WO2014020898A1

WO2014020898A1 - 電力変換器

Info

Publication number: WO2014020898A1
Application number: PCT/JP2013/004605
Authority: WO
Inventors: 宏樹石内; 大森　洋一
Original assignee: 東洋電機製造株式会社
Priority date: 2012-07-30
Filing date: 2013-07-30
Publication date: 2014-02-06
Also published as: JPWO2014020898A1; JP6186357B2; CN104508966B; CN104508966A

Abstract

　双方向に電力転送可能な電力変換器においてソフトスイッチングを維持する。　相ブリッジ１と、相ブリッジ１に並列接続された相ブリッジ２と、相ブリッジ３と、相ブリッジ３に並列接続された相ブリッジ４と、相ブリッジ１，２に並列接続された直流電圧源５と、相ブリッジ３，４に並列接続された直流電圧源６と、相ブリッジ１，３の接続端子間に接続されたインダクタ７とを備える。相ブリッジ２，４の接続端子は短絡接続される。相ブリッジ１，２のスナバ付きスイッチは、１次電圧波形が半周期毎に零電圧を経て位相期間γで直流電圧源５の電圧と反転電圧を交互に繰返すようにスイッチングされ、相ブリッジ３，４のスナバ付きスイッチは、２次電圧波形が１次電圧波形と同周波数で１次電圧波形より位相が（１８０度－制御角）だけ遅れて、半周期毎に零電圧を経て位相期間で直流電圧源６の電圧と反転電圧を交互に繰返すようにスイッチングされる。

Description

電力変換器

関連出願の相互参照

　本出願は、２０１２年７月３０日に出願された日本国特許出願２０１２－１６８６４４号の優先権を主張するものであり、この先の出願の開示全体をここに参照のために取り込む。

　本発明は、２つの直流電圧源間で電力転送を行う電力変換器や、交流電圧源と直流電圧源間で電力転送を行う電力変換器に関し、特にスイッチング素子のスイッチング時の電圧又は電流を零とする電力変換器に関する。

　従来、２つの直流電圧間で電力転送を行う電力変換器が知られている（例えば、非特許文献１参照）。図８は、２つの直流電圧間で電力転送を行う従来の電力変換器の一例を表した回路図である。図９は、図８に示す電力変換器の動作波形を示す図である。以下、図８及び図９を参照し、従来の電力変換器の動作原理を説明する。単方向の電流をスイッチングできるスイッチング素子にダイオードを逆並列接続し、さらにコンデンサを並列接続したものをスナバ付きスイッチと称する。相ブリッジ１は、正極端子にダイオードのカソードが接続されたスナバ付きスイッチ２１と、負極端子にダイオードのアノードが接続されたスナバ付きスイッチ２２とを、接続端子を介して同方向に直列接続することで構成される。同様に、相ブリッジ２はスナバ付きスイッチ２３とスナバ付きスイッチ２４から構成され、相ブリッジ３はスナバ付きスイッチ２５とスナバ付きスイッチ２６から構成され、相ブリッジ４はスナバ付きスイッチ２７とスナバ付きスイッチ２８から構成される。

　相ブリッジ１と相ブリッジ２の正極端子に直流電圧源５の高電位側を接続し、相ブリッジ１と相ブリッジ２の負極端子に直流電圧源５の低電位側を接続して、直流電圧源５と相ブリッジ１と相ブリッジ２からブリッジ回路３０を構成する。同様に、相ブリッジ３と相ブリッジ４の正極端子に直流電圧源６の高電位側を接続し、相ブリッジ３と相ブリッジ４の負極端子に直流電圧源６の低電位側を接続して、直流電圧源６と相ブリッジ３と相ブリッジ４からブリッジ回路３１を構成する。

　トランス８の１次巻線に外付インダクタ１１と相ブリッジ２の接続端子を接続し、外付インダクタ１１の他方を相ブリッジ１の接続端子と接続する。同様に、トランス８の２次巻線に外付インダクタ１２と相ブリッジ４の接続端子を接続し、外付インダクタ１２の他方を相ブリッジ３の接続端子と接続する。

　全てのスナバ付きスイッチはデューティー比５０％の同じ周波数でスイッチングを行いながら、スナバ付きスイッチ２２，２４，２６，２８は、それぞれスナバ付きスイッチ２１，２３，２５，２７のデッドタイムを介した反転動作でスイッチングを行っている。

　図９の電圧Ｖ_１は相ブリッジ２の接続端子からみた相ブリッジ１の接続端子の電圧であり、スナバ付きスイッチ２１とスナバ付きスイッチ２４が同じタイミングでオン、オフすることで、直流電圧源５の電圧Ｅ_１とその反転電圧－Ｅ_１とが交互に出力される。同様に、電圧Ｖ_２は相ブリッジ４の接続端子からみた相ブリッジ３の接続端子の電圧であり、スナバ付きスイッチ２５とスナバ付きスイッチ２８が同じタイミングでオン、オフすることで、直流電圧源６の電圧Ｅ_２とその反転電圧－Ｅ_２とが交互に出力される。電圧Ｖ_１とＶ_２は、図９のように伝送電力Ｐで決まる位相差σが生じる。直流電圧源５から直流電圧源６への伝送電力Ｐは、位相差σを使用して式（１）にて表される。ここで、Ｅ_１は直流電圧源５の電圧、Ｅ_２は直流電圧源６の電圧、Ｌは外付インダクタ１１，１２のインダクタンスとトランス８の漏れインダクタンスとの和、ω＝２πｆでありｆはスイッチング周波数である。式（１）から明らかなように、位相差σが零であると伝送電力Ｐは零となる。

　電圧Ｖ_１が－Ｅ_１からＥ_１へ切替る図９のｔ_１の時点でのスイッチング動作は、スナバ付きスイッチ２２がターンオフし、デッドタイム期間経過後にスナバ付きスイッチ２１がターンオンする。スナバ付きスイッチ２２のターンオフは、スナバ付きスイッチ２２のコンデンサＣ_２によってスナバ付きスイッチ２２の両端の電圧の上昇率が抑制されるので、スナバ付きスイッチ２２のスイッチング損失が零の零電圧スイッチングでターンオフすることができる。

　図９のｔ_１の時点のように、スナバ付きスイッチ２２がターンオフした際に電流Ｉの極性が負であると、電流Ｉはスナバ付きスイッチ２１のコンデンサＣ_１とスナバ付きスイッチ２２のコンデンサＣ_２へ分流し、コンデンサＣ_１，Ｃ_２、外付インダクタ１１，１２、及びトランス８の漏れインダクタとの共振が開始する。電流Ｉは、コンデンサＣ_２を充電させてコンデンサＣ_１を放電し、コンデンサＣ_２の電圧がＥ_１まで充電されてコンデンサＣ_１の電圧が零まで放電されるとスナバ付きスイッチ２１のダイオードＤ_１が導通する。この時、電流Ｉの絶対値が所定値Ｉ_ｍｉｎよりも大きければデッドタイム期間中にコンデンサＣ_１が零電圧まで放電してダイオードＤ_１を導通させることができる。よって、スナバ付きスイッチ２１のターンオン時には、ダイオードＤ_１に電流が流れた状態でターンオンでき、スイッチング損失が零の零電圧スイッチングでターンオンすることができる。ｔ_１の時点では、他にも同様な現象でスナバ付きスイッチ２３が零電圧スイッチングでターンオフし、スナバ付きスイッチ２４が零電圧スイッチングでターンオンすることができる。ｔ_２，ｔ_３，ｔ_４においても同様な現象で、零電圧スイッチングによるソフトスイッチングができる。ただし、ｔ_２からｔ_４の各スイッチングポイントにおいて、ｔ_２，ｔ_３では電流Ｉの極性が正、ｔ_４では極性が負で、電流Ｉの絶対値が所定値Ｉ_ｍｉｎよりも大きい必要がある。

　また、従来、交流電圧源と直流電圧源との間で電力転送を行う電力変換器が知られている（例えば、特許文献１参照）。図１０は、３相交流電圧源と直流電圧源との間で電力転送を行う従来の電力変換器の一例を表した回路図である。以下、図１０の回路の動作原理を説明する。３相フルブリッジコンバータ８３は、交流リアクトル（ＡＣＬ）８２を介して３相交流電圧源８０に接続されている。また、３相フルブリッジコンバータ８３の出力はコンデンサ８５に接続されているので、コンデンサ８５との間で電力転送ができる。しかし、コンデンサ８５の電圧は３相交流電圧源８０の線間電圧最大値よりも低くすることができないため、昇降圧チョッパ８４を用いて、コンデンサ８５と直流電圧源６との間の電力転送を行っている。つまり、交流リアクトル８２、３相フルブリッジコンバータ８３、コンデンサ８５、及び昇降圧チョッパ８４により、３相交流電圧源と任意の電圧の直流電圧源との間の電力転送を実現している。

　図１１は、単相交流電圧源と直流電圧源との間で電力転送を行う従来の電力変換器の一例を表した回路図である。以下、図１１の回路の動作原理を説明する。単相交流電圧源８１の電圧は、全波整流器９１で整流されてソフトスイッチ９３がオンすることでインダクタ７に印加される。すると、インダクタ７の電流は図の方向に増加するので、単相交流電圧源８１の電力がインダクタ７に蓄えられる。次に、ソフトスイッチ９３がオフする。この時、ソフトスイッチ９３内のコンデンサによってソフトスイッチ９３の両端の電圧の上昇率が抑制されるので、スイッチング損失が零の零電圧スイッチングとなる。ソフトスイッチ９３内のコンデンサの電圧が上昇して全波整流器９１の出力電圧と直流電圧源６の電圧との和となると、ダイオード９２がオンしてインダクタ７の電流が直流電圧源６に流れるので、インダクタ７の電力が直流電圧源６に転送される。この時、インダクタ７には直流電圧源６の電圧が逆方向に印加されることになるので、インダクタ７の電流は減少し、零に至る。その後、再度ソフトスイッチ９３をオンする。この場合は、スイッチング損失が零の零電流スイッチングとなる。以上の動作を繰り返すことで、単相交流電圧源８１から直流電圧源６へ、スイッチング損失を発生することなく電力が転送される。

特開２００３－３４８８３４号公報

電気学会論文誌Ｄ　Ｖｏｌ．１２７　Ｎｏ．２　ｐｐ１８９－１９７

　図８に示した従来の電力変換器において、前述したようにスナバ付きスイッチ２１が図９のｔ_１の時点で零電圧スイッチングにてターンオンするには、電流Ｉの極性が負であることが必要で、かつ電流Ｉの絶対値の大きさが所定値Ｉ_ｍｉｎ以上でなければならない。式（１）からＶ_１とＶ_２の位相差σが小さいと伝送電力Ｐが小さくなることが分かる。図９より、位相差σが小さい場合はＶ_１とＶ_２の電位差が大きくなる位相期間が短いため、電流Ｉの増減が小さく、また電流Ｉの絶対値も小さくなってしまう。つまり、伝送電力Ｐが小さいと電流Ｉの絶対値も小さく、特に上記の条件とならないため、ソフトスイッチングとならずスイッチング損失が発生する。電流Ｉが負でも電流Ｉの絶対値がＩ_ｍｉｎ未満では、デッドタイム期間中にスナバ付きスイッチ２１のコンデンサＣ_１の放電が零まで行われず、スナバ付きスイッチ２１のダイオードＤ_１が導通する前にスナバ付きスイッチ２１がターンオンしてしまい、スナバ付きスイッチ２１のコンデンサＣ_１に電荷が溜まった状態の不完全な零電圧スイッチングでターンオンを行ってしまう。また、電流Ｉの極性が条件と違えばスナバ付きスイッチ２１のコンデンサＣ_１の放電動作すら行えず、Ｃ_１に電荷が溜まった状態でターンオンするためスイッチング損失が発生し、ソフトスイッチングを行うことができない。

　また、図１０に示した従来の電力変換器は、３相フルブリッジコンバータ８３や昇降圧チョッパ８４のスイッチング素子のスイッチング時点において、必ずしもスイッチング素子の両端電圧が零であったり流れている電流が零であったりしない。そのためハードスイッチングとなり、大きな電磁波ノイズやスイッチング損失が発生するという問題がある。ハードスイッチングとなると、スイッチング時点において回路内の電流や電圧の時間的変化率が非常に大きくなり、スイッチングに伴う大きな電磁波ノイズが発生してしまうという問題がある。

　また、図１１に示した従来の電力変換器は、単相交流電圧源８１から直流電圧源６への電力転送はできるが、ソフトスイッチングを維持したまま、双方向の電力転送を行うことができないという問題がある。

　かかる事情に鑑みてなされた本発明の目的は、ソフトスイッチングが維持されたまま、直流、３相交流、又は単相交流の１次電圧源と、直流の２次電圧源との間で双方向に電力転送できる電力変換器を提供することにある。

　上記課題を解決するため、本発明に係る電力変換器は、直流電圧源間で双方向に電力を転送する電力変換器であって、スイッチング素子にコンデンサを並列接続しダイオードを逆並列接続したスナバ付きスイッチを２つ有し、正極端子にダイオードのカソードが接続されたスナバ付きスイッチと、負極端子にダイオードのアノードが接続されたスナバ付きスイッチとを、接続端子を介して同方向に直列接続した第１の相ブリッジ、第２の相ブリッジ、第３の相ブリッジ、及び第４の相ブリッジと、前記第１の相ブリッジ及び前記第２の相ブリッジに並列接続された第１の直流電圧源と、前記第３の相ブリッジ及び前記第４の相ブリッジに並列接続された第２の直流電圧源と、前記第１の相ブリッジの接続端子と前記第３の相ブリッジの接続端子の間に接続されたインダクタと、を備え、前記第２の相ブリッジは前記第１の相ブリッジと並列接続され、前記第４の相ブリッジは前記第３の相ブリッジと並列接続され、前記第４の相ブリッジの接続端子及び前記第２の相ブリッジの接続端子は短絡接続され、前記第２の相ブリッジの接続端子からの前記第１の相ブリッジの接続端子の電圧波形である１次電圧波形が、半周期毎に零電圧を介して、位相期間γで前記第１の直流電圧源の電圧と該電圧の反転電圧とを交互に繰り返すように、前記第１の相ブリッジのスナバ付きスイッチ及び前記第２の相ブリッジのスナバ付きスイッチはスイッチングされ、前記第４の相ブリッジの接続端子からの前記第３の相ブリッジの接続端子の電圧波形である２次電圧波形が、前記１次電圧波形と同じ周波数で前記１次電圧波形より位相が（１８０度－制御角δ）だけ遅れて、半周期毎に零電圧を介して、前記位相期間γで前記第２の直流電圧源の電圧と該電圧の反転電圧とを交互に繰り返すように、前記第３の相ブリッジのスナバ付きスイッチ及び前記第４の相ブリッジのスナバ付きスイッチはスイッチングされる。

　さらに、本発明に係る電力変換器において、前記位相期間γは、ゼロ以上の値を切片とした前記制御角δの一次関数である。

　さらに、本発明に係る電力変換器において、前記１次電圧波形の角周波数を、前記直流電圧源５の電圧Ｅ_１と前記直流電圧源６の電圧Ｅ_２に応じて変化させる。

　さらに、本発明に係る電力変換器において、前記１次電圧波形の角周波数を、前記第１の直流電圧源の電圧Ｅ_１、前記第２の直流電圧源の電圧Ｅ_２、最大伝送電力Ｐ_ｍ時の前記第１の直流電圧源の電圧Ｅ_１ｍ，最大伝送電力Ｐ_ｍ時の前記第２の直流電圧源６の電圧Ｅ_２ｍ、及び最大伝送電力Ｐ_ｍ時の角周波数ω_ｍを用いて

により算出される値とする。

　さらに、本発明に係る電力変換器において、前記インダクタに代えてトランスを備え、前記トランスの１次巻線に前記第１の相ブリッジの接続端子と前記第２の相ブリッジの接続端子が接続され、前記トランスの２次巻線に前記第３の相ブリッジの接続端子と前記第４の相ブリッジの接続端子が接続される。

　また、上記課題を解決するため、本発明に係る電力変換器は、３相交流電圧源と直流電圧源との間で双方向に電力を転送する電力変換器であって、スイッチング素子にコンデンサを並列接続しダイオードを逆並列接続したスナバ付きスイッチを２つ有し、正極端子にダイオードのカソードが接続されたスナバ付きスイッチと、負極端子にダイオードのアノードが接続されたスナバ付きスイッチとを、接続端子を介して同方向に直列接続した第１の相ブリッジ、及び第２の相ブリッジと、前記第１の相ブリッジ及び前記第２の相ブリッジに並列接続された直流電圧源と、スイッチング素子にコンデンサを並列接続しダイオードを逆並列接続したスナバ付きスイッチを２つ逆向きに直列接続したスナバ付き双方向スイッチを３つ有し、該３つのスナバ付き双方向スイッチの３つの端子を３相交流電圧源の各相に接続し、残りの３つの端子を短絡接続して正極端子とした正極選択器と、前記スナバ付き双方向スイッチを３つ有し、該３つのスナバ付き双方向スイッチの３つの端子を前記３相交流電圧源の各相に接続し、残りの３つの端子を短絡接続して負極端子とした負極選択器と、前記第１の相ブリッジの接続端子と前記正極選択器の正極端子の間に接続されたインダクタと、を備え、前記第２の相ブリッジは、前記第１の相ブリッジと並列接続され、前記接続端子が前記負極選択器の負極端子に短絡接続されている。

　さらに、本発明に係る電力変換器において、前記インダクタに代えてトランスを備え、　前記トランスの１次巻線に前記正極選択器の正極端子と前記負極選択器の負極端子が接続され、前記トランスの２次巻線に前記第１の相ブリッジの接続端子と前記第２の相ブリッジの接続端子が接続される。

　さらに、本発明に係る電力変換器において、前前記３相交流電圧源の２相の電圧極性が正の場合は、該２相に接続している前記正極選択器のスナバ付き双方向スイッチを時分割に切り替えてスイッチングし、前記３相交流電圧源の２相の電圧極性が負の場合は、該２相に接続している前記負極選択器のスナバ付き双方向スイッチを時分割に切り替えてスイッチングする。

　また、上記課題を解決するため、本発明に係る電力変換器は、単相交流電圧源と直流電圧源との間で双方向に電力を転送する電力変換器であって、スイッチング素子にコンデンサを並列接続しダイオードを逆並列接続したスナバ付きスイッチを２つ有し、正極端子にダイオードのカソードが接続されたスナバ付きスイッチと、負極端子にダイオードのアノードが接続されたスナバ付きスイッチとを、接続端子を介して同方向に直列接続した第１の相ブリッジ、及び第２の相ブリッジと、前記第１の相ブリッジ及び前記第２の相ブリッジに並列接続された直流電圧源と、スイッチング素子にコンデンサを並列接続しダイオードを逆並列接続したスナバ付きスイッチを２つ逆向きに直列接続したスナバ付き双方向スイッチを２つ有し、該２つのスナバ付き双方向スイッチの２つの端子を単相交流電圧源に接続し、残りの２つの端子を短絡接続して正極端子とした単相正極選択器と、前記スナバ付き双方向スイッチを２つ有し、該２つのスナバ付き双方向スイッチの２つの端子を前記単相交流電圧源に接続し、残りの２つの端子を短絡接続して負極端子とした単相負極選択器と、前記第１の相ブリッジの接続端子と前記単相正極選択器の正極端子の間に接続されたインダクタと、を備え、前記第２の相ブリッジは、前記第１の相ブリッジと並列接続され、前記接続端子が前記単相負極選択器の負極端子に短絡接続されている。

　さらに、本発明に係る電力変換器において、前記インダクタに代えてトランスを備え、前記トランスの１次巻線に前記単相正極選択器の正極端子と前記単相負極選択器の負極端子が接続され、前記トランスの２次巻線に前記第１の相ブリッジの接続端子と前記第２の相ブリッジの接続端子が接続される。

　本発明によれば、直流、３相交流、又は単相交流の１次電圧源と、直流の２次電圧源との間で双方向に電力転送できる電力変換器において、ソフトスイッチングを維持でき、電磁波ノイズやスイッチング損失を大幅に低減することができる。

本発明の実施例１の電力変換器を表した回路図である。本発明の実施例１のブリッジ回路の出力電圧とインダクタを流れる電流との関係を表した図である。本発明の実施例２の電力変換器を表した回路図である。本発明の実施例３の電力変換器を表した回路図である。本発明の実施例２及び実施例３の電力変換器のスイッチ動作を表した図である。本発明の実施例５の電力変換器を表した回路図である。本発明の実施例６の電力変換器を表した回路図である。従来の直流電圧源間の電力変換回路の一例を表した回路図である。図８に示した電力変換回路のブリッジ回路の出力電圧とトランスに流れる電流との関係を表した図である。従来の３相交流電圧源と直流電圧源との間で電力転送を行う電力変換器の一例を表した回路図である。従来の単相交流電圧源と直流電圧源との間で電力転送を行う電力変換器の一例を表した回路図である。３相交流電圧源の各相電圧波形例を示す図である。本発明の実施例２及び実施例３の電力変換器における正極選択器、負極選択器、及びそれらの電位差の電圧波形を表した図である。

　本発明の実施例を表した図１から図７に基づいて、各実施例について以下に詳細に説明する。なお、図中では各スイッチング素子のゲート電圧を制御するゲート駆動回路の図示は省略する。

　図１は、本発明の実施例１の電力変換器を表した回路図である。実施例１の電力変換器は、ブリッジ回路３０と、ブリッジ回路３１と、インダクタ７とを備える。ブリッジ回路３０は、相ブリッジ１と、相ブリッジ１に並列接続された相ブリッジ２と、相ブリッジ１及び相ブリッジ２に並列接続された直流電圧源５とを備える。ブリッジ回路３１は、相ブリッジ３と、相ブリッジ３に並列接続された相ブリッジ４と、相ブリッジ３及び相ブリッジ４に並列接続された直流電圧源６とを備える。各相ブリッジ１，２，３，４は、スイッチング素子にコンデンサを並列接続しダイオードを逆並列接続したスナバ付きスイッチを用い、正極端子にダイオードのカソードが接続されたスナバ付きスイッチと、負極端子にダイオードのアノードが接続されたスナバ付きスイッチとを、接続端子を介して同方向に直列接続した構成となっている。この電力変換器は、直流電圧源５と直流電圧源６との間で電力を双方向に転送する。

　実施例１の電力変換器は、図８に示した従来の電力変換器と比較して、ブリッジ回路３０とブリッジ回路３１との接続を、外付インダクタ１１、１２及びトランス８の代わりに、インダクタ７を介して接続している点が相違する。実施例１の電力変換器では、相ブリッジ３の接続端子及び相ブリッジ１の接続端子はインダクタ７を介して接続され、相ブリッジ４の接続端子及び前記相ブリッジ２の接続端子は短絡接続される。

　図２は、図１に示す電力変換器の動作波形を示す図である。１次電圧Ｖ_１は相ブリッジ２の接続端子からみた相ブリッジ１の接続端子の電圧であり、２次電圧Ｖ_２は相ブリッジ４の接続端子からみた相ブリッジ３の接続端子の電圧である。図１に示す動作波形は、図９に示した従来の電力変換器の動作波形と比較して、半周期毎に電圧Ｖ_１及びＶ_２に零電圧期間が存在し、電圧Ｖ_２の波形は電圧Ｖ_１の波形より位相が（１８０度－制御角δ）だけ遅れている点が相違する。制御角δは伝送電力量で決まり、制御にて与えられる。制御角δが零の場合、電圧Ｖ_１の極性と電圧Ｖ_２の極性が反転する事となる。制御角δが図２のように与えられると、直流電圧源５から直流電圧源６へ電力を転送できる。

　図２に記すγは、電圧Ｖ_１又はＶ_２が直流電圧源５，６の電圧又は反転電圧を出力している位相期間である。また制御角δは、電圧Ｖ_２が直流電圧源６の反転電圧－Ｅ_２から零電圧に切替る位相から、電圧Ｖ_１が直流電圧源５の電圧Ｅ_１から零電圧に切替る位相までの期間としている。図２の電圧Ｖ_１及びＶ_２が切替る時刻ｔ_１～ｔ_８における各電流Ｉ_１～Ｉ_４の大きさは、式（２）～（５）で表される。また伝送電力Ｐは、電圧Ｖ_１、Ｖ_２及び電流Ｉが図２のときに、電圧Ｖ_１の波形と電流Ｉの波形から式（６）が導き出せる。

　ここで、角周波数ω＝２πｆでありｆはスイッチング周波数、Ｌはインダクタ７のインダクタンスである。式（６）より伝送電力Ｐは制御角δを使って制御できることが分かるので、制御角δは伝送電力Ｐの制御角として使用することができる。例えば、直流電圧源６がコンデンサであって、その電圧Ｅ_２を制御する場合、Ｅ_２の指令値と検出してきたＥ_２の電圧との偏差をＰＩ制御してその出力を制御角δとして伝送電力量を制御し、Ｅ_２をＥ_２の指令値と一致させる。

　実施例１の電力変換器は従来の電力変換器の外付インダクタ１１，１２とトランス８の漏れインダクタがインダクタ７に変更されているものの、零電圧スイッチングによりターンオフ、ターンオンするときのスイッチング動作と電流の動きは、従来技術と同様であるため説明を省くが、零電圧スイッチングをするには従来と同様、電流Ｉの極性と絶対値の大きさが条件となる。例えば、電圧Ｖ_１が零電圧からＥ_１へ切替る時刻ｔ_１での零電圧スイッチングを行う条件は、電流Ｉの極性が負であり、電流Ｉの絶対値が所定値Ｉ_ｍｉｎ以上であることである。ここで所定値Ｉ_ｍｉｎは、デッドタイム期間中にスナバコンデンサ充放電に必要な最小電流である。

　時刻ｔ_１からｔ_８のそれぞれにおいて零電圧でスイッチングする条件は、電流Ｉ_１～Ｉ_４の絶対値が所定値Ｉ_ｍｉｎ以上で、図２のように時刻ｔ_１，ｔ_６，ｔ_７，ｔ_８の電流極性が負で、時刻ｔ_２，ｔ_３，ｔ_４，ｔ_５での電流極性が正であることとなる。電流Ｉ_１～Ｉ_４が所定値Ｉ_ｍｉｎ以上になるようにするには、図２からＩ_３，Ｉ_４>｜Ｉ_１｜，｜Ｉ_２｜なので｜Ｉ_１｜，｜Ｉ_２｜＞Ｉ_ｍｉｎとすればよい。ソフトスイッチングするための条件は、式（２）、式（３）から式（７）のようになる。式（７）を変形すると、γは式（８）で求められる。ここで、βは式（９）で表され、Ｇは式（１０）で表される。

　式（７）、式（８）及び式（１０）中のｍａｘ（Ｅ_１、Ｅ_２）は、Ｅ_１とＥ_２のうち大きいほうを選択することを意味する。γは前述したように、直流電圧源５の電圧Ｅ_１又はその反転電圧－Ｅ_１がＶ_１に出力されている位相期間であり、直流電圧源６の電圧Ｅ_２又はその反転電圧－Ｅ_２がＶ_２に出力されている位相期間でもある。式（８）は式（９）と式（１０）に分解され、式（１０）のＧは１～２の値をとる。式（９）のゼロ以上の値であるβ（本明細書において、調整角という）の値は大きく変動しないものなので予め求められる一定値とすると、位相期間γは調整角βを切片にもち、制御角δに比例する一次関数となり容易に求めることができる。

　このように、調整角βと制御角δによって位相期間γを求めることができる。そのため、ゲート駆動回路により、電圧Ｖ_１が図２に示すような波形になるようスイッチングすれば、時刻ｔ_１からｔ_８までの全てのスイッチングポイントにおいて絶対値が所定値Ｉ_ｍｉｎ以上の電流Ｉを流すことができ、零電圧スイッチングによるソフトスイッチングが可能となる。

　次に、図２に示す電圧Ｖ_１，Ｖ_２の波形を作る例を説明する。全てのスナバ付きスイッチは同じ周波数でスイッチングを行い、スナバ付きスイッチ２２，２４，２６，２８はそれぞれスナバ付きスイッチ２１，２３，２５，２７のデッドタイムを介した反転動作でスイッチングを行う。相ブリッジ１及び相ブリッジ２をデューティー比５０％でスイッチングし、スナバ付きスイッチ２１がオンした後、位相期間（π－γ）後にスナバ付きスイッチ２４をオンすることで、電圧Ｖ_１の波形は図２に示すようになる。同様に、相ブリッジ３及び相ブリッジ４をデューティー比５０％でスイッチングし、スナバ付きスイッチ２５がオンした後、位相期間（π－γ）後にスナバ付きスイッチ２８をオンすることで、電圧Ｖ_２の波形は図２に示すようになる。さらに、電圧Ｖ_１及びＶ_２の位相を図２に示すような位相差にするには、スナバ付きスイッチ２５がオンした後、制御角δの位相期間後にスナバ付きスイッチ２１がオフするタイミングでブリッジ回路３０のスナバ付きスイッチを動作させればよい。

　式（６）は伝送電力を求める式であるが、従来技術の伝送電力を求める式（１）と同様、式（６）においても伝送電力ＰはＥ_１，Ｅ_２の積に比例し、角周波数ωに反比例する。最大伝送電力Ｐ_ｍ時のＥ_１，Ｅ_２をそれぞれＥ_１ｍ，Ｅ_２ｍとし、ω_ｍをそのときの角周波数とすると、Ｅ_１ｍ，Ｅ_２ｍから電圧が低下した、あるＥ_１，Ｅ_２の時の最大出力は式（１１）のようになる。

　式（１１）よりωが固定（ω＝ω_ｍ）の場合、あるＥ_１，Ｅ_２での最大出力Ｐは最大伝送電力Ｐ_ｍよりも大きく低下することが分かる。この低下を少なくするには、式（１１）からＥ_１、Ｅ_２の低下に応じてωを小さくすればよい。しかし、そうすると式（２）～（５）で分かるようにインダクタを流れる電流（つまり電流Ｉ）が上昇してしまい、設計時の電流最大値を越してしまう恐れがある。そのため、インダクタ電流（電流Ｉ）の最大値を制限した状態で、大きな出力を得るためのωを求める。簡単化のため位相期間γを求めるための式（９）のβを０、式（１０）のＧを２とし、とり得るあらゆる制御角δの範囲で式（２）～（５）より電流Ｉの最大値を求める。Ｅ_１＜２Ｅ_２、又はＥ_２＜２Ｅ_１の範囲（条件１）では、電流Ｉの最大値Ｉ_Ｐｍは式（１２）となる。Ｅ_１＞２Ｅ_２の範囲（条件２）では、電流Ｉの最大値Ｉ_Ｐｍは式（１３）となる。Ｅ_２＞２Ｅ_１の範囲（条件３）では、電流Ｉの最大値Ｉ_Ｐｍは式（１４）となる。

　式（１２）で求まる電流Ｉの最大値Ｉ_Ｐｍをインダクタ電流最大値とし、式（１２）の時のＥ_１，Ｅ_２，ωをそれぞれＥ_１ｍ，Ｅ_２ｍ，ω_ｍとおくと、あるＥ_１，Ｅ_２で電流Ｉがインダクタ電流最大値と一致するときのωは式（１５）で表される。同様に条件２で求めた式（１３）のインダクタ電流最大値が式（１２）から求まるインダクタ電流最大値と一致するときのωは式（１６）で表される。条件３で求めた式（１４）のインダクタ電流最大値が式（１２）から求まるインダクタ電流最大値と一致するときのωは式（１７）で表される。式（１５）～（１７）はＥ_１，Ｅ_２の条件によってそれぞれ求められていたので、式（１５）～（１７）を統合した式が式（１８）になる。

　式（１８）の分子は（Ｅ_１＋Ｅ_２），（３Ｅ_１／２），（３Ｅ_２／２）から一番大きいものを選択するという意味である。つまり、スイッチング周波数を直流電圧源５と直流電圧源６の大きさの関係に応じて変化させることで、電流Ｉをインダクタ電流最大値に制限した状態で出力を最大とすることができる。また、この時の最大出力は、式（１９）で表される。

　このように、実施例１の電力変換器によれば、直流の１次電圧源と直流の２次電圧源との間で双方向に電力転送できる電力変換器において、伝送電力が小さくインダクタを流れる電流が小さい場合でも、零電圧スイッチングによるソフトスイッチングが可能なまま双方向の電力伝送ができ、電磁波ノイズやスイッチング損失を大幅に低減することができる。

　また、図８に示した従来の電力変換器では、直流電圧源５と直流電圧源６間との伝送電力は式（１）より直流電圧源５，６の電圧Ｅ_１，Ｅ_２に比例するため、ωが一定ならば、Ｅ_１，Ｅ_２が小さくなると伝送電力が小さくなってしまう。しかし、実施例１の電力変換器では、角周波数ωを直流電圧源５，６の電圧Ｅ_１，Ｅ_２に応じて変化させるため、直流電圧源の電圧が変化したとしても伝送電力を所定範囲内で維持することができる。このとき、角周波数ωを式（１８）を満たす値とすれば、インダクタ電流（電流Ｉ）の最大値を制限した状態で、伝送電力を大きくすることができる。

　以上、実施例１は図１の回路構成にて説明を行ってきたが、図８の回路構成でも同様に上記のことが実現できる。その場合のＬの値は外付インダクタ１１，１２のインダクタンスとトランス８の漏れインダクタンスとの和となる。ソフトスイッチングを維持できるため高周波数用の小型のトランスを適用でき、体積や重量を大きくすることなく直流電圧源５と直流電圧源６を絶縁することができる。

　図３は、本発明の実施例２の電力変換器を表した回路図である。実施例２の電力変換器は、図１に示した実施例１の電力変換器と比較して、図１のブリッジ回路３０の代わりに、３相交流電圧源８０、正極選択器９、及び負極選択器１０を備える点が相違する。この電力変換器は、３相交流電圧源及び直流電圧源の間で双方向に電力を転送する。

　正極選択器９は、３つのスナバ付き双方向スイッチ６１，６２，６３で構成される。スナバ付き双方向スイッチとは、図３に示すように、２つのスナバ付きスイッチを逆向きに直列接続したものである。スナバ付き双方向スイッチ６１，６２，６３の端子は、それぞれ３相交流電圧源８０のＵ相端子、Ｖ相端子、及びＷ相端子に接続される。また、スナバ付き双方向スイッチ６１，６２，６３の３相交流電圧源８０と接続されていない端子は、短絡接続して正極選択器９の正極端子とする。

　スナバ付き双方向スイッチ６１，６２，６３のうち、スナバ付きスイッチのダイオードのカソードが３相交流電圧源８０側に向いているスナバ付きスイッチをそれぞれＱ_ＵＰ、Ｑ_ＶＰ、Ｑ_ＷＰと称し、スナバ付きスイッチのダイオードのカソードが正極端子側に向いているスナバ付きスイッチをそれぞれＱ_ＰＵ，Ｑ_ＰＶ，Ｑ_ＰＷと称する。正極選択器９は、スナバ付き双方向スイッチ６１，６２，６３の１つだけをオンさせることで３相交流電圧源８０の３つの相電圧の中から１つを選択して正極端子に接続することができる。

　同様に負極選択器１０は、３つのスナバ付き双方向スイッチ７１，７２，７３で構成される。スナバ付き双方向スイッチ７１，７２，７３の端子は、それぞれ３相交流電圧源８０のＵ相端子、Ｖ相端子、及びＷ相端子に接続される。また、スナバ付き双方向スイッチ７１，７２，７３の３相交流電圧源８０と接続されていない端子は、短絡接続して負極選択器１０の負極端子とする。

　スナバ付き双方向スイッチ７１，７２，７３のうち、スナバ付きスイッチのダイオードのカソードが３相交流電圧源８０側に向いているスナバ付きスイッチをそれぞれＱ_ＵＮ，Ｑ_ＶＮ，Ｑ_ＷＮと称し、スナバ付きスイッチのダイオードのカソードが負極端子側に向いているスナバ付きスイッチをそれぞれＱ_ＮＵ，Ｑ_ＮＶ，Ｑ_ＮＷと称する。負極選択器１０は、スナバ付き双方向スイッチ７１，７２，７３の１つだけをオンさせることで３相交流電圧源８０の３つの相電圧の中から１つを選択して負極端子に接続することができる。正極選択器９の正極端子はインダクタ７を介して相ブリッジ３の接続点に接続され、負極選択器１０の負極端子と相ブリッジ４の接続点は短絡接続される。

　図１２は、３相交流電圧源８０から出力される各相電圧波形を表しており、電圧位相が０～３０度の範囲を領域Ｒ_１とし、電圧位相が３０～６０度の範囲を領域Ｒ_２とし、電圧位相が６０～９０度の範囲を領域Ｒ_３としている。

　領域Ｒ_１では、Ｕ相電圧が唯一正の値であり、Ｖ相とＷ相の電圧が負の値である。領域Ｒ_１において、図３のＶ_１方向に電圧を出力しようとすると、スナバ付き双方向スイッチ６１の２つのスナバ付きスイッチＱ_ＵＰ，Ｑ_ＰＵをオンし、スナバ付き双方向スイッチ７２か７３のどちらかの２つのスナバ付きスイッチ（Ｑ_ＶＮとＱ_ＮＶの２つか、Ｑ_ＷＮとＱ_ＮＷの２つのどちらか）をオンして、残りのスナバ付き双方向スイッチは全てオフにする。また、Ｖ_１とは逆方向の電圧を出力させるには、スナバ付き双方向スイッチ６２か６３のどちらかの２つのスナバ付きスイッチ（Ｑ_ＶＰとＱ_ＰＶの２つか、Ｑ_ＷＰとＱ_ＰＷの２つのどちらか）をオンし、スナバ付き双方向スイッチ７１の２つのスナバ付きスイッチＱ_ＵＮ，Ｑ_ＮＵをオンして、残りのスナバ付き双方向スイッチは全てオフにする。つまり、Ｖ_１の電圧の極性を変えるのに、正極選択器９内又は負極選択器１０内のオン動作をするスナバ付き双方向スイッチを切替え、転流することが必要となる。

　図５は、図１２の電圧位相の領域と電流Ｉの極性、３相交流電圧源８０の各出力相に接続されている正極選択器９内のスナバ付き双方向スイッチの状態で、図３の正極選択器９内のスナバ付きスイッチＱ_ＵＰからＱ_ＰＷまでの各スナバ付きスイッチの状態（上段）と各スナバ付きスイッチに並列接続されているコンデンサの電圧（下段）を示している。スイッチ状態とコンデンサ電圧は変化したときのみ記入してあり、変化なしのときは「｜」で表している。コンデンサの電圧は、Ｕ－Ｖ相間電圧をＶ_ａとし、Ｖ－Ｗ相間電圧をＶ_ｂとしている（図１２の電圧位相領域Ｒ_１と領域Ｒ_２を参照）。以下、図５に基づいて、正極選択器９内の２つのスナバ付き双方向スイッチを切替えて転流させる動作を説明する。

　正極選択器９内のスナバ付き双方向スイッチ６３からスナバ付き双方向スイッチ６１へ転流する流れについて説明する。状態（１）Ｗ相－ＯＮでは、スナバ付き双方向スイッチ６３のスナバ付きスイッチＱ_ＷＰ，Ｑ_ＰＷが共にオンの状態で、スナバ付き双方向スイッチ６１のスナバ付きスイッチＱ_ＵＰ，Ｑ_ＰＵと、スナバ付き双方向スイッチ６２のスナバ付きスイッチＱ_ＶＰ，Ｑ_ＰＶはオフ状態である。スナバ付き双方向スイッチ６３がオンしているので、スナバ付きスイッチＱ_ＵＰにはＶ_ａ＋Ｖ_ｂの電圧、スナバ付きスイッチＱ_ＶＰにはＶ_ｂの電圧がかかっている。図５の状態（１）Ｗ相－ＯＮから状態（２）Ｕ相－ＯＮに移るには、電流Ｉの極性が負のときに、まずスナバ付きスイッチＱ_ＰＵがターンオンする。スナバ付きスイッチＱ_ＰＵのコンデンサには電荷が溜まっていない状態でのターンオンのため、零電圧スイッチングとなる。

　次に、スナバ付きスイッチＱ_ＰＷをターンオフさせると、スナバ付きスイッチＱ_ＰＷのコンデンサに徐々に電荷が溜まる零電圧スイッチングとなる。この間、電流がスナバ付きスイッチＱ_ＰＵを流れスナバ付きスイッチＱ_ＵＰのコンデンサを放電して零電圧になると、スナバ付きスイッチＱ_ＵＰのダイオードが導通する。また、同時に電流Ｉの極性が負であるため、スナバ付きスイッチＱ_ＰＶのコンデンサが充電されつつＱ_ＶＰのコンデンサにかかっていたＶ_ｂの電圧が放電される。スナバ付きスイッチＱ_ＵＰのダイオードが導通すると、スナバ付き双方向スイッチ６２にはＶ_ａの電圧、スナバ付き双方向スイッチ６３にはＶ_ａ＋Ｖ_ｂの電圧がかかる。Ｖ_ｂよりＶ_ａの電圧のほうが大きいので、スナバ付きスイッチＱ_ＶＰのコンデンサが零電圧まで放電した後、スナバ付きスイッチＱ_ＶＰのダイオードが導通して、スナバ付きスイッチＱ_ＰＶのコンデンサがＶ_ａの電圧まで充電される。また、スナバ付きスイッチＱ_ＰＷのコンデンサはＶ_ａ＋Ｖ_ｂの電圧まで充電される。

　スナバ付きスイッチＱ_ＵＰのダイオードが導通した後、スナバ付きスイッチＱ_ＵＰがターンオンする。電流はダイオードを流れているため、零電流、零電圧でスイッチングできる。この後、スナバ付きスイッチＱ_ＷＰをターンオフさせると、スナバ付き双方向スイッチ６３からスナバ付き双方向スイッチ６１への転流が完了する。スナバ付きスイッチＱ_ＷＰには電流も流れておらず、スナバ付きスイッチＱ_ＷＰのコンデンサも零電圧状態なので、ターンオフさせてもスイッチング損失は発生しない。

　上述とは逆に、スナバ付き双方向スイッチ６１からスナバ付き双方向スイッチ６３へ転流する場合（図５の状態（２）Ｕ相－ＯＮから状態（３）Ｗ相－ＯＮへの転流）は、スナバ付き双方向スイッチ６１のスナバ付きスイッチＱ_ＵＰ，Ｑ_ＰＵが共にオンの状態で、スナバ付き双方向スイッチ６３のスナバ付きスイッチＱ_ＷＰ，Ｑ_ＰＷ、スナバ付き双方向スイッチ６２のスナバ付きスイッチＱ_ＶＰ，Ｑ_ＰＶはオフ状態である。このとき、スナバ付きスイッチＱ_ＰＶにＶ_ａの電圧がかかっており、スナバ付きスイッチＱ_ＰＷにはＶ_ａ＋Ｖ_ｂの電圧がかかっている。電流Ｉの極性が正のときに、まずスナバ付きスイッチＱ_ＷＰがターンオンする。スナバ付きスイッチＱ_ＷＰには電流は流れておらず、スナバ付きスイッチＱ_ＷＰのコンデンサも零電圧状態なので、ターンオンさせてもスイッチング損失は発生しない。

　次に、スナバ付きスイッチＱ_ＵＰをターンオフさせると、スナバ付きスイッチＱ_ＵＰのコンデンサに徐々に電荷が溜まる零電圧スイッチングとなる。この間、電流がスナバ付きスイッチＱ_ＷＰを流れスナバ付きスイッチＱ_ＰＷのコンデンサを放電して零電圧になると、スナバ付きスイッチＱ_ＰＷのダイオードが導通する。また、電流Ｉの極性が正であるため、スナバ付きスイッチＱ_ＰＶのコンデンサに蓄えられていたＶ_ａの電圧が放電されつつ、スナバ付きスイッチＱ_ＶＰのコンデンサは充電される。スナバ付きスイッチＱ_ＰＷのダイオードが導通すると、スナバ付き双方向スイッチ６２にはＶ_ｂの電圧、スナバ付き双方向スイッチ６１にはＶ_ａ＋Ｖ_ｂの電圧がかかる。スナバ付きスイッチＱ_ＶＰのコンデンサ電圧をＸとすると、Ｑ_ＰＶのコンデンサ電圧はＶ_ａ－Ｘまで放電され、スナバ付きスイッチＱ_ＶＰのコンデンサ電圧とスナバ付きスイッチＱ_ＰＶのコンデンサ電圧の和がＶ_ｂの電圧となるので、Ｘ－（Ｖ_ａ－Ｘ）＝Ｖ_ｂの式が成り立つ。よって、スナバ付きスイッチＱ_ＶＰのコンデンサはＸ＝（Ｖ_ａ＋Ｖ_ｂ）／２の電圧まで充電され、スナバ付きスイッチＱ_ＰＶのコンデンサは（Ｖ_ａ－Ｖ_ｂ）／２の電圧まで放電される。また、スナバ付きスイッチＱ_ＵＰのコンデンサはＶ_ａ＋Ｖ_ｂの電圧まで充電される。

　スナバ付きスイッチＱ_ＰＷのダイオードが導通した後、スナバ付きスイッチＱ_ＰＷがターンオンする。電流はダイオードを流れているため、零電流、零電圧でスイッチングできる。この後、スナバ付きスイッチＱ_ＰＵをターンオフさせると、スナバ付き双方向スイッチ６１からスナバ付き双方向スイッチ６３への転流が完了する。スナバ付きスイッチＱ_ＰＵには電流も流れておらず、スナバ付きスイッチＱ_ＰＵのコンデンサも零電圧状態なので、ターンオフさせてもスイッチング損失は発生しない。

　スナバ付き双方向スイッチ６１からスナバ付き双方向スイッチ６２へ転流（状態（２）Ｕ相－ＯＮから状態（４）Ｖ相－ＯＮへの転流）する場合は、状態（２）Ｕ相－ＯＮの状態から始まるのでスナバ付き双方向スイッチ６１のスナバ付きスイッチＱ_ＵＰ，Ｑ_ＰＵが共にオンの状態で、スナバ付き双方向スイッチ６２のスナバ付きスイッチＱ_ＶＰ，Ｑ_ＰＶと、スナバ付き双方向スイッチ６３のスナバ付きスイッチＱ_ＷＰ，Ｑ_ＰＷはオフ状態である。このとき、スナバ付きスイッチＱ_ＰＶにはＶ_ａの電圧がかかっており、スナバ付きスイッチＱ_ＰＷにはＶ_ａ＋Ｖ_ｂの電圧がかかっている。電流Ｉの極性が正のときに、まずスナバ付きスイッチＱ_ＶＰがターンオンする。スナバ付きスイッチＱ_ＶＰには電流が流れておらず、スナバ付きスイッチＱ_ＶＰのコンデンサも零電圧状態なので、ターンオンさせてもスイッチング損失は発生しない。

　次に、Ｑ_ＵＰをターンオフさせると、スナバ付きスイッチＱ_ＵＰのコンデンサに徐々に電荷が溜まる零電圧スイッチングとなる。この間、電流がスナバ付きスイッチＱ_ＶＰを流れ、スナバ付きスイッチＱ_ＰＶのコンデンサを放電して零電圧になると、スナバ付きスイッチＱ_ＰＶのダイオードが導通する。また、電流Ｉの極性が正であるため、スナバ付きスイッチＱ_ＰＷのコンデンサに蓄えられていたＶ_ａ＋Ｖ_ｂの電圧が放電されつつスナバ付きスイッチＱ_ＷＰのコンデンサは充電される。スナバ付きスイッチＱ_ＰＶのダイオードが導通すると、スナバ付き双方向スイッチ６３にはＶ_ｂの電圧、スナバ付き双方向スイッチ６１にはＶ_ａの電圧がかかる。スナバ付きスイッチＱ_ＷＰのコンデンサ電圧をＸとすると、スナバ付きスイッチＱ_ＰＷのコンデンサ電圧はＶ_ａ＋Ｖ_ｂ－Ｘまで放電され、スナバ付きスイッチＱ_ＷＰのコンデンサ電圧とＱ_ＰＷのコンデンサ電圧の和がＶ_ｂの電圧となる。よって、Ｘ－（Ｖ_ａ＋Ｖ_ｂ－Ｘ）＝－Ｖ_ｂの式が成り立ち、スナバ付きスイッチＱ_ＷＰのコンデンサはＸ＝Ｖ_ａ／２の電圧まで充電され、スナバ付きスイッチＱ_ＰＷのコンデンサはＶ_ａ／２＋Ｖ_ｂの電圧まで放電される。また、スナバ付きスイッチＱ_ＵＰのコンデンサはＶ_ａの電圧まで充電される。

　スナバ付きスイッチＱ_ＰＶのダイオードが導通した後、スナバ付きスイッチＱ_ＰＶがターンオンする。電流はダイオードを流れているため、零電流、零電圧でスイッチングできる。この後、スナバ付きスイッチＱ_ＰＵをターンオフさせると、スナバ付き双方向スイッチ６１からスナバ付き双方向スイッチ６２への転流が完了する。スナバ付きスイッチＱ_ＰＵには電流も流れておらず、スナバ付きスイッチＱ_ＰＵのコンデンサも零電圧状態なので、ターンオフさせてもスイッチング損失は発生しない。

　この後、スナバ付き双方向スイッチ６２からスナバ付き双方向スイッチ６１へ転流（状態（４）Ｖ相－ＯＮから状態（５）Ｕ相－ＯＮへの転流）する場合は、状態（４）Ｖ相－ＯＮの状態から始まるのでスナバ付き双方向スイッチ６２のスナバ付きスイッチＱ_ＶＰ，Ｑ_ＰＶが共にオンの状態で、スナバ付き双方向スイッチ６１のスナバ付きスイッチＱ_ＵＰ，Ｑ_ＰＵと、スナバ付き双方向スイッチ６３のスナバ付きスイッチＱ_ＷＰ，Ｑ_ＰＷはオフ状態である。このとき、スナバ付きスイッチＱ_ＵＰにはＶ_ａの電圧がかかっており、スナバ付きスイッチＱ_ＷＰのコンデンサはＶ_ａ／２の電圧、スナバ付きスイッチＱ_ＰＷのコンデンサはＶ_ａ／２＋Ｖ_ｂの電圧がかかっている。電流Ｉの極性が負のときに、まずスナバ付きスイッチＱ_ＰＵをターンオンする。スナバ付きスイッチＱ_ＰＵには電流が流れておらず、スナバ付きスイッチＱ_ＰＵのコンデンサも零電圧状態なので、ターンオンさせてもスイッチング損失は発生しない。

　次に、スナバ付きスイッチＱ_ＰＶをターンオフさせると、スナバ付きスイッチＱ_ＰＶのコンデンサに徐々に電荷が溜まる零電圧スイッチングとなる。この間、電流がスナバ付きスイッチＱ_ＰＵを流れ、スナバ付きスイッチＱ_ＵＰのコンデンサを放電して零電圧になると、スナバ付きスイッチＱ_ＵＰのダイオードが導通する。また、電流Ｉの極性が負であるため、スナバ付きスイッチＱ_ＷＰのコンデンサに蓄えられていたＶ_ａ／２の電圧が放電されつつ、スナバ付きスイッチＱ_ＰＷのコンデンサに蓄えられていたＶ_ａ／２＋Ｖ_ｂの電圧はさらに充電される。スナバ付きスイッチＱ_ＵＰのダイオードが導通すると、スナバ付き双方向スイッチ６３にはＶ_ａ＋Ｖ_ｂの電圧、スナバ付き双方向スイッチ６２にはＶ_ａの電圧がかかる。スナバ付きスイッチＱ_ＷＰのコンデンサ電圧をＶ_ａ／２－Ｘとすると、Ｑ_ＰＷのコンデンサ電圧はＶ_ａ／２＋Ｖ_ｂ＋Ｘまで充電され、Ｑ_ＷＰのコンデンサ電圧とＱ_ＰＷのコンデンサ電圧の和がＶ_ａ＋Ｖ_ｂの電圧となる。よって、（Ｖ_ａ／２－Ｘ）－（Ｖ_ａ／２＋Ｖ_ｂ＋Ｘ）＝－（Ｖ_ａ＋Ｖ_ｂ）の式が成り立ち、Ｘ＝Ｖ_ａ／２となるので、スナバ付きスイッチＱ_ＷＰのコンデンサは零電圧となり、スナバ付きスイッチＱ_ＰＷのコンデンサ電圧はＶ_ａ＋Ｖ_ｂの電圧まで充電される。また、スナバ付きスイッチＱ_ＰＶのコンデンサはＶ_ａの電圧まで充電される。

　スナバ付きスイッチＱ_ＵＰのダイオードが導通した後、スナバ付きスイッチＱ_ＵＰがターンオンする。電流はダイオードを流れているため、零電流、零電圧でスイッチングできる。この後、スナバ付きスイッチＱ_ＶＰをターンオフさせると、スナバ付き双方向スイッチ６２からスナバ付き双方向スイッチ６１への転流が完了する。スナバ付きスイッチＱ_ＶＰには電流も流れておらず、スナバ付きスイッチＱ_ＶＰのコンデンサも零電圧状態なので、ターンオフさせてもスイッチング損失は発生しない。

　図１２の領域Ｒ_２では、Ｗ相電圧が唯一負の値であり、Ｕ相とＶ相の電圧が正の値である。領域Ｒ_１と同様、図３のＶ_１方向とＶ_１とは逆方向の電圧を出力させようとすると、正極選択器９内又は負極選択器１０内のオン動作をするスナバ付き双方向スイッチを切替え、転流することが必要となる。このときの転流動作においても、上述した領域Ｒ_１と同様な動作でソフトスイッチング可能である。

　図１２の領域Ｒ_１から領域Ｒ_２に移ったときのスナバ付き双方向スイッチの転流動作も、領域Ｒ_１と同様な動作でソフトスイッチング可能である。例えば、図１２の領域Ｒ_１にてスナバ付き双方向スイッチ６３がオンしている状態から領域Ｒ_２に入り、ここでスナバ付き双方向スイッチ６３からスナバ付き双方向スイッチ６２へ転流（状態（３）Ｗ相－ＯＮから状態（６）Ｖ相－ＯＮ）する場合、状態（３）Ｗ相－ＯＮの状態から始まるので、スナバ付き双方向スイッチ６３のスナバ付きスイッチＱ_ＷＰ，Ｑ_ＰＷが共にオンの状態で、スナバ付き双方向スイッチ６１のスナバ付きスイッチＱ_ＵＰ，Ｑ_ＰＵ、スナバ付き双方向スイッチ６２のスナバ付きスイッチＱ_ＶＰ，Ｑ_ＰＶはオフ状態である。このときスナバ付きスイッチＱ_ＵＰにはＶ_ａ＋Ｖ_ｂの電圧がかかっており、スナバ付きスイッチＱ_ＶＰのコンデンサは（Ｖ_ａ＋Ｖ_ｂ）／２の電圧、Ｑ_ＰＶのコンデンサは（Ｖ_ａ－Ｖ_ｂ）／２の電圧がかかっている。電流Ｉの極性が負のときに、まずスナバ付きスイッチＱ_ＰＶがターンオンする。スナバ付きスイッチＱ_ＰＶのコンデンサには（Ｖ_ａ－Ｖ_ｂ）／２の電圧がかかっているが、電源電圧位相が領域Ｒ_１と領域Ｒ_２の境界付近で有ればＶ_ａ＝Ｖ_ｂなので、コンデンサ電圧は非常に小さい状態でのターンオンとなり、零電圧スイッチングができる。

　次に、スナバ付きスイッチＱ_ＰＷをターンオフさせると、スナバ付きスイッチＱ_ＰＷのコンデンサに徐々に電荷が溜まる零電圧スイッチングとなる。この間、電流がスナバ付きスイッチＱ_ＰＶを流れスナバ付きスイッチＱ_ＶＰのコンデンサを放電して零電圧になると、スナバ付きスイッチＱ_ＶＰのダイオードが導通する。また、電流Ｉの極性が負であるため、スナバ付きスイッチＱ_ＵＰのコンデンサに蓄えられていたＶ_ａ＋Ｖ_ｂの電圧が放電されつつ、スナバ付きスイッチＱ_ＰＵのコンデンサは充電される。スナバ付きスイッチＱ_ＶＰのダイオードが導通すると、スナバ付き双方向スイッチ６１にはＶ_ａの電圧、スナバ付き双方向スイッチ６３にはＶ_ｂの電圧がかかる。スナバ付きスイッチＱ_ＰＵのコンデンサ電圧をＸとすると、スナバ付きスイッチＱ_ＵＰのコンデンサ電圧はＶ_ａ＋Ｖ_ｂ－Ｘまで放電され、スナバ付きスイッチＱ_ＵＰのコンデンサ電圧とスナバ付きスイッチＱ_ＰＵのコンデンサ電圧の和がＶ_ａの電圧となる。そのため、（Ｖ_ａ＋Ｖ_ｂ－Ｘ）－Ｘ＝Ｖ_ａの式が成り立ち、スナバ付きスイッチＱ_ＰＵのコンデンサ電圧はＸ＝Ｖ_ｂ／２の電圧まで充電され、スナバ付きスイッチＱ_ＵＰのコンデンサはＶ_ａ＋Ｖ_ｂ／２の電圧まで放電される。また、スナバ付きスイッチＱ_ＰＷのコンデンサはＶ_ｂの電圧まで充電される。

　スナバ付きスイッチＱ_ＶＰのダイオードが導通した後、スナバ付きスイッチＱ_ＶＰがターンオンする。電流は、ダイオードを流れているため、零電流、零電圧でスイッチングできる。この後、スナバ付きスイッチＱ_ＷＰをターンオフさせると、スナバ付き双方向スイッチ６３からスナバ付き双方向スイッチ６２への転流が完了する。スナバ付きスイッチＱ_ＷＰには電流も流れておらず、スナバ付きスイッチＱ_ＷＰのコンデンサも零電圧状態なので、ターンオフさせてもスイッチング損失は発生しない。

　次に、スナバ付き双方向スイッチ６２からスナバ付き双方向スイッチ６３へ転流（図５の状態（６）Ｖ相－ＯＮから状態（７）Ｗ相－ＯＮへの転流）する場合は、状態（６）Ｖ相－ＯＮの状態から始まるので、スナバ付き双方向スイッチ６２のスナバ付きスイッチＱ_ＶＰ，Ｑ_ＰＶが共にオンの状態で、スナバ付き双方向スイッチ６１のスナバ付きスイッチＱ_ＵＰ，Ｑ_ＰＵと、スナバ付き双方向スイッチ６３のスナバ付きスイッチＱ_ＷＰ，Ｑ_ＰＷはオフ状態である。このとき、スナバ付きスイッチＱ_ＰＷにはＶ_ｂの電圧がかかっており、スナバ付きスイッチＱ_ＵＰのコンデンサは（Ｖ_ａ＋Ｖ_ｂ）／２の電圧、スナバ付きスイッチＱ_ＰＵのコンデンサはＶ_ｂ／２の電圧がかかっている。電流Ｉの極性が正のときに、まずスナバ付きスイッチＱ_ＷＰがターンオンする。スナバ付きスイッチＱ_ＷＰには電流が流れておらず、スナバ付きスイッチＱ_ＷＰのコンデンサも零電圧状態なので、ターンオンさせてもスイッチング損失は発生しない。

　次に、スナバ付きスイッチＱ_ＶＰをターンオフさせると、スナバ付きスイッチＱ_ＶＰのコンデンサに徐々に電荷が溜まる零電圧スイッチングとなる。この間、電流がスナバ付きスイッチＱ_ＷＰを流れスナバ付きスイッチＱ_ＰＷのコンデンサを放電して零電圧になると、スナバ付きスイッチＱ_ＰＷのダイオードが導通する。また、電流Ｉの極性が正であるため、スナバ付きスイッチＱ_ＰＵのコンデンサに蓄えられていたＶ_ｂ／２の電圧が放電されつつ、スナバ付きスイッチＱ_ＵＰのコンデンサに蓄えられていたＶ_ａ＋Ｖ_ｂ／２の電圧はさらに充電される。スナバ付きスイッチＱ_ＰＷのダイオードが導通すると、スナバ付き双方向スイッチ６１にはＶ_ａ＋Ｖ_ｂの電圧、スナバ付き双方向スイッチ６２にはＶ_ｂの電圧がかかる。スナバ付きスイッチＱ_ＰＵのコンデンサ電圧をＶ_ｂ／２－Ｘとすると、スナバ付きスイッチＱ_ＵＰのコンデンサ電圧はＶ_ａ＋Ｖ_ｂ／２＋Ｘまで充電され、スナバ付きスイッチＱ_ＵＰのコンデンサ電圧とスナバ付きスイッチＱ_ＰＵのコンデンサ電圧の和がＶ_ａ＋Ｖ_ｂの電圧となる。そのため、（Ｖ_ａ＋Ｖ_ｂ／２＋Ｘ）－（Ｖ_ｂ／２－Ｘ）＝（Ｖ_ａ＋Ｖ_ｂ）の式が成り立ち、Ｘ＝Ｖ_ｂ／２となるので、スナバ付きスイッチＱ_ＰＵのコンデンサが零電圧となり、スナバ付きスイッチＱ_ＵＰのコンデンサはＶ_ａ＋Ｖ_ｂの電圧まで充電される。また、スナバ付きスイッチＱ_ＶＰのコンデンサはＶ_ｂの電圧まで充電される。

　スナバ付きスイッチＱ_ＰＷのダイオードが導通した後、スナバ付きスイッチＱ_ＰＷがターンオンする。電流は、ダイオードを流れているため、零電流、零電圧でスイッチングできる。この後、スナバ付きスイッチＱ_ＰＶをターンオフさせると、スナバ付き双方向スイッチ６２からスナバ付き双方向スイッチ６への転流が完了する。スナバ付きスイッチＱ_ＰＶには電流も流れておらず、スナバ付きスイッチＱ_ＰＶのコンデンサも零電圧状態なので、ターンオフさせてもスイッチング損失は発生しない。負極選択器１０内のスナバ付き双方向スイッチの転流動作も正極選択器９内のスナバ付き双方向スイッチと同様動作であり、この場合もソフトスイッチングが可能である。

　図１３は、正極選択器９の正極端子の電圧と負極選択器１０の負極端子の電圧、及びそれらの電位差であるＶ_１の電圧の波形例を表しており、Ｖ_Ｕ，Ｖ_Ｖ，Ｖ_Ｗはそれぞれ３相交流電圧源８０のＵ，Ｖ，Ｗ相電圧を意味する。図１３のＥ時点までは、３相交流電圧源８０の正の電圧であるＵ相と負の電圧であるＶ相を切り替えており、Ｅ時点以降は正の電圧であるＵ相と負の電圧であるＷ相を切り替えている。このように、正極選択器９と負極選択器１０は、３相交流電圧源８０の正の電圧の相と負の電圧の相（以下、「正負選択相」と呼び、正負選択相ＵＶと書くとＵ相が正の電圧相として使用されＶ相が負の電圧相として使用されることを意味する）を交互に選択し、しかも正極選択器９の正負選択相と負極選択器１０の正負選択相は同じものとなる。

　図２のＶ_１と同じ３レベルの電圧を出力するための正極選択器９と負極選択器１０の選択動作を、図１３に基づいて説明する。ここでは、電圧位相が図１２の領域Ｒ_１の場合について示す。図１３のＥ時点までは正極選択器９と負極選択器１０の正負選択相は正の電圧のＵ相と負の電圧のＶ相であり、Ｅ時点以降はＵ相とＷ相の正負選択相となっている。図１３のＡ時点では、正極選択器９はＵ相を選択し、負極選択器１０はＶ相を選択して、Ｖ_１は正の出力（Ｖ_Ｕ－Ｖ_Ｖ）になっている。図１３のＢ時点では、正極選択器９と負極選択器１０は同じＶ相を選択してＶ_１は零電圧となる。図１３のＣ時点では、正極選択器９はＶ相を選択し、負極選択器１０はＵ相を選択して、Ｖ_１は負の出力（Ｖ_Ｖ－Ｖ_Ｕ）になっている。

　このように、実施例２の電力変換器によれば、３相交流の１次電圧源と直流の２次電圧源との間で双方向に電力転送できる電力変換器において、ソフトスイッチングを維持でき、電磁波ノイズやスイッチング損失を大幅に低減することができる。

　また、図１０に示した従来の電力変換器では、３相フルブリッジコンバータ８３や昇降圧チョッパ８４のスイッチング素子のスイッチング時点において、必ずしもスイッチング素子の両端電圧が零であったり流れている電流が零であったりしないので、ハードスイッチングとなりスイッチング損失が発生する。スイッチング損失はスイッチング周波数に比例するので、システムの効率を上げるためにスイッチング周波数を高くすることができない。すると、交流リアクトル８２や昇降圧チョッパ８４内のインダクタに流れるリップル電流を抑制するために、交流リアクトル８２や昇降圧チョッパ８４内のインダクタのインダクタンスを大きくする必要があり、従って交流リアクトル８２や昇降圧チョッパ８４内のインダクタの大きさが大きくなってしまう。しかし、実施例２の電力変換器によれば、ソフトスイッチングが可能となるため、スイッチング周波数を上げることができ、インダクタの大きさを小さくすることができる。しかも交流リアクトルが不要になる。

　図４は、本発明の実施例３の電力変換器を表した回路図である。実施例３の電力変換器は、図３に示した実施例２の電力変換器と比較して、図３のインダクタ７の代わりにトランス８を備え、トランス８によって３相交流電圧源８０と直流電圧源６が電気的に絶縁する点が相違する。実施例３の電力変換器の動作原理は、図３に示した実施例２の電力変換器と全く同じであるので、説明を省略する。

　図１０に示した従来の電力変換器では、３相交流電圧源８０と直流電圧源６との電気的絶縁が困難である。電気的絶縁をするために、３相交流電圧源８０と交流リアクトル８２との間にトランスを挿入することが考えられるが、このトランスは３相交流電圧源８０の周波数で一般的には５０Ｈｚ又は６０Ｈｚのような低周波数対応となるので、体積及び重量が大きくなるという問題がある。しかし、実施例３の電力変換器によれば、ソフトスイッチングであるため、高周波数用の小型のトランスを適用でき、体積や重量を大きくすることなく電気的に絶縁することができる。

　実施例４の電力変換器は、実施例２又は実施例３の電力変換器と同じ構成であり、３相交流電圧源８０の２相の電圧極性が正の場合は、該２相に接続している正極選択器９の２つのスナバ付き双方向スイッチを時分割に切り替えてスイッチングし、３相交流電圧源８０の２相の電圧極性が負の場合は、該２相に接続している負極選択器１０の２つのスナバ付き双方向スイッチを時分割に切り替えてスイッチングする。つまり、正極選択器９または負極選択器１０内のオンする１つのスナバ付き双方向スイッチを、極性が同一の別の１つのスナバ付き双方向スイッチに切り替える。

　図１２の電源電圧位相の領域Ｒ_１の場合を例に説明する。正極選択器９と負極選択器１０は、正負選択相ＵＶと正負選択相ＵＷのどちらかをとり得る。従って、正負選択相ＵＶを使っている時間と正負選択相ＵＷを使っている時間との時間的配分を調整することで、Ｖ相の電流とＷ相の電流の所定時間内の平均値を調整することが可能となり、３相交流電圧源８０にフィルタを挿入して平滑された電源電流を力率１の正弦波状とすることが可能となる。この時間的配分は、使用している正負選択相に応じて制御角δを切替しないという条件では、領域Ｒ_１の場合、式（２０）で表される。

　ここで、式（２０）のＴ_Ｌは、電位差の小さい正負選択相（領域Ｒ_１では正負選択相ＵＶ、領域Ｒ_２では正負選択相ＶＷ）を使っている時間であり、Ｔ_Ｈは電位差の大きい正負選択相（領域Ｒ_１と領域Ｒ_２では正負選択相ＵＷ）を使用している時間である。θは、奇数の番号の領域の場合は領域切替ポイントからの位相であり、偶数の番号の領域の場合は３０度から領域切替ポイントからの位相を引いたものである。

　図１０に示した従来技術の３相フルブリッジコンバータ８３は、昇降圧チョッパ８４へ直流電力を伝送しながら３相交流電圧源８０の電源電流を力率１の正弦波状にすることが可能であるが、実施例４の電力変換器においても、３相交流電圧源８０の電源電流を力率１の正弦波状にすることが可能となり、従来の電力変換器の利点を失うことなく補完することができる。

　図６は、本発明の実施例５の電力変換器を表した回路図である。実施例５の電力変換器は、図１に示した実施例１の電力変換器と比較して、図１のブリッジ回路３０の代わりに、単相交流電圧源８１、単相正極選択器１３、及び単相負極選択器１４を備える点が相違する。

　単相正極選択器１３は、スナバ付き双方向スイッチ６１と、スナバ付き双方向スイッチ６２で構成される。スナバ付き双方向スイッチとは、図６のように２つのスナバ付きスイッチが逆向きに直列接続したものである。同様に単相負極選択器１４は、スナバ付き双方向スイッチ７１と、スナバ付き双方向スイッチ７２で構成される。スナバ付き双方向スイッチ６１の端子とスナバ付き双方向スイッチ７１の端子は単相交流電圧源８１の端子に接続され、同様にスナバ付き双方向スイッチ６２の端子とスナバ付き双方向スイッチ７２の端子は単相交流電圧源８１に接続される。

　また、スナバ付き双方向スイッチ６１，６２の反対側の端子は短絡接続され、単相正極選択器１３の正極端子となっている。同様に、スナバ付き双方向スイッチ７１，７２の反対側の端子は短絡され、単相負極選択器１４の負極端子となっている。単相正極選択器１３の正極端子はインダクタ７を介して相ブリッジ３の接続点に接続され、単相負極選択器１４の負極端子と相ブリッジ４の接続点は短絡接続される。

　単相交流電圧源８１のスナバ付き双方向スイッチ６１との接続端子の電位が、単相交流電圧源８１のスナバ付き双方向スイッチ６２との接続端子の電位よりも高い（Ｖ_ｏ＞０）場合には、図６のＶ_１方向に電圧を出力しようとするとスナバ付き双方向スイッチ６１のスナバ付きスイッチＱ_ＸＰ，Ｑ_ＰＸをオンし、スナバ付き双方向スイッチ７２のスナバ付きスイッチスイッチＱ_ＺＮ，Ｑ_ＮＺをオンする。また、Ｖ_１とは逆方向の電圧を出力させるには、スナバ付き双方向スイッチ６２のスナバ付きスイッチＱ_ＺＰ，Ｑ_ＰＺをオンし、スナバ付き双方向スイッチ７１の２つのスナバ付きスイッチＱ_ＸＮ，Ｑ_ＮＸをオンする。スナバ付き双方向スイッチ６１からスナバ付き双方向スイッチ６２への転流やスナバ付き双方向スイッチ７２からスナバ付き双方向スイッチ７１への転流でソフトスイッチングできる理由は、図３のスナバ付き双方向スイッチ６１からスナバ付き双方向スイッチ６３への転流などと同じなので説明は省く。

　図３と同様、図２のＶ_１と同じ３レベルの電圧を出力するように単相正極選択器１３内と単相負極選択器１４内のスナバ付き双方向スイッチを選択してスイッチングする。例えば、単相交流電圧源８１のスナバ付き双方向スイッチ６１との接続端子の電位が、単相交流電圧源８１のスナバ付き双方向スイッチ７２との接続端子の電位よりも高い（Ｖ_ｏ＞０）場合には、単相正極選択器１３はスナバ付き双方向スイッチ６１を選択しオンさせ、負極選択器１０はスナバ付き双方向スイッチ７２を選択しオンさせるとＶ_１は正の出力になる。この状態から単相正極選択器１３はスナバ付き双方向スイッチ６１をオフし、かわりにスナバ付き双方向スイッチ６２を選択してオンすると、単相正極選択器１３と単相負極選択器１４は同じ単相交流電圧源８１の相を選んだことになり、Ｖ_１は零電圧となる。さらに、この状態から単相負極選択器１４はスナバ付き双方向スイッチ７２をオフし、かわりにスナバ付き双方向スイッチ７１を選択してオンすると、Ｖ_１は負の出力となる。つまり、単相正極選択器１３と単相負極選択器１４が交互に同じ単相交流電圧源８１の相を選び、異なるタイミングでスナバ付き双方向スイッチの転流を行えば、Ｖ_１は３レベルの電圧を出力することができる。一方、ブリッジ回路３１は、図１と同じようにスイッチングすればよい。

　図１１に示した従来の電力変換器では、単相交流電圧源８１から直流電圧源６への電力転送はできるが、直流電圧源６から単相交流電圧源８１への電力転送ができなかった。しかし、実施例５の電力変換器によれば、単相交流の１次電圧源と、直流の２次電圧源との間で双方向に電力転送できる電力変換器において、ソフトスイッチングを維持でき、電磁波ノイズやスイッチング損失を大幅に低減することができる。

　図７は、本発明の実施例６の電力変換器を表した回路図である。実施例６の電力変換器は、図６に示した実施例５の電力変換器と比較して、図６のインダクタ７の代りにトランス８を備え、トランス８によって単相交流電圧源８１と直流電圧源６を電気的に絶縁する点が相違する。実施例６の電力変換器の動作原理は、図６に示した実施例５の電力変換器と全く同じであるので、説明を省略する。

　図１１に示した従来の電力変換器では、単相交流電圧源８１と直流電圧源６との電気的絶縁が困難である。電気的絶縁をするために、単相交流電圧源８１と全波整流器９１との間にトランスを挿入することが考えられるが、このトランスは単相交流電圧源８１の周波数で一般的には５０Ｈｚ又は６０Ｈｚのような低周波数対応となるので、体積及び重量が大きくなるという問題がある。しかし、実施例６の電力変換器によれば、ソフトスイッチングであるため、高周波数用の小型のトランスを適用でき、体積や重量を大きくすることなく電気的に絶縁することができる。

　直流電圧間の電力転送は、例えば、電気自動車において、バッテリとモータ駆動や発電機用インバータとの間で行われたり、バッテリと電気２重層コンデンサとの間で行われたりしており、ソフトスイッチングによる高周波数化で、インダクタの小型化を図ることができる。また、バッテリとインバータ間との絶縁を図ることでシステム全体の安全性向上となる。交流電圧と直流電圧間の電力転送は、例えば、風力発電のインバータと系統電圧との間で行われており、ソフトスイッチングによる電磁ノイズ低減や、高周波数化による装置の小型化、及び絶縁によりシステム全体の安全性向上となる。また、図４、図７に示したようにトランスを用いると、非接触給電用途などに適用することができる。

　１，２，３，４　　相ブリッジ
　５，６　直流電圧源
　７　　　インダクタ
　８　　　トランス
　９　　　正極選択器
　１０　　負極選択器
　１１，１２　　外付インダクタ
　１３　　単相正極選択器
　１４　　単相負極選択器
　２１，２２，２３，２４，２５，２６，２７，２８　　スナバ付きスイッチ
　３０，３１　　ブリッジ回路
　６１，６２，６３，７１，７２，７３　　スナバ付き双方向スイッチ
　８０　　３相交流電圧源
　８１　　単相交流電圧源
　８２　　交流リアクトル
　８３　　３相フルブリッジコンバータ
　８４　　昇降圧チョッパ
　８５　　コンデンサ
　９１　　全波整流器
　９２　　ダイオード
　９３　　ソフトスイッチ

Claims

　直流電圧源間で双方向に電力を転送する電力変換器であって、
　スイッチング素子にコンデンサを並列接続しダイオードを逆並列接続したスナバ付きスイッチを２つ有し、正極端子にダイオードのカソードが接続されたスナバ付きスイッチと、負極端子にダイオードのアノードが接続されたスナバ付きスイッチとを、接続端子を介して同方向に直列接続した第１の相ブリッジ、第２の相ブリッジ、第３の相ブリッジ、及び第４の相ブリッジと、
　前記第１の相ブリッジ及び前記第２の相ブリッジに並列接続された第１の直流電圧源と、
　前記第３の相ブリッジ及び前記第４の相ブリッジに並列接続された第２の直流電圧源と、
　前記第１の相ブリッジの接続端子と前記第３の相ブリッジの接続端子の間に接続されたインダクタと、を備え、
　前記第２の相ブリッジは前記第１の相ブリッジと並列接続され、前記第４の相ブリッジは前記第３の相ブリッジと並列接続され、
　前記第４の相ブリッジの接続端子及び前記第２の相ブリッジの接続端子は短絡接続され、
　前記第２の相ブリッジの接続端子からの前記第１の相ブリッジの接続端子の電圧波形である１次電圧波形が、半周期毎に零電圧を介して、位相期間γで前記第１の直流電圧源の電圧と該電圧の反転電圧とを交互に繰り返すように、前記第１の相ブリッジのスナバ付きスイッチ及び前記第２の相ブリッジのスナバ付きスイッチはスイッチングされ、
　前記第４の相ブリッジの接続端子からの前記第３の相ブリッジの接続端子の電圧波形である２次電圧波形が、前記１次電圧波形と同じ周波数で前記１次電圧波形より位相が（１８０度－制御角δ）だけ遅れて、半周期毎に零電圧を介して、前記位相期間γで前記第２の直流電圧源の電圧と該電圧の反転電圧とを交互に繰り返すように、前記第３の相ブリッジのスナバ付きスイッチ及び前記第４の相ブリッジのスナバ付きスイッチはスイッチングされる電力変換器。
　前記位相期間γは、ゼロ以上の値を切片とした前記制御角δの一次関数である、請求項１に記載の電力変換器。
　前記１次電圧波形の角周波数を、前記直流電圧源５の電圧Ｅ_１と前記直流電圧源６の電圧Ｅ_２に応じて変化させる、請求項１に記載の電力変換器。
　前記１次電圧波形の角周波数を、前記第１の直流電圧源の電圧Ｅ_１、前記第２の直流電圧源の電圧Ｅ_２、最大伝送電力Ｐ_ｍ時の前記第１の直流電圧源の電圧Ｅ_１ｍ，最大伝送電力Ｐ_ｍ時の前記第２の直流電圧源６の電圧Ｅ_２ｍ、及び最大伝送電力Ｐ_ｍ時の角周波数ω_ｍを用いて

により算出される値とする、請求項３に記載の電力変換器。
　前記インダクタに代えてトランスを備え、
　前記トランスの１次巻線に前記第１の相ブリッジの接続端子と前記第２の相ブリッジの接続端子が接続され、前記トランスの２次巻線に前記第３の相ブリッジの接続端子と前記第４の相ブリッジの接続端子が接続される、請求項１～４のいずれか一項に記載の電力変換器。
　３相交流電圧源と直流電圧源との間で双方向に電力を転送する電力変換器であって、
　スイッチング素子にコンデンサを並列接続しダイオードを逆並列接続したスナバ付きスイッチを２つ有し、正極端子にダイオードのカソードが接続されたスナバ付きスイッチと、負極端子にダイオードのアノードが接続されたスナバ付きスイッチとを、接続端子を介して同方向に直列接続した第１の相ブリッジ、及び第２の相ブリッジと、
　前記第１の相ブリッジ及び前記第２の相ブリッジに並列接続された直流電圧源と、
　スイッチング素子にコンデンサを並列接続しダイオードを逆並列接続したスナバ付きスイッチを２つ逆向きに直列接続したスナバ付き双方向スイッチを３つ有し、該３つのスナバ付き双方向スイッチの３つの端子を３相交流電圧源の各相に接続し、残りの３つの端子を短絡接続して正極端子とした正極選択器と、
　前記スナバ付き双方向スイッチを３つ有し、該３つのスナバ付き双方向スイッチの３つの端子を前記３相交流電圧源の各相に接続し、残りの３つの端子を短絡接続して負極端子とした負極選択器と、
　前記第１の相ブリッジの接続端子と前記正極選択器の正極端子の間に接続されたインダクタと、を備え、
　前記第２の相ブリッジは、前記第１の相ブリッジと並列接続され、前記接続端子が前記負極選択器の負極端子に短絡接続されている電力変換器。
　前記インダクタに代えてトランスを備え、
　前記トランスの１次巻線に前記正極選択器の正極端子と前記負極選択器の負極端子が接続され、前記トランスの２次巻線に前記第１の相ブリッジの接続端子と前記第２の相ブリッジの接続端子が接続されることを特徴とする、請求項６に記載の電力変換器。
　前記３相交流電圧源の２相の電圧極性が正の場合は、該２相に接続している前記正極選択器のスナバ付き双方向スイッチを時分割に切り替えてスイッチングし、
　前記３相交流電圧源の２相の電圧極性が負の場合は、該２相に接続している前記負極選択器のスナバ付き双方向スイッチを時分割に切り替えてスイッチングする、請求項６又は７に記載の電力変換器。
　単相交流電圧源と直流電圧源との間で双方向に電力を転送する電力変換器であって、
　スイッチング素子にコンデンサを並列接続しダイオードを逆並列接続したスナバ付きスイッチを２つ有し、正極端子にダイオードのカソードが接続されたスナバ付きスイッチと、負極端子にダイオードのアノードが接続されたスナバ付きスイッチとを、接続端子を介して同方向に直列接続した第１の相ブリッジ、及び第２の相ブリッジと、
　前記第１の相ブリッジ及び前記第２の相ブリッジに並列接続された直流電圧源と、
　スイッチング素子にコンデンサを並列接続しダイオードを逆並列接続したスナバ付きスイッチを２つ逆向きに直列接続したスナバ付き双方向スイッチを２つ有し、該２つのスナバ付き双方向スイッチの２つの端子を単相交流電圧源に接続し、残りの２つの端子を短絡接続して正極端子とした単相正極選択器と、
　前記スナバ付き双方向スイッチを２つ有し、該２つのスナバ付き双方向スイッチの２つの端子を前記単相交流電圧源に接続し、残りの２つの端子を短絡接続して負極端子とした単相負極選択器と、
　前記第１の相ブリッジの接続端子と前記単相正極選択器の正極端子の間に接続されたインダクタと、を備え、
　前記第２の相ブリッジは、前記第１の相ブリッジと並列接続され、前記接続端子が前記単相負極選択器の負極端子に短絡接続されている電力変換器。
　前記インダクタに代えてトランスを備え、
　前記トランスの１次巻線に前記単相正極選択器の正極端子と前記単相負極選択器の負極端子が接続され、前記トランスの２次巻線に前記第１の相ブリッジの接続端子と前記第２の相ブリッジの接続端子が接続される、請求項９に記載の電力変換器。