WO2011048818A1 - 直流電源装置およびこれを用いた電動機駆動用インバータ装置 - Google Patents
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Definitions
- the present invention relates to a DC power supply device that rectifies an AC voltage from an AC power supply and supplies a DC voltage to a load, and an inverter device including the DC power supply device.
- FIG. 14 shows a conventional DC power supply device disclosed in Patent Document 1.
- 14 includes an AC power source 1, a reactor 2, a switch element 3 that controls the DC power by improving the input power factor by flowing a short circuit current through the AC power source 1 and the reactor 2, and the AC power source.
- a rectifier 4 that rectifies 1 to direct current, a smoothing capacitor 5 that smoothes the output of the rectifier 4, a load 6, an input current detector 7 that detects an input current flowing from the AC power supply 1, and a power supply voltage that detects the voltage of the AC power supply 1
- It comprises a detector 8, a DC voltage detector 9 that detects an output DC voltage output to the load 6, and control means 10.
- the control means 10 generates and outputs a drive signal for operating the switch element 3 from detection signals from the input current detector 7, the power supply voltage detector 8, and the DC voltage detector 9.
- FIG. 15 is a waveform explanatory diagram of the operation of each part in the conventional DC power supply device.
- the switch element 3 When the switch element 3 is turned off, simple full-wave rectification is performed. However, when the switch element 3 is turned on, a short-circuit current flows through the AC power source 1 -reactor 2 -switch element 3 -AC power source 1. After that, when the switch element 3 is turned off, the reactor 2 tries to keep the current flowing, so that the input current keeps flowing and acts to charge the smoothing capacitor 5 via the rectifier 4. That is, when the switch element 3 is turned on after the period delayed by Tdl from the zero point of the power supply voltage, a current as shown in FIG. 15A flows.
- FIG. 15B is a waveform explanatory diagram of the operation of each part when the switch element is operated several times in the power supply half cycle.
- the conventional DC power supply device has relatively good characteristics.
- the rectifier circuit of the conventional DC power supply device is generally composed of diodes having the same characteristics (for example, the same) having a reverse recovery time of about several ⁇ s to 20 ⁇ s.
- the rectifier when a high-frequency switching operation of several kHz or more is performed with a circuit configuration of a conventional DC power supply device, the rectifier is generally configured by a high-speed recovery diode, but when the switching element 3 is switched off and on. Since the same voltage fluctuation occurs, there arises a problem that common mode noise increases as described below.
- the cause of common mode noise is as follows. First, during the period when the switching means (switch element) is off (and the period when the current flows to the load side of the DC power supply device via the diode in the rectifier circuit), the AC on the side not connected to the reactor
- the potential of the power supply line is substantially equal to the potential of the DC output terminal of the DC power supply device on the side connected to the diode that is in an ON state through which a current flows (positive or negative potential of the smoothing capacitor).
- the diodes constituting the rectifier circuit are all turned off (reverse bias state) while the switching means (switching element) is on, the potential of the AC power supply line on the side not connected to the reactor is As a result, the output voltage of the DC power supply device is in a floating state with respect to the negative potential of the output, and as a result, changes to a potential determined by the balance of the reverse biasing capacity of the diodes constituting the rectifying circuit and the floating capacity of other peripheral parts.
- the bridge rectifier circuit is composed of diodes 4a, 4b, 4c, and 4d, the diode 4a and the diode 4b are connected in series, the diode 4c and the diode 4d are connected in series, and the diode 4a and the diode 4c are connected to the positive side of the smoothing capacitor. It is assumed that the diode 4b and the diode 4d are connected to the negative terminal of the smoothing capacitor, respectively.
- the share ratio of the reverse bias voltage is approximately 1: 1
- the potential of the AC power supply line on the side not connected to the reactor is approximately It changes to a potential half that of the output voltage of the DC power supply.
- the potential of the AC power supply line is set to a stable potential with respect to the ground, the potential difference between the output of the AC power supply line and the DC power supply device each time the switching means (switch element) is turned on / off. Changes, the potential of each part on the output side of the DC power supply device changes with respect to the ground, which causes common mode noise (for example, see FIG. 16 for the waveform of the potential difference). .
- An object of the present invention is to solve the above-described problems in the prior art, and to provide a high power factor and low noise DC power supply device that can suppress an increase in common mode noise with a simple configuration.
- a first invention includes a bridge rectifier circuit including an arm in which a first diode and a second diode are connected in series, and an arm in which a third diode and a fourth diode are connected in series;
- a DC power supply device comprising a reactor connected between a connection point of a first diode and a second diode and an AC power supply, and switching means (short-circuit means) for short-circuiting the AC power supply via the reactor
- the reverse recovery time of the third diode and the fourth diode is set to be longer than the reverse recovery time of the first diode and the second diode, and between the positive and negative half cycles of the power supply voltage of the AC power supply.
- the voltage between the input terminal of the AC power source on the side where the reactor is not connected and the negative DC output terminal of the bridge rectifier circuit is maintained at 0V, and during the other half cycle, It is obtained by a kept output voltage equivalent.
- the switching means when the switching means is switched off and on, voltage fluctuations between the input terminal of the AC power source on the side where the reactor is not connected and the negative DC output terminal of the bridge rectifier circuit are suppressed. Furthermore, the voltage between the AC power supply line not connected to the reactor and the output of the DC power supply is equivalent to 0 V during the half cycle of the AC power supply voltage, and roughly equivalent to the DC output voltage between the other half cycles. The voltage fluctuation between the AC power supply line on the side not connected to the reactor and the output of the DC power supply becomes stable. For this reason, generation of common mode noise can be suppressed.
- a bridge rectifier circuit including an arm in which a first diode and a second diode are connected in series, and an arm in which a third diode and a fourth diode are connected in series;
- a DC power supply apparatus comprising a reactor connected between a connection point of a first diode and a second diode and an AC power supply, and switching means for short-circuiting the AC power supply through the reactor, the third diode and The reverse recovery time of the fourth diode is set larger than the maximum value of the ON width of the switching means, and the reverse recovery times of the first diode and the second diode are smaller than the minimum value of the ON width of the switching means. Is set.
- a bridge rectifier circuit including an arm in which a first diode and a second diode are connected in series, and an arm in which the third diode and a fourth diode are connected in series;
- a DC power supply apparatus comprising a reactor connected between a connection point of a first diode and a second diode and an AC power supply, and switching means for short-circuiting the AC power supply through the reactor, the third diode and
- the reverse recovery time of the fourth diode is set larger than the sum of the reverse recovery time of the first diode and the second diode and the turn-on time of the switching means, and the reverse recovery time of the first diode and the second diode.
- the recovery time is set smaller than the minimum value of the ON width of the switching means.
- the input terminal of the AC power supply on the side to which the reactor is not connected and the bridge rectification between the positive and negative half cycles of the power supply voltage of the AC power supply The voltage between the negative DC output terminals of the circuit is maintained at a value corresponding to 0 V, and is maintained at a value corresponding to the DC output voltage during the other half cycle.
- the reverse recovery time of the third diode and the fourth diode is set to be about 10 times or more larger than the reverse recovery time of the first diode and the second diode.
- the reverse recovery time of the third diode includes the reverse recovery time of the second diode and the damped oscillation generated at the midpoint potential between the first diode and the second diode immediately after the switching means is turned on.
- the reverse recovery time of the fourth diode is set to be longer than the sum of the decay time and the first diode and the second diode immediately after the switching means is turned on. Is set to be longer than the sum of the damping time in the damping vibration generated at the midpoint potential.
- the voltage at both ends of the diode can be kept almost on. That is, the minority carrier of the fourth diode (or the third diode) is decreased, and the reactor is determined by the amplitude of the damped oscillation at the time when the fourth diode (or the third diode) cannot maintain the on-state voltage.
- Voltage fluctuations slightly occurring between the AC power supply on the side not connected to the output and the output of the DC power supply device can also be suppressed. Therefore, the voltage fluctuation between the output of the AC power supply and the DC power supply device does not occur before and after the opening / closing operation by the switching means, so that the common mode noise can be further suppressed.
- the 7th invention is equipped with the switching control part which drives a switching means, a switching control part drives a switching means with the carrier frequency of 15 kHz or more, and reverse recovery of the 1st diode and the said 2nd diode
- the time is 100 ns or less, and the reverse recovery time of the third diode and the fourth diode is 1 ⁇ s or more.
- the reverse recovery between the first and second diodes and the third and fourth diodes is suppressed while suppressing the loss due to the reverse recovery current flowing through the first to fourth diodes to a level that can be thermally designed.
- Common mode noise can be further suppressed by providing a sufficient time difference so as not to cause voltage fluctuation between the outputs of the AC power supply and the DC power supply device.
- the input current is made more sinusoidal by a fine switching operation while substantially reducing the noise from the reactor. Since it can be controlled to a waveform close to, higher power factor can be obtained.
- the step-up operation is distributed by a large number of switching at a high carrier frequency of 15 kHz or higher, the short-circuit period in one switching is shortened, and even if the duty ratio is increased, the input current ripple increases. Since there is little risk of lowering the rate, it is possible to increase the total short-circuit period during which the boosting operation is performed, so that higher boosting performance can be obtained.
- the third diode and the fourth diode are constituted by general rectifying diodes.
- the third diode and the fourth diode are configured with a general rectifying diode having a reverse recovery time of about several ⁇ s.
- the ninth invention in particular, in the first to eighth inventions, it is possible to obtain a larger inductance value in the same volume by using a reactor having a core of a silicon steel plate (electromagnetic steel plate) exhibiting high magnetic permeability. Thus, the conduction of high frequency noise to the AC power supply can be further suppressed.
- an inverter device for driving an electric motor the DC power supply device according to any one of the first to ninth aspects, an inverter circuit for converting a DC output voltage from the DC power supply device into a predetermined AC voltage, and an inverter
- An inverter control unit that controls driving of the circuit is provided.
- Such an inverter device for driving a motor can obtain high power conversion efficiency in the DC power supply unit, and can reduce the common node noise during the switching operation accompanying the boosting operation for obtaining the DC voltage necessary to drive the inverter. Occurrence can be suppressed.
- the DC power supply according to the present invention can suppress common mode noise by suppressing the potential difference fluctuation between the output of the AC power supply and the DC power supply when the switching means (short-circuit means) is short-circuited or opened.
- FIG. 2A shows the input current path when the switching means of the first embodiment of the present invention is on when the voltage of the AC power supply is in a positive half cycle (FIG. 2A), and the voltage of the AC power supply is positive
- FIG.2 (b) shows the input electric current path
- FIG.7 (a) shows an example of a structure of the switching means in Embodiment 3 of this invention
- FIG.8 (b) The figure which shows an example of a structure of the voltage phase detection part in Embodiment 3 of this invention
- FIG.8 (b) shows the figure which shows the output signal of a voltage phase detection part
- FIG. 9 is a diagram illustrating an example of a waveform of each unit according to the third embodiment of the present invention, and is a diagram illustrating an input current (FIG. 9A) and a diagram illustrating a cathode potential of a diode 4b (FIG. 9B). The figure which shows the cathode potential of the diode 4d (FIG.9 (c)).
- FIG.12 (a) shows input current
- FIG.12 (b) shows the cathode potential of the diode 4d
- Configuration diagram of an inverter device for driving an electric motor in Embodiment 5 of the present invention Configuration diagram according to an example of a conventional DC power supply device Waveform explanatory drawing of each part operation
- FIG. 1 is a configuration diagram showing a DC power supply apparatus according to Embodiment 1 of the present invention.
- an AC power supply 1 is input from an output end of a bridge rectifier circuit including a diode 4 a, a diode 4 b, a diode 4 c, and a diode 4 d via a reactor 2.
- a smoothing capacitor 5 and a load 6 are connected to the output of the bridge rectifier circuit.
- switching means 3 for short-circuiting the AC power supply 1 from the output end of the AC power supply 1 via the reactor 2 is connected.
- the DC power supply device shown in FIG. 1 includes a booster circuit control unit 10 that generates a drive signal for operating the switching means 3.
- the booster circuit control unit 10 includes an input current detector 7 that detects an input current flowing from the AC power supply 1, a power supply voltage detector 8 that detects the voltage of the AC power supply 1, and a DC voltage detector 9 that detects a DC output voltage.
- the drive signal for operating the switching means 3 is generated on the basis of the detection signals from the respective.
- FIG. 3 is a diagram illustrating a waveform example in the DC power supply device of the first embodiment.
- the booster circuit control unit 10 estimates and obtains the timing (voltage phase) at which the switching means 3 is turned on based on the time of the zero cross point of the AC voltage detected by the power supply voltage detector 8 and the elapsed time from the zero cross point. Based on the voltage phase, the switching means 3 is switched multiple times for each half cycle of the AC power supply 1.
- the booster circuit control unit 10 short-circuits a plurality of short-circuit pulses whose AC voltage phase is determined in advance while feeding back the voltage of the smoothing capacitor 5 every half cycle of the AC power supply 1. By adjusting the period, the DC voltage supplied to the load 6 is controlled to a required voltage according to the load, and an input current as shown in FIG. And a high power factor can be obtained.
- the operation mode changes between a half cycle in which the power supply voltage is positive and a half cycle in which the power supply voltage is negative.
- FIG. 2A is a diagram showing an input current path of the DC power supply device according to the first embodiment during a half cycle in which the AC voltage of the AC power supply 1 is positive.
- the switching means 3 when the switching means 3 is on, the input current from the AC power source 1 flows only through the reactor 2 and the switching means 3 and returns to the AC power source 1, so that the diodes 4a to 4d Are all off. Further, as shown in FIG. 2B, when the switching means 3 is off, the diode 4a and the diode 4d are turned on, and the diode 4b and the diode 4c are turned off.
- both the diode 4a and the diode 4d shift from the on state to the off state.
- FIG. 14 an actual operation waveform for one cycle (FIG. 16A) and an enlarged view (FIG. 16B) for a half cycle in which the AC voltage of the AC power supply 1 is positive are shown.
- both the diode 4a and the diode 4d are in a state in which a reverse bias voltage is applied, and the cathode potential of the diode 4d viewed from the negative output terminal of the DC power supply device, that is, the side not connected to the reactor.
- the potential of the AC power source 1 greatly fluctuates every time the switching means 3 is opened and closed.
- a diode 4d having a longer reverse recovery time than the diode 4a is disposed.
- the diode 4d when the diode 4a shifts to the off state, the diode 4d is maintained in a conductive state for a longer reverse recovery time than the diode 4a, and no reverse bias voltage is applied to the diode 4d. The same potential is maintained at points a and b in a).
- the diode 4d is formed of a diode having a reverse recovery time larger than the ON width of the switching means 3, the state in which excess carriers remain during the ON period of the switching means 3 when the switching means 3 is turned on. Be drunk. That is, a state where energization is possible is maintained, and the voltage across both ends does not increase. As a result, when the switching means 3 is turned on, the diode 4d maintains a substantially conductive potential difference before the switching means 3 is turned on.
- the diode 4a is constituted by a diode having a reverse recovery time smaller than the ON width of the switching means 3, the diode 4a is turned off first, and only the diode 4a is applied with a reverse bias voltage.
- the diode 4d here is configured with a reverse recovery time larger than the maximum value of the ON width of the switching means 3. Then, it is always larger than the ON width of the switching means 3, and the relationship between the diode 4a and the diode 4d described above is established over one period.
- the voltage across the diode 4a is almost equal to the DC power supply every time the switching means 3 is opened and closed as shown in FIG. While the voltage fluctuates with an amplitude equal to the output voltage (DC voltage) of the device, the voltage across the diode 4d hardly fluctuates before and after the switching means 3 is opened and closed. That is, since the cathode potential of the diode 4d viewed from the negative side of the output of the DC power supply device hardly fluctuates before and after the switching means 3 is opened and closed, the generation amount of common mode noise is reduced as compared with the conventional DC power supply device. It is possible.
- FIG. 5 (a) showing the actual waveform of the DC power supply according to Embodiment 1 during one cycle of the AC voltage of the AC power supply 1, and a part of the positive half cycle of the AC voltage of the AC power supply 1. As shown in FIG.
- the relationship between the reverse recovery time of the diode 4b and the reverse recovery time of the diode 4c is set similarly to the relationship between the reverse recovery time of the diode 4a and the reverse recovery time of the diode 4d. ing. Therefore, the above contents are similarly established in the negative half cycle of the AC power supply 1 as shown in FIG.
- the switching means 3 is turned off and the load is applied via the diodes 4a and 4d (diodes 4b and 4c when the AC voltage of the AC power supply has a negative half cycle).
- the diode 4a (or the diode 4b) is turned off before the diode 4d (or the diode 4c) after the switching means 3 is turned on from the state where the current flows to the side.
- only the diode 4a (or the diode 4b) takes on the output voltage of the DC power supply device, and only the reverse bias voltage of the diode 4a (or the diode 4b) rises and eventually reaches a voltage almost equal to the output voltage.
- the reverse recovery time of the diode 4d (or the diode 4c) is larger than the ON width of the switching means 3. Therefore, during the ON period of the switching means 3, the excess carriers of the diode 4d (or the diode 4c) are not completely disappeared, and the diode 4d (or the diode 4c) is maintained in a state where energization is possible. Therefore, even after the reverse bias voltage of the diode 4a (or the diode 4b) reaches a voltage substantially equal to the output voltage, the voltage across the diode 4d (or the diode 4c) does not increase, and the voltage before the turn-on is reached. To maintain.
- the DC power supply according to the first embodiment is connected between the AC power supply line on the side not connected to the reactor 2 and the output of the DC power supply before and after the opening and closing operation of the switching means 3.
- the fluctuation of the voltage across the diode can be suppressed to approximately 0V.
- the switching means 3 when the switching means 3 is switched from OFF to ON, the time corresponding to the time when the voltage fluctuation generated between the both ends of the diode 4a and the diode 4b is sufficiently eliminated when the diode 4a and the diode 4b are turned off is reversely recovered.
- the diodes 4c and 4d are configured by the diode set as the time, the voltage across the diode 4d and the diode 4c can be stabilized.
- the diodes 4a, 4b, 4c, and 4d are selected so that the reverse recovery time of the diodes 4c and 4d is about 10 times or more the reverse recovery time of the diodes 4a and 4b.
- the voltage across the diode 4d can be stabilized to about 5% or less of the DC output voltage during the positive half cycle, and the voltage across the diode 4d corresponds to the DC output voltage during the negative half cycle. Voltage can be stabilized. In this way, the common mode noise suppression effect substantially equivalent to the above-described example can be obtained.
- the diodes 4c and 4d may be constituted by general rectifying diodes having a reverse recovery time of about 10 to 20 ⁇ s. Good.
- the DC power supply device can be configured more compactly and inexpensively.
- the DC power supply according to the first embodiment suppresses the steep fluctuation of the potential difference between the AC power supply 1 and the output of the DC power supply, which is seen in the conventional DC power supply when the switching means 3 is opened and closed. can do. Therefore, between the outputs of the AC power supply 1 and the DC power supply apparatus, a relatively high frequency component synchronized with the switching operation as shown in FIG. There is no voltage fluctuation.
- the direct-current power supply according to the first embodiment can greatly suppress the occurrence of common mode noise as compared with the conventional direct-current power supply even if the number of times of switching is increased.
- a noise DC power supply can be realized.
- the drive signal of the switching means of the DC power supply according to the first embodiment is not limited to the drive signal (general PWM signal) as shown in FIG. Even if the switching means 3 is controlled by the switching method, the same effect as in the first embodiment can be obtained.
- the DC power supply according to Embodiment 2 of the present invention has the same configuration as that of the DC power supply according to Embodiment 1 shown in FIG. 1, and the reverse recovery time of the diode 4d (and diode c) is the diode 4a (and The diode 4b) is composed of four diodes that are larger than the sum of the reverse recovery time of the diode 4b and the turn-on time of the switching means 3, and the reverse recovery time of the diode 4a (and the diode 4b) is smaller than the minimum value of the ON width of the switching means. Is.
- the reverse recovery time of the diode 4a is smaller than the minimum ON width of the switching means 3, the reverse recovery time of the diode 4d and the turn-on of the switching means 3 are turned on.
- the switching means 3 is turned on, the diode 4a is turned off first, and the diode 4d is kept at a substantially conductive potential difference before the switching means 3 is turned on. Be drunk. That is, the voltage across the diode 4a and the diode 4d has the same tendency as the waveform shown in FIG. Therefore, the cathode potential of the diode 4d viewed from the negative side of the output of the DC power supply device hardly fluctuates before and after the switching means 3 is opened and closed. Therefore, as in the DC power supply device according to the first embodiment, the common mode noise Can be reduced.
- the reverse recovery time of the diode 4d is set to be larger than the maximum value of the ON width of the switching means 3, that is, a uniform value. An effect of suppressing common mode noise is obtained in operation at a frequency.
- the reverse recovery time of the diode 4d is set from the sum of the reverse recovery time of the diode 4a and the turn-on time of the switching means 3, so that it is about several tens of kHz. Even in the operation at the carrier frequency, the effect of suppressing the common mode noise can be obtained.
- inexpensive general rectifying diodes can be used for the diodes 4c and 4d. Since the reverse recovery time of the general rectifier diode is about 10 to 20 ⁇ s, not only can the reverse recovery time be sufficient to obtain the effect of suppressing the common mode noise, but at the same time, the reverse recovery time is generally lower than that of the high speed diode.
- the directional voltage it is possible to reduce the circuit loss in the bridge rectifier circuit including the diodes 4a, 4b, 4c, and 4d. Therefore, a cheaper and more efficient DC power supply device can be obtained.
- FIG. 6 is a diagram showing a configuration of a DC power supply device according to Embodiment 3 of the present invention.
- the DC power supply according to Embodiment 3 includes a bridge rectifier circuit 4 that rectifies an AC voltage from the AC power supply 1, one end of an AC input terminal of the AC power supply 1 and the bridge rectifier circuit 4, and Connected to the AC input side of the bridge rectifier circuit 4, the bidirectional switching means 3 for short-circuiting / opening the AC power supply 1 via the reactor 2, and the bridge rectifier circuit 4 And a smoothing capacitor 5 connected to the DC output terminal.
- the DC power supply according to the third embodiment includes a voltage phase detection unit 18 that detects the AC voltage phase of the AC power supply 1 and a switching control unit 10 a that drives the switching means 3.
- the switching control unit 10a drives the switching means 3 at least twice during the power supply half cycle of the AC power supply 1 at a timing synchronized with the AC voltage phase obtained by the voltage phase detection unit 18, thereby alternating current of the AC power supply 1.
- the voltage is boosted and converted to a DC voltage and supplied to the load 6.
- the anode is connected to the AC input end of the diode (4a, 4b, 4c, 4d) constituting the bridge rectifier circuit 4 that is not connected to the reactor 2.
- the diode 4c is composed of a diode having a longer reverse recovery time than the diode 4b whose cathode is connected to the AC input end on the side connected to the reactor, and the cathode is connected to the AC input end on the side not connected to the reactor.
- the connected diode 4d is composed of a diode having a longer reverse recovery time than the diode 4a whose anode is connected to the AC input end connected to the reactor. The degree of the reverse recovery time of the diode 4c and the diode 4d will be described later.
- FIG. 7 is a diagram illustrating a configuration example of the switching unit 3.
- the switching means 3 only needs to be bidirectional.
- the switching means 3 is constituted by a diode bridge 3a for general rectification and an IGBT 3b (or MOSFET), which is inexpensive. can do.
- IGBT 3b or MOSFET
- FIG. 7B by configuring with two stone MOSFETs 3c and 3d, the on-state loss when the current flowing through the switching means 3 is small is reduced, so that the efficiency at light load is reduced. It can also be increased.
- the voltage phase detector 18 can be configured by a photocoupler 18d, resistors (18b, 18, 18e), and a diode 18a.
- the circuit configured in this manner detects the zero cross point of the AC power source 1 and estimates the voltage phase of the AC power source 1 based on the time from the detected zero cross point.
- the DC power supply can be manufactured at a low cost.
- FIG. 8B shows an output signal of the voltage phase detector 18.
- the voltage phase detector 18 can also be configured by a voltage detection transformer (PT).
- FIG. 9 is a diagram illustrating a waveform example of each part in the DC power supply device according to the third embodiment.
- the switching control unit 10a estimates the timing (voltage phase) at which the switching means 3 is turned on based on the time of the zero cross point of the AC voltage detected by the voltage phase detection unit 18 and the elapsed time from the zero cross point, and the obtained voltage Based on the phase, the switching means 3 is switched multiple times for each half cycle of the power supply of the AC power supply 1.
- the switching control unit 10a feeds back the voltage of the smoothing capacitor 5 every power supply half cycle of the AC power supply 1, and a plurality (five) of AC voltage phases with which the short-circuit is started in advance are determined. Adjust the short-circuit period of the short-circuit pulse.
- the DC voltage supplied to the load 6 to a desired voltage required according to the load, an input current as shown in FIG. You can enlarge and get a high power factor.
- both the diode 4a and the diode 4d shift from the on state to the off state. Therefore, both the diode 4a and the diode 4d are in a state in which a reverse bias voltage is applied, and the cathode potential of the diode 4d viewed from the negative output terminal of the DC power supply device, that is, the side not connected to the reactor 2
- the potential of the AC power source 1 greatly fluctuates every time the switching means 3 is opened and closed.
- the diode 4d in the DC power supply device is also composed of a diode having a sufficiently large reverse recovery time as compared with the diode 4a. Therefore, when the switching means 3 is turned on, the diode 4d Before the excess carriers accumulated in the diode completely disappear, the diode 4a is turned off first, and a reverse bias voltage is applied only to the diode 4a. Thereafter, the reverse bias voltage of the diode 4a converges to a voltage substantially equal to the output voltage of the DC power supply device, accompanied by damped oscillation due to the electrostatic capacitance of the diode 4a itself, the pattern and other stray inductances, and resistance components.
- FIG. 10 is a diagram showing an example of a reverse bias voltage waveform of the diode 4a when the switching means 3 is turned on.
- the diode 4d in the DC power supply device according to the third embodiment has substantially the reverse recovery time of the diode 4a and the damping oscillation at the midpoint potential of the diodes 4a and 4b, that is, the damping oscillation at the reverse bias voltage of the diode 4a.
- the reverse recovery time is larger than the sum of the decay time until the completion of (the time until the amplitude of the decay oscillation of the reverse bias voltage applied to the diode 4a becomes approximately 1/10 of the overshoot amount with respect to the convergence voltage). It is comprised with the diode which has.
- the diode 4d when the switching means 3 is turned on, the diode 4d is kept in a substantially conductive potential difference before the switching means 3 is turned on.
- the cathode potential of the diode 4b (the anode potential of the diode 4a) viewed from the negative side of the output of the DC power supply is as shown in FIG.
- the switching means 3 When the switching means 3 is opened and closed, it fluctuates with an amplitude substantially equal to the output voltage (DC voltage) of the DC power supply device, whereas the cathode potential of the diode 4d viewed from the negative side of the output of the DC power supply device is As shown in 9 (c), there is almost no fluctuation before and after the switching means 3 is opened and closed.
- the reverse recovery time of the diode 4d is shorter than the time until the damped oscillation in the reverse bias voltage of the diode 4a converges, the AC voltage of the AC power supply 1 is reduced as in the conventional DC power supply device.
- the voltage corresponding to the difference between the absolute value and the DC voltage of the smoothing capacitor 5 is shared by the reverse bias voltage of the diode 4a and the diode 4d.
- the reverse recovery time of the diode 4d is longer than the reverse recovery time of the diode 4a. If it is sufficiently long, the sharing ratio of the reverse bias voltage at the time of convergence of the damped oscillation is larger in the diode 4a than in the diode 4d.
- the reverse recovery time of the diode 4d is longer than the reverse recovery time of the diode 4a, and the reverse recovery time of the diode 4d is such that the amplitude of the damped oscillation of the reverse bias voltage applied to the diode 4a immediately after the switching means 3 is turned on Even when it is about the time until the amount of overshoot becomes 1 ⁇ 2 or less, the reverse bias voltage of the diode 4d when the switching means 3 is turned on, that is, the voltage fluctuation between the AC power supply 1 and the DC power supply device is reduced. Therefore, it is possible to reduce the amount of common mode noise generated compared to a conventional DC power supply device.
- the relationship between the reverse recovery time of the diode 4b and the reverse recovery time of the diode 4c is set similarly to the relationship between the reverse recovery time of the diode 4a and the reverse recovery time of the diode 4d. Has been. Therefore, the above-described contents are similarly established in the negative half cycle of the AC power supply 1.
- the DC power supply according to the third embodiment suppresses the steep fluctuation of the potential difference between the AC power supply 1 and the output of the DC power supply, which is seen in the conventional DC power supply when the switching means 3 is opened and closed. Therefore, a voltage fluctuation having a relatively high frequency component synchronized with the switching operation, which is a cause of common mode noise in the conventional power supply device, is generated between the outputs of the AC power supply 1 and the DC power supply device. Does not occur.
- the DC power supply according to the third embodiment can greatly suppress the occurrence of common mode noise as compared with the conventional DC power supply even when the number of times of switching is increased, and has a high power factor and low noise.
- the direct current power supply device can be realized.
- FIG. 11 is a diagram showing a configuration of a DC power supply device according to Embodiment 4 of the present invention.
- the DC power supply according to the fourth embodiment includes an input current detection unit 7 that detects an input current flowing through the reactor 2 in addition to the configuration according to the third embodiment.
- the diode 4a and the diode 4b on the side connected to the reactor 2 are composed of high-speed diodes (fast recovery diodes) having a reverse recovery time trr of about 30 to 100 ns.
- the diode 4c and the diode 4d on the side not connected to the reactor 3 are constituted by general rectifying diodes having a reverse recovery time of about 10 to 20 ⁇ s.
- FIG. 12 is a diagram showing a waveform example of each part according to the fourth embodiment.
- the switching control unit 10b of the DC power supply device drives opening and closing of the switching element 3 by PWM control using a carrier frequency of 15 kHz or higher.
- the switching control unit 10b is configured so that the input current from the AC power source 1 detected by the input current detection unit 7 is equal to the sinusoidal command current value obtained by calculation in the switching control unit 10b.
- Perform feedback control By this feedback control, the input current from the AC power source 1 has a waveform as shown in FIG.
- the command current value is such that the amplitude of the sine wave is equal to a desired voltage that is set in advance according to the load 6 so that the supply voltage (DC voltage) to the load 6 detected by the DC voltage detector 9 is set. Further, it is adjusted by voltage feedback by the switching control unit 10b.
- the diodes 4c and 4d not connected to the reactor 2 are sufficiently reversed as compared with the diodes 4a and 4b connected to the reactor 2, as in the third embodiment.
- a diode with a long recovery time is used.
- the diodes 4c and 4d have a decay time in a damped oscillation phenomenon seen at the midpoint potential of the diode 4a and the diode 4b, which is generated by the capacitance and inductance of the diode, the resistance component, etc. immediately after the switching means 3 is turned on.
- the reverse recovery time is larger than the sum of the reverse recovery times of the diodes 4a and 4b.
- the cathode potential of the diode 4d that is, the voltage between the AC power supply 1 (on the side not connected to the reactor 2) and the DC power supply device is Steep fluctuations during opening and closing are suppressed. Therefore, the voltage between the AC power supply 1 and the DC power supply apparatus goes back and forth between a DC voltage equal to the output voltage of the DC power supply apparatus and 0 V (volts) almost every half cycle of the power supply of the AC power supply 1. FIG. ).
- the number of times of switching is one to two orders of magnitude higher than that of the third embodiment, so that the noise suppression effect becomes more prominent.
- the reverse recovery time of the diode 4c and the diode 4d is set to an order of magnitude larger than the reverse recovery time of the diode 4a and the diode 4b, the above effect can be obtained. It is done. Therefore, when a high-speed diode of 30 ns to 100 ns is used for the diodes 4a and 4b in consideration of the loss due to the reverse recovery current of the rectifier circuit from the carrier frequency in PWM control, the reverse recovery time of the diodes 4c and 4d is 1 ⁇ s or more.
- the diode may be used.
- the diode in the off state can be equivalently represented by a capacitor, if the reverse recovery time difference between the diodes 4a and 4b and the diodes 4c and 4d cannot be sufficiently secured, the diode 4c and the diode 4d are small in parallel. The same effect can be obtained even if a capacitor having a capacitance is connected.
- the DC power supply according to Embodiment 4 suppresses the occurrence of common mode noise. Furthermore, the DC power supply according to the fourth embodiment substantially reduces the noise from the reactor by increasing the frequency to a frequency region where the noise is not a problem for humans and increasing the number of times of switching. In addition, a fine switching operation can be realized, and in addition, the input current can be controlled to have a waveform closer to a sine wave. Therefore, a higher power factor can be obtained with low noise as compared with the DC power supply according to Embodiment 3.
- the short circuit period per switching is represented by the product of the carrier cycle and the duty ratio.
- the period is limited in principle to a value not longer than the carrier period.
- the amount of increase in the input current in one short-circuit period is determined by the product of the current change rate calculated by the ratio of the instantaneous voltage of the AC power supply 1 and the inductance value of the reactor 2 and the short-circuit period, and is therefore high as 15 kHz or more.
- the increase in current ripple is limited even when the duty ratio is increased in order to ensure a high step-up rate.
- the total short-circuit period for performing the boosting operation can be increased as compared with the DC power supply device of the third embodiment, so that higher boosting performance can be obtained. It becomes possible.
- the inductance is generally 5 to 10 times or more in the same volume as that of the dust core.
- an effect of reducing the ripple current of the input current can be obtained. Therefore, it is possible to realize not only suppression of occurrence of common mode noise but also reduction of generation of normal mode noise and further suppression of conduction of the generated noise to the power supply line.
- FIG. 13 is a block diagram showing an inverter device for driving an electric motor according to Embodiment 5 of the present invention.
- the motor drive inverter device shown in FIG. 13 incorporates the DC power supply according to any one of Embodiments 1 to 4 of the present invention as a DC power supply.
- the alternating current from the output terminal of the alternating current power supply 1 passes through the reactor 2 and the bridge rectifier circuit 4 configured by the diode 4 a, the diode 4 b, the diode 4 c, and the diode 4 d. Is input.
- a smoothing capacitor 5 and an inverter circuit 6 are connected to the output of the bridge rectifier circuit 4.
- the inverter circuit 6 is connected to an electric motor 20 and an inverter control unit 11 that generates drive signals for the inverter circuit 6.
- the inverter control unit 11 is connected to a motor current detector 12 that detects a current flowing through the motor 20.
- a switching means 3 for short-circuiting the AC power supply 1 from the output end of the AC power supply 1 through the reactor 2 is connected to the motor drive inverter device according to the fifth embodiment.
- the inverter device for driving the motor includes an input current detector 7 that detects an input current flowing from the AC power supply 1, a power supply voltage detector 8 that detects the voltage of the AC power supply 1, and a DC voltage detector 9 that detects a DC output voltage.
- a booster circuit control unit 10 generates a drive signal for operating the switching means 3 based on detection signals from the input current detector 7, the power supply voltage detector 8, and the DC voltage detector 9. .
- the inverter control unit 11 controls the inverter circuit 6 by PWM control based on current information flowing through the electric motor 20, converts the DC voltage into an AC voltage of an arbitrary frequency, and supplies the AC voltage to the motor (electric motor) 20. The rotation control of the motor is performed. Further, PWM control or PAM control is used for driving the switching means 3 in the booster circuit control unit 10.
- the inverter device for driving an electric motor incorporates the DC power supply device according to any of the first to fourth embodiments described above as a DC power supply device, so that when the switching means 3 is short-circuited / opened The potential difference fluctuation between the AC power supply and the DC output of the power supply circuit does not occur. As a result, common mode noise can be suppressed even when the number of times of switching is increased to increase the boosting capability, and the drive range of the motor can be expanded without increasing loss.
- the specifications required for the motor drive inverter device used in the compressor mounted on the air conditioner are from a light load to a heavy load. It has a wide output range that can handle loads and a high efficiency at light loads that occupies most of the drive time of the air conditioner.
- the motor drive inverter device satisfies the requirements, and is therefore an optimum power source to be mounted.
- the inverter device for driving an electric motor can suppress common mode noise with a small and lightweight configuration, and has low loss and high boosting capability. It can be applied as an inverter device for motor drive of many electrical appliances equipped with
- the DC power supply device is a DC power supply device that is small and light in weight and that is less likely to generate common mode noise. Therefore, they can be used as a DC power supply for appliances such as air conditioners and refrigerators, and washing machines.
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Abstract
コモンモードノイズの発生を抑制することができる直流電源装置を提供する。第1のダイオードと第2のダイオードが直列に接続されたアーム、及び、第3のダイオードと第4のダイオードが直列に接続されたアームから構成されるブリッジ整流回路と、第1のダイオードと第2のダイオードの接続点と交流電源との間に接続されたリアクタと、交流電源をリアクタを介して短絡するスイッチング手段とを備えた直流電源装置において、第3のダイオード、第4のダイオードの逆回復時間は、第1のダイオード、第2のダイオードの逆回復時間より長い素子で構成することで、スイッチング手段の開閉動作前後において、リアクタに接続されていない側の交流電源ラインと、直流電源装置の出力との間に接続されているダイオードの両端電圧の変動を抑えることができるので、コモンモードノイズの発生を抑制できる。
Description
本発明は、交流電源からの交流電圧を整流して負荷へ直流電圧を供給する直流電源装置およびこれを備えたインバータ装置に関する。
図14は、特許文献1に示される従来技術の直流電源装置を示す。図14における直流電源装置は、交流電源1、リアクタ2、交流電源1とリアクタ2を介して電源短絡電流を流し入力力率改善、高調波電流抑制及び直流電圧を制御するスイッチ素子3、交流電源1を直流に整流する整流器4、整流器4の出力を平滑化する平滑コンデンサ5、負荷6、交流電源1から流れる入力電流を検出する入力電流検出器7、交流電源1の電圧を検出する電源電圧検出器8、負荷6へ出力する出力直流電圧を検出する直流電圧検出器9、及び、制御手段10から、構成される。制御手段10は、入力電流検出器7、電源電圧検出器8、及び、直流電圧検出器9の、夫々からの検出信号から、スイッチ素子3を動作させる駆動信号を生成して出力する。
図15は、上記従来技術の直流電源装置における各部動作の波形説明図を示す。スイッチ素子3がオフしている場合は単純な全波整流となるが、スイッチ素子3をオンすると、交流電源1-リアクタ2-スイッチ素子3-交流電源1の経由にて短絡電流が流れる。その後、スイッチ素子3をオフすると、リアクタ2は電流を流し続けようとするので、入力電流が流れ続け、整流器4を介して平滑コンデンサ5を充電するように作用する。つまり、電源電圧のゼロ点からTdlだけ遅延させた期間の後、スイッチ素子3をTon期間オンすると、図15(a)に示すような電流が流れることとなる。
一方、図15(b)は、電源半周期に数回程度スイッチ素子を動作した場合の各部動作の波形説明図を示す。スイッチ素子3を複数回スイッチ動作することで、入力電流が滑らかにされ、更に正弦波状に近づくように制御される。これにより、力率改善及び高調波電流低減が実現されている。
上記従来の直流電源装置は比較的良好な特性を有する。しかしながら、上記従来の直流電源装置の整流器の回路は、逆回復時間が数μs~20μs程度の同特性の(例えば、同一の)ダイオードで構成されるのが一般的であり、スイッチ素子3を複数回スイッチ動作する場合、後述するように、スイッチ素子3のオフとオンの切換え時における整流器のダイオードのターンオフ特性に差がないために、リアクタが接続されていない側の交流電源の入力端子と整流器の負の直流出力端間の電圧が変動する傾向にある。
特に、従来の直流電源装置の回路構成で数kHz以上の高周波スイッチング動作を行なう場合、整流器はすべて高速リカバリーダイオードで構成されるのが一般的であるが、スイッチ素子3のオフとオンの切換え時には同様の電圧変動が生じるため、次に説明するように、コモンモードノイズが増大するという問題が生じる。
コモンモードノイズの原因は、以下に記すようなものである。まず、スイッチング手段(スイッチ素子)がオフの期間(かつ、整流回路中のダイオードを介して電流が直流電源装置の負荷側へと流れている期間)には、リアクタに接続されていない側の交流電源ラインの電位は、電流が流れてオン状態にあるダイオードに接続されている側の直流電源装置の直流出力端の電位(平滑コンデンサの正側または負側の電位)にほぼ等しくなる。これに対し、スイッチング手段(スイッチ素子)がオンの期間には、整流回路を構成するダイオードがすべてオフ状態(逆バイアス状態)となるので、リアクタに接続されていない側の交流電源ラインの電位は、直流電源装置の出力の負側の電位に対してフローティング状態となり、結果として、整流回路を構成するダイオードの逆バイアス時の容量、その他周辺部の浮遊容量のバランスによって定まる電位に変化する。
ブリッジ整流回路がダイオード4a、4b、4c、4dで構成され、ダイオード4aとダイオード4bが直列に接続され、ダイオード4cとダイオード4dが直列に接続され、ダイオード4a及びダイオード4cが平滑コンデンサの正側の端子に、ダイオード4b及びダイオード4dが平滑コンデンサの負側の端子に、夫々接続されるとする。このようなブリッジ整流回路において、スイッチング手段(スイッチ素子)のターンオン時、交流電源からの交流電圧が正の半周期には、ダイオード4aとダイオード4dがオン状態からオフ状態となり、直流電源装置の出力電圧に相当する電圧をダイオード4aとダイオード4dの逆バイアス電圧で分担して平衡状態に至る。また、交流電源からの交流電圧が負の半周期には、ダイオード4bとダイオード4cがオン状態からオフ状態となり、直流電源装置の出力電圧に相当する電圧をダイオード4bとダイオード4cの逆バイアス電圧で分担して平衡状態に至ることになる。ここで、ブリッジ整流回路を構成するダイオードが同一のものである場合には、逆バイアス電圧の分担比率がほぼ1:1となり、リアクタに接続されていない側の交流電源のラインの電位は、およそ直流電源装置の出力電圧の1/2の電位に変化する。
その結果、従来の直流電源装置においては、スイッチング手段(スイッチ素子)のオン・オフの度に、リアクタに接続されていない側の交流電源ラインの電位と直流電源装置の出力側各部との電位差が、スイッチング時間内に変化する。
一般に、交流電源ラインの電位は、大地に対して安定した電位に設定されていることから、スイッチング手段(スイッチ素子)のオン・オフの度に、交流電源ラインと直流電源装置の出力間の電位差が変化することによって、直流電源装置の出力側の各部の、大地に対する電位が変化することとなり、これがコモンモードノイズの原因となっている(上記電位差の波形については、例えば図16を参照。)。
上記のコモンモードノイズは、スイッチング回数が比較的少ない場合においてはさほど問題にはならない。しかしながら、力率や昇圧性能の向上等の目的のためにスイッチング回数を増加させる場合には、コモンモードノイズの増大が大きな問題となる。
本発明は、上記の従来技術における課題を解決するものであり、簡単な構成にて、コモンモードノイズの増加を抑制することができる高力率かつ低ノイズの直流電源装置を提供することを目的とする。
本発明は、上記課題を解決するために為されたものである。第1の発明は、第1のダイオードと第2のダイオードが直列に接続されたアーム、及び、第3のダイオードと第4のダイオードが直列に接続されたアームから構成されるブリッジ整流回路と、第1のダイオードと第2のダイオードの接続点と交流電源との間に接続されたリアクタと、交流電源を前記リアクタを介して短絡するスイッチング手段(短絡手段)とを備えた直流電源装置において、第3のダイオード及び第4のダイオードの逆回復時間は、第1のダイオード及び第2のダイオードの逆回復時間より長く設定されており、交流電源の電源電圧の正負いずれか一方の半サイクル間には、リアクタが接続されていない側の交流電源の入力端子とブリッジ整流回路の負の直流出力端間の電圧は0V相当に保たれ、他の半サイクル間には、直流出力電圧相当に保たれるとしたものである。
これによって、スイッチング手段のオフとオンの切換え時において、リアクタが接続されていない側の交流電源の入力端子とブリッジ整流回路の負の直流出力端間の電圧の変動は抑えられる。更に、リアクタに接続されていない側の交流電源ラインと直流電源装置の出力間の電圧は、交流電源の電源電圧の半サイクル間には0V相当、他の半サイクル間には概略直流出力電圧相当に保たれ、リアクタに接続されていない側の交流電源ラインと直流電源装置の出力間における電圧変動は安定状態になる。このことから、コモンモードノイズの発生が抑制され得る。
第2の発明は、第1のダイオードと第2のダイオードが直列に接続されたアーム、及び、第3のダイオードと第4のダイオードが直列に接続されたアームから構成されるブリッジ整流回路と、第1のダイオードと第2のダイオードの接続点と交流電源との間に接続されたリアクタと、交流電源をリアクタを介して短絡するスイッチング手段とを備えた直流電源装置において、第3のダイオード及び第4のダイオードの逆回復時間は、スイッチング手段のオン幅の最大値より大きく設定されており、第1のダイオード及び第2のダイオードの逆回復時間は、スイッチング手段のオン幅の最小値より小さく設定されている。このことにより、スイッチング手段の開閉動作前後において、リアクタに接続されていない側の交流電源ラインと、直流電源装置の出力との間に接続されているダイオードの両端電圧の変動を抑えることができるので、コモンモードノイズの発生を抑制することができる。
第3の発明は、第1のダイオードと第2のダイオードが直列に接続されたアーム、及び、第3のダイオードと第4のダイオードが直列に接続されたアームから構成されるブリッジ整流回路と、第1のダイオードと第2のダイオードの接続点と交流電源との間に接続されたリアクタと、交流電源をリアクタを介して短絡するスイッチング手段とを備えた直流電源装置において、第3のダイオード及び第4のダイオードの逆回復時間は、第1のダイオード及び第2のダイオードの逆回復時間とスイッチング手段のターンオン時間との合計より大きく設定されており、第1のダイオード及び第2のダイオードの逆回復時間は、スイッチング手段のオン幅の最小値より小さく設定されている。
これにより、スイッチング手段の開閉動作前後において、リアクタに接続されていない側の交流電源ラインと、直流電源装置の出力との間に接続されているダイオードの両端電圧の変動を抑えることができるので、コモンモードノイズの発生を抑制することができる。
第4の発明は、特に、第2または第3の発明において、交流電源の電源電圧の正負いずれか一方の半サイクル間には、リアクタが接続されていない側の交流電源の入力端子とブリッジ整流回路の負の直流出力端間の電圧は0V相当に保たれ、他の半サイクル間には、直流出力電圧相当に保たれる。このようにすることで、リアクタに接続されていない側の交流電源ラインと直流電源装置の出力間における電圧変動はほぼ安定状態になることから、コモンモードノイズの発生を抑制することができる。
第5の発明は、第3のダイオード及び第4のダイオードの逆回復時間が、第1のダイオード及び第2のダイオードの逆回復時間の約10倍以上大きく設定されている。このようにすることで、第1の発明と同様にコモンモードノイズを抑制することができる。
第6の発明では、第3のダイオードの逆回復時間は、第2のダイオードの逆回復時間と、スイッチング手段のターンオン直後に第1のダイオードと第2のダイオードとの中点電位に生じる減衰振動における減衰時間との和よりも長く設定され、かつ、第4のダイオードの逆回復時間は、第1のダイオードの逆回復時間と、スイッチング手段のターンオン直後に第1のダイオードと第2のダイオードとの中点電位に生じる減衰振動における減衰時間との和よりも長く設定されている。
これによって、スイッチング手段のターンオン直後に第1のダイオードと第2のダイオードの中点電位に生じる減衰振動が収まるまで、スイッチング手段がターンオンする前に電流が流れていた第4のダイオード(または第3のダイオード)の両端電圧をほぼオン状態の電圧のまま保つことができる。つまり、第4のダイオード(または第3のダイオード)の少数キャリアが減少して第4のダイオード(または第3のダイオード)がオン状態の電圧を保てなくなる時点における上記減衰振動の振幅によって、リアクタに接続されていない側の交流電源と、直流電源装置の出力との間にわずかに生じる電圧変動をも抑制することができる。よって、スイッチング手段による開閉動作の前後において、交流電源と直流電源装置の出力間における電圧変動を生じさせないので、コモンモードノイズをさらに抑制することができる。
第7の発明は、スイッチング手段を駆動するスイッチング制御部を備え、スイッチング制御部は、15kHz以上のキャリア周波数にてスイッチング手段を駆動し、かつ、第1のダイオードおよび前記第2のダイオードの逆回復時間は、100ns以下であり、第3のダイオードおよび前記第4のダイオードの逆回復時間は、1μs以上であるとしたものである。
これによって、第1乃至第4のダイオードに流れる逆回復電流による損失を熱設計可能なレベル以下に抑制しつつ、第1及び第2のダイオードと第3及び第4のダイオードとの間の逆回復時間差を十分に設けて、交流電源と直流電源装置の出力間における電圧変動を生じさせないものにして、コモンモードノイズをさらに抑制することができる。また、人にとってさほど騒音が気に障らない周波数領域まで周波数を高くしてスイッチング回数を増加させることで、リアクタからの騒音を実質的に軽減しつつ細やかなスイッチング動作によって入力電流をより正弦波に近い波形に制御できるので、さらに高い力率を得ることができる。また、15kHz以上の高いキャリア周波数にて、多数のスイッチングによって分散して昇圧動作を行うため、1回のスイッチングにおける短絡期間が短くなり、デューティ比を大きくしても、入力電流リプルの増加によって力率を低下させるおそれが少ないことから、昇圧動作を行うトータルの短絡期間を大きくとることが可能となるので、より高い昇圧性能を得ることが可能となる。
第8の発明は、第3のダイオード及び第4のダイオードが一般整流用ダイオードで構成される。特に、第3のダイオードと第4のダイオードを逆回復時間数μs程度の一般整流用ダイオードで構成することで、第1~第4の発明と同様の効果を得るとともに、第3のダイオードと第4のダイオードを廉価で構成できる。
第9の発明は、特に、第1乃至第8の発明において、高い透磁率を示す珪素鋼板(電磁鋼板)のコアを有するリアクタを用いることで、同一体積において、より大きなインダクタンス値を得ることができ、これにより、交流電源への高周波ノイズの伝導をさらに抑制することができるものである。
第10の発明は、電動機駆動用インバータ装置において、第1乃至第9のいずれかの発明の直流電源装置と、直流電源装置からの直流出力電圧を所定の交流電圧に変換するインバータ回路と、インバータ回路の駆動を制御するインバータ制御部を備える。このような電動機駆動用インバータ装置は、直流電源装置部において高い電力変換効率が得られるとともに、インバータを駆動するのに必要な直流電圧を得るための昇圧動作に伴うスイッチング動作時におけるコモンノードノイズの発生を抑制することができる。
本発明に係る直流電源装置は、スイッチング手段(短絡手段)の短絡・開放時において、交流電源と直流電源装置の出力間の電位差変動を抑えることで、コモンモードノイズを抑制することができる。
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、これらの実施の形態によって本発明が限定されるものではない。
(実施の形態1)
図1は、本発明の実施の形態1に係る直流電源装置を示す構成図である。図1において、交流電源1の出力端からリアクタ2を経由してダイオード4a、ダイオード4b、ダイオード4c、ダイオード4dから構成されるブリッジ整流回路に入力される。ブリッジ整流回路の出力には平滑コンデンサ5、負荷6が接続されている。また、交流電源1の出力端からリアクタ2を介して交流電源1を短絡するスイッチング手段3が接続されている。更に、図1に示す直流電源装置は、スイッチング手段3を動作させる駆動信号を生成する昇圧回路制御部10を備えている。昇圧回路制御部10は、交流電源1から流れる入力電流を検出する入力電流検出器7、交流電源1の電圧を検出する電源電圧検出器8、及び、直流出力電圧を検出する直流電圧検出器9の、夫々からの検出信号に基づいてスイッチング手段3を動作させる駆動信号を生成する。
図1は、本発明の実施の形態1に係る直流電源装置を示す構成図である。図1において、交流電源1の出力端からリアクタ2を経由してダイオード4a、ダイオード4b、ダイオード4c、ダイオード4dから構成されるブリッジ整流回路に入力される。ブリッジ整流回路の出力には平滑コンデンサ5、負荷6が接続されている。また、交流電源1の出力端からリアクタ2を介して交流電源1を短絡するスイッチング手段3が接続されている。更に、図1に示す直流電源装置は、スイッチング手段3を動作させる駆動信号を生成する昇圧回路制御部10を備えている。昇圧回路制御部10は、交流電源1から流れる入力電流を検出する入力電流検出器7、交流電源1の電圧を検出する電源電圧検出器8、及び、直流出力電圧を検出する直流電圧検出器9の、夫々からの検出信号に基づいてスイッチング手段3を動作させる駆動信号を生成する。
図3は、本実施の形態1の直流電源装置における波形例を示す図である。昇圧回路制御部10は、電源電圧検出器8によって検出される交流電圧のゼロクロス点の時刻とゼロクロス点からの経過時間によって、スイッチング手段3をオンするタイミング(電圧位相)を推定し、得られた電圧位相に基づいて交流電源1の電源半周期毎にスイッチング手段3を複数回スイッチング動作する。
具体的には、昇圧回路制御部10は、交流電源1の電源半周期毎に、平滑コンデンサ5の電圧をフィードバックしながら、予め短絡を開始する交流電圧位相の定められた複数の短絡パルスの短絡期間を調整することによって、負荷6へ供給される直流電圧を負荷に応じて必要な所望の電圧に制御しつつ、図3に示すような入力電流を得ることで、入力電流の通電幅を拡大し、高い力率を得ることができる。
以上の構成において、図1の回路動作を説明する。整流回路では電源電圧が正である半サイクルと負である半サイクルで動作モードが変化する。
図2(a)は、交流電源1の交流電圧が正である半周期間における、本実施の形態1の直流電源装置の入力電流経路を示す図である。
図2(a)に示すように、スイッチング手段3がオンの場合には、交流電源1からの入力電流は、リアクタ2とスイッチング手段3のみを流れて交流電源1に戻るため、ダイオード4aから4dはすべてオフ状態となる。また、図2(b)に示すように、スイッチング手段3がオフの場合には、ダイオード4aおよびダイオード4dがオン状態、ダイオード4bおよびダイオード4cがオフ状態となる。
図2(b)(a)から明らかなように、一般に、スイッチング手段3がターンオンする際には、ダイオード4aおよびダイオード4dは、ともにオン状態からオフ状態へと移行する。従来の直流電源装置(図14)においては、1周期間の実動作波形(図16(a))、交流電源1の交流電圧が正の半周期間における拡大図(図16(b))に示すように、ダイオード4aおよびダイオード4dは、ともに逆バイアス電圧が印加された状態となって、直流電源装置の負側の出力端子から見たダイオード4dのカソード電位、すなわち(リアクタに接続されていない側の)交流電源1の電位は、スイッチング手段3の開閉の度に大きく変動してしまう。
ここで本実施の形態1に係る直流電源装置では、ダイオード4dとして、ダイオード4aよりも逆回復時間が大きいものを配置する。
スイッチング手段3がオフ時は、交流電源1-リアクタ2-ダイオード4a-平滑コンデンサ5-ダイオード4d-交流電源1の経由で平滑コンデンサ5に充電電流が流れる。この場合は、ダイオード4dは導通状態なので図2(a)のa点はb点と同電位になる。次に、スイッチング手段3がオンの時は、交流電源1-リアクタ2-スイッチング手段3-交流電源1の経由で短絡電流が流れる。ここで、ダイオード4aがオフ状態に移行した際に、ダイオード4dはダイオード4aより逆回復時間が長い分だけ導通状態が維持され、ダイオード4dには逆バイアスの電圧が印加されずに、図2(a)のa点とb点は同電位を維持することになる。
また、ダイオード4dを、スイッチング手段3のオン幅より大きい逆回復時間を有するダイオードにて構成すると、スイッチング手段3のターンオン時において、スイッチング手段3のオン期間中は過剰キャリアが残っている状態が保たれる。つまり、通電が可能な状態が維持され、両端電圧は上昇しない。これによって、スイッチング手段3のターンオンの際、ダイオード4dは、スイッチング手段3のオン状態となる前の、ほぼ導通状態の電位差が保たれることとなる。一方、ダイオード4aを、スイッチング手段3のオン幅より小さい逆回復時間を有するダイオードにて構成すると、ダイオード4aが先にオフし、ダイオード4aのみ逆バイアス電圧が掛かる状態となる。ここでのダイオード4dは、逆回復時間がスイッチング手段3のオン幅の最大値より大きいもので構成される。そうすると、常時スイッチング手段3のオン幅より大きいことになり、1周期に渡って、上述のダイオード4aとダイオード4dの関係が成り立つことになる。
上記のような各構成にすることで、本実施の形態1に係る直流電源装置においては、ダイオード4aの両端電圧は、図4に示すように、スイッチング手段3の開閉の度に、ほぼ直流電源装置の出力電圧(直流電圧)に等しい振幅で変動するのに対し、ダイオード4dの両端電圧は、スイッチング手段3の開閉の前後においてほとんど変動しない。すなわち、直流電源装置の出力の負側から見たダイオード4dのカソード電位は、スイッチング手段3の開閉の前後においてほとんど変動しないので、従来の直流電源装置に比べてコモンモードノイズの発生量を低減することが可能である。
実際には、ダイオード4dの両端電圧の変動が直流電源装置の出力電圧(直流電圧)の約50%未満であるならば、コモンモードノイズの発生量を低減する効果が見込める。例えば、ダイオード4aの両端電圧が約300V程度の振幅で変動しているのに対して、ダイオード4dの両端電圧が約30V未満の変動で収まっていれば、発生ノイズのLISN(雑音端子電圧)のレベルは、約10dB程度低くなっていることが確認できている。さらに、交流電源1の交流電圧の1周期間における、本実施の形態1に係る直流電源装置の実波形を示す図5(a)、及び交流電源1の交流電圧の正の半周期の一部の拡大図を示す図5(b)のように、ダイオード4dの両端電圧の変動を限りなく0Vに近づければ近づけるほど、直流電源装置の出力の負側から見たダイオード4dのカソード電位の安定度は向上するので、コモンモードノイズの発生量を低減する効果は大きくなる。
また、本実施の形態1における直流電源装置では、ダイオード4bの逆回復時間とダイオード4cの逆回復時間の関係は、ダイオード4aの逆回復時間とダイオード4dの逆回復時間の関係と同様に設定されている。よって上記の内容は、図2(b)に示すような交流電源1の負の半周期においても同様に成立する。
つまり、本実施の形態1における直流電源装置においては、スイッチング手段3がオフしておりダイオード4a、4d(交流電源の交流電圧が負の半周期の場合は、ダイオード4b、4c)を介して負荷側へ電流が流れている状態から、スイッチング手段3がターンオンする状態に移った後、ダイオード4a(又はダイオード4b)がダイオード4d(又はダイオード4c)よりも先にオフする。すると、直流電源装置の出力電圧をダイオード4a(又はダイオード4b)のみが担う状態となり、ダイオード4a(又はダイオード4b)の逆バイアス電圧のみが上昇してやがて出力電圧にほぼ等しい電圧に達する。ダイオード4d(又はダイオード4c)の逆回復時間はスイッチング手段3のオン幅より大きい。よって、スイッチング手段3のオン期間中は、ダイオード4d(又はダイオード4c)の過剰キャリアが完全に消滅することはなく、ダイオード4d(又はダイオード4c)では通電が可能な状態が維持される。そのため、ダイオード4a(又はダイオード4b)の逆バイアス電圧が出力電圧にほぼ等しい電圧に達した後も、ダイオード4d(又はダイオード4c)の両端電圧は上昇することはなく、ターンオンする前の状態の電圧を維持する。その結果、本実施の形態1に係る直流電源装置は、スイッチング手段3の開閉動作前後において、リアクタ2に接続されていない側の交流電源ラインと、直流電源装置の出力との間に接続されているダイオードの両端電圧の変動を概略0Vに抑制することができる。
また、スイッチング手段3がオフからオンに切換わった際に、ダイオード4a及びダイオード4bのターンオフ時にダイオード4a及びダイオード4bの両端電圧間に生じる電圧変動が十分に無くなるまでに相当する時間が、逆回復時間として設定されているダイオードにより、ダイオード4c、4dを構成すれば、ダイオード4d及びダイオード4cの両端電圧の安定化を図ることができる。具体的には、ダイオード4c、4dの逆回復時間がダイオード4a、4bの逆回復時間の約10倍以上になるようにダイオード4a、4b、4c、4dの選定を行う。そうすることで、正の半サイクル間では、ダイオード4dの両端電圧は直流出力電圧の約5%以下に安定化でき、更に負の半サイクル間では、ダイオード4dの両端電圧は直流出力電圧相当の電圧に安定化できる。このように、上述の例とほぼ同等のコモンモードノイズ抑制効果が得られる。
さらに、ダイオード4a、4bに比べてダイオード4c、4dの方の逆回復時間を夫々長くするためには、ダイオード4c、4dを逆回復時間が10~20μs程度である一般整流用ダイオードで構成すればよい。このように、一般整流用ダイオードを用いることで、直流電源装置をよりコンパクトにかつ廉価に構成することができる。
一方、正の半サイクルと負の半サイクルの切換わりの際、特に交流電源1の入力電流が低い場合は、数キャリア分経過してからダイオード4dの両端電圧が安定化する傾向が確認できることもある。
以上のように、本実施の形態1に係る直流電源装置は、スイッチング手段3の開閉時に従来の直流電源装置において見られる、交流電源1と直流電源装置の出力間における電位差の急峻な変動を抑制することができる。従って、交流電源1と直流電源装置の出力間には、従来の直流電源装置においてコモンモードノイズの発生原因になっていた、図16に示すような、スイッチング動作に同期した比較的高い周波数成分を有する電圧変動が生じない。
従って、本実施の形態1に係る直流電源装置は、たとえスイッチング回数を増加させても、従来の直流電源装置に比べてコモンモードノイズの発生を大幅に抑制することができ、高力率かつ低ノイズの直流電源装置を実現することができる。
さらに、本実施の形態1に係る直流電源装置のスイッチング手段の駆動信号は、図3に示すような駆動信号(一般的なPWM信号)に限られるものではなく、それ以外の任意に設定されるスイッチング方式でスイッチング手段3を制御しても、本実施の形態1と同様の効果を得ることができる。
(実施の形態2)
本発明の実施の形態2に係る直流電源装置は、図1に示す実施の形態1に係る直流電源装置と同様の構成において、ダイオード4d(及びダイオードc)の逆回復時間が、ダイオード4a(及びダイオード4b)の逆回復時間とスイッチング手段3のターンオン時間との合計より大きく、ダイオード4a(及びダイオード4b)の逆回復時間が、スイッチング手段のオン幅の最小値より小さい、4つのダイオードで構成されるものである。
本発明の実施の形態2に係る直流電源装置は、図1に示す実施の形態1に係る直流電源装置と同様の構成において、ダイオード4d(及びダイオードc)の逆回復時間が、ダイオード4a(及びダイオード4b)の逆回復時間とスイッチング手段3のターンオン時間との合計より大きく、ダイオード4a(及びダイオード4b)の逆回復時間が、スイッチング手段のオン幅の最小値より小さい、4つのダイオードで構成されるものである。
本実施の形態2に係る直流電源装置では、ダイオード4aの逆回復時間がスイッチング手段3のオン幅の最小値より小さく、ダイオード4dの逆回復時間がダイオード4aの逆回復時間とスイッチング手段3のターンオン時間との合計値より大きいことから、スイッチング手段3のターンオンの際に、ダイオード4aは先にオフし、ダイオード4dは、スイッチング手段3がオン状態となる前の、ほぼ導通状態の電位差のまま保たれる。つまり、ダイオード4aとダイオード4dの両端電圧は、図4に示すような波形と同様の傾向になる。よって、直流電源装置の出力の負側から見たダイオード4dのカソード電位は、スイッチング手段3の開閉の前後においてほとんど変動しないので、実施の形態1に係る直流電源装置と同じように、コモンモードノイズの発生量を低減することが可能である。
実施の形態1に係る直流電源装置では、ダイオード4dの逆回復時間は、スイッチング手段3のオン幅の最大値、即ち、一律の値より大きくなるように設定されているので、約100kHz程度のキャリア周波数での動作においてコモンモードノイズの抑制効果が得られる。これに対して、本実施の形態2に係る直流電源装置では、ダイオード4aの逆回復時間とスイッチング手段3のターンオン時間との合計からダイオード4dの逆回復時間が設定されるので、数十kHz程度のキャリア周波数での動作においてもコモンモードノイズの抑制効果が得られる。
また、ダイオード4c、4dには廉価な一般整流用ダイオードを用いることができる。一般整流用ダイオードの逆回復時間は10~20μs程度であるので、コモンモードノイズの抑制効果が得られるだけの逆回復時間を確保することができるだけでなく、同時に、一般に高速ダイオードに比べて低い順方向電圧を利用することによって、ダイオード4a、4b、4c、4dで構成されるブリッジ整流回路における回路損失を低減することができる。よって、より廉価で且つ高効率の直流電源装置を得ることができる。
さらに、本実施の形態2に係る直流電源装置において、珪素鋼板のコアを用いたリアクタ2を用いる場合には、一般にダスト系のコアに比べて同一体積で5~10倍以上のインダクタンスが得られることから、入力電流のリードノイズの発生を低減すること、及び、発生したノイズの電源ラインへの伝導をさらに抑制することが可能となる。
(実施の形態3)
図6は、本発明の実施の形態3に係る直流電源装置の構成を示す図である。
図6は、本発明の実施の形態3に係る直流電源装置の構成を示す図である。
図6に示すように、本実施の形態3に係る直流電源装置は、交流電源1からの交流電圧を整流するブリッジ整流回路4と、交流電源1とブリッジ整流回路4の交流入力端の一端との間に接続されたリアクタ2と、ブリッジ整流回路4の交流入力側に接続されて、リアクタ2を介して交流電源1を短絡・開放する双方向性のスイッチング手段3と、ブリッジ整流回路4の直流出力端に接続された平滑コンデンサ5とを備えている。
さらに、実施の形態3に係る直流電源装置は、交流電源1の交流電圧位相を検出する電圧位相検出部18とスイッチング手段3を駆動するスイッチング制御部10aとを備える。スイッチング制御部10aは、電圧位相検出部18によって得られる交流電圧位相に同期したタイミングにて、交流電源1の電源半周期間に少なくとも2回以上スイッチング手段3を駆動することによって、交流電源1の交流電圧を昇圧して直流電圧に変換し、負荷6へ供給する。
本実施の形態3に係る直流電源装置は、ブリッジ整流回路4を構成するダイオード(4a、4b、4c、4d)のうち、リアクタ2に接続されていない側の交流入力端にアノードが接続されたダイオード4cを、リアクタに接続されている側の交流入力端にカソードが接続されたダイオード4bに比べて逆回復時間の大きいダイオードで構成し、リアクタに接続されていない側の交流入力端にカソードが接続されたダイオード4dを、リアクタに接続されている側の交流入力端にアノードが接続されたダイオード4aに比べて逆回復時間の大きいダイオードで構成する。ダイオード4cとダイオード4dの逆回復時間の大きさの程度については後で説明する。
以下、各部の詳細について記載する。図7は、スイッチング手段3の構成例を示す図である。
スイッチング手段3は、双方向性のものであればよく、例えば、図7(a)に示すように、一般整流用のダイオードブリッジ3aとIGBT3b(もしくはMOSFET)とで構成することで廉価なものとすることができる。また、図7(b)のように、2石のMOSFET3c、3dにて構成することにより、スイッチング手段3に流れる電流が小さい場合におけるオン時の損失を小さくすることで、軽負荷時の効率を高めることもできる。
次に、電圧位相検出部18の構成例を図8に示す。図8(a)に示すように、電圧位相検出部18は、フォトカプラ18dと抵抗(18b、18、18e)、ダイオード18aによって構成することができる。このように構成される回路は、交流電源1のゼロクロス点を検出し、検出されたゼロクロス点からの時間によって交流電源1の電圧位相を推定するものである。図8(a)のように電圧位相検出部18を構成することで直流電源装置を廉価に製造できる。なお図8(b)は、電圧位相検出部18の出力信号を示している。電圧位相検出部18は、電圧検出用のトランス(PT)によって構成することもできる。
図9は、本実施の形態3に係る直流電源装置における各部の波形例を示す図である。
スイッチング制御部10aは、電圧位相検出部18によって検出される交流電圧のゼロクロス点の時刻とゼロクロス点からの経過時間によって、スイッチング手段3をオンするタイミング(電圧位相)を推定し、得られた電圧位相に基づいて交流電源1の電源半周期毎にスイッチング手段3を複数回スイッチング動作させる。
具体的には、スイッチング制御部10aは、交流電源1の電源半周期毎に、平滑コンデンサ5の電圧をフィードバックしながら、予め短絡を開始する交流電圧位相の定められた複数個(5個)の短絡パルスの短絡期間を調整する。このことによって、負荷6へ供給される直流電圧を、負荷に応じて必要な所望の電圧に制御しつつ、図9(a)に示すような入力電流を得ることで、入力電流の通電幅を拡大し、高い力率を得ることができる。
実施の形態1において図2(a)(b)を用いて説明したように、一般に、スイッチング手段3がターンオンする際には、ダイオード4aおよびダイオード4dは、ともにオン状態からオフ状態へと移行するため、ダイオード4aとダイオード4dは、ともに逆バイアス電圧が印加された状態となって、直流電源装置の負側の出力端子から見たダイオード4dのカソード電位、即ち(リアクタ2に接続されていない側の)交流電源1の電位は、スイッチング手段3の開閉の度に大きく変動してしまう。
しかしながら、本実施の形態3に係る直流電源装置におけるダイオード4dも、ダイオード4aに比べて十分に逆回復時間が大きいダイオードにて構成されていることから、スイッチング手段3のターンオン時において、ダイオード4d内に蓄積されていた過剰キャリアが完全に消滅しないうちに、先にダイオード4aがオフし、ダイオード4aにのみ逆バイアス電圧がかかる状態となる。その後、ダイオード4aの逆バイアス電圧は、ダイオード4a自体の静電容量や、パターンその他の浮遊インダクタンス、抵抗成分によって減衰振動を伴い、ほぼ直流電源装置の出力電圧に等しい電圧へと収束する。
図10は、上記のスイッチング手段3のターンオン時におけるダイオード4aの逆バイアス電圧波形の一例を示す図である。本実施の形態3における直流電源装置におけるダイオード4dは、ダイオード4aの逆回復時間と、ダイオード4a、4bの中点電位における減衰振動すなわち、上記ダイオード4aの逆バイアス電圧における減衰振動の減衰が実質的に完了するまでの減衰時間(ダイオード4aにかかる逆バイアス電圧の減衰振動の振幅が、収束電圧に対するオーバーシュート量のおよそ1/10程度になるまでの時間)との和よりも大きい逆回復時間を有するダイオードにて構成されている。
このことによって、スイッチング手段3のターンオンの際、ダイオード4dは、スイッチング手段3がオン状態となる前の、ほぼ導通状態の電位差のまま保たれる。その結果、本実施の形態3に係る直流電源装置においては、直流電源装置の出力の負側から見たダイオード4bのカソード電位(ダイオード4aのアノード電位)は、図9(b)に示すように、スイッチング手段3の開閉の度に、ほぼ直流電源装置の出力電圧(直流電圧)に等しい振幅で変動するのに対し、直流電源装置の出力の負側から見たダイオード4dのカソード電位は、図9(c)に示すように、スイッチング手段3の開閉の前後においてほとんど変動しない。
なお、上記ダイオード4aの逆バイアス電圧における減衰振動が収束するまでの時間に比べて、ダイオード4dの逆回復時間が短い場合には、従来の直流電源装置と同様に、交流電源1の交流電圧の絶対値と平滑コンデンサ5の直流電圧との差に相当する電圧を、ダイオード4aとダイオード4dの逆バイアス電圧で分担することになるが、ダイオード4dの逆回復時間がダイオード4aの逆回復時間よりも十分長ければ、減衰振動の収束時における逆バイアス電圧の分担比は、ダイオード4dに比べてダイオード4aの方が大きくなる。
したがって、ダイオード4dの逆回復時間がダイオード4aの逆回復時間よりも長く、ダイオード4dの逆回復時間が、スイッチング手段3のターンオン直後にダイオード4aに掛かる逆バイアス電圧の減衰振動の振幅が収束電圧に対するオーバーシュート量の1/2以下になるまでの時間程度である場合においても、スイッチング手段3のターンオン時におけるダイオード4dの逆バイアス電圧、すなわち、交流電源1と直流電源装置間の電圧変動を小さくすることができるので、従来の直流電源装置に比べてコモンモードノイズの発生量を低減することが可能である。
また、本実施の形態3に係る直流電源装置では、ダイオード4bの逆回復時間とダイオード4cの逆回復時間の関係は、ダイオード4aの逆回復時間とダイオード4dの逆回復時間の関係と同様に設定されている。よって上述の内容は、交流電源1の負の半周期においても同様に成立する。
以上のように、本実施の形態3に係る直流電源装置は、スイッチング手段3の開閉時に従来の直流電源装置において見られる、交流電源1と直流電源装置の出力間における電位差の急峻な変動を抑制することができるので、交流電源1と直流電源装置の出力間には、従来の電源装置においてコモンモードノイズの発生原因となっていた、スイッチング動作に同期した比較的高い周波数成分を有する電圧変動を生じない。
したがって、本実施の形態3に係る直流電源装置は、スイッチング回数を増加させても、従来の直流電源装置に比べてコモンモードノイズの発生を大幅に抑制することができ、高力率かつ低ノイズの直流電源装置を実現することができる。
(実施の形態4)
図11は、本発明の実施の形態4に係る直流電源装置の構成を示す図である。
図11は、本発明の実施の形態4に係る直流電源装置の構成を示す図である。
図11に示すように、本実施の形態4に係る直流電源装置は、実施の形態3に係る構成に加えて、リアクタ2に流れる入力電流を検出する入力電流検出部7を備える。
リアクタ2に接続された側のダイオード4a及びダイオード4bは、逆回復時間trrが30~100ns程度の高速ダイオード(ファーストリカバリダイオード)で構成されている。リアクタ3に接続されていない側のダイオード4c及びダイオード4dは、逆回復時間が10~20μs程度の一般整流用ダイオードで構成されている。
図12は、本実施の形態4に係る各部の波形例を示す図である。
本実施の形態4に係る直流電源装置のスイッチング制御部10bは、15kHz以上のキャリア周波数によるPWM制御によってスイッチング素子3の開閉を駆動する。このとき、スイッチング制御部10bは、入力電流検出部7により検出される交流電源1からの入力電流が、スイッチング制御部10bにて演算されて得られる正弦波状の指令電流値と等しくなるように、フィードバック制御を行なう。このフィードバック制御により、交流電源1からの入力電流は、図12(a)に示すような波形にされる。
上記指令電流値は、その正弦波の振幅を、直流電圧検出部9により検出される負荷6への供給電圧(直流電圧)が負荷6に応じて予め設定されている所望の電圧と等しくなるように、スイッチング制御部10bによる電圧フィードバックによって調整される。
本実施の形態4に係る直流電源装置においても、リアクタ2に接続されていないダイオード4c、4dは、実施の形態3と同様に、リアクタ2に接続されたダイオード4a、4bに比べて十分に逆回復時間の大きいダイオードが用いられている。さらに、ダイオード4c、4dは、スイッチング手段3のターンオン直後に、ダイオードの容量、パターン等のインダクタンス、及び抵抗成分によって生じる、ダイオード4a及びダイオード4bの中点電位に見られる減衰振動現象における減衰時間とダイオード4a、4bの逆回復時間の和よりも大きな逆回復時間を有する。このことから、実施の形態3と同様に、スイッチング手段3の開閉時において、ダイオード4dのカソード電位、即ち、(リアクタ2に接続されていない側の)交流電源1と直流電源装置間の電圧は、開閉時における急峻な変動が抑制される。よって、交流電源1と直流電源装置間の電圧は、ほぼ交流電源1の電源半周期ごとに、直流電源装置の出力電圧に等しい直流電圧と0V(ボルト)の間を行き来する、図12(b)に示すような波形となる。
本実施の形態4に係る直流電源装置では、スイッチング回数が実施の形態3に比べて1~2桁も多くなるため、ノイズの抑制効果は、より顕著になる。
なお、一般的なプリント基板への実装環境においては、ダイオード4cおよびダイオード4dの逆回復時間を、ダイオード4aおよびダイオード4bの逆回復時間よりも1桁程度大きな値とすれば、上記の効果は得られる。従って、PWM制御におけるキャリア周波数から、整流回路の逆回復電流による損失を考慮してダイオード4a、4bに30ns~100nsの高速ダイオードを用いた場合、ダイオード4c、4dには、逆回復時間が1μs以上のダイオードを使用すればよい。
また、オフ時におけるダイオードは、等価的にコンデンサで表すことができるので、ダイオード4a、4bとダイオード4c、4dの逆回復時間差を十分に確保できない場合には、ダイオード4cおよびダイオード4dに並列に小容量のコンデンサを接続しても同様の効果を得ることができる。
以上のように、本実施の形態4に係る直流電源装置は、コモンモードノイズの発生を抑制する。更に、本実施の形態4に係る直流電源装置は、人にとってさほど騒音が気に障らない周波数領域まで周波数を高くしてスイッチング回数を増加させることで、リアクタからの騒音を実質的に軽減しつつ細やかなスイッチング動作を実現でき、加えて、入力電流をより正弦波に近い波形にするように制御できる。よって、低ノイズにて、実施の形態3に係る直流電源装置に比べてより高い力率を得ることができる。
また、本実施の形態4の直流電源装置において、1回のスイッチングあたりの短絡期間は、キャリア周期とデューティ比との積で表されることから、デューティ比が大きくなっても、1回の短絡期間は、原理上、キャリア周期以下の値に制限される。そして、1回の短絡期間における入力電流の増加量は、交流電源1の瞬時電圧とリアクタ2のインダクタンス値の比で算出される電流変化率と短絡期間との積によって定まるので、15kHz以上の高いキャリア周波数にて制御される本実施の形態4に係る直流電源装置においては、高い昇圧率を確保するためにデューティ比が大きくなっても電流リプルの増加は限定的となる。
したがって、デューティ比を大きくしても、入力電流におけるキャリア周波数の電流成分が増加することや、基本波成分の含有率が低下することによって力率を低下させることが生じるおそれが少ないことから、力率や高調波への影響を考慮した場合、実施の形態3の直流電源装置に比べて、昇圧動作を行うトータルの短絡期間を大きくとることが可能となるので、より高い昇圧性能を得ることが可能となる。
なお、ダイオード4c、4dに廉価な一般整流用ダイオードを用いることで、ダイオード4a、4bとダイオード4c、4d間の逆回復時間の差を十分に確保することができるだけでなく、同時に、高速ダイオードに比べて低い順方向電圧を利用することによって、ブリッジ整流回路4における回路損失を低減することができる。よって、より廉価で、かつ高効率の直流電源装置を得ることができる。
さらに、本実施の形態4に係る直流電源装置において、珪素鋼鈑のコアを用いたリアクタ2を用いた場合には、一般にダスト系のコアに比べて同一体積で5~10倍以上のインダクタンスが得られることから、入力電流のリプル電流の低減効果が得られる。よって、コモンモードノイズの発生の抑制のみならず、ノーマルモードノイズの発生低減、及び、発生したノイズの電源ラインへの伝導の更なる抑制を実現できる。
(実施の形態5)
図13は、本発明の実施の形態5に係る電動機駆動用インバータ装置を示す構成図である。図13に示す電動機駆動用インバータ装置は、直流電源装置として、本発明の実施の形態1乃至4のいずれかに係る直流電源装置を組み込んでいる。
図13は、本発明の実施の形態5に係る電動機駆動用インバータ装置を示す構成図である。図13に示す電動機駆動用インバータ装置は、直流電源装置として、本発明の実施の形態1乃至4のいずれかに係る直流電源装置を組み込んでいる。
つまり、図13に示す電動機駆動用インバータ装置では、交流電源1の出力端からの交流電流は、リアクタ2を経由してダイオード4a、ダイオード4b、ダイオード4c、ダイオード4dから構成されるブリッジ整流回路4に入力される。ブリッジ整流回路4の出力には平滑コンデンサ5、及びインバータ回路6が接続されている。インバータ回路6には電動機20とインバータ回路6の駆動信号を生成するインバータ制御部11が接続されている。インバータ制御部11には電動機20を流れる電流を検出する電動機電流検出器12が接続されている。
実施の形態5に係る電動機駆動用インバータ装置には、交流電源1の出力端からリアクタ2を介して交流電源1を短絡するスイッチング手段3が接続されている。更に、電動機駆動用インバータ装置は、交流電源1から流れる入力電流を検出する入力電流検出器7、交流電源1の電圧を検出する電源電圧検出器8、直流出力電圧を検出する直流電圧検出器9、及び、昇圧回路制御部10を備える。昇圧回路制御部10は、入力電流検出器7、電源電圧検出器8、及び、直流電圧検出器9の、夫々からの検出信号に基づいて、スイッチング手段3を動作させるための駆動信号を生成する。
また、インバータ制御部11は、電動機20を流れる電流情報に基づいてPWM制御御によってインバータ回路6を制御し、直流電圧を任意の周波数の交流電圧に変換してモータ(電動機)20に供給することでモータの回転制御を行っている。また、昇圧回路制御部10におけるスイッチング手段3への駆動には、PWM制御やPAM制御が用いられている。
本実施の形態5に係る電動機駆動用インバータ装置は、直流電源装置として、上述の実施の形態1乃至4のいずれかに係る直流電源装置を組み込んでいるため、スイッチング手段3の短絡・開放時において、交流電源と電源回路の直流出力間の電位差変動が生じなくなる。このことにより、スイッチング回数を増加させ昇圧能力を上げた場合においてもコモンモードノイズを抑制することができ、損失の増加を招くことなく電動機の駆動範囲を拡大することができる。
なお、特に、本電動機駆動用インバータ装置の適用先として空気調和装置を考えた場合、空気調和装置に搭載される圧縮機に用いられる電動機駆動用インバータ装置に要求される仕様は、軽負荷から重負荷まで対応できる広い出力範囲と空気調和装置の駆動時間の大半を占める軽負荷時の効率の良さである。これら要求に対して本動機駆動用インバータ装置は、要件を満たしているため、搭載する電源としては最適のものとなる。
以上のように、本発明にかかる電動機駆動用インバータ装置は、小型・軽量な構成にて、コモンモードノイズを抑制でき、低損失で昇圧能力が高いことから、空気調和器や冷蔵庫をはじめ、電動機を装備する多くの電化製品の電動機駆動用インバータ装置として適用できる。
以上のように、本発明に係る直流電源装置は、小型・軽量な構成であり、更に、コモンモードノイズが発生しにくい直流電源装置である。よって、それらは、空気調和器や冷蔵庫をはじめ、洗濯機などの電化製品の直流電源装置として利用できる。
1・・・交流電源、
2・・・リアクタ、
3・・・スイッチング手段、
4a・・・第1のダイオード、
4b・・・第2のダイオード、
4c・・・第3のダイオード、
4d・・・第4のダイオード、
5・・・平滑コンデンサ、
6・・・負荷(インバータ回路)、
7・・・入力電流検出器、
8・・・電源電圧検出器、
9・・・直流電圧検出器、
10・・・昇圧回路制御部、
10a・・・スイッチング制御部、
10b・・・スイッチング制御部、
11・・・インバータ制御部、
12・・・電動機電流検出器、
18・・・電圧位相検出部、
20・・・電動機。
2・・・リアクタ、
3・・・スイッチング手段、
4a・・・第1のダイオード、
4b・・・第2のダイオード、
4c・・・第3のダイオード、
4d・・・第4のダイオード、
5・・・平滑コンデンサ、
6・・・負荷(インバータ回路)、
7・・・入力電流検出器、
8・・・電源電圧検出器、
9・・・直流電圧検出器、
10・・・昇圧回路制御部、
10a・・・スイッチング制御部、
10b・・・スイッチング制御部、
11・・・インバータ制御部、
12・・・電動機電流検出器、
18・・・電圧位相検出部、
20・・・電動機。
Claims (10)
- 第1のダイオードと第2のダイオードが直列に接続されたアーム、及び、第3のダイオードと第4のダイオードが直列に接続されたアームから構成されるブリッジ整流回路と、上記第1のダイオードと上記第2のダイオードの接続点と交流電源との間に接続されたリアクタと、上記交流電源を上記リアクタを介して短絡するスイッチング手段とを備えた直流電源装置において、
上記第3のダイオード及び上記第4のダイオードの逆回復時間は、上記第1のダイオード及び上記第2のダイオードの逆回復時間より長く設定されており、
上記交流電源の電源電圧の正負いずれか一方の半サイクル間には、上記リアクタが接続されていない側の上記交流電源の入力端子と上記ブリッジ整流回路の負の直流出力端間の電圧は0V相当に保たれ、他の半サイクル間には、直流出力電圧相当に保たれることを特徴とする直流電源装置。 - 第1のダイオードと第2のダイオードが直列に接続されたアーム、及び、第3のダイオードと第4のダイオードが直列に接続されたアームから構成されるブリッジ整流回路と、上記第1のダイオードと上記第2のダイオードの接続点と交流電源との間に接続されたリアクタと、上記交流電源を上記リアクタを介して短絡するスイッチング手段とを備えた直流電源装置において、
上記第3のダイオード及び上記第4のダイオードの逆回復時間は、上記スイッチング手段のオン幅の最大値より大きく設定されており、
上記第1のダイオード及び上記第2のダイオードの逆回復時間は、上記スイッチング手段のオン幅の最小値より小さく設定されていることを特徴とする直流電源装置。 - 第1のダイオードと第2のダイオードが直列に接続されたアーム、及び、第3のダイオードと第4のダイオードが直列に接続されたアームから構成されるブリッジ整流回路と、上記第1のダイオードと上記第2のダイオードの接続点と交流電源との間に接続されたリアクタと、上記交流電源を上記リアクタを介して短絡するスイッチング手段とを備えた直流電源装置において、
上記第3のダイオード及び上記第4のダイオードの逆回復時間は、上記第1のダイオード及び上記第2のダイオードの逆回復時間と上記スイッチング手段のターンオン時間との合計より大きく設定され、
上記第1のダイオード、上記第2のダイオードの逆回復時間は、上記スイッチング手段のオン幅の最小値より小さく設定されていることを特徴とする直流電源装置。 - 上記交流電源の電源電圧の正負いずれか一方の半サイクル間には、上記リアクタが接続されていない側の上記交流電源の入力端子と上記ブリッジ整流回路の負の直流出力端間の電圧は0V相当に保たれ、他の半サイクル間には、直流出力電圧相当に保たれることを特徴とする請求項2又は3に記載の直流電源装置。
- 上記第3のダイオード及び上記第4のダイオードの逆回復時間が、上記第1のダイオード及び上記第2のダイオードの逆回復時間の約10倍以上大きく設定されていることを特徴とする請求項1~4のいずれか1項に記載の直流電源装置。
- 上記第3のダイオードの逆回復時間は、上記第2のダイオードの逆回復時間と、上記スイッチング手段のターンオン直後に上記第1のダイオードと上記第2のダイオードとの中点電位に生じる減衰振動における減衰時間との和よりも長く設定され、かつ、上記第4のダイオードの逆回復時間は、上記第1のダイオードの逆回復時間と、上記スイッチング手段のターンオン直後に上記第1のダイオードと上記第2のダイオードとの中点電位に生じる減衰振動における減衰時間との和よりも長く設定されていることを特徴とする請求項1~5のいずれか1項に記載の直流電源装置。
- 上記スイッチング手段を駆動するスイッチング制御部を備え、
上記スイッチング制御部は、15kHz以上のキャリア周波数にて上記スイッチング手段を駆動し、
上記第1のダイオード及び上記第2のダイオードの逆回復時間は、100ns以下、上記第3のダイオード及び上記第4のダイオードの逆回復時間は、1μs以上であることを特徴とする請求項1~6のいずれか1項に記載の直流電源装置。 - 上記第3のダイオード及び上記第4のダイオードは、一般整流用ダイオードで構成されることを特徴とする請求項1~7のいずれか1項に記載の直流電源装置。
- 上記リアクタのコアは、珪素鋼板にて構成されることを特徴とする請求項1~8のいずれか1項に記載の直流電源装置。
- 交流電源に接続された請求項1~9のいずれか1項に記載の直流電源装置と、直流電源装置からの直流出力電圧を所定の交流電圧に変換するインバータ回路と、上記インバータ回路の駆動を制御するインバータ制御部を備えた電動機駆動用インバータ装置。
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