WO2011048818A1

WO2011048818A1 - 直流電源装置およびこれを用いた電動機駆動用インバータ装置

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Publication number: WO2011048818A1
Application number: PCT/JP2010/006272
Authority: WO
Inventors: 京極　章弘; 川崎　智広; 吉田　泉; 吉朗土山
Original assignee: パナソニック株式会社
Priority date: 2009-10-23
Filing date: 2010-10-22
Publication date: 2011-04-28
Also published as: CN102577067A

Abstract

コモンモードノイズの発生を抑制することができる直流電源装置を提供する。第１のダイオードと第２のダイオードが直列に接続されたアーム、及び、第３のダイオードと第４のダイオードが直列に接続されたアームから構成されるブリッジ整流回路と、第１のダイオードと第２のダイオードの接続点と交流電源との間に接続されたリアクタと、交流電源をリアクタを介して短絡するスイッチング手段とを備えた直流電源装置において、第３のダイオード、第４のダイオードの逆回復時間は、第１のダイオード、第２のダイオードの逆回復時間より長い素子で構成することで、スイッチング手段の開閉動作前後において、リアクタに接続されていない側の交流電源ラインと、直流電源装置の出力との間に接続されているダイオードの両端電圧の変動を抑えることができるので、コモンモードノイズの発生を抑制できる。

Description

直流電源装置およびこれを用いた電動機駆動用インバータ装置

　本発明は、交流電源からの交流電圧を整流して負荷へ直流電圧を供給する直流電源装置およびこれを備えたインバータ装置に関する。

　図１４は、特許文献１に示される従来技術の直流電源装置を示す。図１４における直流電源装置は、交流電源１、リアクタ２、交流電源１とリアクタ２を介して電源短絡電流を流し入力力率改善、高調波電流抑制及び直流電圧を制御するスイッチ素子３、交流電源１を直流に整流する整流器４、整流器４の出力を平滑化する平滑コンデンサ５、負荷６、交流電源１から流れる入力電流を検出する入力電流検出器７、交流電源１の電圧を検出する電源電圧検出器８、負荷６へ出力する出力直流電圧を検出する直流電圧検出器９、及び、制御手段１０から、構成される。制御手段１０は、入力電流検出器７、電源電圧検出器８、及び、直流電圧検出器９の、夫々からの検出信号から、スイッチ素子３を動作させる駆動信号を生成して出力する。

　図１５は、上記従来技術の直流電源装置における各部動作の波形説明図を示す。スイッチ素子３がオフしている場合は単純な全波整流となるが、スイッチ素子３をオンすると、交流電源１－リアクタ２－スイッチ素子３－交流電源１の経由にて短絡電流が流れる。その後、スイッチ素子３をオフすると、リアクタ２は電流を流し続けようとするので、入力電流が流れ続け、整流器４を介して平滑コンデンサ５を充電するように作用する。つまり、電源電圧のゼロ点からＴｄlだけ遅延させた期間の後、スイッチ素子３をＴｏｎ期間オンすると、図１５（ａ）に示すような電流が流れることとなる。

　一方、図１５（ｂ）は、電源半周期に数回程度スイッチ素子を動作した場合の各部動作の波形説明図を示す。スイッチ素子３を複数回スイッチ動作することで、入力電流が滑らかにされ、更に正弦波状に近づくように制御される。これにより、力率改善及び高調波電流低減が実現されている。

特開２００６－３０４５８６号公報

　上記従来の直流電源装置は比較的良好な特性を有する。しかしながら、上記従来の直流電源装置の整流器の回路は、逆回復時間が数μｓ～20μｓ程度の同特性の（例えば、同一の）ダイオードで構成されるのが一般的であり、スイッチ素子３を複数回スイッチ動作する場合、後述するように、スイッチ素子３のオフとオンの切換え時における整流器のダイオードのターンオフ特性に差がないために、リアクタが接続されていない側の交流電源の入力端子と整流器の負の直流出力端間の電圧が変動する傾向にある。

　特に、従来の直流電源装置の回路構成で数ｋＨｚ以上の高周波スイッチング動作を行なう場合、整流器はすべて高速リカバリーダイオードで構成されるのが一般的であるが、スイッチ素子３のオフとオンの切換え時には同様の電圧変動が生じるため、次に説明するように、コモンモードノイズが増大するという問題が生じる。

　コモンモードノイズの原因は、以下に記すようなものである。まず、スイッチング手段（スイッチ素子）がオフの期間（かつ、整流回路中のダイオードを介して電流が直流電源装置の負荷側へと流れている期間）には、リアクタに接続されていない側の交流電源ラインの電位は、電流が流れてオン状態にあるダイオードに接続されている側の直流電源装置の直流出力端の電位（平滑コンデンサの正側または負側の電位）にほぼ等しくなる。これに対し、スイッチング手段（スイッチ素子）がオンの期間には、整流回路を構成するダイオードがすべてオフ状態（逆バイアス状態）となるので、リアクタに接続されていない側の交流電源ラインの電位は、直流電源装置の出力の負側の電位に対してフローティング状態となり、結果として、整流回路を構成するダイオードの逆バイアス時の容量、その他周辺部の浮遊容量のバランスによって定まる電位に変化する。

　ブリッジ整流回路がダイオード４ａ、４ｂ、４ｃ、４ｄで構成され、ダイオード４ａとダイオード４ｂが直列に接続され、ダイオード４ｃとダイオード４ｄが直列に接続され、ダイオード４ａ及びダイオード４ｃが平滑コンデンサの正側の端子に、ダイオード４ｂ及びダイオード４ｄが平滑コンデンサの負側の端子に、夫々接続されるとする。このようなブリッジ整流回路において、スイッチング手段（スイッチ素子）のターンオン時、交流電源からの交流電圧が正の半周期には、ダイオード４ａとダイオード４ｄがオン状態からオフ状態となり、直流電源装置の出力電圧に相当する電圧をダイオード４ａとダイオード４ｄの逆バイアス電圧で分担して平衡状態に至る。また、交流電源からの交流電圧が負の半周期には、ダイオード４ｂとダイオード４ｃがオン状態からオフ状態となり、直流電源装置の出力電圧に相当する電圧をダイオード４ｂとダイオード４ｃの逆バイアス電圧で分担して平衡状態に至ることになる。ここで、ブリッジ整流回路を構成するダイオードが同一のものである場合には、逆バイアス電圧の分担比率がほぼ１：１となり、リアクタに接続されていない側の交流電源のラインの電位は、およそ直流電源装置の出力電圧の１／２の電位に変化する。

　その結果、従来の直流電源装置においては、スイッチング手段（スイッチ素子）のオン・オフの度に、リアクタに接続されていない側の交流電源ラインの電位と直流電源装置の出力側各部との電位差が、スイッチング時間内に変化する。

　一般に、交流電源ラインの電位は、大地に対して安定した電位に設定されていることから、スイッチング手段（スイッチ素子）のオン・オフの度に、交流電源ラインと直流電源装置の出力間の電位差が変化することによって、直流電源装置の出力側の各部の、大地に対する電位が変化することとなり、これがコモンモードノイズの原因となっている（上記電位差の波形については、例えば図１６を参照。）。

　上記のコモンモードノイズは、スイッチング回数が比較的少ない場合においてはさほど問題にはならない。しかしながら、力率や昇圧性能の向上等の目的のためにスイッチング回数を増加させる場合には、コモンモードノイズの増大が大きな問題となる。

　本発明は、上記の従来技術における課題を解決するものであり、簡単な構成にて、コモンモードノイズの増加を抑制することができる高力率かつ低ノイズの直流電源装置を提供することを目的とする。

　本発明は、上記課題を解決するために為されたものである。第１の発明は、第１のダイオードと第２のダイオードが直列に接続されたアーム、及び、第３のダイオードと第４のダイオードが直列に接続されたアームから構成されるブリッジ整流回路と、第１のダイオードと第２のダイオードの接続点と交流電源との間に接続されたリアクタと、交流電源を前記リアクタを介して短絡するスイッチング手段（短絡手段）とを備えた直流電源装置において、第３のダイオード及び第４のダイオードの逆回復時間は、第１のダイオード及び第２のダイオードの逆回復時間より長く設定されており、交流電源の電源電圧の正負いずれか一方の半サイクル間には、リアクタが接続されていない側の交流電源の入力端子とブリッジ整流回路の負の直流出力端間の電圧は０Ｖ相当に保たれ、他の半サイクル間には、直流出力電圧相当に保たれるとしたものである。

　これによって、スイッチング手段のオフとオンの切換え時において、リアクタが接続されていない側の交流電源の入力端子とブリッジ整流回路の負の直流出力端間の電圧の変動は抑えられる。更に、リアクタに接続されていない側の交流電源ラインと直流電源装置の出力間の電圧は、交流電源の電源電圧の半サイクル間には０Ｖ相当、他の半サイクル間には概略直流出力電圧相当に保たれ、リアクタに接続されていない側の交流電源ラインと直流電源装置の出力間における電圧変動は安定状態になる。このことから、コモンモードノイズの発生が抑制され得る。

　第２の発明は、第１のダイオードと第２のダイオードが直列に接続されたアーム、及び、第３のダイオードと第４のダイオードが直列に接続されたアームから構成されるブリッジ整流回路と、第１のダイオードと第２のダイオードの接続点と交流電源との間に接続されたリアクタと、交流電源をリアクタを介して短絡するスイッチング手段とを備えた直流電源装置において、第３のダイオード及び第４のダイオードの逆回復時間は、スイッチング手段のオン幅の最大値より大きく設定されており、第１のダイオード及び第２のダイオードの逆回復時間は、スイッチング手段のオン幅の最小値より小さく設定されている。このことにより、スイッチング手段の開閉動作前後において、リアクタに接続されていない側の交流電源ラインと、直流電源装置の出力との間に接続されているダイオードの両端電圧の変動を抑えることができるので、コモンモードノイズの発生を抑制することができる。

　第３の発明は、第１のダイオードと第２のダイオードが直列に接続されたアーム、及び、第３のダイオードと第４のダイオードが直列に接続されたアームから構成されるブリッジ整流回路と、第１のダイオードと第２のダイオードの接続点と交流電源との間に接続されたリアクタと、交流電源をリアクタを介して短絡するスイッチング手段とを備えた直流電源装置において、第３のダイオード及び第４のダイオードの逆回復時間は、第１のダイオード及び第２のダイオードの逆回復時間とスイッチング手段のターンオン時間との合計より大きく設定されており、第１のダイオード及び第２のダイオードの逆回復時間は、スイッチング手段のオン幅の最小値より小さく設定されている。

　これにより、スイッチング手段の開閉動作前後において、リアクタに接続されていない側の交流電源ラインと、直流電源装置の出力との間に接続されているダイオードの両端電圧の変動を抑えることができるので、コモンモードノイズの発生を抑制することができる。

　第４の発明は、特に、第２または第３の発明において、交流電源の電源電圧の正負いずれか一方の半サイクル間には、リアクタが接続されていない側の交流電源の入力端子とブリッジ整流回路の負の直流出力端間の電圧は０Ｖ相当に保たれ、他の半サイクル間には、直流出力電圧相当に保たれる。このようにすることで、リアクタに接続されていない側の交流電源ラインと直流電源装置の出力間における電圧変動はほぼ安定状態になることから、コモンモードノイズの発生を抑制することができる。

　第５の発明は、第３のダイオード及び第４のダイオードの逆回復時間が、第１のダイオード及び第２のダイオードの逆回復時間の約１０倍以上大きく設定されている。このようにすることで、第１の発明と同様にコモンモードノイズを抑制することができる。

　第６の発明では、第３のダイオードの逆回復時間は、第２のダイオードの逆回復時間と、スイッチング手段のターンオン直後に第１のダイオードと第２のダイオードとの中点電位に生じる減衰振動における減衰時間との和よりも長く設定され、かつ、第４のダイオードの逆回復時間は、第１のダイオードの逆回復時間と、スイッチング手段のターンオン直後に第１のダイオードと第２のダイオードとの中点電位に生じる減衰振動における減衰時間との和よりも長く設定されている。

　これによって、スイッチング手段のターンオン直後に第１のダイオードと第２のダイオードの中点電位に生じる減衰振動が収まるまで、スイッチング手段がターンオンする前に電流が流れていた第４のダイオード（または第３のダイオード）の両端電圧をほぼオン状態の電圧のまま保つことができる。つまり、第４のダイオード（または第３のダイオード）の少数キャリアが減少して第４のダイオード（または第３のダイオード）がオン状態の電圧を保てなくなる時点における上記減衰振動の振幅によって、リアクタに接続されていない側の交流電源と、直流電源装置の出力との間にわずかに生じる電圧変動をも抑制することができる。よって、スイッチング手段による開閉動作の前後において、交流電源と直流電源装置の出力間における電圧変動を生じさせないので、コモンモードノイズをさらに抑制することができる。

　第７の発明は、スイッチング手段を駆動するスイッチング制御部を備え、スイッチング制御部は、１５ｋＨｚ以上のキャリア周波数にてスイッチング手段を駆動し、かつ、第１のダイオードおよび前記第２のダイオードの逆回復時間は、１００ｎｓ以下であり、第３のダイオードおよび前記第４のダイオードの逆回復時間は、１μｓ以上であるとしたものである。

　これによって、第１乃至第４のダイオードに流れる逆回復電流による損失を熱設計可能なレベル以下に抑制しつつ、第１及び第２のダイオードと第３及び第４のダイオードとの間の逆回復時間差を十分に設けて、交流電源と直流電源装置の出力間における電圧変動を生じさせないものにして、コモンモードノイズをさらに抑制することができる。また、人にとってさほど騒音が気に障らない周波数領域まで周波数を高くしてスイッチング回数を増加させることで、リアクタからの騒音を実質的に軽減しつつ細やかなスイッチング動作によって入力電流をより正弦波に近い波形に制御できるので、さらに高い力率を得ることができる。また、１５ｋＨｚ以上の高いキャリア周波数にて、多数のスイッチングによって分散して昇圧動作を行うため、１回のスイッチングにおける短絡期間が短くなり、デューティ比を大きくしても、入力電流リプルの増加によって力率を低下させるおそれが少ないことから、昇圧動作を行うトータルの短絡期間を大きくとることが可能となるので、より高い昇圧性能を得ることが可能となる。

　第８の発明は、第３のダイオード及び第４のダイオードが一般整流用ダイオードで構成される。特に、第３のダイオードと第４のダイオードを逆回復時間数μs程度の一般整流用ダイオードで構成することで、第１～第４の発明と同様の効果を得るとともに、第３のダイオードと第４のダイオードを廉価で構成できる。

　第９の発明は、特に、第１乃至第８の発明において、高い透磁率を示す珪素鋼板（電磁鋼板）のコアを有するリアクタを用いることで、同一体積において、より大きなインダクタンス値を得ることができ、これにより、交流電源への高周波ノイズの伝導をさらに抑制することができるものである。

　第１０の発明は、電動機駆動用インバータ装置において、第１乃至第９のいずれかの発明の直流電源装置と、直流電源装置からの直流出力電圧を所定の交流電圧に変換するインバータ回路と、インバータ回路の駆動を制御するインバータ制御部を備える。このような電動機駆動用インバータ装置は、直流電源装置部において高い電力変換効率が得られるとともに、インバータを駆動するのに必要な直流電圧を得るための昇圧動作に伴うスイッチング動作時におけるコモンノードノイズの発生を抑制することができる。

　本発明に係る直流電源装置は、スイッチング手段（短絡手段）の短絡・開放時において、交流電源と直流電源装置の出力間の電位差変動を抑えることで、コモンモードノイズを抑制することができる。

本発明の実施の形態１に係る直流電源装置の構成図交流電源の電圧が正の半周期間にあるときの、本発明の実施の形態１のスイッチング手段がオン時の入力電流経路を示す図（図２(ａ））と、交流電源の電圧が正の半周期間にあるときの、本発明の実施の形態１のスイッチング手段がオフ時の入力電流経路を示す図（図２（ｂ））本発明の実施の形態１における入力電流の波形図本発明の実施の形態１における各部動作の波形説明図本発明の実施の形態１における実動作上における波形図本発明の実施の形態３に係る直流電源装置の構成図本発明の実施の形態３におけるスイッチング手段の構成の一例を示す図（図７（ａ））と、スイッチング手段の別例を示す図（図７（ｂ））本発明の実施の形態３における電圧位相検出部の構成の一例を示す図（図８（ａ））と、電圧位相検出部の出力信号を示す図（図８（ｂ））。本発明の実施の形態３における各部の波形の一例を示す図であって、入力電流を示す図（図９（ａ））と、ダイオード４ｂのカソード電位を示す図（図９（ｂ））と、ダイオード４ｄのカソード電位を示す図（図９（ｃ））。本発明の実施の形態３のスイッチング手段のターンオン時におけるダイオード４ａの逆バイアス電圧波形の一例を示す図（交流電源の電圧が正の半周期間の場合）本発明の実施の形態４における直流電源装置の構成図本発明の実施の形態４における各部の波形の一例を示す図であって、入力電流を示す図（図１２（ａ））と、ダイオード４ｄのカソード電位を示す図（図１２（ｂ））。本発明の実施の形態５における電動機駆動用インバータ装置の構成図従来の直流電源装置の一例に係る構成図従来の直流電源装置の一例に係る各部動作の波形説明図（（ａ）、（ｂ））従来の直流電源装置の一例に係る各部動作波形（（ａ）、（ｂ））

　以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、これらの実施の形態によって本発明が限定されるものではない。

　（実施の形態１）
　図１は、本発明の実施の形態１に係る直流電源装置を示す構成図である。図１において、交流電源１の出力端からリアクタ２を経由してダイオード４ａ、ダイオード４ｂ、ダイオード４ｃ、ダイオード４ｄから構成されるブリッジ整流回路に入力される。ブリッジ整流回路の出力には平滑コンデンサ５、負荷６が接続されている。また、交流電源１の出力端からリアクタ２を介して交流電源１を短絡するスイッチング手段３が接続されている。更に、図１に示す直流電源装置は、スイッチング手段３を動作させる駆動信号を生成する昇圧回路制御部１０を備えている。昇圧回路制御部１０は、交流電源１から流れる入力電流を検出する入力電流検出器７、交流電源１の電圧を検出する電源電圧検出器８、及び、直流出力電圧を検出する直流電圧検出器９の、夫々からの検出信号に基づいてスイッチング手段３を動作させる駆動信号を生成する。

　図３は、本実施の形態１の直流電源装置における波形例を示す図である。昇圧回路制御部１０は、電源電圧検出器８によって検出される交流電圧のゼロクロス点の時刻とゼロクロス点からの経過時間によって、スイッチング手段３をオンするタイミング（電圧位相）を推定し、得られた電圧位相に基づいて交流電源１の電源半周期毎にスイッチング手段３を複数回スイッチング動作する。

　具体的には、昇圧回路制御部１０は、交流電源１の電源半周期毎に、平滑コンデンサ５の電圧をフィードバックしながら、予め短絡を開始する交流電圧位相の定められた複数の短絡パルスの短絡期間を調整することによって、負荷６へ供給される直流電圧を負荷に応じて必要な所望の電圧に制御しつつ、図３に示すような入力電流を得ることで、入力電流の通電幅を拡大し、高い力率を得ることができる。

　以上の構成において、図１の回路動作を説明する。整流回路では電源電圧が正である半サイクルと負である半サイクルで動作モードが変化する。

　図２（ａ）は、交流電源１の交流電圧が正である半周期間における、本実施の形態１の直流電源装置の入力電流経路を示す図である。

　図２（ａ）に示すように、スイッチング手段３がオンの場合には、交流電源１からの入力電流は、リアクタ２とスイッチング手段３のみを流れて交流電源１に戻るため、ダイオード４ａから４ｄはすべてオフ状態となる。また、図２（ｂ）に示すように、スイッチング手段３がオフの場合には、ダイオード４ａおよびダイオード４ｄがオン状態、ダイオード４ｂおよびダイオード４ｃがオフ状態となる。

　図２（ｂ）（ａ）から明らかなように、一般に、スイッチング手段３がターンオンする際には、ダイオード４ａおよびダイオード４ｄは、ともにオン状態からオフ状態へと移行する。従来の直流電源装置（図１４）においては、１周期間の実動作波形（図１６（ａ））、交流電源１の交流電圧が正の半周期間における拡大図（図１６（ｂ））に示すように、ダイオード４ａおよびダイオード４ｄは、ともに逆バイアス電圧が印加された状態となって、直流電源装置の負側の出力端子から見たダイオード４ｄのカソード電位、すなわち（リアクタに接続されていない側の）交流電源１の電位は、スイッチング手段３の開閉の度に大きく変動してしまう。

　ここで本実施の形態１に係る直流電源装置では、ダイオード４ｄとして、ダイオード４ａよりも逆回復時間が大きいものを配置する。

　スイッチング手段３がオフ時は、交流電源１－リアクタ２－ダイオード４ａ－平滑コンデンサ５－ダイオード４ｄ－交流電源１の経由で平滑コンデンサ５に充電電流が流れる。この場合は、ダイオード４ｄは導通状態なので図２（ａ）のａ点はｂ点と同電位になる。次に、スイッチング手段３がオンの時は、交流電源１－リアクタ２－スイッチング手段３－交流電源１の経由で短絡電流が流れる。ここで、ダイオード４ａがオフ状態に移行した際に、ダイオード４ｄはダイオード４ａより逆回復時間が長い分だけ導通状態が維持され、ダイオード４ｄには逆バイアスの電圧が印加されずに、図２（ａ）のａ点とｂ点は同電位を維持することになる。

　また、ダイオード４ｄを、スイッチング手段３のオン幅より大きい逆回復時間を有するダイオードにて構成すると、スイッチング手段３のターンオン時において、スイッチング手段３のオン期間中は過剰キャリアが残っている状態が保たれる。つまり、通電が可能な状態が維持され、両端電圧は上昇しない。これによって、スイッチング手段３のターンオンの際、ダイオード４ｄは、スイッチング手段３のオン状態となる前の、ほぼ導通状態の電位差が保たれることとなる。一方、ダイオード４ａを、スイッチング手段３のオン幅より小さい逆回復時間を有するダイオードにて構成すると、ダイオード４ａが先にオフし、ダイオード４ａのみ逆バイアス電圧が掛かる状態となる。ここでのダイオード４ｄは、逆回復時間がスイッチング手段３のオン幅の最大値より大きいもので構成される。そうすると、常時スイッチング手段３のオン幅より大きいことになり、１周期に渡って、上述のダイオード４ａとダイオード４ｄの関係が成り立つことになる。

　上記のような各構成にすることで、本実施の形態１に係る直流電源装置においては、ダイオード４ａの両端電圧は、図４に示すように、スイッチング手段３の開閉の度に、ほぼ直流電源装置の出力電圧（直流電圧）に等しい振幅で変動するのに対し、ダイオード４ｄの両端電圧は、スイッチング手段３の開閉の前後においてほとんど変動しない。すなわち、直流電源装置の出力の負側から見たダイオード４ｄのカソード電位は、スイッチング手段３の開閉の前後においてほとんど変動しないので、従来の直流電源装置に比べてコモンモードノイズの発生量を低減することが可能である。

　実際には、ダイオード４ｄの両端電圧の変動が直流電源装置の出力電圧（直流電圧）の約５０％未満であるならば、コモンモードノイズの発生量を低減する効果が見込める。例えば、ダイオード４ａの両端電圧が約３００Ｖ程度の振幅で変動しているのに対して、ダイオード４ｄの両端電圧が約３０Ｖ未満の変動で収まっていれば、発生ノイズのＬＩＳＮ（雑音端子電圧）のレベルは、約１０ｄＢ程度低くなっていることが確認できている。さらに、交流電源１の交流電圧の１周期間における、本実施の形態１に係る直流電源装置の実波形を示す図５（ａ）、及び交流電源１の交流電圧の正の半周期の一部の拡大図を示す図５（ｂ）のように、ダイオード４ｄの両端電圧の変動を限りなく０Ｖに近づければ近づけるほど、直流電源装置の出力の負側から見たダイオード４ｄのカソード電位の安定度は向上するので、コモンモードノイズの発生量を低減する効果は大きくなる。

　また、本実施の形態１における直流電源装置では、ダイオード４ｂの逆回復時間とダイオード４ｃの逆回復時間の関係は、ダイオード４ａの逆回復時間とダイオード４ｄの逆回復時間の関係と同様に設定されている。よって上記の内容は、図２（ｂ）に示すような交流電源１の負の半周期においても同様に成立する。

　つまり、本実施の形態１における直流電源装置においては、スイッチング手段３がオフしておりダイオード４ａ、４ｄ（交流電源の交流電圧が負の半周期の場合は、ダイオード４ｂ、４ｃ）を介して負荷側へ電流が流れている状態から、スイッチング手段３がターンオンする状態に移った後、ダイオード４ａ（又はダイオード４ｂ）がダイオード４ｄ（又はダイオード４ｃ）よりも先にオフする。すると、直流電源装置の出力電圧をダイオード４ａ（又はダイオード４ｂ）のみが担う状態となり、ダイオード４ａ（又はダイオード４ｂ）の逆バイアス電圧のみが上昇してやがて出力電圧にほぼ等しい電圧に達する。ダイオード４ｄ（又はダイオード４ｃ）の逆回復時間はスイッチング手段３のオン幅より大きい。よって、スイッチング手段３のオン期間中は、ダイオード４ｄ（又はダイオード４ｃ）の過剰キャリアが完全に消滅することはなく、ダイオード４ｄ（又はダイオード４ｃ）では通電が可能な状態が維持される。そのため、ダイオード４ａ（又はダイオード４ｂ）の逆バイアス電圧が出力電圧にほぼ等しい電圧に達した後も、ダイオード４ｄ（又はダイオード４ｃ）の両端電圧は上昇することはなく、ターンオンする前の状態の電圧を維持する。その結果、本実施の形態１に係る直流電源装置は、スイッチング手段３の開閉動作前後において、リアクタ２に接続されていない側の交流電源ラインと、直流電源装置の出力との間に接続されているダイオードの両端電圧の変動を概略０Ｖに抑制することができる。

　また、スイッチング手段３がオフからオンに切換わった際に、ダイオード４ａ及びダイオード４ｂのターンオフ時にダイオード４ａ及びダイオード４ｂの両端電圧間に生じる電圧変動が十分に無くなるまでに相当する時間が、逆回復時間として設定されているダイオードにより、ダイオード４ｃ、４ｄを構成すれば、ダイオード４ｄ及びダイオード４ｃの両端電圧の安定化を図ることができる。具体的には、ダイオード４ｃ、４ｄの逆回復時間がダイオード４ａ、４ｂの逆回復時間の約１０倍以上になるようにダイオード４ａ、４ｂ、４ｃ、４ｄの選定を行う。そうすることで、正の半サイクル間では、ダイオード４ｄの両端電圧は直流出力電圧の約５％以下に安定化でき、更に負の半サイクル間では、ダイオード４ｄの両端電圧は直流出力電圧相当の電圧に安定化できる。このように、上述の例とほぼ同等のコモンモードノイズ抑制効果が得られる。

　さらに、ダイオード４ａ、４ｂに比べてダイオード４ｃ、４ｄの方の逆回復時間を夫々長くするためには、ダイオード４ｃ、４ｄを逆回復時間が１０～２０μｓ程度である一般整流用ダイオードで構成すればよい。このように、一般整流用ダイオードを用いることで、直流電源装置をよりコンパクトにかつ廉価に構成することができる。

　一方、正の半サイクルと負の半サイクルの切換わりの際、特に交流電源１の入力電流が低い場合は、数キャリア分経過してからダイオード４ｄの両端電圧が安定化する傾向が確認できることもある。

　以上のように、本実施の形態１に係る直流電源装置は、スイッチング手段３の開閉時に従来の直流電源装置において見られる、交流電源１と直流電源装置の出力間における電位差の急峻な変動を抑制することができる。従って、交流電源１と直流電源装置の出力間には、従来の直流電源装置においてコモンモードノイズの発生原因になっていた、図１６に示すような、スイッチング動作に同期した比較的高い周波数成分を有する電圧変動が生じない。

　従って、本実施の形態１に係る直流電源装置は、たとえスイッチング回数を増加させても、従来の直流電源装置に比べてコモンモードノイズの発生を大幅に抑制することができ、高力率かつ低ノイズの直流電源装置を実現することができる。

　さらに、本実施の形態１に係る直流電源装置のスイッチング手段の駆動信号は、図３に示すような駆動信号（一般的なＰＷＭ信号）に限られるものではなく、それ以外の任意に設定されるスイッチング方式でスイッチング手段３を制御しても、本実施の形態１と同様の効果を得ることができる。

（実施の形態２）
　本発明の実施の形態２に係る直流電源装置は、図１に示す実施の形態１に係る直流電源装置と同様の構成において、ダイオード４ｄ（及びダイオードｃ）の逆回復時間が、ダイオード４ａ（及びダイオード４ｂ）の逆回復時間とスイッチング手段３のターンオン時間との合計より大きく、ダイオード４ａ（及びダイオード４ｂ）の逆回復時間が、スイッチング手段のオン幅の最小値より小さい、４つのダイオードで構成されるものである。

　本実施の形態２に係る直流電源装置では、ダイオード４ａの逆回復時間がスイッチング手段３のオン幅の最小値より小さく、ダイオード４ｄの逆回復時間がダイオード４ａの逆回復時間とスイッチング手段３のターンオン時間との合計値より大きいことから、スイッチング手段３のターンオンの際に、ダイオード４ａは先にオフし、ダイオード４ｄは、スイッチング手段３がオン状態となる前の、ほぼ導通状態の電位差のまま保たれる。つまり、ダイオード４ａとダイオード４ｄの両端電圧は、図４に示すような波形と同様の傾向になる。よって、直流電源装置の出力の負側から見たダイオード４ｄのカソード電位は、スイッチング手段３の開閉の前後においてほとんど変動しないので、実施の形態１に係る直流電源装置と同じように、コモンモードノイズの発生量を低減することが可能である。

　実施の形態１に係る直流電源装置では、ダイオード４ｄの逆回復時間は、スイッチング手段３のオン幅の最大値、即ち、一律の値より大きくなるように設定されているので、約１００ｋＨｚ程度のキャリア周波数での動作においてコモンモードノイズの抑制効果が得られる。これに対して、本実施の形態２に係る直流電源装置では、ダイオード４ａの逆回復時間とスイッチング手段３のターンオン時間との合計からダイオード４ｄの逆回復時間が設定されるので、数十ｋＨｚ程度のキャリア周波数での動作においてもコモンモードノイズの抑制効果が得られる。

　また、ダイオード４ｃ、４ｄには廉価な一般整流用ダイオードを用いることができる。一般整流用ダイオードの逆回復時間は１０～２０μｓ程度であるので、コモンモードノイズの抑制効果が得られるだけの逆回復時間を確保することができるだけでなく、同時に、一般に高速ダイオードに比べて低い順方向電圧を利用することによって、ダイオード４ａ、４ｂ、４ｃ、４ｄで構成されるブリッジ整流回路における回路損失を低減することができる。よって、より廉価で且つ高効率の直流電源装置を得ることができる。

　さらに、本実施の形態２に係る直流電源装置において、珪素鋼板のコアを用いたリアクタ２を用いる場合には、一般にダスト系のコアに比べて同一体積で５～１０倍以上のインダクタンスが得られることから、入力電流のリードノイズの発生を低減すること、及び、発生したノイズの電源ラインへの伝導をさらに抑制することが可能となる。

　（実施の形態３）
　図６は、本発明の実施の形態３に係る直流電源装置の構成を示す図である。

　図６に示すように、本実施の形態３に係る直流電源装置は、交流電源１からの交流電圧を整流するブリッジ整流回路４と、交流電源１とブリッジ整流回路４の交流入力端の一端との間に接続されたリアクタ２と、ブリッジ整流回路４の交流入力側に接続されて、リアクタ２を介して交流電源１を短絡・開放する双方向性のスイッチング手段３と、ブリッジ整流回路４の直流出力端に接続された平滑コンデンサ５とを備えている。

　さらに、実施の形態３に係る直流電源装置は、交流電源１の交流電圧位相を検出する電圧位相検出部１８とスイッチング手段３を駆動するスイッチング制御部１０ａとを備える。スイッチング制御部１０ａは、電圧位相検出部１８によって得られる交流電圧位相に同期したタイミングにて、交流電源１の電源半周期間に少なくとも２回以上スイッチング手段３を駆動することによって、交流電源１の交流電圧を昇圧して直流電圧に変換し、負荷６へ供給する。

　本実施の形態３に係る直流電源装置は、ブリッジ整流回路４を構成するダイオード（４ａ、４ｂ、４ｃ、４ｄ）のうち、リアクタ２に接続されていない側の交流入力端にアノードが接続されたダイオード４ｃを、リアクタに接続されている側の交流入力端にカソードが接続されたダイオード４ｂに比べて逆回復時間の大きいダイオードで構成し、リアクタに接続されていない側の交流入力端にカソードが接続されたダイオード４ｄを、リアクタに接続されている側の交流入力端にアノードが接続されたダイオード４ａに比べて逆回復時間の大きいダイオードで構成する。ダイオード４ｃとダイオード４ｄの逆回復時間の大きさの程度については後で説明する。

　以下、各部の詳細について記載する。図７は、スイッチング手段３の構成例を示す図である。

　スイッチング手段３は、双方向性のものであればよく、例えば、図７（ａ）に示すように、一般整流用のダイオードブリッジ３ａとＩＧＢＴ３ｂ（もしくはＭＯＳＦＥＴ）とで構成することで廉価なものとすることができる。また、図７（ｂ）のように、２石のＭＯＳＦＥＴ３ｃ、３ｄにて構成することにより、スイッチング手段３に流れる電流が小さい場合におけるオン時の損失を小さくすることで、軽負荷時の効率を高めることもできる。

　次に、電圧位相検出部１８の構成例を図８に示す。図８（ａ）に示すように、電圧位相検出部１８は、フォトカプラ１８ｄと抵抗（１８ｂ、１８、１８ｅ）、ダイオード１８ａによって構成することができる。このように構成される回路は、交流電源１のゼロクロス点を検出し、検出されたゼロクロス点からの時間によって交流電源１の電圧位相を推定するものである。図８（ａ）のように電圧位相検出部１８を構成することで直流電源装置を廉価に製造できる。なお図８（ｂ）は、電圧位相検出部１８の出力信号を示している。電圧位相検出部１８は、電圧検出用のトランス（ＰＴ）によって構成することもできる。

　図９は、本実施の形態３に係る直流電源装置における各部の波形例を示す図である。

　スイッチング制御部１０ａは、電圧位相検出部１８によって検出される交流電圧のゼロクロス点の時刻とゼロクロス点からの経過時間によって、スイッチング手段３をオンするタイミング（電圧位相）を推定し、得られた電圧位相に基づいて交流電源１の電源半周期毎にスイッチング手段３を複数回スイッチング動作させる。

　具体的には、スイッチング制御部１０ａは、交流電源１の電源半周期毎に、平滑コンデンサ５の電圧をフィードバックしながら、予め短絡を開始する交流電圧位相の定められた複数個（５個）の短絡パルスの短絡期間を調整する。このことによって、負荷６へ供給される直流電圧を、負荷に応じて必要な所望の電圧に制御しつつ、図９（ａ）に示すような入力電流を得ることで、入力電流の通電幅を拡大し、高い力率を得ることができる。

　実施の形態１において図２（ａ）（ｂ）を用いて説明したように、一般に、スイッチング手段３がターンオンする際には、ダイオード４ａおよびダイオード４ｄは、ともにオン状態からオフ状態へと移行するため、ダイオード４ａとダイオード４ｄは、ともに逆バイアス電圧が印加された状態となって、直流電源装置の負側の出力端子から見たダイオード４ｄのカソード電位、即ち（リアクタ２に接続されていない側の）交流電源１の電位は、スイッチング手段３の開閉の度に大きく変動してしまう。

　しかしながら、本実施の形態３に係る直流電源装置におけるダイオード４ｄも、ダイオード４ａに比べて十分に逆回復時間が大きいダイオードにて構成されていることから、スイッチング手段３のターンオン時において、ダイオード４ｄ内に蓄積されていた過剰キャリアが完全に消滅しないうちに、先にダイオード４ａがオフし、ダイオード４ａにのみ逆バイアス電圧がかかる状態となる。その後、ダイオード４ａの逆バイアス電圧は、ダイオード４ａ自体の静電容量や、パターンその他の浮遊インダクタンス、抵抗成分によって減衰振動を伴い、ほぼ直流電源装置の出力電圧に等しい電圧へと収束する。

　図１０は、上記のスイッチング手段３のターンオン時におけるダイオード４ａの逆バイアス電圧波形の一例を示す図である。本実施の形態３における直流電源装置におけるダイオード４ｄは、ダイオード４ａの逆回復時間と、ダイオード４ａ、４ｂの中点電位における減衰振動すなわち、上記ダイオード４ａの逆バイアス電圧における減衰振動の減衰が実質的に完了するまでの減衰時間（ダイオード４ａにかかる逆バイアス電圧の減衰振動の振幅が、収束電圧に対するオーバーシュート量のおよそ１／１０程度になるまでの時間）との和よりも大きい逆回復時間を有するダイオードにて構成されている。

　このことによって、スイッチング手段３のターンオンの際、ダイオード４ｄは、スイッチング手段３がオン状態となる前の、ほぼ導通状態の電位差のまま保たれる。その結果、本実施の形態３に係る直流電源装置においては、直流電源装置の出力の負側から見たダイオード４ｂのカソード電位（ダイオード４ａのアノード電位）は、図９（ｂ）に示すように、スイッチング手段３の開閉の度に、ほぼ直流電源装置の出力電圧（直流電圧）に等しい振幅で変動するのに対し、直流電源装置の出力の負側から見たダイオード４ｄのカソード電位は、図９（ｃ）に示すように、スイッチング手段３の開閉の前後においてほとんど変動しない。

　なお、上記ダイオード４ａの逆バイアス電圧における減衰振動が収束するまでの時間に比べて、ダイオード４ｄの逆回復時間が短い場合には、従来の直流電源装置と同様に、交流電源１の交流電圧の絶対値と平滑コンデンサ５の直流電圧との差に相当する電圧を、ダイオード４ａとダイオード４ｄの逆バイアス電圧で分担することになるが、ダイオード４ｄの逆回復時間がダイオード４ａの逆回復時間よりも十分長ければ、減衰振動の収束時における逆バイアス電圧の分担比は、ダイオード４ｄに比べてダイオード４ａの方が大きくなる。

　したがって、ダイオード４ｄの逆回復時間がダイオード４ａの逆回復時間よりも長く、ダイオード４ｄの逆回復時間が、スイッチング手段３のターンオン直後にダイオード４ａに掛かる逆バイアス電圧の減衰振動の振幅が収束電圧に対するオーバーシュート量の１／２以下になるまでの時間程度である場合においても、スイッチング手段３のターンオン時におけるダイオード４ｄの逆バイアス電圧、すなわち、交流電源１と直流電源装置間の電圧変動を小さくすることができるので、従来の直流電源装置に比べてコモンモードノイズの発生量を低減することが可能である。

　また、本実施の形態３に係る直流電源装置では、ダイオード４ｂの逆回復時間とダイオード４ｃの逆回復時間の関係は、ダイオード４ａの逆回復時間とダイオード４ｄの逆回復時間の関係と同様に設定されている。よって上述の内容は、交流電源１の負の半周期においても同様に成立する。

　以上のように、本実施の形態３に係る直流電源装置は、スイッチング手段３の開閉時に従来の直流電源装置において見られる、交流電源１と直流電源装置の出力間における電位差の急峻な変動を抑制することができるので、交流電源１と直流電源装置の出力間には、従来の電源装置においてコモンモードノイズの発生原因となっていた、スイッチング動作に同期した比較的高い周波数成分を有する電圧変動を生じない。

　したがって、本実施の形態３に係る直流電源装置は、スイッチング回数を増加させても、従来の直流電源装置に比べてコモンモードノイズの発生を大幅に抑制することができ、高力率かつ低ノイズの直流電源装置を実現することができる。

　（実施の形態４）
　図１１は、本発明の実施の形態４に係る直流電源装置の構成を示す図である。

　図１１に示すように、本実施の形態４に係る直流電源装置は、実施の形態３に係る構成に加えて、リアクタ２に流れる入力電流を検出する入力電流検出部７を備える。

　リアクタ２に接続された側のダイオード４ａ及びダイオード４ｂは、逆回復時間ｔｒｒが３０～１００ｎｓ程度の高速ダイオード（ファーストリカバリダイオード）で構成されている。リアクタ３に接続されていない側のダイオード４ｃ及びダイオード４ｄは、逆回復時間が１０～２０μｓ程度の一般整流用ダイオードで構成されている。

　図１２は、本実施の形態４に係る各部の波形例を示す図である。

　本実施の形態４に係る直流電源装置のスイッチング制御部１０ｂは、１５ｋＨｚ以上のキャリア周波数によるＰＷＭ制御によってスイッチング素子３の開閉を駆動する。このとき、スイッチング制御部１０ｂは、入力電流検出部７により検出される交流電源１からの入力電流が、スイッチング制御部１０ｂにて演算されて得られる正弦波状の指令電流値と等しくなるように、フィードバック制御を行なう。このフィードバック制御により、交流電源１からの入力電流は、図１２（ａ）に示すような波形にされる。

　上記指令電流値は、その正弦波の振幅を、直流電圧検出部９により検出される負荷６への供給電圧（直流電圧）が負荷６に応じて予め設定されている所望の電圧と等しくなるように、スイッチング制御部１０ｂによる電圧フィードバックによって調整される。

　本実施の形態４に係る直流電源装置においても、リアクタ２に接続されていないダイオード４ｃ、４ｄは、実施の形態３と同様に、リアクタ２に接続されたダイオード４ａ、４ｂに比べて十分に逆回復時間の大きいダイオードが用いられている。さらに、ダイオード４ｃ、４ｄは、スイッチング手段３のターンオン直後に、ダイオードの容量、パターン等のインダクタンス、及び抵抗成分によって生じる、ダイオード４ａ及びダイオード４ｂの中点電位に見られる減衰振動現象における減衰時間とダイオード４ａ、４ｂの逆回復時間の和よりも大きな逆回復時間を有する。このことから、実施の形態３と同様に、スイッチング手段３の開閉時において、ダイオード４ｄのカソード電位、即ち、（リアクタ２に接続されていない側の）交流電源１と直流電源装置間の電圧は、開閉時における急峻な変動が抑制される。よって、交流電源１と直流電源装置間の電圧は、ほぼ交流電源１の電源半周期ごとに、直流電源装置の出力電圧に等しい直流電圧と０Ｖ（ボルト）の間を行き来する、図１２（ｂ）に示すような波形となる。

　本実施の形態４に係る直流電源装置では、スイッチング回数が実施の形態３に比べて１～２桁も多くなるため、ノイズの抑制効果は、より顕著になる。

　なお、一般的なプリント基板への実装環境においては、ダイオード４ｃおよびダイオード４ｄの逆回復時間を、ダイオード４ａおよびダイオード４ｂの逆回復時間よりも１桁程度大きな値とすれば、上記の効果は得られる。従って、ＰＷＭ制御におけるキャリア周波数から、整流回路の逆回復電流による損失を考慮してダイオード４ａ、４ｂに３０ｎｓ～１００ｎｓの高速ダイオードを用いた場合、ダイオード４ｃ、４ｄには、逆回復時間が１μｓ以上のダイオードを使用すればよい。

　また、オフ時におけるダイオードは、等価的にコンデンサで表すことができるので、ダイオード４ａ、４ｂとダイオード４ｃ、４ｄの逆回復時間差を十分に確保できない場合には、ダイオード４ｃおよびダイオード４ｄに並列に小容量のコンデンサを接続しても同様の効果を得ることができる。

　以上のように、本実施の形態４に係る直流電源装置は、コモンモードノイズの発生を抑制する。更に、本実施の形態４に係る直流電源装置は、人にとってさほど騒音が気に障らない周波数領域まで周波数を高くしてスイッチング回数を増加させることで、リアクタからの騒音を実質的に軽減しつつ細やかなスイッチング動作を実現でき、加えて、入力電流をより正弦波に近い波形にするように制御できる。よって、低ノイズにて、実施の形態３に係る直流電源装置に比べてより高い力率を得ることができる。

　また、本実施の形態４の直流電源装置において、１回のスイッチングあたりの短絡期間は、キャリア周期とデューティ比との積で表されることから、デューティ比が大きくなっても、１回の短絡期間は、原理上、キャリア周期以下の値に制限される。そして、１回の短絡期間における入力電流の増加量は、交流電源１の瞬時電圧とリアクタ２のインダクタンス値の比で算出される電流変化率と短絡期間との積によって定まるので、１５ｋＨｚ以上の高いキャリア周波数にて制御される本実施の形態４に係る直流電源装置においては、高い昇圧率を確保するためにデューティ比が大きくなっても電流リプルの増加は限定的となる。

　したがって、デューティ比を大きくしても、入力電流におけるキャリア周波数の電流成分が増加することや、基本波成分の含有率が低下することによって力率を低下させることが生じるおそれが少ないことから、力率や高調波への影響を考慮した場合、実施の形態３の直流電源装置に比べて、昇圧動作を行うトータルの短絡期間を大きくとることが可能となるので、より高い昇圧性能を得ることが可能となる。

　なお、ダイオード４ｃ、４ｄに廉価な一般整流用ダイオードを用いることで、ダイオード４ａ、４ｂとダイオード４ｃ、４ｄ間の逆回復時間の差を十分に確保することができるだけでなく、同時に、高速ダイオードに比べて低い順方向電圧を利用することによって、ブリッジ整流回路４における回路損失を低減することができる。よって、より廉価で、かつ高効率の直流電源装置を得ることができる。

　さらに、本実施の形態４に係る直流電源装置において、珪素鋼鈑のコアを用いたリアクタ２を用いた場合には、一般にダスト系のコアに比べて同一体積で５～１０倍以上のインダクタンスが得られることから、入力電流のリプル電流の低減効果が得られる。よって、コモンモードノイズの発生の抑制のみならず、ノーマルモードノイズの発生低減、及び、発生したノイズの電源ラインへの伝導の更なる抑制を実現できる。

　（実施の形態５）
　図１３は、本発明の実施の形態５に係る電動機駆動用インバータ装置を示す構成図である。図１３に示す電動機駆動用インバータ装置は、直流電源装置として、本発明の実施の形態１乃至４のいずれかに係る直流電源装置を組み込んでいる。

　つまり、図１３に示す電動機駆動用インバータ装置では、交流電源１の出力端からの交流電流は、リアクタ２を経由してダイオード４ａ、ダイオード４ｂ、ダイオード４ｃ、ダイオード４ｄから構成されるブリッジ整流回路４に入力される。ブリッジ整流回路４の出力には平滑コンデンサ５、及びインバータ回路６が接続されている。インバータ回路６には電動機２０とインバータ回路６の駆動信号を生成するインバータ制御部１１が接続されている。インバータ制御部１１には電動機２０を流れる電流を検出する電動機電流検出器１２が接続されている。

　実施の形態５に係る電動機駆動用インバータ装置には、交流電源１の出力端からリアクタ２を介して交流電源１を短絡するスイッチング手段３が接続されている。更に、電動機駆動用インバータ装置は、交流電源１から流れる入力電流を検出する入力電流検出器７、交流電源１の電圧を検出する電源電圧検出器８、直流出力電圧を検出する直流電圧検出器９、及び、昇圧回路制御部１０を備える。昇圧回路制御部１０は、入力電流検出器７、電源電圧検出器８、及び、直流電圧検出器９の、夫々からの検出信号に基づいて、スイッチング手段３を動作させるための駆動信号を生成する。

　また、インバータ制御部１１は、電動機２０を流れる電流情報に基づいてＰＷＭ制御御によってインバータ回路６を制御し、直流電圧を任意の周波数の交流電圧に変換してモータ（電動機）２０に供給することでモータの回転制御を行っている。また、昇圧回路制御部１０におけるスイッチング手段３への駆動には、ＰＷＭ制御やＰＡＭ制御が用いられている。

　本実施の形態５に係る電動機駆動用インバータ装置は、直流電源装置として、上述の実施の形態１乃至４のいずれかに係る直流電源装置を組み込んでいるため、スイッチング手段３の短絡・開放時において、交流電源と電源回路の直流出力間の電位差変動が生じなくなる。このことにより、スイッチング回数を増加させ昇圧能力を上げた場合においてもコモンモードノイズを抑制することができ、損失の増加を招くことなく電動機の駆動範囲を拡大することができる。

　なお、特に、本電動機駆動用インバータ装置の適用先として空気調和装置を考えた場合、空気調和装置に搭載される圧縮機に用いられる電動機駆動用インバータ装置に要求される仕様は、軽負荷から重負荷まで対応できる広い出力範囲と空気調和装置の駆動時間の大半を占める軽負荷時の効率の良さである。これら要求に対して本動機駆動用インバータ装置は、要件を満たしているため、搭載する電源としては最適のものとなる。

　以上のように、本発明にかかる電動機駆動用インバータ装置は、小型・軽量な構成にて、コモンモードノイズを抑制でき、低損失で昇圧能力が高いことから、空気調和器や冷蔵庫をはじめ、電動機を装備する多くの電化製品の電動機駆動用インバータ装置として適用できる。

　以上のように、本発明に係る直流電源装置は、小型・軽量な構成であり、更に、コモンモードノイズが発生しにくい直流電源装置である。よって、それらは、空気調和器や冷蔵庫をはじめ、洗濯機などの電化製品の直流電源装置として利用できる。

１・・・交流電源、
２・・・リアクタ、
３・・・スイッチング手段、
４ａ・・・第１のダイオード、
４ｂ・・・第２のダイオード、
４ｃ・・・第３のダイオード、
４ｄ・・・第４のダイオード、
５・・・平滑コンデンサ、
６・・・負荷（インバータ回路）、
７・・・入力電流検出器、
８・・・電源電圧検出器、
９・・・直流電圧検出器、
１０・・・昇圧回路制御部、
１０ａ・・・スイッチング制御部、
１０ｂ・・・スイッチング制御部、
１１・・・インバータ制御部、
１２・・・電動機電流検出器、
１８・・・電圧位相検出部、
２０・・・電動機。

Claims

　第１のダイオードと第２のダイオードが直列に接続されたアーム、及び、第３のダイオードと第４のダイオードが直列に接続されたアームから構成されるブリッジ整流回路と、上記第１のダイオードと上記第２のダイオードの接続点と交流電源との間に接続されたリアクタと、上記交流電源を上記リアクタを介して短絡するスイッチング手段とを備えた直流電源装置において、
　上記第３のダイオード及び上記第４のダイオードの逆回復時間は、上記第１のダイオード及び上記第２のダイオードの逆回復時間より長く設定されており、
　上記交流電源の電源電圧の正負いずれか一方の半サイクル間には、上記リアクタが接続されていない側の上記交流電源の入力端子と上記ブリッジ整流回路の負の直流出力端間の電圧は０Ｖ相当に保たれ、他の半サイクル間には、直流出力電圧相当に保たれることを特徴とする直流電源装置。
　第１のダイオードと第２のダイオードが直列に接続されたアーム、及び、第３のダイオードと第４のダイオードが直列に接続されたアームから構成されるブリッジ整流回路と、上記第１のダイオードと上記第２のダイオードの接続点と交流電源との間に接続されたリアクタと、上記交流電源を上記リアクタを介して短絡するスイッチング手段とを備えた直流電源装置において、
　上記第３のダイオード及び上記第４のダイオードの逆回復時間は、上記スイッチング手段のオン幅の最大値より大きく設定されており、
　上記第１のダイオード及び上記第２のダイオードの逆回復時間は、上記スイッチング手段のオン幅の最小値より小さく設定されていることを特徴とする直流電源装置。
　第１のダイオードと第２のダイオードが直列に接続されたアーム、及び、第３のダイオードと第４のダイオードが直列に接続されたアームから構成されるブリッジ整流回路と、上記第１のダイオードと上記第２のダイオードの接続点と交流電源との間に接続されたリアクタと、上記交流電源を上記リアクタを介して短絡するスイッチング手段とを備えた直流電源装置において、
　上記第３のダイオード及び上記第４のダイオードの逆回復時間は、上記第１のダイオード及び上記第２のダイオードの逆回復時間と上記スイッチング手段のターンオン時間との合計より大きく設定され、
　上記第１のダイオード、上記第２のダイオードの逆回復時間は、上記スイッチング手段のオン幅の最小値より小さく設定されていることを特徴とする直流電源装置。
　上記交流電源の電源電圧の正負いずれか一方の半サイクル間には、上記リアクタが接続されていない側の上記交流電源の入力端子と上記ブリッジ整流回路の負の直流出力端間の電圧は０Ｖ相当に保たれ、他の半サイクル間には、直流出力電圧相当に保たれることを特徴とする請求項２又は３に記載の直流電源装置。
　上記第３のダイオード及び上記第４のダイオードの逆回復時間が、上記第１のダイオード及び上記第２のダイオードの逆回復時間の約１０倍以上大きく設定されていることを特徴とする請求項１～４のいずれか１項に記載の直流電源装置。
　上記第３のダイオードの逆回復時間は、上記第２のダイオードの逆回復時間と、上記スイッチング手段のターンオン直後に上記第１のダイオードと上記第２のダイオードとの中点電位に生じる減衰振動における減衰時間との和よりも長く設定され、かつ、上記第４のダイオードの逆回復時間は、上記第１のダイオードの逆回復時間と、上記スイッチング手段のターンオン直後に上記第１のダイオードと上記第２のダイオードとの中点電位に生じる減衰振動における減衰時間との和よりも長く設定されていることを特徴とする請求項１～５のいずれか１項に記載の直流電源装置。
　上記スイッチング手段を駆動するスイッチング制御部を備え、
　上記スイッチング制御部は、１５ｋＨｚ以上のキャリア周波数にて上記スイッチング手段を駆動し、
　上記第１のダイオード及び上記第２のダイオードの逆回復時間は、１００ｎｓ以下、上記第３のダイオード及び上記第４のダイオードの逆回復時間は、１μｓ以上であることを特徴とする請求項１～６のいずれか１項に記載の直流電源装置。
　上記第３のダイオード及び上記第４のダイオードは、一般整流用ダイオードで構成されることを特徴とする請求項１～７のいずれか１項に記載の直流電源装置。
　上記リアクタのコアは、珪素鋼板にて構成されることを特徴とする請求項１～８のいずれか１項に記載の直流電源装置。
　交流電源に接続された請求項１～９のいずれか１項に記載の直流電源装置と、直流電源装置からの直流出力電圧を所定の交流電圧に変換するインバータ回路と、上記インバータ回路の駆動を制御するインバータ制御部を備えた電動機駆動用インバータ装置。