CN102232265B - 交流直流转换装置、电动机驱动装置 - Google Patents

交流直流转换装置、电动机驱动装置 Download PDF

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Abstract

廉价地提供一种交流直流转换装置,能够抑制高次谐波电流来改善功率因数。具备:串联连接在整流器(2)的输出端子间的两个电容器、连接在整流器(2)的一个输入端子与所述电容器的连接点之间的第1开关(3)、连接在整流器(2)的另一个输入端子与电容器的连接点之间的第2开关(4)、检测电容器的两端电压的电压检测器(21)、检测从交流电源(1)输入的电流的电流检测器(22)、以及对第1开关(3)和第2开关(4)进行驱动控制的控制单元(20),其中,控制单元(20)使用将电流检测器(22)的检测结果转换为有效电力成分和无效电力成分得到的结果、和电压检测器(21)的检测结果,使电容器的两端电压恒定,对第1开关(3)和第2开关(4)进行驱动控制以改善电源功率因数。

Description

交流直流转换装置、电动机驱动装置
技术领域
本发明涉及一种将交流转换为直流的装置。
背景技术
以往,关于整流电源电路,提出了“整流电源电路的特征在于,具备:整流器,对交流电压进行整流而输出直流电压;电抗器,串联连接到所述整流器的交流输入侧或者直流输出侧;电容器,经由二极管被施加从所述整流器输出的直流电压或者经由所述电抗器输出的直流电压,得到进行了平滑的直流电压;开关元件,直接或者经由所述电抗器而使所述整流器的直流输出侧进行短路;电压控制单元,根据电压基准与由所述电容器进行了平滑的直流电压的偏差值,输出电压控制信号;电流基准运算单元,运算与所述交流电压同步的正弦波状的同步信号或正弦波的全波整流波形状的同步信号、和所述电压控制信号之积,输出电流基准信号;以及比较单元,比较所述电流基准信号、与所述整流器的交流侧电流或直流侧电流,输出对所述开关元件进行接通(ON)/断开(OFF)控制的驱动信号,其中,一边将交流输入电流控制为正弦波状一边将直流输出电压控制为所期望的值。”这样的电路(专利文献1)。
另外,关于交流直流转换装置,作为以“在将单相交流电源、由二极管构成的全波整流电路、电抗器、电容器串联电路、双向开关、以及负载进行了连接的结构中,在通过使双向开关进行开关由此实现交流输入电流的高功率因数化的情况下,串联连接的电容器的电压在半周期期间内变得不均衡”为课题的技术,提出了“在单相交流电源与由二极管构成的全波整流电路的一个交流输入之间连接了电抗器、在全波整流电路的直流输出间连接了电容器串联电路、在电容器串联电路的内部连接点与全波整流电路的各交流输入之间连接了双向开关10、11、与电容器串联电路并联地连接了负载14的结构中,检测串联连接的电容器12和电容器13的电压,利用高频对双向开关10以及11进行接通/断开控制使得该电压变得均等。”这样的技术(专利文献2)。
另外,作为以“得到一种直流电源装置,能够降低输入电流的高次谐波成分,将功率因数改善为最佳。”为目的的技术,提出了“当交流电源的交流电压通过零点时,从该通过时刻起经过预先设定的第1延迟时间之后使开关单元进行闭合(close)动作,并且从该通过时刻起经过预先设定的第2延迟时间之后使开关单元进行开启(open)动作。”这样的技术(专利文献3)。
另外,作为以“减少进行开关的次数而设为所需最小限度的开关次数,由此降低控制中的处理的速度,改善功率因数,降低高次谐波,实现低成本化”为目的的技术,提出了“具备:整流电路2,对交流电源1的电压进行整流;平滑电容器4,使来自整流电路2的输出电压变得平滑;开关单元6,与平滑电容器4相比靠近交流电源1侧配置;电抗器3,与开关单元6相比靠近电源侧配置;负载量检测单元10,对与平滑电容器4并联连接的负载的负载量进行检测;以及控制单元8,与交流电源1的电源周期同步地,在电源半周期内以与负载量相应的开闭时间对开关单元进行至少2次开闭控制。”这样的技术(专利文献4)。
另外,作为以“在对交流电源1的输出电压进行转换的转换器电路中,不使用电抗器、大容量的电容器就能够产生输入电压以上的电压。”为目的的技术,提出了“在对交流电源1的输出电压进行转换的转换器电路100中,具备:整流电路20,对交流电源1的输出电压进行整流;串联连接的第1和第2电容器31和32,使该整流电路20的输出变得平滑;以及开关电路40,切换上述两个电容器31及32与交流电源之间的连接,使得交流电源1的输出电压以比该交流电源的周期短的周期,交替地重复施加于该第1和第2电容器31和32。”这样的技术(专利文献5)。
另外,作为以“提供一种电源装置,能够满足电源高次谐波规定,并且高水准地同时实现电源装置的升压性能和输入功率因数。”为目的的技术,提出了“一种电源装置,包括:整流电路;电容器电路,由串联连接的多个电容器构成,并连接在整流电路的两个输出端之间;第1开关单元,连接在整流电路的一个输入端、与电容器电路内的电容器间的一个连接点之间;第2开关单元,连接在整流电路的另一个输入端、与电容器电路内的电容器间的一个连接点之间;以及零交叉检测单元,检测交流电源的零交叉点,其中,在交流电源的每个半周期中,在交流电源的零交叉点以后使第1以及第2开关单元一起接通规定时间t1,之后仅使第2开关单元断开规定时间t2,之后断开第1以及第2开关单元8。”这样的技术(专利文献6)。
另外,提出了通过使两个开关元件进行动作而抑制高次谐波电流的技术(非专利文献1)。
专利文献1:日本特公平7-89743号公报(摘要)
专利文献2:日本特开2008-22625号公报(摘要)
专利文献3:日本特开平7-7946号公报(摘要)
专利文献4:日本特开2000-125545号公报(摘要)
专利文献5:日本特开2005-110491号公报(摘要)
专利文献6:日本特开2008-99512号公报(摘要)
非专利文献1:星伸一,大口国臣,“単相マルチレベル整流回路のスイツチングパタ一ン決定法”,H17年度电气学会产业应用部门大会,No.1-61
发明内容
上述专利文献1记载的技术能够抑制高次谐波,但由于是检测输入电流的瞬时值而瞬时地进行正弦波化的电流控制,因此需要高速的控制处理,需要高频PWM控制。高频PWM控制所产生的噪声多,因此导致用于应对噪声的成本增加。
另外,为了进行高速的控制处理,使用处理性能高的微型计算机、专用IC(Integrated Circuit)来进行模拟控制,因此周边电路结构变得复杂,电路成本增加。
上述专利文献2记载的技术使用两个双向开关进行与专利文献1相同的高频PWM控制,但是由于检测输入电流的瞬时值来进行控制,因此存在与专利文献1相同的课题。
在上述专利文献3记载的技术中,要将高次谐波电流抑制在规定值以下时,存在电抗器大型化的课题。
在上述专利文献4记载的技术中,不改变高次谐波抑制性能而能够使电抗器小型化。但是,由于增加了开关次数,因此存在功耗增加的课题。另外,当输入电流增加时,即使电感值相同,也存在电抗器大型化的课题。
在上述专利文献5记载的技术中,以比电源频率高的频率,互补地进行开关,由此能够使电容器小容量化。但是,由于是用于电容器小容量化的互补性的开关,因此难以充分降低电源高次谐波电流。
在上述专利文献6记载的技术中,虽然能够提高输入功率因数,但是难以使电抗器充分小型化。
上述非专利文献1记载的技术使用GA(遗传算法)求出了开关单元的接通/断开定时(timing)。但是,GA为了求出最佳解需要长时间的运算,因此需要将预先执行运算而求出的各参数保存在存储装置中。
因而,为了应用于机型数多的产品,需要的开发期间长,另外还需要很多用于存储各参数的容量。
本发明是为了解决如上述那样的课题而作出的,其目的在于,廉价地提供一种能够抑制高次谐波电流而改善功率因数的交流直流转换装置。
与本发明有关的交流直流转换装置具备:整流器,经由电抗器连接到交流电源;两个电容器,串联连接在所述整流器的输出端子间;第1开关,连接在所述整流器的一个输入端子与所述电容器的连接点之间;第2开关,连接在所述整流器的另一个输入端子与所述电容器的连接点之间;二极管,与所述电容器反并联连接;电压检测器,检测所述电容器的两端电压;电流检测器,检测从所述交流电源输入的电流;以及控制单元,对所述第1开关和所述第2开关进行驱动控制,其中,所述控制单元使所述电容器的两端电压恒定,对所述第1开关以及所述第2开关进行驱动控制以改善电源功率因数。
根据与本发明有关的交流直流转换装置,通过对第1开关单元和第2开关单元的接通/断开定时进行控制,由此一边对三个电平(level)的转换器电压进行时间宽度控制一边进行输出,能够输出正弦波状的转换器电压。
由此,能够将流过电抗器的电流控制成正弦波状,因此能够改善功率因数,使电抗器小型化。
另外,一边对3个电平的转换器电压进行时间宽度控制一边进行输出,因此能够以低频进行开关动作,能够削减用于高频噪声应对的成本,廉价地进行实用化。
附图说明
图1是与实施方式1有关的交流直流转换装置100的电路图。
图2是等效地示出交流直流转换装置100的动作的电路图。
图3是表示整流器2的输入端子间电压Vc的波形的图。
图4是说明第1开关单元3和第2开关单元4的动作的图。
图5是表示控制单元20的内部结构的框图。
图6是确定各开关单元的接通/断开定时的调制信号的波形图。
图7是实现上述PWM控制的控制框图的例子。
图8是与实施方式3有关的交流直流转换装置100的电路图。
图9是与实施方式5有关的交流直流转换装置100的电路图。
附图标记说明
1:交流电源;2:整流器;3:第1开关单元;4:第2开关单元;5:电抗器;6:第1电容器;7:第2电容器;8:负载;10:第1二极管;11:第2二极管;14:第2整流器;20:控制单元;21:电压检测器;22:电流检测器;23:电源零交叉检测器;24:逆变器控制单元;25:CPU。
具体实施方式
实施方式1.
图1是与本发明的实施方式1有关的交流直流转换装置100的电路图。
图1的电路具备:交流电源1、整流器2、第1开关单元3、第2开关单元4、电抗器5、第1电容器6、第2电容器7、直流负载8、第1二极管10、第2二极管11、第1电阻12、第2电阻13、控制单元20、电压检测器21、电流检测器22、电源零交叉检测器23。
交流电源1从交流直流转换装置100的外部供给交流电力。
整流器2将交流电源1的交流电力整流为直流。
第1开关单元3的一端连接到整流器2的一个输入端子,另一端连接到第1电容器6和第2电容器7的连接点。
第2开关单元4的一端连接到整流器2的另一个输入端子,另一端连接到第1电容器6和第2电容器7的连接点。
电抗器5连接在交流电源1与第1开关单元3或第2开关单元4之间,具有抑制高次谐波电流的功能。
第1电容器6连接到整流器2的一个输出端子。
第2电容器7连接到整流器2的另一个输出端子。
直流负载8连接到整流器2的输出。
第1二极管10与第1电容器6并联连接,第2二极管11与第2电容器7并联连接。
第1电阻12与第1电容器6并联连接,第2电阻13与第2电容器7并联连接。
第1二极管10以及第2二极管11与第1电容器6以及第2电容器7的极性相反,以所谓的反并联状态进行连接。
第1开关单元3是例如由IGBT(Insulated Gate BipolarTransistor:绝缘栅双极型晶体管)3a和二极管整流器3b构成的双向开关单元。
第2开关单元4是同样地由IGBT 4a和二极管整流器4b构成的双向开关单元。
控制单元20对第1开关单元3和第2开关单元4进行驱动控制。
控制单元20既可以由实现其功能的电路设备那样的硬件构成,也可以由微型计算机、CPU(Central Processing Unit:中央处理单元)那样的运算装置和对其动作进行规定的软件构成。
电压检测器21检测整流器2的输出端电压,将检测结果输出到控制单元20。
电流检测器22检测从交流电源1输入到交流直流转换装置100的输入电流的瞬时值Is,将检测结果输出到控制单元20。
电源零交叉检测器23检测电源相位θ,将检测结果输出到控制单元20。
以上,说明了与本实施方式1有关的交流直流转换装置100的结构。
接着,说明与本实施方式1有关的交流直流转换装置100的动作。
图2是等效地示出交流直流转换装置100的动作的电路图。
交流直流转换装置100的动作能够等效地处理为图2的假想交流电源9串联连接到电抗器5。即,第1开关单元3和第2开关单元4进行动作以使交流直流转换装置100与假想交流电源9等效。
接着,说明假想交流电源9的动作。
流过电抗器5的电流I是根据交流电源1与假想交流电源9的电压差而决定的。
电抗器电流I是交流量,因此图3的电路方程式用下述(式1)来表示。
jωLI=Vs-Vc    …(式1)
其中,
ω:角频率
L:电抗器5的电感
j:虚数
Vs:交流电源1的电压
Vc:假想交流电源9的电压
交流电源1的电压Vs、以及假想交流电源9的电压Vc分别假定为正弦波状,表示为如下述(式2)~(式3)那样。
V s = 2 · V 1 · sin ( ωt ) …(式2)
V c = 2 · V 2 · sin ( ωt - φ ) …(式3)
其中,
φ:Vs与Vc的相位差
当假定V1=V2时,电抗器电流I用下述(式4)来表示。
I = 1 jωL · 2 · sin ( φ 2 ) · cos ( ωt - φ 2 ) …(式4)
如果Vs与Vc的相位差φ不变化,则sin(φ/2)成为常数。在将(式4)的常数部分归纳为K时,电抗器电流I用下述(式5)来表示。
I = - j · K · cos ( ωt - φ 2 ) …(式5)
以上,使用假想交流电源9的电压Vc来示出了图3的电路方程式。
从上述(式5)可知下面的情况。
即,如(式3)所示那样以正弦波状输出假想交流电源9的电压Vc时,电抗器电流I、换句话说输入电流成为正弦波状。由此,抑制高次谐波电流。
另外,当输入电流和交流电源1的相位差成为零时,电源功率因数成为100%。
因而,通过恰当地控制假想交流电源的电压幅值V2和相位差φ来输出正弦波状的电压Vc,由此能够抑制输入电流的高次谐波,并且提高功率因数。
因此,在本实施方式1中,对第1开关单元3和第2开关单元4进行驱动控制以使整流器2的输入端子间电压Vc成为大致正弦波状。
下面,说明用于将电压Vc设为大致正弦波状的第1开关单元3和第2开关单元4的动作。
图3是表示整流器2的输入端子间电压Vc的波形的图。
通过第1开关单元3和第2开关单元4的动作,电压Vc取图3所示的电压0、Vdc/2、Vdc的3个电平的输出状态。反极性也相同。此外,Vdc是施加于直流负载8的输出直流电压。
利用下面的图4来说明取该3个电平的输出状态时的第1开关单元3和第2开关单元4的动作。
图4是说明第1开关单元3和第2开关单元4的动作的图。下面,说明图4的各开关状态。
(a)使第1开关单元3和第2开关单元4同时接通
在图4的(a)的状态下,第1开关单元3和第2开关单元4同时被接通。在该状态下,整流器2的输入端子间被短路,成为电压Vc=0。图3的(1)的区间与此相当。
(b)使第1开关单元3接通、使第2开关单元4断开
在图4的(b)的状态下,第1开关单元3接通,第2开关单元4断开。在该状态下,整流器2的输入端子间电压Vc与第2电容器7的两端电压相等。
因而,电压Vc成为输出直流电压Vdc的一半,成为Vc=Vdc/2。图3的(2)的区间与此相当。
(c)使第1开关单元3断开、使第2开关单元4接通
在图4的(c)的状态下,第1开关单元3断开,第2开关单元4接通。在该状态下,整流器2的输入端子间电压Vc与第1电容器6的两端电压相等。
因而,电压Vc成为输出直流电压Vdc的一半,成为Vc=Vdc/2。图3的(2)的区间与此相当。
(d)使第1开关单元3和第2开关单元4同时断开
在图4的(d)的状态下,第1开关单元3和第2开关单元4同时被断开。在该状态下,整流器2成为全波整流状态。
因而,整流器2的输入端子间电压Vc变得与第1电容器6和第2电容器7的两端电压相等,成为电压Vc=Vdc。图3的(3)的区间与此相当。
通过如图4的(a)~(d)那样对各开关单元进行驱动控制,整流器2的输入端子间电压Vc、即转换器电压Vc能够取3个电平的电压状态。
通过恰当地控制该3个电平的电压状态的定时,产生如图3的区间(1)~(3)那样的电压波形,能够以大致正弦波状来输出Vc。
此外,图4的(e)~(h)与图4的(a)~(d)只有交流电源1的极性进行反转的点不同。图4的(e)~(h)相当于图3的区间(1)’~(3)’。
以上,说明了用于将电压Vc设为大致正弦波状的第1开关单元3和第2开关单元4的动作。
如以上说明那样,在本实施方式1中,通过将输出电压电平设为比现有技术更多级化(0、Vdc/2、Vdc这3个电平化),由此降低开关频率,并且抑制高次谐波电流,实现电抗器5的小型化。
此外,为了便于说明,利用实施方式2来说明控制单元20的详细动作。
如以上那样,根据本实施方式1,如利用图3~图4所说明那样对第1开关单元3和第2开关单元4进行驱动控制,能够以3个电平的大致正弦波状来输出整流器2的输入端子间电压Vc、即转换器电压Vc。
由此,将开关频率设为低频,并且与像现有技术那样针对电源半周期使开关单元动作1次或者几次的方法相比,能够使电抗器5小型化。
另外,根据本实施方式1,由于将输出电压电平进行了多极化,因此能够进行以例如1kHz~5kHz程度的低频对开关频率进行驱动控制的PWM控制。
由此,能够抑制用于进行高频PWM控制时那样的噪声应对的成本上升。
这是因为,通过只将转换器电压Vc输出为正弦波状,能够不用执行输入电流的控制而将输入电流控制为大致正弦波状。即,由于不进行输入电流控制,因此不需要高频的控制动作。
实施方式2.
在实施方式1中,说明了通过将转换器电压Vc输出为大致正弦波状由此使输入电流为大致正弦波状从而抑制高次谐波的情况。
在本发明的实施方式2中,详细地说明控制单元20的控制块。电路结构等与实施方式1中所说明的结构相同。
图5是表示控制单元20的内部结构的框图。图5的控制块是不用瞬时地比较输入电流的瞬时值与正弦波状的指令值而生成PWM的控制结构的一个例子。下面,说明图5的结构。
PI控制器30接受电压检测器21所检测到的直流电压Vdc与作为预先设定的规定值的直流电压指令值Vdc*之间的差分,执行PI控制运算以使Vdc接近Vdc*。控制指令被作为P轴的电流指令值Ip*而输出。
PQ转换器31接受电流检测器22所检测到的输入电流的瞬时值Is与电源零交叉检测器23所检测到的电源相位θ,并使用这些值,将输入电流的瞬时值Is分离为有效电力成分(P轴成分)Ip和输入电流的无效电力成分(Q轴成分)Iq而进行输出。
这里,补充说明PQ转换。
一般在将三相电流等转换为二轴电流时使用PQ转换,但是在本实施方式2中,将它用于作为单相电流的Is中。
在将三相电流转换为PQ轴电流的情况下,能够将有效成分以及无效成分作为瞬时值而取出。但是,可知在将PQ转换应用于单相电流的情况下,转换结果以交流电源1的频率的2倍进行脉动(例如,日本特开平1-174274号公报)。
因而,PQ轴电流的瞬时值无法直接用于单相电流控制。
因此,在本实施方式2中,由于去除交流电源1的频率的2倍的脉动,因此对PQ转换器31的输出适用低通滤波器LPF32a、32b。由此,能够去除包含在PQ转换的结果中的脉动并执行恰当的控制运算。
LPF32a、32b的输出成为作为单相电流的Is的有效电力成分电流Ip和无效电力成分电流Iq。
当电源功率因数成为100%时,无效电力成分Iq成为0,因此将直流电压Vdc控制为指令值Vdc*的PI控制器30的输出理应成为有效电力成分电流的指令值Ip*本身。
因此,将与有效电力成分电流Ip之间的差分输入到PI控制器33而执行控制运算,以使PI控制器30的输出成为Ip*本身。同样地,无效电力成分电流Iq也理应成为0,因此将Iq和0的差分输入到PI控制器34而执行控制运算。
PI控制器33和PI控制器34的输出是有效电力成分的电压指令Vp*与无效电力成分的电压指令Vq*。逆PQ转换器35使用电源相位θ,对这些指令值进行逆PQ转换。
其结果,得到电源功率因数为100%、换句话说电流的无效电力成分为0、以及成为预先设定的直流电压的假想交流电源9的两端电压的指令值Vc*。
此外,为了使相位角度θ与交流电源1的相位同步,也可以使用PLL(Phase Locked Loop:锁相环)电路等。由此,能够提高相位角度θ的精度,进一步降低高次谐波电流。
通过以上所说明的过程,能够决定转换器电压的指令值Vc*。
作为根据所决定的转换器电压的指令值Vc*来确定第1开关单元3以及第2开关单元4的接通/断开定时的方法,例如能够使用一般的单极调制。
图6是确定各开关单元的接通/断开定时的调制信号的波形图。下面,说明图6。
图6的(a)是第1开关单元3的调制信号,图6的(b)是第2开关单元4的调制信号。图6的(a)(b)中的正弦波形是转换器电压指令值Vc*。
如果取负极侧的绝对值,则与正极侧一致,因此可以说该图的调制信号是单极调制方式。
在图6的(a)中,在转换器电压Vc*比作为载波的三角波大的区间,使第1开关单元3断开。
图6的(c)是第1开关单元3的接通/断开定时。Hi侧为接通,Lo侧为断开。
另外,第2开关单元4相对于转换器电压指令值Vc*成为负侧,因此调制信号的波形成为将图6的(a)的相位进行了180度反转的图6的(b)那样。
与图6的(c)同样地,得到作为第2开关单元4的接通/断开定时的图6的(d)的波形。
通过相加图6的(c)(d)的波形,也可以得到转换器电压指令值Vc*。但是,在图6的(c)(d)中,Hi侧是开关单元的接通,因此为了容易进行说明,将Hi作为0、将Lo作为1而进行相加。
于是,得到图6的(e)的进行了斩波的转换器电压指令值Vc*。
如以上说明那样,能够应用单极调制,根据转换器电压指令值Vc*来决定第1开关单元3和第2开关单元4的接通/断开定时。
图7是实现上述PWM控制的控制框图的例子。通过如图5那样的控制块,能够生成IGBT 3a、3b的驱动信号,实现以上所说明的PWM控制。
以上,说明了对第1开关单元3和第2开关单元4的接通/断开定时进行决定的调制方式。
如以上那样,在本实施方式2中,通过使第1开关单元3以及第2开关单元4进行PWM动作,整流器2的输入端子间的转换器电压Vc成为如图6的(e)所示的设为3个电平的斩波电压。当对该斩波电压进行滤波时成为大致正弦波状的电压。
斩波电压的电压电平成为3个阶段,因此与2个阶段的斩波波形相比,电压分辨率上升。因此,如果电压分辨率相同,则能够进一步降低PWM的载波频率。
另外,在本实施方式2中,并不是比较输入电流Is的瞬时值与正弦波状的输入电流指令值并执行PWM控制以使两者接近,而是执行如图5所说明那样的控制。
即,在电源功率因数为100%时PI控制器30的输出成为Ip*的假设下,并不是比较正弦波状的输入电流指令值与瞬时值Is,而是经由PI控制器30间接地与直流电压Vdc进行比较。
因而,并非是一边始终比较进行变动的瞬时值Is与指令值一边执行控制,因此不需要进行高速运算处理,能够以低速的运算处理来实现电流控制。
另外,当对单相电源进行PQ转换时,如上述那样难以进行瞬时电流控制,但是在本实施方式2中,通过设成将转换器电压Vc设为3个电平的电路结构来解决该课题,从而能够实现低频PWM下的电流控制。
由此,一般能够例如以1kHz~5kHz程度的低频PWM控制来实现15~20kHz以上的高频PWM所需的电流控制。
因而,由于高频PWM控制而产生的噪声应对用的成本不会上升,能够廉价地实现实用化。
另外,可以说本实施方式2的控制方法是如下方法:将输出直流电压Vdc反馈给控制单元20而对各开关单元进行驱动控制,得到所期望的输出电压并且实现功率因数=1。
关于这点,在上述非专利文献1中,记载了通过运算预先求出开关单元的动作定时来进行控制的技术。
开关单元的接通/断开定时能够根据相位角而无限地进行设定,因此通过运算求出的解的候补存在无限多。在该前提下,事实上非常难求出用于使输出直流电压Vdc为所期望值的接通/断开定时。
因此,在非专利文献1中,提出了使用GA来探索最佳的接通/断开定时的方法。
但是,还未发现对不仅能够抑制高次谐波而且还能够将输出直流电压Vdc设为所期望值的接通/断开定时进行探索的方法。
而且,在进行动作的负载条件发生变化的产品、机型数多的产品中,从这样无限存在的接通/断开定时中探索最佳解的方法难以实用化。
在本实施方式2中,并不是通过运算预先求出接通/断开定时,而是通过反馈控制来决定接通/断开定时,因此即使是进行动作的负载条件发生变化的产品、机型数多的产品,也能够容易地实现实用化。
实施方式3.
图8是与本发明的实施方式3有关的交流直流转换装置100的电路图。
在图8的电路中,从图1的电路结构变更了开关单元的结构。其它结构与图1相同。
本实施方式3中的“第1整流器”“第2整流器”相当于整流器2。
在图8的电路中,作为单向导通开关元件的IGBT 3a和4a通过二极管整流器14的功能,能够进行与图1中所说明的双向开关单元等效的动作。
因而,在图8的电路结构中,也能够进行与实施方式1~2中所说明的控制动作相同的控制动作。
另外,根据如图8那样的电路结构,当IGBT 3a、4a进行接通动作时,电流流过的二极管的数量成为图1的一半,因此能够使二极管的导通损耗为图1的电路结构的一半。
由此,能够提高交流直流转换装置100的转换效率。
以上,说明了与本实施方式3有关的交流直流转换装置100的结构。
接着,说明第1二极管10和第2二极管11。
第1二极管10和第2二极管11在并联连接的第1电容器6和第2电容器7具有电荷而持有正电压的通常状态下不导通,成为断开状态,因此与未连接是同义的。
另一方面,在来自交流电源1的电压供给消失、且直流负载8中的功耗不是0的状态下,第1电容器6和第2电容器7的电荷会消失。
此时,直流负载8从串联连接的第1电容器6和第2电容器7一样地消耗电荷。假如第1电容器6和第2电容器7的容量存在偏差,则即使一个电容器的电荷被消耗,也由于另一个电容器中残留有电荷,因此输出直流电压Vdc不会变成0。
直到输出直流电压Vdc成为0为止直流负载8会消耗电荷,因此先前消耗了电荷的一侧的电容器的带电量成为负,施加负电压。
但是,具有电压极性的电解电容器不允许施加负电压。
因此,通过将第1二极管10和第2二极管11、与各电容器进行反并联连接,由此抑制负电压的施加量超过二极管的顺向电压下降量。
由此,能够防止电容器的故障并提高可靠性。顺便说一句,该效果在实施方式1~2中也相同。
实施方式4.
在本发明的实施方式4中,说明冲击电流的抑制、和为此的交流直流转换装置100的动作开始方法。
在第1开关单元3和第2开关单元4都断开、且直流负载8消耗电力的情况下,如图4的(d)那样在全波整流状态下在各电容器中流过电流。
此时,使第1开关单元3和第2开关单元4接通时,在第1电容器6和第2电容器7中流过充电电流。该充电电流在交流直流转换装置100的起动时成为大的冲击电流。
认为该大的电流,是通过使第1开关单元3或者第2开关单元4中的任意一个接通、且整流状态从全波整流状态变化为倍压整流状态从而产生的冲击电流。
在交流直流转换装置100的起动时流过大的冲击电流,是因为对各开关单元、整流器2等交流直流转换装置100的各部分提供应力(stress),因此理想的是尽可能抑制冲击电流。
使用图2来说明抑制冲击电流的方法。
根据交流电源1与假想电压源9的差电压,决定来自交流电源1的输入电流I。因而,可知当各开关单元的动作开始时,如果假想电压源9的电压比交流电源1的电压高,则不会流过冲击电流。
因此,在本实施方式4中,控制单元20在开始进行第1开关单元3以及第2开关单元4的驱动控制时,从图5所示的控制块输出的电压指令Vc*会高于交流电源1的电压,相位成为与交流电源1相同的相位。
控制单元20使用了PI控制,因此作为实现上述的方法,利用PI控制的积分。
控制单元20设定电压指令Vc*比交流电源1的电压高、且成为与交流电源1相同的相位那样的值,作为积分器的初始值。
由此,在各开关单元的动作开始时不会流过冲击电流,能够实现软起动。
具体地说,如果设为Q轴电压指令Vq*=0,则电压指令Vc*与交流电源1成为同相位。而且,如果电压指令Vc*的P轴电压指令Vp*>Vs,则能够输出比交流电源1的电压还高的电压作为Vc*。
此外,交流电源1的电压会变动,因此虽然未图示,但是既可以设定成检测交流电源1的电压并将其值以上的值设为P轴电压指令Vp*,也可以设定明显比额定电压高的电压、例如200V的1.3~1.5倍以上的电压。显然哪种方法都具有同等的效果。
以上,说明了抑制冲击电流的方法。
接着,说明对输出直流电压的急剧的上升进行抑制的方法。
当交流直流转换装置100起动时,转换器电压Vc和交流电源1的电压Vs之间的相位差φ复位为0,在起动之后使输出直流电压Vdc上升。
为了使输出直流电压Vdc上升,可以延迟相位差φ,因此在交流直流转换装置100的起动后进行控制以使相位差φ延迟。此时,有时输出直流电压急剧上升,控制系统进行振荡。
因此,在本实施方式4中,在交流直流转换装置100的起动时将相位差φ设置到超前相位侧(例如-10度)。具体地说,控制单元20输出例如输入电流的无效电力成分电流成为0以下那样的电压指令Vc*。
由此,不管直流负载8是轻负载和重负载中的哪一个,也都能够抑制起动后的急剧的输出直流电压的上升来实现软起动。
或者,控制单元20也可以执行控制以使直流电压指令值Vc*缓慢上升。在这种情况下同样地也能够抑制起动后的急剧的输出直流电压的上升来实现软起动。
实施方式5.
图9是与本发明的实施方式5有关的交流直流转换装置100的电路图。
在图9的电路中,将实施方式1的图1中所说明的电路图中的直流负载8置换为逆变器16和永磁马达15。另外,在交流直流转换装置100的输出端设置了电压钳位部17。而且,设置了对逆变器16的动作进行控制的逆变器控制单元24。
逆变器控制单元24既能够由实现其功能的电路设备那样的硬件来构成,也能够由微型计算机、CPU那样的半导体集成电路和规定其动作的软件来构成。
逆变器控制单元24和控制单元20使用单一的CPU等运算装置和规定其动作的软件来构成,能够一体地构成。
下面,对将两者一体化到CPU 25的情形进行说明。在这种情况下,逆变器控制单元24与交流直流转换装置100的一部分成为一体化。
在后面叙述一体地构成逆变器控制单元24和控制单元20的方法。
与本实施方式5有关的交流直流转换装置100的动作与在实施方式1~4中所说明的动作大致相同。下面特别说明将负载置换为逆变器16和永磁马达15的情况。
首先,说明通过将图9的电路用作电动机驱动装置由此能够增加电动机的设计自由度的情况。之后,说明抑制瞬间的异常电压上升的结构,接着说明用于将逆变器控制单元24与控制单元20一体地构成的方法。
(1)关于电动机的设计自由度
在电动机中,用于输出同一转矩所需的电流越少,铜损(电阻×电流的平方)变得越少。
例如,在永磁同步电动机的情况下,通过提高电动机的感应电压常数,永磁所致的转矩增加,因此即使减少电流也能够输出同一转矩。
而且,当减少电流时,也发挥如下效果:降低对电动机进行驱动的逆变器的导通损耗以及开关损耗。
因而,提高电动机的感应电压常数来减少电流,这可以说是作为高效率化的方法而最为有效的方法。
当如空气调节器中使用的电动机那样以运行时间长的低速旋转时成为高效率的方式设计电动机时,电动机的感应电压常数上升。
在如快速冷却时、快速加热时那样电动机成为高速旋转的情况下,当感应电压常数变高时,同一转速所需的电压变高,因此逆变器用于驱动电动机所需的直流电压也上升。
以往存在不得不考虑该最大转速和直流电压的关系来设计电动机的规格的限制。
另外,如上述那样,通过使直流电压上升、并提高感应电压常数,能够提高电动机的效率,但是另一方面,为了提供高的直流电压而使交流直流转换装置100的输出直流电压Vdc上升时,导致交流直流转换装置100的转换效率下降。
换句话说,导致交流直流转换装置100的功率因数大幅下降,高次谐波电流也增加。
另外,如专利文献3~4中记载的技术那样的在电源半周期中进行数次的开关的情况下,只能发挥使直流电压上升与电抗器5的电压下降量相当量的程度的效果。在使直流电压上升其以上的情况下,会导致功率因数大幅下降,并增大高次谐波电流。
根据如以上那样的理由,在现有技术中,即便使直流电压上升并提高感应电压常数,也难以提供高效率的电动机驱动装置。
另一方面,与本发明有关的交流直流转换装置100能够以低频的载波频率进行控制动作,因此使输出电压上升且抑制功率因数下降,与专利文献1~2中记载的技术那样的进行升压的交流直流转换装置相比,能够进行高效率的转换动作。
这意味着当作为本发明的交流直流转换装置100的直流负载8而连接了对永磁马达15进行驱动的逆变器16时,能够有效地发挥节能效果。
由此,以使低速运行时效率变好的方式设计电动机,当使电动机高速旋转时,能够使交流直流转换装置100的输出直流电压上升来确保最高转速。
因而,在快速冷却时、快速加热时等过负载运行时也不会使空气调节器的性能下降,能够提高低速运转时、换句话说通常使用时的效率。
因而,通过本发明的交流直流转换装置100来提供对感应电压常数高的电动机进行驱动的电动机驱动装置,由此能够提高考虑为电动机驱动装置整体时的动作效率,能够提供节能性能高的产品。
(2)瞬间的异常电压上升的抑制
由于永磁马达15或者逆变器16的异常、噪声等,永磁马达15有时会停止。
在这种情况下,由于永磁马达15停止时的能量,根据永磁马达15的感应电压常数,超过了第1电容器6和第2电容器7的耐压的电压有可能会被施加到各电容器。
因此,与本实施方式5有关的交流直流转换装置100具备对瞬间的异常电压上升进行抑制的电压钳位部17。
该电压钳位部17能够由浪涌钳位器、浪涌吸收器、或者电阻和IGBT的串联电路等构成。也可以使用能够抑制瞬间的电压上升的其它结构。
(3)将逆变器控制单元24和控制单元20进行一体化的方法
控制单元20和逆变器控制单元24由于控制对象各不相同,因此有时以不同的载波频率进行PWM控制。另外,有可能将各检测器等所检测的检测值用于相互的控制中。
例如,电压检测器21所检测到的直流电压Vdc既用于逆变器控制单元24也用于控制单元20中。
在将检测值取入到CPU25时,需要以规定的采样定时进行检测。该规定的采样时间通常理想的是与PWM定时同步。
即,在控制单元20和逆变器控制单元24以不同的载波频率进行PWM控制的情况下,理想的是结合各自的频率而以两种采样定时来获取检测值。
另一方面,如果结合控制单元20以及逆变器控制单元24的各个而将进行检测的采样定时设为两种时,需要两个用于检测相同值的端子,会导致成本上升。
因此,在本实施方式5中,如下那样构成CPU25。
交流直流转换装置100对永磁马达15进行驱动控制,因此控制直流电压Vdc。因此,在本实施方式5中,将电压检测单元21的检测值首先最初输入到逆变器控制单元24。
CPU25以逆变器控制单元24进行PWM控制的定时,对电压检测单元21的检测值进行采样,并将检测值提交给逆变器控制单元24。
控制单元20以自身进行PWM控制的定时,从逆变器控制单元24取得检测值。
根据上述方法,用于取得相同的检测值的端子有一个就够了,因此能够抑制重叠具备端子所造成的成本上升。
将电压检测单元21的检测值首先最初提交给逆变器控制单元24的理由如下。
逆变器16接受直流电压的施加来驱动永磁马达15。即,对于逆变器控制单元24而言,电压检测单元21的检测值具有作为输入电压的检测值的意义。
与此相对,对于交流直流转换装置100而言的电压检测单元21的检测值,具有作为自己对其值进行恒定控制而得到的结果值的意义。
因而,作为控制因子的时间序列,需要首先向逆变器控制单元24提供检测值。
另一方面,关于输入电流Is,对于逆变器16而言是马达15进行了动作的结果,与此相对,对于交流直流转换装置100而言是作为用于功率因数改善的控制运算的输入值而使用的结果。
因而,CPU25以控制单元20进行PWM控制的定时,取得电流检测器22的检测值。逆变器控制单元24从控制单元20取得检测值。
根据以上所说明的方法,不用不必要地增加CPU25的检测端口,而能够以与所需优先级对应的状态将用于控制的检测值取入到相互的控制中。
由此,不会使成本上升而能够将控制单元20和逆变器控制单元24一体化地构成到CPU25等单一的半导体集成电路中,而且能够发挥成本降低效果。
实施方式6.
在实施方式1~5中说明的交流直流转换装置100能够利用于面向以直流来消耗电力的负载的电源装置中。
例如,能够应用于空气调节器、冷冻机、洗涤干燥机、冰箱、除湿器、热泵式热水供应器、陈列橱(showcase)、除尘器等全部家电产品中。除此之外,还能够应用于风扇马达、换气扇、干手器等中。

Claims (14)

1.一种交流直流转换装置,其特征在于,具备:
整流器,经由电抗器连接到单相交流电源;
两个电容器,串联连接在所述整流器的输出端子间;
第1开关,连接在所述整流器的一个输入端子与所述电容器的连接点之间;
第2开关,连接在所述整流器的另一个输入端子与所述电容器的连接点之间;
二极管,与所述电容器反并联连接;
电压检测器,检测所述电容器的两端电压;
电流检测器,检测从所述单相交流电源输入的电流;以及
控制单元,对所述第1开关和所述第2开关进行驱动控制,其中,
所述控制单元使用将所述电流检测器的检测结果转换为有效电力成分和无效电力成分而得到的结果、以及所述电压检测器的检测结果,使所述电容器的两端电压恒定,并对所述第1开关以及所述第2开关进行驱动控制以改善电源功率因数,
所述控制单元具备将所述有效电力成分电流和所述无效电力成分电流中包含的所述单相交流电源的2倍频率的脉动成分进行去除的单元,
所述控制单元根据去除了所述脉动之后的所述有效电力成分和所述无效电力成分,对所述第1开关以及所述第2开关进行驱动控制。
2.一种交流直流转换装置,其特征在于,具备:
第1整流器,经由电抗器连接到单相交流电源;
第2整流器,与所述第1整流器并联连接;
两个电容器,串联连接在所述第1整流器的输出端子间;
第1开关以及第2开关,串联连接在所述第2整流器的输出端子间;
二极管,与所述电容器反并联连接;
电压检测器,检测所述电容器的两端电压;
电流检测器,检测从所述单相交流电源输入的电流;以及
控制单元,对所述第1开关以及所述第2开关进行驱动控制,其中,
所述电容器的连接点、与所述第1开关和所述第2开关的连接点被连接,
所述控制单元使用将所述电流检测器的检测结果转换为有效电力成分和无效电力成分而得到的结果、以及所述电压检测器的检测结果,使所述电容器的两端电压恒定,并对所述第1开关以及所述第2开关进行驱动控制以改善电源功率因数,
所述控制单元具备将所述有效电力成分电流和所述无效电力成分电流中包含的所述单相交流电源的2倍频率的脉动成分进行去除的单元,
所述控制单元根据去除了所述脉动之后的所述有效电力成分和所述无效电力成分,对所述第1开关以及所述第2开关进行驱动控制。
3.根据权利要求1或者2所述的交流直流转换装置,其特征在于,
所述控制单元对所述第1开关以及所述第2开关进行驱动控制,以在所述单相交流电源的半周期中使所述整流器成为全波整流状态、第1倍压整流状态、第2倍压整流状态、电源短路状态这四个整流状态。
4.根据权利要求3所述的交流直流转换装置,其特征在于,
所述控制单元使用所述无效电力成分电流来控制电源功率因数。
5.根据权利要求1、2和4中任一项所述的交流直流转换装置,其特征在于,
所述控制单元使用所述有效电力成分电流来算出所述整流器的输入端子间电压的有效电力成分电压的指令值,使用所述无效电力成分电流来算出所述整流器的输入端子间电压的无效电力成分电压的指令值,使用这些值来算出所述整流器的输入端子间电压的指令值,并对所述第1开关以及所述第2开关进行驱动控制以使所述整流器的输入端子间电压接近其指令值。
6.根据权利要求1、2和4中任一项所述的交流直流转换装置,其特征在于,
所述控制单元在开始进行所述第1开关以及所述第2开关的驱动控制时,将所述整流器的输入端子间电压的有效电力成分电压指令值设为所述单相交流电源的电压以上。
7.根据权利要求1、2和4中任一项所述的交流直流转换装置,其特征在于,
所述控制单元在开始进行所述第1开关以及所述第2开关的驱动控制时,将所述整流器的输入端子间电压的无效电力成分电压指令值设为0。
8.根据权利要求1、2和4中任一项所述的交流直流转换装置,其特征在于,
所述控制单元在开始进行所述第1开关以及所述第2开关的驱动控制时,输出所述整流器的输入端子间电压的电压指令值以使输入电流的无效电力成分成为0以下。
9.根据权利要求3所述的交流直流转换装置,其特征在于,
所述控制单元使用所述有效电力成分电流来算出所述整流器的输入端子间电压的有效电力成分电压的指令值,使用所述无效电力成分电流来算出所述整流器的输入端子间电压的无效电力成分电压的指令值,使用这些值来算出所述整流器的输入端子间电压的指令值,并对所述第1开关以及所述第2开关进行驱动控制以使所述整流器的输入端子间电压接近其指令值。
10.根据权利要求3所述的交流直流转换装置,其特征在于,
所述控制单元在开始进行所述第1开关以及所述第2开关的驱动控制时,将所述整流器的输入端子间电压的有效电力成分电压指令值设为所述单相交流电源的电压以上。
11.根据权利要求3所述的交流直流转换装置,其特征在于,
所述控制单元在开始进行所述第1开关以及所述第2开关的驱动控制时,将所述整流器的输入端子间电压的无效电力成分电压指令值设为0。
12.根据权利要求3所述的交流直流转换装置,其特征在于,
所述控制单元在开始进行所述第1开关以及所述第2开关的驱动控制时,输出所述整流器的输入端子间电压的电压指令值以使输入电流的无效电力成分成为0以下。
13.一种电动机驱动装置,其特征在于,具备:
权利要求1~4中任一项所述的交流直流转换装置;
逆变器,将所述交流直流转换装置所输出的直流电力转换为交流电力来驱动永磁电动机;以及
逆变器控制单元,控制所述逆变器的动作,其中,
将所述控制单元和所述逆变器控制单元安装在单一的半导体集成电路上。
14.根据权利要求13所述的电动机驱动装置,其特征在于,
所述半导体集成电路与所述逆变器控制单元所执行的PWM控制定时同步地取得所述电压检测器的检测结果,与所述控制单元所执行的PWM控制定时同步地取得所述电流检测器的检测结果。
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