JP2021136818A - 誘導溶解炉用マトリックスコンバータを用いた負荷力率制御方法 - Google Patents
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Abstract
【課題】誘導加熱炉コイルの負荷インダクタンス変化に対して，出力周波数調整により，負荷力率を指令通りに制御する方法を提案する。【解決手段】力率角Δφが力率角指令値Δφ＊に対して遅れの場合は，マトリックスコンバータの出力周波数ｆｒを小さくして，力率角Δφを力率角指令値Δφ＊に追従させ、力率角Δφが力率角指令値Δφ＊に対して進みの場合は，マトリックスコンバータの出力周波数ｆｒを大きくして，力率角Δφを力率角指令値Δφ＊に追従させるようにしたことを特徴とする。【選択図】図１
Description
本発明は、誘導溶解炉用マトリックスコンバータを用いた負荷力率制御方法に関する。
誘導加熱装置は，ガス炉や電気炉などの従来の加熱装置と比べ，安全安心で高効率，クリーンな加熱が可能であり，近年需要が高まっている。
誘導加熱は、コイルに高周波電流を流すことで、電磁誘導の法則によって負荷となる金属に誘導電流を流し、
誘導電流と金属の内部抵抗でジュール熱を発生させて金属を直接加熱する方法である。
このような従来の誘導溶解炉の制御においては、
負荷力率を常に１に近づけるよう制御を行う力率制御が重要であることが知られている。
例えば特許文献１には、
被溶解材を溶解させる第１段階において、力率検出部を介して検出される出力力率が１となる周波数の制御信号を生成し、
溶解した被溶解材に成分調整材を添加する第２段階において、成分調整材を被溶解材に溶け込ませるのに適した周波数の制御信号を生成し、
成分調整材を被溶解材に溶け込んだ後の第３段階において、力率検出部を介して検出される出力力率が１となる周波数の制御信号を生成することを特徴とする誘導溶解炉について記載されている。
誘導加熱は、コイルに高周波電流を流すことで、電磁誘導の法則によって負荷となる金属に誘導電流を流し、
誘導電流と金属の内部抵抗でジュール熱を発生させて金属を直接加熱する方法である。
このような従来の誘導溶解炉の制御においては、
負荷力率を常に１に近づけるよう制御を行う力率制御が重要であることが知られている。
例えば特許文献１には、
被溶解材を溶解させる第１段階において、力率検出部を介して検出される出力力率が１となる周波数の制御信号を生成し、
溶解した被溶解材に成分調整材を添加する第２段階において、成分調整材を被溶解材に溶け込ませるのに適した周波数の制御信号を生成し、
成分調整材を被溶解材に溶け込んだ後の第３段階において、力率検出部を介して検出される出力力率が１となる周波数の制御信号を生成することを特徴とする誘導溶解炉について記載されている。
しかしながら、上記従来の誘導溶解炉の制御方法では、以下のような課題がある。
たとえば、誘導溶解炉に用いる誘導加熱コイルは被溶解材の加熱中にインダクタンス変化が生じる。
それにより，出力電圧と電流との力率角が変化し，効率低下，電力変化，ハードスイッチングによるスイッチングロスの増加などの問題が発生する。
すなわち、従来のマトリックスコンバータでは，負荷力率は一定として制御しているが，誘導加熱装置では，負荷のコイルのインダクタンスが稼働中に変化するため（被溶解材の温度上昇により），負荷力率は変化する。
ここで，ソフトスイッチングの電流条件を満たすには，マトリックスコンバータの出力電流ｉｏｕｔは正弦波であるため，出力電流ｉｏｕｔは，出力電圧ｖｏｕｔに対して，ある程度遅れ，つまり，力率角Δφは正のある一定の値以上である必要があった。
また，負荷力率が１から遠ざかるほど，負荷の効率は悪くなる。
そのため，ソフトスイッチング可能で，効率が最大になる最適の負荷力率角に保つことが望ましかった。
本発明は，上記の課題を解決することを目的とし、誘導加熱炉コイルの負荷インダクタンス変化に対して，出力周波数調整により，負荷力率を指令通りに制御する方法を提案するものである。
たとえば、誘導溶解炉に用いる誘導加熱コイルは被溶解材の加熱中にインダクタンス変化が生じる。
それにより，出力電圧と電流との力率角が変化し，効率低下，電力変化，ハードスイッチングによるスイッチングロスの増加などの問題が発生する。
すなわち、従来のマトリックスコンバータでは，負荷力率は一定として制御しているが，誘導加熱装置では，負荷のコイルのインダクタンスが稼働中に変化するため（被溶解材の温度上昇により），負荷力率は変化する。
ここで，ソフトスイッチングの電流条件を満たすには，マトリックスコンバータの出力電流ｉｏｕｔは正弦波であるため，出力電流ｉｏｕｔは，出力電圧ｖｏｕｔに対して，ある程度遅れ，つまり，力率角Δφは正のある一定の値以上である必要があった。
また，負荷力率が１から遠ざかるほど，負荷の効率は悪くなる。
そのため，ソフトスイッチング可能で，効率が最大になる最適の負荷力率角に保つことが望ましかった。
本発明は，上記の課題を解決することを目的とし、誘導加熱炉コイルの負荷インダクタンス変化に対して，出力周波数調整により，負荷力率を指令通りに制御する方法を提案するものである。
本発明の誘導溶解炉用マトリックスコンバータを用いた負荷力率制御方法は、
力率角Δφが力率角指令値Δφ＊に対して遅れの場合は，
マトリックスコンバータの出力周波数ｆｒを小さくして，
力率角Δφを力率角指令値Δφ＊に追従させ、
力率角Δφが力率角指令値Δφ＊に対して進みの場合は，
マトリックスコンバータの出力周波数ｆｒを大きくして，
力率角Δφを力率角指令値Δφ＊に追従させるようにしたことを特徴とする。
力率角Δφが力率角指令値Δφ＊に対して遅れの場合は，
マトリックスコンバータの出力周波数ｆｒを小さくして，
力率角Δφを力率角指令値Δφ＊に追従させ、
力率角Δφが力率角指令値Δφ＊に対して進みの場合は，
マトリックスコンバータの出力周波数ｆｒを大きくして，
力率角Δφを力率角指令値Δφ＊に追従させるようにしたことを特徴とする。
本発明の誘導溶解炉用マトリックスコンバータを用いた負荷力率制御方法は、誘導加熱炉のコイルの負荷インダクタンス変化に対して，出力周波数調整により，負荷力率を指令通りに制御することができる。
すなわち、誘導加熱装置の負荷力率制御をすることで，任意の力率角に追従させることができる。
また，マトリックスコンバータを使用することで，三相交流を、直接，高周波交流に変換できるので，装置の小型化や高効率化を実現できる。
すなわち、誘導加熱装置の負荷力率制御をすることで，任意の力率角に追従させることができる。
また，マトリックスコンバータを使用することで，三相交流を、直接，高周波交流に変換できるので，装置の小型化や高効率化を実現できる。
以下、図面を用いて、本実施形態の誘導溶解炉用マトリックスコンバータを用いた負荷力率制御方法について説明する。
図１に、本発明の誘導溶解炉用マトリックスコンバータの負荷力率制御装置の主回路構成を示す。
図１に示すように、本発明の誘導溶解炉用マトリックスコンバータの負荷力率制御装置は、
三相交流電源（ｅｓｕ、ｅｓｖ、ｅｓｗ）、ＬＣフィルタ（Ｌｆ、Ｃｆ）、マトリックスコンバータ（ＭＣ）、高周波トランス（Ｔ１，Ｔ２）、誘導加熱炉（Ｒｗ，Ｌｗ）、共振コンデンサ（Ｃ）によって構成される。
図１において、整合トランス（Ｔ１）の一次側を電源側（Power Supply side），二次側を負荷側（Load side）と呼び、
三相交流電源（ｅｓｕ、ｅｓｖ、ｅｓｗ）は，電源に流れる電流の高調波成分を抑制するためにＬｆとＣｆからなるＬＣフィルタを通してマトリックスコンバータ（ＭＣ）に接続されている。
負荷側は，カレントトランス（Ｔ２）を介して共振コンデンサ（Ｃ）と負荷インダクタンス（Ｌｗ）が直列に接続されており，ＬＣ共振するようになっている。
図１に示すように、本発明の誘導溶解炉用マトリックスコンバータの負荷力率制御装置は、
三相交流電源（ｅｓｕ、ｅｓｖ、ｅｓｗ）、ＬＣフィルタ（Ｌｆ、Ｃｆ）、マトリックスコンバータ（ＭＣ）、高周波トランス（Ｔ１，Ｔ２）、誘導加熱炉（Ｒｗ，Ｌｗ）、共振コンデンサ（Ｃ）によって構成される。
図１において、整合トランス（Ｔ１）の一次側を電源側（Power Supply side），二次側を負荷側（Load side）と呼び、
三相交流電源（ｅｓｕ、ｅｓｖ、ｅｓｗ）は，電源に流れる電流の高調波成分を抑制するためにＬｆとＣｆからなるＬＣフィルタを通してマトリックスコンバータ（ＭＣ）に接続されている。
負荷側は，カレントトランス（Ｔ２）を介して共振コンデンサ（Ｃ）と負荷インダクタンス（Ｌｗ）が直列に接続されており，ＬＣ共振するようになっている。
また、力率角の検出は以下のようにして行う。
すなわち、マトリックスコンバータ（ＭＣ）の出力電圧（ｖｏｕｔ），出力電流（ｉｏｕｔ）を，実効値（Ｖｏｕｔ，Ｉｏｕｔ）の正弦波で近似し，次式で与えられる。
すなわち、マトリックスコンバータ（ＭＣ）の出力電圧（ｖｏｕｔ），出力電流（ｉｏｕｔ）を，実効値（Ｖｏｕｔ，Ｉｏｕｔ）の正弦波で近似し，次式で与えられる。
式（１）
式（２）
式（３）
前記式（１）、（２）、（３）を用いて、出力周波数ｆｒの半周期ごとに力率角Δφを検出する。
すなわち、力率角Δφの検出は、例えば、後述する電流検出回路（図３参照）を用いて、
０＜θ＜πの半周期において，θ＝π／４、３π／４の出力電流ｉｏｕｔ（π／４）、ｉｏｕｔ（３π／４）を検出し，（２）式に代入して，次式（４）乃至（７）で、力率角Δφ，出力電流実効値Ｉｏｕｔを得る。
すなわち、力率角Δφの検出は、例えば、後述する電流検出回路（図３参照）を用いて、
０＜θ＜πの半周期において，θ＝π／４、３π／４の出力電流ｉｏｕｔ（π／４）、ｉｏｕｔ（３π／４）を検出し，（２）式に代入して，次式（４）乃至（７）で、力率角Δφ，出力電流実効値Ｉｏｕｔを得る。
式（４）
式（５）
式（６）
式（７）
次に、本発明における力率制御について説明する。
すなわち、本発明の誘導溶解炉用マトリックスコンバータを用いた負荷力率制御方法においては、溶解する金属を加熱する途中で、負荷インダクタンスＬｗの変化に対応させる。
負荷インダクタンスＬｗの変化に伴い力率角Δφも変化するため，マトリックスコンバータ（ＭＣ）の出力周波数ｆｒを調整し，力率角Δφを制御するようにしている。
すなわち、本発明の誘導溶解炉用マトリックスコンバータを用いた負荷力率制御方法においては、溶解する金属を加熱する途中で、負荷インダクタンスＬｗの変化に対応させる。
負荷インダクタンスＬｗの変化に伴い力率角Δφも変化するため，マトリックスコンバータ（ＭＣ）の出力周波数ｆｒを調整し，力率角Δφを制御するようにしている。
また、本発明においては、負荷側に直列に接続されている負荷インダクタンスＬｗの温度による変化があるので，力率角Δφを下記のように調整する。
すなわち、図１に示す回路において，負荷側（整合トランス（Ｔ１）の二次側）は、カレントトランス（Ｔ２）を介してＲＬＣ直列回路となっているため，整合トランス（Ｔ１）及びカレントトランス（Ｔ２）の巻数比をそれぞれｎ１，ｎ２とすると、マトリックスコンバータ（ＭＣ）の出力電圧（ｖｏｕｔ）と出力電流（ｉｏｕｔ）の関係式，位相差（力率角Δφ）は、それぞれ式（９）、（１０）で表すことができる。
すなわち、図１に示す回路において，負荷側（整合トランス（Ｔ１）の二次側）は、カレントトランス（Ｔ２）を介してＲＬＣ直列回路となっているため，整合トランス（Ｔ１）及びカレントトランス（Ｔ２）の巻数比をそれぞれｎ１，ｎ２とすると、マトリックスコンバータ（ＭＣ）の出力電圧（ｖｏｕｔ）と出力電流（ｉｏｕｔ）の関係式，位相差（力率角Δφ）は、それぞれ式（９）、（１０）で表すことができる。
式（９）
式（１０）
これらの式（９）（１０）から、力率角Δφは，電流が遅れの時を正にしているため，誘導加熱炉のコイルの負荷インダクタンス（Ｌｗ）が大きくなると遅れ，小さくなると進むことがわかる。
図２は，ＲＬＣ直列回路ベクトル図であり、式（９）（１０）のベクトル図を示す。
力率角指令値Δφ＊に対して，力率角Δφが，図２（ａ）では遅れ，図２（ｂ）では進みの場合を示している。
本発明では、力率角誤差Δφ＊−Δφに対してＰＩ制御演算をし，マトリックスコンバータ（ＭＣ）の出力周波数ｆｒにフィードバックして、力率角Δφを制御するようにしている。詳しくは後述する。
力率角指令値Δφ＊に対して，力率角Δφが，図２（ａ）では遅れ，図２（ｂ）では進みの場合を示している。
本発明では、力率角誤差Δφ＊−Δφに対してＰＩ制御演算をし，マトリックスコンバータ（ＭＣ）の出力周波数ｆｒにフィードバックして、力率角Δφを制御するようにしている。詳しくは後述する。
次に、実施形態で用いた電流検出回路を図３に示す。
図３に示すホールＣＴ型電流センサ（レムジャパン株式会社製，ＬＡ５５−Ｐ）を、図１に示すマトリックスコンバータ（ＭＣ）の出力電流（ｉｏｕｔ）に取付け、測定抵抗により電圧に変換し，ボルテージフォロアを通ったアナログ量をＳＭＢ同軸コネクタを通してＦＰＧＡボード（Ｘｉｌｉｎｘ社のＸＣ６ＳＬＸ４５−２ＦＧＧ６７６Ｃを使用）に入力する。
電流センサの巻き数比は１：１０００で，実施形態では，ホールＣＴに一回電流が通るように配線している。
そのため，電流の最大入力電流ｉｏｕｔｍａｘは、式（１１）で示される。
図３に示すホールＣＴ型電流センサ（レムジャパン株式会社製，ＬＡ５５−Ｐ）を、図１に示すマトリックスコンバータ（ＭＣ）の出力電流（ｉｏｕｔ）に取付け、測定抵抗により電圧に変換し，ボルテージフォロアを通ったアナログ量をＳＭＢ同軸コネクタを通してＦＰＧＡボード（Ｘｉｌｉｎｘ社のＸＣ６ＳＬＸ４５−２ＦＧＧ６７６Ｃを使用）に入力する。
電流センサの巻き数比は１：１０００で，実施形態では，ホールＣＴに一回電流が通るように配線している。
そのため，電流の最大入力電流ｉｏｕｔｍａｘは、式（１１）で示される。
式（１１）
図３に示す電流検出回路において、マトリックスコンバータ（ＭＣ）の出力電流（ｉｏｕｔ）を検出し，以下のようにして力率角Δφを算出するのであるが、まずは、マトリックスコンバータ（ＭＣ）の出力周波数（ｆｒ）の半周期ごとに力率角Δφを算出する。
この場合、マトリックスコンバータの出力電流（ｉｏｕｔ）を，実効値（Ｉｏｕｔ）の正弦波で近似し，次式（１２）、（１３）で与える。
これらの式において，電流は電圧に対してΔφ遅れとする。
この場合、マトリックスコンバータの出力電流（ｉｏｕｔ）を，実効値（Ｉｏｕｔ）の正弦波で近似し，次式（１２）、（１３）で与える。
これらの式において，電流は電圧に対してΔφ遅れとする。
式（１２）
式（１３）
図４に出力電圧（ｖｏｕｔ）と出力電流（ｉｏｕｔ）の波形を示す。
図４に示すように、０≦θ＜πの半周期において、
θ＝π／４の出力電流（ｉｏｕｔ（π／４））、
θ＝３π／４の出力電流（ｉｏｕｔ（３π／４））を検出し，
出力電流（ｉｏｕｔ）の式に代入すると式（１４）を得る。
図４に示すように、０≦θ＜πの半周期において、
θ＝π／４の出力電流（ｉｏｕｔ（π／４））、
θ＝３π／４の出力電流（ｉｏｕｔ（３π／４））を検出し，
出力電流（ｉｏｕｔ）の式に代入すると式（１４）を得る。
式（１４）
この式（１４）式を連立方程式として解くことで，式（１５）、（１６）に示すように、力率角Δφ，出力電流実効値（Ｉｏｕｔ）が得られる。
式（１５）
式（１６）
次の、π≦θ＜２πの半周期においても，
ｉｏｕｔ（５π／４）＝−ｉｏｕｔ（π／４）、
ｉｏｕｔ（７π／４）＝−ｉｏｕｔ（３π／４）となり、
力率角Δφ、出力電流実効値（Ｉｏｕｔ）は同様の結果を得ることができる。
ここで，出力電流実効値（Ｉｏｕｔ）は大電流が流れた時の制御停止に用いる。
ｉｏｕｔ（５π／４）＝−ｉｏｕｔ（π／４）、
ｉｏｕｔ（７π／４）＝−ｉｏｕｔ（３π／４）となり、
力率角Δφ、出力電流実効値（Ｉｏｕｔ）は同様の結果を得ることができる。
ここで，出力電流実効値（Ｉｏｕｔ）は大電流が流れた時の制御停止に用いる。
なお、実施形態では，計算の簡単化のためにθ＝π／４、３π／４を用いているが、
図４の説明から分かるように，０，πからの距離が同じであれば、θ＝π／４、３π／４でなくとも良い。
すなわち、検出ポイントをπ／４、３π／４に決める必要はなく、電圧位相を基準として、電流波形でのθに対して、「０＋α」、「π−α」の点が同じ値であれば位相差が０となり、力率は１となるので、電流波形でのθに対して、「０＋α」、「π−α」の点での電流を検出すればよい。
図４の説明から分かるように，０，πからの距離が同じであれば、θ＝π／４、３π／４でなくとも良い。
すなわち、検出ポイントをπ／４、３π／４に決める必要はなく、電圧位相を基準として、電流波形でのθに対して、「０＋α」、「π−α」の点が同じ値であれば位相差が０となり、力率は１となるので、電流波形でのθに対して、「０＋α」、「π−α」の点での電流を検出すればよい。
図５は，
式（１５）、式（１６）の出力電流（ｉｏｕｔ）の波形である。
図５を参照して、直流成分ΔＩｏｕｔの算出方法を以下に示す。
図５において、出力電圧（ｖｏｕｔ）が正半周期０≦θ＜πと負の半周期π≦θ＜２πにおけるＩ＋（図４参照）をそれぞれＩ＋＋、Ｉ＋−とおくと，
直流成分ΔＩｏｕｔによって図５に示すように｜Ｉ＋＋｜≠｜Ｉ＋−｜となる。
Ｉ＋＋とＩ＋−の絶対値の差をΔＩ＋とおくと，次式（１７）で表される。
式（１５）、式（１６）の出力電流（ｉｏｕｔ）の波形である。
図５を参照して、直流成分ΔＩｏｕｔの算出方法を以下に示す。
図５において、出力電圧（ｖｏｕｔ）が正半周期０≦θ＜πと負の半周期π≦θ＜２πにおけるＩ＋（図４参照）をそれぞれＩ＋＋、Ｉ＋−とおくと，
直流成分ΔＩｏｕｔによって図５に示すように｜Ｉ＋＋｜≠｜Ｉ＋−｜となる。
Ｉ＋＋とＩ＋−の絶対値の差をΔＩ＋とおくと，次式（１７）で表される。
式（１７）
つまり，ΔＩ＋＝４ΔＩｏｕｔ＝０
となるように制御すればよいことがわかる。
となるように制御すればよいことがわかる。
また，出力電流ｉｏｕｔに直流成分ΔＩｏｕｔが乗ったとき，出力電流ｉｏｕｔを次式（１８）で表わされる。
式（１８）
式（１８）において、ΔＩｏｕｔが０の場合、すなわち、０＋α、π＋αの点での和が０であれば直流成分が０となり、そのときの電流は正弦波であるので、以下の式（１８−１）の和が０になる。
式（１８−１）
次に、変化した力率角は、力率角誤差に対してＰＩ制御演算をして出力周波数にフィードバックして制御するのであるが、具体的な手段について以下に説明する。
図２は、マトリックスコンバータの出力電圧（ｖｏｕｔ）と出力電流（ｉｏｕｔ）の関係を示したベクトル図である。
図２（ａ）は、力率角指令値Δφ＊に対して、力率角Δφが遅れの場合を示し，図２（ｂ）は、力率角Δφが進みの場合をそれぞれ示す。
図２は、マトリックスコンバータの出力電圧（ｖｏｕｔ）と出力電流（ｉｏｕｔ）の関係を示したベクトル図である。
図２（ａ）は、力率角指令値Δφ＊に対して、力率角Δφが遅れの場合を示し，図２（ｂ）は、力率角Δφが進みの場合をそれぞれ示す。
なお，図２に示すＡは次式（１９）で与えられる。
式（１９）
式（１９）
図２（ａ）に示すように，力率角Δφが大きくなり，力率角指令値Δφ＊に対して遅れた時は，マトリックスコンバータの出力角周波数ｆｒを小さくする。
これにより、出力電流（ｉｏｕｔ）のインダクタンス成分は小さく，キャパシタ成分は大きくなり，力率角Δφは小さくなり，出力電流（ｉｏｕｔ）は進む。
すなわち，力率角Δφが力率角指令値Δφ＊に対して遅れの場合は，マトリックスコンバータ（ＭＣ）の出力周波数ｆｒを小さくすることで，力率角Δφを力率角指令値Δφ＊に追従させることができる。
これにより、出力電流（ｉｏｕｔ）のインダクタンス成分は小さく，キャパシタ成分は大きくなり，力率角Δφは小さくなり，出力電流（ｉｏｕｔ）は進む。
すなわち，力率角Δφが力率角指令値Δφ＊に対して遅れの場合は，マトリックスコンバータ（ＭＣ）の出力周波数ｆｒを小さくすることで，力率角Δφを力率角指令値Δφ＊に追従させることができる。
図２（ｂ）に示すように，力率角Δφが小さくなり，力率角指令値Δφ＊に対して進みの時は，マトリックスコンバータの出力角周波数ｆｒを大きくする。
これにより、出力電流（ｉｏｕｔ）のインダクタンス成分は大きく，キャパシタ成分は小さくなり，出力電流（ｉｏｕｔ）は遅れる。
すなわち，力率角Δφが力率角指令値Δφ＊に対して進みの場合は，マトリックスコンバータ（ＭＣ）の出力周波数ｆｒを大きくすることで，力率角Δφは力率角指令値Δφ＊に追従させることができるのである。
これにより、出力電流（ｉｏｕｔ）のインダクタンス成分は大きく，キャパシタ成分は小さくなり，出力電流（ｉｏｕｔ）は遅れる。
すなわち，力率角Δφが力率角指令値Δφ＊に対して進みの場合は，マトリックスコンバータ（ＭＣ）の出力周波数ｆｒを大きくすることで，力率角Δφは力率角指令値Δφ＊に追従させることができるのである。
次に、図３に示す電流検出回路を用いて、マトリックスコンバータの出力電流（ｉｏｕｔ）を検出して，力率角Δφを算出し，ローパスフィルタ（ＬＰＦ）を通過させた値ΔφＬと力率角指令値Δφ＊との偏差ｄΔφを次式（２０）により求める。
式（２０）
式（２０）で求めた偏差ｄΔφに対して次式（２１）のＰＩ制御を行い，マトリックスコンバータ（ＭＣ）の出力周波数ｆｒの補正項Δｆｒを求める。
式（２１）
ここで、ＫＰ、ＫＩはそれぞれ，制御系の比例ゲインと積分ゲインである。
式（２１）と任意の初期出力周波数ｆｒを足し合わせたものをマトリックスコンバータ（ＭＣ）の出力周波数指令値ｆｒ＊とし，次式（２２）で表す。
式（２１）と任意の初期出力周波数ｆｒを足し合わせたものをマトリックスコンバータ（ＭＣ）の出力周波数指令値ｆｒ＊とし，次式（２２）で表す。
式（２２）
次に、本発明の実施例について説明する。
表１に，実施例において用いた条件を示す。
実施例においては、マトリックスコンバータの出力側をＲＬＣ直列回路として行った。
出力周波数ｆｒ＝１１ｋＨｚの一定値を与え，その後，力率制御を開始した。
表１に，実施例において用いた条件を示す。
実施例においては、マトリックスコンバータの出力側をＲＬＣ直列回路として行った。
出力周波数ｆｒ＝１１ｋＨｚの一定値を与え，その後，力率制御を開始した。
＜実施例の評価＞
実施例の評価を図６乃至図８に示す。
図６には、上から、それぞれ，力率制御をしているときの定常状態における一相分の電源電圧ｅｓｕ，電源電流ｉｓｕ，マトリックスコンバータの出力電圧ｖｏｕｔ，出力電流ｉｏｕｔの電源二周期分の波形を示す。
電源電流ｉｓｕは正弦波状になり，ＴＨＤは６．４０％であった。
図７は，（ａ）力率制御前、（ｂ）制御後の波形を示し、マトリックスコンバータの出力電圧ｖｏｕｔ，出力電流ｉｏｕｔの一周期分の波形である。
図８（ａ）は，出力周波数ｆｒ＝１１ｋＨｚの一定値を与えたときの波形である。
力率角Δφ＝０．１２ｒａｄとなり，遅れ電流である。
図８（ｂ）は，力率角指令値Δφ＊＝０として制御した時の定常状態の波形であり，電流波形ｉｏｕｔにおいては，検出点電流，及び，近似正弦波も示している。
力率１の電流波形に制御されている。
図８は，出力周波数ｆｒと位相差Δφの，制御開始時の制御特性を示す。
約７５ｓで，ｆｒ＝１０．３６ｋＨｚ，Δφ＝０ｒａｄにそれぞれ収束している。
このとき，誘導加熱装置のインダクタンス変化は急激なものではないため，オーバーシュートしないよう十分な収束時間を与えた。
実施例の評価を図６乃至図８に示す。
図６には、上から、それぞれ，力率制御をしているときの定常状態における一相分の電源電圧ｅｓｕ，電源電流ｉｓｕ，マトリックスコンバータの出力電圧ｖｏｕｔ，出力電流ｉｏｕｔの電源二周期分の波形を示す。
電源電流ｉｓｕは正弦波状になり，ＴＨＤは６．４０％であった。
図７は，（ａ）力率制御前、（ｂ）制御後の波形を示し、マトリックスコンバータの出力電圧ｖｏｕｔ，出力電流ｉｏｕｔの一周期分の波形である。
図８（ａ）は，出力周波数ｆｒ＝１１ｋＨｚの一定値を与えたときの波形である。
力率角Δφ＝０．１２ｒａｄとなり，遅れ電流である。
図８（ｂ）は，力率角指令値Δφ＊＝０として制御した時の定常状態の波形であり，電流波形ｉｏｕｔにおいては，検出点電流，及び，近似正弦波も示している。
力率１の電流波形に制御されている。
図８は，出力周波数ｆｒと位相差Δφの，制御開始時の制御特性を示す。
約７５ｓで，ｆｒ＝１０．３６ｋＨｚ，Δφ＝０ｒａｄにそれぞれ収束している。
このとき，誘導加熱装置のインダクタンス変化は急激なものではないため，オーバーシュートしないよう十分な収束時間を与えた。
本発明の誘導溶解炉用マトリックスコンバータを用いた負荷力率制御方法は、誘導加熱炉のコイルの負荷インダクタンス変化に対して，出力周波数調整により，負荷力率を指令通りに制御する方法であるので、広く誘導溶解炉に適用でき、産業上の利用可能性が高い。
Δφ 力率角
Δφ＊ 力率角指令値
ｆｒ マトリックスコンバータの出力周波数
ｆｒ＊ マトリックスコンバータの出力周波数指令値
ｅｓｕ、ｅｓｖ、ｅｓｗ 三相交流電源
Ｌｆ、Ｃｆ ＬＣフィルタ
ＭＣ マトリックスコンバータ
Ｔ１ 高周波トランス、整合トランス
Ｔ２ 高周波トランス、カレントトランス
Ｌｗ 誘導加熱炉の負荷インダクタンス
Ｒｗ 誘導加熱炉の負荷抵抗
Ｃ 共振コンデンサ
ｖｏｕｔ マトリックスコンバータの出力電圧
ｉｏｕｔ マトリックスコンバータの出力電流
Ｖｏｕｔ，Ｉｏｕｔ 実効値
Δφ＊−Δφ 力率角誤差
ｉｏｕｔｍａｘ 最大入力電流式
ΔＩｏｕｔ 直流成分
Δφ＊ 力率角指令値
ｆｒ マトリックスコンバータの出力周波数
ｆｒ＊ マトリックスコンバータの出力周波数指令値
ｅｓｕ、ｅｓｖ、ｅｓｗ 三相交流電源
Ｌｆ、Ｃｆ ＬＣフィルタ
ＭＣ マトリックスコンバータ
Ｔ１ 高周波トランス、整合トランス
Ｔ２ 高周波トランス、カレントトランス
Ｌｗ 誘導加熱炉の負荷インダクタンス
Ｒｗ 誘導加熱炉の負荷抵抗
Ｃ 共振コンデンサ
ｖｏｕｔ マトリックスコンバータの出力電圧
ｉｏｕｔ マトリックスコンバータの出力電流
Ｖｏｕｔ，Ｉｏｕｔ 実効値
Δφ＊−Δφ 力率角誤差
ｉｏｕｔｍａｘ 最大入力電流式
ΔＩｏｕｔ 直流成分
Claims (1)
- 誘導溶解炉用マトリックスコンバータを用いた負荷力率制御方法において、
力率角Δφが力率角指令値Δφ＊に対して遅れの場合は，
マトリックスコンバータの出力周波数ｆｒを小さくして，
力率角Δφを力率角指令値Δφ＊に追従させ、
力率角Δφが力率角指令値Δφ＊に対して進みの場合は，
マトリックスコンバータの出力周波数ｆｒを大きくして，
力率角Δφを力率角指令値Δφ＊に追従させるようにしたことを特徴とする誘導溶解炉用マトリックスコンバータを用いた負荷力率制御方法。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2020033170A JP6981687B2 (ja) | 2020-02-28 | 2020-02-28 | 誘導溶解炉用マトリックスコンバータを用いた負荷力率制御方法 |
| PCT/JP2021/007179 WO2021172460A1 (ja) | 2020-02-28 | 2021-02-25 | 誘導溶解炉用マトリックスコンバータを用いた負荷力率制御方法 |
| CH001005/2022A CH718588B1 (de) | 2020-02-28 | 2021-02-25 | Verfahren zur Steuerung eines Lastleistungsfaktors mittels eines Matrixkonverters für Induktionsschmelzöfen. |
| DE112021001320.3T DE112021001320T5 (de) | 2020-02-28 | 2021-02-25 | Verfahren zur Steuerung eines Lastleistungsfaktors mittels eines Matrixkonverters für Induktionsschmelzöfen |
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| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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| JP2020033170A JP6981687B2 (ja) | 2020-02-28 | 2020-02-28 | 誘導溶解炉用マトリックスコンバータを用いた負荷力率制御方法 |
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| JP2020033170A Active JP6981687B2 (ja) | 2020-02-28 | 2020-02-28 | 誘導溶解炉用マトリックスコンバータを用いた負荷力率制御方法 |
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| CH (1) | CH718588B1 (ja) |
| DE (1) | DE112021001320T5 (ja) |
| WO (1) | WO2021172460A1 (ja) |
Citations (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2010263702A (ja) * | 2009-05-07 | 2010-11-18 | Denki Kogyo Co Ltd | 三相単相直接電力変換器回路 |
| JP2012074196A (ja) * | 2010-09-28 | 2012-04-12 | Kitashiba Electric Co Ltd | 誘導溶解炉 |
| JP2012123978A (ja) * | 2010-12-07 | 2012-06-28 | Kitashiba Electric Co Ltd | 誘導溶解炉 |
| JP2015149857A (ja) * | 2014-02-07 | 2015-08-20 | 国立大学法人北海道大学 | 電力変換装置 |
| WO2017033831A1 (ja) * | 2015-08-26 | 2017-03-02 | 国立大学法人 名古屋工業大学 | 双方向スイッチ回路、それを用いた電力変換器、及びその制御方法 |
-
2020
- 2020-02-28 JP JP2020033170A patent/JP6981687B2/ja active Active
-
2021
- 2021-02-25 CH CH001005/2022A patent/CH718588B1/de unknown
- 2021-02-25 WO PCT/JP2021/007179 patent/WO2021172460A1/ja active Application Filing
- 2021-02-25 DE DE112021001320.3T patent/DE112021001320T5/de active Pending
Patent Citations (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| JP2010263702A (ja) * | 2009-05-07 | 2010-11-18 | Denki Kogyo Co Ltd | 三相単相直接電力変換器回路 |
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| WO2017033831A1 (ja) * | 2015-08-26 | 2017-03-02 | 国立大学法人 名古屋工業大学 | 双方向スイッチ回路、それを用いた電力変換器、及びその制御方法 |
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|---|---|
| WO2021172460A1 (ja) | 2021-09-02 |
| JP6981687B2 (ja) | 2021-12-17 |
| CH718588B1 (de) | 2023-08-31 |
| DE112021001320T5 (de) | 2023-01-05 |
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