CN102577067A - 直流电源装置和使用其的电动机驱动用的逆变装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种能够抑制共模噪声产生的直流电源装置。该直流电源装置包括：桥式整流电路，其包括第一二极管与第二二极管串联连接而成的臂和第三二极管与第四二极管串联连接而成的臂；电抗器，其连接在第一二极管与第二二极管的连接点和交流电源之间；和开关机构，其通过电抗器将交流电源短路，其中第三二极管和第四二极管的反向恢复时间，设定为比第一二极管和第二二极管的反向恢复时间长，由此能够在开关机构开闭动作前后抑制在未连接到电抗器的一侧的交流电源线与直流电源装置的输出之间连接的二极管两端电压的变化，所以能够抑制共模噪声的产生。

Description

直流电源装置和使用其的电动机驱动用的逆变装置

技术领域

本发明涉及对来自交流电源的交流电压进行整流将直流电压供给到负载的直流电源装置和使用了该直流电源装置的逆变装置。

背景技术

图14表示专利文献1所示的现有技术的直流电源装置。图14中的直流电源装置包括：交流电源1；电抗器2；通过交流电源1和电抗器2流入电源短路电流来改善输入功率因数、抑制谐波电流和控制直流电压的开关元件3；将交流电源1整流为直流的整流器4；使整流器4的输出平滑化的平滑电容器5；负载6；对从交流电源1流入的输入电流进行检测的输入电流检测器7；检测交流电源1的电压的电源电压检测器8；对输出到负载6的输出直流电压进行检测的直流电压检测器9；和控制机构10。控制机构10根据分别来自输入电流检测器7、电源电压检测器8和直流电压检测器9的检测信号，生成并输出使开关元件3动作的驱动信号。

图15表示上述现有技术的直流电源装置中各部动作的波形说明图。在开关元件3断开的情况下为单纯的全波整流。而当开关元件3导通时，短路电流以交流电源1-电抗器2-开关元件3-交流电源1的路径流动。之后，当开关元件3断开时，由于电抗器2会使电流继续流动，所以输入电流继续流动，并通过整流器4起到对平滑电容器5充电的作用。即，如果在从电源电压的零点延迟Tdl的期间之后，使开关元件3在Ton期间导通，则图15(a)所示那样的电流会流动。

另一方面，图15(b)表示在电源半周期使开关元件动作数次程度时的各部动作的波形说明图。通过使开关元件3进行数次开关动作，能够使输入电流变平滑，并被控制为更接近正弦波形。由此，能够实现改善功率因数和减少谐波电流。

在先技术文献

专利文献

专利文献1：日本特开2006-304586号公报

发明内容

发明所要解决的课题

上述现有的直流电源装置具有比较好的特性。然而，上述现有的直流电源装置的整流器的电路由反向恢复时间为数μs～20μs程度相同特性(例如相同的)二极管构成是普遍的，在使开关元件3进行数次开关动作的情况下，如后所述，由于开关元件3断开和导通切换时整流器的二极管的关断(turn off)特性没有差别，所以未连接电抗器的一侧的交流电源的输入端子与整流器的负直流输出端之间的电压有变动的倾向。

特别是，以现有的直流电源装置的电路结构进行数kHz以上的高频开关动作时，由于整流器全部由快速恢复二极管构成是普遍的，而开关元件3断开和导通时会产生同样的电压变动，所以如以下说明的那样，会产生共模噪声增大的问题。

共模噪声的原因如下所述。首先，在开关机构(开关元件)断开期间(而且，经由整流电路中的二极管，电流流向直流电源装置的负载侧期间)，未连接到电抗器的一侧的交流电源线的电位大致等于与有电流流动且处于导通状态的二极管连接的一侧的直流电源装置的直流输出端的电位(平滑电容器的正侧或负侧的电位)。与之相对地，在开关机构(开关元件)导通期间，构成整流电路二极管全部处于断开状态(反向偏置状态)，所以未连接到电抗器的一侧的交流电源线的电位，相对于直流电源装置的输出的负侧的电位处于浮置状态，作为结果，变为由构成整流电路的二极管反向偏置时的容量和其他周边部的寄生电容的平衡决定的电位。

桥式整流电路由二极管4a、4b、4c、4d构成，二极管4a和二极管4b串联连接，二极管4c和二极管4d串联连接，二极管4a和二极管4c连接到平滑电容器正侧的端子，二极管4b和二极管4d连接到平滑电容器负侧的端子。在这种桥式整流电路中，开关机构(开关元件)接通(turn on)时，在来自交流电源的交流电压的正半周期，二极管4a和二极管4d从导通状态变为断开状态，以二极管4a和二极管4d的反向偏置电压分担与直流电源装置输出电压相当的电压并达到平衡状态。此外，在来自交流电源的交流电压的负半周期，二极管4b和二极管4c从导通状态变为断开状态，以二极管4b和二极管4c的反向偏置电压分担与直流电源装置输出电压相当的电压并达到平衡状态。在这里，在构成桥式整流电路的二极管为相同的情况下，反向偏置电压的分担比例大致为1∶1，未连接到电抗器的一侧的交流电源线的电位大约变为直流电源装置输出电压的1/2电位。

其结果是，在现有的直流电源装置中，每当开关机构(开关元件)导通切断时，未连接到电抗器的一侧的交流电源线的电位与直流电源装置输出侧各部之间的电位差会在开关时间内变化。

一般而言，由于交流电源线的电位被设定为对地稳定的电位，所以每当开关机构(开关元件)导通切断时，因交流电源线与直流电源装置输出之间的电位差发生变化，直流电源输出侧各部对地的电位会发生变化，这成为共模噪声的原因(对于上述电位差的波形例如参照图16)。

上述共模噪声在开关次数较少的情况下并不怎么成问题。然而，在为了提高功率因数和升压性能等而增加开关次数的情况下，共模噪声增大会是大问题。

本发明是为解决上述现有技术中的课题而研发的，其目的在于提供结构简单、能够抑制共模噪声增大的高功率因数且低噪声的直流电源装置。

用于解决课题的手段

本发明是为了解决上述课题而研发的。第一发明是一种直流电源装置，其包括：桥式整流电路，其包括第一二极管与第二二极管串联连接而成的臂和第三二极管与第四二极管串联连接而成的臂；电抗器，其连接在第一二极管与第二二极管的连接点和交流电源之间；和开关机构(短路机构)，其通过电抗器将交流电源短路，其中第三二极管和第四二极管的反向恢复时间，设定为比第一二极管和第二二极管的反向恢复时间长，未连接电抗器的一侧的交流电源的输入端子与桥式整流电路的负的直流输出端间的电压，在交流电源的电源电压的正和负的任一方的半周期期间，被保持为与0V相当，在另一半周期期间，被保持为与直流输出电压相当。

由此，在开关机构的导通和断开切换时，能够抑制未连接电抗器的一侧的交流电源的输入端子与桥式整流电路的负的直流输出端间的电压变化。而且，未连接到电抗器的一侧的交流电源线与桥式整流电路的负的直流输出端间的电压，在交流电源的电源电压的半周期期间被保持为与0V相当，在另一半周期期间被保持为与直流输出电压大致相当。未连接到电抗器的一侧的交流电源线与直流电源装置的输出间的电压变化处于稳定状态。由此能够抑制共模噪声的产生。

第二发明是一种直流电源装置，其包括：桥式整流电路，其包括第一二极管与第二二极管串联连接而成的臂和第三二极管与第四二极管串联连接而成的臂；电抗器，其连接在第一二极管与第二二极管的连接点和交流电源之间；和开关机构，其通过电抗器将交流电源短路，其中第三二极管和第四二极管的反向恢复时间，设定为比开关机构的导通宽度的最大值大，第一二极管和第二二极管的反向恢复时间，设定为比开关机构的导通宽度的最小值小。由此，在开关机构的开闭动作前后能够抑制在未连接到电抗器的一侧的交流电源线与直流电源装置的输出之间连接的二极管的两端电压的变化，所以能够抑制共模噪声的产生。

第三发明是一种直流电源装置，其包括：桥式整流电路，其包括第一二极管与第二二极管串联连接而成的臂和第三二极管与第四二极管串联连接而成的臂；电抗器，其连接在第一二极管与第二二极管的连接点和交流电源之间；和开关机构，其通过电抗器将交流电源短路，其中第三二极管和第四二极管的反向恢复时间，设定为比第一二极管和第二二极管的反向恢复时间与开关机构的接通时间的总和大，第一二极管、第二二极管的反向恢复时间，设定为比开关机构的导通宽度的最小值小。

由此，在开关机构开闭动作前后能够抑制在未连接到电抗器的一侧的交流电源线与直流电源装置的输出之间连接的二极管的两端电压的变化，所以能够抑制共模噪声的产生。

第四发明是在交流电源的电源电压的正和负的任一方的半周期期间，未连接电抗器的一侧的交流电源的输入端子与桥式整流电路的负的直流输出端间的电压被保持为与0V相当，在另一半周期期间，被保持为与直流输出电压相当。通过这样的方式，未连接到电抗器的一侧的交流电源线与直流电源装置的输出间的电压变化基本处于稳定状态，所以能够抑制共模噪声的产生。

第五发明在于，第三二极管和第四二极管的反向恢复时间，设定为大到第一二极管和第二二极管的反向恢复时间的约10倍以上。通过这样的方式，与第一发明同样能够抑制共模噪声的产生。

在第六发明中，第三二极管的反向恢复时间，设定为比第二二极管的反向恢复时间与开关机构接通之后第一二极管和第二二极管的中点电位产生的衰减振动的衰减时间的总和大，而且，第四二极管的反向恢复时间，设定为比第一二极管的反向恢复时间与开关机构接通之后第一二极管和第二二极管的中点电位产生的衰减振动的衰减时间的总和大。

由此，开关机构接通前有电流流动的第四二极管(或第三二极管)的两端电压能够基本保持导通状态的电压，直至开关机构接通之后第一二极管与第二二极管中点电位产生的衰减振动收敛。即，还能够抑制因第四二极管(或第三二极管)的少量载波减少，第四二极管(或第三二极管)未保持导通状态电压时刻的上述衰减振动的振幅而在未连接到电抗器的一侧的交流电源与直流电源装置的输出之间略微产生的电压变化。由此，在开关机构开闭动作前后交流电源与直流电源装置的输出之间的电压不会产生变化，所以能够进一步抑制共模噪声的产生。

第七发明还包括驱动开关机构的开关控制部，开关控制部以15kHz以上的载波频率驱动开关机构，而且，第一二极管和第二二极管的反向恢复时间为100ns以下，第三二极管和第四二极管的反向恢复时间为1μs以上。

由此，能够将第一至第四二极管中流动的反向恢复电流所导致的损失抑制在能够热设计的水平，而且第一和第二二极管与第三和第四二极管之间设置充分的反向恢复时间差，交流电源线与直流电源装置的输出之间的电压不会产生变化，由此能够进一步抑制共模噪声的产生。此外，通过将频率提高到噪音对人来说不那么有影响的频率区域地增加开关次数，能够实质上减轻电抗器发出的噪音且实现细微的开关动作，由此能够将输入电流控制为更接近正弦波的波形，所以能够获得更高的功率因数。此外，以15kHz以上高载波频率通过多个开关分散而进行升压动作，所以一次开关的短路期间变短，即使增大占空比，出现因输入电流的脉动增加而使功率因数降低的可能性也小，所以能够将进行升压动作的总短路期间增大，所以能够获得更高的升压性能。

第八发明在于，第三二极管和第四二极管由一般整流用的二极管构成。尤其是，通过用反向恢复时间为数μs程度的一般整流用的二极管构成第三二极管和第四二极管，能够获得与第一至第四发明相同的效果，并且能够廉价地构成第三二极管和第四二极管。

第九发明在于，尤其在本发明第一至第八发明中，使用具有由显示高透磁率的硅钢板(电磁钢板)的芯的电抗器，由此相同体积能够获得更大的电感值，由此能够进一步抑制高频噪声向交流电源传导。

第十发明是一种电动机驱动用逆变装置，其包括：第一至第九发明中任一项所述的直流电源装置；将来自直流电源装置的直流输出电压转换为规定的交流电压的逆变电路；和对逆变电路的驱动进行控制的逆变器控制部。这样的电动机驱动用逆变装置在直流电源装置部中能够获得高的电力转换效率，并且能够抑制进行与为了获得驱动逆变器所需直流电压而进行的升压动作相伴的开关动作时产生共模噪声。

发明的效果

本发明的直流电源装置，在开关机构(短路机构)短路、开放时，能够抑制交流电源与直流电源装置的输出之间的电位差变化，能够抑制共模噪声。

附图说明

图1是本发明的实施方式1的直流电源装置的结构图。

图2是表示交流电源的电压处于正半周期时本发明的实施方式1的开关机构导通时的输入电流路径的图(图2(a))，和表示交流电源的电压处于负半周期时本发明的实施方式1的开关机构断开时的输入电流路径的图(图2(b))。

图3是本发明的实施方式1中输入电流的波形图。

图4是本发明的实施方式1中各部动作的波形说明图。

图5是本发明的实施方式1中实际动作方面的波形图。

图6是本发明的实施方式3的直流电源装置的结构图。

图7是表示本发明的实施方式3中开关机构结构的一个例子的图(图7(a))，和表示开关机构另一例子的图(图7(b))。

图8是表示本发明的实施方式3中电压相位检测部结构的一个例子的图(图8(a))，和表示电压相位检测部的输出信号的图(图8(b))。

图9是表示本发明的实施方式3中各部的波形的图，表示输入电流的图(图9(a))，表示二极管4b的阴极电位的图(图9(b))，和表示二极管4d的阴极电位的图(图9(c))。

图10是本发明的实施方式3的开关机构接通时二极管4a的反向偏置电压波形的一个例子的图(交流电源的电压处于正半周期的情况)。

图11是本发明的实施方式4的直流电源装置的结构图。

图12是表示本发明的实施方式4中各部的波形的图，表示输入电流的图(图12(a))，和表示二极管4b的阴极电位的图(图12(b))。

图13是本发明的实施方式5中电动机驱动用逆变装置的结构图。

图14是现有的直流电源装置一个例子的结构图。

图15是现有的直流电源装置一个例子的各部动作的波形说明图((a)、(b))。

图16是现有的直流电源装置一个例子的各部动作的波形((a)、(b))。

具体实施方式

以下，参照附图对本发明的实施方式进行说明。另外，本发明并不受这些实施方式限定。

(实施方式1)

图1是表示本发明的实施方式1的直流电源装置的结构图。在图1中，从交流电源1的输出端经由电抗器2输入到由二极管4a、二极管4b、二极管4c、二极管4d构成的桥式整流电路。在桥式整流电路的输出连接有平滑电容器5和负载6。此外，从交流电源1的输出端经由电抗器2连接有将交流电源1短路的开关机构3。而且，图1所示的直流电源装置具有生成使开关机构3动作的驱动信号的升压电路控制部10。升压电路控制部10基于分别来自对从交流电源1流入的输入电流进行检测的输入电流检测器7、对交流电源1的电压进行检测的电源电压检测器8和对直流输出电压进行检测的直流电压检测器9的检测信号，生成使开关机构3动作的驱动信号。

图3是表示本实施方式1的直流电源装置中的波形例子的图。升压电路控制部10，根据由电源电压检测器8检测的交流电压的零交叉(zero cross)点的时刻和从零交叉点起经过的时间，推定将开关机构3导通的时刻(电压相位)，基于所得到的电压相位使开关机构3在交流电源1的每电源半周期内进行数次开关动作。

具体来说，升压电路控制器10在交流电源1的每电源半周期通过一边反馈平滑电容器5的电压一边对开始短路的交流电压相位预先决定的多个短路脉冲的短路期间进行调整，将供给到负载6的直流电压根据负载控制为所需的期望电压，并且获得如图3所示的输入电流，由此能够扩大输入电流的通电宽度，能够获得高功率因数。

在以上的结构中，对图1的电路动作进行说明。整流电路在电源电压为正的半周期和为负的半周期中改变动作模式。

图2(a)是表示在交流电源1的交流电压为正的半周期中本实施方式1的直流电源装置输入电流路径的图。

如图2(a)所示，在开关机构3导通的情况下，来自交流电源1的输入电流只流过电抗器2和开关机构3回到交流电源1，所以二极管4a至4d全部处于断开状态。此外，如图2(b)所示，在开关机构3断开的情况下，二极管4a和二极管4d处于导通状态，二极管4b和二极管4c处于断开状态。

根据图2(b)、(a)可知，一般而言，开关机构3接通时，二极管4a和二极管4d都从导通状态移向断开状态。在现有的直流电源装置(图14)中，如一周期内的实际动作波形(图16(a))、交流电源1的交流电压为正的半周期的放大图(图16(b))所示，二极管4a和二极管4d都处于施加有反向偏置电压的状态，从直流电源装置负侧的输出端子观察到的二极管4d的阴极电位即(未连接到电抗器的一侧的)交流电源1的电位当开关机构3开闭时变动大。

在此，本实施方式1的直流电源装置中，二极管4d被配置为比二极管4a反向恢复时间大。

开关机构3断开时，充电电流以交流电源1-电抗器2-二极管4a-平滑电容器5-二极管4d交流电源1的路径流入平滑电容器5。在这种情况下，由于二极管4d处于导通状态所以图2(a)的a点与b点同电位。接着，开关机构3导通时，短路电流以交流电源1-电抗器2-开关机构3-交流电源1的路径流动。在此，二极管4a移向断开状态时，二极管4d维持反向恢复时间长于二极管4a的这段时间的导通状态，二极管4d未被施加反向偏置电压，图2(a)的a点和b点维持同电位。

此外，如果用反向恢复时间大于开关机构3导通宽度的二极管构成二极管4d，则开关机构3接通时，在开关机构3导通期间保持残留过剩载波的状态。即，维持可通电状态，两端电压未上升。由此，开关机构3接通时，二极管4d会保持开关机构3导通状态前的大致导通状态的电位差。另一方面，如果用反向恢复时间小于开关机构3导通宽度的二极管构成二极管4a，则二极管4a先断开，只有二极管4a处于被施加反向偏置电压的状态。此处的二极管4d用反向恢复时间大于开关机构3导通宽度最大值的二极管构成。这样的话，会总是大于开关机构3的导通宽度，而且在整个周期上述二极管4a与二极管4d的关系都成立。

通过采用如上所述的各结构，在本实施方式1的直流电源装置中，二极管4a的两端电压如图4所示每当开关机构3开闭时以大致与直流电源装置的输出电压(直流电压)相等的振幅变化，与之相对地，二极管4d的两端电压在开关机构3开闭前后基本不变化。即，从直流电源装置输出的负侧观察到的二极管4d的阴极电位在开关机构3开闭前后基本不变化，所以与现有的直流电源装置相比，能够降低共模噪声的产生量。

实际上，只要二极管4d两端电压的变化不到直流电源装置输出电压(直流电压)的约50％，则降低共模噪声的产生量的效果是可预见的。例如，如果二极管4a的两端电压以约300V程度的振幅变化，而二极管4d的两端电压限制在约不到30V的变化范围内，则能够确认产生噪声的LISN(噪声端子电压)水平低于约10dB。而且，如表示交流电源1的交流电压的一个周期的本实施方式1直流电源装置的实际波形的图5(a)和表示交流电源1的交流电压正半周期的一部分放大图的图5(b)那样，使二极管4d两端电压的变化无限地越接近0V，从直流电源装置输出的负侧观察到的二极管4d的阴极电位的稳定度越提高，所以使共模噪声产生量降低的效果增大。

此外，在本实施方式1的直流电源装置中，二极管4b的反向恢复时间和二极管4c的反向恢复时间的关系，被设定为与二极管4a的反向恢复时间和二极管4d的反向恢复时间的关系一样。因此，上述内容在图2(b)所示的交流电源1的负半周期内也同样成立。

即，在本实施方式1的直流电源装置中，开关机构3断开，从电流经由二极管4a、二极管4d(交流电源的交流电压为负的半周期时为二极管4b、二极管4c)流向负载侧的状态移到开关机构3接通的状态之后，二极管4a(或二极管4b)先于二极管4d(或二极管4c)断开。于是，成为只有二极管4a(或二极管4b)负担直流电源装置的输出电压的状态，只有二极管4a(或二极管4b)的反向偏置电压立即上升并达到与输出电压基本相等的电压。二极管4d(或二极管4c)的反向恢复时间大于开关机构3的导通宽度。由此，在开关机构3导通期间，二极管4d(或二极管4c)的过剩载波不会完全消除，二极管4d(或二极管4c)维持可通电状态。因此，二极管4a(或二极管4b)的反向偏置电压达到与输出电压基本相等的电压之后，二极管4d(或二极管4c)的两端电压也不会上升，而是维持接通前状态的电压。其结果是，本实施方式1的直流电源装置能够在开关机构3开闭动作前后，将在未连接到电抗器2的一侧的交流电源线与直流电源装置输出之间连接的二极管两端电压的变化抑制为大致0V。

此外，如果利用将当开关机构3从断开切换至导通时，与二极管4a和二极管4b关断时二极管4a和二极管4b两端电压间产生的电压变化至充分消除相当的时间作为反向恢复时间的二极管来构成二极管4c、4d，则能够实现使二极管4d和二极管4c的两端电压稳定。具体而言，对二极管4a、4b、4c、4d进行选定以使二极管4c、4d的反向恢复时间约为二极管4a、4b反向恢复时间的10倍以上。通过这样的方式，在正的半周期内，能够使二极管4d的两端电压稳定在直流输出电压的约5％以下，而且在负的半周期内，能够使二极管4d的两端电压稳定为与直流输出电压相当的电压。像这样，能够获得与上述例子大致同等的共模噪声抑制效果。

而且，由于二极管4c、4d的反向恢复时间分别比二极管4a、4b的反向恢复时间长，所以只要用反向恢复时间为10～20μs的一般整流用的二极管构成二极管4c、4d即可。像这样，通过采用一般整流用的二极管，能够更紧凑且廉价地构成直流电源装置。

另一方面，正半周期和负半周期切换时，尤其是在交流电源1的输入电流低的情况下，也能够确认数个载波经过之后二极管4d的两端电压将稳定的倾向。

如上所述，本实施方式1的直流电源装置能够抑制开关机构3开闭时现有的直流电源装置中能看到的交流电源1与直流电源装置的输出之间电位差的急剧变化。因此，在交流电源1和直流电源装置的输出之间不会产生现有的直流电源装置中成为共模噪声产生原因的、如图16所示的具有与开关机构动作同步的较高频率成分的电压变化。

因此，本实施方式1的直流电源装置即使增加开关的次数，与现有的直流电源装置相比，也能够大幅抑制共模噪声的产生，能够实现高功率因数且低噪声的直流电源装置。

而且，本实施方式1的直流电源装置的开关机构的驱动信号并不限于图3所示的驱动信号(通常的PWM信号)，采用除此以外的任意设定的开关方式控制开关机构3，也能够获得与本实施方式1相同的效果。

(实施方式2)

本发明的实施方式2的直流电源装置构成为，在与图1所示实施方式1的直流电源装置相同的结构中，采用二极管4d(和二极管4c)的反向恢复时间大于二极管4a(和二极管4b)的反向恢复时间和开关机构3接通时间的总和，二极管4a(和二极管4b)的反向恢复时间小于开关机构导通宽度的最小值的四个二极管。

在本实施方式2的直流电源装置中，由于二极管4a的反向恢复时间小于开关机构3导通宽度的最小值，二极管4d的反向恢复时间大于二极管4a的反向恢复时间和开关机构3接通时间的总和，所以当开关机构3接通时，二极管4a先断开，二极管4d保持开关机构3导通状态前的大致导通状态下的电位差。即，二极管4a和二极管4d的两端电压具有与图4所示波形相同的倾向。由此，从直流电源装置输出的负侧观察到的二极管4d的阴极电位在开关机构3开闭时基本不变化，所以与实施方式1的直流电源装置同样能够降低共模噪声的产生量。

在实施方式1的直流电源装置中，二极管4d的反向恢复时间设定成比开关机构3导通宽度的最大值即比所有值都大，所以即使以约100kHz的载波频率进行动作也能够获得抑制共模噪声的效果。与之相对地，本实施方式2的直流电源装置中，根据二极管4a的反向恢复时间和开关机构3接通时间的总和来设定二极管4d的反向恢复时间，所以即使以数十kHz程度的载波频率进行动作也能够获得抑制共模噪声的效果。

此外，能够使用廉价的一般整流用的二极管作为二极管4c、4d。由于一般整流用的二极管的反向恢复时间为10～20μs程度，所以不仅能够确保获得共模噪声抑制效果的反向恢复时间，同时通过利用比一般的高速二极管低的正向电压，还能够降低由二极管4a、4b、4c、4d构成的桥式整流电路中的电路损失。因此，能够获得廉价且高效率的直流电源装置。

而且，在本实施方式2的直流电源装置中，在采用使用了硅钢板的芯的电抗器2的情况下，由于与一般铁粉类的芯相比同一体积能够获得5～10倍以上的电感，所以能够降低输入电流的引线噪声的产生和能够进一步抑制所产生的噪声向电源线传导。

(实施方式3)

图6是表示本发明的实施方式3的直流电源装置的结构的图。

如图6所示，本实施方式3的直流电源装置包括：对来自交流电源1的交流电压进行整流的桥式整流电路4；在交流电源1与桥式整流电路4交流输出端的一端之间连接的电抗器2；与桥式整流电路4的交流输入侧连接、经由电抗器2使交流电源1短路、开放的双向性开关机构3；和与桥式整流电路4的直流输出端连接的平滑电容器5。

而且，实施方式3的直流电源装置包括：对交流电源1的交流电压相位进行检测的电压相位检测器18；和驱动开关机构3的开关控制部10a。开关控制部10a通过与由电压相位检测器18得到的交流电压相位同步的时刻在交流电源1的电源半周期内将开关机构3驱动至少两次以上，对交流电源1的交流电压进行升压并转换为直流电压，供给到负载6。

对于本实施方式3的直流电源装置而言，构成桥式整流电路4的二极管(4a、4b、4c、4d)中，在未连接到电抗器2的一侧的交流输入端连接有阳极的二极管4c，采用反向恢复时间比在连接到电抗器的一侧的交流输入端连接有阴极的二极管4b大的二极管来构成，在未连接到电抗器的一侧的交流输入端连接有阴极的二极管4d，采用反向恢复时间比在连接到电抗器的一侧的交流输入端连接有阳极的二极管4a大的二极管来构成。对二极管4c和二极管4d的反向恢复时间的大小程度在后面进行说明。

以下对各部的详细情况进行说明。图7是表示开关机构3的结构例的图。

开关机构3只要是双向性的即可，例如，如图7(a)所示，通过用一般整流用的二极管桥3a和IGBT3b(或者MOSFET)构成能够使其廉价。此外，如图7(b)所示，通过用两个MOSFET3c、3d来构成，由于能够使在流到开关机构3的电流小的情况下导通时的损失减小，所以还能够提高轻负载时的效率。

其次，电压相位检测器18的结构例用图8表示。如图8(a)所示，电压相位检测器18能够由光耦合器18d和电阻(18b、18、18e)、二极管18a构成。如此构成的电路检测交流电源1的零交叉点，根据自所检测的零交叉点起的时间推定交流电源1的电压相位。通过如图8(a)那样构成电压相位检测器18，能够廉价地制造直流电源装置。另外，图8(b)表示电压相位检测器18的输出信号。电压相位检测器18也能够由电压检测用的变压器(PT)构成。

图9是表示本实施方式3的直流电源装置中的各部的波形例子的图。

开关控制部10a根据电由压相位检测器18检测的交流电压的零交叉点的时刻和自零交叉点起的经过时间，推定将开关机构3导通的时刻(电压相位)，基于所得到的电压相位在交流电源1的每电源半周期使开关机构3进行数次开关动作。

具体而言，开关控制部10a，在交流电源1的每电源半周期一边反馈平滑电容器5的电压一边对开始短路的交流电压相位预先规定的多个(5个)短路脉冲的短路期间进行调整。由此将供给到负载6的直流电压根据负载控制为所需的期望电压，并且通过获得如图9(a)所示的输入电流，能够扩大输入电流的通电宽度，能够获得高功率因数。

如在实施方式1中使用图2(a)、(b)所说明的那样，一般而言，开关机构3接通时，由于二极管4a和二极管4d都从导通状态移向断开状态，所以二极管4a和二极管4d都处于施加有反向偏置电压的状态，从直流电源装置负侧的输出端子观察到的二极管4d的阴极电位即(未连接到电抗器2的一侧的)交流电源1的电位，当开关机构3开闭时变动大。

然而，本实施方式3的直流电源装置中的二极管4d也用相比二极管4a反向恢复时间充分大的二极管构成，所以开关机构3接通时，在二极管4d内蓄积的过剩载波未完全消除的期间，二极管4a先断开，处于反向偏置电压只施加给二极管4a的状态。之后，二极管4a的反向偏置电压因二极管4a自身的静电容量、式样、其他的寄生电感、电阻成分而发生衰减振动，并收敛为与直流电源装置输出电压基本相等的电压。

图10是表示上述开关机构3接通时二极管4a反向偏置电压波形的一个例子的图。本实施方式3的直流电源装置中的二极管4d采用反向恢复时间大于二极管4a的反向恢复时间和以下的衰减时间之和的二极管来构成，其中所述的衰减时间为直至二极管4a、4b中点电位的衰减振动即上述二极管4a反向偏置电压的衰减振动的衰减实质结束的时间(直至施加于二极管4a的反向偏置电压的衰减振动的振幅变为针对收敛电压的过冲量的约1/10的时间)。

由此，开关机构3接通时，二极管4d保持开关机构3导通状态前的大致导通状态的电位差。其结果是，在本实施方式3的直流电源装置中，从直流电源装置输出的负侧观察到的二极管4b的阴极电位(二极管4a的阳极电位)如图9(b)所示每当开关机构3开闭时以大致与直流电源装置的输出电压(直流电压)相等的振幅变化，与之相对地，从直流电源装置输出的负侧观察到的二极管4d的阴极电位如图9(c)所示在开关机构3开闭前后基本不变化。

另外，在与直至上述二极管4a反向偏置电压的衰减振动收敛的时间相比，二极管4d的反向恢复时间短的情况下，与现有的直流电源装置同样地，会以二极管4a和二极管4d的反向偏置电压分担与交流电源1的交流电压绝对值和平滑电容器的直流电压之差相当的电压，但如果二极管4d的反向恢复时间比二极管4a的反向恢复时间充分长，则衰减振动收敛时反向偏置电压的分担比，二极管4a大于二极管4d。

因此，即使在二极管4d的能恢复时间比二极管4a的反向恢复时间长，且二极管4d的反向恢复时间为至开关机构3接通之后施加于二极管4a的反向偏置电压衰减振动的振幅变为针对收敛电压的过冲量的1/2以下的时间程度的情况下，开关机构3接通时二极管4d的反向偏置电压即交流电源1与直流电源装置间的电压变化也能够变小，所以与现有的直流电源装置相比，能够降低共模噪声的产生量。

此外，在本实施方式3的直流电源装置中，二极管4b的反向恢复时间与二极管4c的反向恢复时间之间的关系，同二极管4a的反向恢复时间与二极管4d的反向恢复时间之间的关系同样地进行设定。由此，上述内容在交流电源1的负半周期内也同样成立。

如上所述，本实施方式3的直流电源装置能够抑制开关机构3开闭时现有的直流电源装置中能看到的交流电源1与直流电源装置输出之间电位差的急剧变化，所以在交流电源1与直流电源装置的输出之间不会产生现有的直流电源装置中成为共模噪声产生原因的、具有与开关机构动作同步的较高频率成分的电压变化。

因此，本实施方式3的直流电源装置即使增加了开关的次数，与现有的直流电源装置相比也能够大幅抑制共模噪声的产生，能够实现高功率因数且低噪声的直流电源装置。

(实施方式4)

图11是表示本发明的实施方式4的直流电源装置的结构的图。

如图11所示，本实施方式4的直流电源装置在实施方式3的结构基础上还包括对流入电抗器2的输入电流进行检测的输入电流检测部7。

连接到电抗器2的一侧的二极管4a和二极管4b，用反向恢复时间trr为30～100ns程度的高速二极管(Fast Recovery Diode)构成。未连接到电抗器3的一侧的二极管4c和二极管4d，用反向恢复时间为10～20μs程度的一般整流用的二极管构成。

图12是表示本实施方式4的各部波形例子的图。

本实施方式4的直流电源装置的开关控制部10b通过15kHz以上载波频率的PWM控制来驱动开关元件3的开闭。此时，开关控制部10b进行反馈控制以使由输入电流检测部7检测的来自交流电源1的输入电流与由开关控制部10b运算得到的正弦波状的指令电流值相等。通过此反馈控制，来自交流电源1的输入电流变为如图12(a)所示的波形。

通过开关控制部10b的电压反馈调整上述指令电流值的正弦波的振幅，以使由直流电压检测部9检测的供给到负载6的电压(直流电压)等于根据负载6预先设定的期望电压。

在本实施方式4的直流电源装置中，未连接到电抗器2的二极管4c、4d也与实施方式3同样地，使用与连接到电抗器2的二极管4a、4b相比反向恢复时间充分大的二极管。而且，二极管4c、4d的反向恢复时间大于二极管4a和二极管4b中点电位能看到的衰减振动现象的衰减时间与二极管4a、4b的反向恢复时间之和，其中所述的衰减振动现象是在开关机构3接通之后因二极管的容量、式样等的电感和电阻成分而产生的。由此，与实施方式3同样地，开关机构3开闭时能够抑制二极管4d阴极电位即(未连接到电抗器2的一侧的)交流电源1与直流电源装置输出之间的电压开闭时的急剧变化。由此，交流电源1与直流电源装置之间的电压，成为基本上在交流电源1的每电源半周期在与直流电源装置输出电压相等的直流电压和0V(伏特)之间往来的、如图12(b)所示的波形。

在本实施方式4的直流电源装置中，由于开关次数与实施方式3相比多1～2个数量级，所以噪声的抑制效果更显著。

另外，安装到一般的印刷基板的环境下，如果使二极管4c和二极管4d的反向恢复时间比二极管4a和二极管4b的反向恢复时间大一个数量级的程度，则能够获得上述的效果。因此，在根据PWM控制的载波频率，考虑整流电路因反向恢复电流而产生的损失，使用30ns～100ns的高速二极管作为二极管4a、4b的情况下，只要使用反向恢复时间为1μs以上的二极管作为二极管4c、4d即可。

此外，断开时的二极管由于可以用电容器等价地表示，所以在无法充分确保二极管4a、4b与二极管4c、4d的反向恢复时间差的情况下，将小容量的电容器与二极管4c和二极管4d并联连接也能够获得同样的效果。

如上所述，本实施方式4的直流电源装置能够抑制共模噪声的产生。而且，本实施方式4的直流电源装置通过将频率提高到噪音对人来说不怎么影响的频率区域地增加开关次数，能够实质上减轻来自电抗器的噪音并实现细微的开关动作，此外还能够将输入电流控制成更接近正弦波的波形。由此，能够低噪声地获得比实施方式3的直流电源装置更高的功率因数。

此外，在本实施方式4的直流电源装置中，由于每一次开关的短路期间用载波周期与占空比之积表示，所以即使占空比变大，一次短路期间理论上也被限制为载波周期以下的值。而且，由于一次短路期间中的输入电流的增加量由以交流电源1的瞬时电压和电抗器2的电感值之比计算的电流变化率与短路期间之积决定，所以在以15kHz以上的高载波频率进行控制的本实施方式4的直流电源装置中，为了确保高升压率，即使占空比变大，电流脉动的增加也是有限的。

因此，即使增大占空比，出现输入电流中的载波频率电流成分增加和因基波成分的含有率降低而使功率因数降低等的可能性也小，所以在考虑到对功率因数和频率等的影响的情况下，与实施方式3的直流电源装置相比，由于能够将进行升压动作的总短路期间增大，所以能够获得更高的升压性能。

另外，由于采用廉价的一般整流用的二极管作为二极管4c、4d，所以不仅能够充分确保二极管4a、4b与二极管4c、4d间的反向恢复时间差，同时通过利用低于高速二极管的正向电压还能够降低桥式整流电路4中的电路损失。由此，能够获得更廉价且高效的直流电源装置。

而且，在本实施方式4的直流电源装置中，在采用使用了硅钢板芯的电抗器2的情况下，通常与铁粉类芯相比同一体积能够获得5～10倍以上的电感，所以能够获得输入电流的脉动电流降低的效果。由此，不仅抑制共模噪声的产生，而且能够降低正常振荡模式下噪声的产生和进一步抑制所产生的噪声向电源线传导。

(实施方式5)

图13是表示本发明的实施方式5的电动机驱动用逆变装置的结构图。图13所示的电动机驱动用逆变装置组装有本发明的实施方式1至4任一项所述的直流电源装置作为直流电源装置。

即，在图13所示的电动机驱动用逆变装置中，来自交流电源1输出端的交流电流，经由电抗器2输入到由二极管4a、二极管4b、二极管4c、二极管4d构成的桥式整流电路4。在桥式整流电路4的输出连接有平滑电容器5和逆变电路6。在逆变电路6连接有电动机20和生成逆变电路6的驱动信号的逆变器控制部11。在逆变器控制部11连接有对电动机20中流动的电流进行检测的电动机电流检测器12。

实施方式5的电动机驱动用逆变装置从交流电源1的输出端经由电抗器2连接有将交流电源1短路的开关机构3。而且，电动机驱动用逆变装置包括：对从交流电源1流入的输入电流进行检测的输入电流检测器7；对交流电源1的电压进行检测的电源电压检测器8；对直流输出电压进行检测的直流电压检测器9；和升压电路控制部10。升压电路控制部10基于分别来自输入电流检测器7、电源电压检测器8和直流电压检测器9的检测信号，生成用于使开关机构3动作的驱动信号。

此外，逆变器控制部11基于电动机20中流动的电流信息通过PWM控制对逆变电路6进行控制，将直流电压转换为任意频率的交流电压并供给到马达(电动机)20，由此进行马达的旋转控制。此外，升压电路控制部10对开关机构3的驱动使用PWM控制或PAM控制。

本实施方式5的电动机驱动用逆变装置由于组装有上述实施方式1至4任一项所述的直流电源装置作为直流电源装置，所以开关机构3短路、开放时，交流电源与电源电路的直流输出之间的电位差不会产生变化。由此，即使在增加开关次数提高升压能力的情况下，也能够抑制共模噪声，能够扩大电动机的驱动范围而不会导致损失增加。

另外，尤其是在考虑将空调装置作为本电动机驱动用逆变装置的应用对象的情况下，对用于装载于空调装置的压缩机的电动机驱动用逆变装置要求的式样在于，能够应对从轻负载到重负载的宽输出范围和占空调装置大半驱动时间的轻负载时的效率良好。对于这些要求，本电动机驱动用逆变装置满足条件，所以作为装载的电源是最适合的。

如上所述，本发明的电动机驱动用逆变装置由于为小型、量轻的结构，能够抑制共模噪声，损失低且升压能力高，所以能够用作以空调器和冰箱等为主的装备有电动机的各种电器产品的电动机驱动用逆变装置。

产业上的利用可能性

如上所述，本发明的直流电源装置为小型、量轻的结构，而且是共模噪声难以产生的直流电源装置。由此，它们能够用作以空调器和冰箱等为首的洗衣机等电器产品的直流电源装置。

附图标记说明

1交流电源

2电抗器

3开关机构

4a第一二极管

4b第二二极管

4c第三二极管

4d第四二极管

5平滑电容器

6负载(逆变器电路)

7输入电流检测器

8电源电压检测器

9直流电压检测器

10升压电路控制部

10a开关控制部

10b开关控制部

11逆变器控制部

12电动机电流检测器

18电压相位检测器

20电动机

Claims (10)

1.一种直流电源装置，其特征在于，包括：

桥式整流电路，其包括第一二极管与第二二极管串联连接而成的臂和第三二极管与第四二极管串联连接而成的臂；

电抗器，其连接在所述第一二极管与所述第二二极管的连接点和交流电源之间；和

开关机构，其通过所述电抗器将所述交流电源短路，其中

所述第三二极管和所述第四二极管的反向恢复时间，设定为比所述第一二极管和第二二极管的反向恢复时间长，

未连接所述电抗器的一侧的所述交流电源的输入端子与所述桥式整流电路的负的直流输出端间的电压，在所述交流电源的电源电压的正和负的任一方的半周期期间，被保持为与0V相当，在另一半周期期间，被保持为与直流输出电压相当。

2.一种直流电源装置，其特征在于，包括：

桥式整流电路，其包括第一二极管与第二二极管串联连接而成的臂和第三二极管与第四二极管串联连接而成的臂；

电抗器，其连接在所述第一二极管与所述第二二极管的连接点和交流电源之间；和

开关机构，其通过所述电抗器将所述交流电源短路，其中

所述第三二极管和所述第四二极管的反向恢复时间，设定为比所述开关机构的导通宽度的最大值大，

所述第一二极管和所述第二二极管的反向恢复时间，设定为比所述开关机构的导通宽度的最小值小。

3.一种直流电源装置，其特征在于，包括：

桥式整流电路，其包括第一二极管与第二二极管串联连接而成的臂和第三二极管与第四二极管串联连接而成的臂；

电抗器，其连接在所述第一二极管与所述第二二极管的连接点和交流电源之间；和

开关机构，其通过所述电抗器将所述交流电源短路，其中

所述第三二极管和所述第四二极管的反向恢复时间，设定为比所述第一二极管和所述第二二极管的反向恢复时间与所述开关机构的接通时间的总和大，

所述第一二极管、所述第二二极管的反向恢复时间，设定为比所述开关机构的导通宽度的最小值小。

4.如权利要求2或3所述的直流电源装置，其特征在于：

在所述交流电源的电源电压的正和负的任一方的半周期期间，未连接所述电抗器的一侧的所述交流电源的输入端子与所述桥式整流电路的负的直流输出端间的电压被保持为与0V相当，在另一半周期期间，被保持为与直流输出电压相当。

5.如权利要求1～4中任一项所述的直流电源装置，其特征在于：

所述第三二极管和所述第四二极管的反向恢复时间，设定为大到所述第一二极管和所述第二二极管的反向恢复时间的约10倍以上。

6.如权利要求1～5中任一项所述的直流电源装置，其特征在于：

所述第三二极管的反向恢复时间，设定为比所述第二二极管的反向恢复时间与所述开关机构接通之后所述第一二极管和所述第二二极管的中点电位产生的衰减振动的衰减时间的总和大，而且，所述第四二极管的反向恢复时间，设定为比所述第一二极管的反向恢复时间与所述开关机构接通之后所述第一二极管和所述第二二极管的中点电位产生的衰减振动的衰减时间的总和大。

7.如权利要求1～6中任一项所述的直流电源装置，其特征在于：

还包括驱动所述开关机构的开关控制部，

所述开关控制部以15kHz以上的载波频率驱动所述开关机构，

所述第一二极管和所述第二二极管的反向恢复时间为100ns以下，所述第三二极管和所述第四二极管的反向恢复时间为1μs以上。

8.如权利要求1～7中任一项所述的直流电源装置，其特征在于：

所述第三二极管和所述第四二极管由一般整流用二极管构成。

9.如权利要求1～8中任一项所述的直流电源装置，其特征在于：

所述电抗器的芯由硅钢板构成。

10.一种电动机驱动用逆变装置，其特征在于，包括：

与交流电源连接的权利要求1～9中任一项所述的直流电源装置；

将来自直流电源装置的直流输出电压转换为规定的交流电压的逆变电路；和

对所述逆变电路的驱动进行控制的逆变器控制部。

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