DE112021001320T5

DE112021001320T5 - Verfahren zur Steuerung eines Lastleistungsfaktors mittels eines Matrixkonverters für Induktionsschmelzöfen

Info

Publication number: DE112021001320T5
Application number: DE112021001320.3T
Authority: DE
Inventors: Akihisa Yada; Masatoshi Watanuki
Original assignee: Hamamatsu Heat Tech Co Ltd; Hamamatsu Heat-Tech Co Ltd
Current assignee: Hamamatsu Heat Tech Co Ltd; Hamamatsu Heat-Tech Co Ltd
Priority date: 2020-02-28
Filing date: 2021-02-25
Publication date: 2023-01-05
Also published as: WO2021172460A1; JP2021136818A; CH718588B1; JP6981687B2

Abstract

[Aufgabe]Ein Verfahren zur befehlsgemäßen Steuerung eines Lastleistungsfaktors gegen die Lastinduktivitätsänderung einer Induktionsheizofenspule durch Regelung der Ausgangsfrequenz wird vorgeschlagen.[Lösungsmittel]Das Verfahren ist dadurch gekennzeichnet, dass im Fall eines Leistungsfaktorwinkels Δϕ, der einem Leistungsfaktorwinkel-Befehlswert Δϕ∗ nacheilt, eine Ausgangsfrequenz fr des Matrixkonverters verringert wird, um den Leistungsfaktorwinkel Δϕ dem Leistungsfaktorwinkel-Befehlswert Δϕ∗ nachfolgen zu lassen, und im Fall des Leistungsfaktorwinkels Δϕ, der dem Leistungsfaktorwinkel-Befehlswert Δϕ∗ voreilt, die Ausgangsfrequenz fr des Matrixkonverters erhöht wird, um den Leistungsfaktorwinkel Δϕ dem Leistungsfaktorwinkel-Befehlswert Δϕ∗ nachfolgen zu lassen.

Description

TECHNISCHES GEBIET
Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren zur Steuerung eines Lastleistungsfaktors mittels eines Matrixkonverters für Induktionsschmelzöfen.
STAND DER TECHNIK
In den letzten Jahren steigert sich die Nachfrage nach Induktionsheizvorrichtungen, da sie im Vergleich mit herkömmlichen Heizvorrichtungen, wie Gasöfen, Elektroöfen usw., sicher und geborgen sind, einen hohen Wirkungsgrad erzielen und saubere Erwärmung ermöglichen.
Bei der Induktionsheizung handelt es sich um ein Verfahren, in dem eine Spule mit Hochfrequenzstrom versorgt und dadurch ein Metall, das eine Last ist, nach dem Gesetz der elektromagnetischen Induktion mit Induktionsstrom versorgt wird,
um durch den Induktionsstrom und den internen Widerstand des Metalls Joule'sche Wärme zu erzeugen und damit das Metall unmittelbar zu erwärmen.
Bei der Steuerung derartiger herkömmlicher Induktionsschmelzöfen ist es bekannt, dass die Leistungsfaktorsteuerung wichtig ist, bei der die Steuerung derart erfolgt, dass sich der Lastleistungsfaktor stets zu 1 annähert.
Beispielsweise beschreibt Patentdokument 1 einen Induktionsschmelzofen, der dadurch gekennzeichnet ist, dass
in einer ersten Stufe zum Schmelzen eines zu schmelzenden Materials ein Steuerungssignal einer Frequenz, bei der ein über ein Leistungsfaktorerfassungsteil erfasster Ausgangsleistungsfaktor 1 ist, gebildet wird,
in einer zweiten Stufe zum Zusetzen eines Komponentenregulators zu dem geschmolzenen, zu schmelzenden Material ein Steuerungssignal einer Frequenz, die sich für das Einschmelzen des Komponentenregulators in das zu schmelzenden Material eignet, gebildet wird, und
in einer dritten Stufe nach dem Einschmelzen des Komponentenregulators in das zu schmelzende Material ein Steuerungssignal einer Frequenz, bei der der über das Leistungsfaktorerfassungsteil erfasste Ausgangsleistungsfaktor 1 ist, gebildet wird.
DOKUMENT ZUM STAND DER TECHNIK
PATENTDOKUMENT
Patentdokument 1: JP 2012-074196 A
OFFENBARUNG DER ERFINDUNG
ZU LÖSENDE AUFGABE DER ERFINDUNG
Dem herkömmlichen Verfahren zur Steuerung eines Induktionsschmelzofens liegt jedoch folgende Aufgabe zugrunde.
Beispielsweise tritt die Induktivitätsänderung an der Induktionsheizungsspule zur Verwendung für Induktionsschmelzöfen während der Erwärmung des zu schmelzenden Materials auf.
Dadurch wird der Leistungsfaktorwinkel zwischen der Ausgangsspannung und dem Strom verändert, was die Probleme, wie Wirkungsgradabnahme, Leistungsänderung, Zunahme des Schaltverlusts durch die harte Schaltung usw. bewirkt.
D. h. der Lastleistungsfaktor wird beim herkömmlichen Matrixkonverter konstant gesteuert, aber bei der Induktionsheizvorrichtung variiert, da die Induktivität der Spule der Last im Betrieb (durch den Temperaturanstieg des zu schmelzenden Materials) variiert wird.
Zur Erfüllung der Strombedingungen für die weiche Schaltung muss der Ausgangsstrom iout des Matrixkonverters der Ausgangsspannung vout einigermaßen nacheilen, d. h. der Leistungsfaktorwinkel Δϕ muss ein positiver konstanter Wert oder mehr sein, da der Ausgangsstrom iout eine Sinuswelle darstellt.
Je ferner der Lastleistungsfaktor von 1 wird, desto schlechter wird der Wirkungsgrad der Last.
Es ist daher erwünscht, den Lastleistungsfaktorwinkel auf einen optimalen Wert, bei dem die weiche Schaltung möglich und der Wirkungsgrad maximal ist, zu halten. Die vorliegende Erfindung zielt darauf, die obengenannte Aufgabe zu lösen, und schlägt daher ein Verfahren zur befehlsgemäßen Steuerung des Lastleistungsfaktors gegen die Lastinduktivitätsänderung der Induktionsheizofenspule durch Regelung der Ausgangsfrequenz vor.
MITTEL ZUM LÖSEN DER AUFGABE
Das erfindungsgemäße Verfahren zur Steuerung eines Lastleistungsfaktors mittels eines Matrixkonverters für Induktionsschmelzöfen ist dadurch gekennzeichnet, dass im Fall eines Leistungsfaktorwinkels Δϕ, der einem Leistungsfaktorwinkel-Befehlswert Δϕ∗ nacheilt, eine Ausgangsfrequenz fr des Matrixkonverters verringert wird, um den Leistungsfaktorwinkel Δϕ dem Leistungsfaktorwinkel-Befehlswert Δϕ∗ nachfolgen zu lassen, und
im Fall des Leistungsfaktorwinkels Δϕ, der dem Leistungsfaktorwinkel-Befehlswert Δϕ∗ voreilt, die Ausgangsfrequenz fr des Matrixkonverters erhöht wird, um den Leistungsfaktorwinkel Δϕ dem Leistungsfaktorwinkel-Befehlswert Δϕ∗ nachfolgen zu lassen.
VORTEILE DER ERFINDUNG
Beim erfindungsgemäßen Verfahren zur Steuerung eines Lastleistungsfaktors mittels eines Matrixkonverters für Induktionsschmelzöfen kann der Lastleistungsfaktor gegen die Lastinduktivitätsänderung der Spule des Induktionsheizofens durch Regelung der Ausgangsfrequenz befehlsgemäß gesteuert werden.
D. h. durch Steuerung des Lastleistungsfaktors der Induktionsheizvorrichtung kann der Leistungsfaktorwinkel einem beliebigen Wert nachfolgen.
Zudem kann die Miniaturisierung der Vorrichtung bzw. die Erhöhung deren Wirkungsgrads realisiert werden, da der Dreiphasenwechselstrom durch Verwendung des Matrixkonverters unmittelbar in einen Hochfrequenzwechselstrom umgewandelt werden kann.
Figurenliste

1 zeigt eine Hauptschaltungsstruktur einer Vorrichtung zur Steuerung eines Lastleistungsfaktors an einem Matrixkonverter für Induktionsschmelzöfen gemäß der vorliegenden Erfindung.
2 zeigt Vektordiagramme einer RLC-Reihenschaltung.
3 zeigt eine schematische Ansicht einer Stromerfassungsschaltung.
4 zeigt eine Berechnung eines Leistungsfaktorwinkels Δϕ.
5 zeigt eine Berechnung einer Gleichstromkomponente ΔIout.
6 zeigt Versuchswellenformen eines Ausführungsbeispiels.
7 zeigt Ausgangsspannungs- und -strom-Wellenformen des Ausführungsbeispiels.
8 zeigt Steuerkennlinien des Ausführungsbeispiels.

AUSFÜHRUNGSFORM DER ERFINDUNG
Im Folgenden wird ein Verfahren zur Steuerung eines Lastleistungsfaktors mittels eines Matrixkonverters für Induktionsschmelzöfen gemäß der vorliegenden Ausführungsform anhand der Figuren erläutert.
1 zeigt eine Hauptschaltungsstruktur einer Vorrichtung zur Steuerung eines Lastleistungsfaktors an einem Matrixkonverter für Induktionsschmelzöfen gemäß der vorliegenden Erfindung.
Wie in 1 gezeigt, ist die erfindungsgemäße Vorrichtung zur Steuerung des Lastleistungsfaktors am Matrixkonverter für Induktionsschmelzöfen aus einer Dreiphasenwechselstromquelle (esu, esv, esw), einem LC-Filter (Lf, Cf), einem Matrixkonverter (MC), Hochfrequenztransformatoren (T1, T2), einem Induktionsheizofen (Rw, Lw) und einem Resonanzkondensator (C) ausgebildet.
In 1 ist, die primäre Seite des Anpassungstransformators (T1) als eine Stromquellenseite (Power Supply side) und die sekundäre Seite desselben als eine Lastseite (Load side) jeweils bezeichnet,
Die Dreiphasenwechselstromquelle (esu, esv, esw) ist durch den LC-Filter aus Lf und Cf mit dem Matrixkonverter (MC) verbunden, um den Oberschwindungsanteil des in der Stromquelle fließenden Stroms zu unterdrücken.
Auf der Lastseite sind der Resonanzkondensator (C) und die Lastinduktivität (Lw) über den Stromwandler (T2) in Reihe geschaltet und bewirken eine LC-Resonanz.
Die Erfassung des Leistungsfaktorwinkels erfolgt wie folgt.
D. h. die Ausgangsspannung (vout) und der Ausgangsstrom (iout) des Matrixkonverters (MC) werden mit den Sinuswellen der Effektivwerte (Vout, Iout) angenähert und mit folgenden Formeln dargestellt.
Formel (1) $v_{o u t} = \sqrt{2} V_{o u t} sin 0$
Formel (2) $i_{o u t} = \sqrt{2} I_{o u t} sin (θ - Δ ϕ)$
Formel (3) $θ = ω t = 2 π ƒ_{r} t$
Der Leistungsfaktorwinkel Δϕ pro Halbperiode der Ausgangsfrequenz fr wird unter Verwendung der Formeln (1), (2) und (3) erfasst.
D. h. zur Erfassung des Leistungsfaktorwinkels Δϕ wird der Ausgangsstrom iout (π/4), iout (3π/4) bei θ = π/4, 3π/4 in einer Halbperiode 0 < θ < π beispielsweise unter Verwendung eines später erwähnten Stromerfassungsschaltung (s. 3) erfasst und in die Formel (2) eingesetzt. Dadurch werden der Leistungsfaktorwinkel Δϕ und der Ausgangsstrom-Effektivwert Iout unter Verwendung folgender Formel (4) bis (7) gewonnen.
Formel (4) $I_{+} = i_{o u t} (π / 4) + i_{o u t} (3 π / 4)$
Formel (5) $I_{-} = i_{o u t} (π / 4) - i_{o u t} (3 π / 4)$
Formel (6) $Δ ϕ = - {tan}^{- 1} \frac{I_{-}}{I_{+}}$
Formel (7) $I_{o u t} = \frac{1}{2} \sqrt{I_{+}^{2} + I_{-}^{2}}$
Anschließend wird die Leistungsfaktorsteuerung gemäß der vorliegenden Erfindung erläutert.
D. h. im erfindungsgemäßen Verfahren zur Steuerung eines Lastleistungsfaktors mittels eines Matrixkonverters für Induktionsschmelzöfen wird er der Veränderung der Lastinduktivität Lw auf dem Weg der Erwärmung des zu schmelzenden Metalls anpassen.
Entsprechend der Veränderung der Lastinduktivität Lw wird auch der Leistungsfaktorwinkel Δϕ verändert, so dass die Ausgangsfrequenz fr des Matrixkonverters (MC) geregelt und damit der Leistungsfaktorwinkel Δϕ gesteuert wird.
Erfindungsgemäß tritt die Veränderung der auf der Lastseite in Reihe geschalteten Lastinduktivität Lw durch die Temperatur auf, so dass der Leistungsfaktorwinkel Δϕ wie folgt geregelt wird.
D. h. die Lastseite (sekundäre Seite des Anpassungstransformators (T1)) in der Schaltung gemäß 1 ist als eine RLC-Reihenschaltung über den Stromwandler (T2) ausgebildet, so dass die Beziehungsformel zwischen der Ausgangsspannung (vout) und dem Ausgangsstrom (iout) des Matrixkonverters (MC) sowie die Phasendifferenz (Leistungsfaktorwinkel Δϕ) jeweils mit folgenden Formeln (9) und (10) dargestellt werden können, wobei das Windungszahlverhältnis des Anpassungstransformators (T1) und des Stromwandlers (T2) jeweils als n1 und n2 bezeichnet wird.
Formel (9) ${(n_{1} n_{2})}^{2} {\dot{V}}_{o u t} = {R_{w} + j (ω L_{w} - \frac{n_{2}^{2}}{ω C})} {\dot{I}}_{o u t}$
Formel (10) $Δ ϕ = {tan}^{- 1} \frac{ω L_{w} - \frac{n_{2}^{2}}{ω C}}{R_{w}}$
Aus diesen Formeln (9), (10) ergibt sich, dass bei der Erhöhung der Lastinduktivität (Lw) der Spule des Induktionsheizofens der Leistungsfaktorwinkel Δϕ nacheilt und bei deren Verringerung voreilt, da er beim nacheilenden Strom positiv ist.
2 zeigt Vektordiagramme der RLC-Reihenschaltung, und zwar die Vektordiagramme der Formeln (9) und (10).
2 (a) zeigt einen Fall, in dem der Leistungsfaktorwinkel Δϕ dem Leistungsfaktorwinkel-Befehlswert Δϕ∗ nacheilt, und 2 (b) einen Fall, in dem er ihm voreilt.
Erfindungsgemäß wird der Leistungsfaktorwinkel Δϕ derart gesteuert, dass die Leistungsfaktorwinkelabweichung Δϕ∗-Δϕ einer PI-Regelungsberechnung unterzogen und an die Ausgangsfrequenz fr des Matrixkonverters (MC) rückgekoppelt wird. Ausführliche Details werden später erwähnt.
Anschließend wird die in der Ausführungsform verwendete Stromerfassungsschaltung in 3 gezeigt.
Ein Stromsensor des Stromwandler-Typs gemäß 3 (LA55-P von der Fa. LEM Japan K.K.) wird am Ausgangsstrom (iout) des Matrixkonverters (MC) gemäß 1 aufgestellt, der dann durch einen Messwiderstand in eine Spannung umgewandelt und durch einen Spannungsfolger durchgelassen wird. Danach wird die so erhaltene analoge Menge durch einen SMB-Koaxialsteckverbinder in eine FPGA-Platine (XC6SLX45-2FGG676C von der Fa. Xilinx, Inc. wird verwendet) eingegeben.
Das Windungszahlverhältnis des Stromsensors beträgt 1:1000. In der Ausführungsform erfolgt die Verdrahtung derart, dass der Halleffekt-Stromwandler einmal mit Strom versorgt wird.
Deshalb wird der maximale Eingangsstrom des Stroms ioutmax mit folgender Formel (11) dargestellt.
Formel (11) $i_{o u t m a x} = \frac{5 V}{100 Ω} \times \frac{1000}{1} = 50.0 A$
An der Stromerfassungsschaltung gemäß 3 wird der Ausgangsstrom (iout) des Matrixkonverters (MC) erfasst und daraus der Leistungsfaktorwinkel Δϕ wie folgt berechnet. Zunächst wird der Leistungsfaktorwinkel Δϕ pro Halbperiode der Ausgangsfrequenz (fr) des Matrixkonverters (MC) ermittelt.
In diesem Fall wird der Ausgangsstrom (iout) des Matrixkonverters mit der Sinuswelle des Effektivwerts (Iout) angenähert und mit folgenden Formeln (12), (13) dargestellt. In diesen Formeln eilt der Strom der Spannung um Δϕ nach.
Formel (12) $i_{o u t} = \sqrt{2} I_{o u t} sin (θ - Δ ϕ)$
Formel (13) $θ = ω t = 2 π ƒ_{r} t$
4 zeigt Wellenformen der Ausgangsspannung (vout) und des Ausgangsstroms (iout).
Wie in 4 gezeigt, werden in der Halbperiode 0 ≤ θ < π
der Ausgangsstrom (iout (π/4) bei θ = π/4 und
der Ausgangsstrom (iout (3π/4)) bei θ =3 π/4 erfasst und
dann in die Formel des Ausgangsstroms (iout) eingesetzt, wodurch die Formel (14) erhalten wird.
Formel (14) ${\begin{matrix} i_{o u t} (\frac{π}{4}) = \sqrt{2} I_{o u t} sin (\frac{π}{4} - Δ ϕ) \\ i_{o u t} (\frac{3 π}{4}) = \sqrt{2} I_{o u t} sin (\frac{3}{4} π - Δ ϕ) \end{matrix}$
Durch das Lösen der Formel (14) als eine simultane Gleichung werden der Leistungsfaktorwinkel Δϕ und der Ausgangsstrom-Effektivwert (Iout) gewonnen, wie in Formeln (15) und (16) gezeigt.
Formel (15) ${\begin{matrix} Δ ϕ = - tan \frac{1}{I_{+}} \\ I_{o u t} = \frac{1}{2} \sqrt{I_{+}^{2} + I_{-}^{2}} \end{matrix}$
Formel (16) $(\begin{matrix} I_{+} = i_{o u t} (\frac{π}{4}) + i_{o u t} (\frac{3 π}{4}) \\ I_{-} = i_{o u t} (\frac{π}{4}) - i_{o u t} (\frac{3 π}{4}) \end{matrix})$
Auch in der nächsten Halbperiode π ≤ θ < 2π werden $iout (5 π / 4) = - iout (π / 4),$
$iout (7 π / 4) = - iout (3 π / 4) erfasst,$
wodurch dieselben Ergebnisse des Leistungsfaktorwinkels Δϕ und des Ausgangsstrom-Effektivwerts (lout) gewonnen werden können.
Hierbei wird der Ausgangsstrom-Effektivwert (Iout) benutzt, um beim Fließen des Starkstroms die Steuerung anzuhalten.
In der Ausführungsform wird θ = π/4, 3π/4 eingesetzt, um die Berechnung zu vereinfachen, aber,
wie aus der Erläuterung für 4 ersichtlich, müssen θ = π/4, 3π/4 nicht verwendet werden, sofern der Abstand von 0 und π gleich ist.
D. h. die Erfassungspunkte müssen nicht auf π/4, 3π/4 festgesetzt werden. Wenn die Werte an den Punkten „0+α“ und „π-α“ für θ in der Stromwellenform, bezogen auf die Spannungsphase, gleich sind, ist die Phasendifferenz 0 und der Leistungsfaktor 1, so dass für θ in der Stromwellenform nur der Strom an den Punkten „0+α“ und „π-α“ erfasst werden muss.
5 zeigt Wellenformen des Ausgangsstroms (iout) der Formeln (15) und (16).
Aufgrund der 5 wird ein Verfahren zur Berechnung der Gleichstromkomponente ΔIout im Folgenden dargestellt.
Wenn I + (s. 4) in der positiven Halbperiode 0 ≤ θ < π und negativen Halbperiode π ≤ θ < 2π der Ausgangsspannung (vout) in 5 jeweils als I + +, I + - bezeichnet wird, ergibt sich | I + + | ≠ | I + - | durch die Gleichstromkomponente ΔIout, wie in 5 gezeigt.
Wenn der Unterschied der absoluten Werte I + + und I + - als ΔI+ bezeichnet wird, wird er mit folgender Formel (17) dargestellt.
Formel (17) $Δ I_{+} = | I_{+ +} | - | I_{\pm} | = 4 Δ I_{o u t}$
D. h. daraus ergibt sich, dass die Steuerung derart erfolgen kann, dass ΔI+ = 4ΔIout = 0 ist.
Wenn die Gleichstromkomponente ΔIout über den Ausgangsstrom iout aufgetragen wird, wird der Ausgangsstrom iout mit folgender Formel (18) dargestellt.
Formel (18) $i_{o u t} = \sqrt{2} I_{o u t} sin (θ - Δ ϕ) + Δ I_{o u t}$
Wenn ΔIout in der Formel (18) 0 ist, d. h. wenn die Summe an den Punkten 0+α und π+α 0 ausmacht und somit die Gleichstromkomponente 0 ist, ist die Summe folgender Formel (18-1) 0, da der Strom dabei die Sinuswelle zeigt.
Formel (18-1) $i_{o u t} = \sqrt{2} I_{o u t} sin (θ - α) + \sqrt{2} I_{o u t} sin (π + α) = 0$
Anschließend wird der veränderte Leistungsfaktorwinkel dadurch gesteuert, dass die Leistungsfaktorwinkelabweichung einer PI-Regelungsberechnung unterzogen und an die Ausgangsfrequenz rückgekoppelt wird. Konkrete Mittel dafür werden im Folgenden erläutert.
2 zeigt Vektordiagramme zur Darstellung der Beziehung zwischen der Ausgangsspannung (vout) und dem Ausgangsstrom (iout) des Matrixkonverters.
2 (a) zeigt einen Fall, in dem der Leistungsfaktorwinkel Δϕ dem Leistungsfaktorwinkel-Befehlswert Δϕ∗ nacheilt, und 2 (b) einen Fall, in dem er ihm voreilt.
A in 2 wird mit folgender Formel (19) dargestellt.
Formel (19) $A = \frac{{(n_{1} n_{2})}^{2}}{R_{w}^{2} + {(ω L_{w} - \frac{n_{2}^{2}}{ω C})}^{2}}$
Wie in 2 (a) gezeigt, wird die Ausgangswinkelfrequenz fr des Matrixkonverters verringert, wenn der Leistungsfaktorwinkel Δϕ vergrößert wird und dem Leistungsfaktorwinkel-Befehlswert Δϕ∗ nacheilt. Dadurch wird die Induktivitätskomponente des Ausgangsstroms (iout) verkleinert, die Kondensatorkomponente vergrößert, der Leistungsfaktorwinkel Δϕ verkleinert und damit eilt der Ausgangsstrom (iout) vor.
D. h. im Fall des Leistungsfaktorwinkels Δϕ, der dem Leistungsfaktorwinkel-Befehlswert Δϕ∗ nacheilt, wird die Ausgangsfrequenz fr des Matrixkonverters (MC) verringert, wodurch der Leistungsfaktorwinkel Δϕ dem Leistungsfaktorwinkel-Befehlswert Δϕ∗ nachfolgen kann.
Wie in 2 (b) gezeigt, wird eine Ausgangswinkelfrequenz fr des Matrixkonverters erhöht, wenn der Leistungsfaktorwinkels Δϕ verkleinert wird und dem Leistungsfaktorwinkel-Befehlswert Δϕ∗ voreilt. Dadurch wird die Induktivitätskomponente des Ausgangsstroms (iout) vergrößert, die Kondensatorkomponente verkleinert und damit eilt der Ausgangsstrom (iout) nach.
D. h. im Fall des Leistungsfaktorwinkels Δϕ, der dem Leistungsfaktorwinkel-Befehlswert Δϕ∗ voreilt, wird die Ausgangsfrequenz fr des Matrixkonverters (MC) erhöht, wodurch der Leistungsfaktorwinkel Δϕ dem Leistungsfaktorwinkel-Befehlswert Δϕ∗ nachfolgen kann.
Anschließend wird der Ausgangsstrom (iout) des Matrixkonverters unter Verwendung der Stromerfassungsschaltung gemäß 3 erfasst und daraus der Leistungsfaktorwinkel Δϕ berechnet, dann die Abweichung dΔϕ zwischen dem durch den Tiefpassfilter (LPF) durchgelassenen Wert ΔϕL und dem Leistungsfaktorwinkel-Befehlswert Δϕ∗ mit folgender Formel (20) ermittelt.
Formel (20) $d Δ ϕ = Δ ϕ^{*} - Δ ϕ$
Die mit der Formel (20) ermittelte Abweichung dΔϕ wird einer PI-Regelung folgender Formel (21) unterzogen, wodurch ein Korrekturterm Δfr der Ausgangsfrequenz fr des Matrixkonverters (MC) ermittelt wird.
Formel (21) $Δ ƒ_{r} = K_{p} d Δ ϕ^{*} - K_{I} \int d Δ ϕ d t$
Hierbei stehen KP und KI jeweils für eine Proportionalverstärkung und eine Integralverstärkung im Steuerungssystem. Die Formel (21) und eine beliebige Anfangsausgangsfrequenz fr werden addiert und als ein Ausgangsfrequenz-Befehlswert fr∗ des Matrixkonverters (MC) bezeichnet, der mit folgender Formel (22) dargestellt wird.
Formel (22) $ƒ_{r} * = ƒ_{r} + Δ ƒ_{r}$
AUSFÜHRUNGSBEISPIEL
Anschließend wird ein Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung erläutert. In Tabelle 1 sind im Ausführungsbeispiel verwendete Bedingungen angegeben. Das Ausführungsbeispiel wurde derart durchgeführt, dass auf der Ausgangsseite des Matrixkonverters eine RLC-Reihenschaltung lag.

Ein konstanter Wert für die Ausgangsfrequenz fr = 11 kHz wurde gegeben und danach die Leistungsfaktorsteuerung begonnen.
[Tabelle 1] Tabelle 1

Output power p_out	1 kW
Source voltage E, w	100 V, 2π×60 rad/s
Refarence output voltage $V_{1}^{*}$	115 V
Input filter L_f, C_f	1.0 mH, 3.3 µF
Damping resistor R_f	27 Ω
Load resistance R_w	11 Ω
Load inducter L_w	0.25 mH
Load capacitor C_w	1 µF
Reference power factor angle Δϕ*	0 rad

< Bewertung des Ausführungsbeispiels >
Die Bewertung des Ausführungsbeispiels ist in 6 bis 8 dargestellt.
6 zeigt von oben jeweils eine Wellenform der Quellenspannung esu, des Quellenstroms isu sowie der Ausgangsspannung vout und des Ausgangsstroms iout des Matrixkonverters in zwei Perioden der Stromquelle für eine Phase im stationären Zustand bei der Leistungsfaktorsteuerung.
Der Quellenstrom isu war sinuswellenförmig und THD betrug 6,40 %.
7 (a) zeigt Wellenformen vor der Leistungsfaktorsteuerung und (b) nach der Steuerung, die jeweils der Wellenform der Ausgangsspannung vout und des Ausgangsstroms iout des Matrixkonverters in einer Periode entsprechen.
8 (a) zeigt Wellenformen im Fall, in dem ein konstanter Wert für die Ausgangsfrequenz fr = 11 kHz gegeben wurde.
Dabei war der Leistungsfaktorwinkel Δϕ = 0,12 rad, d. h. ein nacheilender Strom.
8 (b) zeigt Wellenformen im stationären Zustand im Fall, in dem die Steuerung mit dem Leistungsfaktorwinkel-Befehlswert Δϕ∗ = 0 erfolgte, wobei in der Stromwellenform iout der Strom an Erfassungspunkten und die angenäherte Sinuswelle gezeigt sind.
Die Stromwellenform wird auf den Leistungsfaktor von 1 gesteuert.
8 zeigt Steuerkennlinien der Ausgangsfrequenz fr und der Phasendifferenz Δϕ am Anfang der Steuerung.
Sie konvergieren in ca. 75 s jeweils zu fr = 10,36 kHz und Δϕ = 0 rad.
Dabei findet die Induktivitätsänderung der Induktionsheizvorrichtung nicht schnell statt, so dass eine ausreichende Konvergenzzeit gegeben wurde, damit keine Überschwingung auftrat.
GEWERBLICHE ANWENDBARKEIT
Das erfindungsgemäße Verfahren zur Steuerung des Lastleistungsfaktors mittels des Matrixkonverters für Induktionsschmelzöfen ist ein Verfahren zur befehlsgemäßen Steuerung des Lastleistungsfaktors gegen die Lastinduktivitätsänderung der Spule des Induktionsheizofens durch Regelung der Ausgangsfrequenz, so dass es breite Anwendung für Induktionsschmelzöfen finden kann und eine hohe gewerbliche Anwendbarkeit zeigt.
Bezugszeichenliste

Δϕ: Leistungsfaktorwinkel
Δϕ∗: Leistungsfaktorwinkel-Befehlswert
fr: Ausgangsfrequenz eines Matrixkonverters
fr∗: Ausgangsfrequenz-Befehlswert des Matrixkonverters
esu, esv, esw: Dreiphasenwechselstromquelle
Lf, Cf: LC-Filter
MC: Matrixkonverter
T1: Hochfrequenztransformator, Anpassungstransformator
T2: Hochfrequenztransformator, Stromwandler
Lw: Lastinduktivität eines Induktionsheizofens
Rw: Lastwiderstand des Induktionsheizofens
C: Resonanzkondensator
vout: Ausgangsspannung des Matrixkonverters
iout: Ausgangsstrom des Matrixkonverters
Vout, Iout: Effektivwert
Δϕ∗ - Δϕ: Leistungsfaktorwinkelabweichung
ioutmax: maximale Eingangsstromformel
ΔIout: Gleichstromkomponente

ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Patentliteratur

JP 2012074196 A [0006]

Claims

Verfahren zur Steuerung eines Lastleistungsfaktors mittels eines Matrixkonverters für Induktionsschmelzöfen, dadurch gekennzeichnet, dass im Fall eines Leistungsfaktorwinkels Δϕ, der einem Leistungsfaktorwinkel-Befehlswert Δϕ∗ nacheilt, eine Ausgangsfrequenz fr des Matrixkonverters verringert wird, um den Leistungsfaktorwinkel Δϕ dem Leistungsfaktorwinkel-Befehlswert Δϕ∗ nachfolgen zu lassen, und im Fall des Leistungsfaktorwinkels Δϕ, der dem Leistungsfaktorwinkel-Befehlswert Δϕ∗ voreilt, die Ausgangsfrequenz fr des Matrixkonverters erhöht wird, um den Leistungsfaktorwinkel Δϕ dem Leistungsfaktorwinkel-Befehlswert Δϕ∗ nachfolgen zu lassen.