WO2017033831A1 - 双方向スイッチ回路、それを用いた電力変換器、及びその制御方法 - Google Patents

双方向スイッチ回路、それを用いた電力変換器、及びその制御方法 Download PDF

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    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Definitions

  • “commutation” means that when a bidirectional switch in a leg circuit is on, the bidirectional switch is turned off and another bidirectional switch in the leg circuit is turned on.
  • the bidirectional switch through which current passes is switched by changing the ON state of the bidirectional switch in the leg circuit.
  • Bidirectional switch S ug between the input terminals u output terminal g is connected in series with element connected anti-parallel diode to the switching element S UGR, the elements connected to inverse parallel diode to the switching element S UGL reversed, Further, a soft switching capacitor C soft1 is connected in parallel with the series element.
  • Bidirectional switch S vg is the same configuration as the bidirectional switch S ug, connected in series with element connected anti-parallel diode to the switching element S Vgr, the elements connected to inverse parallel diode to the switching element S VGL reversed
  • a soft switching capacitor C soft1 is connected in parallel with the series element. This circuit performs the same operation as the leg circuit of FIG. 1, and the operation waveforms of FIGS.
  • Reactors l 1 and l 2 for suppressing current change are connected to the primary side and the secondary side of the high-frequency transformer Tr , respectively.
  • the secondary high-frequency voltage v 2 of the high-frequency transformer Tr is generated by switching of an H-bridge switch S jp -S kn connected to the output DC voltage V dc of the capacitance C.
  • each switch of the primary-side matrix converter, the capacitor C soft1 in parallel, also, each switch of the secondary side H-bridge, capacitor C the soft 2 are respectively connected.
  • FIG. 21 is an enlarged waveform of the primary / secondary voltages v 1 and v 2 and the primary current i 1 of the high-frequency transformer.
  • the primary current i 1 is negative when v 1 changes from a low voltage to a high voltage. In the change from the high voltage to the low voltage, the primary current i 1 is positive.
  • the primary current i 1 is positive when v 1 changes from a high voltage to a low voltage, and the primary current i 1 changes when the change from a low voltage to a high voltage.
  • the circuits in FIGS. 26 and 28 and their control can be applied to circuits in which the transfer characteristics of the primary and secondary 4 terminals g, h, j, and k have inductive characteristics, and soft switching is realized in all switching elements.
  • the AC side current can be made closer to a sine wave.

Abstract

【課題】簡素な回路構成でありながら、ソフトスイッチングが可能な双方向スイッチを提供する。 【解決手段】逆並列接続された２個の逆阻止型スイッチング素子と、前記逆並列接続されたスイッチング素子と並列に接続された１個のソフトスイッチング用キャパシタと、を備えることを特徴とする。または、逆直列接続された２個の還流ダイオード付スイッチング素子と、前記逆直列接続されたスイッチング素子の両端に並列に接続された１個のソフトスイッチング用キャパシタと、を備えることを特徴とする。

Description

双方向スイッチ回路、それを用いた電力変換器、及びその制御方法
　本発明は、双方向に電流を導通及び遮断することが可能な双方向スイッチ回路に関し、さらには、それを用いた電力変換器、及びその制御方法に関する。
　三相交流電源と蓄電池などの直流負荷とを接続するには、絶縁型の双方向ＡＣ／ＤＣコンバータが用いられる。図２９（ａ）の絶縁型の双方向ＡＣ／ＤＣコンバータとしては、５０Ｈｚまたは６０Ｈｚの商用周波数の変圧器を使用して絶縁後に、昇圧型ＡＣ／ＤＣコンバータにより三相交流電圧を一定値の直流電圧に変換し、さらにＤＣ／ＤＣコンバータにより直流電圧を調節する２回の電力変換方式がある。この方式では、商用周波数の変圧器によりシステムが大型、高重量になる。
　システムの小型化のために商用変圧器の代わりに図２９（ｂ）の高周波トランスを用いた双方向ＡＣ／ＤＣコンバータが提案されている。高周波トランスを用いた双方向ＡＣ／ＤＣコンバータの回路は、まず、ＡＣ／ＤＣコンバータにより三相交流電圧を一定値の直流電圧に変換し、次にインバータにより直流電圧を高周波交流電圧に変換し、図２９（ｂ）の高周波トランスにより絶縁をした後、さらにＡＣ／ＤＣコンバータにより直流電圧に再変換する３回の電力変換方式である。高周波トランスを用いることでトランスの体積を大幅に減少でき、さらに、高周波トランスを介したＤＣ／ＡＣ／ＤＣの電力変換において、ソフトスイッチングを適用でき、低損失化を実現している（非特許文献１）。しかしながら、電力変換回数が３回と多いので電力変換部の体積が増加し、また、初段のＡＣ／ＤＣコンバータでは、ソフトスイッチングを適用できないため、スイッチング損失の低減に限界がある。また、直流部に短寿命の平滑用電解コンデンサが一般的に使用されるため、メンテナンスの問題も有している。
　高周波トランスを用いる方式において、トランス一次側の電力変換器の小型化と損失低減のために、三相交流電圧を高周波交流電圧に直接電力変換するマトリックスコンバータを利用する方式が提案されている。トランス一次側の電力変換を１回にでき、また、トランス一次側の平滑用電解コンデンサが不要になる。しかしながら、スイッチング素子のオン／オフの切り替え時に、スイッチング素子に流れる電流とスイッチング素子に掛かる電圧の積によるスイッチング損失を発生するため、小型化および高周波化に限界がある。特許文献１では、スイッチング素子に流れる電流またはスイッチング素子に掛かる電圧のいずれかを零にしてスイッチング素子をオン／オフするソフトスイッチングをすべてのスイッチング素子について試みた提案がなされている。
井上重徳、赤木泰文、「双方向絶縁形ＤＣ／ＤＣコンバータの動作電圧と損失解析」、電気学会論文誌Ｄ（産業応用部門誌）、２００７年、Ｖｏｌ．１２７、Ｎｏ．２、ｐ．１８９－１９７
国際公開第２０１４／０２０８８９８号公報
　しかしながら、上記の特許文献１においては、トランス一次側の電力変換器の双方向スイッチの構成として、スイッチング素子に逆並列ダイオードと並列キャパシタが接続されたスイッチを、２個逆直列にして構成している。双方向スイッチに、スイッチング素子２個、ダイオード２個、キャパシタ２個が必要で多くの部品を必要としていた。
　また、上記の特許文献１においては、電源電流を正弦波電流にすることまでは記述されておらず、高周波トランス電圧の１周期で２相のスイッチングのみをしており、電源電流の正弦波化を実現できない。それ故、このような電力変換器は高周波電流規制のために電源系統に直接接続することができず、接続する場合には高周波ノイズを除去するための大きなフィルタ回路が必要となり、電力変換器の体格が大きくなるとともにコストを要するという問題があった。
　本発明は上記を鑑みてなされたものであり、簡素な回路構成でありながらソフトスイッチングを実現できる双方向スイッチ回路、これを用いた電力変換器、及びその制御方法を提案することを目的とする。
　本発明にかかる第１の双方向スイッチ回路は、
　逆並列接続された２個の逆阻止型スイッチング素子と、
　前記逆並列接続されたスイッチング素子と並列に接続された１個のソフトスイッチング用キャパシタと、を備えることを特徴とする。
　このような構成によれば、簡素な回路構成によってソフトスイッチングが可能な双方向スイッチを実現できる。
　なお、本明細書における「双方向スイッチ」とは、双方向に電流を流し、また遮断することができるスイッチング回路をいうものとする。また、本明細書における「逆阻止型スイッチング素子」とは、電流の導通方向とは逆方向からの電圧に耐える能力（逆阻止能力）を有したスイッチング素子をいうものとする。
　また、本発明にかかる第２の双方向スイッチ回路は、
　逆直列接続された２個の還流ダイオード付スイッチング素子と、
　前記逆直列接続されたスイッチング素子の両端に並列に接続された１個のソフトスイッチング用キャパシタと、を備えることを特徴とする。
　このような構成によれば、逆阻止能力を有さないスイッチング素子によっても、第１の双方向スイッチ回路と同機能を有する双方向スイッチを実現できる。
　なお、上記の第１の双方向スイッチ回路及び第２の双方向スイッチ回路は、特許文献１において提案されている双方向スイッチ回路と比較し、より高効率でありながら、短絡の危険性を排除でき安全であるという効果も奏するが、この点についての説明は後述する。
　また、本発明にかかるソフトスイッチング用レグ回路によれば、
　複数入力端子と１出力端子を備え、
　前記入力端子の各々と前記出力端子は上述の第１の双方向スイッチ回路又は第２の双方向スイッチ回路によって接続され、
　前記複数入力端子のうちの２端子はいずれもフィルタ用のキャパシタによって接続されていることを特徴とする。
　このような構成によれば、簡素な回路構成によって、ソフトスイッチングが可能なレグ回路を構成することができる。
　また、本発明にかかる第１の電力変換器は、
　高周波トランスによって１次側と２次側に絶縁されるとともに、前記１次側に三相交流電源が接続されるＵ１相端子、Ｖ１相端子、及びＷ１相端子を備え、
　前記高周波トランスは前記１次側に第１の接続端子及び第２の接続端子を有し、
　前記Ｕ１相端子、前記Ｖ１相端子、及び前記Ｗ１相端子と前記第１の接続端子、
　並びに、前記Ｕ１相端子、前記Ｖ１相端子、及び前記Ｗ１相端子と前記第２の接続端子、
はそれぞれ上記のソフトスイッチング用レグ回路によって接続されていることを特徴とする。
　このような構成によれば、簡素な回路構成によって、ソフトスイッチングが可能な絶縁型電力変換器を構成することができる。
　また、上記の第１の電力変換器にあっては、
　前記電力変換器は前記２次側に直流電源が接続される正極端子及び負極端子をさらに備え、
　前記高周波トランスは前記２次側に第３の接続端子及び第４の接続端子をさらに有し、
　前記第３の接続端子と前記正極端子、前記第３の接続端子と前記負極端子、前記第４の接続端子と前記正極端子、前記第４の接続端子と前記負極端子、は還流ダイオード付スイッチング素子にソフトスイッチング用キャパシタが並列接続されたソフトスイッチング用アーム回路によって接続されていてもよい。
　このような構成によれば、簡素な回路構成によって、すべてのスイッチング素子においてソフトスイッチングが可能な絶縁型ＡＣ／ＤＣコンバータを構成することができる。
　また、本発明にかかる第２の電力変換器は、
　高周波トランスによって１次側と２次側に絶縁され、前記１次側に第１の三相交流電源が接続されるＵ１相端子、Ｖ１相端子、及びＷ１相端子を備えるとともに、前記２次側に第２の三相交流電源が接続されるＵ２相端子、Ｖ２相端子、及びＷ２相端子を備える電力変換器であって、
　前記高周波トランスは前記１次側に第１の接続端子及び第２の接続端子を有するとともに、前記２次側に第３の接続端子及び第４の接続端子を有し、
　前記Ｕ１相端子、前記Ｖ１相端子、及び前記Ｗ１相端子と前記第１の接続端子、
　前記Ｕ１相端子、前記Ｖ１相端子、及び前記Ｗ１相端子と前記第２の接続端子、
　前記Ｕ２相端子、前記Ｖ２相端子、及び前記Ｗ２相端子と前記第３の接続端子、
　並びに、前記Ｕ２相端子、前記Ｖ２相端子、及び前記Ｗ２相端子と前記第４の接続端子、
はそれぞれ上述のソフトスイッチング用レグ回路によって接続されていることを特徴とする。
　このような構成によれば、簡素な回路構成によって、すべてのスイッチング素子においてソフトスイッチングが可能な絶縁型ＡＣ／ＡＣインバータを構成することができる。
　また、本発明にかかる第３の電力変換器は、
　三相交流電源が接続されるＵ１相端子、Ｖ１相端子、及びＷ１相端子と、
　直流電源が接続される正極端子及び負極端子と、
　インダクタと、
　第１の接続点、第２の接続点、及び第３の接続点と、を備え、
　前記Ｕ１相端子、前記Ｖ１相端子、及び前記Ｗ１相端子と前記第１の接続点
　並びに、前記Ｕ１相端子、前記Ｖ１相端子、及び前記Ｗ１相端子と前記第３の接続点、
はそれぞれ上述のソフトスイッチング用レグ回路によって接続され、
　前記第２の接続点と前記正極端子、前記第２の接続点と前記負極端子、前記第３の接続点と前記正極端子、及び、前記第３の接続点と前記負極端子、はそれぞれ還流ダイオード付スイッチング素子にソフトスイッチング用キャパシタが並列接続されたソフトスイッチング用アーム回路によって接続され、
　前記第１の接続点と前記第２の接続点はインダクタによって接続されることを特徴とする。
　このような構成によれば、高周波トランスを用いることなく、簡素な回路構成によって、すべてのスイッチング素子においてソフトスイッチングが可能なＡＣ／ＤＣコンバータを構成することができる。
　また、本発明にかかる電力変換器の制御方法は、
　上記第１の電力変換器又は第２の電力変換器において、
　前記Ｕ１相端子、前記Ｖ１相端子、及び前記Ｗ１相端子のうち、電位の絶対値が大きいものから順に、ｘ相、ｙ相、ｚ相とし、
　また、前記制御方法の制御周期１周期における前半を第１の半周期、後半を第２の半周期とすると、
　前記ｘ相の電位が正の場合は、
　　前記第１の半周期において、前記第１の接続端子と前記ｘ相間の双方向スイッチをオン状態に固定し、
　　前記第２の半周期において、前記第２の接続端子と前記ｘ相間の双方向スイッチをオン状態に固定し、
　前記ｘ相の電位が負の場合は、
　　前記第１の半周期において、前記第２の接続端子と前記ｘ相間の双方向スイッチをオン状態に固定し、
　　前記第２の半周期において、前記第１の接続端子と前記ｘ相間の双方向スイッチをオン状態に固定するとともに、
　前記第１の接続端子及び前記第２の接続端子のうちの他の接続端子は、
　前記１次側から前記２次側への電力送電時には、
　　前記他の接続端子と前記ｘ相間の双方向スイッチから、前記ｙ相間、前記ｚ相間、前記ｘ相間の双方向スイッチの順に３相すべてに転流を行い、
　前記２次側から前記１次側への電力送電時には、
　　前記他の接続端子と前記ｘ相間の双方向スイッチから、前記ｚ相間、前記ｙ相間、前記ｘ相間の双方向スイッチの順に３相すべてに転流を行うことを特徴とする。
　なお、本明細書における「双方向スイッチをオンする」とは、双方向スイッチが有する２つのスイッチング素子のいずれか片方又は両方に対してスイッチング信号を与えて素子を導通状態にすることをいうものとし、例えばスイッチング素子がＩＧＢＴの場合には、ゲートに駆動電圧を与えてコレクタ－エミッタ間を導通状態にすることをいうものとする。ここで、ソフトスイッチングのためにスイッチング素子に対して並列にキャパシタが接続されている場合などは、素子にスイッチング信号を与えてから実際に素子が導通状態となるまでに時間を要することがあるが、この場合における「双方向スイッチをオンする」とは、２つのスイッチング素子のいずれか片方又は両方に導通のためのスイッチング信号を与えることをいうものとする。
　また、本明細書における「転流」とは、レグ回路内のある双方向スイッチがオンの状態において、かかる双方向スイッチをオフにするとともに同レグ回路内の他の双方向スイッチをオンにし、レグ回路内の双方向スイッチのオン状態を変化させることによって電流が通過する双方向スイッチを切り替えることをいうものとする。
　このような構成によれば、１次側の三相交流電源の二相のみではなく三相すべての電圧を用いてトランス一次高周波電圧を発生させることができ、スイッチング損失を低減しながらも三相交流電源の電流を正弦波に近づけることができる。
　また、上記の電力変換器の制御方法にあっては、
　前記Ｕ１相端子、前記Ｖ１相端子、及び前記Ｗ１相端子を入力端子とし、前記第１の接続端子及び前記第２の接続端子のいずれかを出力端子とする、２つの３入力１出力レグ回路それぞれおいて、
　前記レグ回路の出力電流が正の状態では、前記レグ回路内のオンしている双方向スイッチが接続されている入力端子の電位よりも低い電位の入力端子に接続されている双方向スイッチに転流を行い、
　同レグ回路の出力電流が負の状態では、前記レグ回路内のオンしている双方向スイッチが接続されている入力端子の電位よりも高い電位の入力端子に接続されている双方向スイッチに転流を行ってもよい。
　このような構成によれば、１次側のすべてのスイッチング素子においてソフトスイッチングを実現でき、スイッチング損失を低減しながらも三相交流電源の電流を正弦波に近づけることができる。
　以上説明したように、本発明にかかる双方向スイッチ回路によれば、簡素な回路構成でありながらソフトスイッチングが可能であり、安全性にも優れた双方向スイッチを実現できる。
逆阻止型スイッチング素子により構成された双方向スイッチを用いたレグ回路の構成を示す図 正の出力電流時のソフトスイッチング転流動作を示す図 正の出力電流時のソフトスイッチング転流モードを示す図 負の出力電流時のソフトスイッチング転流動作を示す図 負の出力電流時のソフトスイッチング転流モードを示す図 還流ダイオード付スイッチング素子により構成された双方向スイッチを用いたレグ回路の構成を示す図（ａ）第１の回路構成（ｂ）第２の回路構成 ３入力１出力のレグ回路の構成を示す図 高周波トランスを用いた絶縁型ＡＣ／ＤＣ電力変換回路を示す図 三相電源電圧波形を示す図 図９（ａ）時点における一次側から二次側への電力送電時の高周波トランスの電圧電流波形を示す図 二次側コンバータのソフトスイッチング転流の様子を示す図 図９（ｂ）時点における一次側から二次側への電力送電時の高周波トランスの電圧電流波形を示す図 二次側から一次側への電力送電時の高周波トランスの電圧電流波形を示す図 ゲート信号の発生方法を示す図 ＰＷＭ制御法を示す図 一次電流を台形波電流と近似した場合の高周波トランスの電圧電流波形を示す図 ゲート信号の発生方法を示す図 電源の１周期に対するゲート信号の発生タイミングを示す図 実験例１における実験システム構成を示す図 実験波形を示す図 実験波形の拡大図 Ｓｗｇ→Ｓｕｇへの切替わり時の波形を示す図（ａ）ソフトスイッチング時（ｂ）ハードスイッチング時 Ｓｊｎ→Ｓｊｐへの切替わり時の波形を示す図（ａ）ソフトスイッチング時（ｂ）ハードスイッチング時 インダクタを用いた非絶縁型ＡＣ／ＤＣ電力変換回路を示す図 結合型ワイヤレス給電システムを用いた絶縁型ＡＣ／ＤＣ電力変換回路を示す図 高周波トランスを用いた絶縁型ＡＣ／ＡＣ電力変換回路を示す図 高周波トランスを用いた絶縁型ＡＣ／ＡＣ電力変換回路の一次側から二次側への電力送電時の高周波トランスの電圧電流波形を示す図 結合型ワイヤレス給電システムを用いた絶縁型ＡＣ／ＡＣ電力変換回路を示す図 従来の電力変換器の回路構成を示す図 従来のレグ回路の構成を示す図 従来のレグ回路における電源電圧変化時の動作を示す図 従来のレグ回路における正の出力電流時のソフトスイッチング転流動作を示す図 従来のレグ回路における正の出力電流時のソフトスイッチング転流モードを示す図
（第１の実施形態）
　図１は、第１の双方向スイッチを用いたソフトスイッチング用回路（レグ回路）の構成を示す図である。２つの入力端子ｕ、ｖと出力端子ｇがあり、入力端子間には、フィルタ用のキャパシタＣｆを接続している。入力端子ｕと出力端子ｇ間に双方向スイッチＳｕｇを、入力端子ｖと出力端子ｇ間に双方向スイッチＳｖｇを、それぞれ接続している。双方向スイッチＳｕｇは正の出力電流ｉを流すスイッチング素子ＳｕｇＲ、負の出力電流ｉを流すスイッチング素子ＳｕｇＬとソフトスイッチング用キャパシタＣｓｏｆｔ１とを並列接続して構成されている。双方向スイッチＳｖｇは、双方向スイッチＳｕｇと同じ構成で、スイッチング素子ＳｖｇＲ、ＳｖｇＬとソフトスイッチング用キャパシタＣｓｏｆｔ１を並列接続して構成されている。双方向スイッチＳｕｇ、Ｓｖｇをそれぞれ構成するスイッチング素子ＳｕｇＬ、ＳｕｇＲ、ＳｖｇＬ、ＳｖｇＲはいずれも逆方向からの電圧に耐える逆阻止能力を有する。この回路では、双方向スイッチ間の転流をソフトスイッチング（零電圧スイッチング）することができる。また、入力端子ｕ、ｖ間の電圧ｅｕｖは、正および負の直流電圧または交流電圧を与えることができる。
　なお、スイッチング素子としては、ＳｉやＳｉＣ等の半導体でつくられるＩＧＢＴやＭＯＳ－ＦＥＴの他、ＧａＮ等の半導体でつくられるパワートランジスタを用いることもできる。これにより、低オン抵抗、高耐圧であり、かつ高速スイッチングが可能な双方向スイッチを実現できる。
　以下において、本実施形態にかかるレグ回路によってソフトスイッチングが実現される原理を説明する。
　図２は、入力電圧ｅｕｖが正の電圧で、出力電流ｉが正の電流において、高入力電位の双方向スイッチＳｕｇから低入力電位の双方向スイッチＳｖｇへのソフトスイッチング転流動作を示している。
　図３は、図２の転流の動作モードにおける回路の接続状態を示している。図２の時刻ｔ＜ｔ１までのモード１では、図３（ａ）に示すモード１の接続状態が得られ、スイッチング素子ＳｕｇＲとＳｕｇＬにゲート信号が与えられ、出力電流ｉは、スイッチング素子の電流ｉｓｕｇとして流れ、双方向スイッチＳｕｇのキャパシタ電圧ｖｕｇは零になっている。また、双方向スイッチＳｖｇのキャパシタ電圧ｖｖｇ＝－ｅｕｖは負の入力電圧に充電されている。
　時刻ｔ＝ｔ１で、スイッチング素子ＳｕｇＲとＳｕｇＬのゲート信号がオフになると、並列キャパシタ電圧ｖｕｇが零のため、スイッチング素子ＳｕｇＲは零電圧スイッチングでオフする。図２のモード２に遷移し、図３（ｂ）に示すモード２の接続状態が得られる。モード２では、出力電流ｉは、２個の双方向スイッチのキャパシタに分流し、キャパシタ電流ｉｃｕｇ＝ｉｃｖｇ＝ｉ／２として流れる。双方向スイッチＳｕｇのキャパシタ電圧ｖｕｇは入力電圧ｅｕｖまで充電され、双方向スイッチＳｖｇのキャパシタ電圧ｖｃｖｇは零電圧まで放電され、モード２は終了する。スイッチング素子ＳｕｇＲとＳｕｇＬのゲート信号をオフさせ、ターンオフ時間Ｔｏｆｆだけ経過した後に、転流先のスイッチング素子ＳｖｇＲにゲート信号を与えるが、並列のキャパシタ電圧ｖｖｇにより逆バイアスされるので、スイッチング素子ＳｖｇＲがオンすることはない。
　時刻ｔ＝ｔ２で、双方向スイッチＳｖｇのキャパシタ電圧ｖｖｇが零になると、零電圧スイッチングでスイッチング素子ＳｖｇＲがオンする。図２のモード３に遷移し、図３（ｃ）に示すモード３の接続状態が得られる。出力電流ｉは、スイッチング素子の電流ｉｓｖｇとして流れ、双方向スイッチＳｖｇのキャパシタ電圧ｖｖｇは零に、双方向スイッチＳｕｇのキャパシタ電圧ｖｕｇ＝ｅｕｖは入力電圧に充電されている。
　転流に掛かる最大許容時間Ｔ２ｍａｘを経過した後、図２のモード４に遷移し、図３（ｄ）のモード４の接続状態にする。すなわち、出力電流ｉが負になったときに零電流スイッチングでスイッチング素子ＳｖｇＬがオンするように、スイッチング素子ＳｖｇＬにゲート信号を与える。
　ここで、転流に掛かる最大許容時間Ｔ２ｍａｘと出力電流の絶対値 ｜ｉ｜の最小電流値Ｉ１ｍｉｎの関係を導出する。この転流において、出力電流ｉが零の場合、図２のモード２において、キャパシタの電圧が変化しないので、ソフトスイッチングができなくなる。したがって、ソフトスイッチングをするための出力電流の絶対値｜ｉ｜の最小電流値Ｉ１ｍｉｎが存在する。図２のモード２の時間Ｔ２の最大許容時間をＴ２ｍａｘとすると、最小電流値Ｉ１ｍｉｎは次式で得られる。
［式１］
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000001
　入力電圧ｅｕｖが負の電圧で、出力電流ｉが正の電流の場合には、双方向スイッチＳｕｇとＳｖｇの動作の入れ替えにより、高入力電位の双方向スイッチＳｖｇから低入力電位の双方向スイッチＳｕｇへの転流においてソフトスイッチングできる。すなわち、出力電流ｉが正の電流の場合には、高入力電位の双方向スイッチから低入力電位の双方向スイッチへの転流においてソフトスイッチングできる。
　図４は、入力電圧ｅｕｖが正の電圧で、出力電流ｉが負の電流において、低入力電位の双方向スイッチＳｖｇから高入力電位の双方向スイッチＳｕｇへのソフトスイッチング転流動作を示している。
　図５は、図４の転流の動作モードにおける回路の接続状態を示している。図４の時刻ｔ＜ｔ１までのモード１では、図５（ａ）に示すモード１の接続状態が得られ、スイッチング素子ＳｖｇＬとＳｖｇＲにゲート信号が与えられ、出力電流ｉは、スイッチング素子の電流ｉｓｖｇとして流れ、双方向スイッチＳｖｇのキャパシタ電圧ｖｖｇは零になっている。また、双方向スイッチＳｕｇのキャパシタ電圧ｖｕｇ＝ｅｕｖは入力電圧に充電されている。
　時刻ｔ＝ｔ１で、スイッチング素子ＳｖｇＬとＳｖｇＲのゲート信号がオフになると、並列キャパシタ電圧ｖｖｇが零のため、スイッチング素子ＳｖｇＬは零電圧スイッチングでオフする。図４のモード２に遷移し、図５（ｂ）に示すモード２の接続状態が得られる。モード２では、出力電流ｉは、２個の双方向スイッチのキャパシタに分流し、キャパシタ電流ｉｃｕｇ＝ｉｃｖｇ＝ｉ／２として流れる。双方向スイッチＳｖｇのキャパシタ電圧ｖｖｇは負の入力電圧－ｅｕｖまで充電され、双方向スイッチＳｕｇのキャパシタ電圧ｖｕｇは零電圧まで放電され、モード２は終了する。スイッチング素子ＳｖｇＬとＳｖｇＲのゲート信号をオフさせ、ターンオフ時間Ｔｏｆｆだけ経過した後に、転流先のスイッチング素子ＳｕｇＬにゲート信号を与えるが、並列のキャパシタ電圧ｖｕｇにより逆バイアスされるので、スイッチング素子ＳｕｇＬはオンすることはない。
　時刻ｔ＝ｔ２で、双方向スイッチＳｕｇのキャパシタ電圧ｖｕｇが零になると、零電圧スイッチングでスイッチング素子ＳｕｇＬがオンする。図４のモード３に遷移し、図５（ｃ）に示すモード３の接続状態が得られる。出力電流ｉは、スイッチング素子の電流ｉｓｕｇとして流れ、双方向スイッチＳｕｇのキャパシタ電圧ｖｕｇは零に、双方向スイッチＳｖｇのキャパシタ電圧ｖｖｇ＝－ｅｕｖは負の入力電圧に充電されている。
　転流に掛かる最大許容時間Ｔ２ｍａｘを経過した後、図４のモード４に遷移し、図５（ｄ）モード４の接続状態にする。すなわち、出力電流ｉが正になったときに零電流スイッチングでスイッチング素子ＳｖｇＲがオンするように、スイッチング素子ＳｖｇＲにゲート信号を与える。
　この転流において、ソフトスイッチングをするための出力電流の絶対値｜ｉ｜の最小電流値は、図４のモード２の時間Ｔ２の最大許容時間をＴ２ｍａｘとすると、式１の出力電流ｉが正の最小電流値Ｉ１ｍｉｎに等しくなる。
　入力電圧ｅｕｖが負の電圧で、出力電流ｉが負の電流の場合には、双方向スイッチＳｕｇとＳｖｇの動作の入れ替えにより、低入力電位の双方向スイッチＳｕｇから高入力電位の双方向スイッチＳｖｇへの転流においてソフトスイッチングできる。すなわち、出力電流ｉが負の電流の場合には、低入力電位の双方向スイッチから高入力電位の双方向スイッチへの転流においてソフトスイッチングが実現される。
（第２の実施形態）
　図６は、第２の双方向スイッチを用いたレグ回路の構成を示す図である。図６に示す第２の実施形態にかかるレグ回路は、図１に示す第１の実施形態にかかるレグ回路を、スイッチング素子に逆並列にダイオードを持つ双方向スイッチによって構成している。図６（ａ）は本実施形態にかかる第１の回路構成、（ｂ）は第２の回路構成を示している。第１の回路構成においては、双方向スイッチの２つのスイッチング素子が入出力端子からスイッチング素子同士の接続点に向かってそれぞれ電流を導通する向きに逆直列接続されている。一方、第２の回路構成においては、スイッチング素子同士の接続点から入出力端子に向かってそれぞれ電流を導通する向きに逆直列接続されている。
　入力端子ｕと出力端子ｇ間の双方向スイッチＳｕｇは、スイッチング素子ＳｕｇＲに逆並列ダイオードを接続した素子と、スイッチング素子ＳｕｇＬに逆並列ダイオードを接続した素子を逆向きに直列接続し、さらに、この直列素子と並列にソフトスイッチング用キャパシタＣｓｏｆｔ１を並列接続して構成されている。双方向スイッチＳｖｇは、双方向スイッチＳｕｇと同じ構成で、スイッチング素子ＳｖｇＲに逆並列ダイオードを接続した素子と、スイッチング素子ＳｖｇＬに逆並列ダイオードを接続した素子を逆向きに直列接続し、さらに、この直列素子と並列にソフトスイッチング用キャパシタＣｓｏｆｔ１を接続して構成されている。この回路では、図１のレグ回路と同じ動作をし、図２及び図４の動作波形が成り立つ。すなわち、出力電流ｉが正の電流の場合には、高入力電位の双方向スイッチから低入力電位の双方向スイッチへの転流において、出力電流ｉが負の電流の場合には、低入力電位の双方向スイッチから高入力電位の双方向スイッチへの転流において、それぞれソフトスイッチングが実現される。
　なお、本実施形態におけるスイッチング素子は、第１の実施形態とは異なり、逆阻止能力を有する必要はない。
　ここで、第２の実施形態にかかる双方向スイッチと、前述の特許文献１で提案されている双方向スイッチの比較について詳細に説明する。
　既に述べたように、特許文献１では、すべてのスイッチング素子のソフトスイッチングを試みた提案がなされている。しかしながら、トランス一次側の電力変換器の双方向スイッチの構成として、スイッチング素子に逆並列ダイオードと並列キャパシタが接続されたスイッチを、２個逆直列にして構成している。双方向スイッチに、スイッチング素子２個、ダイオード２個、キャパシタ２個が必要で多くの部品を必要としている。逆並列ダイオードを持たない逆阻止形のスイッチング素子を双方向スイッチとして構成する場合の適用法については、述べられていない。
　また、従来の回路構成では、オフしているスイッチング素子の並列キャパシタの電荷を放出することができず、スイッチ操作の際の自由度が制限されていた。また、電源電圧が変化するなどにより、電圧を零に保ちたいキャパシタにも電荷がたまり、電圧を発生して、その電荷はスイッチング素子をオンして放出するので、すべて損失になり、効率面での課題を有していた。さらに、転流において、電源の符号が異なっている場合には電源短絡を発生し、損失が増加するだけではなく、安全上の課題もあった。
　損失発生の課題について具体的に以下に述べる。図３０は、特許文献１の電力変換器におけるソフトスイッチング動作をするレグ回路の構成である。入力端子ｕ、ｖと出力端子ｇがあり、入力端子間には、電圧源ｅｕｖを接続している。入力端子ｕと出力端子ｇ間の双方向スイッチは、スイッチング素子ＳｕｇＲに逆並列ダイオードと並列キャパシタを接続した素子と、スイッチング素子ＳｕｇＬに逆並列ダイオードと並列キャパシタを接続した素子を逆向きに直列接続して構成されている。ｖとｇ間の双方向スイッチは、ｕとｇ間の双方向スイッチと同じ構成である。
　図３１は、特許文献１において、入力電圧ｅｕｖが正の電圧で、スイッチング素子ＳｖｇＲ、ＳｖｇＬがオンしているときの接続状態である。同図（ａ）では、スイッチング素子ＳｕｇＲ、ＳｕｇＬの並列キャパシタの電圧は、それぞれｖｕｇＲ＝ｅｕｖ、ｖｕｇＬ＝０になっている。キャパシタの電圧ｖｕｇＬは、零の状態を保ちたいが、電源電圧ｅｕｖは交流電圧であり、電源電圧がｅｕｖ－２ΔＶｏに変化すると、スイッチング素子ＳｕｇＲ、ＳｕｇＬの並列キャパシタは、電荷を放出できないので、同図（ｂ）に示すように電流が流れ、同図（ｃ）に示すようにスイッチング素子ＳｕｇＲの並列キャパシタ電圧はｖｕｇＲ＝ｅｕｖ－ΔＶｏ、スイッチング素子ＳｕｇＬの並列キャパシタ電圧はｖｕｇＬ＝－ΔＶｏになる。ｖ相からｕへの転流動作において、スイッチング素子ＳｕｇＬをオンしたときに、並列キャパシタ電圧ｖｕｇＬ＝－ΔＶｏは短絡され、損失を発生する。電源電圧は常に変化しているので、このような損失は常時発生している。
　図３２は、図３０に示す従来のレグ回路において、入力電圧ｅｕｖが正の電圧で、出力電流ｉが正の電流の場合に、高入力電位のｕ相から低入力電位のｖ相へのソフトスイッチング転流動作を示している。図３３は、図３２の転流の動作モードにおける回路の接続状態を示している。図３２の時刻ｔ＜ｔ１までのモード１では、図３３（ａ）モード１の接続状態が得られ、スイッチング素子ＳｕｇＲにゲート信号が与えられ、出力電流ｉは、スイッチング素子ＳｕｇＲを流れ、ｕ相のキャパシタ電圧ｖｕｇＲ、ｖｕｇＬは共に零になっている。また、ｖ相のキャパシタ電圧ｖｖｇＲ＝０で、ｖｖｇＬ＝－ｅｕｖは負の入力電圧に充電されている。転流に備えて、キャパシタ電圧ｖｖｇＬ＝０の放電経路を確保するためにスイッチング素子ＳｖｇＲにゲート信号が与えられる。
　時刻ｔ＝ｔ１で、スイッチング素子ＳｕｇＲのゲート信号がオフになると、並列キャパシタ電圧ｖｕｇＲが零のため、スイッチング素子ＳｕｇＲは零電圧スイッチングでオフする。図３２のモード２に遷移し、図３３（ｂ）モード２の接続状態が得られる。モード２では、出力電流ｉは、ｕ相、ｖ相に等しく分流し、ｉｕｇ＝ｉｖｇ＝ｉ／２が流れる。ｕ相電流ｉｕｇ＝ｉ／２により、スイッチング素子ＳｕｇＲの並列キャパシタの電圧は入力電圧ｅｕｖまで充電される。ｖ相電流ｉｖｇ＝ｉ／２は、スイッチング素子ＳｕｇＲを通り、スイッチング素子ＳｕｇＬの並列キャパシタを零電圧まで放電して、モード２を終了する。
　時刻ｔ＝ｔ２で、ｖ相のキャパシタ電圧ｖｖｇＬが零になると、零電圧スイッチングでスイッチング素子ＳｖｇＬに並列のダイオードがオンする。図３２のモード３に遷移し、図３３（ｃ）モード３の接続状態が得られる。出力電流ｉは、スイッチング素子ＳｖｇＲと、スイッチング素子ＳｖｇＬに並列のダイオードを流れる。ｖ相のキャパシタ電圧ｖｖｇＲ、ｖｖｇＬは共に零になり、ｕ相のキャパシタ電圧ｖｕｇＲは入力電圧ｅｕｖに充電され、ｖｕｇＬは零になる。
　この転流動作のモード１において、キャパシタ電圧ｖｖｇＬ＝－ｅｕｖの放電経路を確保するためにスイッチング素子ＳｖｇＲにゲート信号を与えなければならない。電源電圧ｅｕｖは、交流であり、電圧零付近では検出器の精度や検出遅れにより、正確な電圧符号を検出できないことがある。もし、実際の電圧が負であった場合に図３３（ａ）から明らかなように、電源電圧ｅｕｖが短絡され、大きな損失を発生するだけではなく、安全上の問題も引き起こす。この短絡を防ぐためには、スイッチング素子ＳｕｇＬのゲート信号をオフにする必要があるが、電流の符号も変わることがあり、デリケートなスイッチ操作が要求されていた。
　この点、第２の実施形態のように、並列キャパシタを１個とし、スイッチング素子の外側に接続することで、外部の電圧の変化などにより、並列キャパシタは、常時、充放電され、電圧も変化することができる。このため、特許文献１の課題であるオフしているスイッチング素子の並列キャパシタの電荷放出ができない課題が解決される。また、特許文献１のもう１つの課題である転流に備えて、キャパシタ電圧の放電経路を確保するためにスイッチング素子に事前にゲート信号を与える必要もなくなるため、スイッチ操作の煩雑さが改善され使い勝手がよく、さらに、電源符号の検出誤りがあっても電源短絡を引き起こすことがないため、安全である。
　以上説明したように、第２の実施形態にかかる双方向スイッチは、特許出願１において提案されている双方向スイッチと比較し、オフ時の双方向スイッチに掛かる電圧変化による損失を発生しないため高効率であり、また、キャパシタ電圧の放電経路を確保するためにスイッチング素子に事前にゲート信号を与える必要がなく電源短絡の可能性も排除できることから、使い勝手がよく安全である。このような効果は、第１の実施形態にかかる双方向スイッチについても同様である。
（第３の実施形態）
　図７は、第１の双方向スイッチを用いた３入力１出力のレグ回路の構成を示す。図１に示す２入力１出力のレグ回路に対して、入力端子ｗを追加して、３入力１出力として、追加した入力端子ｗと出力端子ｇ間に、他端子と同様に、ソフトスイッチング用キャパシタＣｓｏｆｔ１を並列接続した双方向スイッチＳｗｇを挿入している。入力端子間には、フィルタ用のキャパシタＣｆをデルタ結線で接続している。双方向スイッチＳｕｇ、Ｓｖｇ、Ｓｗｇのいずれか１つをオンし、出力電流ｉを流す。したがって、転流時のソフトスイッチング条件は、図１のレグ回路と同様であり、出力電流ｉが正の電流の場合には、高入力電位の双方向スイッチから低入力電位の双方向スイッチへの転流において、出力電流ｉが負の電流の場合には、低入力電位の双方向スイッチから高入力電位の双方向スイッチへの転流において、それぞれソフトスイッチングが実現される。
　なお、図７のレグ回路における双方向スイッチを、図６に示すスイッチング素子に逆並列にダイオードを持つ素子で双方向スイッチに置き換えることもできる。また、入力端子間のキャパシタＣｆはスター結線で接続することもできる。
　図７のレグ回路の入力を４端子以上に増やして、増やした端子と出力端子間に、ソフトスイッチングのためのソフトスイッチング用キャパシタＣｓｏｆｔ１を並列接続した双方向スイッチを接続した多入力１出力のレグ回路を構成することもできる。この多入力１出力のレグ回路においても、１つの双方向スイッチにオン信号を与え、出力電流ｉが正の電流の場合には、高入力電位の双方向スイッチから低入力電位の双方向スイッチへの転流において、出力電流ｉが負の電流の場合には、低入力電位の双方向スイッチから高入力電位の双方向スイッチへの転流において、それぞれソフトスイッチングが実現される。
（第４の実施形態）
　図８は、第３の実施形態のレグ回路を用いた高周波絶縁型ＡＣ／ＤＣコンバータの回路構成を示す図である。三相電圧ｅｓｕ、ｅｓｖ、ｅｓｗに、リアクトルＬｆとキャパシタンスＣｆからなる電源への高調波電流抑制のＬＣフィルタを通し、図７のソフトスイッチング動作をする３入力１出力のレグ回路の構成を２個用い、ＡＣ／ＡＣ電力変換するマトリックスコンバータ構成とし、双方向スイッチＳｕｇ－Ｓｗｈのスイッチングにより高周波トランスＴｒの一次高周波電圧ｖ１を発生する。高周波トランスＴｒの一次側及び二次側にはそれぞれ、電流変化を抑制するためのリアクトルｌ１、ｌ２が接続されている。高周波トランスＴｒの二次高周波電圧ｖ２は、キャパシタンスＣの出力直流電圧Ｖｄｃに接続されたＨブリッジのスイッチＳｊｐ－Ｓｋｎのスイッチングにより発生される。ソフトスイッチングのために、一次側マトリックスコンバータの各スイッチに、並列にキャパシタＣｓｏｆｔ１を、また、二次側Ｈブリッジの各スイッチに、キャパシタＣｓｏｆｔ２がそれぞれ接続される。
　なお、図８に示す回路において、高周波トランスＴｒの漏れインダクタンスが大きい場合は、電流変化を抑制するためのリアクトルｌ１、ｌ２を備えなくてもよい。
　図９は、電源線間電圧実効値をＥとしたときの電源電圧ｅｓｕ、ｅｓｖ、ｅｓｗの電圧波形である。図８のリアクトルＬｆの電圧降下は十分小さく、キャパシタンスＣｆの電圧は、電源電圧ｅｓｕ、ｅｓｖ、ｅｓｗに等しいとする。
　図１０は、高周波トランスＴｒの巻数比を１：１とし、図９の（ａ）時点の電源電圧ｅｓｕ＞ｅｓｖ＞０＞ｅｓｗにおける高周波の１周期２Ｔｓの各波形を示している。すなわち、相電圧絶対値が最大となる電源電圧ｅｓｗの符号が負の場合である。高周波トランスの一次電圧指令値ｖ＊ １および二次電圧指令値ｖ＊ ２は、波高値を出力直流電圧Ｖｄｃの方形波で与えられ、トランスを通過する電力を、一次電圧指令値ｖ＊ １と二次電圧指令値ｖ＊ ２との位相角Θｄで制御している。位相角Θｄの増加に伴って、一次電圧指令値ｖ＊ １に対して二次電圧指令値ｖ＊ ２の遅れが大きくなると、一次側から二次側への送電電力は増加する。一次電圧ｖ１は、半周期Ｔｓ間の平均値が指令値ｖ＊ １に等しくなるように、スイッチングパターンを発生している。二次電圧ｖ２は、Ｈブリッジを１８０度通電して、指令値ｖ＊ ２に等しい波高値Ｖｄｃの方形波電圧を発生する。なお、励磁電流は十分小さいとして無視し、高周波トランスの一次・二次電流ｉ１、ｉ２は、等しい波形としている。
　図１０に示すように、電源電圧がｅｓｕ＞ｅｓｖ＞０＞ｅｓｗにおいては、高周波トランスの一次電圧ｖ１の正の半周期Ｔｓでは、電源相電圧の絶対値が最大となる最小電圧相ｗの双方向スイッチＳｗｈをオンして、一次電圧ｖ１の負電位となるｈ相は最小電圧相ｗに常時接続し、正電位となるｇ相は、最小電圧相ｗの双方向スイッチＳｗｇから、最大電圧相ｕの双方向スイッチＳｕｇ、中間電圧相ｖの双方向スイッチＳｖｇ、最小電圧相ｗの双方向スイッチＳｗｇとオン状態を変化させる。高周波トランスの一次電圧ｖ１の負の半周期Ｔｓでは、ｇ相は最小電圧相ｗの双方向スイッチＳｗｇを常時オンし、ｈ相は、最小電圧相ｗの双方向スイッチＳｗｈから、最大電圧相ｕの双方向スイッチＳｕｈ、中間電圧相ｖの双方向スイッチＳｖｈ、最小電圧相ｗの双方向スイッチＳｗｈとオン状態を変化させる。
　図１０の方形波の一次電圧指令値ｖ＊ １と差の小さい一次電圧ｖ１の電圧波形を発生する方法を説明する。一次電圧端子ｇ、ｈは、それぞれいずれかの双方向スイッチをオンすることで、電源電圧ｅｓｕ、ｅｓｖ、ｅｓｗに接続されるので、一次電圧ｖ１の瞬時電圧は、電源線間電圧が現れる。電源電圧ｅｓｕ＞ｅｓｖ＞０＞ｅｓｗの関係から、すべての線間電圧の大小関係は、ｅｕｗ＞ｅｖｗ＞ｅｕｖ＞０＝ｅｕｕ＝ｅｖｖ＝ｅｗｗ＞ｅｖｕ＞ｅｗｖ＞ｅｗｕと得られる。電圧利用率を高めるために高い電圧の使用が望ましく、一次電圧指令値ｖ＊ １の正の半周期では、正の大きな２種類の電圧ｅｕｗ、ｅｖｗを用い、いずれの電圧もｈ相はｗ相に接続されるので、零電圧としてｅｗｗを用いてｗ相のスイッチング回数を低減する。したがって、ｈ相は相電圧絶対値の最大値｜ｅｓｗ｜の最小電圧相ｗに固定し、一次電圧ｖ１の電圧波形を方形に近づけるために、ｇ相は、半周期の最初と最後に零電圧を発生するために最小電圧相ｗに、半周期の中間では最大電圧相ｕと中間電圧相ｖにそれぞれ接続する。一次電圧指令値ｖ＊ １の負の半周期では、負の大きな２種類の電圧ｅｗｕ、ｅｗｖを用い、いずれの電圧もｇ相はｗ相に接続されるので、零電圧としてｅｗｗを用いてｗ相のスイッチング回数を低減する。したがって、ｇ相は相電圧絶対値の最大値｜ｅｓｗ｜の最小電圧相ｗに固定し、一次電圧ｖ１の電圧波形を方形に近づけるために、ｈ相は、半周期の最初と最後に零電圧を発生するために最小電圧相ｗに、半周期の中間では最大電圧相ｕと中間電圧相ｖにそれぞれ接続する。一次電圧指令値ｖ＊ １の正および負の半周期における最大電圧相ｕと中間電圧相ｖの接続順については、ソフトスイッチングがされるように順番を考慮する必要がある。
　既に説明したように、ソフトスイッチングの条件は、高入力電位の双方向スイッチから低入力電位の双方向スイッチへの転流では、レグ回路の出力電流ｉが正の電流であり、低入力電位の双方向スイッチから高入力電位の双方向スイッチへの転流では、レグ回路の出力電流ｉが負の電流である。ｇ相出力電流ｉｇは、一次電流ｉ１と同方向で、ｉｇ＝ｉ１である。ｈ相出力電流ｉｈは、一次電流ｉ１と逆方向で、ｉｈ＝－ｉ１である。図１０より、高周波トランスの一次電圧ｖ１の１周期２Ｔｓにおける一次側マトリックスコンバータの６回の転流の状態は次式に示すように、すべてソフトスイッチング条件を満たし、ソフトスイッチングが達成されている。
［式２］
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000002
　前述の非特許文献１に、二次側コンバータのソフトスイッチングについて示されているが、その原理を説明する。図１１は二次側コンバータのソフトスイッチングの転流過程である。同図（ａ）は二次電流ｉ２＞０におけるｊ相の負側スイッチＳｊｎから正側スイッチＳｊｐへの転流動作を示している。転流前のモード１においては、トランスの二次電流ｉ２はスイッチＳｊｎを流れ、スイッチＳｊｐの並列キャパシタはｐ側＋、トランス側－の電荷が蓄積されている。スイッチＳｊｎをオフしたとき、並列キャパシタの電荷は零なので、零電圧スイッチングを実現できる。スイッチＳｊｎのオフにより、モード２に移行し、二次電流ｉ２は２個のキャパシタに分流して、負側キャパシタは充電され、正側キャパシタは放電される。正側キャパシタの放電完了後、モード３に移行し、二次電流ｉ２はスイッチＳｊｐのダイオードを流れる。ダイオードのオン期間にスイッチＳｊｐにオン信号を与えることで、二次電流ｉ２が正から負に変化するときには、スイッチＳｊｐは零電流スイッチングになる。
　図１１（ｂ）は二次電流ｉ２＜０におけるｊ相の正側スイッチＳｊｐから負側スイッチＳｊｎへの転流動作を示している。転流前のモード１においては、トランスの二次電流ｉ２はスイッチＳｊｐを流れ、スイッチＳｊｎの並列キャパシタはトランス側＋、ｎ側－の電荷が蓄積されている。スイッチＳｊｐをオフしたとき、並列キャパシタの電荷は零なので、零電圧スイッチングを実現できる。スイッチＳｊｐのオフにより、モード２に移行し、二次電流ｉ２は２個のキャパシタに分流して、正側キャパシタは充電され、負側キャパシタは放電される。負側キャパシタの放電完了後、モード３に移行し、二次電流ｉ２はスイッチＳｊｎのダイオードを流れる。ダイオードのオン期間にスイッチＳｊｎにオン信号を与えることで、二次電流ｉ２が負から正に変化するときには、スイッチＳｊｎは零電流スイッチングになる。
　二次側コンバータのソフトスイッチングの条件は、ｊ相において、スイッチＳｊｎ→Ｓｊｐの負側スイッチから正側スイッチへの転流では、二次電流は正（ｉ２＞０）であり、逆にスイッチＳｊｐ→Ｓｊｎの正側スイッチから負側スイッチへの転流では、二次電流は負（ｉ２＜０）である。ｋ相においては、ｊ相と二次電流の符号が反転するので、ソフトスイッチングの条件も二次電流の符号が反転し、負側スイッチから正側スイッチへの転流への転流では二次電流は負（ｉ２＜０）、正側スイッチから負側スイッチへの転流では二次電流は正（ｉ２＞０）になる。
　図１０に示すように、二次側Ｈブリッジの各スイッチの切り替えにおいて、次式に示すようにすべてのスイッチングでソフトスイッチング条件を満たしており、ソフトスイッチングを達成している。
［式３］
　図１２は、図９の（ｂ）時点の電源電圧ｅｓｕ＞０＞ｅｓｖ＞ｅｓｗにおける高周波の１周期２Ｔｓの各波形を示している。図９の（ｂ）時点では、相電圧絶対値が最大となる電源電圧ｅｓｕの符号が正の場合で、線間電圧ｅｕｗ、ｅｕｖは，図９の（ａ）時点の線間電圧ｅｕｗ、ｅｖｗに等しい状態である。このとき、図１２と図１０の高周波トランスの一次電圧ｖ１、二次電圧ｖ２および一次・二次電流ｉ１、ｉ２は、すべて等しい波形が得られている。図１２と図１０では、電源電圧が異なるので一次側マトリックスコンバータの制御は異なるが、二次側コンバータの制御は同じである。
　図１２では、ｇ、ｈ相に接続される入力相が、図１０の入力相と異なる。高周波トランスの一次電圧ｖ１の正の半周期Ｔｓでは、電源相電圧の絶対値が最大となる最大電圧相ｕの双方向スイッチＳｕｇをオンして、一次電圧ｖ１の正電位となるｇ相は最大電圧相ｕに常時接続し、負電位となるｈ相は、最大電圧相ｕの双方向スイッチＳｕｈから、最小電圧相ｗの双方向スイッチＳｗｈ、中間電圧相ｖの双方向スイッチＳｖｈ、最大電圧相ｕの双方向スイッチＳｕｈとオン状態を変化させる。高周波トランスの一次電圧ｖ１の負の半周期Ｔｓでは、ｈ相は最大電圧相ｕの双方向スイッチＳｕｈを常時オンし、ｇ相は、最大電圧相ｕの双方向スイッチＳｕｇから、最小電圧相ｗの双方向スイッチＳｗｇ、中間電圧相ｖの双方向スイッチＳｖｇ、最大電圧相ｕの双方向スイッチＳｕｈとオン状態を変化させる。
　既に説明したように、ソフトスイッチングの条件は、高入力電位の双方向スイッチから低入力電位の双方向スイッチへの転流では、レグ回路の出力電流が正の電流であり、低入力電位の双方向スイッチから高入力電位の双方向スイッチへの転流では、レグ回路の出力電流が負の電流である。図１２の、高周波トランスの一次電圧ｖ１の１周期２Ｔｓにおける一次側マトリックスコンバータの６回の転流の状態は次式に示すように、すべてソフトスイッチング条件を満たし、ソフトスイッチングが達成されている。
［式４］
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000004
　図１３は、二次側から一次側に電力を送る場合の電源電圧ｅｓｕ＞ｅｓｖ＞０＞ｅｓｗにおける高周波の１周期２Ｔｓの各波形を示している。図１０の一次側から二次側に電力を送る場合に対して、一次電圧指令値ｖ＊ １と二次電圧指令値ｖ＊ ２との位相角Θｄを負の値にして、二次電圧指令値ｖ＊ ２を一次電圧指令値ｖ＊ １に対して進めている。また、ソフトスイッチング条件を満たすように、高周波トランスの一次電圧ｖ１の正の半周期Ｔｓでは、ｖ１の負電位となるｈ相は最小電圧相ｗの双方向スイッチＳｗｈを常時オンし、正電位となるｇ相は、最小電圧相ｗの双方向スイッチＳｗｇから、中間電圧相ｖの双方向スイッチＳｖｇ、最大電圧相ｕの双方向スイッチＳｕｇ、最小電圧相ｗの双方向スイッチＳｗｇとオン状態を変化させる。高周波トランスの一次電圧ｖ１の負の半周期Ｔｓでは、ｇ相は最小電圧相ｗの双方向スイッチＳｗｇを常時オンし、ｈ相は、最小電圧相ｗの双方向スイッチＳｗｈから、中間電圧相ｖの双方向スイッチＳｖｈ、最大電圧相ｕの双方向スイッチＳｕｈ、最小電圧相ｗの双方向スイッチＳｗｈとオン状態を変化させる。一次、二次のすべてのスイッチングについて次の式５及び式６に示すようにソフトスイッチング条件を満たし、ソフトスイッチングしている。
［式５］
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000005
［式６］
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000006
　したがって、電力の向きが双方向において、すべてのスイッチングでソフトスイッチングを実現している。
　図８の発明回路において、一次電圧波形ｖ１の発生のための一次側マトリックスコンバータの各スイッチのデューティ比を導出する。入力リアクトルＬｆによる電圧降下は電源電圧に比較して十分低く、各相キャパシタＣｆの電圧は、電源電圧に等しいとして、デューティ比を求める。電源電圧ｅｓｕ、ｅｓｖ、ｅｓｗは三相対称電圧とし、線間電圧実効値Ｅ、位相角Θを用いて次式で与えられる。
［式７］
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000007
　入力電流指令値ｉ＊ ｕ、ｉ＊ ｖ、ｉ＊ ｗは電源電流実効値Ｉを用いて次式で与えられる。
［式８］
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000008
　式７及び式８より入力瞬時電力ｐ１は次式で得られる。
［式９］
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000009
　図１０で説明したように一次電圧指令値ｖ＊ １は振幅Ｖｄｃ、周期２Ｔｓの方形波電圧であり、ここでは、一次電流ｉ１をｖ＊ １に同相の振幅Ｉ１、周期２Ｔｓの方形波電流として近似する。入力瞬時電力ｐ１は一次トランスの入力電力に等しいので、次式が得られる。
［式１０］
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000010
　式９及び式１０より一次電流振幅Ｉ１は、次式で得られる。
［式１１］
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000011
　一次側マトリックスコンバータの各双方向スイッチＳｕｇ－Ｓｗｈのデューティ比ｄｕｇ－ｄｗｈを高周波トランスの半周期Ｔｓ間において導出する。まず、一次電流ｉ１の電流の連続性を保つために、ｇ相およびｈ相の双方向スイッチの１つずつが常にオンすることから、デューティ比ｄｕｇ－ｄｗｈに対して次式が成り立つ。
［式１２］
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000012
［式１３］
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000013
　半周期Ｔｓ間に一次電圧指令値ｖ＊ １と等しい平均電圧を発生させるデューティ比関係式として次式が得られる。
［式１４］
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000014
　また入力電流指令値ｉ＊ ｕ、ｉ＊ ｖ、ｉ＊ ｗは次の式１５～１７で与えられる。
［式１５］
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000015
［式１６］
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000016
［式１７］
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000017
　ここでは、電源電圧の瞬時値がｅｓｕ＞ｅｓｖ＞０＞ｅｓｗ（π／６＜Θ＜π／３）の図１０のデューティ比を求める。一次電圧ｖ＊ １＝Ｖｄｃ＞０の半周期Ｔｓのデューティ比については、ｈ相は最小電圧相ｗの双方向スイッチＳｗｈを常時オンするので、ｈ相のデューティ比ｄｕｈ、ｄｖｈ、ｄｗｈは次式で与えられる。
［式１８］
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000018
　デューティ比ｄｕｇ、ｄｖｇ、ｄｗｇは、式１５～１７に式１８とｉ１＝Ｉ１を代入し、さらに、式８及び式１１を代入して、次の式１９～２１で得られる。
［式１９］
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000019
［式２０］
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000020
［式２１］
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000021
　式１９～２１からデューティ比は、電源電流実効値Ｉに関係なく決めることができるので、実効値Ｉを任意の値として計算できる。たとえば、Ｉ＝１として、デューティ比を計算できる。
　一次電圧ｖ＊ １＝－Ｖｄｃ＜０の半周期Ｔｓのデューティ比については、ｇ相は最小電圧相ｗの双方向スイッチＳｗｇを常時オンするので、ｇ相のデューティ比ｄｕｇ、ｄｖｇ、ｄｗｇは次式で与えられる。
［式２２］
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000022
　デューティ比ｄｕｈ、ｄｖｈ、ｄｗｈは、式１５～１７に式２２とｉ１＝－Ｉ１を代入し、さらに、式８及び式１１を代入して、次の式２３～２５で得られる。
［式２３］
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000023
［式２４］
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000024
［式２５］
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000025
　一次電圧ｖ＊ １＝－Ｖｄｃ＜０の半周期Ｔｓのデューティ比は、一次電圧ｖ＊ １＝Ｖｄｃ＞０の半周期Ｔｓのｈ相とｇ相のデューティ比の入れ替えで得られる。
　図１０に示したように二次電圧ｖ２は、直流電圧Ｖｄｃを振幅とする方形波電圧を出力する。したがって、各スイッチＳｊｐ－Ｓｋｎのデューティ比は、全て０．５とし、正の電圧Ｖｄｃを出力するには、Ｓｊｐ、Ｓｋｎを同時にオンし、負の電圧－Ｖｄｃを出力するには、Ｓｊｎ、Ｓｋｐを同時にオンする。図１０に示すように、一次電圧ｖ１に対して二次電圧ｖ２は、位相差Θｄだけ遅らせて制御する。
　図１４は、図１０の各ゲート信号の発生方法を示している。一次電圧ｖ＊ １＞０の半周期で電流－Ｉ１からＩ１まで変化するのこぎり波と、比較値ｉ＊ ｗ、ｉ＊ ｕ－ｉ＊ ｖ、－ｉ＊ ｗとの大小関係を比較することにより、一次側コンバータのｇ相双方向スイッチＳｕｇ－Ｓｗｇのスイッチングの動作タイミングを決定する。双方向スイッチＳｕｇは、ｉ＊ ｗからｉ＊ ｕ－ｉ＊ ｖまでオンするので、デューティ比ｄｕｇは、次式で得られ、式１９に等しくなっている。
［式２６］
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000026
　双方向スイッチＳｖｇは、ｉ＊ ｕ－ｉ＊ ｖから－ｉ＊ ｗまで、双方向スイッチＳｗｇは、－Ｉ１からｉ＊ Ｗと－ｉ＊ ｗからＩ１まで、それぞれオンするので、デューティ比ｄｖｇ、ｄｗｇは、次の式２７及び式２８で得られ、式２０及び式２１にそれぞれ等しくなっている。
［式２７］
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000027
［式２８］
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000028
　ｈ相スイッチＳｕｈ－Ｓｗｈについては、式１８に示したように双方向スイッチＳｗｈだけをオンする。
　高周波トランスを通過する電力調整のために一次電圧と二次電圧の位相差Θｄに相当した電流比較値ｉ＊ θを次式で計算し、のこぎり波と比較して位相差Θｄのタイミングを発生している。
［式２９］
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000029
　一次電圧ｖ＊ １＜０の半周期では、一次電圧ｖ＊ １＝Ｖｄｃ＞０の半周期のｈ相とｇ相およびｊ相とｋ相のスイッチのオンタイミングを入れ替えることで各スイッチのゲート信号が得られる。
　図１５は、電源の１周期に対する各ゲート信号の発生タイミングを示している。電源電圧ｅｓｕ、ｅｓｖ、ｅｓｗの大小関係が変わっても、同様にゲート信号を発生させることができる。図１５においては、トランスの一次電流ｉ１を振幅Ｉ１の方形波電流として入力電流波形ｉｕを示している。入力電流波形ｉｕはスイッチング周波数の高周波成分を含む基本波成分が得られている。入力ＬＣフィルタにより、スイッチング周波数成分は除去され、電源電流は近似的に正弦波波形となる。高周波トランスには、理論通りの一次電圧ｖ１、二次電圧ｖ２を発生している。
　図１０では一次電流ｉ１を一次電圧指令値ｖ＊ １に同相の振幅Ｉ１、周期２Ｔｓの方形波電流として近似したことによる電源電流をひずみを発生する。近似誤差を小さくし、電源電流波形のひずみを抑制するために、図１６に示すように一次電流ｉ１を位相０からΘｄで－Ｉ１からＩ１に変化する振幅Ｉ１、周期２Ｔｓの台形波電流と近似する。図１６において、入力瞬時電力ｐ１は一次トランスの入力電力に等しいので、次式が得られる。
［式３０］
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000030
　式９および式３０より一次電流振幅Ｉ１は、次式で得られる。
［式３１］
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000031
　高周波トランスの半周期Ｔｓ間における一次側マトリックスコンバータの各双方向スイッチＳｕｇ－Ｓｗｈのデューティ比ｄｕｇ－ｄｗｈを導出する。ここでは、電源電圧の瞬時値がｅｓｕ＞ｅｓｖ＞０＞ｅｓｗ （π／６＜Θ＜π／３）の図１６のデューティ比を求める。一次電圧ｖ＊ １ ＝Ｖｄｃ＞０の半周期Ｔｓのデューティ比については、ｈ相は最小電圧相ｗ の双方向スイッチＳｗｈを常時オンするので、ｈ相のデューティ比ｄｕｈ、ｄｖｈ、ｄｗｈ は式１８で与えられる。また、半周期Ｔｓにおける入力電流ｉｕ、ｉｖの平均値＜ｉｕ＞、＜ｉｖ＞は式１２を用いて次式で得られる。
［式３２］
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000032

［式３３］
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000033
　図１６からも明らかなように、ｄｗｇはｄｕｇに対して小さく、式３２において、ｄ２ ｗｇを無視している。式３２、式３３より、入力電流平均値＜ｉｕ＞、＜ｉｖ＞は、台形波電流の振幅Ｉ１ で一定値部分を各相に割り振った電流となる。ｕ 相電流ｉｕにおいて、台形波電流が－Ｉ１ からＩ１ への変化部分は、その平均値を零と近似し、入力電流平均値＜ｉｕ＞に影響しないものとしている。電源電流を正弦波状にするため、入力電流指令値ｉ＊ ｕ、ｉ＊ ｖと入力電流平均値＜ｉｕ＞、＜ｉｖ＞の比がそれぞれ等しくなるように次式の関係を与える。
［式３４］
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000034
　式１２～式１４、式１８、式３２～式３４より、ｇ相のデューティ比ｄｕｇ、ｄｖｇ、ｄｗｇは次式で得られる。
［式３５］

［式３６］
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000036

［式３７］
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000037
　一次電圧ｖ＊ １＝－Ｖｄｃ＜０の半周期Ｔｓのデューティ比は、一次電圧ｖ＊ １＝Ｖｄｃ＞０の半周期Ｔｓのｇ相とｈ相のデューティ比の入れ替えで得られる。
[規則91に基づく訂正 24.08.2016]　
　二次電圧ｖ２ は、図１６に示すように直流電圧Ｖｄｃを振幅とする方形波電圧を出力する。したがって、各スイッチＳｊｐ－Ｓｋｎのデューティ比は、全て０．５とし、正の電圧Ｖｄｃを出力するには、Ｓｊｐ、Ｓｋｎを同時オンし、負の電圧－Ｖｄｃを出力するには、Ｓｊｎ、Ｓｋｐを同時にオンする。図１６に示すように、一次電圧ｖ１に対して二次電圧ｖ２は、位相差θｄだけ遅らせて制御する。
　図１７は、図１６の各ゲート信号の発生方法を示している。一次電圧ｖ＊ １＞０の半周期で０から１まで変化するのこぎり波と、比較値ｄｗｇ／２、ｄｗｇ／２＋ｄｕｇ、１－ｄｗｇ／２との大小関係を比較することにより、一次側コンバータのｇ相双方向スイッチＳｕｇ－Ｓｗｇのスイッチングの動作タイミングを決定する。双方向スイッチＳｕｇは、ｄｗｇ／２からｄｗｇ／２＋ｄｕｇまでオンするので、半周期Ｔｓにおいて、双方向スイッチＳｕｇがオンする割合は次式で得られ、ｄｕｇに等しくなっている。
［式３８］
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000038
　双方向スイッチＳｖｇは、ｄｗｇ／２＋ｄｕｇから１－ｄｗｇ／２まで、双方向スイッチＳｗｇ は、０からｄｗｇ／２と１－ｄｗｇ／２から１まで、それぞれオンするので、半周期Ｔｓにおいて、双方向スイッチＳｖｇ、Ｓｗｇがオンする割合は次式で得られ、ｄｖｇ、ｄｗｇにそれぞれ等しくなっている。
［式３９］
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000039

［式４０］
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000040
　ｈ相スイッチＳｕｈ－Ｓｗｈについては、式１８に示したように双方向スイッチＳｗｈだけをオンする。
　高周波トランスを通過する電力調整のために一次電圧と二次電圧の位相差Θｄに相当した比較値ｄΘを次式で計算し、のこぎり波と比較して位相差Θｄのタイミングを発生している。
［式４１］
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000041
　図１８は、電源の１周期に対する各ゲート信号の発生タイミングを示している。
電源電圧ｅｓｕ、ｅｓｖ、ｅｓｗ の大小関係が変わっても、同様にゲート信号を発生させることができる。図１８においては、トランスの一次電流ｉ１を位相０からΘｄで－Ｉ１ からＩ１ に変化する振幅Ｉ１の台形波電流として入力電流波形ｉｕを示している。入力電流波形ｉｕはスイッチング周波数の高周波成分を含む基本波成分が得られている。入力ＬＣフィルタにより、スイッチング周波数成分は除去され、電源電流は正弦波波形となる。高周波トランスには、理論通りの一次電圧ｖ１、二次電圧ｖ２を発生している。
（実験例１）
　図１９は、本実験例の実験システムの構成を示す図である。また、表１に実験システムの仕様を示す。電源には線間電圧実効値Ｅ＝２００Ｖ、周波数６０Ｈｚの三相交流電源を使用し、負荷電圧Ｖｄｃの指令値は２３０Ｖとし、負荷電力Ｐｏｕｔ＝１０００Ｗとした。トランスに直列接続したリアクトルｌ１、ｌ２は、共に１個あたり０．１７５ｍＨのものを外付けし、高周波トランスの周波数は１０ｋＨｚにした。また、ソフトスイッチングのための一次側マトリックスコンバータの各スイッチの並列キャパシタＣｓｏｆｔ１＝３ｎＦ、二次側コンバータの各スイッチの並列キャパシタＣｓｏｆｔ２＝５ｎＦをそれぞれ接続した。コントローラには、ＤＳＰ（ｄｉｇｉｔａｌ　ｓｉｇｎａｌ　ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）を用い、電源線間電圧ｅｕｖ、ｅｖｗ、一次電流ｉ１および負荷電圧Ｖｄｃを検出し、各スイッチのデューティ比と位相差Θｄを計算した。各デューティ比に基づいて、ＦＰＧＡ（ｆｉｅｌｄ－ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ ｇａｔｅ ａｒｒａｙ）を用いて各スイッチング信号を発生した。
［表１］
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000042
　図２０に本実験例により得られた実験波形を示す。各波形は上から電源電圧ｅｓｕ、電源電流ｉｓｕ、入力電流ｉｕ、トランスの一次電圧ｖ１、二次電圧ｖ２、一次電流ｉ１、負荷電圧Ｖｄｃである。入力電流ｉｕは力率角指令値φ＊＝０ｒａｄとして、力率１に制御しており、スイッチングによる２０ｋＨｚ成分が含まれている。入力電流ｉｕに入力ＬＣフィルタを通して、正弦波状の電源電流ｉｓｕが得られる。電源電流ｉｓｕは、電源電圧に対して進んでいるが、これは、電源からＬＣフィルタに流れる６０Ｈｚの進み電流が重畳するためである。電源電流ｉｓｕの低周波のひずみは、デューティ比導出において一次電流ｉ１を方形波電流として近似したためである。高周波トランスの一次・二次電圧および一次電流は、１０ｋＨｚの高周波が得られた。負荷電圧Ｖｄｃは指令値通り２３０Ｖに制御されていた。
　図２１は高周波トランスの一次・二次電圧ｖ１、ｖ２と一次電流ｉ１の拡大波形である。一次側マトリックスコンバータにおいては式２に示すように、ｇ相の転流が発生する一次電圧ｖ１≧０においては、ｖ１が低電圧から高電圧への変化では一次電流ｉ１は負であり、高電圧から低電圧への変化では一次電流ｉ１は正である。ｈ相の転流が発生する一次電圧ｖ１≦０においては、ｖ１が高電圧から低電圧への変化では一次電流ｉ１は正であり、低電圧から高電圧への変化では一次電流ｉ１は負であり、ソフトスイッチング条件を満足していた。二次側コンバータにおいても式３に示すように、二次電圧ｖ２が負から正へ変化するスイッチＳｊｎ→Ｓｊｐ、Ｓｋｐ→Ｓｋｎの転流では、二次電流ｉ２（ｉ１）は正であり、逆に二次電圧ｖ２が正から負への変化時には、二次電流ｉ２（ｉ１）は負であり、ソフトスイッチング条件を満足していた。
　図２２、図２３は、それぞれ、一次側双方向スイッチＳｗｇ→Ｓｕｇ、二次側双方向スイッチＳｊｎ→Ｓｊｐの転流時におけるスイッチの電流と電圧の波形を、図１９に示す回路におけるソフトスイッチング時と、双方向スイッチに並列キャパシタを接続しないハードスイッチング時で示している。図２２、図２３共に、図（ａ）のソフトスイッチングでは、図（ｂ）のハードスイッチングと比較して、スイッチ切替わり時の電流と電圧の重なり部分が減少しており、ソフトスイッチングが実現できていた。
（実験例２）
　本実験例では、ソフトスイッチングによるスイッチング損失低減効果の確認のため、ディジタルオシロスコープ（Ｔｅｘｔｒｏｎｉｘ社製、ＤＰＯ７０５４）を用いてスイッチング損失を測定した。実験条件は表１と同様であり、ソフトスイッチングの場合には双方向スイッチに対して並列にキャパシタを接続し、ハードスイッチングの場合には並列キャパシタを接続しないで測定した。表２に測定結果を示す。ハードスイッチングを用いた場合、一次側および二次側コンバータでのスイッチング損失はそれぞれ３．２５Ｗ、８．０４Ｗで、合計１１．２９Ｗであった。これに対してソフトスイッチングを用いた場合、一次側および二次側コンバータでのスイッチング損失はそれぞれ０．８８Ｗ、１．５５Ｗで、合計２．４３Ｗ損失であった。これより、ソフトスイッチングを用いることで、ハードスイッチング時と比較してスイッチング損失を約１／５に低減できていることが分かった。
［表２］
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000043
（第５の実施形態）
　図２４は、図８に示す絶縁型ＡＣ／ＤＣ電力変換器の高周波トランス回路を、インダクタに置き換えた非絶縁型電力変換器の回路構成を示す図である。図２４に示すように三相電圧ｅｓｕ、ｅｓｖ、ｅｓｗに、リアクトルＬｆとキャパシタンスＣｆからなる電源への高調波電流抑制のＬＣフィルタを通し、図７に示す３入力１出力のレグ回路を用いて三相電圧と第１の結合点ａ及び第３の結合点ｃをそれぞれ接続し、ＡＣ／ＡＣ電力変換するマトリックスコンバータ構成とし、双方向スイッチＳｕｇ－Ｓｗｈのスイッチングにより第１の結合点ａ－第３の結合点ｃ間の電圧ｖ１を発生する。第１の結合点ａと第２の結合点ｂは、電流変化を抑制するためのインダクタＬによって接続される。第２の結合点ｂ－第３の結合点ｃ間の電圧ｖ２は、キャパシタンスＣの出力直流電圧Ｖｄｃに接続されたＨブリッジのスイッチＳｊｐ－Ｓｋｎのスイッチングにより発生される。ソフトスイッチングのために、一次側マトリックスコンバータの各スイッチに、並列にキャパシタＣｓｏｆｔ１を、また、二次側Ｈブリッジの各スイッチに、キャパシタＣｓｏｆｔ２がそれぞれ接続される。図２４と図８の両回路の一次二次の４端子ｇ、ｈ、ｊ、ｋの伝達特性は誘導性となり、スイッチングパターンや各デューティ比および制御法を含め同じになり、全スイッチング素子においてソフトスイッチングを実現できるとともに交流側電流を正弦波に近づけることができる。
（第６の実施形態）
　図２５は、図８に示す絶縁型ＡＣ／ＤＣ電力変換器の高周波トランス回路を、結合型ワイヤレス給電システムに置き換えた電力変換器の回路構成を示す図である。一次端子ｇ、ｈ間の力率改善キャパシタＣｐと送電コイルを接続し、二次側端子ｊ、ｋ間に同様に力率改善キャパシタＣｐと送電コイルを接続した構成である。図２５と図８の両回路の一次二次の４端子ｇ、ｈ、ｊ、ｋの伝達特性は誘導性となり、スイッチングパターンや各デューティ比および制御法を含め同じになり、全スイッチング素子においてソフトスイッチングを実現できるとともに交流側電流を正弦波に近づけることができる。
　なお、図８、図２５の回路及びその制御は、一次二次の４端子ｇ、ｈ、ｊ、ｋの伝達特性が誘導性の特性を持つ回路に適用でき、全スイッチング素子においてソフトスイッチングを実現できるとともに交流側電流を正弦波に近づけることができる。
（第７の実施形態）
　図２６は、図８に示す絶縁型ＡＣ／ＤＣ電力変換器の二次側を一次側と同じマトリックスコンバータと三相電源を接続した絶縁型ＡＣ／ＡＣ電力変換器の回路構成を示す図である。
　図２７は、高周波トランスＴｒの巻数比を１：１とし、一次電源電圧ｅｓｕ＞ｅｓｖ＞０＞ｅｓｗ、二次電源電圧ｅｓｒ＞ｅｓｓ＞０＞ｅｓｔにおいて一次側から二次側への電力送電時の高周波の１周期２Ｔｓの各波形を示している。高周波トランスの一次電圧指令値ｖ＊ １および二次電圧指令値ｖ＊ ２は、波高値の等しい方形波で与え、トランスを通過する電力を、一次電圧指令値ｖ＊ １と二次電圧指令値ｖ＊ ２との位相角Θｄで制御している。一次、二次電圧ｖ１、ｖ２の半周期Ｔｓ間の平均値が、それぞれの指令値ｖ＊ １、ｖ＊ ２に等しくなるように、スイッチングパターンを発生している。
　一次電圧ｖ１は、図１０と同様に図２７に示すように、高周波トランスの一次電圧ｖ１の正の半周期Ｔｓでは、ｖ１の負電位となるｈ相は最小電圧相ｗの双方向スイッチＳｗｈを常時オンし、正電位となるｇ相は、最小電圧相ｗの双方向スイッチＳｗｇから、最大電圧相ｕの双方向スイッチＳｕｇ、中間電圧相ｖの双方向スイッチＳｖｇ、最小電圧相ｗの双方向スイッチＳｗｇとオン状態を変化させる。高周波トランスの一次電圧ｖ１の負の半周期Ｔｓでは、ｇ相は最小電圧相ｗの双方向スイッチＳｗｇを常時オンし、ｈ相は、最小電圧相ｗの双方向スイッチＳｗｈから、最大電圧相ｕの双方向スイッチＳｕｈ、中間電圧相ｖの双方向スイッチＳｖｈ、最小電圧相ｗの双方向スイッチＳｗｈとオン状態を変化させる。
　二次側は、コンバータからみたときの電流ｉ２の方向が一次電流ｉ１と逆向きになるので、ソフトスイッチングのために、スイッチングの順番を入れ替えを行っている。高周波トランスの二次電圧ｖ２の正の半周期Ｔｓでは、ｖ２の負電位となるｋ相は最小電圧相ｔの双方向スイッチＳｔｋを常時オンし、正電位となるｊ相は、最小電圧相ｔの双方向スイッチＳｔｊから、中間電圧相ｓの双方向スイッチＳｓｊ、最大電圧相ｒの双方向スイッチＳｒｊ、最小電圧相ｔの双方向スイッチＳｔｊとオン状態を変化させる。高周波トランスの二次電圧ｖ２の負の半周期Ｔｓでは、ｊ相は最小電圧相ｔの双方向スイッチＳｔｊを常時オンし、ｋ相は、最小電圧相ｔの双方向スイッチＳｔｋから、中間電圧相ｓの双方向スイッチＳｓｋ、最大電圧相ｒの双方向スイッチＳｒｋ、最小電圧相ｔの双方向スイッチＳｔｋとオン状態を変化させる。
　図２７の電流の状態からわかるように、すべてのスイッチングにおいて、ソフトスイッチング条件を満たしている。すなわち、高入力電位の双方向スイッチから低入力電位の双方向スイッチへの転流では、レグ回路の出力電流が正の電流であり、低入力電位の双方向スイッチから高入力電位の双方向スイッチへの転流では、レグ回路の出力電流が負の電流になっている。
　なお、この制御における各スイッチのデューティ比は、第４の実施形態におけるマトリックスコンバータのデューティ比を用いることができる。
（第８の実施形態）
　図２８は、図２６に示す絶縁型ＡＣ／ＡＣ電力変換器の高周波トランス回路を、結合型ワイヤレス給電システムに置き換えた回路構成を示す図である。一次端子ｇ、ｈ間の力率改善キャパシタＣｐと送電コイルを接続し、二次側端子ｊ、ｋ間に同様に力率改善キャパシタＣｐと送電コイルを接続した構成である。図２８と図２６の両回路の一次二次の４端子ｇ、ｈ、ｊ、ｋの伝達特性は誘導性となり、スイッチングパターンや各デューティ比および制御法を含め同じになり、全スイッチング素子においてソフトスイッチングを実現できるとともに交流側電流を正弦波に近づけることができる。
　なお、図２６、図２８の回路およびその制御は、一次二次の４端子ｇ、ｈ、ｊ、ｋの伝達特性が誘導性の特性を持つ回路に適用でき、全スイッチング素子においてソフトスイッチングを実現できるとともに交流側電流を正弦波に近づけることができる。

Claims (13)

  1. 　逆並列接続された２個の逆阻止型スイッチング素子と、
    　前記逆並列接続されたスイッチング素子と並列に接続された１個のソフトスイッチング用キャパシタと、
    を備えることを特徴とする双方向スイッチ回路。
  2. 　逆直列接続された２個の還流ダイオード付スイッチング素子と、
    　前記逆直列接続されたスイッチング素子の両端に並列に接続された１個のソフトスイッチング用キャパシタと、
    を備えることを特徴とする双方向スイッチ回路。
  3. 　複数入力端子と１出力端子を備えるソフトスイッチング用レグ回路であって、
    　前記入力端子の各々と前記出力端子は請求項１又は２に記載の双方向スイッチ回路によって接続され、
    　前記複数入力端子のうちの２端子はいずれもフィルタ用のキャパシタによって接続されている
    ことを特徴とするソフトスイッチング用レグ回路。
  4. 　前記入力端子数は３である請求項３に記載のソフトスイッチング用レグ回路。
  5. 　高周波トランスによって１次側と２次側に絶縁されるとともに、前記１次側に三相交流電源が接続されるＵ１相端子、Ｖ１相端子、及びＷ１相端子を備える電力変換器であって、
    　前記高周波トランスは前記１次側に第１の接続端子及び第２の接続端子を有し、
    　前記Ｕ１相端子、前記Ｖ１相端子、及び前記Ｗ１相端子と前記第１の接続端子、
    　並びに、前記Ｕ１相端子、前記Ｖ１相端子、及び前記Ｗ１相端子と前記第２の接続端子、
    はそれぞれ請求項４に記載のソフトスイッチング用レグ回路によって接続されている
    ことを特徴とする電力変換器。
  6. 　請求項５に記載の電力変換器であって、
    　前記電力変換器は前記２次側に直流電源が接続される正極端子及び負極端子をさらに備え、
    　前記高周波トランスは前記２次側に第３の接続端子及び第４の接続端子をさらに有し、
    　前記第３の接続端子と前記正極端子、前記第３の接続端子と前記負極端子、前記第４の接続端子と前記正極端子、前記第４の接続端子と前記負極端子、は還流ダイオード付スイッチング素子にソフトスイッチング用キャパシタが並列接続されたソフトスイッチング用アーム回路によって接続されている
    ことを特徴とする電力変換器。
  7. 　高周波トランスによって１次側と２次側に絶縁され、前記１次側に第１の三相交流電源が接続されるＵ１相端子、Ｖ１相端子、及びＷ１相端子を備えるとともに、前記２次側に第２の三相交流電源が接続されるＵ２相端子、Ｖ２相端子、及びＷ２相端子を備える電力変換器であって、
    　前記高周波トランスは前記１次側に第１の接続端子及び第２の接続端子を有するとともに、前記２次側に第３の接続端子及び第４の接続端子を有し、
    　前記Ｕ１相端子、前記Ｖ１相端子、及び前記Ｗ１相端子と前記第１の接続端子、
    　前記Ｕ１相端子、前記Ｖ１相端子、及び前記Ｗ１相端子と前記第２の接続端子、
    　前記Ｕ２相端子、前記Ｖ２相端子、及び前記Ｗ２相端子と前記第３の接続端子、
    　並びに、前記Ｕ２相端子、前記Ｖ２相端子、及び前記Ｗ２相端子と前記第４の接続端子、
    はそれぞれ請求項４に記載のソフトスイッチング用レグ回路によって接続されている
    ことを特徴とする電力変換器。
  8. 　三相交流電源が接続されるＵ１相端子、Ｖ１相端子、及びＷ１相端子と、
    　直流電源が接続される正極端子及び負極端子と、
    　インダクタと、
    　第１の接続点（ａ）、第２の接続点（ｂ）、及び第３の接続点（ｃ）と、を備える電力変換器であって、
    　前記Ｕ１相端子、前記Ｖ１相端子、及び前記Ｗ１相端子と前記第１の接続点（ａ）
    　並びに、前記Ｕ１相端子、前記Ｖ１相端子、及び前記Ｗ１相端子と前記第３の接続点（ｃ）、
    はそれぞれ請求項４に記載のソフトスイッチング用レグ回路によって接続され、
    　前記第２の接続点（ｂ）と前記正極端子、前記第２の接続点（ｂ）と前記負極端子、前記第３の接続点（ｃ）と前記正極端子、及び、前記第３の接続点（ｃ）と前記負極端子、
    はそれぞれ還流ダイオード付スイッチング素子にソフトスイッチング用キャパシタが並列接続されたソフトスイッチング用アーム回路によって接続され、
    　前記第１の接続点（ａ）と前記第２の接続点（ｂ）はインダクタによって接続されている
    ことを特徴とする電力変換器。
  9. 　請求項５～７のいずれか１項に記載の電力変換器の制御方法であって、
    　前記Ｕ１相端子、前記Ｖ１相端子、及び前記Ｗ１相端子のうち、電位の絶対値が大きいものから順に、ｘ相、ｙ相、ｚ相とし、
    　また、前記制御方法の制御周期１周期における前半を第１の半周期、後半を第２の半周期とすると、
    　前記ｘ相の電位が正の場合は、
    　　前記第１の半周期において、前記第１の接続端子と前記ｘ相間の双方向スイッチをオン状態に固定し、
    　　前記第２の半周期において、前記第２の接続端子と前記ｘ相間の双方向スイッチをオン状態に固定し、
    　前記ｘ相の電位が負の場合は、
    　　前記第１の半周期において、前記第２の接続端子と前記ｘ相間の双方向スイッチをオン状態に固定し、
    　　前記第２の半周期において、前記第１の接続端子と前記ｘ相間の双方向スイッチをオン状態に固定するとともに、
    　前記第１の接続端子及び前記第２の接続端子のうちの他の接続端子は、
    　前記１次側から前記２次側への電力送電時には、
    　　前記他の接続端子と前記ｘ相間の双方向スイッチから、前記ｙ相間、前記ｚ相間、前記ｘ相間の双方向スイッチの順に３相すべてに転流を行い、
    　前記２次側から前記１次側への電力送電時には、
    　　前記他の接続端子と前記ｘ相間の双方向スイッチから、前記ｚ相間、前記ｙ相間、前記ｘ相間の双方向スイッチの順に３相すべてに転流を行う
    ことを特徴とする電力変換器の制御方法。
  10. 　請求項９に記載の電力変換器の制御方法であって、
    　前記Ｕ１相端子、前記Ｖ１相端子、及び前記Ｗ１相端子を入力端子とし、前記第１の接続端子及び前記第２の接続端子のいずれかを出力端子とする、２つの３入力１出力レグ回路のそれぞれおいて、
    　前記レグ回路の出力電流が正の状態では、前記レグ回路内のオンしている双方向スイッチが接続されている入力端子の電位よりも低い電位の入力端子に接続されている双方向スイッチに転流を行い、
    　同レグ回路の出力電流が負の状態では、前記レグ回路内のオンしている双方向スイッチが接続されている入力端子の電位よりも高い電位の入力端子に接続されている双方向スイッチに転流を行う
    ことを特徴とする電力変換器の制御方法。
  11. 　請求項６又は７に記載の電力変換器の制御方法であって、
    　前記２次側の前記ソフトスイッチング用回路は、
    　　前記１次側から前記２次側への電力送電時には、前記高周波トランスの前記１次側電圧に対して、前記２次側電圧の位相が遅れるように制御され、
    　　前記２次側から前記１次側への電力送電時には、前記高周波トランスの前記１次側電圧に対して、前記２次側電圧の位相が進むように制御される
    ことを特徴とする電力変換器の制御方法。
  12. 　請求項８に記載の電力変換器の制御方法であって、
    　前記Ｕ１相端子、前記Ｖ１相端子、及び前記Ｗ１相端子のうち、電位の絶対値が大きいものから順に、ｘ相、ｙ相、ｚ相とし、
    　また、前記制御方法の制御周期１周期における前半を第１の半周期、後半を第２の半周期とすると、
    　前記ｘ相の電位が正の場合は、
    　　前記第１の半周期において、前記第１の接続点（ａ）と前記ｘ相間の双方向スイッチをオン状態に固定し、
    　　前記第２の半周期において、前記第３の接続点（ｃ）と前記ｘ相間の双方向スイッチをオン状態に固定し、
    　前記ｘ相の電位が負の場合は、
    　　前記第１の半周期において、前記第３の接続点（ｃ）と前記ｘ相間の双方向スイッチをオン状態に固定し、
    　　前記第２の半周期において、前記第１の接続点（ａ）と前記ｘ相間の双方向スイッチをオン状態に固定するとともに、
    　前記第１の接続点（ａ）及び前記第３の接続点（ｃ）のうちの他の接続点は、
    　前記三相交流電源から前記直流電源への電力送電時には、
    　　前記他の接続点と前記ｘ相間の双方向スイッチから、前記ｙ相間、前記ｚ相間、前記ｘ相間の双方向スイッチの順に３相すべてに転流を行い、
    　前記直流電源から前記三相交流電源への電力送電時には、
    　　前記他の接続点と前記ｘ相間の双方向スイッチから、前記ｚ相間、前記ｙ相間、前記ｘ相間の双方向スイッチの順に３相すべてに転流を行う
    ことを特徴とする電力変換器の制御方法。
  13. 　請求項１２に記載の電力変換器の制御方法であって、
    　前記Ｕ１相端子、前記Ｖ１相端子、及び前記Ｗ１相端子を入力端子とし、前記第１の接続点（ａ）及び前記第３の接続点（ｃ）のいずれかを出力端子とする、２つの３入力１出力レグ回路のそれぞれおいて、
    　前記レグ回路の出力電流が正の状態では、前記レグ回路内のオンしている双方向スイッチが接続されている入力端子の電位よりも低い電位の入力端子に接続されている双方向スイッチに転流を行い、
    　同レグ回路の出力電流が負の状態では、前記レグ回路内のオンしている双方向スイッチが接続されている入力端子の電位よりも高い電位の入力端子に接続されている双方向スイッチに転流を行う
    ことを特徴とする電力変換器の制御方法。
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