CN103248247A - 具有调制方式选择部的电动机驱动用的pwm整流器 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种具有调制方式选择部的电动机驱动用的PWM整流器。PWM整流器（1），具有：控制部（40），用于遵照三相调制方式、或者遵照两相调制方式，生成PWM信号；检测部（28），用于输出三相交流电流的电流检测值；和选择部（42），用于比较电流检测值和第一阈值和比第一阈值大的第二阈值，在电流检测值比第一阈值大、比第二阈值小的情况下选择两相调制方式，在那以外的情况下选择三相调制方式，作为用于生成PWM信号的调制方式。

Description

具有调制方式选择部的电动机驱动用的PWM整流器

技术领域

本发明涉及使用PWM信号（脉宽调制信号）控制开关元件把三相交流电力变换为直流电力的电动机驱动用的PWM整流器。

背景技术

在驱动机床、产业机械、机器人等的电动机驱动装置中，使用把商用交流电力变换为直流电力、将其供给驱动电动机的逆变器的、电动机驱动用的整流器。

作为这样的整流器，有二极管整流方式的整流器。二极管整流方式的整流器，虽然有廉价这样的优点，但是有电源高次谐波或者无效电流大这样的缺点。

对此，近年来，从要求减低电源高次谐波或者减低无效电力出发，使用脉冲宽度调制（Pulse Width Modulation：PWM）的整流器（以下称“PWM整流器”）的应用正在增多。

图9是表示一般的PWM整流器的结构的图。该PWM整流器100的主电路部10由图示那样连接的晶体管12～17、二极管18～23以及滤波电容器24构成。在主电路部10的输入侧，通过交流电抗器26连接三相交流电源30，在输出侧，连接PWM逆变器32等负荷。

加法器36输出PWM整流器100的输出电压亦即滤波电容器24的电压的离开电压指令的偏差（电压偏差）。电压控制器34从加法器36输出的电压偏差和三相交流电源30的电压，输出电流指令。加法器38输出在PWM整流器100的交流输入侧设置的电流检测器28中检出的电流的离开电流指令的偏差（电流偏差）。电流控制器140比较从该电流偏差生成的PWM电压指令和恒定振幅恒定频率的PWM载波（脉宽调制载波），根据其比较结果输出用于控制晶体管12～17的PWM信号（脉宽调制信号）。

图10是说明一般的PWM整流器中的三相调制方式的图。在图10中，用实线表示三相调制方式中的R相、S相以及T相的PWM电压指令，用虚线表示与它们比较的PWM载波。在电流控制器140中比较各相的PWM电压指令和三角波的PWM载波，在PWM电压指令比PWM载波大的情况下，使图9中上侧的晶体管12、14或者16导通，使下侧的晶体管13、15或者17关断，在PWM电压指令比PWM载波小的情况下，使图9中下侧的晶体管13、15或者17导通，使上侧的晶体管12、14或者16关断。如图10所示，与各相的PWM电压指令的值的变化一起，各相的晶体管导通的期间的比例变化，当PWM电压指令的值接近PWM载波的最大值时，该相上侧的晶体管导通的期间变长，当接近最小值时该相下侧的晶体管导通的期间变长。

这样，在PWM整流器中，因为通过开关元件进行高速开关动作，所以开关损失增大。因此，PWM整流器与现有的二极管整流方式的整流器相比，有装置全体中的损失变大，装置的容积变大的问题。

历来，为解决该问题，使用在交流输入侧的电流的振幅大的区域内降低PWM频率这样的方法。通过该方法，能够抑制开关元件中的开关损失（发热）以及装置的容积增大。但是在现有的方法中，因为伴随PWM频率的降低，反馈的采样周期变长，所以有控制系统的响应性恶化这样的问题。

对此，例如在日本特开2010－200412号公报中记载的那样，提出了一种PWM整流器，其通过应用通过在开关损失增大的电流值大的区域内使三相PWM电压指令的某一相与PWM载波的最大值或者最小值一致，由此降低开关元件的开关次数的两相调制方式，从而能够不使控制性恶化，抑制开关损失。

此外，例如在日本特开2004－048885号公报中记载的那样，提出了一种技术，即使在PWM逆变器中，也在使用PWM信号变换直流电压输出交流电压时，根据重视电流控制的精度还是重视发热的抑制，作为调制方式选择三相调制方式或者两相调整方式。

另外，例如在日本特开平8－023698号公报中记载的那样，提出了一种技术，即使在相同的PWM逆变器中，也通过使调制方式从三相调制方式切换到两相调整方式，减低电动机再生状态下的实电流波形的失真，或者在从电动机再生状态向动力运行状态变化时抑制电流或者转据的过度变动。

根据上述的两相调制方式，能够抑制开关元件中的开关损失（发热），但是因为比三相调制方式开关次数少，所以对于交流输入侧的电流的基波成分的波动成分（高次谐波成分）的比率增大。亦即在假定在两相调制方式以及三相调制方式下交流输入侧的基波成分相同的情况下，有两相调制方式的一方交流电流的尖峰时的值变大这样的问题。

一般，在PWM整流器中，为不使开关元件超过最大额定电流使用，设置保护功能，该功能实时监视交流输入侧的电流，在该电流值超过规定的值的情况下，强制使开关动作停止，以硬件方式限制电流，或者发出警报停止PWM动作。

但是，如上述，因为当成为两相调制方式时对于交流输入侧的电流的基波成分，波动成分的比率变大，所以两相调制方式与三相调制方式的情况相比有上述的保护功能动作快这样的问题。图11a是说明通过一般的PWM整流器中的三相调制方式产生的交流输入侧的电流的波动的图。图11b是说明通过一般的PWM整流器中的两相调制方式产生的交流输入侧的电流的波动的图。在图11a以及图11b中，用实线表示交流输入侧的电流的基波成分和波动成分，用虚线表示交流输入侧的电流的基波成分。与图11a所示那样的三相调制方式中的电流波动比较，在两相调制方式中，如图11b所示，因为电流尖峰时开关元件的开关次数比三相调制方式的情况少，所以对于交流输入侧的电流的基波成分电流波动的比率变大。假定设定图11a以及图11b所示那样的保护功能动作电平，在两相调制方式以及三相调制方式下交流输入侧的电流的基波成分相同的情况下，因为在两相调制方式中，与三相调制方式相比电流波动幅度变大，所以交流电流尖峰时的值变大，上述的保护功能容易动作。

因此，根据作为PWM整流器的调制方式在交流输入侧的电流小的区域中应用三相调制方式在交流输入侧的电流大的区域中应用两相调制方式的方法，需要降低输出运行，不使上述保护功能驱动PWM整流器，与不管交流输入侧的电流值始终应用三相调制方式的方法相比，有不能够有效运用开关元件的电流，PWM整流器的最大输出降低这样的问题。

发明内容

鉴于上述问题，本发明的目的是提供一种电动机驱动用的PWM整流器，其能够不降低最大输出，而且不使响应性恶化，减低开关元件的开关损失。

一种使用PWM信号控制开关元件、把三相交流电力变换为直流电力的电动机驱动用PWM整流器，具有：控制部，用于遵照三相调制方式或者两相调制方式生成上述PWM信号，三相调制方式为：比较PWM电压指令与恒定振幅恒定频率的PWM载波生成PWM信号，两相调制方式为：将使构成上述三相调制方式中的PWM电压指令的三相中的被选择的一相的PWM电压指令在规定期间中与上述PWM载波的最大值或者最小值一致的一相以及将为了取得上述一致所必要的偏移量用于与上述被选择的一相不同的其他两相后的两相构成的PWM电压指令与上述PWM载波进行比较，生成上述PWM信号；检测部，用于检测三相交流的电流作为电流检测值输出；和选择部，用于比较电流检测值、比零大的第一阈值、和比第一阈值大的第二阈值，作为在控制部中的PWM信号的生成中使用的调制方式，在电流检测值、比第一阈值大比第二阈值小的情况下选择两相调制方式，在那以外的情况下选择三相调制方式。

在用选择部进行第一阈值以及第二阈值的比较中使用的上述电流检测值，是三相交流的各相的电流振幅的绝对值的最大值、或者把三相交流的电流变换在两相坐标轴上得到的电流矢量的矢量范数。

根据开关元件具有的热额定值和PWM载波的载波频率中的至少一个决定第一阈值。

根据开关元件具有的最大额定电流和在三相交流的电流中产生的电流波动成分和PWM载波的载波频率中的至少一个决定第二阈值。

附图说明

通过参照以下的附图，能够更加明确理解本发明。

图1是表示PWM整流器的结构的图。

图2是PWM整流器中的调制方式的状态转移图。

图3是说明在PWM整流器中的调制方式选择部中使用的阈值的概念图。

图4是说明从电流矢量的三相坐标向两相坐标的变换的图。

图5a、图5b以及图5c是说明PWM整流器中的两相调制方式的第一例的图。

图6a、图6b以及图6c是说明PWM整流器中的两相调制方式的第二例的图。

图7a、图7b以及图7c是说明PWM整流器中的两相调制方式的第三例的图。

图8a、图8b以及图8c是说明PWM整流器中的两相调制方式的第四例的图。

图9是表示一般的PWM整流器的结构的图。

图10是说明一般的PWM整流器中的三相调制方式的图。

图11a是说明通过一般的PWM整流器中的三相调制方式产生的交流输入侧的电流的波动的图。

图11b是说明通过一般的PWM整流器中的两相调制方式产生的交流输入侧的电流的波动的图。

具体实施方式

下面参照附图说明具有调制方式选择部的电动机驱动用的PWM整流器。但是希望理解，本发明不限于附图或者以下说明的实施方式。

图1是表示PWM整流器的结构的图。如图1所示，电动机驱动用的PWM整流器1，在交流输入侧连接三相交流电源30，使用PWM信号控制开关元件，把来自三相交流电源30的三相交流电力变换为直流电力，向在直流输出侧连接的负荷32输出。负荷32是用于交流驱动电动机的逆变器。

PWM整流器1具有：作为如下控制部的电流控制器40，该控制部用于遵照比较PWM电压指令与恒定振幅恒定频率的PWM载波（脉宽调制载波）生成PWM信号（脉宽调制信号）的三相调制方式、或者遵照将使构成三相调制方式中的PWM电压指令的三相中的被选择的一相的PWM电压指令在规定期间中与PWM载波的最大值或者最小值一致的一相以及将为了取得上述一致所必要的偏移量用于与上述被选择的一相不同的其他两相后的两相所构成的PWM电压指令与PWM载波进行比较，生成PWM信号的两相调制方式，生成PWM信号；检测部，用于通过电流检测器28检测三相交流电源30的三相交流的电流，作为电流检测值输出；和作为如下选择部的调制方式选择部42，该选择部用于比较上述电流检测值、比零大的第一阈值、和比第一阈值大的第二阈值，作为在控制部（电流控制器40）中的PWM信号的生成中使用的调制方式，在上述电流检测值比第一阈值大、比第二阈值小的情况下选择两相调制方式，在那以外的情况下选择三相调制方式。第一阈值以及第二阈值在存储器44中存储，调制方式选择部42从存储器44中适宜读出第一阈值以及第二阈值，在和上述电流检测值的比较中使用。

这样，调制方式选择部42选择三相调制方式或者两相调制方式中的某一种。遵照通过调制方式选择部42选择的调制方式，电流控制器40生成PWM信号。关于调制方式选择部42的动作后述。

PWM整流器1的主电路部10，由图示那样连接的晶体管12～17、二极管18～23以及滤波电容器24构成。在主电路部10的输入侧，通过交流电抗器26连接三相交流电源30，在输出侧连接负荷32。此外，在实施例中，PWM整流器1的开关元件作为一例使用晶体管，但是开关元件的种类自身不限定本发明，也可以是其他的半导体元件。

加法器36输出PWM整流器1的输出电压亦即滤波电容器24的电压的离开电压指令的偏差（电压偏差）。电压控制器34从加法器36输出的电压偏差和三相交流电源30的电压，输出电流指令。加法器38向电流控制器40输出在PWM整流器1的交流输入侧设置的电流检测器28中检出的电流的离开电流指令的偏差（电流偏差）。

电流控制器40，如上述遵照通过调制方式选择部42选择的调制方式生成PWM信号。亦即在通过调制方式选择部42选择的调制方式是三相调制方式时，比较从来自加法器38的电流偏差生成的PWM电压指令和恒定振幅恒定频率的PWM载波，将其比较结果作为用于控制晶体管12～17的PWM信号输出。另外，在通过调制方式选择部42选择的调制方式是两相调制方式时，比较遵照两相调制方式生成的PWM电压指令与PWM载波，将其比较结果作为PWM信号输出。

上述的电压控制器34、加法器36以及38、电流控制器40、以及调制方式选择部42中的各处理，例如使用DSP、FPGA或者微计算机实现。

接着说明调制方式选择部42的动作的细节。

图2是PWM整流器中的调制方式的状态转移图。另外，图3是说明在PWM整流器中的调制方式选择部中使用的阈值的概念图。

在调制方式选择部42中在和通过电流检测器28检出的电流检测值的比较中使用的第一阈值预先设定为比零（0）大的值，第二阈值预先设定为比第一阈值大的值。

这里，上述第一阈值根据开关元件具有的热额定值和PWM载波的载波频率中的至少一个决定。这样，因为作为决定第一阈值时的判断材料，在PWM载波的载波频率以外可以举出开关元件具有的热额定值，所以第一阈值意味三相调制方式和两相调制方式的切换条件，因为两相调制方式是为抑制在电流值大的区域中在开关元件中产生的开关损失（发热）而采用的方式。

另外，第二阈值根据开关元件具有的最大额定电流和在三相交流的电流中产生的电流波动成分和PWM载波的载波频率中的至少一个决定。这样，因为作为决定第二阈值时的判断材料，在PWM载波的载波频率以外可以举出开关元件具有的最大额定电流和在三相交流的电流中产生的电流波动成分，所以第二阈值意味在电流检测值增加时从两相调制方式向三相调制方式切换时的切换条件，这是因为通过使PWM整流器能够在接近开关元件的最大额定电流下运行，有效应用开关元件的电流，不使PWM整流器的输出降低的缘故。

调制方式选择部42从存储器44中适宜读出第一阈值以及第二阈值，在与上述电流检测值的比较中使用。亦即如图3所示，调制方式选择部42比较上述电流检测值、和比零大的第一阈值以及比该第一阈值大的第二阈值，在上述电流检测值比第一阈值大而比第二阈值小的情况下选择两相调制方式，在电流控制器40中的PWM信号的生成中使用它，在那以外的情况下选择三相调制方式在电流控制器40中的PWM信号的生成中使用。使用图2表示的状态转移图详细说明这点时如下。

首先在位于初始状态S0时，当PWM整流器开始PWM动作时，从初始状态S0转移到状态S1。状态S1在交流输入侧的电流检测值超过第一阈值前维持。在状态S1期间，调制方式选择部42，作为在电流控制器40中的PWM信号的生成中使用的调制方式，选择图10所示那样的三相调制方式。

当交流输入侧的电流检测值超过第一阈值时，从状态S1转移到状态S2。在交流输入侧的电流检测值超过第二阈值前，另外在交流输入侧的电流检测值成为“第一阈值－第一滞后”以下前维持状态S2。亦即在根据切换条件的判定的切换中具有滞后。在状态S2期间，调制方式选择部42作为在电流控制器40中的PWM信号的生成中使用的调制方式选择两相调制方式。电流检测值超过第一阈值，意味交流输入侧的电流进入大的区域，但是根据本发明的实施例，因为把在PWM信号的生成中使用的调制方式从三相调制方式切换到两相调制方式，所以开关元件的开关损失，与使用三相调制方式的情况下相比被抑制。

当交流输入侧的电流检测值超过第二阈值时，从状态S2转移到状态S3，调制方式选择部42再次选择三相调制方式。在交流输入侧的电流检测值成为“第二阈值－第二滞后”以下前维持状态S3。亦即在根据切换条件的判定的切换中具有滞后。在状态S3期间，调制方式选择部42作为在电流控制器40中的PWM信号的生成中使用的调制方式选择三相调制方式。电流检测值超过第二阈值意味交流输入侧的电流检测值接近最大额定电流，但是根据本发明的实施例，通过把在PWM信号的生成中使用的调制方式从电流波动大的两相调制方式切换到电流波动小的三相调制方式，抑制对于交流输入侧的电流的基波成分的电流波动。由此，接近开关元件的最大额定电流处的PWM整流器1的运行成为可能。历来，为不使在PWM整流器内一般设置的保护开关元件的功能动作而需要降低PWM整流器的输出而运行，但是，根据本发明不需要，为能够有效利用开关元件的电流，不降低PWM整流器1的最大输出。此外，从交流输入侧向PWM整流器1输入的接近最大额定电流的电流，因为负荷32是用于向电动机供给交流驱动电力的逆变器，所以仅在电动机加减速等的过渡状态下一瞬间施加，而不是经常施加。因此，如上述，通过在接近开关元件的最大额定电流值附近从两相调制方式再次切换到三相调制方式引起的开关损失的增加，从装置全体的损失看是可以忽略的值。因此，在PWM整流器1中，在开关元件中不产生通过调制方式的切换引起的热的问题。

当交流输入侧的电流检测值成为“第二阈值－第二滞后”时，从状态S3向状态S2转移，调制方式选择部42选择两相调制方式。如上述，状态S2，在交流输入侧的电流检测值超过第二阈值之前、或者在交流输入侧的电流检测值成为“第一阈值－第一滞后”以下之前维持。

当交流输入侧的电流检测值成为“第一阈值－第一滞后”以下时从状态S2向状态S1转移，调制方式选择部42选择三相调制方式。如上述，在交流输入侧的电流检测值超过第一阈值之前维持状态S1。

上述的第一阈值以及第二阈值，在调制方式选择部42中与交流输入侧的电流检测值比较。这里，在调制方式选择部42中与第一阈值以及第二阈值的比较中使用的上述电流检测值，是三相交流的各相的电流振幅的绝对值的最大值、或者是把三相交流的电流变换在两相坐标轴上得到的电流矢量的矢量范数。这里，在说明电流矢量的矢量范数的情况时如下述。图4是说明从电流矢量的三相坐标上向两相坐标的变换的图。如图4所示，当用RST各轴表示的三相坐标上的电流矢量进行三相两相变换（所谓的αβ变换）时，被变换为用αβ各轴表示的两相坐标上的电流矢量。也可以在与第一阈值以及第二阈值的比较中使用这样的把三相交流的电流向两相坐标轴上变换得到的电流矢量的矢量范数。

接着说明PWM整流器中的两相调制方式。在两相调制方式中，使在构成三相调制方式中的PWM电压指令的三相中选择的一相的电压指令在规定期间中与PWM载波的最大值或者最小值一致，比较在其他两相中应用为使一致必要的偏移量和PWM载波，生成PWM信号。在根据实施例的PWM整流器中的两相调制方式中，例如有下面说明的第一～第四的例子。

图5a、图5b以及图5c是说明PWM整流器中的两相调制方式的第一例的图。

如图5a、图5b以及图5c所示，根据第一例的两相调制方式，在构成三相调制方式中的PWM电压指令的三相中，PWM电压指令的绝对值成为最大的一相的PWM电压指令，在其间包含该PWM电压指令的绝对值成为最大时的上述规定期间中，与PWM载波的最大值或者最小值一致那样构成，而且，也在其他两相中应用该为使一致必要的偏移量（增加量）。亦即如图5a、图5b以及图5c所示，R相、S相以及T相的PWM电压指令中使最大的相增加到PWM载波的最大值的电平，其偏移量（增加量）也在其他两相中应用，同样，R相、S相以及T相的PWM电压指令中使最小的相减小到PWM载波的最小值的电平，其偏移量（减小量）也在其他两相中应用。

图6a、图6b以及图6c是说明PWM整流器中的两相调制方式的第二例的图。

如6a、图6b以及图6c所示，根据第二例的两相调制方式，在构成三相调制方式中的PWM电压指令的三相中，PWM电压指令成为最大的一相的PWM电压指令，在其间包含该PWM电压指令成为最大时的上述规定期间中，与PWM载波的最大值一致那样构成，而且，该为使一致必要的偏移量（增加量）也在其他两相中应用。亦即如图6a、图6b以及图6c所示，R相、S相以及T相的PWM电压指令中使最大的相增加到PWM载波的最大值的电平，其偏移量（增加量）也在其他两相中应用。

图7a、图7b以及图7c是说明PWM整流器中的两相调制方式的第三例的图。

如图7a、图7b以及图7c所示，根据第三例的两相调制方式，在构成三相调制方式中的PWM电压指令的三相中，PWM电压指令成为最小的一相的PWM电压指令，在其间包含该PWM电压指令成为最小时的上述规定期间中，与PWM载波的最小值一致那样构成，而且，该为使一致必要的偏移量（减小量）也在其他两相中应用。亦即如图7a、图7b以及图7c所示，R相、S相以及T相的PWM电压指令中使最小的相减小到PWM载波的最小值的电平，其偏移量（减小量）也在其他两相中应用。

图8a、图8b以及图8c是说明PWM整流器中的两相调制方式的第四例的图。

如图8a、图8b以及图8c所示，根据第四例的两相调制方式，在构成三相调制方式中的PWM电压指令的三相中，成为PWM电压指令最大的一相的PWM电压指令与PWM载波的最大值一致那样构成的期间、和在构成三相调制方式中的PWM电压指令的三相中，PWM电压指令成为最小的一相的PWM电压指令与PWM载波的最小值一致那样构成的期间交互组合那样构成。亦即如图8a、图8b以及图8c所示，交互重复图6a、图6b以及图6c表示的第二例中的使最大的PWM电压指令增加到PWM载波的最大值的电平、和图7a、图7b以及图7c表示的第三例中的使最小的PWM电压指令减小到PWM载波的最小值的电平。此外，在图8a、图8b以及图8c中重复的周期为载波周期的两倍、两者同步那样描绘，但是重复的周期不必要是载波周期的两倍也不必要是整数倍，两者也不必要同步。

根据上述第一～第四例的两相调制方式，因为在使PWM电压指令与PWM载波一致的相中不进行开关动作，所以开关元件的开关次数与三相调制方式的情况相比成为2/3倍，因此通过把PWM调制方式中从三相调制方式切换到两相调制方式，能够减低开关损失。

本发明能够在驱动机床或者产业机械、机器人等的电动机驱动装置中作为为把商用交流电力变换为直流电力、将该直流电力供给驱动电动机的逆变器的正变换器使用的PWM整流器中应用。

在使用PWM信号控制开关元件把三相交流电力变换为直流电力的电动机驱动用的PWM整流器中，比较交流输入侧的电流检测值、和比零大的第一阈值以及比该第一阈值大的第二阈值，在电流检测值比第一阈值大、比第二阈值小时，因为不选择三相调制方式而选择两相调制方式生成PWM信号，所以能够抑制开关元件的开关损失（发热）。另外，在上述电流指令值超过第二阈值时，因为通过把在PWM信号的生成中使用的调制方式从两相调制方式切换到三相调制方式，抑制对于交流输入侧的电流的基波成分的电流波动，所以能够实现电动机驱动用的PWM整流器在开关元件的最大额定电流附近运行。历来，为不使在PWM整流器中一般设置的保护半导体开关元件的功能动作而需要降低PWM整流器的输出运转，但是根据本发明没有那种必要，不用降低电动机驱动用的PWM整流器的最大输出。这样，根据本发明，能够实现能够不降低最大输出、而且不使控制系统的响应性恶化而减低开关元件的开关损失的电动机驱动用的PWM整流器。

Claims (4)

1.一种电动机驱动用的PWM整流器（1），使用PWM信号控制开关元件，把三相交流电力变换为直流电力，其特征在于，

具有：

控制部（40），用于遵照三相调制方式或者两相调制方式生成上述PWM信号，三相调制方式为：比较PWM电压指令与恒定振幅恒定频率的PWM载波生成PWM信号，两相调制方式为：将使构成上述三相调制方式中的PWM电压指令的三相中的被选择的一相的PWM电压指令在规定期间中与上述PWM载波的最大值或者最小值一致的一相以及将为了取得上述一致所必要的偏移量用于与上述被选择的一相不同的其他两相后的两相所构成的PWM电压指令与上述PWM载波进行比较，生成上述PWM信号；

检测部（28），用于检测三相交流的电流作为电流检测值输出；和

选择部（42），用于比较上述电流检测值、比零大的第一阈值、和比上述第一阈值大的第二阈值，作为在上述控制部（40）中的上述PWM信号的生成中使用的调制方式，在上述电流检测值比上述第一阈值大、比上述第二阈值小的情况下选择上述两相调制方式，在那以外的情况下选择上述三相调制方式。

2.根据权利要求1所述的电动机驱动用的PWM整流器（1），其特征在于，

上述电流检测值，是三相交流的各相的电流振幅的绝对值的最大值、或者是把三相交流的电流变换在两相坐标轴上得到的电流矢量的矢量范数。

3.根据权利要求1所述的电动机驱动用的PWM整流器（1），其特征在于，

根据上述开关元件具有的热额定值和上述PWM载波的载波频率中的至少一个决定上述第一阈值。

4.根据权利要求1所述的电动机驱动用的PWM整流器（1），其特征在于，

根据上述开关元件具有的最大额定电流、在三相交流的电流中产生的电流波动成分和上述PWM载波的载波频率中的至少一个决定上述第二阈值。

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