EP2846449A2 - Verfahren zum Minimieren der Oberwellenbelastung durch eine Schweißstromquelle und Schweißstromquelle zur Durchführung des Verfahrens - Google Patents

Verfahren zum Minimieren der Oberwellenbelastung durch eine Schweißstromquelle und Schweißstromquelle zur Durchführung des Verfahrens Download PDF

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EP2846449A2
EP2846449A2 EP14181680.1A EP14181680A EP2846449A2 EP 2846449 A2 EP2846449 A2 EP 2846449A2 EP 14181680 A EP14181680 A EP 14181680A EP 2846449 A2 EP2846449 A2 EP 2846449A2
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transformer
capacitance
power source
value
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Lorch Schweisstechnik GmbH
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Lorch Schweisstechnik GmbH
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    • B23K9/10—Other electric circuits therefor; Protective circuits; Remote controls
    • B23K9/1006—Power supply
    • B23K9/1043—Power supply characterised by the electric circuit
    • B23K9/105—Power supply characterised by the electric circuit by using discharge tubes or mechanical contactors
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    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
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    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
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Definitions

  • the invention relates to a method for minimizing the harmonic loading of a single-phase AC source by a welding power source having a first rectifier circuit connectable to the AC source, a passive power factor correction circuit connected to the output of the first rectifier circuit, a clocked bridge circuit connected to the output of the power factor correction circuit, a resonant converter connected to the output of the clocked bridge circuit and a second rectifier circuit connected to the output of the resonant converter, to whose output a welding electrode and a workpiece to be welded can be connected, wherein the resonant converter comprises a transformer and a resonant circuit having a first capacitance and one in series Having the first capacitance switched first inductance.
  • the invention relates to a welding power source for carrying out the method, with a first rectifier circuit, the input side is connected to a single-phase AC voltage source and the output side is connected via a passive power factor correction circuit with a clocked bridge circuit, and with a resonant converter, a transformer and at least a resonant circuit having a first capacitance and a first inductance connected in series with the first capacitance, and which is connected on the primary side to the bridge circuit and on the secondary side to a second rectifier circuit to the output of which a welding electrode and a workpiece to be welded can be connected.
  • Such welding current sources are used in arc welding processes in which an arc burns between a welding electrode and a workpiece so that the arc-side end of the welding electrode melts and material passes in the form of drops onto the workpiece.
  • Known welding power sources often have a first rectifier circuit, which rectifies the single-phase AC voltage provided on the input side into a pulsating DC voltage.
  • smoothing capacitors are used, which provide a downstream clocked bridge circuit a DC voltage with a very low residual ripple.
  • the welding power sources usually have a control unit.
  • the DC voltage provided is converted by the bridge circuit into a high-frequency AC voltage, which is supplied to a resonance converter, which is followed by a second rectifier circuit.
  • the resonance converter transforms the high-frequency AC voltage, which is subsequently rectified by the second rectifier circuit.
  • the DC voltage provided by the second rectifier circuit is applied to the output of the welding power source and may be provided to the welding electrode and the workpiece to be welded.
  • the use of smoothing capacitors to reduce the ripple of the DC voltage provided by the first rectifier circuit has the consequence that the AC voltage source is subject to a strong harmonic load.
  • a public power supply network used and the harmonic load leads to a distortion of the mains voltage.
  • operators of public power grids specify harmonics thresholds which consumers must comply with.
  • the power factor of the welding power source can be used.
  • the power factor is defined as the ratio of the active power of the welding power source to its apparent power. Ideally, where no harmonics occur, the power factor is exactly 1. The lower the power factor, the greater the harmonic load on the power supply network.
  • a passive power factor correction circuit is used, which is arranged downstream of the first rectifier circuit and the clocked bridge circuit provides a DC voltage with a reduced but still considerable ripple.
  • the known welding power source of the resonant converter is designed as a series resonant converter. It comprises a transformer which has a series resonant circuit on the primary side with a first capacitance and a first inductance connected in series with it. From the welding power source, a constant time DC voltage is provided. The level of the DC voltage can be varied by suitable control of the clocked bridge circuit.
  • Object of the present invention is to provide a method of the type mentioned, in which the harmonic load of the AC voltage source can be kept low with a low-cost producible welding power source. Moreover, it is an object of the present invention to provide a welding power source for carrying out the method.
  • This object is achieved in a method of the generic type according to the invention by switching a second capacitance and / or a second inductance parallel to the primary side or parallel to the secondary side of the transformer or that one uses the magnetizing inductance of the transformer as the second inductance, wherein the first and the second capacitance is dimensioned such that the ratio of the first capacitance to the second capacitance corresponds to a value in the range of 1 to 10 for the second capacitance arranged on the primary side and to the quotient of a value in the range of 1 to 10 and for secondarily arranged second capacitance corresponds to the square of the transmission ratio of the transformer, and / or wherein the first and the second inductance dimensioned such that the ratio of the second inductance to the first inductance at the primary side arranged second inductance a value from d em range of 0.5 to 10 and corresponds to the secondary side arranged second inductance the quotient of a value in the range of 0.5 to 10 and the square
  • the inventive method is characterized by the combined use of a passive power factor correction circuit and a resonance converter, in which a second capacitance and / or a second inductance are connected in parallel with the transformer, wherein the second capacitance and the second inductance have a special dimensioning.
  • the first and the second capacitance are dimensioned such that the ratio of the first capacitance to the second capacitance with the second capacitance arranged on the primary side corresponds to a value in the range from 1 to 10. If the second capacitance is switched parallel to the primary side of the transformer, the first capacitance is dimensioned such that it is at least as large as the second capacitance and at most 10 times greater than the second capacitance. If the second capacitance is connected in parallel to the secondary side of the transformer, it is dimensioned such that the ratio of the first to the second capacitance corresponds to the quotient of a value in the range of 1 to 10 and the square of the transformation ratio of the transformer.
  • the transformation ratio of the transformer is understood to mean the ratio of the number of primary windings to the number of secondary windings of the transformer.
  • the first capacity of secondary side arrangement of the second capacity is sized to be at least as large as one-hundredth of the second capacity and at most equal to one-tenth of the second capacity.
  • a second inductance can also be used.
  • the first and second inductances are dimensioned such that the ratio of the second to the first inductance in the primary-side arrangement of the second inductance corresponds to a value in the range of 0.5 to 10 and the ratio of the second to the first inductance in the secondary-side arrangement of the second inductance the quotient of a value in the range of 0.5 to 10 and the square of the transmission ratio of the transformer corresponds.
  • the magnetizing inductance of the transformer is used as the second inductance.
  • a separate component for a parallel to the transformer connected second inductance can be omitted.
  • the harmonic load of the single-phase AC voltage source can be kept low and, secondly, the components of the welding current source at nominal values the welding current and the welding voltage can be designed, that is, on the time averages of the welding process. This makes it possible to reduce the manufacturing cost of the welding power source.
  • the arrangement of a second capacitance and / or a second inductance parallel to the transformer has the consequence that the second capacitance and / or the second inductance are also connected in parallel to the arc. If the welding current drops for a short time, then the second capacitor connected in parallel and / or the second inductor connected in parallel can temporarily derive the current surplus occurring in comparison with the rated current value, provided that it has the above-described dimensioning. If the welding process requires a strong increase in the welding voltage for a short time, it can do so Voltage can be provided by the second capacitor connected in parallel and / or by the second inductance connected in parallel, since a significantly higher voltage can drop across these components due to the resonance condition of the resonance converter than at the input of the resonance converter.
  • the dimensioning of the first and second capacitance or the first and second inductance in the manner explained above ensures that a stable arc can be generated, even if the input voltage provided by the single-phase AC voltage source has instantaneous values of less than half of that Maximum value. Even in these periods, even with strong fluctuations in the welding voltage and the welding current without overdimensioning the welding power source, a sufficiently high welding current can be provided, so that the arc remains stable.
  • the ratio of the first capacitance to the second capacitance is dimensioned in the case of a primary-side arrangement of the second capacitance smaller than 1, this leads to a large increase in the reactive current in the resonant circuit. In addition, this unnecessarily increases the available welding current at instantaneous values of the input voltage of less than half the maximum value, and this in turn leads to an increased harmonic load of the AC voltage source.
  • the first and second capacitances are dimensioned such that the ratio of the first capacitance to the second capacitance has a value greater than 10 when the second capacitor is arranged on the primary side, then the arc can not be stably maintained in all cases.
  • the first and the second capacitance are dimensioned such that the ratio of the first capacitance to the second capacitance corresponds to a value from the range of 1 to 10 when the second capacitance is arranged on the primary side.
  • the transformation behavior of the transformer is additionally taken into account for the dimensioning of the first and second capacitances, to the same effect as in a primary-side arrangement to obtain.
  • the dimensioning is performed such that the ratio of the first to the second capacitance corresponds to the quotient of a value in the range of 1 to 10 and the square of the transformation ratio of the transformer.
  • the gear ratio that is the ratio of the number of primary windings to the number of secondary windings, for example 2
  • a four times larger capacitance value is used as the second capacitor is arranged parallel to the primary side of the transformer.
  • the harmonic load of the AC voltage source can be kept very low, and yet a stable arc can be generated without requiring oversizing, provided that the ratio of the second inductance to the first inductance is secondarily arranged on the primary side Inductance corresponds to a value in the range of 0.5 to 10. If the second inductance is arranged parallel to the secondary side of the transformer, the second and the first inductance are dimensioned such that their ratio corresponds to the quotient of a value in the range of 0.5 and 10 and the square of the transformation ratio of the transformer.
  • the first and second capacitances like the first and second inductances, form memory elements which store energy as a function of the resonant frequency of the resonant converter.
  • at least one energy-storing element with special dimensioning is connected in parallel to the transformer.
  • a time-varying DC voltage and a time-varying DC current can thus be provided at the output of the welding power source, which enable a stable welding process, wherein the welding current source, in particular the transformer, only on the nominal values, that is, on the time averages of the output voltage and the output current must be designed.
  • This allows a cost-effective production of the welding power source.
  • the provision of the time-varying values for the output current and the output voltage has the additional advantage that the harmonic load can be kept low.
  • the method according to the invention makes it possible to maintain the welding process inherently with a low harmonic load, because with a sharp drop in the output voltage, a very high output current can be provided for a short time.
  • This has the advantage that in the presence of a very short arc length, which practically has an electrical short circuit between the welding electrode and the workpiece result, the arc-side end of the welding electrode can be temporarily melted by a strong current increase, so that from the welding electrode on a drop the workpiece goes over and thereby the arc length increases again and thus the short circuit practically ends itself.
  • the resonance voltage increase occurring in the resonance case at the second capacitance connected in parallel with the transformer and / or at the second inductance connected in parallel with the transformer can be transferred to the welding process.
  • the welding voltage can thus be set independently of the input voltage of the resonance converter, so that the arc stability without oversizing or additional circuits can be ensured in a simple manner cost.
  • the harmonic load of the single-phase AC power source to which the welding power source is connected can be kept low.
  • Another advantage of the method according to the invention is that with its help, the so-called blowing effect can be reduced.
  • This is a magnetic effect that occurs during arc welding. It is explained by the magnetic field lines that are generated by current-carrying conductors that include the arc, the welding electrode, connecting cables and also the workpiece. The field lines exert a deflecting force on the conductors. For example, the arc is deflected away from edges of the workpiece. Due to the magnetic blowing effect, the quality of a weld can be impaired.
  • the magnetic blowing effect occurs especially when welding with direct current. Since the output current of the welding power source pulsates in the method according to the invention, it has a time-constant DC component and a superposed AC component. The latter induces eddy currents in the workpiece which reduce the magnetic blowing effect.
  • first and the second capacitance are dimensioned such that the ratio of the first capacitance to the second capacitance in the case of a second capacitance arranged on the primary side corresponds to a value in the range from 1 to 5, in particular a value of 3.
  • the first and second inductance are advantageously dimensioned such that the ratio of the second inductance to the first inductance corresponds to a value in the range from 0.5 to 5, in particular a value of third
  • the transformer is desirably dimensioned such that the transformation ratio of the transformer is greater than one.
  • the ratio of the transformer that is the ratio of the number of primary windings to the number of secondary windings, defines the ratio of the primary and secondary voltages of the transformer. Becomes a gear ratio greater than 1 is selected, an input voltage can be transformed to a lower output voltage.
  • the transformer is dimensioned such that the transmission ratio of the transformer 10 is. This makes it possible to transform an input voltage with a time average of 250 V to an output voltage with a time average of 25 V. An input current with a time average of 15 A is transferred at such a dimensioning on an output current with a time average of 150 A.
  • the welding power source can be produced in a particularly cost-effective manner if the stray inductance between the primary and secondary windings of the transformer is used as the first inductance of the resonant circuit.
  • a separate component for the first inductance can be omitted.
  • the invention also relates to a welding power source for carrying out the method mentioned above.
  • the welding power source is inexpensive to produce and has a low harmonic load
  • the invention proposes that the welding power source has a second capacitance and / or a second inductance, which is connected in parallel to the transformer or that the second inductance is designed as a magnetizing inductance of the transformer, said Ratio of the first capacitance to the second capacitance with a second capacitance arranged on the primary side corresponds to a value from the range of 1 to 10 and the second capacitance corresponds to the quotient of a value from the range of 1 to 10 and the square of the transformation ratio of the transformer; or wherein the ratio of the second inductance to the first inductance in the case of a second inductance arranged on the primary side corresponds to a value in the range from 0.5 to 10 and at secondary side arranged second inductance corresponds to the quotient of a value in the range of 0.5 to 10 and the square of the
  • the welding current source according to the invention is characterized by the combined use of a passive power factor correction circuit and a resonance converter in which a second capacitance and / or a second inductance are connected in parallel to the transformer.
  • the first and the second capacitance or the first and second inductance are dimensioned in the manner explained above. This ensures that the welding power source has a low harmonic load and yet can provide a stable arc.
  • the welding power source according to the invention has the advantage that the components of the welding power source can be designed for the nominal values of the welding current and the welding voltage, that is to say on the time average values. Oversizing the components is not required.
  • the welding current source by the provision of a parallel to the transformer connected second capacitance and / or parallel connected to the transformer second inductance, which have the above-mentioned dimensions.
  • the second capacitance and / or the second inductance are connected in parallel to the arc. If the welding current drops for a short time, then the capacitance / inductance connected in parallel can briefly dissipate the current surplus occurring in comparison with the rated current value.
  • this voltage can be provided by the parallel-connected capacitance / inductance, since a significantly higher voltage can be dropped at these components due to the resonance condition of the resonance converter than at the input of the resonance converter.
  • the prerequisite for this is the above-described dimensioning of the second capacitance or the second inductance.
  • the magnetizing inductance of the transformer can be used.
  • the first capacitance and the first inductance of the resonant circuit are preferably connected in series with the primary side of the transformer.
  • the transformer has a transmission ratio greater than 1.
  • the transmission ratio of the transformer is 10, for example.
  • a single second capacitance is connected in parallel to the transformer.
  • the second capacitor is connected in parallel to the secondary side of the transformer.
  • the stray inductance between the primary and the secondary winding of the transformer is favorably used.
  • a trained as a separate component first inductance can be omitted.
  • the passive power factor correction circuit used in the welding power source according to the invention preferably has two current paths connected in parallel, wherein in each current path a diode and a capacitor are connected in series and the two current paths in the region between the diodes and capacitors are connected in series Connecting line are connected to each other, wherein in the connecting line only another diode is connected.
  • the use of ohmic resistors can thus be omitted in the power factor correction circuit.
  • FIG. 1 schematically a simplified block diagram of an advantageous embodiment of a welding power source according to the invention is shown, which is generally occupied by the reference numeral 10. It comprises two voltage supply terminals 11, 12, which can be connected to a single-phase AC voltage source, in particular to a public power supply network.
  • the two voltage supply terminals 11, 12 form the input of a first rectifier circuit 14, which is formed in the illustrated embodiment as a bridge rectifier.
  • the first rectifier circuit 14 the voltage applied to the power supply terminals 11, 12 single-phase AC voltage can be rectified.
  • the first rectifier circuit 14 is followed by a power factor correction circuit 16 having a first current path 17 and a second current path 18 connected in parallel thereto, into each of which a diode 19 or 20 and in series this one capacity 21 and 22 are connected.
  • the two current paths 17, 18 are connected to each other via a connecting line 23, in which a further diode 24 is connected.
  • a clocked bridge circuit 26 which is supplied by the power factor correction circuit 16 with a pulsating DC voltage.
  • the bridge circuit 26 is formed as a full bridge and has four switching elements 27, 28, 29, 30, each of which a freewheeling diode 31, 32, 33, 34 is assigned.
  • Such bridge circuits 26 are known per se to those skilled in the art and therefore need no further explanation in the present case.
  • the control of the bridge circuit 26 takes place with the aid of a control unit 36, which controls the switching elements 27, 28, 29, 30 such that the bridge circuit 26 provides a high-frequency alternating voltage with a variable frequency and a variable pulse width.
  • a resonance converter 38 Downstream of the bridge circuit 26 is a resonance converter 38 having a transformer 40 and having a total of three independent elements which store energy in dependence on the frequency of the resonance converter 38.
  • a first energy-storing element is in the form of a first inductance 42, which, like a second energy-storing element in the form of a first capacitor 44, is connected in series with a primary coil 46 of the transformer 40.
  • the third energy-storing element is designed in the form of a second capacitance 48, which is connected in parallel to the secondary coil 50 of the transformer 40.
  • the primary coil 46 in combination with the first inductance 42 and the first capacitor 44 connected in series form a series resonant circuit
  • the secondary coil 50 forms a parallel resonant circuit in combination with the second capacitance 48 connected in parallel with the secondary coil 50.
  • the first inductance 42 connected in series with the primary coil 46 may be configured as a leakage inductance between the primary coil and the secondary coil of the transformer 40.
  • the first inductance 42 thus does not necessarily have to be configured as a separate component.
  • the transformer 40 is designed to the nominal values, that is, the time averages of the output current and the output voltage of the welding power source 10.
  • the transmission ratio of the transformer 40 ie the ratio of the number of primary turns to the number of secondary turns, is greater than 1, in the illustrated embodiment, the transmission ratio is about 10, so that a primary-side rated voltage of about 250 V is transformed to a secondary-side rated voltage of about 25 volts.
  • a primary-side rated current of about 15 A is transformed to a secondary-side rated current of about 150 A.
  • considerably higher voltages occur at the capacitance 48 connected in parallel to the secondary coil 50, due to the resonance oscillation forming in the resonant converter 38.
  • the first capacitance 44 and the second capacitance 48 are dimensioned such that the ratio of the first capacitance 44 to the second capacitance 48 has a value that corresponds to the quotient of a value in the range of 1 to 10 and the square of the transformation ratio of the transformer 40 ,
  • the transmission ratio of the transformer 40 is in the illustrated embodiment 10.
  • the square of the transmission ratio is 100 and the quotient of a value in the range between 1 and 10 and the square of the transmission ratio of the transformer 40 is thus in the range of 0.01 to 0, 1.
  • the ratio of the first capacitance 44 to the second capacitance 48 therefore has a value in the range of 0.01 and 0.1. It can be provided, for example, that the ratio of the first capacitance 44 to the second capacitance 48 is 0.03.
  • the ratio of the first capacitor 44 to the second capacitor 48 arranged on the primary side has a value in the range from 1 to 10, suitably one Value of 3.
  • a second rectifier circuit 52 Downstream of the resonance converter 38 is a second rectifier circuit 52, which is also designed as a bridge rectifier and rectifies the AC voltage provided by the resonance converter 38.
  • the rectified output voltage is applied to output terminals 54, 55 of the welding power source 10.
  • To the output terminals 54, 55 can in usual A welding electrode 56 and a workpiece to be welded 58 are connected, so that forms between the welding electrode 56 and the workpiece 58, an arc, under the action of material from the welding electrode 56 can pass to the workpiece 58.
  • the control unit 36 is for this purpose via input lines 68, 69, 70, 71 with a primary current sensor 60 which detects the current flowing in the series resonant circuit current, and with an output current sensor 62 which detects the output current of the welding power source 10, and connected to the output terminals 54, 55 so that the control unit 36 can also detect the output voltage of the welding power source 10.
  • control unit 36 controls the switching elements 27, 28, 29, 30 of the clocked bridge circuit 26.
  • control unit 36 is connected via control lines 73, 74, 75, 76 to the switching elements 27, 28, 29 and 30 ,
  • the output voltage and the output current that provides the welding power source 10 are dependent on the input voltage applied to the input of the bridge circuit 26, that is, they are dependent on the voltage provided by the passive power factor correction circuit.
  • the output characteristic field of the welding power source 10 is in FIG. 2 and shows the relationship between the output voltage and the output current of the welding power source in response to different input voltages. It becomes clear that the input voltage can be reduced with the same output voltage. If the output voltage remains the same, the output current reduces to such an extent that the resulting lower arc output reduces the transmission behavior of the resonance converter 38.
  • a given output current can be maintained approximately independent of the magnitude of the output voltage. For example, with an input voltage of 100 V, an output current of almost 40 A can be ensured almost independently of the output voltage. This results in an inherent constant current characteristic, which is very advantageous for the stability of the arc.
  • the welding power source 10 thus stabilizes an arc between the welding electrode and the workpiece, thus facilitating the welding operation to the welder.
  • the welding power source 10 has the advantage that it has only a small harmonic load, that is, the power supply network to which the welding power source 10 is connected, is only slightly burdened by the welding power source 10 with harmonics.
  • the second capacitor 48 connected in parallel with the transformer 40 is arranged on the secondary side of the transformer 40.
  • the second capacitance 48 could also be arranged on the primary side of the transformer 40.
  • a second inductor connected in parallel with the transformer 40 could also be used, which is optionally located on the primary side or on the secondary side of the transformer 40 may be arranged.
  • a parallel to the transformer 40 connected third resonant element in the form of a second inductor or second capacitor the above-explained dimensions are used.
  • the arrangement of this third resonant element parallel to the transformer ensures that the third resonant element is connected in parallel to the load of the welding power source 10, that is parallel to the arc.
  • the resonant voltage applied to the third resonant element can thus also be made available to the welding process, and variations in the welding current can be compensated by allowing the current to flow through the third resonant element, which is arranged parallel to the welding process.
  • the welding power source 10 thus provides a pulsating welding current.
  • this makes it possible to keep the harmonic load very low.
  • the pulsating welding current has the advantage that the so-called blowing effect can be kept low.
  • This is a magnetic effect that occurs during arc welding and causes the arc to be deflected, for example away from the edge of the workpiece.
  • the reduction of the blowing effect results from the eddy currents induced in the workpiece which are opposite to the welding current.
  • the magnetic field generated by the Wirkbelströme has a tendency to compensate for the magnetic field generated by the arc.
  • the pulsating welding current provided by the welding power source 10 has an alternating current component which is superimposed on the direct current, this alternating current component reduces the blowing effect.

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Abstract

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zum Minimieren der Oberwellenbelastung einer einphasigen Wechselspannungsquelle durch eine Schweißstromquelle (10), die eine erste Gleichrichterschaltung (14), eine passive Leistungsfaktor-Korrekturschaltung (16), eine getaktete Brückenschaltung (26), einen Resonanzkonverter (38) und eine zweite Gleichrichterschaltung (52) aufweist, wobei der Resonanzkonverter (38) einen Transformator (40) und einen Schwingkreis mit einer ersten Kapazität (44) und einer ersten Induktivität (42) aufweist. Um mit einer kostengünstig herstellbaren Schweißstromquelle die Oberwellenbelastung gering halten zu können, wird vorgeschlagen, dass man eine zweite Kapazität (48) und/oder eine zweite Induktivität parallel zum Transformator (40) schaltet oder dass man die Magnetisierungsinduktivität des Transformators (40) als zweite Induktivität nutzt, wobei das Verhältnis der ersten Kapazität (44) zur zweiten Kapazität (48) bei primärseitig angeordneter zweiten Kapazität (48) einem Wert aus dem Bereich von 1 bis 10 entspricht und bei sekundärseitig angeordneter zweiten Kapazität (48) dem Quotient aus einem Wert aus dem Bereich von 1 und 10 und dem Quadrat des Übersetzungsverhältnisses des Transformators (40) entspricht, und dass das Verhältnis der zweiten Induktivität (42) zur ersten Induktivität bei primärseitig angeordneter zweiten Induktivität einem Wert aus dem Bereich von 0,5 bis 10 entspricht und bei sekundärseitig angeordneter zweiten Induktivität dem Quotient aus einem Wert aus dem Bereich von 0,5 bis 10 und dem Quadrat des Übersetzungsverhältnisses des Transformators (40) entspricht. Außerdem wird eine Schweißstromquelle (10) zur Durchführung des Verfahrens vorgeschlagen.

Description

  • Die Erfindung betrifft ein Verfahren zum Minimieren der Oberwellenbelastung einer einphasigen Wechselspannungsquelle durch eine Schweißstromquelle, die eine an die Wechselspannungsquelle anschließbare erste Gleichrichterschaltung, eine an den Ausgang der ersten Gleichrichterschaltung angeschlossene passive Leistungsfaktor-Korrekturschaltung, eine an den Ausgang der Leistungsfaktor-Korrekturschaltung angeschlossene getaktete Brückenschaltung, einen an den Ausgang der getakteten Brückenschaltung angeschlossenen Resonanzkonverter und eine an den Ausgang des Resonanzkonverters angeschlossene zweite Gleichrichterschaltung aufweist, an deren Ausgang eine Schweißelektrode und ein zu schweißendes Werkstück anschließbar sind, wobei der Resonanzkonverter einen Transformator und einen Schwingkreis mit einer ersten Kapazität und einer in Reihe zur ersten Kapazität geschalteten ersten Induktivität aufweist.
  • Außerdem betrifft die Erfindung eine Schweißstromquelle zur Durchführung des Verfahrens, mit einer ersten Gleichrichterschaltung, die eingangsseitig an eine einphasige Wechselspannungsquelle anschließbar ist und die ausgangsseitig über eine passive Leistungsfaktor-Korrekturschaltung mit einer getakteten Brückenschaltung verbunden ist, und mit einem Resonanzkonverter, der einen Transformator und zumindest einen Schwingkreis mit einer ersten Kapazität und einer in Reihe zur ersten Kapazität geschalteten ersten Induktivität aufweist und der primärseitig mit der Brückenschaltung und sekundärseitig mit einer zweiten Gleichrichterschaltung verbunden ist, an deren Ausgang eine Schweißelektrode und ein zu schweißendes Werkstück anschließbar sind. Derartige Schweißstromquellen kommen bei Lichtbogen-Schweißverfahren zum Einsatz, bei denen zwischen einer Schweißelektrode und einem Werkstück ein Lichtbogen brennt, so dass das lichtbogenseitige Ende der Schweißelektrode schmilzt und Werkstoff in Form von Tropfen auf das Werkstück übergeht. Bekannte Schweißstromquellen weisen häufig eine erste Gleichrichterschaltung auf, die die eingangsseitig bereitgestellte einphasige Wechselspannung in eine pulsierende Gleichspannung gleichrichtet. Um die Welligkeit der pulsierenden Gleichspannung zu reduzieren, kommen in der Regel Glättungskondensatoren zum Einsatz, die einer nachgeordneten getakteten Brückenschaltung eine Gleichspannung mit einer sehr geringen Restwelligkeit bereitstellen. Zur Steuerung der getakteten Brückenschaltung weisen die Schweißstromquellen üblicherweise eine Steuereinheit auf. In Abhängigkeit von Steuersignalen der Steuereinheit wird die bereitgestellte Gleichspannung von der Brückenschaltung in eine hochfrequente Wechselspannung gewandelt, die einem Resonanzkonverter zugeführt wird, dem eine zweite Gleichrichterschaltung nachgeordnet ist. Der Resonanzkonverter transformiert die hochfrequente Wechselspannung, die anschließend von der zweiten Gleichrichterschaltung gleichgerichtet wird. Die von der zweiten Gleichrichterschaltung bereitgestellte Gleichspannung liegt am Ausgang der Schweißstromquelle an und kann der Schweißelektrode und dem zu schweißenden Werkstück bereitgestellt werden.
  • Der Einsatz von Glättungskondensatoren zur Verringerung der Welligkeit der von der ersten Gleichrichterschaltung bereitgestellten Gleichspannung hat zur Folge, dass die Wechselspannungsquelle einer starken Oberwellenbelastung unterliegt. Häufig kommt als Wechselspannungsquelle ein öffentliches Spannungsversorgungsnetz zum Einsatz und die Oberwellenbelastung führt zu einer Verzerrung der Netzspannung. Um diese Verzerrung in Grenzen zu halten, werden von den Betreibern öffentlicher Spannungsversorgungsnetze Grenzwerte der Oberwellenbelastung vorgegeben, die von den Verbrauchern eingehalten werden müssen. Als Maß für die Oberwellenbelastung kann der Leistungsfaktor der Schweißstromquelle herangezogen werden. Der Leistungsfaktor ist definiert als das Verhältnis der Wirkleistung der Schweißstromquelle zu deren Scheinleistung. Im Idealfall, bei dem gar keine Oberwellen auftreten, beträgt der Leistungsfaktor genau 1. Je geringer der Leistungsfaktor ist, desto größer ist die Oberwellenbelastung des Spannungsversorgungsnetzes.
  • Um die Oberwellenbelastung zu reduzieren, wird in der US 6,091,612 eine Schweißstromquelle vorgeschlagen, bei der statt Glättungskondensatoren eine passive Leistungsfaktor-Korrekturschaltung zum Einsatz kommt, die der ersten Gleichrichterschaltung nachgeordnet ist und der getakteten Brückenschaltung eine Gleichspannung mit einer zwar reduzierten aber immer noch beachtlichen Welligkeit bereitstellt. Bei der bekannten Schweißstromquelle ist der Resonanzkonverter als Serienresonanzkonverter ausgestaltet. Er umfasst einen Transformator, der primärseitig einen seriellen Schwingkreis aufweist mit einer ersten Kapazität und einer in Reihe zu dieser geschalteten ersten Induktivität. Von der Schweißstromquelle wird eine zeitlich konstante Gleichspannung bereitgestellt. Die Höhe der Gleichspannung kann durch geeignete Steuerung der getakteten Brückenschaltung variiert werden.
  • Im Vergleich zu Schweißstromquellen, bei denen Glättungskondensatoren zum Einsatz kommen, hat die aus der US-Patentschrift 6,091,612 bekannte Schweißstromquelle den Vorteil, dass die Oberwellenbelastung des Spannungsversorgungsnetzes gering gehalten werden kann. Damit ist allerdings der Nachteil verbunden, dass die bekannte Schweißstromquelle stark überdimensioniert werden muss, um einen stabilen Lichtbogen zwischen der Schweißelektrode und dem Werkstück gewährleisten zu können. Dies hat seinen Grund darin, dass bei der Ausbildung des Lichtbogens kurzzeitig Schwankungen der Schweißspannung und des Schweißstromes auftreten können aufgrund von Änderungen der Lichtbogenlänge und/oder des Lichtbogenwiderstandes. Beispielsweise fällt bei einer kurzzeitigen Vergrößerung der Lichtbogenlänge der Schweißstrom stark ab und die Schweißspannung erhöht sich deutlich. Bei einer kurzzeitigen Verringerung der Lichtbogenlänge erhöht sich der Schweißstrom und die Schweißspannung fällt stark ab. Da die Schweißstromquelle diesen Strom- und Spannungsschwankungen gerecht werden muss, ist es bei der aus der US-Patentschrift 6,091,612 bekannten Schweißstromquelle erforderlich, sämtliche Bauteile der Schweißstromquelle, vor allem auch den Transformator, auf die kurzzeitig auftretenden Maximalwerte auszulegen. Im Vergleich zu den Strom- und Spannungsmittelwerten erfordert insbesondere die Kombination aus gleichzeitig auftretender maximaler Ausgangsspannung und minimaler Eingangsspannung eine Überdimensionierung der Schweißstromquelle. Dies ist mit nicht unbeträchtlichen Kosten verbunden.
  • Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, ein Verfahren der eingangs genannten Art bereitzustellen, bei dem mit einer kostengünstig herstellbaren Schweißstromquelle die Oberwellenbelastung der Wechselspannungsquelle gering gehalten werden kann. Außerdem ist es Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Schweißstromquelle zur Durchführung des Verfahrens bereitzustellen.
  • Diese Aufgabe wird bei einem Verfahren der gattungsgemäßen Art erfindungsgemäß dadurch gelöst, dass man eine zweite Kapazität und/oder eine zweite Induktivität parallel zur Primärseite oder parallel zur Sekundärseite des Transformators schaltet oder dass man die Magnetisierungsinduktivität des Transformators als zweite Induktivität nutzt, wobei man die erste und die zweite Kapazität derart dimensioniert, dass das Verhältnis der ersten Kapazität zur zweiten Kapazität bei primärseitig angeordneter zweiter Kapazität einem Wert aus dem Bereich von 1 bis 10 entspricht und bei sekundärseitig angeordneter zweiter Kapazität dem Quotient aus einem Wert aus dem Bereich von 1 bis 10 und dem Quadrat des Übersetzungsverhältnisses des Transformators entspricht, und/oder wobei man die erste und die zweite Induktivität derart dimensioniert, dass das Verhältnis der zweiten Induktivität zur ersten Induktivität bei primärseitig angeordneter zweiter Induktivität einem Wert aus dem Bereich von 0,5 bis 10 entspricht und bei sekundärseitig angeordneter zweiter Induktivität dem Quotient aus einem Wert aus dem Bereich von 0,5 bis 10 und dem Quadrat des Übersetzungsverhältnisses des Transformators entspricht.
  • Das erfindungsgemäße Verfahren zeichnet sich durch den kombinierten Einsatz einer passiven Leistungsfaktor-Korrekturschaltung und eines Resonanzkonverters aus, bei dem eine zweite Kapazität und/oder eine zweite Induktivität parallel zum Transformator geschaltet sind, wobei die zweite Kapazität und die zweite Induktivität eine spezielle Dimensionierung aufweisen.
  • Bei Einsatz einer zweiten Kapazität dimensioniert man die erste und die zweite Kapazität derart, dass das Verhältnis der ersten Kapazität zur zweiten Kapazität bei primärseitig angeordneter zweiter Kapazität einem Wert aus dem Bereich von 1 bis 10 entspricht. Wird die zweite Kapazität parallel zur Primärseite des Transformators geschaltet, so wird die erste Kapazität also derart dimensioniert, dass sie mindestens so groß ist wie die zweite Kapazität und maximal 10-mal so groß ist wie die zweite Kapazität. Wird die zweite Kapazität parallel zur Sekundärseite des Transformators geschaltet, so wird sie derart dimensioniert, dass das Verhältnis der ersten zur zweiten Kapazität dem Quotient aus einem Wert aus dem Bereich von 1 bis 10 und dem Quadrat des Übersetzungsverhältnisses des Transformators entspricht.
  • Unter dem Übersetzungsverhältnis des Transformators wird das Verhältnis der Anzahl der Primärwindungen zur Anzahl der Sekundärwindungen des Transformators verstanden.
  • Beträgt das Übersetzungsverhältnis des Transformators beispielsweise 10, so wird die erste Kapazität bei sekundärseitiger Anordnung der zweiten Kapazität derart dimensioniert, dass sie mindestens so groß ist wie ein Hundertstel der zweiten Kapazität und maximal so groß ist wie ein Zehntel der zweiten Kapazität.
  • Alternativ oder ergänzend zur zweiten Kapazität kann auch eine zweite Induktivität zum Einsatz kommen. Bei Einsatz einer parallel zum Transformator geschalteten zweiten Induktivität werden die erste und zweite Induktivität derart dimensioniert, dass das Verhältnis der zweiten zur ersten Induktivität bei primärseitiger Anordnung der zweiten Induktivität einem Wert aus dem Bereich von 0,5 bis 10 entspricht und dass das Verhältnis der zweiten zur ersten Induktivität bei sekundärseitiger Anordnung der zweiten Induktivität dem Quotient aus einem Wert aus dem Bereich von 0,5 bis 10 und dem Quadrat des Übersetzungsverhältnisses des Transformators entspricht.
  • Es kann vorgesehen sein, dass man die Magnetisierungsinduktivität des Transformators als zweite Induktivität nutzt. Ein separates Bauelement für eine parallel zum Transformator geschaltete zweite Induktivität kann dadurch entfallen.
  • Es hat sich gezeigt, dass durch den Einsatz der parallel zum Transformator geschalteten zweiten Kapazität und/oder durch den Einsatz der parallel zum Transformator geschalteten zweiten Induktivität zum einen die Oberwellenbelastung der einphasigen Wechselspannungsquelle gering gehalten werden kann und zum anderen die Bauteile der Schweißstromquelle auf die Nennwerte des Schweißstroms und der Schweißspannung ausgelegt werden können, das heißt auf die zeitlichen Mittelwerte des Schweißprozesses. Die erlaubt es, die Herstellungskosten der Schweißstromquelle zu reduzieren. Eine Überdimensionierung der Bauteile, wie sie bei der aus der US-Patentschrift 6,091,612 bekannten Schweißstromquelle erforderlich ist, ist beim erfindungsgemäßen Verfahren nicht notwendig. Kurzzeitig auftretenden Minimal- und Maximalwerten der Schweißspannung und des Schweißstromes wird man beim erfindungsgemäßen Verfahren durch die Bereitstellung der parallel zum Transformator geschalteten zweiten Kapazität und/oder der parallel zum Transformator geschalteten zweiten Induktivität gerecht, die in der voranstehend erläuterten Weise dimensioniert werden.
  • Die Anordnung einer zweiten Kapazität und/oder einer zweiten Induktivität parallel zum Transformator hat zur Folge, dass die zweite Kapazität und/oder die zweite Induktivität auch parallel zum Lichtbogen geschaltet sind. Fällt der Schweißstrom kurzzeitig ab, so kann die parallel geschaltete zweite Kapazität und/oder die parallel geschaltete zweite Induktivität den verglichen mit dem Stromnennwert auftretenden Stromüberschuss kurzzeitig ableiten, sofern sie die voranstehend erläuterte Dimensionierung aufweist. Erfordert der Schweißprozess kurzzeitig eine starke Erhöhung der Schweißspannung, so kann diese Spannung von der parallel geschalteten zweiten Kapazität und/oder von der parallel geschalteten zweiten Induktivität bereitgestellt werden, da an diesen Bauteilen aufgrund der Resonanzbedingung des Resonanzkonverters eine wesentlich höhere Spannung abfallen kann als am Eingang des Resonanzkonverters.
  • Die Dimensionierung der ersten und zweiten Kapazität bzw. der ersten und zweiten Induktivität in der voranstehend erläuterten Weise stellt sicher, dass ein stabiler Lichtbogen erzeugt werden kann, und zwar auch dann, wenn die von der einphasigen Wechselspannungsquelle bereitgestellte Eingangsspannung Momentanwerte von weniger als der Hälfte des Maximalwertes aufweist. Auch in diesen Zeitabschnitten kann selbst bei starken Schwankungen der Schweißspannung und des Schweißstroms ohne eine Überdimensionierung der Schweißstromquelle ein ausreichend hoher Schweißstrom bereitgestellt werden, so dass der Lichtbogen stabil bleibt.
  • Dimensioniert man das Verhältnis der ersten Kapazität zur zweiten Kapazität bei primärseitiger Anordnung der zweiten Kapazität kleiner als 1, so führt dies zu einer starken Erhöhung des Blindstroms im Resonanzkreis. Außerdem wird dadurch der verfügbare Schweißstrom bei Momentanwerten der Eingangsspannung von weniger als dem halben Maximalwert unnötig erhöht und dies wiederum führt zu einer verstärkten Oberwellenbelastung der Wechselspannungsquelle. Dimensioniert man andererseits die erste und die zweite Kapazität derart, dass das Verhältnis der ersten Kapazität zur zweiten Kapazität bei primärseitiger Anordnung der zweiten Kapazität einen Wert größer 10 aufweist, so kann der Lichtbogen nicht in allen Fällen stabil aufrechterhalten werden. Erfindungsgemäß werden daher die erste und die zweite Kapazität derart dimensioniert, dass das Verhältnis der ersten Kapazität zur zweiten Kapazität bei primärseitig angeordneter zweiter Kapazität einem Wert aus dem Bereich von 1 bis 10 entspricht. Wird die zweite Kapazität parallel zur Sekundärseite des Transformators geschaltet, so wird für die Dimensionierung der ersten und zweiten Kapazität zusätzlich das Transformationsverhalten des Transformators berücksichtigt, um dieselbe Wirkung wie bei einer primärseitigen Anordnung zu erhalten. Bei sekundärseitiger Anordnung der zweiten Kapazität erfolgt deshalb die Dimensionierung derart, dass das Verhältnis der ersten zur zweiten Kapazität dem Quotient aus einem Wert aus dem Bereich von 1 bis 10 und dem Quadrat des Übersetzungsverhältnisses des Transformators entspricht.
  • Beträgt das Übersetzungsverhältnis, das heißt das Verhältnis der Anzahl der Primärwindungen zur Anzahl der Sekundärwindungen, beispielsweise 2, so wird bei Anordnung der zweiten Kapazität parallel zur Sekundärseite des Transformators ein vierfach größerer Kapazitätswert verwendet als wenn die zweite Kapazität parallel zur Primärseite des Transformators angeordnet wird. Durch die Dimensionierung der sekundärseitig angeordneten zweiten Kapazität unter Berücksichtigung des Übersetzungsverhältnisses des Transformators in der voranstehend erläuterten Weise kann dieselbe Wirkung erzielt werden, als wenn die zweite Kapazität parallel zur Primärseite des Transformators geschaltet wird.
  • In entsprechender Weise kann bei Einsatz einer parallel zum Transformator geschalteten zweiten Induktivität die Oberwellenbelastung der Wechselspannungsquelle sehr gering gehalten werden und dennoch kann ein stabiler Lichtbogen erzeugt werden, ohne dass eine Überdimensionierung erforderlich ist, sofern das Verhältnis der zweiten Induktivität zur ersten Induktivität bei primärseitig angeordneter zweiter Induktivität einem Wert aus dem Bereich von 0,5 bis 10 entspricht. Wird die zweite Induktivität parallel zur Sekundärseite des Transformators angeordnet, so werden die zweite und die erste Induktivität derart dimensioniert, dass ihr Verhältnis dem Quotient aus einem Wert aus dem Bereich von 0,5 und 10 und dem Quadrat des Übersetzungsverhältnisses des Transformators entspricht.
  • Die ersten und zweiten Kapazitäten bilden ebenso wie die ersten und zweiten Induktivitäten Speicherelemente aus, die in Abhängigkeit von der Resonanzfrequenz des Resonanzkonverters Energie speichern. Beim erfindungsgemäßen Verfahren ist hierbei mindestens ein energiespeicherndes Element mit spezieller Dimensionierung parallel zum Transformator geschaltet.
  • Mittels des erfindungsgemäßen Verfahrens können somit am Ausgang der Schweißstromquelle eine zeitlich variierende Gleichspannung und ein zeitlich variierender Gleichstrom bereitgestellt werden, die einen stabilen Schweißprozess ermöglichen, wobei die Schweißstromquelle, insbesondere der Transformator, nur auf die Nennwerte, das heißt auf die zeitlichen Mittelwerte der Ausgangsspannung und des Ausgangsstroms ausgelegt werden muss. Dies ermöglicht eine kostengünstige Herstellung der Schweißstromquelle. Die Bereitstellung der zeitlich variierenden Werte für den Ausgangsstrom und die Ausgangsspannung hat darüber hinaus den Vorteil, dass die Oberwellenbelastung gering gehalten werden kann.
  • Das erfindungsgemäße Verfahren ermöglicht es, mit einer geringen Oberwellenbelastung den Schweißprozess inhärent aufrechtzuerhalten, denn bei einem starken Abfall der Ausgangsspannung kann kurzzeitig ein sehr hoher Ausgangsstrom bereitgestellt werden. Dies hat den Vorteil, dass bei Vorliegen einer sehr kurzen Lichtbogenlänge, die praktisch einen elektrischen Kurzschluss zwischen der Schweißelektrode und dem Werkstück zur Folge hat, das lichtbogenseitige Ende der Schweißelektrode durch eine starke Stromerhöhung kurzzeitig abgeschmolzen werden kann, so dass von der Schweißelektrode ein Tropfen auf das Werkstück übergeht und sich dadurch die Lichtbogenlänge wieder vergrößert und sich damit der Kurzschluss praktisch selbst beendet.
  • Beim erfindungsgemäßen Verfahren kann die im Resonanzfall an der parallel zum Transformator geschalteten zweiten Kapazität und/oder an der parallel zum Transformator geschalteten zweiten Induktivität auftretende Resonanzspannungserhöhung auf den Schweißprozess transferiert werden. Die Schweißspannung kann sich somit unabhängig von der Eingangsspannung des Resonanzkonverters einstellen, so dass die Lichtbogenstabilität ohne Überdimensionierung oder Zusatzschaltungen auf einfache Weise kostengünstig sichergestellt werden kann. Gleichzeitig kann die Oberwellenbelastung der einphasigen Wechselspannungsquelle, an die die Schweißstromquelle angeschlossen ist, gering gehalten werden.
  • Ein weiterer Vorteil des erfindungsgemäßen Verfahrens liegt darin, dass mit seiner Hilfe die sogenannte Blaswirkung reduziert werden kann. Hierbei handelt es sich um einen magnetischen Effekt, der beim Lichtbogenschweißen auftritt. Er erklärt sich durch die magnetischen Feldlinien, die von Strom durchflossenen Leitern, zu denen der Lichtbogen, die Schweißelektrode, Verbindungskabel und auch das Werkstück gehören, erzeugt werden. Die Feldlinien üben auf die Leiter eine Ablenkkraft aus. Beispielsweise wird der Lichtbogen von Kanten des Werkstücks weggelenkt. Durch die magnetische Blaswirkung kann die Güte einer Schweißnaht beeinträchtigt werden. Die magnetische Blaswirkung tritt insbesondere beim Schweißen mit Gleichstrom auf. Da beim erfindungsgemäßen Verfahren der Ausgangsstrom der Schweißstromquelle pulsiert, weist er einen zeitlich konstanten Gleichstromanteil und einen überlagerten Wechselstromanteil auf. Letzterer induziert im Werkstück Wirbelströme, die die magnetische Blaswirkung reduzieren.
  • Von Vorteil ist es, wenn man die erste und die zweite Kapazität derart dimensioniert, dass das Verhältnis der ersten Kapazität zur zweiten Kapazität bei primärseitig angeordneter zweiten Kapazität einem Wert aus dem Bereich von 1 bis 5 entspricht, insbesondere einem Wert von 3.
  • Kommt mindestens eine zweite Induktivität zum Einsatz, so dimensioniert man die erste und zweite Induktivität günstigerweise derart, dass das Verhältnis der zweiten Induktivität zur ersten Induktivität bei primärseitig angeordneter zweiten Induktivität einem Wert aus dem Bereich von 0,5 bis 5 entspricht, insbesondere einem Wert von 3.
  • Der Transformator wird günstigerweise derart dimensioniert, dass das Übersetzungsverhältnis des Transformators größer als 1 ist. Das Übersetzungsverhältnis des Transformators, das heißt das Verhältnis der Anzahl der Primärwindungen zur Anzahl der Sekundärwindungen, definiert das Verhältnis der Primär- und Sekundärspannungen des Transformators. Wird ein Übersetzungsverhältnis größer 1 gewählt, so kann eine Eingangsspannung auf eine geringere Ausgangsspannung transformiert werden.
  • Es kann beispielsweise vorgesehen sein, dass man den Transformator derart dimensioniert, dass das Übersetzungsverhältnis des Transformators 10 beträgt. Dies ermöglicht es, eine Eingangsspannung mit einem zeitlichen Mittelwert von 250 V auf eine Ausgangsspannung mit einem zeitlichen Mittelwert von 25 V zu transformieren. Ein Eingangsstrom mit einem zeitlichen Mittelwert von 15 A wird bei einer derartigen Dimensionierung auf einen Ausgangsstrom mit einem zeitlichen Mittelwert von 150 A transferiert.
  • Besonders kostengünstig kann die Schweißstromquelle hergestellt werden, wenn die Streuinduktivität zwischen der Primär- und der Sekundärwicklung des Transformators als erste Induktivität des Schwingkreises genutzt wird. Ein separates Bauelement für die erste Induktivität kann dadurch entfallen.
  • Von Vorteil ist es, wenn man eine zweite Kapazität parallel zur Sekundärseite des Transformators schaltet.
  • Wie bereits erwähnt, betrifft die Erfindung auch eine Schweißstromquelle zur Durchführung des voranstehend genannten Verfahrens. Damit die Schweißstromquelle kostengünstig herstellbar ist und eine geringe Oberwellenbelastung aufweist, wird erfindungsgemäß vorgeschlagen, dass die Schweißstromquelle eine zweite Kapazität und/oder eine zweite Induktivität aufweist, die parallel zum Transformator geschaltet ist oder dass die zweite Induktivität als Magnetisierungsinduktivität des Transformators ausgebildet ist, wobei das Verhältnis der ersten Kapazität zur zweiten Kapazität bei primärseitig angeordneter zweiter Kapazität einem Wert aus dem Bereich von 1 bis 10 entspricht und bei sekundärseitig angeordneter zweiter Kapazität dem Quotient aus einem Wert aus dem Bereich von 1 bis 10 und dem Quadrat des Übersetzungsverhältnisses des Transformators entspricht, und/oder wobei das Verhältnis der zweiten Induktivität zur ersten Induktivität bei primärseitig angeordneter zweiter Induktivität einem Wert aus dem Bereich von 0,5 bis 10 entspricht und bei sekundärseitig angeordneter zweiter Induktivität dem Quotient aus einem Wert aus dem Bereich von 0,5 bis 10 und dem Quadrat des Übersetzungsverhältnisses des Transformators entspricht.
  • Wie voranstehend bereits im Einzelnen erläutert, zeichnet sich die erfindungsgemäße Schweißstromquelle durch den kombinierten Einsatz einer passiven Leistungsfaktor-Korrekturschaltung und eines Resonanzkonverters aus, bei dem eine zweite Kapazität und/oder eine zweite Induktivität parallel zum Transformator geschaltet sind. Hierbei sind die erste und die zweite Kapazität bzw. die erste und zweite Induktivität in der voranstehend erläuterten Weise dimensioniert. Dadurch ist sichergestellt, dass die Schweißstromquelle eine geringe Oberwellenbelastung aufweist und dennoch einen stabilen Lichtbogen bereitstellen kann. Außerdem hat die erfindungsgemäße Schweißstromquelle den Vorteil, dass die Bauteile der Schweißstromquelle auf die Nennwerte des Schweißstroms und der Schweißspannung ausgelegt werden können, das heißt auf die zeitlichen Mittelwerte. Eine Überdimensionierung der Bauteile ist nicht erforderlich. Kurzzeitig auftretenden Minimal- und Maximalwerten der Schweißspannung und des Schweißstroms wird die erfindungsgemäße Schweißstromquelle durch die Bereitstellung einer parallel zum Transformator geschalteten zweiten Kapazität und/oder einer parallel zum Transformator geschalteten zweiten Induktivität gerecht, die die voranstehend genannte Dimensionierungen aufweisen. Die zweite Kapazität und/oder die zweite Induktivität sind parallel zum Lichtbogen geschaltet. Fällt der Schweißstrom kurzzeitig ab, so kann die parallel geschaltete Kapazität/Induktivität den verglichen mit dem Stromnennwert auftretenden Stromüberschuss kurzzeitig ableiten. Erfordert der Schweißprozess kurzzeitig eine starke Erhöhung der Schweißspannung, so kann diese Spannung von der parallel geschalteten Kapazität/Induktivität bereitgestellt werden, da an diesen Bauteilen aufgrund der Resonanzbedingung des Resonanzkonverters eine wesentlich höhere Spannung abfallen kann als am Eingang des Resonanzkonverters. Voraussetzung hierfür ist die voranstehend erläuterte Dimensionierung der zweiten Kapazität bzw. der zweiten Induktivität.
  • Als parallel zum Transformator geschaltete zweite Induktivität kann die Magnetisierungsinduktivität des Transformators zum Einsatz kommen.
  • Die erste Kapazität und die erste Induktivität des Schwingkreises sind vorzugsweise in Reihe zur Primärseite des Transformators geschaltet.
  • Bei einer vorteilhaften Ausführungsform der erfindungsgemäßen Schweißstromquelle weist der Transformator ein Übersetzungsverhältnis größer 1 auf.
  • Wie bereits erläutert, ist es von Vorteil, wenn das Übersetzungsverhältnis des Transformators beispielsweise 10 beträgt.
  • Bei einer vorteilhaften Ausführungsform der erfindungsgemäßen Schweißstromquelle ist parallel zum Transformator eine einzige zweite Kapazität geschaltet.
  • Es kann vorgesehen sein, dass parallel zum Transformator eine einzige zweite Induktivität geschaltet ist.
  • Günstigerweise ist die zweite Kapazität parallel zur Sekundärseite des Transformators geschaltet.
  • Als erste Induktivität des Schwingkreises der erfindungsgemäßen Schweißstromquelle kommt günstigerweise die Streuinduktivität zwischen der Primärund der Sekundärwicklung des Transformators zum Einsatz. Eine als separates Bauelement ausgebildete erste Induktivität kann dadurch entfallen.
  • Passive Leistungsfaktor-Korrekturschaltungen sind dem Fachmann an sich bekannt. Bevorzugt weist die bei der erfindungsgemäßen Schweißstromquelle zum Einsatz kommende passive Leistungsfaktor-Korrekturschaltung zwei parallel zueinander geschaltete Strompfade auf, wobei in jedem Strompfad eine Diode und eine Kapazität in Reihe zueinander geschaltet sind und die beiden Strompfade im Bereich zwischen den Dioden und Kapazitäten über eine Verbindungsleitung miteinander verbunden sind, wobei in die Verbindungsleitung lediglich eine weitere Diode geschaltet ist. Der Einsatz von Ohmschen Widerständen kann somit bei der Leistungsfaktor-Korrekturschaltung entfallen.
  • Die nachfolgende Beschreibung einer vorteilhaften Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens und der erfindungsgemäßen Schweißstromquelle dient im Zusammenhang mit der Zeichnung der näheren Erläuterung. Es zeigen:
    • Figur 1:
    ein Blockschaltbild einer Schweißstromquelle und
    Figur 2:
    ein Ausgangskennlinienfeld der Schweißstromquelle aus Figur 1.
  • In Figur 1 ist schematisch ein vereinfachtes Blockschaltbild einer vorteilhaften Ausführungsform einer erfindungsgemäßen Schweißstromquelle dargestellt, die insgesamt mit dem Bezugszeichen 10 belegt ist. Sie umfasst zwei Spannungsversorgungsanschlüsse 11, 12, die an eine einphasige Wechselspannungsquelle, insbesondere an ein öffentliches Spannungsversorgungsnetz, angeschlossen werden können. Die beiden Spannungsversorgungsanschlüsse 11, 12 bilden den Eingang einer ersten Gleichrichterschaltung 14, die im dargestellten Ausführungsbeispiel als Brückengleichrichter ausgebildet ist. Mittels der ersten Gleichrichterschaltung 14 kann die an den Spannungsversorgungsanschlüssen 11, 12 anliegende einphasige Wechselspannung gleichgerichtet werden. Um die Restwelligkeit der gleichgerichteten Spannung zu reduzieren, schließt sich an die erste Gleichrichterschaltung 14 eine Leistungsfaktor-Korrekturschaltung 16 an mit einem ersten Strompfad 17 und einem parallel zu diesen geschalteten zweiten Strompfad 18, in die jeweils eine Diode 19 bzw. 20 und in Reihe zu dieser eine Kapazität 21 bzw. 22 geschaltet sind. Im Bereich zwischen den Dioden und Kapazitäten sind die beiden Strompfade 17, 18 über eine Verbindungsleitung 23 miteinander verbunden, in die eine weitere Diode 24 geschaltet ist.
  • Der Leistungsfaktor-Korrekturschaltung 16 nachgeordnet ist eine getaktete Brückenschaltung 26, die von der Leistungsfaktor-Korrekturschaltung 16 mit einer pulsierenden Gleichspannung versorgt wird. Die Brückenschaltung 26 ist als Vollbrücke ausgebildet und weist vier Schaltelemente 27, 28, 29, 30 auf, denen jeweils eine Freilaufdiode 31, 32, 33, 34 zugeordnet ist. Derartige Brückenschaltungen 26 sind dem Fachmann an sich bekannt und bedürfen daher vorliegend keiner näheren Erläuterung. Die Steuerung der Brückenschaltung 26 erfolgt mit Hilfe einer Steuereinheit 36, die die Schaltelemente 27, 28, 29, 30 so ansteuert, dass die Brückenschaltung 26 eine hochfrequente Wechselspannung bereitstellt mit einer variablen Frequenz und einer variablen Pulsbreite.
  • Der Brückenschaltung 26 nachgeordnet ist ein Resonanzkonverter 38 mit einem Transformator 40 und mit insgesamt drei unabhängigen, in Abhängigkeit von der Frequenz des Resonanzkonverters 38 energiespeichernden Elementen. Ein erstes energiespeicherndes Element ist in Form einer ersten Induktivität 42 ausgebildet, die ebenso wie ein zweites energiespeicherndes Element in Form einer ersten Kapazität 44 in Reihe zu einer Primärspule 46 des Transformators 40 geschaltet ist. Das dritte energiespeichernde Element ist in Form einer zweiten Kapazität 48 ausgebildet, die parallel zur Sekundärspule 50 des Transformators 40 geschaltet ist. Die Primärspule 46 bildet in Kombination mit der ersten Induktivität 42 und der in Reihe zu dieser geschalteten ersten Kapazität 44 einen seriellen Schwingkreis aus, und die Sekundärspule 50 bildet in Kombination mit der parallel zur Sekundärspule 50 geschalteten zweiten Kapazität 48 einen parallelen Schwingkreis aus. Die in Reihe zur Primärspule 46 geschaltete erste Induktivität 42 kann als Streuinduktivität zwischen Primärspule und Sekundärspule des Transformators 40 ausgestaltet sein. Die erste Induktivität 42 muss somit nicht zwingend als separates Bauelement ausgestaltet sein.
  • Der Transformator 40 ist auf die Nennwerte, das heißt auf die zeitlichen Mittelwerte des Ausgangsstroms und der Ausgangsspannung der Schweißstromquelle 10 ausgelegt. Das Übersetzungsverhältnis des Transformators 40, also das Verhältnis der Anzahl der Primärwindungen zur Anzahl der Sekundärwindungen, ist größer 1, im dargestellten Ausführungsbeispiel beträgt das Übersetzungsverhältnis etwa 10, so dass eine primärseitige Nennspannung von etwa 250 V auf eine sekundärseitige Nennspannung von etwa 25 V transformiert wird. In entsprechender Weise wird ein primärseitiger Nennstrom von etwa 15 A auf einen sekundärseitigen Nennstrom von etwa 150 A transformiert. Kurzzeitig treten allerdings an der parallel zur Sekundärspule 50 geschalteten Kapazität 48 erheblich höhere Spannungen auf aufgrund der sich im Resonanzkonverter 38 ausbildenden Resonanzschwingung.
  • Die erste Kapazität 44 und die zweite Kapazität 48 sind derart dimensioniert, dass das Verhältnis der ersten Kapazität 44 zur zweiten Kapazität 48 einen Wert aufweist, der dem Quotient aus einem Wert aus dem Bereich von 1 bis 10 und dem Quadrat des Übersetzungsverhältnisses des Transformators 40 entspricht. Das Übersetzungsverhältnis des Transformators 40 beträgt im dargestellten Ausführungsbeispiel 10. Somit beträgt das Quadrat des Übersetzungsverhältnisses 100 und der Quotient aus einem Wert aus dem Bereich zwischen 1 und 10 und dem Quadrat des Übersetzungsverhältnisses des Transformators 40 liegt somit im Bereich von 0,01 bis 0,1. Das Verhältnis der ersten Kapazität 44 zur zweiten Kapazität 48 weist deshalb einen Wert auf im Bereich von 0,01 und 0,1. Es kann beispielsweise vorgesehen sein, dass das Verhältnis der ersten Kapazität 44 zur zweiten Kapazität 48 0,03 beträgt. Wird statt dessen die zweite Kapazität 48 in einer alternativen Ausgestaltung der Schweißstromquelle 10 parallel zur Primärseite des Transformators 40 geschaltet, so weist das Verhältnis der ersten Kapazität 44 zu der primärseitig angeordneten zweiten Kapazität 48 einen Wert aus dem Bereich von 1 bis 10 auf, günstigerweise einen Wert von 3.
  • Dem Resonanzkonverter 38 nachgeordnet ist eine zweite Gleichrichterschaltung 52, die ebenfalls als Brückengleichrichter ausgestaltet ist und die vom Resonanzkonverter 38 bereitgestellte Wechselspannung gleichrichtet. Die gleichgerichtete Ausgangsspannung liegt an Ausgangsklemmen 54, 55 der Schweißstromquelle 10 an. An die Ausgangsklemmen 54, 55 können in üblicher Weise eine Schweißelektrode 56 und ein zu schweißendes Werkstück 58 angeschlossen werden, so dass sich zwischen der Schweißelektrode 56 und dem Werkstück 58 ein Lichtbogen ausbildet, unter dessen Wirkung Werkstoff von der Schweißelektrode 56 auf das Werkstück 58 übergehen kann.
  • Die Länge des Lichtbogens und damit dessen Widerstand unterliegen zeitlichen Schwankungen. Dies hat zur Folge, dass auch die an den Ausgangsklemmen 54, 55 anliegende Ausgangsspannung sowie der zur Schweißelektrode 56 fließende Ausgangsstrom Schwankungen unterliegt. Diese Schwankungen werden von der Steuereinheit 36 ebenso erfasst wie Schwankungen des Primärstroms des Transformators 40, das heißt Schwankungen des Stromes, der über die Primärspule 46 fließt. Die Steuereinheit 36 ist hierzu über Eingangsleitungen 68, 69, 70, 71 mit einem Primärstromsensor 60, der den im seriellen Schwingkreis fließenden Strom erfasst, sowie mit einem Ausgangsstromsensor 62, der den Ausgangsstrom der Schweißstromquelle 10 erfasst, und mit den Ausgangsklemmen 54, 55 verbunden, so dass die Steuereinheit 36 auch die Ausgangsspannung der Schweißstromquelle 10 erfassen kann. Aufgrund der erfassten Strom- und Spannungswerte steuert die Steuereinheit 36 die Schaltelemente 27, 28, 29, 30 der getakteten Brückenschaltung 26. Hierzu ist die Steuereinheit 36 über Steuerleitungen 73, 74, 75, 76 mit den Schaltelementen 27, 28, 29 und 30 verbunden.
  • Die Ausgangsspannung und der Ausgangsstrom, die die Schweißstromquelle 10 bereitstellt, sind abhängig von der am Eingang der Brückenschaltung 26 anliegenden Eingangsspannung, das heißt sie sind abhängig von der Spannung, die die passive Leistungsfaktor-Korrekturschaltung bereitstellt. Das Ausgangskennlinienfeld der Schweißstromquelle 10 ist in Figur 2 dargestellt und gibt den Zusammenhang wieder zwischen der Ausgangsspannung und dem Ausgangsstrom der Schweißstromquelle in Abhängigkeit von unterschiedlichen Eingangsspannungen. Es wird deutlich, dass sich bei gleichbleibender Ausgangsspannung die Eingangsspannung reduzieren kann. Bei gleichbleibender Ausgangsspannung reduziert sich der Ausgangsstrom so weit, dass die sich daraus ergebende geringere Lichtbogenleistung dem Übertragungsverhalten des Resonanzkonverters 38 entspricht. In Abhängigkeit von der Eingangsspannung kann ein bestimmter Ausgangsstrom annähernd unabhängig von der Höhe der Ausgangsspannung aufrechterhalten werden. So kann zum Beispiel bei einer Eingangsspannung von 100 V noch ein Ausgangsstrom von knapp 40 A annähernd unabhängig von der Ausgangsspannung sichergestellt werden. Es ergibt sich somit eine inhärente Konstantstromcharakteristik, welche für die Stabilität des Lichtbogens sehr vorteilhaft ist.
  • Aus dem Ausgangskennlinienfeld gemäß Figur 2 wird auch deutlich, dass sich der Ausgangsstrom bei absinkender Ausgangsspannung stark erhöhen kann. Die Ausgangsspannung sinkt, wenn sich der Lichtbogenwiderstand verringert. Die absinkende Ausgangsspannung führt zu einer starken Erhöhung des Ausgangsstroms und dadurch zum Abschmelzen der Schweißelektrode, so dass sich anschließend wieder ein größerer Lichtbogenwiderstand ausbildet und sich die Ausgangsspannung erhöht. Einem sich ausbildenden Kurzschluss zwischen der Schweißelektrode und dem Werkstück wirkt somit die Charakteristik der Schweißstromquelle 10 entgegen.
  • Die Schweißstromquelle 10 stabilisiert somit einen Lichtbogen zwischen der Schweißelektrode und dem Werkstück und erleichtert damit dem Schweißer den Schweißvorgang. Darüber hinaus hat die Schweißstromquelle 10 den Vorteil, dass sie nur eine geringe Oberwellenbelastung aufweist, das heißt das Spannungsversorgungsnetz, an das die Schweißstromquelle 10 angeschlossen wird, wird von der Schweißstromquelle 10 nur gering mit Oberwellen belastet.
  • Im dargestellten Ausführungsbeispiel ist die parallel zum Transformator 40 geschaltete zweite Kapazität 48 an der Sekundärseite des Transformators 40 angeordnet. Dies ist jedoch nicht zwingend erforderlich. Wie bereits erwähnt, könnte die zweite Kapazität 48 auch an der Primärseite des Transformators 40 angeordnet sein. Außerdem könnte alternativ oder ergänzend zu der parallel zum Transformator 40 geschalteten zweiten Kapazität 48 auch eine parallel zum Transformator 40 geschaltete zweite Induktivität zum Einsatz kommen, die wahlweise an der Primärseite oder an der Sekundärseite des Transformators 40 angeordnet sein kann. Um kurzzeitigen Schwankungen des Schweißprozesses gerecht zu werden, sollte jedenfalls zusätzlich zu den in Reihe zueinander geschalteten ersten und zweiten Resonanzelementen in Form der ersten Induktivität 42 und der ersten Kapazität 44 ein parallel zum Transformator 40 geschaltetes drittes Resonanzelement in Form einer zweiten Induktivität oder zweiten Kapazität mit der voranstehend erläuterten Dimensionierung zum Einsatz kommen. Die Anordnung dieses dritten Resonanzelementes parallel zum Transformator stellt sicher, dass das dritte Resonanzelement parallel zur Last der Schweißstromquelle 10, das heißt parallel zum Lichtbogen geschaltet ist. Die Resonanzspannung, die am dritten Resonanzelement anliegt, kann somit auch dem Schweißprozess zur Verfügung gestellt werden und Schwankungen des Schweißstroms können kompensiert werden, indem der Strom auch über das dritte Resonanzelement fließen kann, das parallel zum Schweißprozess angeordnet ist.
  • Die Schweißstromquelle 10 stellt somit einen pulsierenden Schweißstrom zur Verfügung. In Kombination mit dem Einsatz der passiven Leistungsfaktor-Korrekturschaltung 16 ermöglicht dies, die Oberwellenbelastung sehr gering zu halten. Darüber hinaus hat der pulsierende Schweißstrom den Vorteil, dass die sogenannte Blaswirkung gering gehalten werden kann. Hierbei handelt es sich um einen magnetischen Effekt, der beim Lichtbogenschweißen auftritt und zur Folge hat, dass der Lichtbogen beispielsweise von Werkstückkanten weg abgelenkt wird. Die Reduzierung der Blaswirkung ergibt sich aus den im Werkstück induzierten Wirbelströmen, die entgegengesetzt zum Schweißstrom verlaufen. Das durch die Wirkbelströme erzeugte Magnetfeld hat die Tendenz, das vom Lichtbogen erzeugte Magnetfeld zu kompensieren. Der von der Schweißstromquelle 10 bereitgestellte pulsierende Schweißstrom weist einen Wechselstromanteil auf, der dem Gleichstrom überlagert ist, dieser Wechselstromanteil reduziert die Blaswirkung.

Claims (13)

  1. Verfahren zum Minimieren der durch eine Schweißstromquelle (10) hervorgerufenen Oberwellenbelastung einer einphasigen Wechselspannungsquelle, wobei die Schweißstromquelle (10) eine an die Wechselspannungsquelle anschließbare erste Gleichrichterschaltung (14), eine an den Ausgang der ersten Gleichrichterschaltung (14) angeschlossene Leistungsfaktor-Korrekturschaltung (16), eine an den Ausgang der Leistungsfaktor-Korrekturschaltung (16) angeschlossene getaktete Brückenschaltung (26), einen an den Ausgang der getakteten Brückenschaltung (26) angeschlossenen Resonanzkonverter (38) und eine an den Ausgang des Resonanzkonverters (38) angeschlossene zweite Gleichrichterschaltung (52) aufweist, an deren Ausgang eine Schweißelektrode (56) und ein zu schweißendes Werkstück (58) anschließbar sind, wobei der Resonanzkonverter (38) einen Transformator (40) und einen Schwingkreis mit einer ersten Kapazität (44) und einer in Reihe zur ersten Kapazität (44) geschalteten ersten Induktivität (42) aufweist, dadurch gekennzeichnet, dass man eine zweite Kapazität (48) und/oder eine zweite Induktivität parallel zur Primär- oder Sekundärseite des Transformators schaltet oder dass man die Magnetisierungsinduktivität des Transformators (40) als zweite Induktivität nutzt, wobei man die erste und die zweite Kapazität (44, 48) derart dimensioniert, dass das Verhältnis der ersten Kapazität (44) zur zweiten Kapazität (48) bei primärseitig angeordneter zweiter Kapazität (48) einem Wert aus dem Bereich von 1 bis 10 entspricht und bei sekundärseitig angeordneter zweiter Kapazität (48) dem Quotient aus einem Wert aus dem Bereich von 1 bis 10 und dem Quadrat des Übersetzungsverhältnisses des Transformators (40) entspricht, und/oder wobei man die erste und die zweite Induktivität derart dimensioniert, dass das Verhältnis der zweiten Induktivität zur ersten Induktivität (42) bei primärseitig angeordneter zweiter Induktivität einem Wert aus dem Bereich von 0,5 bis 10 entspricht und bei sekundärseitig angeordneter zweiter Induktivität dem Quotient aus einem Wert aus dem Bereich von 0,5 bis 10 und dem Quadrat des Übersetzungsverhältnisses des Transformators (40) entspricht.
  2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass man die erste und die zweite Kapazität (44, 48) derart dimensioniert, dass das Verhältnis der ersten Kapazität (44) zur zweiten Kapazität (48) bei primärseitig angeordneter zweiter Kapazität (48) einem Wert aus dem Bereich von 1 bis 5 entspricht, insbesondere einem Wert von 3.
  3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass man die erste und die zweite Induktivität derart dimensioniert, dass das Verhältnis der zweiten Induktivität zur ersten Induktivität (42) bei primärseitig angeordneter zweiter Induktivität einem Wert aus dem Bereich von 0,5 bis 5 entspricht, insbesondere einem Wert von 3.
  4. Verfahren nach einem der voranstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass man den Transformator (40) derart dimensioniert, dass das Übersetzungsverhältnis des Transformators (40) größer als 1 ist.
  5. Verfahren nach einem der voranstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass man die Streuinduktivität zwischen der Primär- und der Sekundärwicklung des Transformators (40) als erste Induktivität nutzt.
  6. Schweißstromquelle mit einer ersten Gleichrichterschaltung (14), die eingangsseitig an eine einphasige Wechselspannungsquelle anschließbar ist und die ausgangsseitig über eine passive Leistungsfaktor-Korrekturschaltung (16) mit einer getakteten Brückenschaltung (26) verbunden ist, und mit einem Resonanzkonverter (38), der einen Transformator (40) und einen Schwingkreis mit einer ersten Kapazität (44) und einer in Reihe zur ersten Kapazität (44) geschalteten ersten Induktivität (42) aufweist und der primärseitig mit der Brückenschaltung (26) und sekundärseitig mit einer zweiten Gleichrichterschaltung (52) verbunden ist, an deren Ausgang eine Schweißelektrode (56) und ein zu schweißendes Werkstück (58) anschließbar sind, dadurch gekennzeichnet, dass parallel zum Transformator (40) eine zweite Kapazität (48) und/oder eine zweite Induktivität geschaltet ist oder dass die zweite Induktivität als Magnetisierungsinduktivität des Transformators (40) ausgebildet ist, wobei das Verhältnis der ersten Kapazität (44) zur zweiten Kapazität (48) bei primärseitig angeordneter zweiter Kapazität (48) einem Wert aus dem Bereich von 1 bis 10 entspricht und bei sekundärseitig angeordneter zweiter Kapazität (48) dem Quotient aus einem Wert aus dem Bereich von 1 bis 10 und dem Quadrat des Übersetzungsverhältnisses des Transformators (40) entspricht, und/oder wobei das Verhältnis der zweiten Induktivität zur ersten Induktivität (42) bei primärseitig angeordneter zweiter Induktivität einem Wert aus dem Bereich von 0,5 bis 10 entspricht und bei sekundärseitig angeordneter zweiter Induktivität dem Quotient aus einem Wert aus dem Bereich von 0,5 bis 10 und dem Quadrat des Übersetzungsverhältnisses des Transformators (40) entspricht.
  7. Schweißstromquelle nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass der Transformator ein Übersetzungsverhältnis größer 1 aufweist.
  8. Schweißstromquelle nach Anspruch 6 oder 7, dadurch gekennzeichnet, dass parallel zum Transformator (40) eine einzige zweite Kapazität (48) geschaltet ist.
  9. Schweißstromquelle nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass die zweite Kapazität (48) parallel zur Sekundärseite des Transformators (40) geschaltet ist.
  10. Schweißstromquelle nach einem der Ansprüche 6 bis 9, dadurch gekennzeichnet, dass der Schwingkreis eine erste Induktivität aufweist in Form einer Streuinduktivität zwischen der Primär- und der Sekundärwicklung des Transformators (40).
  11. Schweißstromquelle nach einem der Ansprüche 6 bis 10, dadurch gekennzeichnet, dass parallel zum Transformator (40) eine einzige zweite Induktivität geschaltet ist.
  12. Schweißstromquelle nach einem der Ansprüche 6 bis 11, dadurch gekennzeichnet, dass die erste Kapazität (44) und die erste Induktivität (42) in Reihe zur Primärseite des Transformators (40) geschaltet sind.
  13. Schweißstromquelle nach einem der Ansprüche 6 bis 12, dadurch gekennzeichnet, dass die passive Leistungsfaktor-Korrekturschaltung (16) zwei parallel zueinander geschaltete Strompfade (17, 18) aufweist, wobei in jedem Strompfad (17, 18) eine Diode (19, 20) und eine Kapazität (21, 22) in Reihe zueinander geschaltet sind und die beiden Strompfade (17, 18) im Bereich zwischen den Dioden (19, 20) und den Kapazitäten (21, 22) über eine Verbindungsleitung (23) miteinander verbunden sind, in die lediglich eine weitere Diode geschaltet ist.
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Families Citing this family (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE202016008394U1 (de) * 2016-02-18 2017-10-13 Rehm Gmbh & Co. Kg Gerät mit einem eine Leistungselektronik umfassenden Leistungsteil und einem dieses umgebenden Gehäuse, insbesondere Schweißgerät, und Gehäuse für ein Schweißgerät
CN110999063A (zh) * 2017-06-16 2020-04-10 无线先进车辆电气化有限公司 谐振交流至直流转换器
EP3462590A1 (de) * 2017-09-29 2019-04-03 Siemens Aktiengesellschaft Resonanter gleichstromsteller
US11462943B2 (en) 2018-01-30 2022-10-04 Wireless Advanced Vehicle Electrification, Llc DC link charging of capacitor in a wireless power transfer pad
US11437854B2 (en) 2018-02-12 2022-09-06 Wireless Advanced Vehicle Electrification, Llc Variable wireless power transfer system

Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6091612A (en) 1999-08-04 2000-07-18 Lincoln Global, Inc. Universal power supply for arc welder

Family Cites Families (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4533986A (en) * 1983-10-31 1985-08-06 General Electric Company Compact electrical power supply for signal processing applications
JP2957104B2 (ja) * 1994-12-29 1999-10-04 株式会社アイ・ヒッツ研究所 単相入力整流回路
GB9512806D0 (en) 1995-06-23 1995-08-23 Univ Warwick Load resonant converters
AT412388B (de) * 2000-01-20 2005-02-25 Fronius Schweissmasch Prod Verfahren zum regeln einer schweissstromquelle mit einem resonanzkreis
KR100872790B1 (ko) * 2001-03-16 2008-12-09 톰슨 라이센싱 메인 시스템에 감소된 고조파의 부하를 주는 파워 서플라이 장치 및 해당 어플라이언스
DE102009008199A1 (de) 2009-02-04 2010-08-05 Lorch Schweißtechnik GmbH Verfahren zum Regeln einer Schweißstromquelle sowie Schweißstromquelle zur Durchführung des Verfahrens
EP2286949A1 (de) 2009-08-18 2011-02-23 Desarrollo Gestión Industrial y del medio Ambiente, S.A. Elektronisches System zum Optimieren des Energietransfers für Schweißausrüstungen
CN101997314A (zh) * 2010-11-19 2011-03-30 长沙理工大学 有源滤波器选择性补偿无功功率的控制方法和系统

Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6091612A (en) 1999-08-04 2000-07-18 Lincoln Global, Inc. Universal power supply for arc welder

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