JP6124262B2 - 電源装置 - Google Patents

Description

この発明は、複数のＤＣ／ＤＣコンバータを並列接続して備える電源装置に関するものである。

複数のＤＣ／ＤＣコンバータであるコンバータユニットを並列に接続した構成を有する従来の電源装置であるコンバータ装置は、各コンバータユニットに、運転動作モードと待機動作モードの２つの動作モードの間で切り替える動作モード切替回路を設ける。各コンバータユニットごとに異なる運転開始電圧と目標出力電圧を設定し、各コンバータユニットの運転モード切替制御回路は、コンバータ装置の出力電圧の値が運転開始電圧以下であることを検出した場合に運転動作モードに遷移し、電流検出回路で検出された出力電流の値があらかじめ設定された運転停止電流以下であることを検出した場合に待機動作モードに遷移するように、動作モード切替回路を制御する。

そして各コンバータユニットごとに異なる運転開始電圧と目標出力電圧とを設定することにより、負荷が増大して現在運転中のコンバータユニットが定格容量の総和を越えるたびに、順次、待機動作中であったコンバータユニットが起動する動作が可能となる。また、コンバータユニットの出力電流が運転停止電流以下となった場合に、そのコンバータユニットを待機動作モードとすることで、運転中の残りのコンバータユニットの負荷率が高まって、効率が向上する。これにより運転中のコンバータユニットを常に高い負荷率で運転することが可能になり、コンバータ装置全体としての効率を高く保ったまま運転することが可能になる（例えば、特許文献１参照）。

特開２００７−１３５３７３号公報

上記従来の電源装置では、運転中の各ＤＣ／ＤＣコンバータをできるだけ定格出力に近い高効率状態で運転するように制御するものであるが、電源装置の出力を最大変換効率点に追従させることはできず、さらなる変換効率の向上は困難であった。

この発明は、上記のような問題点を解消するために成されたものであって、複数のＤＣ／ＤＣコンバータを並列接続して備え、さらに高い変換効率で動作可能な電源装置を得ることを目的とする。

この発明に係る電源装置は、並列接続されたＮ台のＤＣ／ＤＣコンバータと、該各ＤＣ／ＤＣコンバータを制御する制御装置とを備えて、一定電圧の直流電圧を出力する。上記各ＤＣ／ＤＣコンバータは、半導体スイッチング素子およびリアクトルを有するチョッパ回路部と、該リアクトルに流れるリアクトル電流を検出する電流検出手段とを備える。上記制御装置は、上記各リアクトル電流の総和である出力電流に応じて、第１制御モードを含む複数の制御モードから１つを選択して、上記各ＤＣ／ＤＣコンバータに対し、運転要否と運転時の電流指令を決定して制御する。上記第１制御モードは、上記Ｎ台のＤＣ／ＤＣコンバータ内の複数台を運転し、その内の少なくとも１台を、上記半導体スイッチング素子をゼロ電流スイッチングさせるソフトスイッチングコンバータとして運転するものである。そして、上記制御装置は、上記リアクトル電流の瞬時値およびその時間微分値が共に０である不連続状態を検出して上記リアクトル電流が不連続と判定することで、検出された上記リアクトル電流が不連続か否かを判定する判定回路を備え、上記第１制御モードを選択時に、上記ソフトスイッチングコンバータに対し、上記判定回路の結果に基づいて、上記リアクトル電流が不連続となる該リアクトル電流の平均値を上記電流指令に決定するものである。
またこの発明に係る電源装置は、並列接続されたＮ台のＤＣ／ＤＣコンバータと、該各ＤＣ／ＤＣコンバータを制御する制御装置とを備えて、一定電圧の直流電圧を出力する。上記各ＤＣ／ＤＣコンバータは、半導体スイッチング素子およびリアクトルを有するチョッパ回路部と、該リアクトルに流れるリアクトル電流を検出する電流検出手段とを備える。上記制御装置は、上記各リアクトル電流の総和である出力電流に応じて、第１制御モードを含む複数の制御モードから１つを選択して、上記各ＤＣ／ＤＣコンバータに対し、運転要否と運転時の電流指令を決定して制御する。上記第１制御モードは、上記Ｎ台のＤＣ／ＤＣコンバータ内の複数台を運転し、その内の少なくとも１台を、上記半導体スイッチング素子をゼロ電流スイッチングさせるソフトスイッチングコンバータとして運転するものである。そして、上記制御装置は、上記出力電流に応じて上記各ＤＣ／ＤＣコンバータに対し運転要否と運転時の上記電流指令を決定する処理を、所定の繰り返し周期で行い、上記ＤＣ／ＤＣコンバータの運転台数の切り替え時における上記出力電流の安定に要する時間に基づいて、上記繰り返し周期が決定されるものである。

この発明に係る電源装置は以上のように構成されるため、ゼロ電流スイッチングを用いる制御を可能にしてスイッチング損失の低減が図れ、さらに高い変換効率が実現できる。

この発明の実施の形態１による電源装置の構成を示す回路図である。 この発明の実施の形態１による電源装置における出力電流に対する変換効率特性を示す図である。 この発明の実施の形態１によるリアクトル電流の不連続状態を説明する図である。 この発明の実施の形態１による電源装置における制御モード決定動作を説明するフローチャートである。 この発明の実施の形態１による電源装置における制御モード毎の電流制御および電圧制御を示す制御ブロック図である。 この発明の実施の形態１による不連続判定回路の論理回路図である。 この発明の実施の形態１による不連続判定回路の各部の波形図である。 この発明の実施の形態３による電源装置の構成を示す回路図である。 この発明の実施の形態３による電源装置における制御モード決定動作を説明するフローチャートである。

実施の形態１．
以下、この発明の実施の形態１による電源装置を図に基づいて以下に説明する。図１は、この発明の実施の形態１による電源装置の構成を、入出力部に接続される各種機器と共に示した回路図である。
電源装置１はハイブリッド車あるいは電気自動車に搭載される降圧ＤＣ／ＤＣコンバータ等に用いられる。図１に示すように、電源装置１の入力側には高電圧バッテリ２が、出力側には低電圧バッテリ３が接続され、電源装置１は高電圧バッテリ２から低電圧バッテリ３へ降圧動作による電力変換を行い、出力側の電圧を一定に保つように動作する。

この場合、出力側の低電圧バッテリ３と並列に電気負荷４が接続されており、電源装置１は電気負荷４の電力要求に応じた電力変換を行う。また入力側の高電圧バッテリ２には、電動機として動作すると共に車両減速時には発電機として動作して回生電力を出力する電動発電機１０が、インバータ５を介して接続される。
インバータ５は、電動発電機１０を駆動する際に、すなわち電動発電機１０が電動機として動作する際には、高電圧バッテリ２の直流電力を三相交流電力に変換して電動発電機１０を駆動する。そしてインバータ５は、電動発電機１０を発電機として回生動作させる際には、電動発電機１０で生成された三相交流の回生電力を直流電力に変換して高電圧バッテリ２を充電する。

電源装置１は、入力フィルタ部６と、並列接続された２台のＤＣ／ＤＣコンバータである第１ＤＣ／ＤＣコンバータ７および第２ＤＣ／ＤＣコンバータ８と、出力側の平滑コンデンサ１１とを備えて主回路を構成する。
入力フィルタ部６は２つのコンデンサ６１、６３およびリアクトル６２にて構成される。第１ＤＣ／ＤＣコンバータ７は、２直列の半導体スイッチング素子（以下、単にスイッチング素子）７１、７２と、スイッチング素子７１、７２の接続点に接続された電流平滑用のリアクトル７３と、リアクトル７３に直列接続されリアクトル７３に流れるリアクトル電流ＩＬａを検出する電流検出手段としての電流検出回路７４とを有する。第２ＤＣ／ＤＣコンバータ８は、第１ＤＣ／ＤＣコンバータ７と同じ回路構成であり、２直列のスイッチング素子８１、８２と、電流平滑用のリアクトル８３と、リアクトル８３に流れるリアクトル電流ＩＬｂを検出する電流検出手段としての電流検出回路８４とを有する。
なお、各スイッチング素子７１、７２、８１、８２は、自己消弧型の半導体スイッチング素子、この場合ＭＯＳＦＥＴから成り、それぞれダイオードが逆並列に接続されて構成される。

また、電源装置１は、第１ＤＣ／ＤＣコンバータ７および第２ＤＣ／ＤＣコンバータ８を制御する制御装置１４を備え、制御装置１４は、リアクトル電流ＩＬａが連続か不連続かを判定する判定回路としての不連続判定回路１２と、第１ＤＣ／ＤＣコンバータ７および第２ＤＣ／ＤＣコンバータ８への制御信号を生成するコントローラ１３とを備える。さらに電源装置１は、入力電圧Ｖｉｎを検出する電圧センサ１５と、出力電圧Ｖｏｕｔを検出する電圧センサ１６とを備える。

コントローラ１３は、各電流検出回路７４、８４で検出されたリアクトル電流ＩＬａ、ＩＬｂの電流値と、電圧センサ１５、１６で検出された入力電圧Ｖｉｎ、出力電圧Ｖｏｕｔの電圧値と、不連続判定回路１２の判定結果とが入力され、出力電圧Ｖｏｕｔが一定の目標電圧となるように、第１ＤＣ／ＤＣコンバータ７および第２ＤＣ／ＤＣコンバータ８をＰＷＭ制御する。これにより電源装置１は、高電圧バッテリ２から低電圧バッテリ３へ降圧動作による電力変換を行う。

電源装置１の出力電流Ｉｏｕｔは、第１ＤＣ／ＤＣコンバータ７の出力電流であるリアクトル電流ＩＬａと、第２ＤＣ／ＤＣコンバータ８の出力電流であるリアクトル電流ＩＬｂとの和である。コントローラ１３は、出力電圧Ｖｏｕｔが一定の目標電圧となるように出力電流Ｉｏｕｔを制御する。その際、後述する制御モードを切替選択し、第１ＤＣ／ＤＣコンバータ７の電流指令ＩＬａ^＊と第２ＤＣ／ＤＣコンバータ８の電流指令ＩＬｂ^＊とを生成して、リアクトル電流ＩＬａが電流指令ＩＬａ^＊に、リアクトル電流ＩＬｂが電流指令ＩＬｂ^＊に追従するように、第１ＤＣ／ＤＣコンバータ７および第２ＤＣ／ＤＣコンバータ８の各スイッチング素子７１、７２、８１、８２をオンオフする制御信号を生成して出力する。

上述したように、電源装置１は、第１、第２ＤＣ／ＤＣコンバータ７、８の出力電流和で出力電流Ｉｏｕｔを出力するものであるが、第１、第２ＤＣ／ＤＣコンバータ７、８を均等に出力させるように運転する複数台均等モードにて電源装置１が動作した場合と、仮に１台のみ、例えば第１ＤＣ／ＤＣコンバータ７のみ運転する単駆動モードにて電源装置１が動作した場合とでは、変換効率が異なる。複数台均等モードでは、第１ＤＣ／ＤＣコンバータ７、第２ＤＣ／ＤＣコンバータ８からそれぞれ出力電流Ｉｏｕｔの１／２ずつ出力させ、単駆動モードでは第１ＤＣ／ＤＣコンバータ７から出力電流Ｉｏｕｔを出力させ、第２ＤＣ／ＤＣコンバータ８は出力０で待機状態である。

複数台均等モードおよび単駆動モードにおける出力電流Ｉｏｕｔに対する電源装置１の変換効率ηの特性を図２に示す。
図２に示すように、複数台均等モードの変換効率ηを示す効率曲線αおよび単駆動モードの変換効率ηを示す効率曲線βは、それぞれ変換効率ηの極大値を２個有する。効率曲線αでは、Ｉｏｕｔ＝ｉα１の時、変換効率ηは第１極大値αｄｍ（点Ｐ２）となり、Ｉｏｕｔ＝ｉα２（＞ｉα１）の時、変換効率ηは第２極大値である最大値αｍａｘ（点Ｐ３）となる。効率曲線βでは、Ｉｏｕｔ＝ｉβ１の時、変換効率ηは第１極大値βｄｍ（点Ｐ１）となり、Ｉｏｕｔ＝ｉβ２（＞ｉβ１）の時、変換効率ηは第２極大値である最大値βｍａｘ（点Ｑ）となる。

ＤＣ／ＤＣコンバータで構成される電源装置１における出力電流Ｉｏｕｔに対する変換効率ηは、入出力電圧が一定の場合、電源装置１の全損失Ｐｌｏｓｓを用いて以下の式（１）で計算できる。
η（Ｉｏｕｔ）＝（Ｖｏｕｔ・Ｉｏｕｔ）
／（Ｖｏｕｔ・Ｉｏｕｔ＋Ｐｌｏｓｓ（Ｉｏｕｔ））
・・・式（１）

なお、出力電流Ｉｏｕｔに対する電源装置１の全損失Ｐｌｏｓｓ（Ｉｏｕｔ）は、係数ａ、ｂ、ｃを用いて以下の式（２）で示される。
Ｐｌｏｓｓ（Ｉｏｕｔ）＝ａ（Ｉｏｕｔ）^２＋ｂ（Ｉｏｕｔ）＋ｃ ・・・式（２）

上記式（１）（２）から、変換効率ηが第２極大値で最大値となるＩｏｕｔは、以下のように求められる。
ｄη（Ｉｏｕｔ）／ｄ（Ｉｏｕｔ）＝０
から、Ｉｏｕｔ＝（ｃ／ａ）^１／２ ・・・式（３）

式（２）で用いる係数ａ、ｂ、ｃを、複数台均等モードの場合は、ａα、ｂα、ｃαとし、単駆動モードの場合は、ａβ、ｂβ、ｃβとする。
また式（２）において、出力電流Ｉｏｕｔに対して固定の損失ｃは、主にリアクトル７３、８３の鉄損である。単駆動モードではリアクトル８３の鉄損が発生しないため、
ｃα≒２（ｃβ） ・・・式（４）
となる。また出力電流Ｉｏｕｔの２次の損失は主に抵抗成分であり、その係数ａについては、
ａβ≒２（ａα） ・・・式（５）
となる。

式（３）より、効率曲線αでは、Ｉｏｕｔ＝ｉα２＝（ｃα／ａα）^１／２の時、変換効率ηは最大値αｍａｘ（点Ｐ３）となる。また効率曲線βでは、Ｉｏｕｔ＝ｉβ２＝（ｃβ／ａβ）^１／２の時、変換効率ηは最大値βｍａｘ（点Ｑ）となる。そして、ｉα２、ｉβ２について、式（４）（５）から以下の式（６）が成立する。

一般に、変換効率ηが最大値を満たす出力電流値以下では、急峻に変換効率ηが低下する。これは入力電力が減少して出力電流Ｉｏｕｔの１次と２次の損失が減少し、固定の損失ｃの全損失に占める割合が増大するためである。
効率曲線α、βにおいて、変換効率ηが第１極大値となる点Ｐ２、Ｐ１は、スイッチング素子７１、７２、８１、８２がゼロ電流スイッチングにてスイッチングされ、電源装置１の全損失Ｐｌｏｓｓからスイッチング損失が減少するときである。
リアクトル電流が不連続となるとき、即ち、スイッチング素子７１、７２、８１、８２を流れる電流がスイッチングのタイミングでゼロとなるときゼロ電流スイッチングが成立する。不連続状態のリアクトル電流の波形を、連続状態の波形と共に図３に示す。なお、制御に用いるリアクトル電流や出力電流の電流値は、制御周期の例えば１周期の平均値を用いる。

複数台均等モードの効率曲線αでは、第１ＤＣ／ＤＣコンバータ７のリアクトル電流ｉＬａ、および第２ＤＣ／ＤＣコンバータ８のリアクトル電流ｉＬｂが共に不連続で、第１ＤＣ／ＤＣコンバータ７および第２ＤＣ／ＤＣコンバータ８の各スイッチング素子７１、７２、８１、８２のゼロ電流スイッチングが成立する。なお、リアクトル電流ｉＬａとリアクトル電流ｉＬｂとは等しくなるように制御されている。
また単駆動モードの効率曲線βでは、第１ＤＣ／ＤＣコンバータ７のみ運転しているため、リアクトル電流ｉＬａが不連続で、第１ＤＣ／ＤＣコンバータ７の各スイッチング素子７１、７２のゼロ電流スイッチングが成立する。
このため効率曲線α、βにおいて、変換効率ηが第１極大値となる点Ｐ２、Ｐ１の出力電流Ｉｏｕｔであるｉα１、ｉβ１について、以下の式（７）が成立する。

図２に示す効率曲線α、βを比較すると、出力電流Ｉｏｕｔがｉβ１以下の時、単駆動モード（効率曲線β）の変換効率ηがより高く、出力電流Ｉｏｕｔがｉα２以上の時、複数台均等モード（効率曲線α）の変換効率ηがより高い。そして、出力電流Ｉｏｕｔがｉα１の周辺では複数台均等モード（効率曲線α）の変換効率ηがより高いことが分かる。 この実施の形態では、出力電流に応じて、より高い変換効率ηが実現できるように、複数台均等モードと単駆動モードと、さらに後述する不連続モードとの３種の制御モードを切替選択して用いる。この不連続モードが第１制御モードであり、単駆動モードが第２制御モード、複数台均等モードが第３制御モードである。これらの制御モードを切り替えることにより、電源装置１は、例えば図２において出力電流の昇順に点Ｐ１、Ｐ２、Ｐ３を通る効率曲線を描く。

次に、不連続モードについて説明する。
不連続モードは、出力電流Ｉｏｕｔがｉβ１以上の電流範囲に適用され、第１ＤＣ／ＤＣコンバータ７の各スイッチング素子７１、７２がゼロ電流スイッチングするように制御する、即ち第１ＤＣ／ＤＣコンバータ７をソフトスイッチングコンバータとして運転する。コントローラ１３は、リアクトル電流ｉＬａが不連続となる電流指令ＩＬａ^＊を用いて第１ＤＣ／ＤＣコンバータ７を制御し、要求されている出力電流Ｉｏｕｔ（出力電流指令Ｉｒｅｆ）から電流指令ＩＬａ^＊を差し引いた残りの電流値を電流指令ＩＬｂ^＊に用いて第２ＤＣ／ＤＣコンバータ８を制御する。
この不連続モードの期間では、第１ＤＣ／ＤＣコンバータ７でのスイッチング損失の低減効果が継続され、スイッチング損失分の低減効果が効率に与える影響が大きい出力電流範囲では、複数台均等モードや単駆動モードよりも変換効率ηが高くなる。

これらの制御モードの切替選択は、電源装置１の出力電流Ｉｏｕｔに応じて行う。ところで、コントローラ１３は、出力電圧Ｖｏｕｔが一定の目標電圧となるように出力電流指令Ｉｒｅｆを生成して出力電流Ｉｏｕｔを制御している。このため、出力電流Ｉｏｕｔは出力電流指令Ｉｒｅｆに追従制御されており、制御モードの切替選択は出力電流指令Ｉｒｅｆに基づいて行っても良い。
コントローラ１３は、出力電流Ｉｏｕｔの昇順に、単駆動モード、不連続モード、複数台均等モードの順に切替選択するように、単駆動モードと不連続モードとの切り替えに用いる出力電流Ｉｏｕｔの閾値Ｉｓ、および不連続モードと複数台均等モードとの切り替えに用いる出力電流Ｉｏｕｔの閾値Ｉｄ（＞Ｉｓ）を予め設定して保持している。

この実施の形態では、予め測定した効率曲線α、βの第１、第２極大値の出力電流値ｉα１、ｉα２、ｉβ１、ｉβ２に基づいて、閾値Ｉｓをｉβ１以上ｉα１以下の値、例えばｉβ１に設定し、閾値Ｉｄをｉβ２以上ｉα２以下の値、例えばｉα２に設定する。
電源装置１は、出力電圧Ｖｏｕｔを一定に制御するものであるが、入力電圧Ｖｉｎは高電圧バッテリ２の状態などによって変化する。このため、コントローラ１３は、入力電圧毎に、閾値Ｉｓ、Ｉｄを閾値電流テーブルとして保持し、電圧センサ１５で検出された入力電圧Ｖｉｎに基づき適切な閾値を選択して用いる。

コントローラ１３による制御モード決定動作を、図４に示すフローチャートに基づいて以下に説明する。
まず、電流検出回路７４、８４で検出したリアクトル電流の和から出力電流Ｉｏｕｔを検出する（Ｓ１）。次に、出力電流Ｉｏｕｔを閾値Ｉｄと比較して（Ｓ２）、出力電流Ｉｏｕｔが閾値Ｉｄより低い時は、さらに出力電流Ｉｏｕｔを閾値Ｉｓと比較する（Ｓ３）。出力電流Ｉｏｕｔが閾値Ｉｓ以下の時は単駆動モードを選択し（Ｓ４）、出力電流Ｉｏｕｔが閾値Ｉｓより高い時は不連続モードを選択する（Ｓ５）。また、ステップＳ２において、出力電流Ｉｏｕｔが閾値Ｉｄ以上の時は、複数台均等モードを選択する（Ｓ６）。

なお、制御モード決定動作のステップＳ１〜Ｓ６は、所定の繰り返し周期で繰り返し行う。
また、僅かな電流差で頻繁に制御モードが切り替わり電源装置１の動作が不安定になるのを防止するため、各閾値Ｉｓ、Ｉｄにはヒステリシス幅を設けても良い。

次に、コントローラ１３による制御の詳細を図５に基づいて説明する。
コントローラ１３による第１、第２ＤＣ／ＤＣコンバータ７、８の制御は、電圧コントローラ２０を用いた電圧フィードバック制御と、電流コントローラ２１、２２を用いた電流フィードバック制御とで構成される。即ち、コントローラ１３は、電圧センサ１６で検出した出力電圧Ｖｏｕｔによる電圧フィードバック制御と、電流検出回路７４、８４で検出されたリアクトル電流ＩＬａ、ＩＬｂによる電流フィードバック制御とによりＤｕｔｙ比を決定して制御信号を生成し、第１、第２ＤＣ／ＤＣコンバータ７、８をＰＷＭ制御する。

また、第１ＤＣ／ＤＣコンバータ７のＰＷＭ制御に用いられるキャリア波と、第２ＤＣ／ＤＣコンバータ８のＰＷＭ制御に用いられるキャリア波との間には１８０度の位相差が設けられる。これにより、第１ＤＣ／ＤＣコンバータ７の出力電流（ＩＬａ）と第２ＤＣ／ＤＣコンバータ８の出力電流（ＩＬｂ）とが合成された出力電流Ｉｏｕｔの波形は、ＰＷＭ駆動周波数の倍の周波数で、電流リプルは１／２に低減できる。

図５（ａ）に示すように、単駆動モードの場合は、電圧センサ１６で検出した出力電圧Ｖｏｕｔを一定の電圧指令Ｖｒｅｆから減算した偏差が電圧コントローラ２０に入力され、電圧コントローラ２０は、入力された偏差が０となるように出力電流指令Ｉｒｅｆを演算する。そして、この出力電流指令Ｉｒｅｆを第１ＤＣ／ＤＣコンバータ７の電流指令ＩＬａ^＊とし、電流検出回路７４で検出されたリアクトル電流ＩＬａを電流指令ＩＬａ^＊から減算した偏差を電流コントローラ２１に入力する。電流コントローラ２１は、入力された偏差が０となるように第１ＤＣ／ＤＣコンバータ７のＤｕｔｙ比Ｄａを生成する。
一方、第２ＤＣ／ＤＣコンバータ８の電流指令ＩＬｂ^＊は０に設定され、電流コントローラ２２は第２ＤＣ／ＤＣコンバータ８のＤｕｔｙ比Ｄｂ（＝０）を生成する。
そして、第１ＤＣ／ＤＣコンバータ７では、スイッチング素子７１、７２がＤｕｔｙ比Ｄａに応じたオン時間で駆動され、第２ＤＣ／ＤＣコンバータ８では、スイッチング素子８１、８２がオフ状態に固定される。

図５（ｂ）に示すように、不連続モードの場合は、単駆動モードの場合と同様に、出力電圧Ｖｏｕｔを電圧指令Ｖｒｅｆから減算した偏差が０となるように出力電流指令Ｉｒｅｆが演算される。また、第１ＤＣ／ＤＣコンバータ７のリアクトル電流ｉＬａが不連続となる電流値（不連続電流値Ｉｄｉｓ）を取得し、この不連続電流値Ｉｄｉｓを第１ＤＣ／ＤＣコンバータ７の電流指令ＩＬａ^＊とする。なお、不連続電流値Ｉｄｉｓの取得についての詳細は後述する。
そして、電流検出回路７４で検出されたリアクトル電流ＩＬａを電流指令ＩＬａ^＊から減算した偏差を電流コントローラ２１に入力する。電流コントローラ２１は、入力された偏差が０となるように第１ＤＣ／ＤＣコンバータ７のＤｕｔｙ比Ｄａを生成する。

また、出力電流指令Ｉｒｅｆから第１ＤＣ／ＤＣコンバータ７の電流指令ＩＬａ^＊を差し引いた残りの電流値を電流指令ＩＬｂ^＊とする。そして、電流検出回路８４で検出されたリアクトル電流ＩＬｂを電流指令ＩＬｂ^＊から減算した偏差を電流コントローラ２２に入力する。電流コントローラ２２は、入力された偏差が０となるように第２ＤＣ／ＤＣコンバータ８のＤｕｔｙ比Ｄｂを生成する。
そして、第１ＤＣ／ＤＣコンバータ７では、スイッチング素子７１、７２がＤｕｔｙ比Ｄａに応じたオン時間で駆動され、第２ＤＣ／ＤＣコンバータ８では、スイッチング素子８１、８２がＤｕｔｙ比Ｄｂに応じたオン時間で駆動される。

図５（ｃ）に示すように、複数台均等モードの場合は、単駆動モードの場合と同様に、出力電圧Ｖｏｕｔを電圧指令Ｖｒｅｆから減算した偏差が０となるように出力電流指令Ｉｒｅｆが演算される。また、出力電流指令Ｉｒｅｆの１／２を第１、２ＤＣ／ＤＣコンバータ７、８の各電流指令ＩＬａ^＊、ＩＬｂ^＊にそれぞれ設定する。
そして、電流検出回路７４で検出されたリアクトル電流ＩＬａを電流指令ＩＬａ^＊から減算した偏差を電流コントローラ２１に入力し、電流コントローラ２１は、入力された偏差が０となるように第１ＤＣ／ＤＣコンバータ７のＤｕｔｙ比Ｄａを生成する。また、電流検出回路８４で検出されたリアクトル電流ＩＬｂを電流指令ＩＬｂ^＊から減算した偏差を電流コントローラ２２に入力し、電流コントローラ２２は、入力された偏差が０となるように第２ＤＣ／ＤＣコンバータ８のＤｕｔｙ比Ｄｂを生成する。
そして、第１ＤＣ／ＤＣコンバータ７では、スイッチング素子７１、７２がＤｕｔｙ比Ｄａに応じたオン時間で駆動され、第２ＤＣ／ＤＣコンバータ８では、スイッチング素子８１、８２がＤｕｔｙ比Ｄｂに応じたオン時間で駆動される。

不連続モードにおける不連続電流値Ｉｄｉｓの取得は、制御装置１４内の不連続判定回路１２を用いて行う。不連続判定回路１２は、リアクトル電流ＩＬａの瞬時値およびその時間微分値が共に０である不連続状態を検出してリアクトル電流ＩＬａが不連続と判定する論理回路から成る。この場合、検出されたリアクトル電流ＩＬａを電圧変換した電圧値Ｖ（ＩＬ）を用いて判定するものを示す。
図６は不連続判定回路１２の論理回路図であり、図７は不連続判定回路１２の各部の出力波形図である。
図６に示すように、不連続判定回路１２は、電圧値Ｖ（ＩＬ）を微分する微分回路２５と、電圧値Ｖ（ＩＬ）が０であることを判断する論理回路２６ａと、微分回路２５からの微分値２５ａが０であることを判断する論理回路２６ｂと、ＡＮＤ回路３１とを備える。
また、リアクトル電流ＩＬａを電圧変換した電圧値Ｖ（ＩＬ）の波形を図７（ａ）に、電圧値Ｖ（ＩＬ）を時間微分した微分値（ｄＶ（ＩＬ）／ｄｔ）２５ａの波形を図７（ｂ）に、論理回路２６ｂの出力３０ｂの波形を図７（ｃ）に、それぞれ示す。

図６、図７に示すように、論理回路２６ａでは、０に相当する電圧値に微少な電圧差を加算した値Ｖ１と、減算した値Ｖ２とを用い、コンパレータ２７ａは電圧値Ｖ（ＩＬ）とＶ２とを比較し、コンパレータ２８ａは電圧値Ｖ（ＩＬ）とＶ１とを比較する。そして、ＡＮＤ回路２９ａの出力３０ａは、電圧値Ｖ（ＩＬ）が、Ｖ２＜Ｖ（ＩＬ）≦Ｖ１のときにＨｉとなる。
また、微分回路２５は、電圧値Ｖ（ＩＬ）を時間微分した微分値２５ａを出力する。論理回路２６ｂでは、論理回路２６ａと同様に、コンパレータ２７ｂは微分値２５ａとＶ２とを比較し、コンパレータ２８ｂは微分値２５ａとＶ１とを比較する。そして、ＡＮＤ回路２９ｂの出力３０ｂは、微分値２５ａが、Ｖ２＜微分値２５ａ≦Ｖ１のときにＨｉとなる。

ＡＮＤ回路３１は、出力３０ａ、３０ｂが共にＨｉである時、Ｈｉ信号を出力して不連続状態を検出する。この不連続状態の期間は、出力３０ｂのＨｉ期間の内、矢印３２にて示される期間である（図７（ｃ）参照）。
コントローラ１３は、不連続判定回路１２により不連続状態と判定された場合に、その時のリアクトル電流ＩＬａの電流平均値を、不連続電流値Ｉｄｉｓとして取得する。

このように、不連続モードでの制御において、不連続判定回路１２を用いて取得された不連続電流値Ｉｄｉｓを第１ＤＣ／ＤＣコンバータ７の電流指令ＩＬａ^＊とするため、リアクトル７３のインダクタンス値のばらつき等に拘わらず、第１ＤＣ／ＤＣコンバータ７の各スイッチング素子７１、７２のゼロ電流スイッチングが確実に成立して、第１ＤＣ／ＤＣコンバータ７をソフトスイッチングコンバータとして運転することができる。
なお、不連続判定回路１２は、リアクトル電流が不連続か否かを判定するものであれば良く、上記構成に限るものではない。

以上のように、この実施の形態では、出力電流Ｉｏｕｔに応じて、複数の制御モードである単駆動モード、不連続モード、複数台均等モードから１つを選択して第１、第２ＤＣ／ＤＣコンバータ７、８を制御するため、電源装置１は高い変換効率を実現できる。また不連続モードでは、第１ＤＣ／ＤＣコンバータ７をソフトスイッチングコンバータとして運転し、第２ＤＣ／ＤＣコンバータ８から残りの出力電流を得るように運転することで、効果的にスイッチング損失の低減が図れる。
さらに、各制御モードの切り替えは、予め設定された閾値にて行い、高い変換効率を実現できる制御モードを容易に切替選択して第１、第２ＤＣ／ＤＣコンバータ７、８を信頼性良く制御できる。

実施の形態２．
上記実施の形態１では、制御装置１４は、不連続判定回路１２を備えて不連続電流値Ｉｄｉｓを取得したが、不連続電流値Ｉｄｉｓは演算により取得しても良い。
降圧動作を行う第１ＤＣ／ＤＣコンバータ７では、リアクトル電流ＩＬａの電流リプルΔＩＬは、ＰＷＭ制御のスイッチング周波数ｆｓｗと、リアクトル７３のインダクタンス値Ｌとを用いて、以下の式（８）で演算できる。
ΔＩＬ＝（Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ）・（Ｖｏｕｔ／Ｖｉｎ）／（ｆｓｗ・Ｌ）
・・・式（８）

演算されたΔＩＬの１／２の値を不連続電流値Ｉｄｉｓとする。
これにより電源装置１は、不連続判定回路１２を不要にして簡易な構成で高い変換効率を実現できる。

なお、演算された不連続電流値Ｉｄｉｓに基づいて閾値Ｉｓを決定しても良い。またその場合、閾値Ｉｄに定格電圧など既知の電圧値を用いる事で、入力電圧毎に閾値Ｉｓ、Ｉｄを閾値電流テーブルとして保持するのを不要にできる。

実施の形態３．
次に、この発明の実施の形態３による電源装置について説明する。図８は、この発明の実施の形態３による電源装置の構成を、入出力部に接続される各種機器と共に示した回路図である。
この実施の形態３では、第１、第２ＤＣ／ＤＣコンバータ７、８にそれぞれ温度検出回路７５、８５を設け、第１、第２ＤＣ／ＤＣコンバータ７、８の回路上の位置で温度を検出する。温度検出回路７５、８５で検出された各温度Ｔ１、Ｔ２はコントローラ１３に入力される。
コントローラ１３には、各電流検出回路７４、８４で検出されたリアクトル電流ＩＬａ、ＩＬｂの電流値と、電圧センサ１５、１６で検出した入力電圧Ｖｉｎ、出力電圧Ｖｏｕｔの電圧値と、不連続判定回路１２の判定結果と、温度検出回路７５、８５で検出された各温度Ｔ１、Ｔ２とが入力され、出力電圧Ｖｏｕｔが一定の目標電圧となるように、第１ＤＣ／ＤＣコンバータ７および第２ＤＣ／ＤＣコンバータ８をＰＷＭ制御する。
その他の構成は上記実施の形態１と同様である。

この実施の形態においても、コントローラ１３は上記実施の形態１と同様の制御モードである単駆動モード、不連続モード、複数台均等モードを備えて第１、第２ＤＣ／ＤＣコンバータ７、８を制御する。
また、上記実施の形態１と同様の閾値Ｉｓ、Ｉｄを保持して出力電流Ｉｏｕｔに応じて制御モードを切替選択する。コントローラ１３による制御モード決定動作を、図９に示すフローチャートに基づいて以下に説明する。

まず、電流検出回路７４、８４で検出したリアクトル電流の和から出力電流Ｉｏｕｔを検出する（Ｓ１）。次に、温度検出回路７５で検出された第１ＤＣ／ＤＣコンバータ７の温度Ｔ１が設定された基準値Ｔｒｅｆを超えると、複数台均等モードを選択し（ＳＳ１）、温度検出回路８５で検出された第２ＤＣ／ＤＣコンバータ８の温度Ｔ２が設定された基準値Ｔｒｅｆを超えると、複数台均等モードを選択する（ＳＳ２）。
次に、出力電流Ｉｏｕｔを閾値Ｉｄと比較して（Ｓ２）、出力電流Ｉｏｕｔが閾値Ｉｄより低い値の時は、さらに出力電流Ｉｏｕｔを閾値Ｉｓと比較する（Ｓ３）。出力電流Ｉｏｕｔが閾値Ｉｓ以下の時は単駆動モードを選択し（Ｓ４）、出力電流Ｉｏｕｔが閾値Ｉｓより高い値の時は不連続モードを選択する（Ｓ５）。また、ステップＳ２において、出力電流Ｉｏｕｔが閾値Ｉｄ以上の時は、複数台均等モードを選択する（Ｓ６）。

なお、一連の制御モード決定動作のステップＳ１、ＳＳ１、ＳＳ２、Ｓ２〜Ｓ６は、所定の繰り返し周期である期間Ｔで繰り返し行うものである。
なお、期間Ｔは、制御モードの切り替え、特に第１、第２ＤＣ／ＤＣコンバータ７、８の運転台数の切り替え時において、検出される出力電流Ｉｏｕｔが安定するのに要する時間に基づいて設定される。これにより、制御モードの切り替え時に発生する共振や振動による出力電流Ｉｏｕｔの一時的な変動により制御モードを頻繁に切り替えることが防止でき決定動作が信頼性良く行える。
また、僅かな電流差で頻繁に制御モードが切り替わり電源装置１の動作が不安定になるのを防止するため、各閾値Ｉｓ、Ｉｄにはヒステリシス幅を設けても良い。

この実施の形態では、第１、第２ＤＣ／ＤＣコンバータ７、８の温度を検出する温度検出回路７５、８５を備え、各検出温度Ｔ１、Ｔ２の内、少なくとも１つが基準値Ｔｒｅｆを超えると、出力電流Ｉｏｕｔに拘わらず複数台均等モードを選択するようにした。このため、第１、第２ＤＣ／ＤＣコンバータ７、８の温度上昇を抑制でき、第１、第２ＤＣ／ＤＣコンバータ７、８内の各素子の劣化を防止して信頼性を高めることができる。

上記各実施の形態では、単駆動モードでは第１ＤＣ／ＤＣコンバータ７のみを運転するものとしたが、第２ＤＣ／ＤＣコンバータ８のみを運転しても良く、また不連続モードにおいて、第２ＤＣ／ＤＣコンバータ８をソフトスイッチングコンバータとして運転し、第１ＤＣ／ＤＣコンバータ７から残りの出力電流を得るように運転しても良い。なお、その場合、不連続判定回路１２は第２ＤＣ／ＤＣコンバータ８のリアクトル電流ＩＬｂが不連続であるか否かを判定する。

実施の形態４．
上記各実施の形態では、電源装置１は、２台のＤＣ／ＤＣコンバータである第１、第２ＤＣ／ＤＣコンバータ７、８を並列接続して備えたが、３台以上のＤＣ／ＤＣコンバータを並列接続して備えても良い。この実施の形態による電源装置は、Ｎ台（３台以上）のＤＣ／ＤＣコンバータが並列接続され、制御装置１４は、上記実施の形態１と同様に、出力電流Ｉｏｕｔに応じて単駆動モード、不連続モード、複数台均等モードの制御モードを切替選択して各ＤＣ／ＤＣコンバータを制御する。即ち、予め設定された閾値Ｉｓ、Ｉｄ（＞Ｉｓ）を保持して、出力電流Ｉｏｕｔが、閾値Ｉｓ以下の時は単駆動モードを選択し、閾値Ｉｄ以上の時は複数台均等モードを選択する。そして、出力電流Ｉｏｕｔが閾値Ｉｓより高く閾値Ｉｄより低い時は不連続モードを選択する。

制御装置１４による単駆動モードおよび複数台均等モードの制御については上記実施の形態１と同様である。即ち、単駆動モードでは１台のみ運転し、複数台均等モードはＮ台のＤＣ／ＤＣコンバータに対し同じ電流指令を用いて運転する。複数台均等モードでの各電流指令は、出力電流指令Ｉｒｅｆの１／Ｎとなる。
また、不連続モードの制御については、Ｎ台のＤＣ／ＤＣコンバータ内のｋ台を運転し、その内、（ｋ−１）台をソフトスイッチングコンバータとして運転する。そして、出力電流Ｉｏｕｔが上昇するとＤＣ／ＤＣコンバータの運転台数を増加させる。
即ち、（ｋ−１）台のＤＣ／ＤＣコンバータに対して、それぞれリアクトル電流ｉＬが不連続となる電流値（不連続電流値Ｉｄｉｓ）を取得し、この不連続電流値Ｉｄｉｓを各ＤＣ／ＤＣコンバータの電流指令ＩＬ^＊とする。そして、残りの出力電流をｋ台目のＤＣ／ＤＣコンバータが出力するように運転する。これにより効果的にスイッチング損失の低減が図れる。

なお、不連続判定回路１２は、全てのＤＣ／ＤＣコンバータ、あるいはソフトスイッチングコンバータとして運転しない１台を除く（Ｎ−１）台のＤＣ／ＤＣコンバータの各リアクトル電流が不連続であるか否かを判定する。

不連続モードが選択されている時、ＤＣ／ＤＣコンバータの運転台数の切り替えは、予め設定された出力電流Ｉｏｕｔの閾値Ｉｋ（ｋは３〜Ｎ）に基づいて行う。閾値Ｉｋは運転台数が（ｋ−１）台とｋ台との切り替えに用いられる。なお、運転台数が１台と２台との切り替えは、単駆動モードと不連続モードとの切り替えであるため、閾値Ｉｓが用いられる。
閾値Ｉｋは、例えば、図２で示したｉβ１の（ｋ−１）倍で設定される。また、僅かな電流差で頻繁に制御モードが切り替わり電源装置の動作が不安定になるのを防止するため、各閾値Ｉｋにヒステリシス幅を設けても良い。

制御装置１４は、出力電流Ｉｏｕｔに応じて制御モードを切替選択し、不連続モードの場合はＤＣ／ＤＣコンバータの運転台数をさらに決定し、各ＤＣ／ＤＣコンバータの電流指令を決定する。即ち、出力電流Ｉｏｕｔに応じて、各ＤＣ／ＤＣコンバータに対し、運転要否と運転時の電流指令を決定して制御する。これにより、電源装置は高い変換効率を実現できる。

なお上記実施の形態では、不連続モードの制御について、Ｎ台のＤＣ／ＤＣコンバータ内のｋ台を運転し、その内、（ｋ−１）台をソフトスイッチングコンバータとして運転するとしたが、ｋ台の内、少なくとも１台をソフトスイッチングコンバータとして運転するものでも良く、スイッチング損失低減の効果が得られる。

また、単駆動モード、複数台均等モードの制御については、上述した制御に限るものではなく、不連続モードを含んで制御モードを切替選択して用いる事で、電源装置は効果的にスイッチング損失の低減が図れ、高い変換効率を実現できる。

またこの発明は、発明の範囲内において、各実施の形態を自由に組み合わせたり、各実施の形態を適宜、変形、省略することが可能である。

１ 電源装置、７ 第１ＤＣ／ＤＣコンバータ、８ 第１ＤＣ／ＤＣコンバータ、
１２ 不連続判定回路、１３ コントローラ、１４ 制御装置、
７１，７２ スイッチング素子、７３ リアクトル、７４ 電流検出回路、
７５ 温度検出回路、８１，８２ スイッチング素子、８３ リアクトル、
８４ 電流検出回路、８５ 温度検出回路。

Claims (12)

1. 並列接続されたＮ台のＤＣ／ＤＣコンバータと、該各ＤＣ／ＤＣコンバータを制御する制御装置とを備えて、一定電圧の直流電圧を出力する電源装置において、
   上記各ＤＣ／ＤＣコンバータは、半導体スイッチング素子およびリアクトルを有するチョッパ回路部と、該リアクトルに流れるリアクトル電流を検出する電流検出手段とを備え、
   上記制御装置は、上記各リアクトル電流の総和である出力電流に応じて、第１制御モードを含む複数の制御モードから１つを選択して、上記各ＤＣ／ＤＣコンバータに対し、運転要否と運転時の電流指令を決定して制御し、
   上記第１制御モードは、上記Ｎ台のＤＣ／ＤＣコンバータ内の複数台を運転し、その内の少なくとも１台を、上記半導体スイッチング素子をゼロ電流スイッチングさせるソフトスイッチングコンバータとして運転するものであり、
   上記制御装置は、
   上記リアクトル電流の瞬時値およびその時間微分値が共に０である不連続状態を検出して上記リアクトル電流が不連続と判定することで、検出された上記リアクトル電流が不連続か否かを判定する判定回路を備え、
   上記第１制御モードを選択時に、上記ソフトスイッチングコンバータに対し、上記判定回路の結果に基づいて、上記リアクトル電流が不連続となる該リアクトル電流の平均値を上記電流指令に決定する
   ことを特徴とする電源装置。
2. 並列接続されたＮ台のＤＣ／ＤＣコンバータと、該各ＤＣ／ＤＣコンバータを制御する制御装置とを備えて、一定電圧の直流電圧を出力する電源装置において、
   上記各ＤＣ／ＤＣコンバータは、半導体スイッチング素子およびリアクトルを有するチョッパ回路部と、該リアクトルに流れるリアクトル電流を検出する電流検出手段とを備え、
   上記制御装置は、上記各リアクトル電流の総和である出力電流に応じて、第１制御モードを含む複数の制御モードから１つを選択して、上記各ＤＣ／ＤＣコンバータに対し、運転要否と運転時の電流指令を決定して制御し、
   上記第１制御モードは、上記Ｎ台のＤＣ／ＤＣコンバータ内の複数台を運転し、その内の少なくとも１台を、上記半導体スイッチング素子をゼロ電流スイッチングさせるソフトスイッチングコンバータとして運転するものであり、
   上記制御装置は、上記出力電流に応じて上記各ＤＣ／ＤＣコンバータに対し運転要否と運転時の上記電流指令を決定する処理を、所定の繰り返し周期で行い、上記ＤＣ／ＤＣコンバータの運転台数の切り替え時における上記出力電流の安定に要する時間に基づいて、上記繰り返し周期が決定される
   ことを特徴とする電源装置。
3. 上記制御装置は、上記第１制御モードを選択時に、上記ソフトスイッチングコンバータに対し、上記リアクトル電流が不連続となるように上記電流指令を決定することを特徴とする請求項２に記載の電源装置。
4. 上記制御装置は、検出された上記リアクトル電流が不連続か否かを判定する判定回路を備え、その判定結果に基づいて、上記リアクトル電流が不連続となる該リアクトル電流の平均値を上記ソフトスイッチングコンバータの上記電流指令に決定することを特徴とする請求項３に記載の電源装置。
5. 上記判定回路は、上記リアクトル電流の瞬時値およびその時間微分値が共に０である不連続状態を検出して上記リアクトル電流が不連続と判定する論理回路から成ることを特徴とする請求項４に記載の電源装置。
6. 上記制御装置は、上記ソフトスイッチングコンバータに対し、入力電圧と出力電圧と上記リアクトルのインダクタンスとに基づいて、上記リアクトル電流が不連続となる該リアクトル電流の平均値を演算して上記電流指令に決定することを特徴とする請求項３に記載の電源装置。
7. 上記第１制御モードは、上記Ｎ台のＤＣ／ＤＣコンバータ内のｋ台を運転し、その内、（ｋ−１）台を上記ソフトスイッチングコンバータとして運転するものであって、
   上記制御装置は、上記第１制御モードを選択時に、上記出力電流の昇順にｋを２からＮまで増加させて上記ＤＣ／ＤＣコンバータの運転台数を切り替えることを特徴とする請求項１から請求項６のいずれか１項に記載の電源装置。
8. 上記複数の制御モードは、上記第１制御モードと、上記Ｎ台のＤＣ／ＤＣコンバータ内の１台のみを運転する第２制御モードと、上記Ｎ台のＤＣ／ＤＣコンバータの全てに対し、上記各電流指令を同等に決定して運転する第３制御モードとを有し、
   上記制御装置は、上記出力電流の昇順に、上記第２制御モード、上記第１制御モード、上記第３制御モードの順に切替選択することを特徴とする請求項１から請求項７のいずれか１項に記載の電源装置。
9. 上記各ＤＣ／ＤＣコンバータの温度を検出する手段を備え、
   上記制御装置は、各検出温度の内、少なくとも１つが基準値を超えると、上記出力電流に拘わらず上記第３制御モードを選択することを特徴とする請求項８に記載の電源装置。
10. 上記制御装置は、上記第１制御モードにおける上記ＤＣ／ＤＣコンバータの運転台数の切り替えを、予め設定された上記出力電流の閾値に基づいて行い、該閾値にヒステリシス幅を設けたことを特徴とする請求項７に記載の電源装置。
11. 上記制御装置は、上記複数の制御モード間の切り替えを、予め設定された上記出力電流の閾値に基づいて行い、該閾値にヒステリシス幅を設けたことを特徴とする請求項８に記載の電源装置。
12. 上記電源装置の電力変換効率を示す曲線が極大値となるときの上記出力電流の値に基づいて、上記出力電流の上記閾値が設定されることを特徴とする請求項１０または請求項１１に記載の電源装置。

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