推定する位相シフタ（８３）と、前記一つの相の前記交流電流と、推定された前記他の二つの相の前記交流電流（ｉａｃ２＾，ｉａｃ３＾）の同極性の波形を合成して、前記直流電流（ｉｄｃ）を推定する直流電流演算部（８２）を更に備える。

そして前記相電流演算部（７６）は、前記直流電流演算部で推定された前記直流電流（ｉｄｃ＾）から前記第１相の前記交流電流（ｉｒ）の推定値（ｉｒ＾）を得る。

第３の態様において、例えば前記一つの相の前記交流電流（ｉａｃ１）を検出する交流電流検出器（８１ｂ）が更に備えられる。

この発明にかかる電流推定装置の第４の態様では、前記相電流演算部（７６）は前記第１相の前記交流電流（ｉｒ）の推定値（ｉｒ＾）の位相を１２０度もしくは２４０度シフトさせて、第２相の前記交流電流（ｉｓ；ｉｔ）の推定値（ｉｓ＾；ｉｔ＾）を得る。この発明にかかる電流推定装置の第１の態様乃至第３の態様が、かかる特徴を有してもよい。

この発明によれば、電流検出器の誤接続を回避し、あるいは更に電流検出器の個数を低減できる。

第１の実施の形態において、アクティブフィルタ制御装置が採用される態様を示すブロック図である。 Ｒ相電圧、負荷電流、直流電流、推定されるＲ相の電流を示すグラフである。 負荷電流、補償電流、電源電流のＲ相分を示すグラフである。 第２の本実施の形態において、アクティブフィルタ制御装置が採用される態様を部分的に示すブロック図である。 第２の実施の形態と比較される技術を示すブロック図である。 第３の実施の形態において、アクティブフィルタ制御装置が採用される態様を部分的に示すブロック図である。 記憶装置の処理を示すグラフである。

第１の実施の形態．
図１は本実施の形態において、アクティブフィルタ制御装置が採用される態様を示すブロック図である。

三相の交流電源１は負荷２へと三相の負荷電流Ｉｏ（これは相毎の負荷電流ｉｒ，ｉｓ，ｉｔを纏めて把握している）を供給する。並列形アクティブフィルタ６は交流電源１に三相の連系リアクトル４を介して接続される。並列形アクティブフィルタ６は三相の補償電流Ｉｃを出力する。

なお、ここでは補償電流Ｉｃについて並列形アクティブフィルタ６から交流電源１へ向かう方向を正に採っており、交流電源１から流れる電源電流Ｉｓと補償電流Ｉｃの和が負荷電流Ｉｏであるとして説明する。

もちろん、補償電流Ｉｃの向きを当該実施の形態の説明と逆向きに採っても、それは補償電流Ｉｃの極性の符号（正負）が変わるに過ぎない。

負荷２はダイオードブリッジからなるコンバータ２１と、インバータ２３で制御されて冷媒（不図示）を圧縮する圧縮機（モータ２４を備える）とを含む空気調和機である。負荷２は更に、インバータ２３へと直流電圧Ｖｃを供給するために、コンバータ２１とインバータ２３との間でローパスフィルタを有している。当該ローパスフィルタはチョークインプット型であって、リアクトル２５とコンデンサ２２を含んでいる。

なお、負荷２において直流電流検出器２６が設けられ、コンバータ２１とインバータ２３との間に流れる直流電流ｉｄｃが検出される。上記ローパスフィルタはチョークインプット型であるので、直流電流ｉｄｃはリアクトル２５を流れる電流としても把握できる。

並列形アクティブフィルタ６は例えばインバータ６１とコンデンサ６２とを備える。インバータ６１は補償電流Ｉｃを入出力することにより、コンデンサ６２を直流電圧Ｖｄｃに充放電する。例えばインバータ６１は電圧形インバータであり、３つの電流経路がコンデンサ６２に対して並列に接続され、各々の電流経路において二つのスイッチング素子が設けられる。

なお、ローパスフィルタ９は、補償電流Ｉｃのリプルを除去する観点から、設けられることが望ましい。ここではローパスフィルタ９は一相分のみを図示しているが、実際には三相分設けられる。

アクティブフィルタ制御装置は、変圧器７１、位相演算部７２、ｄｑ変換器１１，７３、ハイパスフィルタ７４，７５、相電流演算部７６、減算器７７、電圧制御器７８、加算器７９を備える。

変圧器７１は交流電源１の三相電圧の一相分を検出し、これを位相演算部７２に与える。位相演算部７２は、検出した位相ωｔをｄｑ変換器７３及び相電流演算部７６に伝える。

相電流演算部７６は、位相ωｔに基づいて、直流電流検出器２６によって検出された直流電流ｉｄｃから、負荷電流ｉｒ，ｉｓ，ｉｔとして推定される三相電流ｉｒ＾，ｉｓ＾，ｉｔ＾を求める演算を行う。

以上のことから、本実施の形態において位相演算部７２及び相電流演算部７６は、あるいは更に直流電流検出器２６を加えて、電流推定措置として把握できる。

ｄｑ変換器７３は、三相電流ｉｒ＾，ｉｓ＾，ｉｔ＾を三相／二相変換して負荷電流Ｉｏのｄ軸成分、ｑ軸成分を得る。ハイパスフィルタ７４，７５はｄ軸成分、ｑ軸成分の低域成分、特に直流成分を除去する。また、ｄｑ変換器１１は補償電流Ｉｃを三相／二相変換してｄ軸電流ｉｄ、ｑ軸電流ｉｑを得る。

ここで、ｄ軸及びｑ軸は位相演算部７２で検出された位相ωｔと同期して回転する回転座標系である。

負荷電流Ｉｏの、交流電源１の位相と同期する成分は、ｄ軸成分、ｑ軸成分において直流分として現れる。つまり負荷電流Ｉｏに高調波成分が無ければｄ軸成分、ｑ軸成分は直流成分のみとなる。よって上記ハイパスフィルタ７４，７５は、ｄ軸成分、ｑ軸成分として現れる、負荷電流Ｉｏの高調波成分のみを出力する。

減算器７７はコンデンサ６２が支える直流電圧Ｖｄｃとその指令値Ｖｄｃ＊との偏差を求める。電圧制御器７８は減算器７７から得られた偏差にＰＩ制御（比例積分制御）を行ってｄ軸電流の補正値を求める。当該補正値は（ｄ軸電流用の）ハイパスフィルタ７４の出力と加算器７９によって加算される。これによりｄ軸電流指令値ｉｄ＊が加算器７９から得られる。

ｑ軸電流指令値ｉｑ＊は、ｑ軸電流用のハイパスフィルタ７５から得られる。

ｄ軸電流指令値ｉｄ＊及びｑ軸電流指令値ｉｑ＊は、直流電圧Ｖｄｃの脈動を考慮した負荷電流Ｉｏの高調波成分を回転座標系において把握したものであると言える。

よって補償電流Ｉｃのｄ軸電流ｉｄ、ｑ軸電流ｉｑが、位相のずれなくｄ軸電流指令値ｉｄ＊、ｑ軸電流指令値ｉｑ＊と一致すれば、補償電流Ｉｃが負荷電流Ｉｏの高調波成分を負担することになり、電源電流Ｉｓには高調波成分が発生しない。

よって、ｄ軸電流指令値ｉｄ＊、ｑ軸電流指令値ｉｑ＊は、補償電流Ｉｃを回転座標系において把握したｄ軸電流ｉｄ、ｑ軸電流ｉｑに対する指令値として把握できる。

アクティブフィルタ制御装置は、更に、減算器３２ｄ，３２ｑと、電流制御器１０ｄ，１０ｑと、駆動信号生成回路８を有している。

減算器３２ｄはｄ軸電流指令値ｉｄ＊からｄ軸電流ｉｄを差し引いてｄ軸電流の偏差を求める。電流制御器１０ｄは当該偏差に対してＰＩ制御を行うことで、電圧指令値Ｖｉｄを出力する。

減算器３２ｑはｑ軸電流指令値ｉｑ＊からｑ軸電流ｉｑを差し引いてｑ軸電流の偏差を求める。電流制御器１０ｑは当該偏差に対してＰＩ制御を行うことで、電圧指令値Ｖｉｑを出力する。

駆動信号生成回路８は、電圧指令値Ｖｉｄ，Ｖｉｑに基づいて並列形アクティブフィルタ６を駆動する駆動信号Ｇを生成する。例えば駆動信号生成回路８は電圧指令値Ｖｉｄ，Ｖｉｑとキャリアとを比較した結果に対する論理演算を行って駆動信号Ｇを生成する。よって電圧指令値Ｖｉｄ，Ｖｉｑは駆動信号Ｇを介して間接的に並列形アクティブフィルタ６を制御する制御信号であると言える。

このような構成では補償電流Ｉｃのｄ軸電流ｉｄ、ｑ軸電流ｉｑが、ｄ軸電流指令値ｉｄ＊、ｑ軸電流指令値ｉｑ＊と一致するようにフィードバック制御される。よって補償電流Ｉｃは負荷電流Ｉｏの高調波成分を負担することになり、電源電流Ｉｓには高調波成分が発生しない。

さて、このようなフィードバック制御が適切に行われるためには、負荷電流ｉｒ，ｉｓ，ｉｔとして三相電流ｉｒ＾，ｉｓ＾，ｉｔ＾を適切に推定しなければならない。

従来のように、負荷電流ｉｒ，ｉｓ，ｉｔのうちの少なくとも二相分を検出すると、検出された電流が、どの相に対応するかが明確でなければならない。つまり、負荷電流それ自体を検出し、これらをｄｑ変換器７３に供する場合には、二つの相についての電流検出器の誤接続を回避する必要がある。

そこで、三相電流ｉｒ＾，ｉｓ＾，ｉｔ＾が、それぞれどの相に相当するかは、電流検出器の接続箇所ではなく、位相ωｔ自体によって決定することが望ましい。以下、詳細に説明する。

なお、以下では三相とはＲ相、Ｓ相、Ｔ相を指すものとし、変圧器７１は交流電源１のＲ相電圧Ｖｒを位相演算部７２に出力するものとする。よって位相演算部７２の位相ωｔはＲ相電圧Ｖｒの位相である。

変圧器７１が交流電源１のＲ相電圧Ｖｒを位相演算部７２に出力するためには、変圧器７１がＲ相用の配線に接続されることが前提である。ただしこれは一相分の誤接続を回避すれば足り、二相分の電流検出器の誤接続を回避する場合よりも簡易である。

図２はＲ相電圧Ｖｒ、負荷電流ｉｒ，ｉｓ，ｉｔ、直流電流ｉｄｃ、推定されるＲ相の電流ｉｒ＾を示すグラフである。横軸には時間と共に、Ｒ相電圧Ｖｒの位相を「度」で示している。但し、Ｒ相電圧Ｖｒの極性が負から正に変わるときの位相を０としている。

図３は、負荷電流ｉｒ、補償電流ＩｃのＲ相分、電源電流ＩｓのＲ相分を示すグラフである。

図２及び図３において、コンバータ２１は全波整流を行う場合について例示している。

コンバータ２１はダイオードブリッジで構成され、これが出力する直流電流ｉｄｃはリアクトル２５を流れる。このような構成においては、電源電圧が安定した状態であれば、負荷電流ｉｒ，ｉｓ，ｉｔは、図２に示すように、相互に位相１２０度毎にシフトした関係にある。またその各々は、相互に１２０度の期間で離れた６０度の期間において零となり、当該６０度の期間を挟む一対の１２０度の期間においては、相互に極性が反対の波形を呈する。

そしてコンバータ２１が全波整流を行う場合には、負荷電流ｉｒ，ｉｓ，ｉｔの同極性側（ここでは正極側）の波形の合成として直流電流ｉｄｃが得られる。

負荷電流ｉｒはＲ相電圧Ｖｒの位相ωｔが３０〜１５０度において直流電流ｉｄｃと一致し、２１０〜３３０度において直流電流ｉｄｃとは絶対値が等しく極性が異なり、それ以外の位相では値０を採る。

負荷電流ｉｓはＲ相電圧Ｖｒの位相ωｔが１５０〜２７０度において直流電流ｉｄｃと一致し、３３０〜３６０度、０〜９０度において直流電流ｉｄｃとは絶対値が等しく極性が異なり、それ以外の位相では値０を採る。

負荷電流ｉｔはＲ相電圧Ｖｒの位相ωｔが２７０〜３６０度、０〜３０度において直流電流ｉｄｃと一致し、９０〜２１０度において直流電流ｉｄｃとは絶対値が等しく極性が異なり、それ以外の位相では値０を採る。

よって直流電流ｉｄｃから、位相ωｔにもとづいて、直流電流ｉｄｃから、電圧位相の周期の１２０度分の期間を基準電流として抽出し、下記のようにして電流ｉｒ＾を得ることができる。

Ｒ相電圧の極性が負から正に変わる時点での位相ωｔを０度として、位相ωｔが(i)３０〜１５０度において直流電流ｉｄｃと一致し、(ii)２１０〜３３０度において直流電流ｉｄｃとは絶対値が等しく極性が異なり、(iii)それ以外の位相では値０を採る電流を、Ｒ相の負荷電流ｉｒの推定値たる電流ｉｒ＾とする。

電流ｉｓ＾，ｉｔ＾についても電流ｉｒ＾と同様に求めても良いし、あるいは電流ｉｒ＾をそれぞれ１２０度、２４０度分シフトして求めてもよい。

図２に示された電流ｉｒ＾と図３に示された負荷電流ｉｒとは殆ど等しい。これにより、補償電流Ｉｃは正しく制御され、電源電流Ｉｓには殆ど高調波が重畳しない。

このように、負荷電流ｉｒ，ｉｓ，ｉｔを推定するに際し、直流電流ｉｄｃを検出するので、直流電流検出器２６は単相分で足り、それ故に誤接続も回避される。

第２の実施の形態．
図４は本実施の形態において、アクティブフィルタ制御装置が採用される態様を部分的に示すブロック図である。ｄｑ変換器７３、位相演算部７２、ローパスフィルタ９、コンバータ２１に対して直接もしくは間接に接続される構成要素は図１と同じであるので省略した。

本実施の形態では、第１の実施の形態の直流電流検出器２６を除去し、二相の交流電流検出器８１ａを採用した。交流電流検出器８１ａは負荷電流Ｉｏのいずれか二相分の負荷電流ｉａｃ１，ｉａｃ２を検出する。これらはどの相に対応するかを不問とする。

図５は本実施の形態と比較される技術を示すブロック図である。本実施の形態と同様に二相の交流電流検出器８１ａを採用するが、ｄｑ変換器７３に対して、どの相に対応するかが決定された負荷電流ｉｒ，ｉｓが検出されなければならない。

このように本実施の形態では直流電流ｉｄｃを検出しない。その代わり、直流電流演算部８２が設けられ、これが負荷電流ｉａｃ１，ｉａｃ２から直流電流ｉｄｃの推定値ｉｄｃ＾を求める。

そして推定値ｉｄｃ＾から、第１の実施の形態と同様にして相電流演算部７６が三相電流ｉｒ＾，ｉｓ＾，ｉｔ＾を求める。

よって本実施の形態は比較される技術に対して、交流電流検出器８１ａがどの相において負荷電流を検出するかを不問とするので、異なる相における負荷電流を検出する限り、誤接続の問題は存在しない。

このような利点を得るためには、負荷電流ｉａｃ１，ｉａｃ２から推定値ｉｄｃ＾を適切に求めなければならない。以下、その手法を説明する。

負荷電流Ｉｏは三相電流であり、二相の交流電流検出器８１ａが検出しない相の負荷電流ｉａｃ３は、負荷電流ｉａ１，ｉａｃ２の和を０から差し引いて求められる。

そして第１の実施の形態において図２を用いて説明されたように、負荷電流ｉａ１，ｉａｃ２，ｉａ３は相互に位相１２０度毎にシフトした関係にある。またその各々は、相互に１２０度の期間で離れた６０度の期間において零となり、当該６０度の期間を挟む一対の１２０度の期間においては、相互に極性が反対の波形を呈する。

よってコンバータ２１が全波整流を行う場合には、負荷電流ｉａ１，ｉａｃ２，ｉａ３の同極性側（ここでは正極側）の波形の合成として推定値ｉｄｃ＾が得られる。

直流電流演算部８２はこのような処理を行って、どの相に相当するかが不明な負荷電流ｉａ１，ｉａｃ２に基づいて、適切に直流電流ｉｄｃの推定値ｉｄｃ＾の推定値を得ることができる。

つまり本実施の形態では位相演算部７２、相電流演算部７６及び直流電流演算部８２が、あるいは更に交流電流検出器８１ａを加えて、電流推定装置として把握できる。

このように本実施の形態では、電流検出器の個数は従来と比較して必ずしも低減はされないが、誤接続の問題を回避することができるという利点がある。

第３の実施の形態．
図６は本実施の形態において、アクティブフィルタ制御装置が採用される態様を部分的に示すブロック図である。ｄｑ変換器７３、位相演算部７２、ローパスフィルタ９、コンバータ２１に対して直接もしくは間接に接続される構成要素は図１と同じであるので省略した。

本実施の形態では、第２の実施の形態の二相の交流電流検出器８１ａに代え、単相の交流電流検出器８１ｂを採用した。交流電流検出器８１ｂは負荷電流Ｉｏのいずれか一相分の負荷電流ｉａｃ１を検出する。これはどの相に対応するかを不問とする。

また本実施の形態では第２の実施の形態で示された構成に対し、記憶装置８３が追加される。当該記憶装置８３は負荷電流ｉａｃ１を入力し、交流電流検出器８１ｂで検出されない負荷電流Ｉｏの二相分の推定値ｉａｃ２＾，ｉａｃ３＾を位相ωｔに基づいて生成する。

直流電流演算部８２は、負荷電流ｉａｃ１と推定値ｉａｃ２＾，ｉａｃ３＾とから、第２の実施の形態と同様にして、直流電流ｉｄｃの推定値ｉｄｃ＾を求める。

相電流演算部７６は、第１の実施の形態と同様にして、推定値ｉｄｃ＾から三相電流ｉｒ＾，ｉｓ＾，ｉｔ＾を生成する。

よって、交流電流検出器８１ｂは単相分で足り、それ故に誤接続も回避される。このような利点を得るためには、負荷電流ｉａｃ１から推定値ｉａｃ２＾，ｉａｃ３＾を適切に求めなければならない。以下、その手法を説明する。

そして第１の実施の形態において図２を用いて説明されたように、負荷電流ｉａ１，ｉａｃ２，ｉａ３は相互に位相１２０度毎にシフトした関係にある。よって記憶装置８３が負荷電流ｉａ１の波形を記憶し、位相ωｔに基づいてこれを１２０度もしくは２４０度シフトさせて他の二つの相の負荷電流の推定値ｉａｃ２＾，ｉａｃ３＾を得ることができる。つまり記憶装置８３は位相シフタとして機能する。

本実施の形態では位相演算部７２、相電流演算部７６、直流電流演算部８２及び記憶装置８３が、或いは更に交流電流検出器８１ｂを加えて、電流推定装置として把握できる。

図７は記憶装置８３の処理を示すグラフであり、Ｒ相電圧Ｖｒ、負荷電流ｉａｃ１、推定値ｉａｃ２＾，ｉａｃ３＾の波形を示す。

図７では負荷電流ｉａｃ１がＲ相についての電流である場合が例示されている。しかし上述のようにして一旦は直流電流ｉｄｃの推定値ｉｄｃ＾を得てから三相電流ｉｒ＾，ｉｓ＾，ｉｔ＾が求められる。よって負荷電流ｉａｃ１がどの相に対応するかは不問である。

このように、負荷電流ｉｒ，ｉｓ，ｉｔを推定するに際し、それらのいずれか一つのみを検出するので、交流電流検出器８１ｂは単相分で足り、それ故に誤接続も回避される。

２１ コンバータ
２２ 平滑コンデンサ
２５ リアクトル
２６ 直流電流検出器
７２ 位相演算部
７６ 相電流演算部
８１ａ，８１ｂ 交流電流検出器
８２ 直流電流演算部

Claims (7)

1. 三相の交流電圧を入力し、全波整流して直流電流（ｉｄｃ）を出力するダイオードブリッジ（２１）と、
   前記直流電流が流れるリアクトル（２５）と、
   前記リアクトルと前記ダイオードブリッジとの直列接続に対して並列に接続される平滑コンデンサ（２２）と
   を備える電力変換装置において、前記ダイオードブリッジが出力する前記直流電流（ｉｄｃ，ｉｄｃ＾）から前記ダイオードブリッジに入力する交流電流（ｉｒ，ｉｓ，ｉｔ）を推定する電流推定装置であって、
   第１相の前記交流電圧（Ｖｒ）の電圧位相を検出する位相演算部（７２）と、
   前記第１相の前記交流電圧の極性が負から正に変わる時点で前記電圧位相を０度として、前記電圧位相が
   (i)３０〜１５０度において前記直流電流と一致し、
   (ii)２１０〜３３０度において前記直流電流とは絶対値が等しく極性が異なり、
   (iii)それ以外の位相では値０を採る電流を、前記第１相の前記交流電流（ｉｒ）の推定値（ｉｒ＾）とする相電流演算部（７６）と、
   前記ダイオードブリッジの出力側から前記直流電流（ｉｄｃ）を検出する直流電流検出器（２６）と
   を備える、電流推定装置。
2. 三相の交流電圧を入力し、全波整流して直流電流（ｉｄｃ）を出力するダイオードブリッジ（２１）と、
   前記直流電流が流れるリアクトル（２５）と、
   前記リアクトルと前記ダイオードブリッジとの直列接続に対して並列に接続される平滑コンデンサ（２２）と
   を備える電力変換装置において、前記ダイオードブリッジが出力する前記直流電流（ｉｄｃ，ｉｄｃ＾）から前記ダイオードブリッジに入力する交流電流（ｉｒ，ｉｓ，ｉｔ）を推定する電流推定装置であって、
   第１相の前記交流電圧（Ｖｒ）の電圧位相を検出する位相演算部（７２）と、
   前記第１相の前記交流電圧の極性が負から正に変わる時点で前記電圧位相を０度として、前記電圧位相が
   (i)３０〜１５０度において前記直流電流と一致し、
   (ii)２１０〜３３０度において前記直流電流とは絶対値が等しく極性が異なり、
   (iii)それ以外の位相では値０を採る電流を、前記第１相の前記交流電流（ｉｒ）の推定値（ｉｒ＾）とする相電流演算部（７６）と、
   二つの相の前記交流電流（ｉａｃ１，ｉａｃ２）から、他の一つの相の前記交流電流（ｉａｃ３）を求め、三つの相の前記交流電流の同極性の波形を合成して、前記直流電流（ｉｄｃ）を推定する直流電流演算部（８２）と
   を備え、
   前記相電流演算部（７６）は前記直流電流演算部で推定された前記直流電流（ｉｄｃ＾）から前記第１相の前記交流電流（ｉｒ）の推定値（ｉｒ＾）を得る、電流推定装置。
3. 前記二つの相の前記交流電流（ｉａｃ１，ｉａｃ２）を検出する交流電流検出器（８１ａ）
   を更に備える、請求項２記載の電流推定装置。
4. 三相の交流電圧を入力し、全波整流して直流電流（ｉｄｃ）を出力するダイオードブリッジ（２１）と、
   前記直流電流が流れるリアクトル（２５）と、
   前記リアクトルと前記ダイオードブリッジとの直列接続に対して並列に接続される平滑コンデンサ（２２）と
   を備える電力変換装置において、前記ダイオードブリッジが出力する前記直流電流（ｉｄｃ，ｉｄｃ＾）から前記ダイオードブリッジに入力する交流電流（ｉｒ，ｉｓ，ｉｔ）を推定する電流推定装置であって、
   第１相の前記交流電圧（Ｖｒ）の電圧位相を検出する位相演算部（７２）と、
   前記第１相の前記交流電圧の極性が負から正に変わる時点で前記電圧位相を０度として、前記電圧位相が
   (i)３０〜１５０度において前記直流電流と一致し、
   (ii)２１０〜３３０度において前記直流電流とは絶対値が等しく極性が異なり、
   (iii)それ以外の位相では値０を採る電流を、前記第１相の前記交流電流（ｉｒ）の推定値（ｉｒ＾）とする相電流演算部（７６）と、
   一つの相の前記交流電流（ｉａｃ１）の位相を１２０度もしくは２４０度シフトさせて他の二つの相の前記交流電流（ｉａｃ２，ｉａｃ３）を推定する位相シフタ（８３）と、
   前記一つの相の前記交流電流と、推定された前記他の二つの相の前記交流電流（ｉａｃ２＾，ｉａｃ３＾）の同極性の波形を合成して、前記直流電流（ｉｄｃ）を推定する直流電流演算部（８２）と
   を備え、
   前記相電流演算部（７６）は前記直流電流演算部で推定された前記直流電流（ｉｄｃ＾）から前記第１相の前記交流電流（ｉｒ）の推定値（ｉｒ＾）を得る、電流推定装置。
5. 前記一つの相の前記交流電流（ｉａｃ１）を検出する交流電流検出器（８１ｂ）
   を更に備える、請求項４記載の電流推定装置。
6. 三相の交流電圧を入力し、全波整流して直流電流（ｉｄｃ）を出力するダイオードブリッジ（２１）と、
   前記直流電流が流れるリアクトル（２５）と、
   前記リアクトルと前記ダイオードブリッジとの直列接続に対して並列に接続される平滑コンデンサ（２２）と
   を備える電力変換装置において、前記ダイオードブリッジが出力する前記直流電流（ｉｄｃ，ｉｄｃ＾）から前記ダイオードブリッジに入力する交流電流（ｉｒ，ｉｓ，ｉｔ）を推定する電流推定装置であって、
   第１相の前記交流電圧（Ｖｒ）の電圧位相を検出する位相演算部（７２）と、
   前記第１相の前記交流電圧の極性が負から正に変わる時点で前記電圧位相を０度として、前記電圧位相が
   (i)３０〜１５０度において前記直流電流と一致し、
   (ii)２１０〜３３０度において前記直流電流とは絶対値が等しく極性が異なり、
   (iii)それ以外の位相では値０を採る電流を、前記第１相の前記交流電流（ｉｒ）の推定値（ｉｒ＾）とする相電流演算部（７６）と
   を備え、
   前記相電流演算部（７６）は
   前記第１相の前記交流電流（ｉｒ）の推定値（ｉｒ＾）の位相を１２０度もしくは２４０度シフトさせて、第２相の前記交流電流（ｉｓ；ｉｔ）の推定値（ｉｓ＾；ｉｔ＾）を得る、電流推定装置。
7. 前記相電流演算部（７６）は
   前記第１相の前記交流電流（ｉｒ）の推定値（ｉｒ＾）の位相を１２０度もしくは２４０度シフトさせて、第２相の前記交流電流（ｉｓ；ｉｔ）の推定値（ｉｓ＾；ｉｔ＾）を得る、請求項１乃至請求項５のいずれか一つに記載の電流推定装置。

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