JP5557660B2 - 電力変換装置及び、それを用いた機器 - Google Patents

Description

本発明は、三相交流を直流に変換するコンバータ装置及び、それを用いた機器（例えば、モータ駆動機器，冷凍機器等）に関する。

三相交流電動機駆動用インバータ装置が、産業分野や冷凍機器へ普及している。これらの装置では、三相交流電源受電の場合、三相交流電源から直流に変換するための整流回路が必要である。三相ダイオード整流器を用いる場合、多くの電源電流高調波が発生してしまい、電力システムへの悪影響が社会問題になっている。近年、ＩＥＣ（国際電気標準会議）の高調波規制（ＩＥＣ６１０００−３−２（相電流＜１６Ａ）とＩＥＣ６１０００−３−１２（１６Ａ＜相電流＜７５Ａ））をはじめ、欧州，中国や日本国内の高調波規制が制定された。今後、これらの装置の電源高調波対策が必要になる見込みである。

一方、６個の半導体パワー素子から構成される三相ＰＷＭコンバータを用いることで、入力電流の高調波低減と出力直流電圧の安定化制御ができるが、多くの半導体パワー素子と複雑な制御手段が必要なので、装置のコストが大幅に増加してしまう。

特に、エアコンや汎用インバータ及び電気自動車用充電装置など民生や産業用装置では、製品コストを重視するので、安価な高調波対策が望まれている。

従来、三相コンバータ装置の安価な高調波対策として、例えば、［特許文献１］と［特許文献２］に記載しているように、三相ダイオード整流器の入力側に交流リアクトルと三つの双方向通電スイッチを設けて、各相電源電圧のゼロクロス点以降の所定のタイミングで、双方向通電スイッチを１回もしくは複数回オンさせ、入力電流を改善する方法が提案されている。

特開２００４−１６６３５９号公報 特許第３４２２２１８号公報

しかし上記記載の技術は、前述の高調波規制をクリアするために、大きな交流リアクトルが必要となり、装置の大型化やコストアップを避けられない。特に、交流リアクトルの抵抗の熱損失が入力電流と二乗関係があるため、高負荷運転時に、リアクトルの発熱や装置の効率低下や直流電圧低下が懸念される。また、所定の通電パターンが必要であり、負荷や電源電圧変動時の対応ができない。

そこで、本発明は、高調波規制対応に適した三相交流を直流に変換するコンバータ装置及び、それを用いた機器（例えば、モータ駆動機器，冷凍機器等）を提供することにある。

上記課題を解決するために、例えば、三相交流電源に接続される三相交流リアクトルと、三相ダイオードブリッジと、前記三相ダイオードブリッジの直流出力側と直流負荷の間に設ける直列に接続された複数の平滑コンデンサと、前記三相ダイオードブリッジの交流側と前記直列に接続された複数の平滑コンデンサの中点の間に設ける三つの双方向通電スイッチと、前記三相交流電源の電圧位相を検出する検出手段と、前記三相交流電源の電流を検出する検出手段と、前記三つの双方向通電スイッチを制御する制御器から構成された三相交流を直流に変換する電力変換装置において、前記三相電源の中間電位となる相に対応した前記双方向通電スイッチを、該当する所定の期間、スイッチング動作するよう構成する。ここで、前記スイッチング動作する期間を、例えば、該当する電圧相が中間電位となる期間（電気角６０度）もしくはそれ以上に設定し、該当する中間電位の電圧が０となる前後の期間で前記該当する双方向通電スイッチがＯＮ期間となるようにスイッチング動作するよう構成すれば、直流電圧の昇圧も可能となり、高負荷時の直流電圧低下を防止でき、負荷の更なる高出力化も図れる。

本発明によれば、高調波規制に対応した低コストコンバータ装置及び、それを用いたモータ駆動機器，冷凍機器への適用が容易となる。

第１の実施例の三相コンバータ装置の概略構成図である。 第１の実施例における三つの双方向通電スイッチ６の構成図である。 第１の実施例の三相コンバータ装置の制御ブロック図である。 第１の実施例における電源電圧位相演算器１１の内部構成図である。 第１の実施例における電源電圧位相演算器の処理の動作説明図である。 第１の実施例における電流誤差演算器１３とＰＷＭ制御信号発生器１４の具体的構成例である。 第１の実施例の動作説明図である。 第１の実施例におけるシミュレーション結果（全体波形）である。 第１の実施例におけるシミュレーション結果（高調波電流）である。 第２の実施例の制御構成のブロック図である。 第２の実施例のシミュレーション結果（制御無）である。 第２の実施例のシミュレーション結果（制御有）である。 第３の実施例の概略構成図である。 第３の実施例の三相コンバータ側の制御ブロック図である。 第３の実施例のシミュレーション結果（全体波形）である。 第４の実施例の動作説明図である。 第４の実施例のシミュレーション結果である。 ハイブリッドＩＣの外観図である。 モータ駆動用モジュール外観図である。 冷凍機器の構成図である。

＜第１の実施例＞
図１から図９を用いて第１の実施例を説明する。

図１に三相コンバータ装置の概略構成を示す。本三相コンバータ装置は、三相交流電源１を直流電源に変換して負荷５に直流電力を供給する装置であり、スイッチング動作を用いて電源電流の高調波成分を抑制する制御を行っている。

本三相コンバータ装置は、三相交流電源１に接続された三相交流リアクトル２と、前記三相交流リアクトル２を介して前記三相交流電源１に接続された三相ダイオードブリッジ３と、前記三相ダイオードブリッジ３の直流側に接続された直列接続された複数の平滑コンデンサ４と、前記三相ダイオードブリッジ３の交流側入力端子と前記直列接続された複数の平滑コンデンサ４の中点との間に設けた三つの双方向通電スイッチ６と、前記三相交流電源１の電圧位相を検出する電圧位相検出手段７と、前記三相交流電源１の電流を検出する電流検出手段９と、前記負荷へ流入する直流電流ＩＤＣを検出する直流電流検出手段８と、前記平滑コンデンサ４の充電電圧（Ｖｃ１，Ｖｃ２）及び直流電圧（ＶＤＣ）を検出する電圧検出手段４１と、前記双方向通電スイッチを制御する制御回路１０Ａから構成されている。

図２は、前記三つの双方向通電スイッチ６の構成図である。本実施例では、単相ダイオードブリッジとＩＧＢＴで構成した双方向通電スイッチとした。双方向通電スイッチは、本構成に限らず、制御回路１０Ａからのスイッチング信号に応じて動作する双方向通電スイッチであれば、その他の構成及び半導体素子でも問題ない。

図３に前記制御回路１０Ａ内で行われている三相コンバータ装置の制御ブロック図を示している。本制御はマイクロコンピュータ（以下マイコンと称す）を用いたデジタル演算処理を行っている。マイコン以外にもＤＳＰ等半導体演算素子の適用が考えられる。

電源電圧位相演算器１１は、前記電圧位相検出手段７によって得られた電圧信号（Ｖｒｎ，Ｖｓｎ，Ｖｔｎ）を用いて電圧位相信号θｓを算出する。具体的に算出方法は図４，図５を用いて後述する。

電流指令値作成手段１２は、前記電圧位相信号θｓと負荷状態演算手段１５Ａからの負荷情報信号Ｉｍ*を用いて三相交流電流指令（Ｉｒ*，Ｉｓ*，Ｉｔ*）を算出している。具体的には、式（１）に示す通りである。
（数１）
Ｉｒ*＝Ｉｍ*sin（θｓ）
Ｉｓ*＝Ｉｍ*sin（θｓ＋２π／３) …式（１）
Ｉｔ*＝Ｉｍ*sin（θｓ−２π／３)

電流誤差演算器１３は、前記三相交流電流指令（Ｉｒ*，Ｉｓ*，Ｉｔ*）と電源電流演算器１６Ａからの電流値（Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔ）との誤差（ΔＩｒ，ΔＩｓ，ΔＩｔ）を算出する。

ＰＷＭ制御信号発生器１４は、前記電流誤差（ΔＩｒ，ΔＩｓ，ΔＩｔ）と前記電圧位相信号θｓを用いて、ＰＷＭ信号（Ｇｒ，Ｇｓ，Ｇｔ）を出力している。上記電流誤差演算器１３とＰＷＭ制御信号発生器１４の動作は、図６を用いて後述する。

負荷状態演算手段１５Ａは、電源電流演算器１６Ａからの電流値（Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔ）を用いて、負荷情報信号Ｉｍ*を算出する。本実施例では、電流値（Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔ）を用いて、入力電流値の最大値を算出している。本実施例では、入力電流の最大値を負荷情報信号Ｉｍ*としたが、負荷状態に比例して変化する値を用いて負荷情報信号Ｉｍ*を作成しても良い。

電源電流演算器１６Ａは、前記電流検出手段９から得られる電源電流値（Ｉｒｓ，Ｉｔｓ）から、三相交流電流値（Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔ）を算出している。具体的には、三相交流の和は０となる関係から算出している。

図４に電源電圧位相演算器１１の内部構成、図５に電源電圧位相演算器１１で行われている処理の動作説明図を示す。

図４に示す電源電圧位相演算器１１の内部構成は、電圧信号（Ｖｒｎ，Ｖｓｎ，Ｖｔｎ）を（何と？）それぞれ隣り合う相どうしで比較してパルス信号に置き換えるコンパレータ回路１９と、前記コンパレータ回路１９で得られたパルス信号の変化するタイミング（以下エッジと称す）を検出して電圧位相信号θｓを算出する電圧位相演算手段２０から構成されている。本実施例では、前記コンパレータ回路１９はアナログ回路で構成し、前記電圧位相演算手段２０はマイコンによる演算処理で実現している。

近年のマイコンは、オペアンプやコンパレータなどアナログ回路もマイコン内で実現しているので、すべての処理をマイコン１個で実現可能である。

前記電圧位相演算手段２０は、エッジ検出回路２０Ａ，位相誤差演算器２０Ｂ，基本電源周波数発生器２０Ｃ，ＰＩ制御器２０Ｄ，位相演算器２０Ｅから構成されている。

エッジ検出回路２０Ａはマイコンの機能であり、パルス信号のエッジ信号毎に割込み処理を要求する。

位相誤差演算器２０Ｂは、前記割込みで演算が始まる処理であり、前記エッジ信号毎に現在の電圧位相信号θｓと割込み時の位相（パルス信号の組合せで予め設定されている位相値）を比較して位相誤差Δθｓを算出する。この処理は、各相のパルス信号のエッジ毎に実施されるので、電源周期の電気角６０度毎に演算が行われる。

基本電源周波数発生器２０Ｃは、所定の電源周波数を出力する。具体的には、電源周波数は５０Ｈｚか６０Ｈｚになる。この周波数は、予め設定しても良いが、前記パルス信号のエッジ信号の間隔をマイコン機能のタイマーで計測後、自動設定することも可能である。

ＰＩ制御器２０Ｄは、前記位相誤差Δθｓを基に前記位相誤差Δθｓが０になるように周波数補正値Δｆｓを算出する処理であり、電気角６０度毎に演算が実行されている。ここで、本実施例では、電気角６０度毎に演算が実行されているが、ノイズ等による変動を防止するためには、例えば、電気角３６０度毎に演算が実行されるように構成してもよい。具体的には、電気角６０度毎の前記位相誤差Δθｓを電気角３６０度で平均化し、その平均値を用いて、周波数補正値Δｆｓを算出しても構わない。このように計算すれば、ノイズ等による変動が抑制できる。

位相演算器２０Ｅは、前記基本電源周波数発生器２０Ｃの信号ｆｓ０と周波数補正値Δｆｓの和ｆｓを積分処理して電圧位相信号θｓを算出している。

本電圧位相演算手段２０の処理には、ＰＬＬ処理が用いられる。図５を用いて、動作を説明する。

図５は、上から、電源電圧波形（相電圧），電圧位相パルス信号（前記電圧信号（Ｖｒｎ，Ｖｓｎ，Ｖｔｎ）を比較してパルス信号に置き換えた信号：相電圧波形と位相が電気角３０度ずれていることに注意）、電圧位相信号θｓを示している。

ここで、例えば、Ａ点のエッジを検出した場合、エッジ割込み処理が実行され、前記位相誤差演算器２０Ｂでは、現在の電圧位相信号θｓと割込み時の位相（この場合電気角９０度）と比較して位相誤差Δθｓを算出し、その位相誤差Δθｓを基に周波数補正値Δｆｓが演算され、電圧位相信号θｓを補正する。

本動作を、エッジＢ点，エッジＣ点・・・と繰り返し実施することにより、電源電圧の位相に同期させることができる。

図６に前記電流誤差演算器１３と前記ＰＷＭ制御信号発生器１４の具体的構成例を示す。

電流誤差演算器（１３Ｒ，１３Ｓ，１３Ｔ）は、各相の電流誤差（ΔＩｒ，ΔＩｓ，ΔＩｔ）を演算している。

ＰＷＭ制御信号発生器１４内のＰＷＭ信号発生手段（１４Ｒ，１４Ｓ，１４Ｔ）は、コンパレータ（１４Ｒ１，１４Ｓ１，１４Ｔ１）と、サンプルホールド回路（１４Ｒ２，１４Ｓ２，１４Ｔ２）と遅延素子（１４Ｒ３，１４Ｓ３，１４Ｔ３）から構成され、各相の電流誤差（ΔＩｒ，ΔＩｓ，ΔＩｔ）が０になるように、所定の周期毎にスイッチング動作を繰り返している。

本実施例では、上記のような方法でＰＷＭ信号を発生させているが、ＰＩ制御器と三角波比較方式を用いても良い。この場合は、スイッチング動作しない期間も積分演算が行われると正しい値ＰＷＭ信号が発生できなくなり、制御ができなくなるので、ＰＩ制御器はスイッチング動作期間だけ実行するような工夫は必要である。これにより、ＰＩ制御器と三角波比較方式を適用できる。

ＰＷＭ制御信号発生器１４内の切替回路（１４ＳＷ１，１４ＳＷ２，１４ＳＷ３）は、電圧位相信号θｓもしくは実施例２で述べる補正電圧位相信号θｓｓに基づいて、電気角６０度毎にＰＷＭ信号を出力する相を切り替えている。

具体的な動作を図７を用いて説明する。図７は、上から、電源電圧波形（相電圧），電圧位相信号θｓ，ＰＷＭ信号（Ｇｒ，Ｇｓ，Ｇｔ）を示している。

本実施例では、各相の電圧の中間電位となる相に対応した双方向通電スイッチを、該当する中間電位の期間にスイッチング動作させることにより、電源電流の高調波成分を低減されることが目的であり、図７に示す通り、電源位相信号θｓを基に、ＰＷＭ信号を出力する相を変更している。

このように各相の中間電位の期間に該当する双方向通電スイッチをスイッチング動作させることにより、電源電流の高調波成分を低減や抑制ができる。

また、本図ではスイッチング動作期間（ＰＷＭ信号）をハンチングで示しているが、実際のスイッチング波形では、該当する中間電位の相の相電圧が０電圧となる前後でＰＷＭ信号はＯＮの期間となるように制御している。具体的なＰＷＭ波形は図８を用いて述べる。

図８にシミュレーション結果（波形）、図９にシミュレーション結果（高調波）を示す。図８は、上から、電源電圧波形（相電圧），電源電流波形（電流指令値も合わせて示す），Ｒ相ＰＷＭ信号，Ｓ相ＰＷＭ信号，Ｔ相ＰＷＭ信号を示す。図９は、Ｒ相の電源電流波形（電源電流演算器１６Ａ付近）のＦＦＴ解析結果であり、ＩＥＣ規制値（６１０００−３−２）を合わせて示している。

図８，図９に示す通り、各相の中間電位の期間に該当する双方向通電スイッチをスイッチング動作させることにより、電源電流の高調波成分の抑制が可能である。

また、該当する中間電位の相の相電圧が０電圧となる前後でＰＷＭ信号はＯＮの期間となる。０電圧となる前後でＰＷＭ信号をＯＮ期間とすることにより、電源電流の０レベル付近の電流波形を滑らかにする効果がある。なお、本ＰＷＭ信号のＯＮ期間は、負荷に応じて位相が前後する。

＜第２の実施例＞
図１及び図１０から図１２を用いて第２の実施例を説明する。本実施例は、前記直列接続された平滑コンデンサ４の充電電圧（Ｖｃ１，Ｖｃ２）のアンバランスを抑制する手法について説明する。

回路構成は第１の実施例で述べた図１の構成の通りであるので、重複する説明は省略する。図１０に制御構成のブロック図を示す。ここで、第１の実施例と異なるのは、負荷状態演算手段１５Ｂと平滑コンデンサ電圧差検出手段１７と電圧位相補正手段１８である。ここで、平滑コンデンサ電圧差検出手段１７と電圧位相補正手段１８を用いて前記直列接続された平滑コンデンサ４の充電電圧（Ｖｃ１，Ｖｃ２）のアンバランスを抑制する。

負荷状態演算手段１５Ｂは前述の負荷状態演算手段１５Ａと同様の負荷情報信号Ｉｍ*を算出するが、算出するための情報として、前記直流電流検出手段８からの直流電流値ＩＤＣと電圧検出手段４１からの直流電圧ＶＤＣを用いる。具体的には、直流電流値ＩＤＣと直流電圧ＶＤＣから負荷が消費している電力を演算し、その値から電源電流のピーク値を算出している。

平滑コンデンサ電圧差検出手段１７は、前記電圧検出手段４１からの充電電圧（Ｖｃ１，Ｖｃ２）を用いて平滑コンデンサ電圧差ΔＶｃを算出している。

電圧位相補正手段１８は、前記平滑コンデンサ電圧差ΔＶｃが０になるように電圧位相補正値Δθｓを積分補償器を用いて算出し、電圧位相信号θｓとの和を補正電圧位相信号θｓｓとして出力している。なお、電流指令値作成手段１２とＰＷＭ制御信号発生器１４は、前記補正電圧位相信号θｓｓを用いて、電流指令値の作成及びＰＷＭ信号の切り替えを行う。

図１１，図１２に本実施例のシミュレーション結果（抑制制御の有無で比較）を示す。本図は、上から、電源電圧波形（相電圧），電源電流波形，ＰＷＭ信号（３相分），直流電圧ＶＤＣと平滑コンデンサ充電電圧（Ｖｃ１，Ｖｃ２），電圧位相補正値Δθｓを示しており、平滑コンデンサの容量を実施例１の半分にした時の結果である。

図１１は、抑制制御を行っていないため、平滑コンデンサ充電電圧（Ｖｃ１，Ｖｃ２）に差ができていることが分かる。

図１２は、電圧位相補正値Δθｓを平滑コンデンサ充電電圧（Ｖｃ１，Ｖｃ２）の差に応じで変化させることにより、平滑コンデンサの充電電圧のアンバランスが抑制できている。

具体的な動作としては、平滑コンデンサ充電電圧Ｖｃ１が小の時、スイッチング期間の位相を遅らせる。反対に、平滑コンデンサ充電電圧Ｖｃ２が小の時、スイッチング期間の位相を進める。言い換えると、直列接続された平滑コンデンサの上側の充電電圧が低くなった場合は、正の電源電圧が多く印加されるようにスイッチング期間の位相を遅らせ、反対に、直列接続された平滑コンデンサの下側の充電電圧が低くなった場合は、負の電源電圧が多く印加されるようにスイッチング期間の位相を進めている。

以上の通り、平滑コンデンサ４の充電電圧差を用いて、スイッチング期間の位相を補正することにより、平滑コンデンサの充電電圧のアンバランスを抑制することができるので、直列接続された平滑コンデンサの容量低減が図れ、低コスト化が実現できる。

＜第３の実施例＞
図１３から図１５を用いて第３の実施例を説明する。前述の第１，第２の実施例と同一符号は同一の動作を行うものであり、重複する説明は省略する。

図１３に概略構成を示す。本実施例では、第１の実施例に対して、三相コンバータの負荷として、モータ５１を駆動するインバータ装置５０を接続している。本インバータ装置は前記モータ５１を正弦波駆動するインバータ装置であり、制御回路１０Ｂには、正弦波駆動のための処理が組み込まれている。本インバータ制御の内容に関しては説明及び図示はしない。

また、第１，第２の実施例では、電源電流を前記三相ダイオードブリッジ３の入力端子に流入する電流から検出していたが、本実施例では、前記三つの双方向通電スイッチ６と前記直列に接続された複数の平滑コンデンサ４の中点に流れる電流を電流検出手段９０を用いて検出している。

電流検出手段９０により検出された電流は、前記三つの双方向通電スイッチ６をスイッチング動作させることにより流れる電流であるが、スイッチング時の電流が検出できることから、この電流を用いてＰＷＭ信号を演算することが可能である。

図１４に本実施例の三相コンバータ側の制御ブロック図を示す。第２の実施例と異なるところは、電源電流演算器１６Ｂの部分である。第１，第２の実施例では、電源電流を直接検出しているため、正弦波状の電流検出値が得られたが、本実施例では、スイッチング動作に従った各相毎電気角６０度毎の電流波形しか検出できない。しかし、実際にスイッチング動作するのは、各相毎電気角６０度の期間のみであり、必要な電源電流情報は上記期間のみの電流情報があれば制御が可能である。そこで、電源電流演算器１６Ｂでは、電流検出手段９０で検出した電流値Ｉｃを補正電圧位相θｓｓを用いて、各相の電流値（Ｉｒ′，Ｉｓ′，Ｉｔ′）として分解して出力している。

図１５にシミュレーション結果を示す。本図は、上から、電源電圧波形（相電圧），電源電流波形（電流指令値含む），電流検出手段９０で検出した電流値Ｉｃ（電流指令値含む），ＰＷＭ信号（三相分）を示している。本結果、第１，第２の実施例同様に、三相コンバータの制御が可能である。

なお、本方式の場合、交流リアクトルのインダクタンス値の影響で、電源電流値が大きい領域では電流位相が遅れる傾向にあるため、各相の電圧が交わる位相付近はスイッチング動作を休止する区間を設ける必要がある。よって、本実施例の場合は、中間電位の期間全域でスイッチング動作は行わず、若干のスイッチング動作休止期間を設ける必要がある。

第１の実施例及び第２の実施例では、電源電流を直接検出しているので、電流制御を行うと自動的にそのような期間が発生するので、第３の実施例のような休止区間を特別に考慮する必要はない。

本実施例を用いると、電流センサの数が減らせて、さらに低コスト化が図れる。

＜第４の実施例＞
前記第１から第３の実施例では、直流電圧の昇圧動作に関しては述べてこなかったが、前記双方向通電スイッチのスイッチング期間を電位角６０度以上とすることにより直流電圧の昇圧動作も可能となる。回路構成等は前記実施例と同様であるので、スイッチング動作の説明とシミュレーション結果のみ示す。

図１６に図７同様のスイッチング動作説明図を示す。図７と異なるところは、ＰＷＭ信号（Ｇｒ，Ｇｓ，Ｇｔ）のスイッチング動作期間が電気角６０度より大きくなっているところである。言い換えると、前記双方向通電スイッチが同時にスイッチング動作をする期間が存在することである。ここでは、前記双方向通電スイッチのスイッチング期間を電位角７０度〜８０度にする場合を想定する。

このように、複数の前記双方向通電スイッチを同時にスイッチング動作させることで、前記交流電源が前記交流リアクトルを介して短絡されることとなり、昇圧チョッパ動作となり、直流側への電力供給が行われ、直流電圧の昇圧動作（制御）が可能となる。

ここで、スイッチング動作期間を広げれば広げるほど電流波形の高調波成分が低減でき、直流電圧の昇圧幅も増加可能であるが、スイッチング損失も増加するので、スイッチング動作期間は、適用するシステム（製品等）に応じて検定する必要がある。また、負荷の状況に応じて、スイッチング動作期間を可変にすることも可能である。

図１７は、本実施例のシミュレーション結果の一例を示す。本結果は、第２の実施例で示した図１２のシミュレーション結果と同様の負荷条件（負荷消費電流が等しい）で、直流電圧を３００Ｖ（図１２は２６５Ｖ）に制御した場合の結果である。スイッチング動作期間は９０度であり、スイッチング動作を開始する位相は各相の相電圧の重なるタイミングとした。スイッチング動作を開始する位相は各相の相電圧の重なるタイミング前後が望ましい。

本結果でも中間電位の相の相電圧が０電圧となる前後でＰＷＭ信号はＯＮの期間とすることで、電流波形をより滑らかな正弦波状波形とすることができる。

図１８は、本発明の利用形態例を示したもので、コンバータ装置駆動制御部分をハイブリッドＩＣ化したハイブリッドＩＣの外観図である。

また、図１９は、モータ駆動用モジュールに適用した場合のモジュール外観図である。モジュールは、制御部基板２０１に半導体パワー素子２０２が搭載されたモータ駆動用モジュールであり、制御部基板２０１には、前述の図１３に記載の電圧・電流検出回路や制御回路が実装されている。

以上のように、ハイブリッドＩＣ化やモジュール化によって、小型化が達成され、装置コストの低減が図れる。なお、モジュールとは「規格化された構成単位」という意味であり、分離可能なハードウエア／ソフトウエアの部品から構成されているものである。また、製造上、同一基板上で構成されていることが好ましいが、同一基板に限定はされない。これより、同一筐体に内蔵された複数の回路基板上に構成されてもよい。

この利用形態例によれば、製品全体コストの削減と体積の低減ができるので、本実施形態のモジュールを使用するモータ駆動装置の汎用性と便利性を向上できる。

図２０は、上記モータ駆動用モジュールを用いて、圧縮機モータを駆動した空気調和機や冷凍機などの冷凍機器の構成図である。冷凍装置３００は、温度を調和する装置であり、熱交換器３０１と３０２と、ファン３０３と３０４と、圧縮機３０５と、配管３０６と、モータ駆動装置３０７から構成されている。

なお、圧縮機用モータ３０８は永久磁石同期モータもしくは三相誘導モータを用いて、圧縮機３０５の内部に配置されている。モータ駆動装置３０７は、三相交流電源を直流に変換して、モータ駆動用インバータに提供し、モータを駆動する。

上記実施形態を使用することにより、電源電流の高調波の低減と力率の向上ができるので、高調波規制をクリアできる。また、ダイオード整流器に比べて、直流電圧が約１５％昇圧できるため、高速側の駆動性能向上ができるので、空気調和機や冷凍機の出力範囲を拡大することが実現できる。

本発明は、三相交流電源を直流電源に変換するコンバータ装置及び、それを用いた機器（例えば、モータ駆動機器，冷凍機器等）に適用することが可能である。

１ 三相交流電源
２ 三相交流リアクトル
３ 三相ダイオードブリッジ
４ 平滑コンデンサ
５ 負荷
６ 双方向通電スイッチ
７ 電圧位相検出手段
８ 直流電流検出手段
９，９０ 電流検出手段
１０Ａ，１０Ｂ 制御回路
１１ 電源電圧位相演算器
１２ 電流指令値作成手段
１３ 電流誤差演算器
１４ ＰＷＭ制御信号発生器
１５Ａ，１５Ｂ 負荷状態演算手段
１６Ａ，１６Ｂ 電源電流演算器
１７ 平滑コンデンサ電圧差検出手段
１８ 電圧位相補正手段
１９ コンパレータ回路
２０ 電圧位相演算手段
５０ インバータ装置
５１ モータ

Claims (13)

1. 三相交流電源に接続される三相交流リアクトルと、
   三相ダイオードブリッジと、
   前記三相ダイオードブリッジの直流出力側と直流負荷の間に設ける直列に接続された複数の平滑コンデンサと、
   前記三相ダイオードブリッジの交流側と前記直列に接続された複数の平滑コンデンサの中点の間に設ける三つの双方向通電スイッチと、
   前記三相交流電源の電圧位相を検出する検出手段と、
   前記三相交流電源の電流を検出する検出手段と、
   前記三つの双方向通電スイッチを制御する制御器から構成された三相交流電源を直流電源に変換する電力変換装置において、
   前記三相電源の中間電位となる相に対応した前記双方向通電スイッチを、該当する中間電位の電圧が０となる前後の期間で前記該当する双方向通電スイッチがＯＮ期間となるように、スイッチング動作することを特徴とする電力変換装置。
2. 請求項１記載の電力変換装置において、
   前記三相電源の中間電位となる相に対応した前記双方向通電スイッチを、該当する中間電位の期間もしくはそれ以上の期間、スイッチング動作することを特徴とする電力変換装置。
3. 請求項１記載の電力変換装置において、
   前記三相電源の中間電位となる相に対応した前記双方向通電スイッチを、該当する中間電位の電位角６０度以上の期間、スイッチング動作することを特徴とする電力変換装置。
4. 請求項１記載の電力変換装置において、
   前記三相電源の中間電位となる相に対応した前記双方向通電スイッチを、該当する所定の期間、所定の電流値になるようにスイッチング動作することを特徴とする電力変換装置。
5. 請求項１記載の電力変換装置において、
   前記三相電源の中間電位となる相に対応した前記双方向通電スイッチを、該当する所定の期間、電源電圧と相似の波形の電流値になるようにスイッチング動作することを特徴とする電力変換装置。
6. 請求項１記載の電力変換装置において、
   前記直列接続された複数の平滑コンデンサの充電電圧を検出する手段を備え、
   前記直列接続された複数の平滑コンデンサの充電電圧がバランスするように、前記スイッチング動作期間の位相を補正することを特徴とする電力変換装置。
7. 請求項６記載の電力変換装置において、
   前記直列接続された平滑コンデンサの正側に接続された平滑コンデンサの充電電圧が負側に接続されて平滑コンデンサの充電電圧より低い場合は、前記スイッチング期間の位相を遅らせ、
   反対に、平滑コンデンサの正側に接続された平滑コンデンサの充電電圧が負側に接続されて平滑コンデンサの充電電圧より高い場合は、前記スイッチング期間の位相を進ませるように制御することを特徴とする電力変換装置。
8. 請求項１記載の電力変換装置において、
   前記三相交流電源の電流を、前記三つの双方向通電スイッチと前記直列接続された複数の平滑コンデンサの中点の間に流れる電流から検出することを特徴とする電力変換装置。
9. 請求項８記載の電力変換装置において、
   前記スイッチング動作に休止期間を設けることを特徴とする電力変換装置。
10. 請求項８記載の電力変換装置において、
    前記交流電源の各相の電圧が交わる位相付近の少なくとも一方の期間に、前記スイッチング動作を休止する区間を設けることを特徴とする電力変換装置。
11. 三相交流電源に接続される三相交流リアクトルと、
    三相ダイオードブリッジと、
    前記三相ダイオードブリッジの直流出力側と直流負荷の間に設ける直列に接続された複数の平滑コンデンサと、
    前記三相ダイオードブリッジの交流側と前記直列に接続された複数の平滑コンデンサの中点の間に設ける三つの双方向通電スイッチと、
    前記三相交流電源の電圧位相を検出する検出手段と、
    前記三相交流電源の電流を検出する検出手段と、
    前記三つの双方向通電スイッチを制御する制御器から構成された三相交流電源を直流電源に変換するコンバータ回路と、
    直流電源を交流電源に変換するインバータを有するモータ駆動機器において、
    前記三相電源の中間電位となる相に対応した前記双方向通電スイッチを、該当する中間電位の電圧が０となる前後の期間で前記該当する双方向通電スイッチがＯＮ期間となるように、スイッチング動作することを特徴とするモータ駆動機器。
12. 請求項１記載の電力変換装置及び請求項１０記載のモータ駆動機器において、
    前記装置を同一基板上に備えたことを特徴とするハイブリッドＩＣもしくはインバータ
    モジュール。
13. 三相交流電源に接続される三相交流リアクトルと、
    三相ダイオードブリッジと、
    前記三相ダイオードブリッジの直流出力側と直流負荷の間に設ける直列に接続された複数の平滑コンデンサと、
    前記三相ダイオードブリッジの交流側と前記直列に接続された複数の平滑コンデンサの中点の間に設ける三つの双方向通電スイッチと、
    前記三相交流電源の電圧位相を検出する検出手段と、
    前記三相交流電源の電流を検出する検出手段と、
    前記三つの双方向通電スイッチを制御する制御器から構成された三相交流電源を直流電源に変換するコンバータ回路と、
    直流電源を交流電源に変換するインバータを有するモータ駆動装置を用いて、圧縮機に内蔵されたモータを駆動し、
    前記三相電源の中間電位となる相に対応した前記双方向通電スイッチを、該当する中間電位の電圧が０となる前後の期間で前記該当する双方向通電スイッチがＯＮ期間となるように、スイッチング動作することを特徴とする冷凍機器。

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