JP6032393B2 - 整流回路 - Google Patents

Description

本発明は、半導体スイッチング素子を用いた整流器の損失低減技術に関する。

図３に、特許文献１に記載された従来方式の回路を示す。図３において、1は交流電源、２はリアクトル、３〜６はダイオード、７〜１０は半導体スイッチであり、ここではＭＯＳＦＥＴ（絶縁ゲート電界効果形トランジスタ）としている。ＭＯＳＦＥＴは寄生ダイオード（図示）の存在により逆方向は常に導通状態にある。ＭＯＳＦＥＴを逆直列接続することにより、順逆両方向の電流の導通、遮断を制御可能な、いわゆる双方向半導体スイッチを構成している。１１、１２はコンデンサ、１３は負荷である。ここで、負荷としてはコンデンサ１１又は１２と並列接続される場合もある。

この回路は交流を直流に変換するいわゆる整流回路であり、入力電流Iinを、交流入力電圧Vinと位相の等しい正弦波波形としつつ、直流出力（ＰＮ間）電圧Voutを、交流入力電圧Vinのピーク値より高い所望の値に保つ機能を持つ。

以下に、これらの機能を実現するための動作について説明する。
例えば、交流入力電圧Vinが正極性で、かつ電圧関係がVin<Vout/2の場合、双方向半導体スイッチ用ＭＯＳＦＥＴ７〜１０のゲートを全てオンすると、ダイオード３と５の接続点U1の電位は直流出力のM点及び交流電源１のV点の電位と等しくなり、Ｕ１−Ｖ間電圧は０Ｖとなる。このため、交流電源１→リアクトル２→ＭＯＳＦＥＴ７→ＭＯＳＦＥＴ８→ＭＯＳＦＥＴ１０→ＭＯＳＦＥＴ９→交流電源1の経路で電流が流れ、交流電源1の電圧Vinがリアクトル２の両端に印加され、入力電流Iinは増加する。以下、この状態を0電圧モードと称する。

次に、ＭＯＳＦＥＴ７をオフすると、交流電源１→リアクトル２→ダイオード３→コンデンサ１１→ＭＯＳＦＥＴ１０→ＭＯＳＦＥＴ９→交流電源1の経路で電流が流れ、コンデンサ１１を充電する。この時、リアクトル２には交流入力電圧Vinとコンデンサ１１の電圧Vout/2との差電圧が印加され、入力電流Iinは減少する。この時のＵ１−Ｖ間電圧はコンデンサ１１の電圧Vout/2である。以下、この状態を1/2電圧モード１ａと称する。

また、ＭＯＳＦＥＴ７の代わりにＭＯＳＦＥＴ１０をオフすると、交流電源１→リアクトル２→ＭＯＳＦＥＴ７→ＭＯＳＦＥＴ８→コンデンサ１２→ダイオード６→交流電源1の経路で電流が流れ、コンデンサ１２を充電する。この時、リアクトル２には交流入力電圧Vinとコンデンサ１２の電圧Vout/2との差電圧が印加され、入力電流Iinは減少する。この時のU1−V間電圧はコンデンサC１２の電圧Vout/2である。以下、この状態を1/2電圧モード２ａと称する。

交流入力電圧Vinが正極性で、かつ電圧関係がVin>Vout/2の場合、ＭＯＳＦＥＴ７と８のゲートをオフ、ＭＯＳＦＥＴ９と１０のゲートをオンすると、交流電源１→リアクトル２→ダイオード３→コンデンサ１１→ＭＯＳＦＥＴ１０→ＭＯＳＦＥＴ９→交流電源１の経路で電流が流れ、コンデンサ１１を充電する。この時、リアクトル２には交流入力電圧Vinとコンデンサ１２の電圧Vout/2との差電圧が印加され、この時は交流入力電圧Vin>コンデンサ１１の電圧Vout/2であるので、入力電流Iinは増加する。この時のU1−V間電圧はコンデンサ１１の電圧Vout/2である。以下、この状態を1/2電圧モード１ｂと称する。

同様に、ＭＯＳＦＥＴ７と８のゲートをオン、ＭＯＳＦＥＴ９と１０のゲートをオフすると、交流電源１→リアクトル２→ＭＯＳＦＥＴ７→ＭＯＳＦＥＴ８→コンデンサ１２→ダイオード６→交流電源１の経路で電流が流れ、コンデンサ１２を充電し、入力電流Iinは増加する。この時のU1−V間電圧はコンデンサ１２の電圧Vout/2である。以下、この状態を1/2電圧モード２ｂと称する。

即ち、上記1/2電圧モード名において、末尾の１はコンデンサ１１を充電するモード、２はコンデンサ１２を充電するモード、ａは入力電流Iinが減少するモード、bは入力電流Iinが増加するモードであることを表す。

各々のモードから、ＭＯＳＦＥＴ７〜１０のゲートを全てオフすると、交流電源１→リアクトル２→ダイオード３→コンデンサ１１→コンデンサ１２→ダイオード６→交流電源１の経路で電流が流れ、リアクトル２には交流入力電圧Vinと直流出力電圧Voutとの差電圧が印加される。装置の通常運転状態においては、交流入力電圧Vin<直流出力電圧Voutであり、入力電流Iinは減少する。この時のU1−Ｖ間電圧は直流出力電圧Voutである。以下、この状態を全電圧モードと称する。

ＭＯＳＦＥＴ７と８、又はＭＯＳＦＥＴ９と１０を高周波でスイッチングさせ、そのオンとオフの時比率を制御することにより、上述のモードを切替えれば、入力電流Iinの波形と大きさを任意に制御できる。これにより、入力電流Iinの波形を正弦波形（ここではリプル分は無視）とし、また負荷電力に応じて入力電流Iinの振幅を制御することで直流出力電圧Voutを所望の値に保つことができる。交流入力電圧Vinが負極性の場合も同様の動作が可能である。この回路は上述のように、U1−Ｖ間電圧として、0V、Vout/2、Voutの3つの電圧を持たせることができる、いわゆる3レベル回路である。

上述の動作において、例えば入力電流Iinが正で、ＭＯＳＦＥＴ7と8をオンする場合、ＭＯＳＦＥＴ7のゲートをオンすれば、ＭＯＳＦＥＴ8のゲートのオン、オフに関わらず、ＭＯＳＦＥＴ8は寄生ダイオードにより導通状態となるが、さらにＭＯＳＦＥＴ8のゲートにオン信号を与えることにより、ＭＯＳＦＥＴ8自体にも電流が流れる。ダイオードは電流に関わらず一定値以上の順電圧降下を持つが、ＭＯＳＦＥＴの順電圧降下は電流に比例する特性があるので、特に電流が小さい時に順電圧降下を低減でき、導通損失低減に効果的である。これは一般に同期整流技術として良く知られている。したがって上述のように電流極性に関わらず、導通させたいＭＯＳＦＥＴは全てゲートにオン信号を与える制御を行う。

特開２００８−２２６２５号公報

近年、環境問題等から電源装置にも低損失すなわち高効率であることが求められている。図３の回路において、ＭＯＳＦＥＴは各々の印加電圧がVout/2であり、直流出力電圧Voutに対する耐圧は必要ないことから、低耐圧で順電圧降下の低いものを用いることができる。さらに、上述のようにＭＯＳＦＥＴは順電圧降下が電流に比例するので、電流容量の大きいものを用いるか、並列数を増やせばその分順電圧降下を低減できる。

一方、ダイオードの順電圧降下電圧低減には下記の課題がある。
ＭＯＳＦＥＴ7と8が高周波スイッチングを行うとダイオード3と4には高周波電圧が印加され、高周波の電流の導通、遮断を行う。同様に、ＭＯＳＦＥＴ 9と１０が高周波スイッチングを行うとダイオード5と6に高周波電圧が印加され、高周波の電流の導通、遮断を行う。特許文献１の図２、図３等には両方の双方向半導体スイッチに高周波スイッチングをさせることが示されている。この高周波動作に耐えるために、ダイオード３〜６には逆回復時間（逆電圧印加時の電流遮断時間）の短い、いわゆるファーストリカバリダイオードが用いられる。一方、ファーストリカバリダイオードは、商用周波数の整流に用いられる、いわゆる一般整流用ダイオードよりも順電圧降下が高くなる傾向にある。

上述の動作においてＭＯＳＦＥＴ７〜１０が全てオフする全電圧モードでは、入力電流Iinはダイオード２個を通過する。さらに入力電流Iinを正弦波化するにはリアクトル２の両端電圧即ち交流入力電圧Vinと、U1−V間電圧の低周波成分の差電圧が、所定の値になるよう時比率制御が行われる。このため、交流入力電圧Vinの瞬時値が高いときにはU1−V間電圧の低周波成分も高くなり、これに伴い全電圧モードの時比率も大きくなる。交流入力電圧Vinのピーク付近は力率１制御を行っているため、入力電流Iinのピーク付近であり、電流が大きい時にダイオード２個分の電圧降下を生じるため、導通損失がさらに大きくなり、装置全体の効率低下を招く。また、ファーストリカバリダイオードは整流ダイオードより高価である。特にＳｉＣ（炭化珪素）によるショットキーバリアダイオードは、逆回復損失をほとんど生じない特性があり、高周波での用途に適しているが、価格は現状では高価である。
従って、本発明の課題は、交流電圧から３レベルの直流電圧を生成する整流回路として、交流入力電流を正弦波化でき、発生損失が小さく、低価格の整流回路を提供することである。

上述の課題を解決するために、第１の発明においては、交流入力電圧を直流電圧に変換する、いわゆる整流回路であって、交流電源の一端にリアクトルの一端を接続し、前記リアクトルの他端に、ダイオード直列回路を並列接続してなるダイオードブリッジ回路の交流入力の一方を、交流電源の他端に前記ダイオードブリッジ回路の交流入力の他方を、各々接続し、前記ダイオードブリッジ回路の直流出力の端子間に複数のコンデンサを直列接続したコンデンサ直列回路を接続し、前記コンデンサ直列回路の中間接続点と、前記ダイオードブリッジ回路の交流入力の一方及び他方との間を、単一または複数の半導体素子からなり、順方向と逆方向の双方向の電流の導通、遮断を制御可能な双方向半導体スイッチを介して各々接続して構成された整流回路であり、前記ダイオード直列回路の一方を構成するダイオードは、一般整流用ダイオードに比べて逆回復時間の短い、いわゆるファーストリカバリダイオードとし、他方のダイオード直列回路を構成するダイオードは、ファーストリカバリダイオードに比べて逆回復時間が長く、かつ順電圧降下の小さい、いわゆる一般整流用ダイオードとし、前記一般整流用ダイオードで構成されたダイオード直列回路の直列接続点に接続された双方向半導体スイッチは前記交流入力電圧の周波数で、前記ファーストリカバリダイオードで構成されたダイオード直列回路の直列接続点に接続された双方向半導体スイッチは前記交流入力電圧の周波数より高い周波数で、各々駆動する。

第２の発明においては、第１の発明における、前記一般整流用ダイオードの代わりにＭＯＳＦＥＴ（絶縁ゲート電界効果形トランジスタ）を用いる。
第３の発明においては、第１〜第２の発明における、前記ファーストリカバリダイオードの代わりに、ＳｉＣ（炭化珪素）によるショットキーバリアダイオードを用いる。

本発明では、交流電源の一端にリアクトルの一端を、前記リアクトルの他端にダイオードブリッジ回路の交流入力の一方を、交流電源の他端に前記ダイオードブリッジ回路の交流入力の他方を、前記ダイオードブリッジ回路の直流出力の端子間にコンデンサ直列回路を、各々接続し、前記コンデンサ直列回路の中間接続点と、前記ダイオードブリッジ回路の交流入力の一方及び他方との間を、双方向半導体スイッチを介して各々接続した整流回路において、前記ダイオード直列回路の一方を構成するダイオードは、ファーストリカバリダイオードとし、他方のダイオード直列回路を構成するダイオードは、一般整流用ダイオードとする。この時、双方向半導体スイッチの一方は交流電源の周波数で、他方は交流電源の周波数より高い高周波でオンオフさせる。

この結果、従来のファーストリカバリダイオードに代えて、一般整流用ダイオードを用いることが可能となり、損失低減と低価格化が可能となる。

本発明の第１の実施例を示す回路図である。 本発明の第２の実施例を示す回路図である。 従来例を示す回路図である。

本発明の要点は、交流電源の一端にリアクトルの一端を、前記リアクトルの他端にダイオードブリッジ回路の交流入力の一方を、交流電源の他端に前記ダイオードブリッジ回路の交流入力の他方を、前記ダイオードブリッジ回路の直流出力の端子間にコンデンサ直列回路を、各々接続し、前記コンデンサ直列回路の中間接続点と、前記ダイオードブリッジ回路の交流入力の一方及び他方との間を、双方向半導体スイッチを介して各々接続した整流回路において、前記ダイオード直列回路の一方を構成するダイオードは、ファーストリカバリダイオードとし、他方のダイオード直列回路を構成するダイオードは、一般整流用ダイオードとして、双方向半導体スイッチの一方は交流電源の周波数で、他方は交流電源の周波数より高い高周波でオンオフさせている点である。

図１に、本発明の第1の実施例を示す。回路構成は図３に示す従来例と同等であるが、従来例におけるファーストリカバリダイオード５、６を一般整流用ダイオード２０、２１に置き換えている。この動作は下記の通りである。交流入力電圧Vinが正で、電圧関係がVin<Vout/2の条件では、双方向半導体スイッチを構成するＭＯＳＦＥＴ９と１０のゲートを常にオン信号状態に保ち、双方向半導体スイッチを構成するＭＯＳＦＥＴ7と8で高周波スイッチングを行う。即ち、従来例で説明した0電圧モードと1/2電圧モード１ａを用いる。両モードともダイオード２０、２１は導通しない。ここでは、1/2電圧モード２ａは使用しない。

交流入力電圧Vinが正で、電圧関係がVin>Vout/2の条件では、ＭＯＳＦＥＴ９と１０のゲートを常にオフ信号状態に保ち、ＭＯＳＦＥＴ７と８で高周波スイッチングを行う。即ち、従来例で説明した1/2電圧モード２ｂと全電圧モードを用いる。両モードともダイオード２１が導通、ダイオード２０が非導通の状態に保たれるので、この両モード間で動作している限りはダイオード２０、２１の導通状態は変わらず、ダイオード２０、２１には高周波が印加されない。ここでは、1/2電圧モード１ｂは使用しない。

以上の動作によれば、ダイオード２１が逆回復動作となるのは交流入力電圧VinがVout/2を下回ってＭＯＳＦＥＴ９及び１０がオンする時で、交流入力電圧の1サイクルに1回だけであり、逆回復時間の長いダイオードを使っても支障はない。
交流入力電圧Vinが負の場合も同様であり、ＭＯＳＦＥＴ９及び１０は交流入力電圧Vinの絶対値のVout/2に対する大小関係で、半サイクルに1回ずつオン、オフ動作を行う。この時はＭＯＳＦＥＴ９のオフ期間にダイオード２０が導通する。

図２に、本発明の第２の実施例を示す。第1の実施例におけるダイオード２０、２１を、ＭＯＳＦＥＴ２２、２３に置き換えたものである。上述のようにＭＯＳＦＥＴはゲートに電圧を与えることで逆方向にも導通し、特に電流が小さい場合に順電圧降下を小さくすることができる。ＭＯＳＦＥＴ9及び１０のゲートにオフ信号を与える際、入力電流Iinの極性に応じてＭＯＳＦＥＴ２２又は２３の一方のゲートにオン信号を与えることでこれを実現できる。近年、電力変換装置の効率は、定格点での電力変換効率だけではなく、運用期間全体でのエネルギー効率が重視されつつある。例えば、情報機器用電源装置などでは定格電力ぎりぎりの負荷がかかっていることはむしろまれである。これは過負荷による電源ダウンを防止するため余裕を持たせた容量としてあるためであり、このため、５０％程度の負荷や軽負荷での効率が重要になる。図２の回路はこのような場合に軽負荷時の効率改善に有効な手段となる。ダイオード２０、２１を残したまま並列にＭＯＳＦＥＴ２２、２３を接続しても良い。
尚、ダイオード３と４もＭＯＳＦＥＴに置き換えることが一見可能なように見えるが、実際には導通損失の低いＭＯＳＦＥＴは、数百ボルト以上の耐圧のものにおいては寄生ダイオードの逆回復時間が長いなどの理由から、高周波での整流動作に不向きであり、適用は困難である。本発明は整流回路の片側を低周波動作にすることで、数百ボルト耐圧のＭＯＳＦＥＴによる整流を可能とした点に特徴がある。

第３の実施例は、実施例１、２におけるファーストリカバリダイオードの代わりに、ＳｉＣ（炭化珪素）ショットキーバリアダイオードを用いるものである。ＳｉＣ（炭化珪素）ショットキーバリアダイオードは逆回復動作がないので、スイッチング損失が実施例１や２に比べて一層低減でき、装置の変換効率を向上させることができる。

尚、上記実施例には双方向半導体スイッチとしてＭＯＳＦＥＴを逆直列接続した構成例を示したが、半導体の種類はＭＯＳＦＥＴに限られず、構成は逆阻止形スイッチ素子を逆並列接続した構成、ダイオードとスイッチ素子を組合せた構成などでも実現可能である。

本発明は、交流−直流変換回路の損失低減技術の提案であり、直流電源装置、無停電電源装置、電動機駆動用電力変換装置などへの適用が可能である。

１・・・交流電源 ２・・・リアクトル
３〜６・・・ファーストリカバリダイオード
７〜１０、２２、２３・・・ＭＯＳＦＥＴ
１１、１２・・・コンデンサ １３・・・負荷
２０、２１・・・一般整流用ダイオード

Claims (3)

1. 交流入力電圧を直流電圧に変換する、いわゆる整流回路であって、交流電源の一端にリアクトルの一端を接続し、前記リアクトルの他端に、ダイオード直列回路を並列接続してなるダイオードブリッジ回路の交流入力の一方を、交流電源の他端に前記ダイオードブリッジ回路の交流入力の他方を、各々接続し、前記ダイオードブリッジ回路の直流出力の端子間に複数のコンデンサを直列接続したコンデンサ直列回路を接続し、前記コンデンサ直列回路の中間接続点と、前記ダイオードブリッジ回路の交流入力の一方及び他方との間を、単一または複数の半導体素子からなり、順方向と逆方向の双方向の電流の導通、遮断を制御可能な双方向半導体スイッチを介して各々接続して構成された整流回路であり、前記ダイオード直列回路の一方を構成するダイオードは、一般整流用ダイオードに比べて逆回復時間の短い、いわゆるファーストリカバリダイオードとし、他方のダイオード直列回路を構成するダイオードは、ファーストリカバリダイオードに比べて逆回復時間が長く、かつ順電圧降下の小さい、いわゆる一般整流用ダイオードとし、前記一般整流用ダイオードで構成されたダイオード直列回路の直列接続点に接続された双方向半導体スイッチは前記交流入力電圧の周波数で、前記ファーストリカバリダイオードで構成されたダイオード直列回路の直列接続点に接続された双方向半導体スイッチは前記交流入力電圧の周波数より高い周波数で、各々駆動することを特徴とする整流回路。
2. 前記一般整流用ダイオードの代わりにＭＯＳＦＥＴ（絶縁ゲート電界効果形トランジスタ）を用いたことを特徴とする請求項１に記載の整流回路。
3. 前記ファーストリカバリダイオードの代わりに、ＳｉＣ（炭化珪素）によるショットキーバリアダイオードを用いたことを特徴とする請求項１〜２の何れか１項に記載の整流回路。

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