JP6207774B2 - Ｄｃ／ｄｃコンバータ - Google Patents

Description

この発明は、トランスによって一次側と二次側とが絶縁されたＤＣ／ＤＣコンバータに関し、特に、２つの直流電源の間で電力伝送を行うＤＣ／ＤＣコンバータに関するものである。

従来の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータは、第１の直流電源と第２の直流電源との間の双方向の電力伝送を行うもので、トランスと、複数の半導体スイッチング素子を有して上記第１の直流電源と上記トランスの第１の巻線との間に接続されて、直流／交流間で電力変換する第１のコンバータ部と、複数の半導体スイッチング素子を有して上記第２の直流電源と上記トランスの第２の巻線との間に接続されて、直流／交流間で電力変換する第２のコンバータ部と、上記第１、第２のコンバータ部内の上記各半導体スイッチング素子を制御する制御回路とを備える。上記第１、第２のコンバータ部は、上記各半導体スイッチング素子に並列接続されたコンデンサと、交流入出力線に接続された第１、第２のリアクトルとを有する。そして、上記制御回路は、上記第１の直流電源から上記第２の直流電源への電力伝送時に、上記第１のリアクトルを利用して上記第１のコンバータ部内の上記各半導体スイッチング素子がゼロ電圧スイッチングするように制御し、上記トランスの上記第２の巻線に発生する電圧より上記第２の直流電源の電圧が高いとき、上記第２のリアクトルを用いて上記第２のコンバータ部が昇圧動作するように制御する。また、上記第２の直流電源から上記第１の直流電源への電力伝送時に、上記第２のリアクトルを利用して上記第２のコンバータ部内の上記各半導体スイッチング素子がゼロ電圧スイッチングするように制御し、上記トランスの上記第１の巻線に発生する電圧より上記第１の直流電源の電圧が高いとき、上記第１のリアクトルを用いて上記第１のコンバータ部が昇圧動作するように制御する（例えば、特許文献１参照）。

国際公開ＷＯ２０１３／１２１６６５号公報

上記特許文献１のような双方向ＤＣ／ＤＣコンバータにおいては、トランスを挟んで対称な簡易な回路構成となり、電力伝送方向に依らずゼロ電圧スイッチングが可能になると共に、簡素な制御で双方向の電力伝送が実現できる。しかしながら、電力伝送中にトランス電流の極性が入れ替わって逆電流が発生することがあり、電力伝送に寄与しない無効電力が増大する懸念があった。また、短絡防止時間等の影響から応答遅れが生じて伝送電力の指令値への応答性が極度に劣化することがあり、電力伝送方向の変化や急峻な負荷変動に対して伝送電力を速やかに変化させて指令値に追従させることが困難であった。

この発明は、上記のような問題点を解消するために成されたものであって、簡易な回路構成で、広い電圧範囲でトランス電流の逆流を防止して電力伝送でき、低損失化を実現できるＤＣ／ＤＣコンバータを提供することを目的とする。また、急峻な負荷変動に対しても、さらに電力伝送方向が変化する場合にも、伝送電力を速やかに変化でき、高い即応性で信頼性の高い出力制御を得ることを目的とする。

この発明に係るＤＣ／ＤＣコンバータは、第１直流電源と第２直流電源との間の電力伝送を行うもので、トランスと、それぞれ逆並列ダイオードが接続された複数の半導体スイッチング素子を備えた２つのブリッジ回路によるフルブリッジ回路で構成され、上記第１直流電源と上記トランスの第１巻線との間に接続される第１コンバータ部と、それぞれ逆並列ダイオードが接続された複数の半導体スイッチング素子を備えた２つのブリッジ回路によるフルブリッジ回路で構成され、上記第２直流電源と上記トランスの第２巻線との間に接続される第２コンバータ部と、上記第２コンバータ部の交流入出力線に接続された第２リアクトルと、上記第２直流電源に入出力される電流の電流検出値と電流指令値との差分電流値に基づいて出力ＤＵＴＹ比を演算して、上記第１コンバータ部、第２コンバータ部内の上記各半導体スイッチング素子を駆動制御する制御回路とを備える。
上記制御回路は、上記差分電流値を小さくするようにフィードバック制御する第１回路と、上記電流検出値および上記電流指令値に基づいて上記第１回路の制御入出力の一方を補正する第２回路とを備える。
上記制御回路は、上記第１直流電源から上記第２直流電源への第１電力伝送において、上記第１コンバータ部の一方のブリッジ回路である第１ブリッジ回路の正側／負側のいずれか一方の半導体スイッチング素子を第１基準素子とし、上記第２コンバータ部内の１つのブリッジ回路である第２ブリッジ回路の正側／負側のいずれか一方の半導体スイッチング素子を第２基準素子として、上記第１、第２コンバータ部内の４つの上記ブリッジ回路の内、上記第２ブリッジ回路を構成する各半導体スイッチング素子を全てオフ状態にし、他の３つのブリッジ回路について、正側の半導体スイッチング素子と負側の半導体スイッチング素子とを同じオン時間比率とし、上記第１基準素子と該第１基準素子と対角の関係にある第１対角素子としての半導体スイッチング素子との間の駆動信号の位相シフト量である第１位相シフト量、および、上記第１基準素子と、上記第２基準素子と対角の関係にある第２対角素子としての半導体スイッチング素子との間の駆動信号の位相シフト量である第２位相シフト量を制御する。そして、上記第２回路は、上記補正により上記第１、第２位相シフト量を調整して上記電流検出値を上記電流指令値に追従させるものである。
また、この発明のＤＣ／ＤＣコンバータは、第１直流電源と第２直流電源との間の電力伝送を行うもので、トランスと、それぞれ逆並列ダイオードが接続された複数の半導体スイッチング素子を備えた２つのブリッジ回路によるフルブリッジ回路で構成され、上記第１直流電源と上記トランスの第１巻線との間に接続される第１コンバータ部と、それぞれ逆並列ダイオードが接続された複数の半導体スイッチング素子を備えた２つのブリッジ回路によるフルブリッジ回路で構成され、上記第２直流電源と上記トランスの第２巻線との間に接続される第２コンバータ部と、上記第１コンバータ部の交流入出力線に接続された第１リアクトルと、上記第２コンバータ部の交流入出力線に接続された第２リアクトルと、上記第２直流電源に入出力される電流の電流検出値と電流指令値との差分電流値に基づいて出力ＤＵＴＹ比を演算して、上記第１コンバータ部、第２コンバータ部内の上記各半導体スイッチング素子を駆動制御する制御回路とを備える。
上記制御回路は、上記差分電流値を小さくするようにフィードバック制御する第１回路と、上記電流検出値および上記電流指令値に基づいて上記第１回路の制御入出力の一方を補正する第２回路とを備え、上記第２回路は、ＤＵＴＹ比に対して電流が単調増加して上記第１、第２コンバータ部の動作目標となるモデルを用い、上記電流指令値に基づいて上記電流の推定値である推定電流値を演算し、該推定電流値と上記電流検出値との差分である推定偏差を用いて補正する。
上記制御回路は、上記第１直流電源から上記第２直流電源への第１電力伝送において、上記第１コンバータ部の一方のブリッジ回路である第１ブリッジ回路の正側／負側のいずれか一方の半導体スイッチング素子を第１基準素子とし、上記第２コンバータ部内の１つのブリッジ回路である第２ブリッジ回路の正側／負側のいずれか一方の半導体スイッチング素子を第２基準素子として、上記第１、第２コンバータ部内の４つの上記ブリッジ回路の内、上記第２ブリッジ回路を構成する各半導体スイッチング素子を全てオフ状態にし、他の３つのブリッジ回路について、正側の半導体スイッチング素子と負側の半導体スイッチング素子とを同じオン時間比率とし、上記第１基準素子と該第１基準素子と対角の関係にある第１対角素子としての半導体スイッチング素子との間の駆動信号の位相シフト量である第１位相シフト量、および、上記第１基準素子と、上記第２基準素子と対角の関係にある第２対角素子としての半導体スイッチング素子との間の駆動信号の位相シフト量である第２位相シフト量を制御し、上記第２回路は、上記補正により上記第１、第２位相シフト量を調整して上記電流検出値を上記電流指令値に追従させる。また、上記第２直流電源から上記第１直流電源への第２電力伝送において、上記第１、第２コンバータ部内の４つの上記ブリッジ回路の内、上記第１ブリッジ回路を構成する各半導体スイッチング素子を全てオフ状態にし、他の３つのブリッジ回路について、正側の半導体スイッチング素子と負側の半導体スイッチング素子とを同じオン時間比率とし、上記第２基準素子と上記第２対角素子との間の駆動信号の位相シフト量である第３位相シフト量、および、上記第２基準素子と上記第１対角素子との間の駆動信号の位相シフト量である第４位相シフト量を制御し、上記第２回路は、上記補正により上記第３、第４位相シフト量を調整して上記電流検出値を上記電流指令値に追従させるものである。

この発明に係るＤＣ／ＤＣコンバータによると、簡易な回路構成で、広い電圧範囲でトランス電流の逆流を防止して電力伝送でき、低損失化を実現できる。また、急峻な負荷変動に対しても、さらに電力伝送方向が変化する場合にも、伝送電力を速やかに変化でき、高い即応性で信頼性の高い出力制御が得られる。

この発明の実施の形態１によるバッテリ充放電装置の回路構成図である。 この発明の実施の形態１によるバッテリ充放電装置の充電時の制御ブロック図である。 この発明の実施の形態１によるバッテリ充放電装置の駆動信号波形図である。 この発明の実施の形態１によるバッテリ充放電装置の充電動作を説明する電流経路図である。 この発明の実施の形態１によるバッテリ充放電装置の充電動作を説明する電流経路図である。 この発明の実施の形態１によるバッテリ充放電装置の充電動作を説明する電流経路図である。 この発明の実施の形態１によるバッテリ充放電装置の充電動作を説明する電流経路図である。 この発明の実施の形態１によるバッテリ充放電装置の充電動作を説明する電流経路図である。 この発明の実施の形態１によるバッテリ充放電装置の充電動作を説明する図である。 この発明の実施の形態１によるバッテリ充放電装置の充電動作を説明する電流経路図である。 この発明の実施の形態１によるバッテリ充放電装置の充電動作を説明する電流経路図である。 この発明の実施の形態１によるバッテリ充放電装置の充電動作を説明する電流経路図である。 この発明の実施の形態１によるバッテリ充放電装置の充電動作を説明する電流経路図である。 この発明の実施の形態１によるバッテリ充放電装置の駆動信号波形図である。 この発明の実施の形態１によるバッテリ充放電装置の充電動作を説明する電流経路図である。 この発明の実施の形態１によるバッテリ充放電装置の充電動作を説明する電流経路図である。 この発明の実施の形態１によるバッテリ充放電装置の充電動作を説明する電流経路図である。 この発明の実施の形態１によるバッテリ充放電装置の充電動作を説明する電流経路図である。 この発明の実施の形態１によるバッテリ充放電装置の充電動作を説明する電流経路図である。 この発明の実施の形態１によるバッテリ充放電装置の充電動作を説明する電流経路図である。 この発明の実施の形態１によるバッテリ充放電装置の充電動作を説明する電流経路図である。 この発明の実施の形態１によるバッテリ充放電装置の充電動作を説明する電流経路図である。 この発明の実施の形態１によるバッテリ充放電装置の充電動作を説明する電流経路図である。 この発明の実施の形態１によるバッテリ充放電装置の充電動作を説明する電流経路図である。 この発明の実施の形態１によるバッテリ充放電装置の放電時の制御ブロック図である。 この発明の実施の形態１によるバッテリ充放電装置の駆動信号波形図である。 この発明の実施の形態１によるバッテリ充放電装置の駆動信号波形図である。 この発明の実施の形態１によるバッテリ充放電装置の制御動作を説明する波形図である。 この発明の実施の形態１によるバッテリ充放電装置における充電電流を説明する波形図である。 図２９の部分拡大図である。 図２９の部分拡大図である。 この発明の実施の形態１によるバッテリ充放電装置の制御ブロック図である。 この発明の実施の形態１によるバッテリ充放電装置の補正制御を示すフローチャートである。 この発明の実施の形態２によるバッテリ充放電装置の制御ブロック図である。 この発明の実施の形態３によるバッテリ充放電装置の制御ブロック図である。 この発明の実施の形態３の別例によるバッテリ充放電装置の制御ブロック図である。 この発明の実施の形態４によるバッテリ充電装置の回路構成図である。 この発明の実施の形態５によるバッテリ充電装置の回路構成図である。

実施の形態１．
以下、この発明の実施の形態１について説明する。
図１は、この発明の実施の形態１によるＤＣ／ＤＣコンバータとしてのバッテリ充放電装置１００の回路構成を示した図である。図に示すように、バッテリ充放電装置１００は、第１直流電源としての直流電源１と第２直流電源としてのバッテリ２との間で双方向の電力変換によるバッテリ２の充放電を行うものである。
バッテリ充放電装置１００は、絶縁されたトランスとしての高周波トランス３（以下、単にトランス３と称す）と、直流電源１に並列に接続された第１平滑コンデンサ４と、第１コンバータ部としての第１スイッチング回路５と、バッテリ２に並列に接続された第２平滑コンデンサ７と、第２コンバータ部としての第２スイッチング回路８と、第１スイッチング回路５、第２スイッチング回路８の各交流入出力線に接続された第１リアクトル９、第２リアクトル１０とを備える。またバッテリ充放電装置１００は、第１スイッチング回路５および第２スイッチング回路８を制御する制御回路２０を備える。

第１スイッチング回路５は、それぞれダイオード１２が逆並列接続されたＩＧＢＴあるいはＭＯＳＦＥＴ等から成る複数の半導体スイッチング素子Ｑ４Ａ、Ｑ４Ｂ、Ｑ３Ａ、Ｑ３Ｂ（以下、単にＱ４Ａ、Ｑ４Ｂ、Ｑ３Ａ、Ｑ３Ｂあるいは、半導体スイッチング素子Ｑと称す）を有するフルブリッジ回路で、直流側が第１平滑コンデンサ４に、交流側がトランス３の第１巻線３ａに接続されて、直流／交流間の双方向の電力変換を行う。また、第１スイッチング回路５は、各半導体スイッチング素子Ｑのスイッチング時の素子の両端電圧がほぼゼロ電圧にできるゼロ電圧スイッチング回路であり、各半導体スイッチング素子Ｑにはそれぞれ並列にコンデンサ１３が接続される。また半導体スイッチング素子Ｑとトランス３との間の交流入出力線には第１リアクトル９が接続され、第１リアクトル９と第１巻線３ａとが直列接続される。

第２スイッチング回路８は、それぞれダイオード１２が逆並列接続されたＩＧＢＴあるいはＭＯＳＦＥＴ等から成る複数の半導体スイッチング素子Ｑ２Ａ、Ｑ２Ｂ、Ｑ１Ａ、Ｑ１Ｂ（以下、単にＱ２Ａ、Ｑ２Ｂ、Ｑ１Ａ、Ｑ１Ｂあるいは半導体スイッチング素子Ｑと称す）を有するフルブリッジ回路で、直流側が第２平滑コンデンサ７に、交流側がトランス３の第２巻線３ｂに接続されて、直流／交流間の双方向の電力変換を行う。また、第２スイッチング回路８は、各半導体スイッチング素子Ｑのスイッチング時の素子の両端電圧がほぼゼロ電圧にできるゼロ電圧スイッチング回路であり、各半導体スイッチング素子Ｑにはそれぞれ並列にコンデンサ１３が接続される。また、半導体スイッチング素子Ｑとトランス３との間の交流入出力線には第２リアクトル１０が接続され、第２リアクトル１０と第２巻線３ｂとが直列接続される。さらに、第２スイッチング回路８の直流側にはリアクトル１１が接続される。

また、第２平滑コンデンサ７とバッテリ２との間には、リアクトル１１を流れる電流をバッテリ２の充電電流ｉ（矢印の向きを正とする電流）として検出する電流センサ（図示せず）が設置され、そのセンシングされた出力が制御回路２０に入力される。さらに、第１平滑コンデンサ４の電圧ｖを検出する電圧センサ（図示せず）が設置され、そのセンシングされた出力が制御回路２０に入力される。制御回路２０では、入力された電流ｉ、電圧ｖの値に基づいて、第１スイッチング回路５および第２スイッチング回路８の各半導体スイッチング素子Ｑをスイッチング制御する駆動信号２１ａ、２１ｂを生成して第１スイッチング回路５および第２スイッチング回路８を駆動制御する。
なお、バッテリ２の充電電流ｉを検出する電流センサは、第２平滑コンデンサ７より第２スイッチング回路８側の位置に設けても良い。

次に、バッテリ充放電装置１００の動作について以下に説明する。
なお、充電制御による電力伝送を第１電力伝送、放電制御による電力伝送を第２電力伝送とする。
図２は、直流電源１からバッテリ２への電力伝送、即ちバッテリ２を充電する場合の制御ブロック図である。バッテリ充放電装置１００の出力電流である充電電流ｉは検出されて制御回路２０に入力される。なお、充電電流ｉの電流検出値を、便宜上、単に充電電流ｉと称す。図に示すように制御回路２０では、減算器３０が、入力された充電電流ｉを充電電流指令値ｉ＊から減算して差分電流値３０ａを演算し、第１回路としてのＰＩ制御器３１は、差分電流値３０ａを０に近づけるようにフィードバック制御することにより、第１スイッチング回路５および第２スイッチング回路８の出力ＤＵＴＹ比Ｄ（以下、単にＤＵＴＹ比Ｄと称す）を決定し、各半導体スイッチング素子Ｑの駆動信号２１ａ、２１ｂを生成する。
また、直流電源１に並列接続された第１平滑コンデンサ４の電圧は、直流電源１の電圧と同じ直流電圧となる。

図３は、バッテリ充放電装置１００の昇圧充電時における第１スイッチング回路５、第２スイッチング回路８の各半導体スイッチング素子Ｑの駆動信号２１ａ、２１ｂの波形を示す図である。この場合、駆動信号の組み合わせパターンである複数のゲートパターン毎に期間Ａ＋〜Ｊ＋を設けて図示した。なお、図３内では、Ｑ４Ａ、Ｑ４Ｂ、Ｑ３Ａ、Ｑ３Ｂ、Ｑ２Ａ、Ｑ２Ｂ、Ｑ１Ａ、Ｑ１Ｂの各駆動信号の符号を、便宜上、各素子の符号で示した。
この場合、第１スイッチング回路５内の一方のブリッジ回路である第１ブリッジ回路（Ｑ４Ａ，Ｑ４Ｂ）を基準として、全体の駆動信号が生成される。第２スイッチング回路８内の一方のブリッジ回路である第２ブリッジ回路（Ｑ１Ａ，Ｑ１Ｂ）のＱ１Ａ、Ｑ１Ｂはオフ状態に保持される。

また、第２ブリッジ回路（Ｑ１Ａ，Ｑ１Ｂ）以外の３つのブリッジ回路は、各ブリッジ回路を構成する正側（高電圧側）のＱ４Ａ、Ｑ３Ａ、Ｑ２Ａおよび負側（低電圧側）のＱ４Ｂ、Ｑ３Ｂ、Ｑ２Ｂは、短絡防止時間ｔｄを除くと、それぞれ５０％のオン時間比率で制御される。なお、短絡防止時間ｔｄは、正側の半導体スイッチング素子と負側の半導体スイッチング素子との同時オンを防止する為に設定された時間であり、一方がオフした後、設定された短絡防止時間ｔｄの経過後に他方がオンする。そして、この場合、電力を送る側の第１スイッチング回路５の各半導体スイッチング素子Ｑがゼロ電圧スイッチングするように、短絡防止時間ｔｄの間に各半導体スイッチング素子Ｑに並列接続されたコンデンサ１３の電圧が第１平滑コンデンサ４の電圧まで増加する、あるいはゼロ電圧近辺まで低下するように設定されている。

また、第１ブリッジ回路（Ｑ４Ａ，Ｑ４Ｂ）内のＱ４Ａを第１基準素子とし、第２ブリッジ回路（Ｑ１Ａ，Ｑ１Ｂ）内のＱ１Ａを第２基準素子として、第１基準素子Ｑ４Ａと対角の関係にあるＱ３Ｂを第１対角素子とし、第２基準素子Ｑ１Ａと対角の関係にあるＱ２Ｂを第２対角素子とする。
そして、第１基準素子Ｑ４Ａの駆動信号の位相に対する第１対角素子Ｑ３Ｂの駆動信号の位相シフト量θ１（第１位相シフト量）と、第１基準素子Ｑ４Ａの駆動信号の位相に対する第２対角素子Ｑ２Ｂの駆動信号の位相シフト量θ２（第２位相シフト量）とが、制御指令であるＤＵＴＹ比Ｄに応じて決定される。即ち、位相シフト量θ１、θ２がＤＵＴＹ比Ｄに応じて制御される。この位相シフト量θ１、θ２の制御についての詳細は後述するが、この場合、位相シフト量θ１が最小に保持され、位相シフト量θ２がＤＵＴＹ比Ｄに応じて変化する。

また図３に示すように、第１基準素子Ｑ４Ａと第１対角素子Ｑ３Ｂとが同時にオンしている期間を対角オン時間ｔ１とすると、位相シフト量θ１により対角オン時間ｔ１が決定される。なお、Ｑ４ＢとＱ３Ａとが同時にオンしている対角オン時間ｔ１ａも対角オン時間ｔ１と等しい。

また、第２ブリッジ回路（Ｑ１Ａ，Ｑ１Ｂ）に対して、第１ブリッジ回路（Ｑ４Ａ，Ｑ４Ｂ）と等しい駆動信号を仮想駆動信号として想定し、第２基準素子Ｑ１Ａの仮想駆動信号によるＱ１Ａの仮想オンと第２対角素子Ｑ２Ｂのオンとが重なる期間を仮想対角オン時間ｔ２とする。この仮想対角オン時間ｔ２は、第１基準素子Ｑ４Ａの駆動信号の位相に対する第２対角素子Ｑ２Ｂの駆動信号の位相シフト量θ２により決まる。なお、Ｑ１Ｂの仮想駆動信号によるＱ１Ｂの仮想オンとＱ２Ａのオンとが重なる仮想対角オン時間ｔ２ａも、仮想対角オン時間ｔ２と等しい。

図３に示す各ゲートパターンに合わせた電流経路を、図４〜図１３に示す。図４〜図１３は、順に、図３内の期間Ｂ＋〜Ｊ＋、期間Ａ＋に対応する。
以下、図３および図４〜図１３に基づいて、一周期内のバッテリ充放電装置１００の動作を示す。なお、バッテリ２の電圧は、第２巻線３ｂに発生する電圧より高いものとし、直流電源１からバッテリ２へ電力伝送される。
便宜上、期間Ｂ＋から説明していく。

期間Ｂ＋において、第１スイッチング回路５では、Ｑ４ＡとＱ３Ｂとがオンとなり対角２素子が導通するため、Ｑ４ＡとＱ３Ｂとを介して直流電源１側からエネルギが伝送される。後述する期間Ｊ＋、期間Ａ＋に対して電流の極性が反転する。第２スイッチング回路８ではＱ２Ａがオンとなるため、電流はＱ１ＡのダイオードとＱ２Ａとを介して還流する。従って期間Ｂ＋は、第１リアクトル９および第２リアクトル１０を励磁する期間である（図４）。

期間Ｃ＋において、第１スイッチング回路５では、Ｑ４ＡとＱ３Ｂとがオンで対角２素子が導通するため、直流電源１側からエネルギが伝送される。第２スイッチング回路８ではＱ２Ａがオフとなり、電流はＱ１ＡのダイオードからＱ２Ｂのダイオードを介して流れ、電力がバッテリ２側へ伝送される。従って期間Ｃ＋は、第１リアクトル９および第２リアクトル１０の励磁エネルギをバッテリ２側へ伝送する期間である（図５）。

期間Ｄ＋において、第１スイッチング回路５では、Ｑ４ＡとＱ３Ｂとがオンで対角２素子が導通するため、直流電源１側からエネルギが伝送される。第２スイッチング回路８ではＱ２Ｂがオンとなり、電流はＱ１ＡのダイオードからＱ２ＢもしくはＱ２Ｂのダイオードを介して流れ、電力がバッテリ２側へ伝送される。従って期間Ｄ＋は、第１リアクトル９および第２リアクトル１０の励磁エネルギをバッテリ２側へ伝送する期間である（図６）。

期間Ｅ＋において、第１スイッチング回路５では、Ｑ４Ａがオフとなり、電流はＱ４ＢのダイオードとＱ３Ｂを介して還流する。第２スイッチング回路８ではＱ１ＡのダイオードとＱ２ＢもしくはＱ２Ｂのダイオードがオンしているため、バッテリ２の電圧によって還流電流は徐々に減少する。還流電流が０［Ａ］になるとＱ１Ａのダイオードがオフとなり０［Ａ］を維持する。従って期間Ｅ＋は、還流電流が減少する期間である（図７）。

期間Ｆ＋において、第１スイッチング回路５では、Ｑ３Ｂがオフとなり、Ｑ４Ｂがオンとなる。Ｑ４Ｂはダイオード導通状態からオンとするためＺＶＳ（ゼロ電圧スイッチング）が成立する。期間Ｅ＋で還流電流が０［Ａ］以上、即ち電流が残っている場合は、Ｑ４ＢもしくはＱ４ＢのダイオードとＱ３Ａのダイオードを介して直流電源１側へ電流が回生される。第２スイッチング回路８ではＱ１ＡのダイオードとＱ２ＢもしくはＱ２Ｂのダイオードがオンしているため、（直流電源１の電圧−バッテリ２の電圧）によって還流電流は徐々に減少する。還流電流が０［Ａ］になるとＱ１Ａのダイオードがオフとなり０［Ａ］を維持する。従って期間Ｆは、還流電流が減少する期間である（図８）。

期間Ｇ＋において、第１スイッチング回路５では、Ｑ３Ａがオンとなり、Ｑ３ＡとＱ４Ｂとがオンで対角２素子が導通するため、Ｑ３ＡとＱ４Ｂとを介して直流電源１側からエネルギが伝送される。このとき電流の極性が期間Ｆ＋から反転する。第２スイッチング回路８ではＱ２Ｂがオンしているため、電流はＱ１ＢのダイオードとＱ２Ｂとを介して還流する。従って期間Ｇ＋は、第１リアクトル９および第２リアクトル１０を励磁する期間である（図９）。

期間Ｈ＋において、第１スイッチング回路５では、Ｑ３ＡとＱ４Ｂとがオンで対角２素子が導通するため、Ｑ３ＡとＱ４Ｂとを介して直流電源１側からエネルギが伝送される。第２スイッチング回路８側はＱ２Ｂがオフとなり、電流はＱ２ＡのダイオードとＱ１Ｂのダイオードとを介して流れ、電力がバッテリ２側へ伝送される。従って期間Ｈ＋は、第１リアクトル９および第２リアクトル１０の励磁エネルギをバッテリ２側へ伝送する期間である（図１０）。

期間Ｉ＋において、第１スイッチング回路５では、Ｑ３ＡとＱ４Ｂとがオンで対角２素子が導通するため、直流電源１側からエネルギが伝送される。第２スイッチング回路８ではＱ２Ａがオンとなり、電流はＱ２ＡもしくはＱ２ＡのダイオードとＱ１Ｂのダイオードを介して流れ、電力がバッテリ２側へ伝送される。従って期間Ｉ＋は、第１リアクトル９および第２リアクトル１０の励磁エネルギをバッテリ２側へ伝送する期間である（図１１）。

期間Ｊ＋において、第１スイッチング回路５では、Ｑ４Ｂがオフとなり、電流はＱ４ＡのダイオードとＱ３Ａを介して還流する。第２スイッチング回路８では、Ｑ２ＡもしくはＱ２ＡのダイオードとＱ１Ｂのダイオードがオンしているため、バッテリ２の電圧によって還流電流が徐々に減少する。還流電流が０［Ａ］となるとＱ１Ｂのダイオードがオフとなり０［Ａ］を維持する。従って期間Ｊ＋は、還流電流が減少する期間である（図１２）。

次に、期間Ａ＋において、第１スイッチング回路５では、Ｑ３Ａがオフとなり、Ｑ４Ａがオンとなる。Ｑ４Ａはダイオード導通状態からオンとするためＺＶＳ（ゼロ電圧スイッチング）が成立する。期間Ｊ＋で還流電流が０［Ａ］以上、即ち電流が残っている場合は、Ｑ４ＡもしくはＱ４ＡのダイオードとＱ３Ｂのダイオードを介して直流電源１側へ電流が回生される。第２スイッチング回路８では、Ｑ２ＡもしくはＱ２ＡのダイオードとＱ１Ｂのダイオードがオンしているため、（直流電源１の電圧−バッテリ２の電圧）によって還流電流は徐々に減少する。還流電流が０［Ａ］になるとＱ１Ｂのダイオードがオフとなり０［Ａ］を維持する。従って期間Ａ＋は、還流電流が減少する期間である（図１３）。

このような一連の制御（期間Ａ＋〜Ｊ＋）を繰り返すことによって、バッテリ充放電装置１００は、トランス３の第２巻線３ｂに発生する電圧を昇圧してバッテリ２に電力を供給する。
直流電源１の電圧をＶＬとすると、第１スイッチング回路５は、Ｑ４Ａ、Ｑ３Ｂが同時オンする対角オン時間ｔ１に電圧ＶＬの正のパルスを、Ｑ４Ｂ、Ｑ３Ａが同時オンする対角オン時間ｔ１ａに電圧（−ＶＬ）の負のパルスを出力して、トランス３の第１巻線３ａに印加する。トランス３の第１巻線３ａと第２巻線３ｂとの巻線比をＮＬ：ＮＢとすると、この時、トランス３の第２巻線３ｂには、（±ＶＬ）×ＮＢ／ＮＬの電圧が印加される。

そして、第２スイッチング回路８では、トランス３に電圧印加されている対角オン時間（ｔ１、ｔ１ａ）内に、第２リアクトル１０を励磁する期間（Ｂ＋、Ｇ＋）を設け、即ち、第２リアクトル１０を昇圧リアクトルに用いて昇圧動作する。
また、トランス３の一次側の第１スイッチング回路５における各半導体スイッチング素子Ｑのスイッチングは、コンデンサ１３および第１リアクトル９の作用で、全てゼロ電圧スイッチングとなる。なお、二次側の第２スイッチング回路８のスイッチングは、一部がゼロ電圧スイッチングとなる。

また、第２ブリッジ回路（Ｑ１Ａ，Ｑ１Ｂ）のＱ１Ａ、Ｑ１Ｂはオフ状態に保持されるため、期間Ｅ＋、Ｆ＋において、還流電流が減少して０［Ａ］になると、Ｑ１Ａのダイオードがオフとなり０［Ａ］を維持して、逆電流が流れることはない。期間Ｊ＋、Ａ＋においても、還流電流が減少して０［Ａ］になると、Ｑ１Ｂのダイオードがオフとなり０［Ａ］を維持して、逆電流が流れることはない。これにより、バッテリ充放電装置１００内で電力伝送に寄与しない無効電力が抑制される。

次に、図１４は、バッテリ充放電装置１００の降圧充電時における第１スイッチング回路５、第２スイッチング回路８の各半導体スイッチング素子Ｑの駆動信号２１ａ、２１ｂの波形を示す図である。この場合も、駆動信号の組み合わせパターンである複数のゲートパターン毎に期間Ａ−〜Ｊ−を設けて図示し、Ｑ４Ａ、Ｑ４Ｂ、Ｑ３Ａ、Ｑ３Ｂ、Ｑ２Ａ、Ｑ２Ｂ、Ｑ１Ａ、Ｑ１Ｂの各駆動信号の符号を、便宜上、各素子の符号で示した。
図３で示した昇圧充電時と同様に、第１スイッチング回路５内の第１ブリッジ回路（Ｑ４Ａ，Ｑ４Ｂ）を基準として、全体の駆動信号が生成され、第２スイッチング回路８内の第２ブリッジ回路（Ｑ１Ａ，Ｑ１Ｂ）のＱ１Ａ、Ｑ１Ｂはオフ状態に保持される。また、第２ブリッジ回路（Ｑ１Ａ，Ｑ１Ｂ）以外の３つのブリッジ回路は、各ブリッジ回路を構成する正側（高電圧側）のＱ４Ａ、Ｑ３Ａ、Ｑ２Ａおよび負側（低電圧側）のＱ４Ｂ、Ｑ３Ｂ、Ｑ２Ｂは、短絡防止時間ｔｄを除くと、それぞれ５０％のオン時間比率で制御される。

そして、第１基準素子Ｑ４Ａの駆動信号の位相に対する第１対角素子Ｑ３Ｂの駆動信号の位相シフト量θ１（第１位相シフト量）と、第１基準素子Ｑ４Ａの駆動信号の位相に対する第２対角素子Ｑ２Ｂの駆動信号の位相シフト量θ２（第２位相シフト量）とが、制御指令であるＤＵＴＹ比Ｄに応じて決定される。この場合、位相シフト量θ１と位相シフト量θ２とは等しく、双方の位相シフト量θ１、θ２がＤＵＴＹ比Ｄに応じて変化する。

この場合も、対角オン時間ｔ１、ｔ１ａは、位相シフト量θ１により決定される。また、第２ブリッジ回路（Ｑ１Ａ，Ｑ１Ｂ）に対して、第１ブリッジ回路（Ｑ４Ａ，Ｑ４Ｂ）と等しい駆動信号を仮想駆動信号として想定すると、上述した仮想対角オン時間ｔ２、ｔ２ａは、位相シフト量θ２により決まる。この場合、対角オン時間ｔ１、ｔ１ａと仮想対角オン時間ｔ２、ｔ２ａは等しい。

図１４に示す各ゲートパターンに合わせた電流経路を、図１５〜図２４に示す。図１５〜図２４は、順に、図１４内の期間Ｄ−〜Ｊ−、期間Ａ−〜Ｃ−に対応する。
以下、図１４および図１５〜図２４に基づいて、一周期内のバッテリ充放電装置１００の動作を示す。なお、バッテリ２の電圧は、第２巻線３ｂに発生する電圧より低いものとし、直流電源１からバッテリ２へ電力伝送される。
便宜上、期間Ｄ−から説明していく。

期間Ｄ−において、第１スイッチング回路５では、Ｑ３Ｂがオンとなり、Ｑ４ＡとＱ３Ｂとがオンで対角２素子が導通するため、直流電源１側からエネルギが伝送される。第２スイッチング回路８ではＱ２Ｂがオンとなり、電流はＱ１ＡのダイオードからＱ２ＢもしくはＱ２Ｂのダイオードを介して流れ、電力がバッテリ２側へ伝送される。従って期間Ｄ−は、電力をバッテリ２側へ伝送する期間である（図１５）。

期間Ｅ−において、第１スイッチング回路５では、Ｑ４Ａがオフとなり、電流はＱ４ＢのダイオードとＱ３Ｂを介して還流する。第２スイッチング回路８ではＱ１ＡのダイオードとＱ２ＢもしくはＱ２Ｂのダイオードがオンしているため、バッテリ２の電圧によって還流電流は徐々に減少する。還流電流が０［Ａ］になるとＱ１Ａのダイオードがオフとなり０［Ａ］を維持する。従って期間Ｅ−は、還流電流が減少する期間である（図１６）。

期間Ｆ−、Ｇ−において、第１スイッチング回路５では、Ｑ４Ｂがオンとなり、電流はＱ４ＢもしくはＱ４ＢのダイオードとＱ３Ｂを介して還流する。Ｑ４Ｂはダイオード導通状態からオンとするためＺＶＳ（ゼロ電圧スイッチング）が成立する。第２スイッチング回路８ではＱ１ＡのダイオードとＱ２ＢもしくはＱ２Ｂのダイオードがオンしているため、バッテリ２の電圧によって還流電流は徐々に減少する。還流電流が０［Ａ］になるとＱ１Ａのダイオードがオフとなり０［Ａ］を維持する。従って期間Ｆ−、Ｇ−は、還流電流が減少する期間である（図１７、図１８）。

期間Ｈ−において、第１スイッチング回路５では、Ｑ３Ｂがオフとなり、還流電流が０［Ａ］以上、即ち電流が残っている場合は、Ｑ４ＢもしくはＱ４ＢのダイオードとＱ３Ａのダイオードを介して直流電源１側へ電流が回生される。第２スイッチング回路８では、Ｑ２Ｂがオフとなるが、Ｑ１ＡのダイオードとＱ２Ｂのダイオードがオンしているため、（直流電源１の電圧−バッテリ２の電圧）によって還流電流は徐々に減少する。還流電流が０［Ａ］になるとＱ１Ａのダイオードがオフとなり０［Ａ］を維持する。従って期間Ｈ−は、還流電流が減少する期間である（図１９）。

期間Ｉ−において、第１スイッチング回路５では、Ｑ３Ａがオンとなり、Ｑ３ＡとＱ４Ｂとがオンで対角２素子が導通するため、Ｑ３ＡとＱ４Ｂとを介して直流電源１側からエネルギが伝送される。このとき電流の極性が期間Ｈ−から反転する。第２スイッチング回路８ではＱ２Ａがオンとなり、電流はＱ２ＡもしくはＱ２ＡのダイオードとＱ１Ｂのダイオードとを介して流れ、電力がバッテリ２側へ伝送される。従って期間Ｉ−は、電力をバッテリ２側へ伝送する期間である（図２０）。

期間Ｊ−において、第１スイッチング回路５では、Ｑ４Ｂがオフとなり、電流はＱ４ＡのダイオードとＱ３Ａを介して還流する。第２スイッチング回路８ではＱ１ＢのダイオードとＱ２ＡもしくはＱ２Ａのダイオードがオンしているため、バッテリ２の電圧によって還流電流が徐々に減少する。還流電流が０［Ａ］になるとＱ１Ｂのダイオードがオフとなり０［Ａ］を維持する。従って期間Ｊ−は、還流電流が減少する期間である（図２１）。

次に期間Ａ−、Ｂ−において、第１スイッチング回路５では、Ｑ４Ａがオンとなり、電流はＱ４ＡもしくはＱ４ＡのダイオードとＱ３Ａを介して還流する。Ｑ４Ａはダイオード導通状態からオンとするためＺＶＳ（ゼロ電圧スイッチング）が成立する。第２スイッチング回路８ではＱ１ＢのダイオードとＱ２ＡもしくはＱ２Ａのダイオードがオンしているため、バッテリ２の電圧によって還流電流が徐々に減少する。還流電流が０［Ａ］になるとＱ１Ｂのダイオードがオフとなり０［Ａ］を維持する。従って期間Ｊ−は、還流電流が減少する期間である（図２２、図２３）。

期間Ｃ−において、第１スイッチング回路５では、Ｑ３Ａがオフとなり、還流電流が０［Ａ］以上、即ち電流が残っている場合は、Ｑ４ＡもしくはＱ４ＡのダイオードとＱ３Ｂのダイオードを介して直流電源１側へ電流が回生される。第２スイッチング回路８では、Ｑ２Ａがオフとなるが、Ｑ２ＡのダイオードとＱ１Ｂのダイオードがオンしているため、（直流電源１の電圧−バッテリ２の電圧）によって還流電流は徐々に減少する。還流電流が０［Ａ］になるとＱ１Ｂのダイオードがオフとなり０［Ａ］を維持する。従って期間Ｃ−は、還流電流が減少する期間である（図２４）。

このような一連の制御（期間Ａ−〜Ｊ−）を繰り返すことによって、バッテリ充放電装置１００は、トランス３の第２巻線３ｂに発生する電圧を降圧してバッテリ２に電力を供給する。
また、トランス３の一次側の第１スイッチング回路５における各半導体スイッチング素子Ｑのスイッチングは、コンデンサ１３および第１リアクトル９の作用で、全てゼロ電圧スイッチングとなる。なお、二次側の第２スイッチング回路８のスイッチングは、一部がゼロ電圧スイッチングとなる。

また、第２ブリッジ回路（Ｑ１Ａ，Ｑ１Ｂ）のＱ１Ａ、Ｑ１Ｂはオフ状態に保持されるため、期間Ｅ−〜Ｈ−において、還流電流が減少して０［Ａ］になると、Ｑ１Ａのダイオードがオフとなり０［Ａ］を維持して、逆電流が流れることはない。期間Ｊ−、Ａ−〜Ｃ−においても、還流電流が減少して０［Ａ］になると、Ｑ１Ｂのダイオードがオフとなり０［Ａ］を維持して、逆電流が流れることはない。

次にバッテリ充放電装置１００がバッテリ２から直流電源１に電力伝送する場合について説明する。
図２５は、バッテリ充放電装置１００がバッテリ２から直流電源１へ電力伝送する、即ちバッテリ２を放電する場合の制御ブロック図である。この場合、バッテリ充放電装置１００は、直流電源１に出力しており、第１平滑コンデンサ４の電圧ｖが出力電圧として検出されて制御回路２０に入力される。図に示すように、制御回路２０では、減算器３２が、入力された出力電圧ｖを出力電圧指令値ｖ＊から減算して差分電圧を演算し、ＰＩ制御器３３は、演算された差分電圧を０に近づけるように充電電流指令値ｉ＊を演算する。
そして、減算器３０が、入力された充電電流ｉを充電電流指令値ｉ＊から減算して差分電流値３０ａを演算し、ＰＩ制御器３１は、差分電流値３０ａを０に近づけるようにフィードバック制御することにより、第１スイッチング回路５および第２スイッチング回路８のＤＵＴＹ比Ｄを決定し、各半導体スイッチング素子Ｑの駆動信号２１ａ、２１ｂを生成する。

なお、バッテリ２から電力供給される場合には、直流電源１から電力供給される場合の逆方向動作となるため、充電電流ｉおよび充電電流指令値ｉ＊の極性は負である。また、バッテリ２に並列に接続された第２平滑コンデンサ７はバッテリ２の電圧と同じ直流電圧となる。

図２６は、バッテリ充放電装置１００の降圧放電時における第１スイッチング回路５、第２スイッチング回路８の各半導体スイッチング素子Ｑの駆動信号２１ａ、２１ｂの波形を示す図である。また、図２７は、バッテリ充放電装置１００の昇圧放電時における第１スイッチング回路５、第２スイッチング回路８の各半導体スイッチング素子Ｑの駆動信号２１ａ、２１ｂの波形を示す図である。

バッテリ充放電装置１００の降圧放電において、図２６に示すように、降圧充電時の逆方向動作となり、降圧充電時における第１スイッチング回路５の駆動信号と、第２スイッチング回路８の駆動信号を入れ替えたものである。そして、各期間ＡＡ−〜ＪＪ−における動作についても、降圧充電時の各期間Ａ−〜Ｊ−における第１スイッチング回路５と第２スイッチング回路８とを逆にしたものと同様である。
バッテリ充放電装置１００の昇圧放電において、図２７に示すように、昇圧充電時の逆方向動作となり、昇圧充電時における第１スイッチング回路５の駆動信号と、第２スイッチング回路８の駆動信号を入れ替えたものである。そして、各期間ＡＡ＋〜ＪＪ＋における動作についても、昇圧充電時の各期間Ａ＋〜Ｊ＋におけるにおける第１スイッチング回路５と第２スイッチング回路８とを逆にしたものと同様である。

バッテリ２の電圧をＶＢとすると、第２スイッチング回路８は、Ｑ１Ａ（第２基準素子）、Ｑ２Ｂ（第２対角素子）が同時オンする対角オン時間ｔ３に電圧ＶＢの正のパルスを、Ｑ１Ｂ、Ｑ２Ａが同時オンする対角オン時間ｔ３ａに電圧（−ＶＢ）の負のパルスを出力して、トランス３の第２巻線３ｂに印加する。トランス３の第１巻線３ａと第２巻線３ｂとの巻線比をＮＬ：ＮＢとすると、この時、トランス３の第１巻線３ａには、（±ＶＢ）×ＮＬ／ＮＢの電圧が印加される。
図２６に示す降圧放電では、直流電源１の電圧は第１巻線３ａに発生する電圧より低いものとし、図２７に示す昇圧放電では、直流電源１の電圧は第１巻線３ａに発生する電圧より高いものとし、双方においてバッテリ２から直流電源１へ電力伝送される。

バッテリ充放電装置１００がバッテリ２から直流電源１に電力伝送するバッテリ放電時には、第１スイッチング回路５、第２スイッチング回路８は以下のように制御される。
第２スイッチング回路８内の第２ブリッジ回路（Ｑ１Ａ，Ｑ１Ｂ）を基準として、全体の駆動信号が生成される。第１スイッチング回路５内の第１ブリッジ回路（Ｑ４Ａ，Ｑ４Ｂ）のＱ４Ａ、Ｑ４Ｂはオフ状態に保持される。
また、第１ブリッジ回路（Ｑ４Ａ，Ｑ４Ｂ）以外の３つのブリッジ回路は、各ブリッジ回路を構成する正側（高電圧側）のＱ１Ａ、Ｑ２Ａ、Ｑ３Ａおよび負側（低電圧側）のＱ１Ｂ、Ｑ２Ｂ、Ｑ３Ｂは、短絡防止時間ｔｄを除くと、それぞれ５０％のオン時間比率で制御される。この場合、制御回路２０は、電力を送る側の第２スイッチング回路８の各半導体スイッチング素子Ｑをスイッチングする際、短絡防止時間ｔｄの間に各半導体スイッチング素子Ｑに並列接続されたコンデンサ１３の電圧が第２平滑コンデンサ７の電圧まで増加する、あるいはゼロ電圧近辺まで低下するようにしてゼロ電圧スイッチングする。

そして、第２基準素子Ｑ１Ａの駆動信号の位相に対する第２対角素子Ｑ２Ｂの駆動信号の位相シフト量θ３（第３位相シフト量）と、第２基準素子Ｑ１Ａの駆動信号の位相に対する第１対角素子Ｑ３Ｂの駆動信号の位相シフト量θ４（第４位相シフト量）とが、制御指令であるＤＵＴＹ比Ｄに応じて決定される。即ち、位相シフト量θ３、θ４がＤＵＴＹ比Ｄに応じて制御される。
図２６に示す降圧放電では、位相シフト量θ３と位相シフト量θ４とは等しく、双方の位相シフト量θ３、θ４がＤＵＴＹ比Ｄに応じて変化する。また、図２７に示す昇圧放電では、位相シフト量θ３が最小に保持され、位相シフト量θ４がＤＵＴＹ比に応じて変化する。

また図２６、図２７に示すように、Ｑ１ＡとＱ２Ｂとが同時オンする対角オン時間ｔ３は位相シフト量θ３により決定され、Ｑ１ＢとＱ２Ａとが同時オンする対角オン時間ｔ３ａも対角オン時間ｔ３と等しい。
また、制御回路２０は、第１ブリッジ回路（Ｑ４Ａ，Ｑ４Ｂ）に対して、第２ブリッジ回路（Ｑ１Ａ，Ｑ１Ｂ）と等しい駆動信号を仮想駆動信号として想定し、Ｑ４Ａの仮想駆動信号によるＱ４Ａの仮想オンとＱ３Ｂのオンとが重なる期間を仮想対角オン時間ｔ４とする。この仮想対角オン時間ｔ４は、位相シフト量θ４により決まる。なお、Ｑ４Ｂの仮想駆動信号によるＱ４Ｂの仮想オンとＱ３Ａのオンとが重なる仮想対角オン時間ｔ４ａも、仮想対角オン時間ｔ４と等しい。

以上のように、バッテリ充放電装置１００では、昇圧充電、降圧充電、降圧放電および昇圧放電の４つの制御モードを備えて双方向の電力伝送を行うものである。そして、上述したように、直流電源１からバッテリ２への電力伝送である充電時には、第１基準素子Ｑ４Ａの駆動信号の位相に対する第１対角素子Ｑ３Ｂの駆動信号の位相シフト量θ１および第２対角素子Ｑ２Ｂの駆動信号の位相シフト量θ２は、ＤＵＴＹ比Ｄに応じて制御される。また、直流電源１からバッテリ２への電力伝送である放電時には、第２基準素子Ｑ１Ａの駆動信号の位相に対する第２対角素子Ｑ２Ｂの駆動信号の位相シフト量θ３および第１対角素子Ｑ３Ｂの駆動信号の位相シフト量θ４は、ＤＵＴＹ比Ｄに応じて制御される。

図２８に、ＤＵＴＹ比Ｄに応じた位相シフト量θ１〜θ４と対角オン時間ｔ１、ｔ３、仮想対角オン時間ｔ２、ｔ４とを示す。図２８に示すように、伝送電力に応じてＤＵＴＹ比Ｄが決定される。この場合、充電方向の電力を正としている。
なお、充電時の位相シフト量θ１と放電時の位相シフト量θ４とは、共に第１対角素子Ｑ３Ｂの位相シフト量であるため、同様の実線で続けて記載した。また、充電時の位相シフト量θ２と放電時の位相シフト量θ３とは、共に第２対角素子Ｑ２Ｂの位相シフト量であるため、同様の点線で続けて記載した。同様に、対角オン時間ｔ１と仮想対角オン時間ｔ４を同様の実線で続けて記載し、仮想対角オン時間ｔ２と対角オン時間ｔ３とを同様の点線で続けて記載した。

まず、バッテリ充放電装置１００が直流電源１からバッテリ２を充電する制御について説明する。
トランス３の第１巻線３ａから第２巻線３ｂに電力伝送されて第２巻線３ｂに電圧が発生している期間は、Ｑ４Ａ、Ｑ３Ｂの同時オンする対角オン時間ｔ１、およびＱ４Ｂ、Ｑ３Ａの同時オンする対角オン時間ｔ１ａである。
昇圧時には、この期間を出来る限り長くすることで、第１スイッチング回路５および第２スイッチング回路８の還流期間に関わる損失を低減することが可能となる。

このため、昇圧充電時の制御では、制御回路２０は、トランス３の第１巻線３ａに電圧が印加される期間が最大となるように、対角オン時間ｔ１（＝ｔ１ａ）を最大オン時間ｔｍａｘに設定する。この最大オン時間ｔｍａｘは、第１スイッチング回路５の各半導体スイッチング素子Ｑがゼロ電圧スイッチングする為に要する短絡防止時間ｔｄに基づいて設定される。その時、Ｑ４Ａの駆動信号の位相に対するＱ３Ｂの駆動信号の位相シフト量θ１は最小で、短絡防止時間ｔｄに等しい。
この昇圧充電時には、トランス３に電圧印加されている対角オン時間（ｔ１、ｔ１ａ）内に、第２スイッチング回路８で第２リアクトル１０を励磁する期間がある。即ち、Ｑ４Ａの駆動信号の位相に対する第２対角素子Ｑ２Ｂの駆動信号の位相シフト量θ２は位相シフト量θ１以上の値で、位相シフト量θ１、θ２が共に最小（短絡防止時間ｔｄ）となる第１基準点２２を起点とする。そして、制御回路２０は、ＤＵＴＹ比Ｄが増大すると位相シフト量θ１を最小に保持すると共に位相シフト量θ２を増大させる。

位相シフト量θ１、θ２が共に最小（短絡防止時間ｔｄ）となる第１基準点２２にあるとき、対角オン時間ｔ１および仮想対角オン時間ｔ２は共に最大オン時間ｔｍａｘとなる点２２ａである。そして、制御回路２０は、点２２ａを起点としてＤＵＴＹ比Ｄが増大すると対角オン時間ｔ１を最大オン時間ｔｍａｘに保持すると共に仮想対角オン時間ｔ２を低減させる。

そして、降圧充電時には、位相シフト量θ１と位相シフト量θ２とは等しく、双方の位相シフト量θ１、θ２がＤＵＴＹ比Ｄに応じて変化する。
位相シフト量θ１、θ２が最大の時、対角オン時間ｔ１および仮想対角オン時間ｔ２は共に最小（例えば０）で、電力伝送がない状態である。降圧充電時では、制御回路２０は、ＤＵＴＹ比Ｄが０のとき、位相シフト量θ１、θ２が最大で、ＤＵＴＹ比Ｄが増大すると位相シフト量θ１、θ２を共に低減させる。この時、対角オン時間ｔ１および仮想対角オン時間ｔ２は増大する。

また、制御回路２０は、位相シフト量θ１、θ２が共に最大の時、第２スイッチング回路８内の第２ブリッジ（Ｑ１Ａ，Ｑ１Ｂ）をオフ状態に保持した制御から、第１スイッチング回路５の第１ブリッジ（Ｑ４Ａ，Ｑ４Ｂ）をオフ状態に保持する制御に切り替えて、電力伝送方向を切り替える。この切り替え時には、対角オン時間ｔ１および仮想対角オン時間ｔ２は共に最小で、即ち、電力伝送がない状態の時であるため、切り替えによる影響を発生することなくスムーズな切り替えが可能になる。

バッテリ２を放電して直流電源１に電力伝送する昇圧放電時の制御では、制御回路２０は、トランス３の第２巻線３ｂに電圧が印加される期間が最大となるように、対角オン時間ｔ３（＝ｔ３ａ）を最大オン時間ｔｍａｘに設定する。その時、Ｑ１Ａの駆動信号の位相に対するＱ２Ｂの駆動信号の位相シフト量θ３は最小（短絡防止時間ｔｄ）となる。Ｑ１Ａの駆動信号の位相に対するＱ３Ｂの駆動信号の位相シフト量θ４は位相シフト量θ３以上の値である。そして、制御回路２０は、位相シフト量θ３、θ４が共に最小（短絡防止時間ｔｄ）となる第２基準点２３を起点とし、放電電力が増大してＤＵＴＹ比Ｄが負方向に増大すると位相シフト量θ３を最小に保持すると共に位相シフト量θ４を増大させる。

位相シフト量θ３、θ４が共に最小（短絡防止時間ｔｄ）となる第２基準点２３にあるとき、対角オン時間ｔ３および仮想対角オン時間ｔ４は共に最大オン時間ｔｍａｘとなる点２３ａである。そして、制御回路２０は、点２３ａを起点としてＤＵＴＹ比Ｄが負方向に増大すると対角オン時間ｔ３を最大オン時間ｔｍａｘに保持すると共に仮想対角オン時間ｔ４を低減させる。

そして、降圧放電時には、位相シフト量θ３と位相シフト量θ４とは等しく、双方の位相シフト量θ３、θ４がＤＵＴＹ比Ｄに応じて変化する。
位相シフト量θ３、θ４が最大の時、対角オン時間ｔ３および仮想対角オン時間ｔ４は共に最小となり、電力伝送がない状態である。降圧放電時では、ＤＵＴＹ比が０のとき位相シフト量θ３、θ４が最大で、制御回路２０は、ＤＵＴＹ比Ｄが負方向に増大すると位相シフト量θ３、θ４を共に低減させる。この時、対角オン時間ｔ３および仮想対角オン時間ｔ４は増大する。

また、制御回路２０は、位相シフト量θ３、θ４が共に最大の時、第１スイッチング回路５の第１ブリッジ（Ｑ４Ａ，Ｑ４Ｂ）をオフ状態に保持する制御から、第２スイッチング回路８内の第２ブリッジ（Ｑ１Ａ，Ｑ１Ｂ）をオフ状態に保持した制御に切り替えて、電力伝送方向を切り替える。この切り替え時には、電力伝送がない状態の時であるため、切り替えによる影響を発生することなくスムーズな切り替えが可能になる。
なお、ｔ１〜ｔ４の最小値が０より大きい場合を図２８に示しているが、０でも良い。

以上のように、バッテリ充放電装置１００では、トランス３を挟んで対称となる簡易な回路構成であり、制御回路２０がＤＵＴＹ比Ｄに応じて位相シフト量θ１〜θ４を制御することで、電力伝送方向に依らず、また直流電源１およびバッテリ２の電圧に依らず、双方向電力変換を行うことが可能となる。これにより、バッテリ充放電装置１００は簡素な制御で双方向電力変換動作の実現が可能となる。

また、上述したように、バッテリ２の充電時には、第２ブリッジ回路（Ｑ１Ａ，Ｑ１Ｂ）のＱ１Ａ、Ｑ１Ｂはオフ状態に保持される。このため、トランス３を流れる還流電流が減少して０［Ａ］になると、Ｑ１ＡあるいはＱ１Ｂのダイオードがオフとなり、トランス３に流れる電流を０［Ａ］に維持する。バッテリ２から直流電源１への電力伝送においても同様に、トランス３を流れる還流電流が減少して０［Ａ］になると、Ｑ４ＡあるいはＱ４Ｂのダイオードがオフとなり、トランス３に流れる電流を０［Ａ］に維持する。
これによりトランス３に逆電流が流れることはなく、無効電力が抑制でき損失が低減できる。このため、バッテリ充放電装置１００は、簡易な回路構成で、広い電圧範囲でトランス電流の逆流を防止しつつ双方向に電力伝送でき、低損失化を実現できる。また、トランス電流のピーク値および実効値を低減でき、トランス３の小型化を促進できる。

上述したように、バッテリ充放電装置１００では、制御回路２０が、充電電流ｉと充電電流指令値ｉ＊との差分電流値３０ａを０に近づけるようにフィードバック制御することにより、第１スイッチング回路５および第２スイッチング回路８のＤＵＴＹ比Ｄを演算して、位相シフト量θ１〜θ４を決定する。図２８では、伝送電力とＤＵＴＹ比Ｄとが理想的な比例関係にあるものが示されており、対角オン時間ｔ１、ｔ３、仮想対角オン時間ｔ２、ｔ４の変化に伝送電力の変化が対応している。しかしながら、位相シフト量θ１〜θ４を変化させる、即ち、対角オン時間ｔ１、ｔ３、仮想対角オン時間ｔ２、ｔ４を変化させても、伝送電力を示す充電電流ｉが変化しない領域がある。

図２９は、対角オン時間ｔ１、ｔ３、仮想対角オン時間ｔ２、ｔ４を変化させたときの、充電電流ｉの推移図の例であり、後述する位相シフト量θ１〜θ４の補正による調整をする前段階の図である。この場合、直流電源１の電圧とバッテリ２の電圧とは等しく、トランス３の第１巻線３ａと第２巻線３ｂとの巻線比は１：１、短絡防止時間ｔｄはスイッチング周期の４％に設定した。なお、短絡防止時間ｔｄは、半導体スイッチング素子Ｑのスイッチング速度に基づいて、半導体スイッチング素子Ｑの短絡を防止し、かつゼロ電圧スイッチングするように適切に設定される。スイッチング速度は、一般には半導体メーカから開示されるデータシートに記載されている。
図２９では、半導体スイッチング素子Ｑのスイッチング周期を１として、対角オン時間ｔ１、ｔ３、仮想対角オン時間ｔ２、ｔ４を正規化して図示した。対角オン時間ｔ１、ｔ３、仮想対角オン時間ｔ２、ｔ４の最大値（最大オン時間ｔｍａｘ）は、半周期から２倍の短絡防止時間ｔｄを除き、０．４２となる。

図に示すように、対角オン時間ｔ１、ｔ３、仮想対角オン時間ｔ２、ｔ４を変化させているにも関わらず、充電電流ｉが変化していない期間が存在する。具体的には、対角オン時間ｔ１と仮想対角オン時間ｔ２とを同量に制御している降圧充電の期間と、対角オン時間ｔ３と仮想対角オン時間ｔ４とを同量に制御している降圧放電の期間とである。直流電源１からバッテリ２へと降圧充電する場合は、第２巻線３ｂに発生する電圧をバッテリ２の電圧よりも高くする必要がある。また、バッテリ２から直流電源１へと降圧放電する場合は、第１巻線３ａに発生する電圧を直流電源１の電圧よりも高くする必要がある。図２９に示す例では、直流電源１とバッテリ２との電圧値を等しくし、かつトランス３の巻線比を１：１としたため、降圧充電においては第２巻線３ｂに発生する電圧とバッテリ２の電圧が等しくなり、また降圧放電においては第１巻線３ａに発生する電圧と直流電源１の電圧が等しくなるため、充電電流ｉが変化しない期間が発生する。

トランス３の第１巻線３ａと第２巻線３ｂとの巻線比ＮＬ：ＮＢを用いて、充電電流ｉが変化しない期間が発生する条件を一般化すると、バッテリ２の電圧ＶＢがＶＬ×ＮＢ／ＮＬよりも大きい場合、降圧充電において充電電流ｉが変化しない期間が発生する。また、直流電源１の電圧ＶＬがＶＢ×ＮＬ／ＮＢよりも大きい場合、降圧放電において充電電流ｉが変化しない期間が発生する。
図３０は、図２９における昇圧充電の期間を拡大した部分拡大図である。昇圧充電においては、対角オン時間ｔ１を最大に保持したまま仮想対角オン時間ｔ２を変化させているが、充電電流ｉが変化しない期間が存在する。また、図３１は、図２９における昇圧放電の期間を拡大した部分拡大図である。昇圧放電においては、対角オン時間ｔ３を最大に保持したまま仮想対角オン時間ｔ４を変化させているが、この場合も充電電流ｉが変化しない期間が存在する。昇圧充電および昇圧放電においては、対角オン時間ｔ１、ｔ３と仮想対角オン時間ｔ２、ｔ４との差が小さい領域で、短絡防止時間ｔｄに起因して充電電流ｉが変化しない期間が発生する。

このようにバッテリ充放電装置１００では、位相シフト量θ１〜θ４を変化させる、即ち、対角オン時間ｔ１、ｔ３、仮想対角オン時間ｔ２、ｔ４を変化させても、充電電流ｉが変化しない領域がある。この実施の形態による制御回路２０では、演算されたＤＵＴＹ比Ｄから位相シフト量θ１〜θ４を決定する際、充電電流ｉの充電電流指令値ｉ＊への応答性が良くなるように位相シフト量θ１〜θ４を補正により調整する。
図３２は、制御回路２０の制御ブロック図である。制御回路２０は、減算器３０、ＰＩ制御器３１および駆動信号生成部３４と、第１回路であるＰＩ制御器３１の出力を補正する第２回路としての補正部３５とを備える。図２および図２５を用いて説明したように、充電電流ｉと充電電流指令値ｉ＊との差分電流値３０ａを減算器３０で演算し、ＰＩ制御器３１が、差分電流値３０ａを０に近づけるようにフィードバック制御して、第１スイッチング回路５および第２スイッチング回路８のＤＵＴＹ比Ｄを演算する。補正部３５は、充電電流ｉと充電電流指令値ｉ＊とに基づいて補正量３５ａを決定する。駆動信号生成部３４は、ＤＵＴＹ比Ｄに基づいて位相シフト量θ１〜θ４を決定する際、補正量３５ａにより補正し、各半導体スイッチング素子Ｑの駆動信号２１ａ、２１ｂを生成する。
補正部３５が演算する補正量３５ａは、位相シフト量θ１〜θ４を補正するものでも、ＤＵＴＹ比Ｄを補正するものでも良く、結果的にＰＩ制御器３１の出力である制御結果が補正され、位相シフト量θ１〜θ４は調整される。

位相シフト量θ１〜θ４の調整、即ち、対角オン時間ｔ１、ｔ３、仮想対角オン時間ｔ２、ｔ４の調整は、昇圧充電、降圧充電、降圧放電および昇圧放電の４つの制御モードに応じて調整すべき対称と調整方向が決定されるもので、図３３に示すフローチャートに基づいて以下に説明する。
まず、充電電流ｉが充電電流指令値ｉ＊に等しくなるように追従制御されている状態から、差分電流値３０ａの大きさが所定値を超えて増加する、あるいは差分電流値３０ａの大きさが所定期間を超えて低減されないとき、即ち、充電電流ｉの充電電流指令値ｉ＊への応答遅れを検出すると、差分ありと判定して（ステップＳ１）、補正制御に移行する。

制御モードが昇圧充電の場合（ステップＳ２）、差分電流値３０ａが正、即ち、充電電流ｉが充電電流指令値ｉ＊より低いときは（ステップＳ３）、仮想対角オン時間ｔ２を減らすように調整する（ステップＳ４）。ステップＳ３において、差分電流値３０ａが負、即ち、充電電流ｉが充電電流指令値ｉ＊より高いときは、仮想対角オン時間ｔ２を増やすように調整する（ステップＳ５）。
制御モードが降圧充電の場合（ステップＳ６）、差分電流値３０ａが正、即ち、充電電流ｉが充電電流指令値ｉ＊より低いときは（ステップＳ７）、対角オン時間ｔ１と仮想対角オン時間ｔ２とを同量で増やすように調整する（ステップＳ８）。ステップＳ７において、差分電流値３０ａが負、即ち、充電電流ｉが充電電流指令値ｉ＊より高いときは、対角オン時間ｔ１と仮想対角オン時間ｔ２とを同量で減らすように調整する（ステップＳ９）。

制御モードが降圧放電の場合（ステップＳ１０）、差分電流値３０ａが正、即ち、充電電流ｉが充電電流指令値ｉ＊より低いときは（ステップＳ１１）、対角オン時間ｔ３と仮想対角オン時間ｔ４とを同量で減らすように調整する（ステップＳ１２）。ステップＳ１１において、差分電流値３０ａが負、即ち、充電電流ｉが充電電流指令値ｉ＊より高いときは、対角オン時間ｔ３と仮想対角オン時間ｔ４とを同量で増やすように調整する（ステップＳ１３）。
制御モードが昇圧放電の場合（ステップＳ１４）、差分電流値３０ａが正、即ち、充電電流ｉが充電電流指令値ｉ＊より低いときは（ステップＳ１５）、仮想対角オン時間ｔ４を増やすように調整する（ステップＳ１６）。ステップＳ１５において、差分電流値３０ａが負、即ち、充電電流ｉが充電電流指令値ｉ＊より高いときは、仮想対角オン時間ｔ４を減らすように調整する（ステップＳ１７）。

以上のように、この実施の形態では制御回路２０が補正部３５を備えて、充電電流ｉを充電電流指令値ｉ＊に追従させる制御の応答遅れを検出して補正制御を行う。このため、バッテリ充放電装置１００の制御において、位相シフト量θ１〜θ４を変化させても充電電流ｉが変化しない領域に入っても、その領域の外側に速やかに移行させて充電電流指令値ｉ＊へ追従することができる。また、補正部３５は、充電電流ｉが変化しない領域に限らず動作し、負荷急変や充電電流指令値ｉ＊の変更など、いずれの場合にも即応性を向上させ、充電電流ｉを充電電流指令値ｉ＊に速やかに追従させる。
これにより、負荷急変時など充電動作と放電動作の切り替えが発生した場合に、速やかに充放電を切り替えることができ、第１、第２スイッチング回路５、８の母線電圧を安定化できる。このためバッテリ充放電装置１００を高い信頼性で安定して運転させることができる。
なお、差分電流値３０ａを０に近づけるようにフィードバック制御する第１回路は、ＰＩ制御器３１以外の制御構成を用いても良い。

また、上記実施の形態では一方の直流電源（第２直流電源）にバッテリ２を用いたがこれに限るものではない。さらにまた第１、第２直流電源の双方をバッテリで構成しても良い。

実施の形態２．
次に、この発明の実施の形態２について説明する。
上記実施の形態１では、制御回路２０は、充電電流ｉと充電電流指令値ｉ＊との差分電流値３０ａから応答遅れを検出して補正制御を行ったが、この実施の形態２では、バッテリ充放電装置１００のモデルとしての目標数式モデル３８を用いて補正制御を行う。
図３４は、この実施の形態２による制御回路２０の制御ブロック図である。制御回路２０は、減算器３０、ＰＩ制御器３１および駆動信号生成部３４と、第１回路であるＰＩ制御器３１の出力を補正する第２回路としての補正回路４１とを備える。
なお、補正回路４１を用いた補正制御以外の装置および制御の構成は、上記実施の形態１と同様である。

補正回路４１は、減算器３６、３９とＰＩ制御器３７と、目標数式モデル３８と、補正演算部４０とを備え、充電電流ｉと充電電流指令値ｉ＊とに基づいて補正量４０ａを決定する。目標数式モデル３８は、バッテリ充放電装置１００がＤＵＴＹ比に対して電流（充電電流ｉ）が単調増加する理想動作、即ち、第１、第２スイッチング回路５、８の動作目標を数式モデル化したモデルである。目標数式モデル３８は、ＤＵＴＹ比Ｄａを入力として目標となる充電電流ｉを推定した推定電流値ｉａを演算する。
補正回路４１では、減算器３６が、目標数式モデル３８が演算する推定電流値ｉａを充電電流指令値ｉ＊から減算して差分を算出し、該差分をＰＩ制御器３７にて０に近づけるようにフィードバック制御することによりＤＵＴＹ比Ｄａを演算する。演算されたＤＵＴＹ比Ｄａは目標数式モデル３８に入力され、目標数式モデル３８は推定電流値ｉａを演算する。推定電流値ｉａは２つの減算器３６、３９に入力され、減算器３９は、充電電流ｉを推定電流値ｉａから減算して差分である推定偏差３９ａを算出する。そして補正演算部４０は推定偏差３９ａに基づいて補正量４０ａを決定する。

充電電流ｉと充電電流指令値ｉ＊との差分電流値３０ａは減算器３０にて演算され、ＰＩ制御器３１は、差分電流値３０ａを０に近づけるようにフィードバック制御することにより、第１スイッチング回路５および第２スイッチング回路８のＤＵＴＹ比Ｄを演算する。駆動信号生成部３４は、ＤＵＴＹ比Ｄに基づいて位相シフト量θ１〜θ４を決定する際、補正量４０ａにより補正して位相シフト量θ１〜θ４を調整し、各半導体スイッチング素子Ｑの駆動信号２１ａ、２１ｂを生成する。

この実施の形態では、補正回路４１は、目標数式モデル３８を用いて、充電電流指令値ｉ＊に基づいて推定電流値ｉａを演算し、充電電流ｉと推定電流値ｉａとの差分（推定偏差３９ａ）から決定される補正量４０ａにて位相シフト量θ１〜θ４を調整する。このため、バッテリ充放電装置１００の制御において、位相シフト量θ１〜θ４を変化させても充電電流ｉが変化しない領域内から外側に速やかに移行させて充電電流指令値ｉ＊へ追従することができる。また、負荷急変や充電電流指令値ｉ＊の変更など、いずれの場合にも即応性を向上させ、充電電流ｉを充電電流指令値ｉ＊に速やかに追従させ、上記実施の形態１と同様の効果が得られる。
また、上記実施の形態１では差分電流値３０ａに基づいて補正制御するため、差分電流値３０ａが同じであれば、充電電流ｉ、充電電流指令値ｉ＊のいずれの変化でも同じ制御であったが、この実施の形態では、充電電流指令値ｉ＊に応じてのみ推定電流値ｉａが変化する為、それぞれに適した制御となる。

実施の形態３．
次に、この発明の実施の形態３について説明する。
上記実施の形態１、２では、第２回路（補正部３５、補正回路４１）は第１回路（ＰＩ制御器３１）の制御結果を補正するものであったが、この実施の形態３では、ＰＩ制御器３１の入力を補正する。
図３５は、この実施の形態３による制御回路２０の制御ブロック図である。制御回路２０は、加減算器３０ｂ、ＰＩ制御器３１および駆動信号生成部３４と、ＰＩ制御器３１の入力を補正する第２回路としての補正回路４１ａとを備える。
なお、補正回路４１ａを用いた補正制御以外の装置および制御の構成は、上記実施の形態１と同様である。

補正回路４１ａは、減算器３６、３９とＰＩ制御器３７と目標数式モデル３８とを備え、上記実施の形態２と同様に、目標数式モデル３８を用いて、充電電流指令値ｉ＊に基づいて推定電流値ｉａを演算し、充電電流ｉと推定電流値ｉａとの差分である推定偏差３９ａを決定する。
加減算器３０ｂは、充電電流指令値ｉ＊と推定偏差３９ａを加算し充電電流ｉを減算して差分電流値３０ｃを演算し、ＰＩ制御器３１は、差分電流値３０ｃを０に近づけるようにフィードバック制御することにより、第１スイッチング回路５および第２スイッチング回路８のＤＵＴＹ比Ｄを演算する。駆動信号生成部３４は、ＤＵＴＹ比Ｄに基づいて位相シフト量θ１〜θ４を決定して各半導体スイッチング素子Ｑの駆動信号２１ａ、２１ｂを生成する。

この実施の形態では、補正回路４１ａは、目標数式モデル３８を用いて、充電電流指令値ｉ＊に基づいて推定電流値ｉａを演算し、充電電流ｉと推定電流値ｉａとの差分である推定偏差３９ａを補正量に用いてＰＩ制御器３１の入力である差分電流値を補正する。即ち、充電電流ｉと充電電流指令値ｉ＊との差分電流値３０ａは、推定偏差３９ａが加算されて、補正後の差分電流値３０ｃが導出される。そして、補正後の差分電流値３０ｃをフィードバック制御することにより位相シフト量θ１〜θ４は決定される。このため、位相シフト量θ１〜θ４は、補正制御により調整されたものとなる。
このため、バッテリ充放電装置１００の制御において、位相シフト量θ１〜θ４を変化させても充電電流ｉが変化しない領域内から外側に速やかに移行させて充電電流指令値ｉ＊へ追従することができる。また、負荷急変や充電電流指令値ｉ＊の変更など、いずれの場合にも即応性を向上させ、充電電流ｉを充電電流指令値ｉ＊に速やかに追従させ、上記実施の形態２と同様の効果が得られる。
また、推定偏差３９ａは電流値であるため、容易な補正演算により差分電流値３０ｃを演算でき、位相シフト量θ１〜θ４が調整できる。

なお、図３６に示すように、推定偏差３９ａをイコライザ４２を介して加減算器３０ｂに入力しても良い。制御回路２０のフィードバック系の安定性に余裕がある場合にはイコライザ４２のゲイン特性を１倍よりも大きく設定し、フィードバック系の安定性に余裕がない場合にはイコライザ４２の位相特性を進み位相に設定する。これにより、補正制御の制御性を向上できる。

実施の形態４．
次に、この発明の実施の形態４について説明する。
図３７は、この発明の実施の形態４によるＤＣ／ＤＣコンバータとしてのバッテリ充電装置１００Ａの回路構成を示す図である。図に示すように、バッテリ充電装置１００Ａは、昇圧および降圧を伴う電力変換により、直流電源１からバッテリ２へ充電を行うものである。
バッテリ充電装置１００Ａは、絶縁されたトランスとしての高周波トランス３（以下、単にトランス３と称す）と、直流電源１に並列に接続された第１平滑コンデンサ４と、第１コンバータ部としての第１スイッチング回路５Ａと、バッテリ２に並列に接続された第２平滑コンデンサ７と、第２コンバータ部としての第２スイッチング回路８Ａと、第２スイッチング回路８Ａの交流入出力線に接続された第２リアクトル１０とを備える。またバッテリ充電装置１００Ａは、第１スイッチング回路５Ａおよび第２スイッチング回路８Ａを制御する制御回路２０Ａを備える。

第１スイッチング回路５Ａは、それぞれダイオード１２が逆並列接続されたＩＧＢＴあるいはＭＯＳＦＥＴ等から成る複数の半導体スイッチング素子Ｑ４Ａ、Ｑ４Ｂ、Ｑ３Ａ、Ｑ３Ｂ（以下、単にＱ４Ａ、Ｑ４Ｂ、Ｑ３Ａ、Ｑ３Ｂあるいは、半導体スイッチング素子Ｑと称す）を有するフルブリッジ回路で、直流側が第１平滑コンデンサ４に、交流側がトランス３の第１巻線３ａに接続されて、直流／交流間の電力変換を行う。
第２スイッチング回路８Ａは、それぞれダイオード１２が逆並列接続されたＩＧＢＴあるいはＭＯＳＦＥＴ等から成る複数の半導体スイッチング素子Ｑ２Ａ、Ｑ２Ｂ、Ｑ１Ａ、Ｑ１Ｂ（以下、単にＱ２Ａ、Ｑ２Ｂ、Ｑ１Ａ、Ｑ１Ｂあるいは半導体スイッチング素子Ｑと称す）を有するフルブリッジ回路で、直流側が第２平滑コンデンサ７に、交流側がトランス３の第２巻線３ｂに接続されて、直流／交流間の電力変換を行う。
また、第２スイッチング回路８Ａは、半導体スイッチング素子Ｑとトランス３との間の交流入出力線に第２リアクトル１０が接続され、第２リアクトル１０と第２巻線３ｂとが直列接続される。さらに、第２スイッチング回路８Ａの直流側にはリアクトル１１が接続される。

また、第２平滑コンデンサ７とバッテリ２との間には、リアクトル１１を流れる電流をバッテリ２の充電電流ｉ（矢印の向きを正とする電流）として検出する電流センサ（図示せず）が設置され、そのセンシングされた出力が制御回路２０Ａに入力される。さらに、第１平滑コンデンサ４の電圧ｖを検出する電圧センサ（図示せず）が設置され、そのセンシングされた出力が制御回路２０Ａに入力される。制御回路２０Ａでは、入力された充電電流ｉ、電圧ｖの値に基づいて、第１スイッチング回路５Ａおよび第２スイッチング回路８Ａの各半導体スイッチング素子Ｑをスイッチング制御する駆動信号２１ａ、２１ｂを生成して第１スイッチング回路５Ａおよび第２スイッチング回路８Ａを駆動制御する。
なお、バッテリ２の充電電流ｉを検出する電流センサは、第２平滑コンデンサ７より第２スイッチング回路８Ａ側の位置に設けても良い。

このバッテリ充電装置１００Ａの昇圧充電時および降圧充電時の制御および動作は、上記実施の形態１と同様の位相シフト方式での制御動作となる。制御回路２０Ａの制御ブロック図も上記実施の形態１で用いた図３２で示すものと同様である。但し、上記実施の形態１は、双方向の電力伝送を行うものであったが、この実施の形態４では、充電のみの一方向の電力伝送を行う。
また、この実施の形態４では、各半導体スイッチング素子Ｑにはコンデンサを並列配置せず、第１スイッチング回路５Ａの交流入出力線に第１リアクトルを接続させない。このため、第１、第２スイッチング回路５Ａ、８Ａのスイッチングは、ゼロ電圧スイッチングとはならない。

以上のように、この実施の形態によるバッテリ充電装置１００Ａは、昇圧充電および降圧充電の２つの制御モードを備えて、直流電源１からバッテリ２への電力伝送を行うものである。制御回路２０Ａは、上記実施の形態１と同様に、第１基準素子Ｑ４Ａの駆動信号の位相に対する第１対角素子Ｑ３Ｂの駆動信号の位相シフト量θ１および第２対角素子Ｑ２Ｂの駆動信号の位相シフト量θ２を、ＤＵＴＹ比（≧０）に応じて制御する。そして、制御回路２０Ａは補正部３５を備えて、演算されたＤＵＴＹ比Ｄから位相シフト量θ１、θ２を決定する際、充電電流ｉの充電電流指令値ｉ＊への応答性が良くなるように位相シフト量θ１、θ２を補正により調整する。この場合、充電制御時の充電電流ｉの推移は、上記実施の形態１での充電制御時と同様になる。

このため、バッテリ充電装置１００Ａの制御において、位相シフト量θ１、θ２を変化させても充電電流ｉが変化しない領域に入っても、その領域の外側に速やかに移行させて充電電流指令値ｉ＊へ追従することができる。また、補正部３５は、充電電流ｉが変化しない領域に限らず動作し、負荷急変や充電電流指令値ｉ＊の変更など、いずれの場合にも即応性を向上させ、充電電流ｉを充電電流指令値ｉ＊に速やかに追従させる。これにより、第１、第２スイッチング回路５、８の母線電圧を安定化でき、バッテリ充電装置１００Ａを高い信頼性で安定して運転させることができる。

なお、この実施の形態では、上記実施の形態１で示した双方向の制御を一方向に適用したが、上記実施の形態２、３も同様に適用できる。

実施の形態５．
上記実施の形態４では、第１、第２スイッチング回路５Ａ、８Ａは、ゼロ電圧スイッチングに対応しないものを示したが、電力供給側の第１スイッチング回路のみゼロ電圧スイッチングさせても良い。
図３８は、この発明の実施の形態５によるＤＣ／ＤＣコンバータとしてのバッテリ充電装置１００Ｂの回路構成を示す図である。

図３８に示すように、第１スイッチング回路５の各半導体スイッチング素子Ｑにはコンデンサ１３が並列接続され、第１スイッチング回路５の交流入出力線に第１リアクトル９が接続される。制御回路２０Ｂは、第１、第２位相シフト量θ１、θ２を、ＤＵＴＹ比（≧０）に応じて制御することにより、第１スイッチング回路５内のコンデンサ１３および第１リアクトル９を利用して、第１スイッチング回路５内の各半導体スイッチング素子Ｑがゼロ電圧スイッチングするように制御する。
その他の構成および制御は、上記実施の形態４と同様である。
この実施の形態５では、上記実施の形態４と同様の効果を得るとともに、第１スイッチング回路５をゼロ電圧スイッチングすることにより、スイッチング損失の低減が図れる。

なお、この発明は、発明の範囲内において、各実施の形態を自由に組み合わせたり、各実施の形態を適宜、変形、省略することが可能である。

Claims (11)

1. 第１直流電源と第２直流電源との間の電力伝送を行うＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
   トランスと、
   それぞれ逆並列ダイオードが接続された複数の半導体スイッチング素子を備えた２つのブリッジ回路によるフルブリッジ回路で構成され、上記第１直流電源と上記トランスの第１巻線との間に接続される第１コンバータ部と、
   それぞれ逆並列ダイオードが接続された複数の半導体スイッチング素子を備えた２つのブリッジ回路によるフルブリッジ回路で構成され、上記第２直流電源と上記トランスの第２巻線との間に接続される第２コンバータ部と、
   上記第２コンバータ部の交流入出力線に接続された第２リアクトルと、
   上記第２直流電源に入出力される電流の電流検出値と電流指令値との差分電流値に基づいて出力ＤＵＴＹ比を演算して、上記第１コンバータ部、第２コンバータ部内の上記各半導体スイッチング素子を駆動制御する制御回路とを備え、
   上記制御回路は、
   上記差分電流値を小さくするようにフィードバック制御する第１回路と、上記電流検出値および上記電流指令値に基づいて、上記フィードバック制御における制御応答の遅れを検出して上記第１回路の制御出力を補正する第２回路とを備え、
   上記第１直流電源から上記第２直流電源への第１電力伝送において、
   上記第１コンバータ部の一方のブリッジ回路である第１ブリッジ回路の正側／負側のいずれか一方の半導体スイッチング素子を第１基準素子とし、上記第２コンバータ部内の１つのブリッジ回路である第２ブリッジ回路の正側／負側のいずれか一方の半導体スイッチング素子を第２基準素子として、上記第１、第２コンバータ部内の４つの上記ブリッジ回路の内、上記第２ブリッジ回路を構成する各半導体スイッチング素子を全てオフ状態にし、他の３つのブリッジ回路について、正側の半導体スイッチング素子と負側の半導体スイッチング素子とを同じオン時間比率とし、
   上記第１基準素子と該第１基準素子と対角の関係にある第１対角素子としての半導体スイッチング素子との間の駆動信号の位相シフト量である第１位相シフト量、および、上記第１基準素子と、上記第２基準素子と対角の関係にある第２対角素子としての半導体スイッチング素子との間の駆動信号の位相シフト量である第２位相シフト量を制御し、
   上記第２回路は、上記補正により上記第１、第２位相シフト量を調整して上記電流検出値を上記電流指令値に追従させる、
   ＤＣ／ＤＣコンバータ。
2. 上記第１コンバータ部の交流入出力線に接続された第１リアクトルをさらに備え、
   上記制御回路は、
   上記第２直流電源から上記第１直流電源への第２電力伝送において、
   上記第１、第２コンバータ部内の４つの上記ブリッジ回路の内、上記第１ブリッジ回路を構成する各半導体スイッチング素子を全てオフ状態にし、他の３つのブリッジ回路について、正側の半導体スイッチング素子と負側の半導体スイッチング素子とを同じオン時間比率とし、
   上記第２基準素子と上記第２対角素子との間の駆動信号の位相シフト量である第３位相シフト量、および、上記第２基準素子と上記第１対角素子との間の駆動信号の位相シフト量である第４位相シフト量を制御し、
   上記第２回路は、上記補正により上記第３、第４位相シフト量を調整して上記電流検出値を上記電流指令値に追従させる、
   請求項１に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
3. 上記第１コンバータ部の交流入出力線に接続された第１リアクトルをさらに備え、
   上記第１コンバータ部の上記複数の半導体スイッチング素子は、それぞれ並列コンデンサが接続されており、
   上記制御回路は、
   上記第１電力伝送において、上記第１、第２位相シフト量を制御することにより、上記並列コンデンサおよび上記第１リアクトルを利用して上記第１コンバータ部内の上記各半導体スイッチング素子がゼロ電圧スイッチングするように制御する、
   請求項１に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
4. 第１直流電源と第２直流電源との間の電力伝送を行うＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
   トランスと、
   それぞれ逆並列ダイオードが接続された複数の半導体スイッチング素子を備えた２つのブリッジ回路によるフルブリッジ回路で構成され、上記第１直流電源と上記トランスの第１巻線との間に接続される第１コンバータ部と、
   それぞれ逆並列ダイオードが接続された複数の半導体スイッチング素子を備えた２つのブリッジ回路によるフルブリッジ回路で構成され、上記第２直流電源と上記トランスの第２巻線との間に接続される第２コンバータ部と、
   上記第１コンバータ部の交流入出力線に接続された第１リアクトルと、
   上記第２コンバータ部の交流入出力線に接続された第２リアクトルと、
   上記第２直流電源に入出力される電流の電流検出値と電流指令値との差分電流値に基づいて出力ＤＵＴＹ比を演算して、上記第１コンバータ部、第２コンバータ部内の上記各半導体スイッチング素子を駆動制御する制御回路とを備え、
   上記制御回路は、
   上記差分電流値を小さくするようにフィードバック制御する第１回路と、上記電流検出値および上記電流指令値に基づいて上記第１回路の制御入出力の一方を補正する第２回路とを備え、
   上記第２回路は、ＤＵＴＹ比に対して電流が単調増加して上記第１、第２コンバータ部の動作目標となるモデルを用い、上記電流指令値に基づいて上記電流の推定値である推定電流値を演算し、該推定電流値と上記電流検出値との差分である推定偏差を用いて補正し、
   上記第１直流電源から上記第２直流電源への第１電力伝送において、
   上記第１コンバータ部の一方のブリッジ回路である第１ブリッジ回路の正側／負側のいずれか一方の半導体スイッチング素子を第１基準素子とし、上記第２コンバータ部内の１つのブリッジ回路である第２ブリッジ回路の正側／負側のいずれか一方の半導体スイッチング素子を第２基準素子として、上記第１、第２コンバータ部内の４つの上記ブリッジ回路の内、上記第２ブリッジ回路を構成する各半導体スイッチング素子を全てオフ状態にし、他の３つのブリッジ回路について、正側の半導体スイッチング素子と負側の半導体スイッチング素子とを同じオン時間比率とし、
   上記第１基準素子と該第１基準素子と対角の関係にある第１対角素子としての半導体スイッチング素子との間の駆動信号の位相シフト量である第１位相シフト量、および、上記第１基準素子と、上記第２基準素子と対角の関係にある第２対角素子としての半導体スイッチング素子との間の駆動信号の位相シフト量である第２位相シフト量を制御し、
   上記第２回路は、上記補正により上記第１、第２位相シフト量を調整して上記電流検出値を上記電流指令値に追従させ、
   上記第２直流電源から上記第１直流電源への第２電力伝送において、
   上記第１、第２コンバータ部内の４つの上記ブリッジ回路の内、上記第１ブリッジ回路を構成する各半導体スイッチング素子を全てオフ状態にし、他の３つのブリッジ回路について、正側の半導体スイッチング素子と負側の半導体スイッチング素子とを同じオン時間比率とし、
   上記第２基準素子と上記第２対角素子との間の駆動信号の位相シフト量である第３位相シフト量、および、上記第２基準素子と上記第１対角素子との間の駆動信号の位相シフト量である第４位相シフト量を制御し、
   上記第２回路は、上記補正により上記第３、第４位相シフト量を調整して上記電流検出値を上記電流指令値に追従させる、
   ＤＣ／ＤＣコンバータ。
5. 上記第２回路は、上記推定電流値が上記電流指令値に追従するように上記ＤＵＴＹ比を演算して上記モデルを動作させる、
   請求項４に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
6. 上記第１コンバータ部および第２コンバータ部の上記複数の上記半導体スイッチング素子は、それぞれ並列コンデンサが接続されており、
   上記制御回路は、
   上記第１電力伝送において、上記第１、第２位相シフト量を制御することにより、上記第１コンバータ部内の上記並列コンデンサおよび上記第１リアクトルを利用して上記第１コンバータ部内の上記各半導体スイッチング素子がゼロ電圧スイッチングするように制御し、
   上記第２電力伝送において、上記第３、第４位相シフト量を制御することにより、上記第２コンバータ部内の上記並列コンデンサおよび上記第２リアクトルを利用して上記第２コンバータ部内の上記各半導体スイッチング素子がゼロ電圧スイッチングするように制御する、
   請求項２、請求項４または請求項５に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
7. 上記制御回路は、
   上記第１電力伝送において、上記第１位相シフト量と上記第２位相シフト量とが共に最小になる点を第１基準点とし、上記第１直流電源から上記第２直流電源への第１伝送電力が上記第１基準点以下の第１期間では、上記第１、第２位相シフト量を同量に制御して、上記第１伝送電力が増大すると上記第１、第２位相シフト量を低減させ、上記第１伝送電力が上記第１基準点より大きい第２期間では、上記第１伝送電力が増大すると上記第１位相シフト量を最小に保持すると共に上記第２位相シフト量を増大させ、
   上記第２電力伝送において、上記第３位相シフト量と上記第４位相シフト量とが共に最小になる点を第２基準点とし、上記第２直流電源から上記第１直流電源への第２伝送電力が上記第２基準点以下の第３期間では、上記第３、第４位相シフト量を同量に制御して、上記第２伝送電力が増大すると上記第３、第４位相シフト量を低減させ、上記第２伝送電力が上記第２基準点より大きい第４期間では、上記第２伝送電力が増大すると上記第３位相シフト量を最小に保持すると共に上記第４位相シフト量を増大させ、
   上記第１電力伝送において上記第１期間で上記第１、第２位相シフト量が最大の時、および上記第２電力伝送において上記第３期間で上記第３、第４位相シフト量が最大の時に、上記第１電力伝送と上記第２電力伝送とを切り換える、
   請求項６に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
8. 上記制御回路では、
   上記第１回路は、上記差分電流値を小さくするように上記出力ＤＵＴＹ比を演算し、該出力ＤＵＴＹ比に基づいて上記第１〜第４位相シフト量を演算し、
   上記第２回路の補正により、上記第１電力伝送では上記第１期間に上記第１、第２位相シフト量を共に調整し、上記第２期間に上記第２位相シフト量のみを調整し、上記第２電力伝送では上記第３期間に上記第３、第４位相シフト量を共に調整し、上記第４期間に上記第４位相シフト量のみを調整する、
   請求項７に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
9. 上記第２回路は、上記第１回路の制御出力である上記出力ＤＵＴＹ比を補正して上記第１〜第４位相シフト量を調整する、
   請求項２、請求項４から請求項８のいずれか１項に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
10. 上記第２回路は、上記第１回路の制御入力である上記差分電流値に上記推定偏差を加算して該差分電流値を補正することで上記第１〜第４位相シフト量を調整する、
    請求項４または請求項５に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
11. 上記制御回路は、
    上記第１電力伝送において、上記第１基準素子の駆動信号と等しい仮想駆動信号を上記第２基準素子に対して想定し、上記第２位相シフト量を制御することで、上記第２基準素子の仮想オンと上記第２対角素子のオンとが重なる仮想対角オン時間を制御し、上記第１位相シフト量を制御することで、上記第１基準素子と上記第１対角素子とが共にオンする対角オン時間を制御し、
    上記第２電力伝送において、上記第２基準素子の駆動信号と等しい仮想駆動信号を上記第１基準素子に対して想定し、上記第４位相シフト量を制御することで、上記第１基準素子の仮想オンと上記第１対角素子のオンとが重なる仮想対角オン時間を制御し、上記第３位相シフト量を制御することで、上記第２基準素子と上記第２対角素子とが共にオンする対角オン時間を制御する、
    請求項２、請求項４から請求項１０のいずれか１項に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。

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