JP6223609B2

JP6223609B2 - Ｄｃ／ｄｃコンバータ

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Publication number: JP6223609B2
Application number: JP2016573316A
Authority: JP
Inventors: 亮太近藤; 麻衣植中; 又彦池田
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2015-02-03
Filing date: 2016-01-28
Publication date: 2017-11-01
Anticipated expiration: 2036-01-28
Also published as: CN107005160A; WO2016125682A1; CN107005160B; US20170250617A1; JPWO2016125682A1; US10044280B2; DE112016000590T5

Description

この発明は、ＤＣ／ＤＣコンバータに関するものである。

従来のＤＣ／ＤＣコンバータとして、半導体スイッチのオン・オフ動作を利用して、リアクトルへのエネルギー蓄積とエネルギー放出の量をコントロールして直流から直流への電圧変換を行っているものがある。また、このリアクトルは大形で重いという課題があることから、コンデンサの充放電を利用してリアクトルに印加される電圧を低減し、そのリアクトルに必要なインダクタンス値を低減することによりリアクトルを小形化、軽量化する技術がある。

このようなＤＣ／ＤＣコンバータとして、端子群とリアクトルとスイッチング素子直列回路と充放電コンデンサと平滑コンデンサと制御装置を有し、上記端子群は第１〜第４端子を有し、上記スイッチング素子直列回路は第１〜第４スイッチング素子が直列に接続されたものであり、上記第２及び第３スイッチング素子の接続点が上記リアクトルを介して上記第１端子に接続され、上記第１スイッチング素子の上記第２スイッチング素子との接続点との反対側が上記第２端子に接続され、上記充放電コンデンサが上記第１及び第２スイッチング素子の接続点と上記第３及び第４スイッチング素子との接続点との間に接続され、上記スイッチング素子直列回路に上記平滑コンデンサが並列に接続されるとともに上記スイッチング素子直列回路が上記第３及び第４端子に接続され、上記第１及び第２端子が低圧側とされ、上記第３及び第４端子が高圧側とされ、上記低圧側と上記高圧側との間で直流電圧の変換を行うものであり、
上記制御装置は、第１演算手段と第２演算手段と開閉制御手段とを有し、上記第１演算手段は上記高圧側の電圧指令値である高圧側電圧指令値と上記高圧側の電圧の検出値である高圧側電圧検出値との差電圧または上記低圧側の電圧指令値である低圧側電圧指令値と上記低圧側の電圧の検出値である低圧側電圧検出値との差電圧に基づいて第１演算値を算出するものであり、上記第２演算手段は上記充放電コンデンサの電圧指令値と上記充放電コンデンサの電圧検出値との差電圧に基づいて第２演算値を演算するものであり、上記開閉制御手段は上記第１演算値と上記第２演算値とに基づいて通電率を求めこの通電率に基づき上記第１〜第４のスイッチング素子の開閉動作を制御するものである（例えば、特許文献１参照）。

国際公開番号ＷＯ２０１２／０１４９１２

従来のＤＣ／ＤＣコンバータは以上のように構成され、充放電コンデンサの電圧を一定に保つための第２演算手段にて、例えば低圧側から高圧側に電力伝送している場合に、充放電コンデンサの電圧を増加させるには第１及び第３スイッチング素子のオン時間を第２及び第４のスイッチング素子のオン時間より増やして充放電コンデンサの充電時間を放電時間より増やし、反対に充放電コンデンサの電圧を減少させる場合には第１及び第３スイッチング素子のオン時間を第２及び第４スイッチング素子のオン時間より減らして充放電コンデンサの放電時間を充電時間より増やす。
一方、高圧側から低圧側に電力伝送する場合には、充放電コンデンサの電圧を増加させるには第１及び第３スイッチング素子のオン時間を第２及び第４スイッチング素子のオン時間より減らし、反対に充放電コンデンサの電圧を減少させる場合には第１及び第３スイッチング素子のオン時間を第２及び第４スイッチング素子のオン時間より増やす。
従って、低圧側と高圧側の間での電力伝送方向によって、第１及び第３スイッチング素子のオン時間の増減極性と第２及び第４スイッチング素子のオン時間の増減極性を原理的に切り替える必要がある。

そして、低圧側と高圧側の間での電力伝送方向はリアクトルに流れる電流検出器によって判定するが、リアクトルに流れる電流はリプル成分を含んでおり、軽負荷時ではゼロ点をまたいでリアクトル電流の極性が切り替わるため、瞬時的に電力伝送方向を正しく判定することができない。また、リアクトル電流を平均的に検出するとある一定の検出遅れが発生するため、電力伝送方向が短い期間で切り替わる場合などに、瞬時的に正しく電力伝送方向を判定することができない。

上述の通りに電力伝送方向を誤って判定すると、充放電コンデンサの電圧制御極性が反転してしまうため充放電コンデンサの電圧増減極性も反転してしまい、充放電コンデンサの電圧が指令値から外れるおそれがある。これによって第１〜第４スイッチング素子へ過電圧が印加するおそれがある。また、電圧異常保護動作によってＤＣ／ＤＣコンバータが停止して、ＤＣ／ＤＣコンバータの信頼性が低下する。

この発明は、上記の課題を解決するためになされたものであり、低圧側と高圧側の間の電力伝送方向にかかわらず、充放電コンデンサの電圧を増加させる場合に充放電コンデンサの電圧制御極性を変化させることなく、また、充放電コンデンサの電圧を減少させる場合も充放電コンデンサの電圧制御極性を変化させることのない充放電コンデンサの電圧制御を行い、力行動作又は回生動作に関わらず充放電コンデンサの電圧をより安定に制御することができるＤＣ／ＤＣコンバータを提供することを目的とする。

この発明に係るＤＣ／ＤＣコンバータは、
低圧側の第１端子及び第２端子と、高圧側の第３端子及び第４端子を有する端子群と、
上記第１端子と上記第２端子の間に接続された第１平滑コンデンサと、
上記第３端子と上記第４端子の間に接続された第２平滑コンデンサと、
第１スイッチング素子、第２スイッチング素子、第３スイッチング素子、第４スイッチング素子がこの順に直列に接続されたものであり、上記第２及び第３スイッチング素子の接続点がリアクトルを介して上記第１端子に接続され、上記第４スイッチング素子の上記第３スイッチング素子との接続点の反対側端子が上記第３端子に接続され、上記第１スイッチング素子の上記第２スイッチング素子との接続点の反対側端子が上記第２端子及び上記第４端子に接続されたスイッチング素子直列回路と、
上記第１及び第２スイッチング素子との接続点と上記第３及び第４スイッチング素子との接続点との間に接続された充放電コンデンサと、
上記第１スイッチング素子と上記第４スイッチング素子のゲート信号が相補の関係となり、上記第２スイッチング素子と上記第３スイッチング素子のゲート信号が相補の関係となるように、上記第１、第２、第３、第４スイッチング素子を駆動するためのゲート信号を生成する制御装置とを備え、
上記低圧側の第１端子及び第２端子と上記高圧側の第３端子及び第４端子との間で直流電圧の変換を行うＤＣ／ＤＣコンバータであって、
上記制御装置は、上記高圧側の電圧指令値である高圧側電圧指令値と上記高圧側の電圧検出値である高圧側電圧検出値との差電圧に基づいて、上記第１、第２、第３、第４スイッチング素子のデューティ指令値を演算するデューティ指令演算部と、上記充放電コンデンサの電圧目標値と上記充放電コンデンサの電圧検出値との差電圧に基づいて、上記第１及び第４スイッチング素子のゲート信号と上記第２及び第３スイッチング素子のゲート信号との位相差に対応する位相シフトデューティ指令値を演算する位相シフトデューティ指令演算部を有し、上記デューティ指令値と上記位相シフトデューティ指令値とに基づいて上記第１、第２、第３、第４スイッチング素子を駆動するためのゲート信号を生成する。

この発明のＤＣ／ＤＣコンバータによれば、第１及び第４スイッチング素子のゲート信号の位相に対して第２及び第３スイッチング素子のゲート位相を進み側にシフトすると、電力伝送方向に関わらず充放電コンデンサの充電期間に流入する電流量を放電期間に流出する電流量に比べて増やして充放電コンデンサの電圧を増加させることができ、第１及び第４スイッチング素子のゲート信号の位相に対して第２及び第３スイッチング素子のゲート信号の位相を遅れ側にシフトすると、電力伝送方向に関わらず充放電コンデンサの充電期間に流入する電流量を放電期間に流出する電流量に比べて減らして充放電コンデンサの電圧を減少させることができる。
従って、低圧側と高圧側の間の電力伝送方向にかかわらず充放電コンデンサの電圧制御極性と充放電コンデンサの電圧増減極性を所定の関係に保つことができるため、力行動作又は回生動作を判定することなく充放電コンデンサの電圧をより安定に制御することができ、充放電コンデンサの電圧制御の信頼性をより高めることができる。

この発明の実施の形態１によるＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。図１の制御装置の構成を示すブロック図である。図１のＤＣ／ＤＣコンバータの動作モードを示す説明図である。図１のＤＣ／ＤＣコンバータの動作説明図である。図１のＤＣ／ＤＣコンバータの動作説明図である。図１のＤＣ／ＤＣコンバータの動作説明図である。図１のＤＣ／ＤＣコンバータの動作説明図である。図１のＤＣ／ＤＣコンバータの動作説明図である。図１のＤＣ／ＤＣコンバータの動作説明図である。図１のＤＣ／ＤＣコンバータの動作説明図である。図１のＤＣ／ＤＣコンバータの動作説明図である。図１のＤＣ／ＤＣコンバータの動作説明図である。図１のＤＣ／ＤＣコンバータの動作説明図である。図１のＤＣ／ＤＣコンバータの動作説明図である。図１のＤＣ／ＤＣコンバータの動作説明図である。図１のＤＣ／ＤＣコンバータの動作説明図である。図１のＤＣ／ＤＣコンバータの動作説明図である。図１のＤＣ／ＤＣコンバータの動作説明図である。図１のＤＣ／ＤＣコンバータの動作説明図である。図１のＤＣ／ＤＣコンバータの動作説明図である。図１のＤＣ／ＤＣコンバータの動作説明図である。図１のＤＣ／ＤＣコンバータの動作説明図である。図１のＤＣ／ＤＣコンバータの動作説明図である。図１のＤＣ／ＤＣコンバータのゲート信号生成を示す説明図である。図１のＤＣ／ＤＣコンバータのゲート信号生成を示す説明図である。図１のＤＣ／ＤＣコンバータのゲート信号生成を示す説明図である。図１のＤＣ／ＤＣコンバータのゲート信号生成を示す説明図である。図１のＤＣ／ＤＣコンバータの動作可能範囲を示す図である。図１のＤＣ／ＤＣコンバータの動作期間を示した図である。図１のＤＣ／ＤＣコンバータの動作期間を示した図である。図１のＤＣ／ＤＣコンバータのゲート信号生成を示す説明図である。この発明の実施の形態１による別の制御装置の構成を示す回路図である。この発明の実施の形態２によるＤＣ／ＤＣコンバータの動作原理を説明した図である。この発明の実施の形態２によるＤＣ／ＤＣコンバータの動作原理を説明した図である。この発明の実施の形態２によるＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置の構成を示すブロック図である。

実施の形態１．
以下、この発明の実施の形態１に係るＤＣ／ＤＣコンバータを図に基づいて説明する。図１は実施の形態１によるＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。図２は図１の制御装置の構成を示すブロック図である。図３は図１のＤＣ／ＤＣコンバータの動作モードを示す説明図である。図４〜図２３は図１のＤＣ／ＤＣコンバータの動作説明図である。図２４〜図２７は図１のＤＣ／ＤＣコンバータのゲート信号生成を示す説明図である。図２８は図１のＤＣ／ＤＣコンバータの動作可能範囲を示す図である。図２９〜図３０は図１のＤＣ／ＤＣコンバータの動作期間を示した図である。図３１は図１のＤＣ／ＤＣコンバータのゲート信号生成を示す説明図である。

［１］．ＤＣ／ＤＣコンバータの構成
図１において、ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、端子群としての第１、第２、第３、第４端子１ａ、１ｂ、１ｃ、１ｄを有する。このＤＣ／ＤＣコンバータ１は、第１端子１ａ（ＶＬ）−第２端子１ｂ（Ｖｃｏｍ）間に入力された直流の入力電圧Ｖｉｎを、入力電圧Ｖｉｎ以上の電圧に昇圧し、昇圧後の出力電圧Ｖｏｕｔを第３端子１ｃ（ＶＨ）−第４端子１ｄ間に出力するものである。図１では、第１端子１ａ−第２端子１ｂ間にはバッテリ２を、第３端子１ｃ−第４端子１ｄ間には電動機３を接続している。ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、入力側の第１平滑コンデンサ１１（Ｃｉ）と、リアクトル１２（Ｌ）と、スイッチング素子直列回路としての直流電圧変換部１０１と、電圧センサ１０３と、電圧センサ１０４と、電流センサ１０５と、出力側の第２平滑コンデンサ１０８（Ｃｏ）と、制御装置１０９とを有している。

低圧側コンデンサとしての入力側の第１平滑コンデンサ１１は、入力電圧Ｖｉｎを平滑化する。リアクトル１２（Ｌ）はエネルギー蓄積用である。直流電圧変換部１０１は、第１、第２、第３、第４スイッチング素子としての４つのスイッチング素子Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４と、充放電コンデンサ１０１ａ（Ｃｆ）を有し、入力電圧Ｖｉｎを出力電圧Ｖｏｕｔまで昇圧する。なお、直流電圧変換部１０１の各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４は、例えばＩＧＢＴ（ＩｎｓｕｌａｔｅｄＧａｔｅＢｉｐｏｌａｒＴｒａｎｓｉｓｔｏｒ）が用いられ、この実施の形態においてはゲート信号がＨｉｇｈの時にオンする。電圧センサ１０３は、高圧側コンデンサとしての出力側の第２平滑コンデンサ１０８の高圧側出力電圧としての端子間電圧を検出する。電圧センサ１０４は、直流電圧変換部１０１に含まれる充放電コンデンサ１０１ａの電圧（充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆ）を検出する。電流センサ１０５は、リアクトル１２を流れるリアクトル電流ＩＬを検出する。出力側の第２平滑コンデンサ１０８は、直流電圧変換部１０１で昇圧された後の出力電圧Ｖｏｕｔを平滑化する。

制御装置１０９は、電圧センサ１０３、電圧センサ１０４、電流センサ１０５の検出値を入力して、４つのスイッチング素子Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４のゲート信号を生成し、直流電圧変換部１０１の４つのスイッチング素子Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４をＯＮ／ＯＦＦ動作させる。

そして、入力側の第１平滑コンデンサ１１は、一方の端子が第１端子１ａに、他方の端子が第２端子１ｂに接続されている。また、出力側の第２平滑コンデンサ１０８の一方の端子が第３端子１ｃに、他方の端子が第４端子１ｄに接続されている。なお、第２端子１ｂと第４端子１ｄは共通に接続されている。また、直流電圧変換部１０１を構成する４つのスイッチング素子Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４は直列接続されている。すなわち、第１スイッチング素子Ｓ１のエミッタ端子は第２端子１ｂに、第１スイッチング素子Ｓ１のコレクタ端子は第２スイッチング素子Ｓ２のエミッタ端子に、第４スイッチング素子Ｓ４のコレクタ端子は第３端子１ｃに、第４スイッチング素子Ｓ４のエミッタ端子は第３スイッチング素子Ｓ３のコレクタ端子に、第２スイッチング素子Ｓ２のコレクタ端子と第３スイッチング素子Ｓ３のエミッタ端子の接続点はリアクトル１２を介して第１端子１ａに、それぞれ接続されている。また、充放電コンデンサ１０１ａは、第１端子が第１スイッチング素子Ｓ１のコレクタ端子と第２スイッチング素子Ｓ２のエミッタ端子との接続点に、第２端子が第３スイッチング素子Ｓ３のコレクタ端子と第４スイッチング素子Ｓ４のエミッタ端子との接続点にそれぞれ接続されている。

本実施の形態のＤＣ／ＤＣコンバータ１は例えば自動車用電源として使用される。すなわち、本実施の形態では、ＤＣ／ＤＣコンバータ１の低圧側の第１端子１ａ及び第２端子１ｂをバッテリ２または蓄電池に接続するとともに、ＤＣ／ＤＣコンバータ１の高圧側の第３端子１ｃ及び第４端子１ｄをモータ駆動用インバータ（図示せず）を介してモータ３に接続する。そして、モータ３とバッテリ２の間で双方向に電力伝送を行う用途を想定している。
この場合、低圧側から高圧側への電力伝送は、バッテリ２の電力をモータ駆動用インバータに伝えてモータ３を駆動するため力行動作として、高圧側から低圧側への電力伝送はモータ３で発電した電力をモータ駆動用インバータを介してバッテリ２へ充電するため回生動作として定義される。

［２］．ＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置の構成
図２は、制御装置１０９の詳細構成を示す制御ブロック図である。図２において、制御装置１０９は、第１制御ブロック２０、第２制御ブロック３０、第３制御ブロック４０を有する。
第１制御ブロック２０は、高圧側電圧検出値としての出力電圧検出値Ｖｏｕｔを高圧側電圧指令値としての出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊に追従する制御ブロックであり、減算器２０１、制御器２０２を有する。
第２制御ブロック３０は、充放電コンデンサ１０１ａの電圧検出値Ｖｃｆを充放電コンデンサ１０１ａの電圧目標値Ｖｃｆ＊に追従する制御ブロックであり、乗算器３０１、減算器３０２、制御器３０３、変換器３０５、制限器３０７、乗算器３０９を有する。
第３制御ブロック４０は、第１制御ブロック２０と第２制御ブロック３０で演算したデューティ指令値に従って、第１スイッチング素子Ｓ１のゲート信号Ｇ１、第２スイッチング素子Ｓ２のゲート信号Ｇ２、第３スイッチング素子Ｓ３のゲート信号Ｇ３、第４スイッチング素子Ｓ４のゲート信号Ｇ４を演算するブロックであり、加算器４０１、比較器４０３、加算器４０４、比較器４０６、減算器４０７、加算器４０９、加算器４１１、比較器４１３、加算器４１４、加算器４１６、比較器４１８から構成される。
ここで、第１制御ブロック２０及び第３制御ブロック４０の加算器４０１、加算器４０４、減算器４０７、加算器４０９、加算器４１４は、請求項におけるデューティ指令演算部に相当する。また、第２制御ブロック３０は、請求項における位相シフトデューティ指令演算部に相当する。

第１制御ブロック２０において、出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊と電圧センサ１０３にて検出された出力電圧検出値Ｖｏｕｔとが減算器２０１に入力され、その差電圧ΔＶｏｕｔが制御器２０２に入力される。

第２制御ブロック３０において、高圧側電圧指令値Ｖｏｕｔ＊を定数が０．５に設定された乗算器３０１にて０．５倍されて充放電コンデンサ電圧目標値Ｖｃｆ＊として減算器３０２へ出力される。電圧センサ１０４にて検出された充放電コンデンサ１０１ａの電圧検出値としての充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆは減算器３０２に入力され、充放電コンデンサ電圧目標値Ｖｃｆ＊との差電圧ΔＶｃｆが演算されて、制御器３０３に入力される。本実施の形態においてはリアクトル１２のリプル電流を最小化するため、上記のように充放電コンデンサ電圧目標値Ｖｃｆ＊は出力電圧Ｖｏｕｔの２分の１の値（０．５倍）としている。

第１制御ブロック２０では、制御器２０２において出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊と出力電圧検出値Ｖｏｕｔの差電圧ΔＶｏｕｔにゲインを乗算してデューティ指令値（オンデューティ指令値）Ｄ１を演算する。

第２制御ブロック３０では、制御器３０３において充放電コンデンサの電圧検出値Ｖｃｆと充放電コンデンサの電圧目標値Ｖｃｆ＊との差電圧ΔＶｃｆにゲインを乗算して電流指令値３０４を演算する。次に、電流指令値３０４を変換器３０５に入力して変換係数Ｋを乗算して位相シフトデューティ指令値３０６に変換する。次に、位相シフトデューティ指令値３０６を制限器３０７に入力して位相シフトデューティ指令値３０８（ΔＤ）を演算する。さらに、乗算器３０９において位相シフトデューティ指令値３０８と第１方形波ＳＷ１を乗算して位相シフトデューティ指令値３１０を演算する。また、後述するように、第１方形波ＳＷ１はスイッチング周波数と同一周波数であって＋１と−１の振幅値を有する。

第３制御ブロック４０では、加算器４０１によりデューティ指令値Ｄ１にデッドタイムに相当するデューティ量Ｔｄ／Ｔを加算したデューティ指令値４０２を演算する、そして、デューティ指令値４０２と第１三角波ＴＷ１を比較器４０３に入力して、第１スイッチング素子Ｓ１のゲート信号Ｇ１を生成する。
また、加算器４０４によりデューティ指令値Ｄ１にデッドタイムに相当するデューティ量Ｔｄ／Ｔを加算したデューティ指令値４０５を演算する。そして、デューティ指令値４０５と第２三角波ＴＷ２を比較器４０６に入力して、第４スイッチング素子Ｓ４のゲート信号Ｇ４を生成する。
さらに、減算器４０７により１からデューティ指令値Ｄ１を減算してデューティ指令値４０８（Ｄ２：オンデューティ指令値）を演算する。この演算によってデューティ指令値Ｄ１から生成されるゲート信号とデューティ指令値Ｄ２から生成されるゲート信号は、１８０度位相をシフトすることができる。
第３スイッチング素子Ｓ３のゲート信号Ｇ３を演算するためには、まず、加算器４０９によりデューティ指令値Ｄ２にデッドタイムに相当するデューティ量Ｔｄ／Ｔを加算したデューティ指令値４１０を演算する。次に、加算器４１１においてデューティ指令値４１０に位相シフトデューティ指令値３１０を加算してデューティ指令値４１２を演算する。そして、デューティ指令値４１２と第１三角波ＴＷ１を比較器４１３に入力してゲート信号Ｇ３を生成する。
第２スイッチング素子Ｓ２のゲート信号Ｇ２を演算するためには、まず、加算器４１４によりデューティ指令値Ｄ２にデッドタイムに相当するデューティ量Ｔｄ／Ｔを加算したデューティ指令値４１５を演算する。次に、加算器４１６においてデューティ指令値４１５に位相シフトデューティ指令値３１０を加算してデューティ指令値４１７を演算する。そして、デューティ指令値４１７と第２三角波ＴＷ２を比較器４１８に入力してゲート信号Ｇ２を生成する。

第３制御ブロック４０における第１三角波ＴＷ１はスイッチング周波数と同一であり振幅値は０〜１である。第２三角波ＴＷ２はスイッチング周波数と同一であり振幅値は０＋（２Ｔｄ／Ｔ）〜１＋（２Ｔｄ／Ｔ）である。なお、第１三角波ＴＷ１と第２三角波ＴＷ２は位相が同期している。

［３］．ＤＣ／ＤＣコンバータの定常状態の動作
次に、ＤＣ／ＤＣコンバータ１の定常状態における動作について説明する。なお、定常状態とは、４つのスイッチング素子Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４がオン／オフ制御されて出力電圧が安定して得られている時の状態をいう。また、ＤＣ／ＤＣコンバータ１の動作状態として、バッテリ２から電動機３に電力が供給されることにより電動機３を駆動する状態（力行動作）と、電動機３が発電状態で発電した電力がバッテリ２に供給される状態（回生動作）の２つの状態が存在する。

図３に示すように、定常状態におけるＤＣ／ＤＣコンバータの動作モードとしては、モード１、２、３、４の４つのモードがある。
図３（ａ）に示すように、モード１は、第１スイッチング素子Ｓ１と第３スイッチング素子Ｓ３がオン、第２スイッチング素子Ｓ２と第４スイッチング素子Ｓ４がオフとなり、力行時は充放電コンデンサ１０１ａにエネルギーを蓄積する状態、回生時は充放電コンデンサ１０１ａのエネルギーを放出する状態となる。
図３（ｂ）に示すように、モード２は、第１スイッチング素子Ｓ１と第３スイッチング素子Ｓ３がオフ、第２スイッチング素子Ｓ２と第４スイッチング素子Ｓ４がオンとなり、力行時は充放電コンデンサ１０１ａのエネルギーを放出する状態、回生時は充放電コンデンサ１０１ａにエネルギーを蓄積する状態となる。
図３（ｃ）に示すように、モード３は、第１スイッチング素子Ｓ１と第２スイッチング素子Ｓ２がオフ、第３スイッチング素子Ｓ３と第４スイッチング素子Ｓ４がオンとなり、力行時はリアクトル１２のエネルギーを放出する状態、回生時はリアクトル１２のエネルギーを蓄積する状態となる。
図３（ｄ）に示すように、モード４は、第１スイッチング素子Ｓ１と第２スイッチング素子Ｓ２がオン、第３スイッチング素子Ｓ３と第４スイッチング素子Ｓ４がオフとなり、力行時はリアクトル１２にエネルギーを蓄積する状態、回生時はリアクトル１２のエネルギーを放出する状態となる。
これらの動作モードの時間比率を適宜調整することにより、第１端子１ａ−第２端子１ｂ間に入力された低圧側電圧である入力電圧Ｖｉｎを任意の電圧に昇圧して、第３端子１ｃ−第４端子１ｄ間に出力電圧Ｖｏｕｔとして出力することができる。

ところで、実施の形態１のＤＣ／ＤＣコンバータ１は、入力電圧Ｖｉｎに対する出力電圧Ｖｏｕｔの昇圧比Ｎが２倍未満の場合と、２倍以上の場合とで定常状態における動作が異なる。

（ａ）昇圧比Ｎが２倍未満で、力行状態の時
まず、昇圧比Ｎが２倍未満で力行状態の時の動作について説明する。
図４は、昇圧比Ｎが２倍未満の場合の、各スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４のゲート信号電圧波形と、リアクトル電流波形ＩＬ、充放電コンデンサ１０１ａの電流波形Ｉｃｆ、充放電コンデンサ１０１ａの端子間電圧Ｖｃｆを示している。図４ではスイッチング素子Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４のゲート信号はすべてデッドタイムを省略して説明する。また、定常状態では、充放電コンデンサ１０１ａの端子間電圧Ｖｃｆは出力電圧Ｖｏｕｔの約２分の１の電圧になるように制御されており、入力電圧Ｖｉｎ、出力電圧Ｖｏｕｔ、充放電コンデンサ１０１ａの端子間電圧Ｖｃｆの大小関係は、次のようになっている。
Ｖｏｕｔ＞Ｖｉｎ＞Ｖｃｆ

第１スイッチング素子Ｓ１と第３スイッチング素子Ｓ３のゲート信号がＨｉｇｈ、第２スイッチング素子Ｓ２と第４スイッチング素子Ｓ４のゲート信号がＬｏｗの状態（モード１（図３（ａ）））では、第１スイッチング素子Ｓ１と第３スイッチング素子Ｓ３がオン、第２スイッチング素子Ｓ２と第４スイッチング素子Ｓ４がオフとなるため、以下の経路で第１平滑コンデンサ１１からリアクトル１２と充放電コンデンサ１０１ａに、エネルギーが移行する。
第１平滑コンデンサ１１（Ｃｉ）→リアクトル１２（Ｌ）→第３スイッチング素子Ｓ３→充放電コンデンサ１０１ａ（Ｃｆ）→第１スイッチング素子Ｓ１

次に、第１スイッチング素子Ｓ１と第２スイッチング素子Ｓ２のゲート信号がＬｏｗ、第３スイッチング素子Ｓ３と第４スイッチング素子Ｓ４のゲート信号がＨｉｇｈの状態（モード３（図３（ｃ）））では、第１スイッチング素子Ｓ１と第２スイッチング素子Ｓ２がオフ、第３スイッチング素子Ｓ３と第４スイッチング素子Ｓ４がオンとなるため、以下の経路でリアクトル１２に蓄積されたエネルギーが第１平滑コンデンサ１１及び第２平滑コンデンサ１０８に移行する。
第１平滑コンデンサ１１（Ｃｉ）→リアクトル１２（Ｌ）→第３スイッチング素子Ｓ３→第４スイッチング素子Ｓ４→第２平滑コンデンサ１０８（Ｃｏ）

次に、第１スイッチング素子Ｓ１と第３スイッチング素子Ｓ３のゲート信号がＬｏｗ、第２スイッチング素子Ｓ２と第４スイッチング素子Ｓ４のゲート信号がＨｉｇｈの状態（モード２（図３（ｂ）））では、第１スイッチング素子Ｓ１と第３スイッチング素子Ｓ３がオフ、第２スイッチング素子Ｓ２と第４スイッチング素子Ｓ４がオンとなるため、以下の経路で充放電コンデンサ１０１ａに蓄積されたエネルギーが第１平滑コンデンサ１１及び第２平滑コンデンサ１０８に移行するとともに、リアクトル１２にエネルギーを蓄積する。
第１平滑コンデンサ１１（Ｃｉ）→リアクトル１２（Ｌ）→第２スイッチング素子Ｓ２→充放電コンデンサ１０１ａ（Ｃｆ）→第４スイッチング素子Ｓ４→第２平滑コンデンサ１０８（Ｃｏ）

この一連の「モード１−モード３−モード２−モード３」の動作の繰り返しにより、端子１ａ−端子１ｂ間に入力された入力電圧Ｖｉｎを１倍から２倍未満の任意の電圧に昇圧して、端子１ｃ−端子１ｂ間に出力電圧Ｖｏｕｔとして出力しつつ、バッテリ２のエネルギーを電動機３に供給する。

（ｂ）昇圧比Ｎが２倍以上で、力行状態の時
次に、昇圧比Ｎが２倍以上で力行状態の時の動作について説明する。
図５は、昇圧比Ｎが２倍以上の場合の、各スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４のゲート信号電圧波形と、リアクトル電流波形ＩＬと、充放電コンデンサ１０１ａの電流波形Ｉｃｆと、充放電コンデンサ１０１ａの端子間電圧Ｖｃｆを示している。図５ではスイッチング素子Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４のゲート信号はすべてデッドタイムを省略して説明する。定常状態では、充放電コンデンサ１０１ａの端子間電圧Ｖｃｆは出力電圧Ｖｏｕｔの約２分の１の電圧になるように制御されており、入力電圧Ｖｉｎ、出力電圧Ｖｏｕｔ、充放電コンデンサ１０１ａの端子間電圧Ｖｃｆの大小関係は、次のようになっている。
Ｖｏｕｔ＞Ｖｃｆ＞Ｖｉｎ

第１スイッチング素子Ｓ１と第２スイッチング素子Ｓ２のゲート信号がＨｉｇｈ、第３スイッチング素子Ｓ３と第４スイッチング素子Ｓ４のゲート信号がＬｏｗの状態（モード４（図３（ｄ）））では、第１スイッチング素子Ｓ１と第２スイッチング素子Ｓ２がオン、第３スイッチング素子Ｓ３と第４スイッチング素子Ｓ４がオフとなるため、以下の経路で第１平滑コンデンサ１１からリアクトル１２にエネルギーが移行する。
第１平滑コンデンサ１１（Ｃｉ）→リアクトル１２（Ｌ）→第２スイッチング素子Ｓ２→第１スイッチング素子Ｓ１

次に、第１スイッチング素子Ｓ１と第３スイッチング素子Ｓ３のゲート信号がＨｉｇｈ、第２スイッチング素子Ｓ２と第４スイッチング素子Ｓ４のゲート信号がＬｏｗの状態（モード１（図３（ａ）））では、第１スイッチング素子Ｓ１と第３スイッチング素子Ｓ３がオン、第２スイッチング素子Ｓ２と第４スイッチング素子Ｓ４がオフとなるため、以下の経路でリアクトル１２に蓄積されたエネルギーが、第１平滑コンデンサ１１及び充放電コンデンサ１０１ａに移行する。
第１平滑コンデンサ１１（Ｃｉ）→リアクトル１２（Ｌ）→第３スイッチング素子Ｓ３→充放電コンデンサ１０１ａ（Ｃｆ）→第１スイッチング素子Ｓ１

次に、第１スイッチング素子Ｓ１と第２スイッチング素子Ｓ２のゲート信号がＨｉｇｈ、第３スイッチング素子Ｓ３と第４スイッチング素子Ｓ４のゲート信号がＬｏｗの状態（モード４（図３（ｄ）））では、第１スイッチング素子Ｓ１と第２スイッチング素子Ｓ２がオン、第３スイッチング素子Ｓ３と第４スイッチング素子Ｓ４がオフとなるため、以下の経路で第１平滑コンデンサ１１からリアクトル１２にエネルギーが移行する。
第１平滑コンデンサ１１（Ｃｉ）→リアクトル１２（Ｌ）→第２スイッチング素子Ｓ２→第１スイッチング素子Ｓ１

次に、第１スイッチング素子Ｓ１と第３スイッチング素子Ｓ３のゲート信号がＬｏｗ、第２スイッチング素子Ｓ２と第４スイッチング素子Ｓ４のゲート信号がＨｉｇｈの状態（モード２（図３（ｂ）））では、第１スイッチング素子Ｓ１と第３スイッチング素子Ｓ３がオフ、第２スイッチング素子Ｓ２と第４スイッチング素子Ｓ４がオンとなるため、以下の経路でリアクトル１２と充放電コンデンサ１０１ａに蓄積されたエネルギーが第１平滑コンデンサ１１及び第２平滑コンデンサ１０８に移行する。
第１平滑コンデンサ１１（Ｃｉ）→リアクトル１２（Ｌ）→第２スイッチング素子Ｓ２→充放電コンデンサ１０１ａ（Ｃｆ）→第４スイッチング素子Ｓ４→第２平滑コンデンサ１０８（Ｃｏ）

この一連の「モード４−モード１−モード４−モード２」の動作の繰り返しにより、端子１ａ−端子１ｂ間に入力された入力電圧Ｖｉｎを２倍以上の任意の電圧に昇圧して、端子１ｃ−端子１ｂ間に出力電圧Ｖｏｕｔとして出力しつつ、バッテリ２のエネルギーを電動機３に供給する。

（ｃ）昇圧比Ｎが２倍未満で、回生状態の時
次に、昇圧比Ｎが２倍未満で回生状態の時の動作について説明する。
図６は、昇圧比Ｎが２倍未満の場合の、各スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４のゲート信号電圧波形と、リアクトル電流波形ＩＬ、充放電コンデンサ１０１ａの電流波形Ｉｃｆ、充放電コンデンサ１０１ａの端子間電圧Ｖｃｆを示している。図６ではスイッチング素子Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４のゲート信号はすべてデッドタイムを省略して説明する。また、定常状態では、充放電コンデンサ１０１ａの端子間電圧Ｖｃｆは出力電圧Ｖｏｕｔの約２分の１の電圧になるように制御されており、入力電圧Ｖｉｎ、出力電圧Ｖｏｕｔ、充放電コンデンサ１０１ａの端子間電圧Ｖｃｆの大小関係は、次のようになっている。
Ｖｏｕｔ＞Ｖｉｎ＞Ｖｃｆ

第１スイッチング素子Ｓ１と第３スイッチング素子Ｓ３のゲート信号がＨｉｇｈ、第２スイッチング素子Ｓ２と第４スイッチング素子Ｓ４のゲート信号がＬｏｗの状態（モード１（図３（ａ）））では、第１スイッチング素子Ｓ１と第３スイッチング素子Ｓ３がオン、第２スイッチング素子Ｓ２と第４スイッチング素子Ｓ４がオフとなるため、以下の経路で充放電コンデンサ１０１ａとリアクトル１２から第１平滑コンデンサ１１に、エネルギーが移行する。
第１平滑コンデンサ１１（Ｃｉ）←リアクトル１２（Ｌ）←第３スイッチング素子Ｓ３←充放電コンデンサ１０１ａ（Ｃｆ）←第１スイッチング素子Ｓ１

次に、第１スイッチング素子Ｓ１と第２スイッチング素子Ｓ２のゲート信号がＬｏｗ、第３スイッチング素子Ｓ３と第４スイッチング素子Ｓ４のゲート信号がＨｉｇｈの状態（モード３（図３（ｃ）））では、第１スイッチング素子Ｓ１と第２スイッチング素子Ｓ２がオフ、第３スイッチング素子Ｓ３と第４スイッチング素子Ｓ４がオンとなるため、以下の経路で第２平滑コンデンサ１０８からリアクトル１２と第１平滑コンデンサ１１に、エネルギーが移行する。
第１平滑コンデンサ１１（Ｃｉ）←リアクトル１２（Ｌ）←第３スイッチング素子Ｓ３←第４スイッチング素子Ｓ４←第２平滑コンデンサ１０８（Ｃｏ）

次に、第１スイッチング素子Ｓ１と第３スイッチング素子Ｓ３のゲート信号がＬｏｗ、第２スイッチング素子Ｓ２と第４スイッチング素子Ｓ４のゲート信号がＨｉｇｈの状態（モード２（図３（ｂ）））では、第１スイッチング素子Ｓ１と第３スイッチング素子Ｓ３がオフ、第２スイッチング素子Ｓ２と第４スイッチング素子Ｓ４がオンとなるため、以下の経路で第２平滑コンデンサ１０８とリアクトル１２から充放電コンデンサ１０１ａと第１平滑コンデンサ１１に、エネルギーが移行する。
第１平滑コンデンサ１１（Ｃｉ）←リアクトル１２（Ｌ）←第２スイッチング素子Ｓ２←充放電コンデンサ１０１ａ（Ｃｆ）←第４スイッチング素子Ｓ４←第２平滑コンデンサ１０８（Ｃｏ）

この一連の「モード１−モード３−モード２−モード３」の動作の繰り返しにより、端子１ａ−端子１ｂ間に入力された入力電圧Ｖｉｎを１倍から２倍未満の任意の電圧に昇圧して、端子１ｃ−端子１ｂ間に出力電圧Ｖｏｕｔとして出力しつつ、電動機３の発電エネルギーをバッテリ２に蓄積させる。

（ｄ）昇圧比Ｎが２倍以上で、回生動作の時
次に、昇圧比Ｎが２倍以上で回生状態の時の動作について説明する。
図７は、昇圧比Ｎが２倍以上で回生動作時の、各スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４のゲート信号電圧波形と、リアクトル電流波形ＩＬと、充放電コンデンサ１０１ａの電流波形Ｉｃｆと、充放電コンデンサ１０１ａの端子間電圧Ｖｃｆを示している。図７ではスイッチング素子Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４のゲート信号はすべてデッドタイムを省略して説明する。定常状態では、充放電コンデンサ１０１ａの端子間電圧Ｖｃｆは出力電圧Ｖｏｕｔの約２分の１の電圧になるように制御されており、入力電圧Ｖｉｎ、出力電圧Ｖｏｕｔ、充放電コンデンサ１０１ａの端子間電圧Ｖｃｆの大小関係は、次のようになっている。
Ｖｏｕｔ＞Ｖｃｆ＞Ｖｉｎ

第１スイッチング素子Ｓ１と第２スイッチング素子Ｓ２のゲート信号がＨｉｇｈ、第３スイッチング素子Ｓ３と第４スイッチング素子Ｓ４のゲート信号がＬｏｗの状態（モード４（図３（ｄ）））では、第１スイッチング素子Ｓ１と第２スイッチング素子Ｓ２がオン、第３スイッチング素子Ｓ３と第４スイッチング素子Ｓ４がオフとなるため、以下の経路でリアクトル１２から第１平滑コンデンサ１１にエネルギーが移行する。
第１平滑コンデンサ１１（Ｃｉ）←リアクトル１２（Ｌ）←第２スイッチング素子Ｓ２←第１スイッチング素子Ｓ１

次に、第１スイッチング素子Ｓ１と第３スイッチング素子Ｓ３のゲート信号がＨｉｇｈ、第２スイッチング素子Ｓ２と第４スイッチング素子Ｓ４のゲート信号がＬｏｗの状態（モード１（図３（ａ）））では、第１スイッチング素子Ｓ１と第３スイッチング素子Ｓ３がオン、第２スイッチング素子Ｓ２と第４スイッチング素子Ｓ４がオフとなるため、以下の経路で充放電コンデンサ１０１ａからリアクトル１２と第１平滑コンデンサ１１にエネルギーが移行する。
第１平滑コンデンサ１１（Ｃｉ）←リアクトル１２（Ｌ）←第３スイッチング素子Ｓ３←充放電コンデンサ１０１ａ（Ｃｆ）←第１スイッチング素子Ｓ１

次に、第１スイッチング素子Ｓ１と第２スイッチング素子Ｓ２のゲート信号がＨｉｇｈ、第３スイッチング素子Ｓ３と第４スイッチング素子Ｓ４のゲート信号がＬｏｗの状態（モード４（図３（ｄ）））では、第１スイッチング素子Ｓ１と第２スイッチング素子Ｓ２がオン、第３スイッチング素子Ｓ３と第４スイッチング素子Ｓ４がオフとなるため、以下の経路でリアクトル１２から第１平滑コンデンサ１１にエネルギーが移行する。
第１平滑コンデンサ１１（Ｃｉ）←リアクトル１２（Ｌ）←第２スイッチング素子Ｓ２←第１スイッチング素子Ｓ１

次に、第１スイッチング素子Ｓ１と第３スイッチング素子Ｓ３のゲート信号がＬｏｗ、第２スイッチング素子Ｓ２と第４スイッチング素子Ｓ４のゲート信号がＨｉｇｈの状態（モード２（図３（ｂ）））では、第１スイッチング素子Ｓ１と第３スイッチング素子Ｓ３がオフ、第２スイッチング素子Ｓ２と第４スイッチング素子Ｓ４がオンとなるため、以下の経路で第２平滑コンデンサ１０８からリアクトル１２と充放電コンデンサ１０１ａ、第１平滑コンデンサ１１にエネルギーが移行する。
第１平滑コンデンサ１１（Ｃｉ）←リアクトル１２（Ｌ）←第２スイッチング素子Ｓ２←充放電コンデンサ１０１ａ（Ｃｆ）←第４スイッチング素子Ｓ４←第２平滑コンデンサ１０８（Ｃｏ）

この一連の「モード４−モード１−モード４−モード２」の動作の繰り返しにより、端子１ａ−端子１ｂ間に入力された入力電圧Ｖｉｎを２倍以上の任意の電圧に昇圧して、端子１ｃ−端子１ｂ間に出力電圧Ｖｏｕｔとして出力しつつ、電動機３の発電エネルギーをバッテリ２に蓄積させる。

［４］．本実施の形態の位相シフトによる充放電制御
次に、本実施の形態での充放電コンデンサ１０１ａの充放電制御の原理を説明する。図８〜図２２を用いて、以下の４動作条件での位相シフトによる充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆの増加、減少の動作原理を説明する。
（ａ）昇圧比が２倍未満、力行動作
（進み位相：図８と図９、遅れ位相：図１０と図１１）
（ｂ）昇圧比が２倍以上、力行動作
（進み位相：図１２と図１３、遅れ位相：図１４と図１５）
（ｃ）昇圧比が２倍未満、回生動作
（進み位相：図１６と図１７、遅れ位相：図１８と図１９）
（ｄ）昇圧比が２倍以上、回生動作
（進み位相：図２０と図２１、遅れ位相：図２２と図２３）

本実施の形態ではゲート信号Ｇ１及びＧ４の位相を固定して、ゲート信号Ｇ２及びＧ３の位相を進み位相または遅れ位相にシフトする。
本実施の形態でのリアクトル電流は、図１において右向きを正極性方向とし、正極性方向に変化する場合を増加、負極性方向に変化する場合を減少と定義する。
充放電コンデンサ電流Ｉｃｆは、図１において下向きを正極方向とし、正極方向に流れる電流を充電電流として、負極方向に流れる電流を放電電流として定義する。
充電電流の絶対値が放電電流の絶対値よりも多い場合は充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆは増加、反対に充電電流の絶対値が放電電流の絶対値よりも少ない場合は充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆは減少となる。

（ａ）位相シフト制御（昇圧比Ｎが２倍未満、力行動作）
図８は、昇圧比Ｎが２倍未満かつ力行動作において、ゲート信号Ｇ２及びＧ３の位相を進み方向にシフトさせた場合（制限値内）の、各スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４のゲート信号電圧波形と、リアクトル電流波形ＩＬと、充放電コンデンサ１０１ａの電流波形Ｉｃｆと、充放電コンデンサ１０１ａの端子間電圧Ｖｃｆを示している。図８は図４と同様の動作モード（「モード１−モード３−モード２−モード３」）にてモード２の後のモード３が存在する位相シフト制限値内で位相シフトした場合である。
図８では、モード１とモード２の期間は図４と同様であるが、ゲート信号Ｇ２及びＧ３がゲート信号Ｇ１及びＧ４に対して進み位相にシフトすることでモード１の後のモード３の期間が増加して、モード２の後のモード３の期間が減少する。そのため、図８に示すように、モード１のリアクトル電流ＩＬがモード２のリアクトル電流ＩＬに比べて多くなる。すなわち、充放電コンデンサ電流Ｉｃｆに関してモード１での充放電コンデンサ１０１ａの充電電流がモード２での充放電コンデンサ１０１ａの放電電流に比べて大きくなるため、充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆは１周期においてモード１での電圧増加量がモード２での電圧減少量よりも大きくなり、１周期での充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆの平均値は増加する。

図９は、昇圧比Ｎが２倍未満かつ力行動作において、ゲート信号Ｇ２及びＧ３の位相を進み方向に図８で制限した位相シフト量制限値を超えて位相シフトした場合（制限値外）の、各スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４のゲート信号電圧波形と、リアクトル電流波形ＩＬと、充放電コンデンサ１０１ａの電流波形Ｉｃｆと、充放電コンデンサ１０１ａの端子間電圧Ｖｃｆを示している。
図９の動作モードでは新たにモード４が発生して、１周期内で「モード４−モード１−モード３−モード２」となる。モード１の期間とモード２の期間は図４に比べて新たに発生したモード４の分だけ短くなるが、モード１とモード２の期間は等しい。新たに発生したモード４の期間にてリアクトル電流ＩＬは増加するため、モード１でのリアクトル電流ＩＬの方がモード２でのリアクトル電流ＩＬより多くなる。すなわち充放電コンデンサ電流Ｉｃｆよりモード１での充放電コンデンサ１０１ａの充電電流がモード２での充放電コンデンサ１０１ａの放電電流に比べて大きくなり、充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆは１周期にてモード１での電圧増加量がモード２での電圧減少量よりも大きくなり、１周期での充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆの平均値は増加する。
以上のように、図８及び図９より、ゲート信号Ｇ２及びＧ３をゲート信号Ｇ１及びＧ４に対して進み方向に位相シフトすることで充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆは増加する。

図１０は、昇圧比Ｎが２倍未満かつ力行動作において、ゲート信号Ｇ２及びＧ３の位相を遅れ方向にシフトさせた場合（制限値内）の、各スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４のゲート信号電圧波形と、リアクトル電流波形ＩＬと、充放電コンデンサ１０１ａの電流波形Ｉｃｆと、充放電コンデンサ１０１ａの端子間電圧Ｖｃｆを示している。
図１０は、図４と同様の動作モード（「モード１−モード３−モード２−モード３」）においてモード１の後のモード３が存在する位相シフト制限値内で位相シフトした場合である。図１０では、モード１とモード２の期間は図４と同様であるが、ゲート信号Ｇ２及びＧ３がゲート信号Ｇ１及びＧ４に対して遅れ位相にシフトすることでモード１の後のモード３の期間が減少して、モード２の後のモード３の期間が増加する。そのため、図１０に示すように、モード１のリアクトル電流ＩＬがモード２のリアクトル電流ＩＬに比べて少なくなる。すなわち、充放電コンデンサ電流Ｉｃｆに関して、モード１での充放電コンデンサ１０１ａの充電電流がモード２での充放電コンデンサ１０１ａの放電電流に比べて少なくなるため、充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆは１周期にてモード１での電圧増加量がモード２での電圧減少量よりも少なくなり、１周期での充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆの平均値は減少する。

図１１は、昇圧比Ｎが２倍未満かつ力行動作においてゲート信号Ｇ２とＧ３の位相を遅れ方向に図１０で制限した位相シフト量制限値を超えて位相シフトした場合（制限値外）の、各スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４のゲート信号電圧波形と、リアクトル電流波形ＩＬと、充放電コンデンサ１０１ａの電流波形Ｉｃｆと、充放電コンデンサ１０１ａの端子間電圧Ｖｃｆを示している。
図１１の動作モードでは新たにモード４が発生して、１周期内で「モード１−モード４−モード２−モード３」となる。モード１の期間とモード２の期間は図４に比べて新たに発生したモード４の分だけ短くなるが、モード１とモード２の期間は等しい。新たに発生したモード４の期間にてリアクトル電流ＩＬは増加する。そのため、リアクトル電流ＩＬは新たに発生したモード４の影響で、モード２でのリアクトル電流ＩＬの方がモード１でのリアクトル電流ＩＬより多くなる。すなわち、充放電コンデンサ電流Ｉｃｆに関して、モード１での充放電コンデンサ１０１ａの充電電流がモード２での充放電コンデンサ１０１ａの放電電流に比べて少なくなり、充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆは１周期にてモード１での電圧増加量がモード２での減少量よりも少なくなるため、１周期での充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆの平均値は減少する。
以上のように、図１０及び図１１より、ゲート信号Ｇ２及びＧ３をゲート信号Ｇ１及びＧ４に対して遅れ方向に位相シフトすることで充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆは減少する。

（ｂ）位相シフト制御（昇圧比Ｎが２倍以上、力行動作）
図１２は、昇圧比Ｎが２倍以上かつ力行動作において、ゲート信号Ｇ２及びＧ３の位相を進み方向にシフトさせた場合（制限値内）の、各スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４のゲート信号電圧波形と、リアクトル電流波形ＩＬと、充放電コンデンサ１０１ａの電流波形Ｉｃｆと、充放電コンデンサ１０１ａの端子間電圧Ｖｃｆを示している。
図１２は図５と同様の動作モード（「モード４−モード１−モード４−モード２」）において、モード２の前のモード４が存在する位相シフト制限値内で位相シフトした場合である。図１２では、モード１とモード２の期間は図５と同様であるが、ゲート信号Ｇ２及びＧ３がゲート信号Ｇ１及びＧ４に対して進み位相にシフトすることでモード１の前のモード４の期間が増加して、モード２の前のモード４の期間が減少する。そのため、図１２に示すように、モード１のリアクトル電流ＩＬがモード２のリアクトル電流ＩＬに比べて多くなる。すなわち、充放電コンデンサ電流Ｉｃｆに関して、モード１での充放電コンデンサ１０１ａの充電電流がモード２での充放電コンデンサ１０１ａの放電電流に比べて大きくなるため、充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆは１周期にてモード１での電圧増加量がモード２での電圧減少量よりも大きくなり、１周期での充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆの平均値は増加する。

図１３は、昇圧比Ｎが２倍以上かつ力行動作において、ゲート信号Ｇ２及びＧ３の位相を進み方向に図１２で制限した位相シフト量制限値を超えて位相シフトした場合（制限値外）の、各スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４のゲート信号電圧波形と、リアクトル電流波形ＩＬと、充放電コンデンサ１０１ａの電流波形Ｉｃｆと、充放電コンデンサ１０１ａの端子間電圧Ｖｃｆを示している。
図１３の動作モードでは新たにモード３が発生して、１周期内で「モード４−モード１−モード３−モード２」となる。モード１の期間とモード２の期間は図５に比べて新たに発生したモード３の分だけ短くなるが、モード１とモード２の期間は等しい。新たに発生したモード３の期間にてリアクトル電流ＩＬは減少するため、モード１でのリアクトル電流ＩＬの方がモード２でのリアクトル電流ＩＬより多くなる。すなわち、充放電コンデンサ電流Ｉｃｆに関して、モード１での充放電コンデンサ１０１ａの充電電流がモード２での充放電コンデンサ１０１ａの放電電流に比べて大きくなる。そのため、充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆは１周期においてモード１での電圧増加量がモード２での電圧減少量よりも大きくなり、１周期での充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆの平均値は増加する。
以上のように、図１２及び図１３より、ゲート信号Ｇ２及びＧ３をゲート信号Ｇ１及びＧ４に対して進み方向に位相シフトすることで充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆは増加する。

図１４は、昇圧比Ｎが２倍以上かつ力行動作において、ゲート信号Ｇ２及びＧ３の位相を遅れ方向にシフトさせた場合（制限値内）の、各スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４のゲート信号電圧波形と、リアクトル電流波形ＩＬと、充放電コンデンサ１０１ａの電流波形Ｉｃｆと、充放電コンデンサ１０１ａの端子間電圧Ｖｃｆを示している。
図１４は、図５と同様の動作モード（「モード４−モード１−モード４−モード２」）においてモード１の前のモード４が存在する位相シフト制限値内で位相シフトした場合である。図１４では、モード１とモード２の期間は図５と同様であるが、ゲート信号Ｇ２及びＧ３がゲート信号Ｇ１及びＧ４に対して遅れ位相にシフトすることでモード１の前のモード４の期間が減少して、モード２の前のモード４の期間が増加する。そのため、図１４に示すように、モード１のリアクトル電流ＩＬがモード２のリアクトル電流ＩＬに比べて少なくなる。すなわち、充放電コンデンサ電流Ｉｃｆに関してモード１での充放電コンデンサ１０１ａの充電電流がモード２での充放電コンデンサ１０１ａの放電電流に比べて少なくなる。そのため、充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆは１周期においてモード１での電圧増加量がモード２での電圧減少量よりも少なくなり、１周期での充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆの平均値は減少する。

図１５は、昇圧比Ｎが２倍以上かつ力行動作において、ゲート信号Ｇ２及びＧ３の位相を遅れ方向に図１４で制限した位相シフト量制限値を超えて位相シフトした場合（制限値外）の、各スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４のゲート信号電圧波形と、リアクトル電流波形ＩＬと、充放電コンデンサ１０１ａの電流波形Ｉｃｆと、充放電コンデンサ１０１ａの端子間電圧Ｖｃｆを示している。
図１５の動作モードでは新たにモード３が発生して、１周期内で「モード１−モード４−モード２−モード３」となる。モード１の期間とモード２の期間は図５に比べて新たに発生したモード３の分だけ短くなるが、モード１とモード２の期間は等しい。新たに発生したモード３の期間にてリアクトル電流ＩＬは減少するため、リアクトル電流ＩＬは新たに発生したモード３の影響で、モード２でのリアクトル電流ＩＬの方がモード１でのリアクトル電流ＩＬより多くなる。すなわち、充放電コンデンサ電流Ｉｃｆについて、モード１での充放電コンデンサ１０１ａの充電電流がモード２での充放電コンデンサ１０１ａの放電電流に比べて少なくなる。そのため、充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆは１周期においてモード１での電圧増加量がモード２での電圧減少量よりも少なくなり、１周期での充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆの平均値は減少する。
以上のように、図１４及び図１５より、ゲート信号Ｇ２及びＧ３をゲート信号Ｇ１及び得Ｇ４に対して遅れ方向に位相シフトすることで充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆは減少する。

（ｃ）位相シフト制御（昇圧比Ｎが２倍未満、回生動作）
図１６は、昇圧比Ｎが２倍未満かつ回生動作において、ゲート信号Ｇ２及びＧ３の位相を進み方向にシフトさせた場合（制限値内）の、各スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４のゲート信号電圧波形と、リアクトル電流波形ＩＬと、充放電コンデンサ１０１ａの電流波形Ｉｃｆと、充放電コンデンサ１０１ａの端子間電圧Ｖｃｆを示している。
図１６は図６と同様の動作モード（「モード１−モード３−モード２−モード３」）においてモード２の後のモード３が存在する位相シフト制限値内で位相シフトした場合である。図１６では、モード１とモード２の期間は図６と同様であるが、ゲート信号Ｇ２及びＧ３がゲート信号Ｇ１及びＧ４に対して進み位相にシフトすることでモード１の後のモード３の期間が増加して、モード２の後のモード３の期間が減少する。そのため、図１６に示すように、モード１のリアクトル電流ＩＬがモード２のリアクトル電流ＩＬに比べて絶対値が少なくなる。すなわち、充放電コンデンサ電流Ｉｃｆについてモード１での充放電コンデンサ１０１ａの放電電流がモード２での充放電コンデンサ１０１ａの充電電流に比べて少なくなる。そのため、充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆは１周期においてモード１での電圧減少量がモード２での電圧増加量よりも少なくなり、１周期での充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆの平均値は増加する。

図１７は、昇圧比Ｎが２倍未満かつ回生動作において、ゲート信号Ｇ２及びＧ３の位相を進み方向に図１６で制限した位相シフト量制限値を超えて位相シフトした場合（制限値外）の、各スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４のゲート信号電圧波形と、リアクトル電流波形ＩＬと、充放電コンデンサ１０１ａの電流波形Ｉｃｆと、充放電コンデンサ１０１ａの端子間電圧Ｖｃｆを示している。
図１７の動作モードでは新たにモード４が発生して、１周期内で「モード４−モード１−モード３−モード２」となる。モード１の期間とモード２の期間は図６に比べて新たに発生したモード４の分だけ短くなるが、モード１とモード２の期間は等しい。新たに発生したモード４の期間においてリアクトル電流ＩＬは増加するため、モード１でのリアクトル電流ＩＬの方がモード２でのリアクトル電流ＩＬより絶対値が小さくなる。すなわち、充放電コンデンサ電流Ｉｃｆについてモード１での充放電コンデンサ１０１ａの放電電流がモード２での充放電コンデンサ１０１ａの充電電流に比べて少なくなる。そのため、充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆは１周期にてモード１での電圧減少量がモード２での電圧増加量よりも少なくなり、１周期での充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆの平均値は増加する。
以上のように、図１６と図１７より、ゲート信号Ｇ２及びＧ３をゲート信号Ｇ１及びＧ４に対して進み方向に位相シフトすることで充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆは増加する。

図１８は、昇圧比Ｎが２倍未満かつ回生動作において、ゲート信号Ｇ２及びＧ３の位相を遅れ方向にシフトさせた場合（制限値内）の、各スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４のゲート信号電圧波形と、リアクトル電流波形ＩＬと、充放電コンデンサ１０１ａの電流波形Ｉｃｆと、充放電コンデンサ１０１ａの端子間電圧Ｖｃｆを示している。
図１８は、図６と同様の動作モード（「モード１−モード３−モード２−モード３」）においてモード１の後のモード３が存在する位相シフト制限値内で位相シフトした場合である。図１８では、モード１とモード２の期間は図６と同様であるが、ゲート信号Ｇ２及びＧ３がゲート信号Ｇ１及びＧ４に対して遅れ位相にシフトすることで、モード１の後のモード３の期間が減少して、モード２の後のモード３の期間が増加する。そのため、図１８に示すように、モード１のリアクトル電流ＩＬがモード２のリアクトル電流ＩＬに比べて絶対値が大きくなる。すなわち、充放電コンデンサ電流Ｉｃｆについてモード１での充放電コンデンサ１０１ａの放電電流がモード２での充放電コンデンサ１０１ａの充電電流に比べて多くなる。そのため、充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆは１周期にてモード１での電圧減少量がモード２での電圧増加量よりも多くなり、１周期での充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆの平均値は減少する。

図１９は、昇圧比Ｎが２倍未満かつ回生動作において、ゲート信号Ｇ２及びＧ３の位相を遅れ方向に図１８で制限した位相シフト量制限値を超えて位相シフトした場合（制限値外）の、各スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４のゲート信号電圧波形と、リアクトル電流波形ＩＬと、充放電コンデンサ１０１ａの電流波形Ｉｃｆと、充放電コンデンサ１０１ａの端子間電圧Ｖｃｆを示している。
図１９の動作モードでは新たにモード４が発生して、１周期内で「モード１−モード４−モード２−モード３」となる。モード１の期間とモード２の期間は図６に比べて新たに発生したモード４の分だけ短くなるが、モード１とモード２の期間は等しい。新たに発生したモード４の期間においてリアクトル電流ＩＬは増加するため、リアクトル電流ＩＬは新たに発生したモード４の影響で、モード１でのリアクトル電流ＩＬの方がモード２でのリアクトル電流ＩＬより絶対値が大きくなる。すなわち、充放電コンデンサ電流Ｉｃｆについてモード１での充放電コンデンサ１０１ａの放電電流がモード２での充放電コンデンサ１０１ａの充電電流に比べて多くなる。そして、充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆは１周期においてモード１での電圧減少量がモード２での電圧増加量よりも多くなり、１周期での充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆの平均値は減少する。
以上のように、図１８及び図１９より、ゲート信号Ｇ２及びＧ３をゲート信号Ｇ１及びＧ４に対して遅れ方向に位相シフトすることで充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆは減少する。

（ｄ）位相シフト制御（昇圧比Ｎが２倍以上、回生動作）
図２０は、昇圧比Ｎが２倍以上かつ回生動作において、ゲート信号Ｇ２及びＧ３の位相を進み方向にシフトさせた場合（制限値内）の、各スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４のゲート信号電圧波形と、リアクトル電流波形ＩＬと、充放電コンデンサ１０１ａの電流波形Ｉｃｆと、充放電コンデンサ１０１ａの端子間電圧Ｖｃｆを示している。
図２０は図７と同様の動作モード（「モード４−モード１−モード４−モード２」）においてモード２の前のモード４が存在する位相シフト制限値内で位相シフトした場合である。図２０では、モード１とモード２の期間は図７と同様であるが、ゲート信号Ｇ２及びＧ３がゲート信号Ｇ１及びＧ４に対して進み位相にシフトすることでモード１の前のモード４の期間が増加して、モード２の前のモード４の期間が減少する。そのため、図２０に示すように、モード１のリアクトル電流ＩＬの絶対値がモード２のリアクトル電流ＩＬの絶対値に比べて小さくなる。すなわち、充放電コンデンサ電流Ｉｃｆについてモード１での充放電コンデンサ１０１ａの放電電流がモード２での充放電コンデンサ１０１ａの充電電流に比べて少なくなる。そのため、充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆは１周期にてモード１での電圧減少量がモード２での電圧増加量よりも少なくなり、１周期での充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆの平均値は増加する。

図２１は、昇圧比Ｎが２倍以上かつ回生動作において、ゲート信号Ｇ２及びＧ３の位相を進み方向に図２０で制限した位相シフト量制限値を超えて位相シフトした場合（制限値外）の、各スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４のゲート信号電圧波形と、リアクトル電流波形ＩＬと、充放電コンデンサ１０１ａの電流波形Ｉｃｆと、充放電コンデンサ１０１ａの端子間電圧Ｖｃｆを示している。
図２１の動作モードでは新たにモード３が発生して、１周期内で「モード４−モード１−モード３−モード２」となる。モード１の期間とモード２の期間は図７に比べて新たに発生したモード３の分だけ短くなるが、モード１とモード２の期間は等しい。新たに発生したモード３の期間においてリアクトル電流ＩＬは減少するため、モード１でのリアクトル電流ＩＬの絶対値がモード２でのリアクトル電流ＩＬの絶対値より小さくなる。すなわち、充放電コンデンサ電流Ｉｃｆについてモード１での充放電コンデンサ１０１ａの放電電流がモード２での充放電コンデンサ１０１ａの充電電流に比べて少なくなる。そのため、充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆは１周期においてモード１での電圧減少量がモード２での増加量よりも少なくなり、１周期での充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆの平均値は増加する。
以上のように図２０及び図２１より、ゲート信号Ｇ２及びＧ３をゲート信号Ｇ１及びＧ４に対して進み方向に位相シフトすることで充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆは増加する。

図２２は昇圧比Ｎが２倍以上かつ回生動作において、ゲート信号Ｇ２及びＧ３の位相を遅れ方向にシフトさせた場合（制限値内）の、各スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４のゲート信号電圧波形と、リアクトル電流波形ＩＬと、充放電コンデンサ１０１ａの電流波形Ｉｃｆと、充放電コンデンサ１０１ａの端子間電圧Ｖｃｆを示している。
図２２は、図７と同様の動作モード（「モード４−モード１−モード４−モード２」）においてモード１の前のモード４が存在する位相シフト制限値内で位相シフトした場合である。図２２では、モード１とモード２の期間は図７と同様であるが、ゲート信号Ｇ２及びＧ３がゲート信号Ｇ１及びＧ４に対して遅れ位相にシフトすることでモード１の前のモード４の期間が減少して、モード２の前のモード４の期間が増加する。そのため、図２２に示すように、モード１のリアクトル電流ＩＬの絶対値がモード２のリアクトル電流ＩＬの絶対値より大きくなる。すなわち、充放電コンデンサ電流Ｉｃｆについてモード１での充放電コンデンサ１０１ａの放電電流がモード２での充放電コンデンサ１０１ａの充電電流に比べて多くなる。そのため、充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆは１周期においてモード１での電圧減少量がモード２での電圧増加量よりも多くなり、１周期での充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆの平均値は減少する。

図２３は、昇圧比Ｎが２倍以上かつ回生動作において、ゲート信号Ｇ２及びＧ３の位相を遅れ方向に図２２で制限した位相シフト量制限値を超えて位相シフトした場合（制限値外）の、各スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４のゲート信号電圧波形と、リアクトル電流波形ＩＬと、充放電コンデンサ１０１ａの電流波形Ｉｃｆと、充放電コンデンサ１０１ａの端子間電圧Ｖｃｆを示している。
図２３の動作モードでは新たにモード３が発生して、１周期内で「モード１−モード４−モード２−モード３」となる。モード１の期間とモード２の期間は図７に比べて新たに発生したモード３の分だけ短くなるが、モード１とモード２の期間は等しい。新たに発生したモード３の期間にてリアクトル電流ＩＬは減少するため、リアクトル電流ＩＬは新たに発生したモード３の影響で、モード２でのリアクトル電流ＩＬの絶対値がモード１でのリアクトル電流ＩＬの絶対値より小さくなる。すなわち、充放電コンデンサ電流Ｉｃｆについてモード１での充放電コンデンサ１０１ａの放電電流がモード２での充放電コンデンサ１０１ａの充電電流に比べて多くなる。そのため、充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆは１周期にてモード１での電圧減少量がモード２での電圧増加量よりも多くなるため、１周期での充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆの平均値は減少する。
以上のように図２２及び図２３より、ゲート信号Ｇ２及びＧ３をゲート信号Ｇ１及びＧ４に対して遅れ方向に位相シフトすることで充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆは減少する。

このように、昇圧比Ｎに関わらず、また力行動作と回生動作に関わらず、ゲート信号Ｇ２及びＧ３をゲート信号Ｇ１及びＧ４に対して進み位相とすることで充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆを増加させることができ、ゲート信号Ｇ２及びＧ３をゲート信号Ｇ１及びＧ４に対して遅れ位相とすることで充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆを減少させることができる。

［５］．ＰＷＭ信号の生成（各ゲート信号の生成）
次に、本実施の形態におけるゲート信号Ｇ１、Ｇ２、Ｇ３、Ｇ４の生成方法について説明する。
ゲート信号Ｇ１とゲート信号Ｇ４が相補の関係となるように、かつゲート信号Ｇ２とゲート信号Ｇ３が相補の関係となるようにゲート信号を生成する。
図２４は、第１三角波ＴＷ１と第２三角波ＴＷ２から生成するゲート信号Ｇ１とゲート信号Ｇ４を示す。
ゲート信号Ｇ１の生成について、加算器４０１によりデューティ指令値Ｄ１にデッドタイムに相当するデューティＴｄ／Ｔを加算してデューティ指令値４０２を生成する。そして、比較器４０３によりデューティ指令値４０２と第１三角波ＴＷ１とを比較して、ゲート信号Ｇ１を生成する。
ゲート信号Ｇ４の生成について、加算器４０４によりデューティ指令値Ｄ１にデッドタイムに相当するデューティＴｄ／Ｔを加算してデューティ指令値４０５を生成する。そして、比較器４０６によりデューティ指令値４０５と第２三角波ＴＷ２とを比較して、ゲート信号Ｇ４を生成する。
ゲート信号Ｇ１は、第１三角波ＴＷ１に対してデューティ指令値Ｄ１をＴｄ／Ｔだけ増加させることで、ゲート信号Ｇ１の立ち上がりと立ち下りをオン時間がＴｄだけ縮める方向にずらす。
ゲート信号Ｇ４は、第２三角波ＴＷ２に対してデューティ指令値Ｄ１をＴｄ／Ｔだけ増加させることで、ゲート信号Ｇ４の立ち上がりと立ち下りをオン時間がＴｄだけ縮める方向にずらす。
その結果、ゲート信号Ｇ１のオン時間とゲート信号Ｇ４のオン時間の間にＴｄだけデッドタイム期間を生成することができる。

図２５に定義する第１方形波ＳＷ１を用いてゲート信号Ｇ２及びゲート信号Ｇ３の位相シフトを行う。図２５において、第１方形波ＳＷ１は、第１三角波ＴＷ１と第２三角波ＴＷ２と同じ周波数であって、第１三角波ＴＷ１及び第２三角波ＴＷ２の上り位相で＋１、第１三角波ＴＷ１及び第２三角波ＴＷ２の下り位相で−１となる方形波である。

図２６にゲート信号Ｇ２の生成方法について説明する。図２において、まず、加算器４１４により、減算器４０７で出力したデューティ指令値Ｄ２（＝１−Ｄ１）にデッドタイムに相当するＴｄ／Ｔのオフセット量を加えてデューティ指令値４１５を生成する。一方、乗算器３０９により、位相シフトデューティ指令値３０８（振幅値ΔＤ）と第１方形波ＳＷ１を乗算し、振幅値ΔＤを振幅とした第１方形波を生成して位相シフトデューティ指令値３１０とする。そして、加算器４１６により、デューティ指令値４１５と位相シフトデューティ指令値３１０を加算してデューティ指令値４１７を生成する。次に、比較器４１８により、第２三角波ＴＷ２とデューティ指令値４１７を比較してゲート信号Ｇ２を生成する。
図２６では位相シフトを行わない場合すなわちデューティ指令値４１５と第２三角波ＴＷ２から生成したゲート信号Ｇ２も表記する。位相シフトを行うことで、デューティ指令値４１７と第２三角波ＴＷ２の交点が第２三角波ＴＷ２の上り位相では＋ΔＤ、第２三角波ＴＷ２の下り位相では−ΔＤだけ変化することで、ゲート信号Ｇ２がΔＤ×（Ｔ／２）だけ位相シフトする。

図２７にゲート信号Ｇ３の生成方法について説明する。図２において、まず、加算器４０９により、デューティ指令値Ｄ２（＝１−Ｄ１）にデッドタイムに相当するＴｄ／Ｔのオフセット量を加えてデューティ指令値４１０を生成する。一方、乗算器３０９により、位相シフトデューティ指令値３０８（振幅値ΔＤ）と第１方形波ＳＷ１を乗算し、振幅値ΔＤを振幅とした第１方形波を生成して位相シフトデューティ指令値３１０とする。そして、加算器４１１により、デューティ指令値４１０と位相シフトデューティ指令値３１０を加算してデューティ指令値４１２を生成する。次に、比較器４１３により、第１三角波ＴＷ１とデューティ指令値４１２を比較してゲート信号Ｇ３を生成する。
図２７では位相シフトを行わない場合すなわちデューティ指令値４１０と第１三角波ＴＷ１から生成したゲート信号Ｇ３も表記する。位相シフトを行うことで、デューティ指令値４１２と第１三角波ＴＷ１の交点が第１三角波ＴＷ１の上り位相では＋ΔＤ、第１三角波ＴＷ１の下り位相では−ΔＤだけ変化することで、ゲート信号Ｇ３がΔＤ×（Ｔ／２）だけ位相シフトする。

このように、第１三角波ＴＷ１と第２三角波ＴＷ２の上り位相で＋Ｄ、下り位相で−Ｄとなる第１方形波をデューティ指令値に加算することで、ゲート信号Ｇ２及びＧ３の位相をシフトすることができる。図２６及び図２７では、例としてΔＤ＞０の場合を説明したが、ΔＤ＜０の場合は第１三角波ＴＷ１と第２三角波ＴＷ２の上り位相で−Ｄ、下り位相で＋Ｄとなり、ゲート信号Ｇ２及びＧ３は遅れ方向に位相シフトする。

本実施の形態のように位相シフトの生成を第１方形波を用いて行う場合、振幅値ΔＤには限界が発生する。それは、デューティ指令値４１２が第１三角波ＴＷ１の振幅値０〜１を超えないこと、またはデューティ指令値４１７が第２三角波ＴＷ２の振幅値２Ｔｄ／Ｔ〜１＋２Ｔｄ／Ｔを超えないことである。ここでは、デューティ指令値４１２と第１三角波ＴＷ１の比較から限界値を導出する。

図２７に示すゲート信号Ｇ３の生成過程から振幅値ΔＤの限界値を定める。ゲート信号Ｇ３の生成は、デューティ指令値Ｄ２にＴｄ／Ｔを加算したデューティ指令値４１０と第１三角波ＴＷ１の比較により行う。そのため、デューティ指令値４１０が０．５となる場合を境界条件に振幅値ΔＤの制限値が異なる。この境界条件値Ｄ２１は（式１）となる。
Ｄ２１＝０．５−Ｔｄ／Ｔ・・・（式１）

デューティ指令値Ｄ２がＤ２１より小さい場合、振幅値ΔＤはデューティ指令値４１０と第１三角波ＴＷ１の最小値０との差分で限界値１が規定される。すなわち（式２）の限界値１で制限される。
限界値１＝Ｄ２−Ｔｄ／Ｔ（Ｄ２＜０．５−Ｔｄ／Ｔ）・・・（式２）

デューティ指令値Ｄ２がＤ２１より大きい場合、ΔＤはデューティ指令値４１０と第１三角波ＴＷ１の最大値１との差分で限界値２が規定される。すなわち（式３）の限界値２で制限される。
限界値２＝１−Ｔｄ／Ｔ−Ｄ２（Ｄ２＞０．５−Ｔｄ／Ｔ）
・・・（式３）

限界値１と限界値２から定めた位相シフト可能な範囲は図２８の斜線部分ＲＡとなる。図２８において、縦軸は振幅値ΔＤ（デューティ：位相シフトデューティ指令値）、横軸はゲート信号Ｇ１〜Ｇ４のオンデューティ、斜線部分ＲＡは位相シフト可能範囲を示している。

［６］．位相シフト時間と充放電電流の関係
次に、位相シフト時間と、充放電コンデンサ１０１ａのスイッチング周期Ｔにおける平均電流の関係式を導出する。
本実施の形態では昇圧比が２倍未満、昇圧比が２倍以上の場合に分けて説明する。

図２９は、昇圧比２倍未満の力行動作において、ゲート信号Ｇ２及びＧ３を進み位相に位相シフトした場合の、位相シフト時間、リアクトル電流ＩＬ、及び充放電コンデンサの充放電電流Ｉｃｆの関係を示す。
ゲート信号Ｇ１のＯＮ期間をＴｏｎと定義すると、モード１とモード２の期間はＴｏｎとなる。さらにＴ（１周期）、Ｔｏｎ、Ｖｉｎ、Ｖｏｕｔの関係式は（式４）となる。
Ｖｏｕｔ＝｛Ｔ／（Ｔ−Ｔｏｎ）｝×Ｖｉｎ・・・・（式４）

位相シフト時間をΔＴとすると、モード３は図２９に示すように定義される。ここで、２つあるモード３を区別するため、モード１の後のモード３をモード３１と、モード２の後のモード３をモード３２と新しく定義する。
すなわち、モード３１の期間はＴ／２−Ｔｏｎ＋ΔＴ、モード３２の期間はＴ／２−Ｔｏｎ−ΔＴである。

モード１のリアクトル電流ＩＬの初期値をＩＬａ、終端値をＩＬｂとすると、モード３１がΔＴだけ期間が延びることでモード２の初期値ＩＬａ１は（式５）の通りに定義される。モード２の終端値ＩＬｂ１も（式６）の通りに定義される。ただし、Ｌはリアクトル１２のインダクタンス値である。
ＩＬａ１＝ＩＬａ−｛（Ｖｏｕｔ−Ｖｉｎ）・ΔＴ／Ｌ｝・・・（式５）
ＩＬｂ１＝ＩＬｂ−｛（Ｖｏｕｔ−Ｖｉｎ）・ΔＴ／Ｌ｝・・・（式６）
なお、ゲート信号Ｇ２及びＧ３が位相シフト時間ΔＴだけ遅れ位相にシフトした場合は、（式５）及び（式６）においてΔＴを負の値（ΔＴ＜０）として扱えばよい。

モード１での充放電コンデンサ１０１ａへの充電電流の平均値Ｉｃｆ＿ｃは（式７）となり、モード２での充放電コンデンサ１０１ａからの放電電流Ｉｃｆ＿ｄの平均値は（式８）となる。従って、充放電コンデンサ１０１ａの平均電流Ｉｃｆ＿ＡＶＧは（式９）となり、位相シフト時間ΔＴとの関係が定義づけられる。

Ｉｃｆ＿ｃ＝｛（ＩＬａ＋ＩＬｂ）・Ｔｏｎ／２｝／Ｔ・・・（式７）
Ｉｃｆ＿ｄ＝［｛ＩＬａ＋ＩＬｂ―２・（Ｖｏｕｔ−Ｖｉｎ）・ΔＴ／Ｌ｝
・Ｔｏｎ／２］／Ｔ・・・（式８）
Ｉｃｆ＿ＡＶＧ＝｛（Ｖｏｕｔ−Ｖｉｎ）・ΔＴ／Ｌ｝・Ｔｏｎ／Ｔ
＝｛（Ｖｏｕｔ−Ｖｉｎ）＾２／（Ｌ・Ｖｏｕｔ）｝×ΔＴ
・・・（式９）
なお、ゲート信号Ｇ２及びＧ３が位相シフト時間ΔＴだけ遅れ位相にシフトした場合は、（式９）においてΔＴを負の値（ΔＴ＜０）として扱えばよい。
すなわち、ゲート信号Ｇ２及びＧ３が進み位相に位相シフトした場合も、遅れ位相に位相シフトした場合も、（式９）において位相シフト時間ΔＴを正負符号を付して表すことにより、充放電コンデンサ１０１ａの平均電流Ｉｃｆ＿ＡＶＧの増減を定義することができる。

（式９）よりΔＴが０の場合は充放電コンデンサ１０１ａの平均電流Ｉｃｆ＿ＡＶＧは０となる。ΔＴ＞０となると充放電コンデンサ１０１ａの平均電流Ｉｃｆ＿ＡＶＧは正となり充放電コンデンサ１０１ａは充電される。ΔＴ＜０となると充放電コンデンサ１０１ａの平均電流Ｉｃｆ＿ＡＶＧは負となり充放電コンデンサ１０１ａは放電する。
図２９では昇圧比２倍未満の力行時を例に説明したが、昇圧比２倍未満の回生時も（式９）と同様の式となる。

図３０は、昇圧比２倍以上の力行動作において、ゲート信号Ｇ２及びＧ３を進み位相に位相シフトした場合の、位相シフト時間、リアクトル電流ＩＬ、及び充放電コンデンサ１０１ａの充放電電流Ｉｃｆの関係を示す。
図２９と同様にゲート信号Ｇ１のＯＮ期間をＴｏｎと定義すると、モード１とモード２の期間はＴ−Ｔｏｎとなる。さらに、Ｔ（１周期）、Ｔｏｎ、Ｖｉｎ、Ｖｏｕｔの関係式は（式４）と同様である。

位相シフト時間をΔＴとすると、モード４は図３０に示すように定義される。ここで、２つのモード４を区別するため、モード１の前のモード４をモード４１と、モード１の後のモード４をモード４２と新しく定義する。
すなわち、モード４１の期間はＴｏｎ−Ｔ／２＋ΔＴとなり、モード４２の期間はＴｏｎ−Ｔ／２−ΔＴとなる。

モード２のリアクトル電流ＩＬの初期値をＩＬａ、終端値をＩＬｂとすると、モード４１がΔＴだけ期間が延びてモード４２がΔＴだけ期間が短くなることで、モード１の初期値ＩＬａ１は（式１０）の通りに定義される。終端値ＩＬｂ１も（式１１）の通りに定義される。
ＩＬａ１＝ＩＬａ＋Ｖｉｎ・ΔＴ／Ｌ・・・（式１０）
ＩＬｂ１＝ＩＬｂ＋Ｖｉｎ・ΔＴ／Ｌ・・・（式１１）
なお、ゲート信号Ｇ２及びＧ３が位相シフト時間ΔＴだけ遅れ位相にシフトした場合は、（式１０）及び（式１１）においてΔＴを負の値（ΔＴ＜０）として扱えばよい。

モード１での充放電コンデンサ１０１ａへの充電電流の平均値Ｉｃｆ＿ｃは（式１２）となり、モード２での充放電コンデンサ１０１ａからの放電電流Ｉｃｆ＿ｄの平均値は（式１３）となる。従って、充放電コンデンサ１０１ａの平均電流Ｉｃｆ＿ＡＶＧは（式１４）となり、位相シフト時間ΔＴとの関係が定義づけられる。

Ｉｃｆ＿ｃ＝［（ＩＬａ＋ＩＬｂ＋２・Ｖｉｎ・ΔＴ／Ｌ）
・（Ｔ−Ｔｏｎ）／２］／Ｔ・・・・（式１２）
Ｉｃｆ＿ｄ＝［（ＩＬａ＋ＩＬｂ）・（Ｔ−Ｔｏｎ）／２］／Ｔ
・・・・（式１３）
Ｉｃｆ＿ＡＶＧ＝Ｖｉｎ・ΔＴ／Ｌ・（Ｔ−Ｔｏｎ）／Ｔ
＝｛Ｖｉｎ＾２／（Ｌ・Ｖｏｕｔ）｝×ΔＴ
・・・（式１４）
なお、ゲート信号Ｇ２及びＧ３が位相シフト時間ΔＴだけ遅れ位相にシフトした場合は、（式１４）においてΔＴを負の値（ΔＴ＜０）として扱えばよい。
すなわち、ゲート信号Ｇ２及びＧ３が進み位相に位相シフトした場合も、遅れ位相に位相シフトした場合も、（式１４）において位相シフト時間ΔＴを正負符号を付して表すことにより、充放電コンデンサ１０１ａの平均電流Ｉｃｆ＿ＡＶＧの増減を定義することができる。

図３０では昇圧比２倍以上の力行時を例に説明したが、昇圧比２倍以上の回生時も（式１４）と同様の式となる。

昇圧比が２倍の場合は２・Ｖｉｎ＝Ｖｏｕｔとなり、（式９）のＶｏｕｔに２Ｖｉｎ、（式１４）のＶｏｕｔに２Ｖｉｎを代入すると、（式１５）で共通となる。
Ｉｃｆ＿ＡＶＧ＝｛Ｖｉｎ／（２Ｌ）｝×ΔＴ・・・（式１５）
従って昇圧比が２倍の場合には（式１５）の関係式となる。上述のように力行時と回生時で（式１５）は成立する。

次に、位相シフト時間ΔＴと位相シフトデューティ指令値ΔＤの関係を図３１に示す。ここで、ΔＤ（位相シフトデューティ指令値３０８）を位相シフトデューティ指令値ΔＤと呼ぶ。図３１に示すように位相シフトデューティ指令値ΔＤに第１三角波ＴＷ１の半周期Ｔ／２が対応する。例えば位相シフトデューティ指令値ΔＤが上限１とする場合に位相シフト時間ΔＴはＴ／２となる。従って、位相シフトデューティ指令値ΔＤと位相シフト時間ΔＴの間には（式１６）の関係式が成立する。
ΔＤ＝ΔＴ／（Ｔ／２）・・・（式１６）

上述より、充放電コンデンサ１０１ａの平均電流Ｉｃｆ＿ＡＶＧと位相シフトデューティΔＤの関係式は以下となる。
（１）昇圧比が２倍未満の場合
（式９）と（式１６）より次式で定義される。
ΔＤ＝［（Ｌ・Ｖｏｕｔ）／｛（Ｖｏｕｔ−Ｖｉｎ）＾２｝］×（２／Ｔ）
×Ｉｃｆ＿ＡＶＧ・・・（式１７）
（２）昇圧比が２倍の場合
（式１５）と（式１６）より次式で定義される。
ΔＤ＝（２Ｌ／Ｖｉｎ）×（２／Ｔ）×Ｉｃｆ＿ＡＶＧ・・・（式１８）
（３）昇圧比が２倍以上の場合
（式１４）と（式１６）より次式で定義される。
ΔＤ＝［（Ｌ・Ｖｏｕｔ）／｛（Ｖｉｎ）＾２｝］×（２／Ｔ）
×Ｉｃｆ＿ＡＶＧ・・・（式１９）

［７］．ＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置の動作
次に、図２を用いて本実施の形態１のＤＣ／ＤＣコンバータ１の制御装置１０９の動作について説明する。
上述の通り、制御装置１０９は、高圧側電圧検出値Ｖｏｕｔを高圧側電圧指令値としての出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊に追従させる第１制御ブロック２０と、充放電コンデンサ１０１ａの電圧検出値Ｖｃｆを充放電コンデンサ１０１ａの電圧目標値Ｖｃｆ＊に追従させる第２制御ブロック３０と、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４のゲート信号Ｇ１、Ｇ２、Ｇ３、Ｇ４を生成する第３制御ブロック４０を有する。

第１制御ブロック２０では、減算器２０１にて高圧側出力電圧指令値Ｖｏｕｔ＊から電圧センサ１０３で検出した出力電圧Ｖｏｕｔを減算し、制御器２０２にて比例積分制御（ＰＩ制御）を行いデューティ指令値Ｄ１を演算する。

第２制御ブロック３０では、まず、乗算器３０１にて高圧側出力電圧指令値Ｖｏｕｔ＊を０．５倍して充放電コンデンサの電圧目標値Ｖｃｆ＊を生成する。そして、減算器３０２にて充放電コンデンサの電圧目標値Ｖｃｆ＊と電圧センサ１０４で検出した充放電コンデンサの電圧検出値Ｖｃｆを減算して、制御器３０３にて比例制御（Ｐ制御）を行い電流指令値３０４を生成する。そして、変換器３０５にて変換係数Ｋを乗算することで位相シフトデューティ指令値３０６を生成する。

電流指令値３０４から位相シフトデューティ指令値３０６への変換にて乗算する変換係数Ｋは昇圧比Ｎによって以下のように変える。
（１）昇圧比が２倍未満の場合は、（式１７）に基づいて変換係数Ｋを次式の通りとする。
Ｋ＝［（Ｌ・Ｖｏｕｔ）／｛（Ｖｏｕｔ−Ｖｉｎ）＾２｝］×（２／Ｔ）
・・・（式２０）
（２）昇圧比が２倍の場合は、（式１８）に基づいて変換係数Ｋを次式の通りとする。
Ｋ＝（２Ｌ／Ｖｉｎ）×（２／Ｔ）・・・（式２１）
（３）昇圧比が２倍以上の場合は、（式１９）に基づいて変換係数Ｋを次式の通りとする。
Ｋ＝［（Ｌ・Ｖｏｕｔ）／｛（Ｖｉｎ）＾２｝］×（２／Ｔ）
・・・（式２２）

次に、位相シフトデューティ指令値３０６を制限器３０７により制限する。この制限器３０７で定める上限値は（式２）と（式３）に従う。下限値は一律に０とする。上限値が０を下回る場合は上限値を０とする。この制限器３０７を用いて生成した指令値を位相シフトデューティ指令値３０８（ΔＤ）とする。

本実施の形態では、ゲート信号Ｇ２及びＧ３の位相シフトを方形波と三角波の比較から実現するため、乗算器３０９にて位相シフトデューティ指令値３０８と第１方形波ＳＷ１とを乗算して位相シフトデューティ指令値３１０を求め、この位相シフトデューティ指令値３１０を第３制御ブロック４０に入力する。なお、第１方形波は上述したように図２５で定義する。

第３制御ブロック４０の動作は、上述の説明の通りである。

［８］．実施の形態１の別例の制御装置
なお、本実施の形態１のＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置の位相シフト制御は、全負荷範囲で動作させるのではなく軽負荷時のみに動作させるようにしてもよい。
図３２は、実施の形態１による別の制御装置の構成を示すブロック図である。図３２では、新たにリアクトル電流ＩＬの極性判定を行う第４制御ブロック５０を設けている。この第４制御ブロック５０で軽負荷時の判定を行っている。

第４制御ブロック５０において、電流センサ１０５により検出するリアクトル電流ＩＬの最大ピーク値５０１をＩＬｐ＋、最小ピーク値５０２をＩＬｐ−とする。そして、最大ピーク値ＩＬｐ＋と最小ピーク値ＩＬｐ−を乗算してリアクトル電流極性信号５０３とする。リアクトル電流極性信号５０３を比較器５０５にて判定して、リアクトル電流極性信号５０３が正であるか負であるかの判定値５０６を得る。ここで、（ＩＬｐ＋）×（ＩＬＰ−）＞０の場合、重負荷と判断して、判定値５０６（Ｐｏｌｅ＿ＩＬｐ）を１とする。また、（ＩＬｐ＋）×（ＩＬＰ−）＜０の場合、軽負荷と判断して、判定値５０６（Ｐｏｌｅ＿ＩＬｐ）を０とする。つまり、リアクトル電流極性信号５０３が正の場合とは、最大ピーク値ＩＬｐ＋と最小ピーク値ＩＬｐ−が同じ極性となることを意味しており、力行動作であればＩＬｐ＋＞０、ＩＬｐ−＞０となり、十分に負荷電力が高いと判断して、判定値５０６（Ｐｏｌｅ＿ＩＬｐ）は１とする。同様に回生動作であればＩＬｐ＋＜０、ＩＬｐ−＜０となり、十分に負荷電力が高いと判断して、判定値５０６（Ｐｏｌｅ＿ＩＬｐ）は１とする。リアクトル電流極性信号５０３が負の場合とは、最大ピーク値ＩＬｐ＋と最小ピーク値ＩＬｐ−が異なる極性となることを意味しており、この場合リアクトル電流ＩＬが０（Ａ）をまたいでおり、軽負荷時と判断して、判定値５０６（Ｐｏｌｅ＿ＩＬｐ）は０とする。

第２制御ブロック３０は、位相シフトデューティ指令値３１０を生成するまでは上述の説明と同様であるが、新たに選択器（ＭＵＸ）３１２を設けている。選択器（ＭＵＸ）３１２は、位相シフトデューティ指令値３１０及び第４制御ブロック５０にて生成した判定値Ｐｏｌｅ＿ＩＬｐを入力しており、判定値Ｐｏｌｅ＿ＩＬｐに従って位相シフト制御の可否を判断する。判定値Ｐｏｌｅ＿ＩＬｐが１の場合すなわち重負荷時と判断した場合はΔＤ１は０を選択する。これは位相シフト制御を行わないことを意味する。Ｐｏｌｅ＿ＩＬｐが０の場合すなわち軽負荷時と判断した場合はΔＤ１は位相シフトデューティ指令値３１０を選択する。これは上記に説明したと同様の位相シフト制御を行うことを意味する。

図３２の制御ブロックに従って制御することで、リアクトル電流ＩＬの極性が変化する軽負荷時においてゲート信号Ｇ２及びＧ３の位相シフト制御を行い、リアクトル電流ＩＬの極性が変化しない重負荷時ではゲート信号Ｇ２及びＧ３の位相シフト制御を行わないように、位相シフト制御の可否を判断する。

［９］．実施の形態１の効果
以上のように、本実施の形態１では、第１、第２、第３、第４スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４のゲート信号Ｇ１、Ｇ２、Ｇ３、Ｇ４において、ゲート信号Ｇ２及びゲート信号Ｇ３を、ゲート信号Ｇ１及びＧ４に対して進み位相又は遅れ位相に位相シフトすることで充放電コンデンサ１０１ａの電圧Ｖｃｆを増減制御することができる。特に、進み位相に位相シフトすることで充放電コンデンサ１０１ａの電圧Ｖｃｆを増加させ、遅れ位相に位相シフトすることで充放電コンデンサ１０１ａの電圧Ｖｃｆを減少させることで、充放電コンデンサ１０１ａの電圧Ｖｃｆを一定に制御することができる。

また、本実施の形態１では、ゲート信号Ｇ２及びＧ３の位相シフトの極性（進み位相又は遅れ位相）と充放電コンデンサ１０１ａの電圧Ｖｃｆの増減極性（増加又は減少）は、昇圧比に依存しなく一定の関係にあり、また、力行動作か回生動作かに依存しなく一定の関係にある。これによって、本実施の形態１で想定するアプリケーション、例えば電動自動車において、自動車の加速と減速に伴う力行動作と回生動作の急峻な変化に対しても連続的に充放電コンデンサの電圧Ｖｃｆを一定に制御することができる。

また、軽負荷時にリアクトル電流のピーク値が正極性と負極性にまたがり、力行動作と回生動作が正しく判別できない状況においても、安定して充放電コンデンサ１０１ａの電圧Ｖｃｆを一定に制御することができる。さらに加速・減速に伴う急峻な負荷電力の変動に対しても連続的に充放電コンデンサ１０１ａの電圧Ｖｃｆを一定に制御することができる。

また、変換器３０５において、動作条件すなわち昇圧比によって変換係数Ｋを可変することで、昇圧比によらず充放電コンデンサ１０１ａへの充放電電流指令値３０４から等倍の位相シフトデューティ指令値３０６を生成することが可能となり、同様の制御応答性を確保することができる。

また、ゲート信号Ｇ２及びＧ３の位相シフト動作を方形波と三角波を比較することで実現しており、従来のＰＷＭ制御によるゲート信号Ｇ２及びＧ３の生成過程に、振幅値を位相シフトデューティ指令値ΔＤとした第１方形波を加算するだけで実現する。これによって簡素な制御システムの変更もしくは追加で位相シフト制御を実現することができる。

また、制限器３０７により、位相シフトデューティ指令値３０６に対して、第１制御ブロック２０によって演算されたデューティ指令値Ｄ２に従って制限値を設けることで、比較器４１３、４１８において、第１三角波または第２三角波の振幅値を超えることなくゲート信号Ｇ１、Ｇ２、Ｇ３、Ｇ４を演算することができる。そのため、ゲート信号Ｇ２及びＧ３のＯＮ時間を変更することなく位相シフト制御を実現するため、第１制御ブロック２０で実現する高圧側出力電圧制御に影響を与えることなく動作を継続することができる。

実施の形態２．
上記実施の形態１では、ゲート信号Ｇ１及びＧ４に対してゲート信号Ｇ２及びＧ３を位相シフトしたが、本実施の形態２では、ゲート信号Ｇ２及びＧ３の位相シフトと同時にゲート信号Ｇ１及びＧ４も位相シフトする。ゲート信号Ｇ１及びＧ４の位相シフトの向きはゲート信号Ｇ２及びＧ３の位相シフトの向きと常に反対にする。

本実施の形態のＤＣ／ＤＣコンバータの回路構成は実施の形態１と同様であり図１の通りである。本実施の形態において、進み位相に位相シフトする場合は、図３３に示すように、ゲート信号Ｇ２及びＧ３をゲート信号Ｇ１及びＧ４に対して進み位相に位相シフトすると共に、ゲート信号Ｇ１及びＧ４をゲート信号Ｇ２及びＧ３に対して遅れ位相に位相シフトする。また、遅れ位相に位相シフトする場合は、図３４に示すように、ゲート信号Ｇ２及びＧ３をゲート信号Ｇ１及びＧ４に対して遅れ位相に位相シフトすると共に、ゲート信号Ｇ１及びＧ４をゲート信号Ｇ２及びＧ３に対して進み位相に位相シフトする。

図３３（ａ）の場合（昇圧比が２倍未満、力行動作、進み位相）のリアクトル電流ＩＬ、充放電コンデンサ１０１ａの充放電電流Ｉｃｆ、充放電コンデンサ１０１ａの電圧Ｖｃｆの動作原理は、実施の形態１における図８と同様である。また、図３３（ｂ）の場合（昇圧比が２倍以上、力行動作、進み位相）も図１２と同様の動作原理である。
図３４（ａ）の場合（昇圧比が２倍未満、力行動作、遅れ位相）のリアクトル電流ＩＬ、充放電コンデンサ１０１ａの充放電電流Ｉｃｆ、充放電コンデンサ１０１ａの電圧Ｖｃｆの動作原理は、実施の形態１における図１０と同様である。また、図３４（ｂ）の場合（昇圧比が２倍以上、力行動作、遅れ位相）も図１２と同様の動作原理である。
従って、本実施の形態で行うゲート信号Ｇ１及びＧ４、ゲート信号Ｇ２及びＧ３の位相シフトによる充放電コンデンサ１０１ａの充放電動作原理はすべて実施の形態１と同様である。
ただし、本実施の形態ではゲート信号Ｇ２及びＧ３の位相シフト量ΔＴと、ゲート信号Ｇ１及びＧ４の位相シフト量ΔＴは常に等しくなるようにする。

図３５は、実施の形態２による制御装置の構成を示すブロック図である。
第１制御ブロック２０は実施の形態１と同様でありデューティ指令値Ｄ１を演算する。
第２制御ブロック３０でも実施の形態１と同様に位相シフトデューティ指令値３１０を演算して、ゲート信号Ｇ２及びＧ３の位相シフトデューティ指令値（方形波デューティ指令値）ΔＤ２とする。そして、新たに乗算器３２０を設けこの乗算器３２０により位相シフトデューティ指令値３１０を−１倍した位相シフトデューティ指令値３２１を演算して、ゲート信号Ｇ１及びＧ４の位相シフトデューティ指令値（方形波デューティ指令値）ΔＤ１とする。そして、これら位相シフトデューティ指令値ΔＤ２及びΔＤ１を第３制御ブロック４０に入力する。

第３制御ブロック４０において、ゲート信号Ｇ１及びＧ４のゲート生成ブロックに位相シフトデューティ指令値ΔＤ１を加算して、ゲート信号Ｇ２及びＧ３のゲート生成ブロックに位相シフトデューティ指令値ΔＤ２を加算する。乗算器３２０によって位相シフトデューティ指令値ΔＤ１と位相シフトデューティ指令値ΔＤ２の極性が反転することで、ゲート信号Ｇ２及びＧ３の位相シフト方向とゲート信号Ｇ１及びＧ４の位相シフト方向が反転する。
ゲート信号Ｇ１は、加算器４１９にてデューティ指令値４０２に位相シフトデューティ指令値ΔＤ１を加算してデューティ指令値４２０を演算し、比較器４０３にてデューティ指令値４２０と第１三角波ＴＷ１と比較して演算される。
ゲート信号Ｇ４は、加算器４２１にてデューティ指令値４０５に位相シフトデューティ指令値ΔＤ１を加算してデューティ指令値４２２を演算し、比較器４０６にてデューティ指令値４２２と第２三角波ＴＷ２と比較して演算される。
ゲート信号Ｇ３は、加算器４１１にてデューティ指令値４１０に位相シフトデューティ指令値ΔＤ２を加算してデューティ指令値４１２を演算し、比較器４１３にてデューティ指令値４１２と第１三角波ＴＷ１と比較して演算される。
ゲート信号Ｇ２は、加算器４１６にてデューティ指令値４１５に位相シフトデューティ指令値ΔＤ２を加算してデューティ指令値４１７を演算し、比較器４１８にてデューティ指令値４１７と第２三角波ＴＷ２と比較して演算される。

本実施の形態によると、充放電コンデンサ１０１ａを充電する場合には、ゲート信号Ｇ２及びＧ３の位相をゲート信号Ｇ１及びＧ４の位相に対して進み位相に位相シフトすると共にゲート信号Ｇ１及びＧ４の位相をゲート信号Ｇ２及びＧ３の位相に対して遅れ位相に位相シフトする。充放電コンデンサ１０１ａを放電する場合には、ゲート信号Ｇ２及びＧ３の位相をゲート信号Ｇ１及びＧ４の位相に対して遅れ位相に位相シフトすると共にゲート信号Ｇ１及びＧ４の位相をゲート信号Ｇ２及びＧ３の位相に対して進み位相に位相シフトする。このような位相シフト制御により、充放電コンデンサ１０１ａの電圧の増減を調整することができる。

本実施の形態の位相シフトの極性（進み位相又は遅れ位相）と充放電コンデンサ１０１ａの電圧の増減極性（増加又は減少）は、実施の形態１と同様に力行動作、回生動作、昇圧比によらず一定であるため、急峻な負荷変動や電圧変動に対しても連続的に充放電コンデンサ１０１ａの電圧を一定に制御することができる。

さらに本実施の形態１に比べて、ゲート信号Ｇ２及びＧ３の位相シフトだけでなくゲート信号Ｇ１及びＧ４も同時に位相シフトすることで位相シフトデューティの変化量を２倍とすることができ、充放電コンデンサ１０１ａの充放電電流の変化量も実施の形態１に比べて２倍にすることができる。これによって充放電コンデンサ電圧の変化時の制御応答性を高めることができる。

なお、位相シフトデューティの変化量を２倍とすることができるので、図２８に示す位相シフト可能範囲ＲＡを２倍に拡張することができる。これは、ゲート信号Ｇ１、Ｇ２、Ｇ３、Ｇ４のオンディーティのＴｄ／Ｔに近い動作条件または１−（Ｔｄ／Ｔ）に近い動作条件つまり位相シフト量が小さい動作条件での位相シフト変化量を拡張することができ、制御応答性を向上させることができる。

なお、本発明は、その発明の範囲内において、各実施の形態を自由に組み合わせたり、各実施の形態を適宜、変形、省略することが可能である。

Claims

低圧側の第１端子及び第２端子と、高圧側の第３端子及び第４端子を有する端子群と、
上記第１端子と上記第２端子の間に接続された第１平滑コンデンサと、
上記第３端子と上記第４端子の間に接続された第２平滑コンデンサと、
第１スイッチング素子、第２スイッチング素子、第３スイッチング素子、第４スイッチング素子がこの順に直列に接続されたものであり、上記第２及び第３スイッチング素子の接続点がリアクトルを介して上記第１端子に接続され、上記第４スイッチング素子の上記第３スイッチング素子との接続点の反対側端子が上記第３端子に接続され、上記第１スイッチング素子の上記第２スイッチング素子との接続点の反対側端子が上記第２端子及び上記第４端子に接続されたスイッチング素子直列回路と、
上記第１及び第２スイッチング素子との接続点と上記第３及び第４スイッチング素子との接続点との間に接続された充放電コンデンサと、
上記第１スイッチング素子と上記第４スイッチング素子のゲート信号が相補の関係となり、上記第２スイッチング素子と上記第３スイッチング素子のゲート信号が相補の関係となるように、上記第１、第２、第３、第４スイッチング素子を駆動するためのゲート信号を生成する制御装置とを備え、
上記低圧側の第１端子及び第２端子と上記高圧側の第３端子及び第４端子との間で直流電圧の変換を行うＤＣ／ＤＣコンバータであって、
上記制御装置は、上記高圧側の電圧指令値である高圧側電圧指令値と上記高圧側の電圧検出値である高圧側電圧検出値との差電圧に基づいて、上記第１、第２、第３、第４スイッチング素子のデューティ指令値を演算するデューティ指令演算部と、上記充放電コンデンサの電圧目標値と上記充放電コンデンサの電圧検出値との差電圧に基づいて、上記第１及び第４スイッチング素子のゲート信号と上記第２及び第３スイッチング素子のゲート信号との位相差に対応する位相シフトデューティ指令値を演算する位相シフトデューティ指令演算部を有し、上記デューティ指令値と上記位相シフトデューティ指令値とに基づいて上記第１、第２、第３、第４スイッチング素子を駆動するためのゲート信号を生成するＤＣ／ＤＣコンバータ。
請求項１に記載のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
上記制御装置は、上記第１及び第４スイッチング素子のゲート信号の位相に対して第２及び第３スイッチング素子のゲート信号の位相が進むように変化させることで上記充放電コンデンサの電圧を増加させ、上記第１及び第４スイッチング素子のゲート信号の位相に対して第２及び第３スイッチング素子のゲート信号の位相が遅れるように変化させることで上記充放電コンデンサの電圧を減少させるようにしたＤＣ／ＤＣコンバータ。
請求項１又は請求項２に記載のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
上記デューティ指令演算部によって上記高圧側電圧検出値が上記高圧側電圧指令値に追従した状態にして、上記位相シフトデューティ指令演算部が上記充放電コンデンサの電圧検出値と上記充放電コンデンサの電圧目標値の差電圧から上記第１及び第４スイッチング素子のゲート信号の位相と上記第２及び第３のスイッチング素子のゲート位相の位相差に対応する位相シフトデューティ指令値を演算して、上記充放電コンデンサの電圧を増減させるＤＣ／ＤＣコンバータ。
請求項１から請求項３のいずれか１項に記載のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
上記位相シフトデューティ指令演算部は、上記リアクトルに流れるリアクトル電流が予め定めたしきい値電流以下においてのみ上記位相シフトデューティ指令値を演算し、上記リアクトル電流が上記しきい値電流より大きい場合は上記位相シフトデューティ指令値をゼロとするＤＣ／ＤＣコンバータ。
請求項１から請求項４のいずれか１項に記載のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
上記制御装置は、上記第１及び第４スイッチング素子のゲート信号の位相を固定したまま、上記第２及び第３スイッチング素子のゲート信号の位相を進み位相または遅れ位相にシフトするＤＣ／ＤＣコンバータ。
請求項５に記載のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
上記制御装置は、上記第１及び第４スイッチング素子のゲート信号の生成について、上記デューティ指令演算部により演算された上記第１スイッチング素子のデューティ指令値と搬送波である三角波からパルス幅変調によりゲート信号を生成し、
上記第２及び第３スイッチング素子のゲート信号の生成について、上記デューティ指令演算部により演算された上記第２スイッチング素子のデューティ指令値に、上記位相シフトデューティ指令演算部により演算された上記位相シフトデューティ指令値を上記三角波と同一周波数の第１方形波と乗算した方形波デューティ指令値を加算したデューティ指令値と三角波からパルス幅変調によりゲート信号を生成するＤＣ／ＤＣコンバータ。
請求項１から請求項４のいずれか１項に記載のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
上記制御装置は、上記第１及び第４スイッチング素子のゲート信号の位相に対して上記第２及び第３スイッチング素子のゲート信号の位相を進める場合には、上記第１及び第４スイッチング素子のゲート信号の位相を遅れ側にシフトすると同時に上記第２及び第３スイッチング素子のゲート信号の位相を進み側にシフトし、
上記第１及び第４スイッチング素子のゲート信号の位相に対して上記第２及び第３スイッチング素子のゲート信号の位相を遅らせる場合には、上記第１及び第４スイッチング素子のゲート信号の位相を進み側にシフトすると同時に上記第２及び第３スイッチング素子のゲート信号の位相を遅れ側にシフトするＤＣ／ＤＣコンバータ。
請求項７に記載のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
上記制御装置は、上記第１及び第４スイッチング素子のゲート信号の位相シフト量と、上記第２及び第３スイッチング素子のゲート信号の位相シフト量を等しくするＤＣ／ＤＣコンバータ。
請求項７又は請求項８に記載のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
上記制御装置は、上記第１及び第４スイッチング素子のゲート信号の生成について、上記デューティ指令演算部により演算された第１スイッチング素子のデューティ指令値に、上記位相シフトデューティ指令演算部で演算された上記位相シフトデューティ指令値を搬送波である三角波と同一周波数の第１方形波と乗算した第１方形波デューティ指令値を加算したデューティ指令値と上記三角波からパルス幅変調によりゲート信号を生成し、
上記第２及び第３スイッチング素子のゲート信号の生成について、上記デューティ指令演算部により演算された第２スイッチング素子のデューティ指令値に、上記位相シフトデューティ指令演算部で演算された上記位相シフトデューティ指令値を上記第１方形波と逆極性の方形波と乗算した第２方形波デューティ指令値を加算したデューティ指令値と上記三角波からパルス幅変調によりゲート信号を生成するＤＣ／ＤＣコンバータ。
請求項１から請求項９のいずれか１項に記載のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
上記位相シフトデューティ指令演算部は、上記充放電コンデンサの電圧目標値と上記充放電コンデンサの電圧検出値との差電圧にゲインを乗算した電流指令値に、下記（１）、（２）、（３）のうちいずれか一つの変換係数Ｋを乗算して上記位相シフトデューティ指令値を演算するＤＣ／ＤＣコンバータ。
（１）上記高圧側の第３端子及び第４端子間の電圧が上記低圧側の第１端子及び第２端子間の電圧の２倍未満の電圧条件の場合、
Ｋ＝［（Ｌ・Ｖｏｕｔ）／｛（Ｖｏｕｔ−Ｖｉｎ）＾２｝］
×（２／Ｔ）
（２）上記高圧側の第３端子及び第４端子間の電圧が上記低圧側の第１端子及び第２端子間の電圧の２倍の電圧条件の場合、
Ｋ＝（２Ｌ／Ｖｉｎ）×（２／Ｔ）
（３）上記高圧側の第３端子及び第４端子間の電圧が上記低圧側の第１端子及び第２端子間の電圧の２倍以上の電圧条件の場合、
Ｋ＝［（Ｌ・Ｖｏｕｔ）／｛（Ｖｉｎ）＾２｝］
ただし、Ｌは上記リアクトルのリアクトル容量、Ｖｏｕｔは高圧側電圧、Ｖｉｎは低圧側電圧、Ｔは上記第１〜第４スイッチング素子のスイッチング周期
請求項１０に記載のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
上記位相シフトデューティ指令演算部は、上記位相シフトデューティ指令値に対して、
上記第１〜第４スイッチング素子のオンデューティが０．５からデッドタイム相当のデューティを減算したデューティ値より小さい場合は、上記第１〜第４スイッチング素子のオンデューティからデッドタイム相当のデューティを減算したデューティ値を上限値として、
上記第１〜第４スイッチング素子のオンデューティが０．５からデッドタイム相当のデューティの減算したデューティ値より大きい場合は、１からデッドタイム相当のデューティを減算した値と上記第１〜第４スイッチング素子のオンデューティを減算したデューティ値を上限値として、制限を設けるＤＣ／ＤＣコンバータ。