JP2957104B2 - 単相入力整流回路 - Google Patents
単相入力整流回路Info
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- JP2957104B2 JP2957104B2 JP6341196A JP34119694A JP2957104B2 JP 2957104 B2 JP2957104 B2 JP 2957104B2 JP 6341196 A JP6341196 A JP 6341196A JP 34119694 A JP34119694 A JP 34119694A JP 2957104 B2 JP2957104 B2 JP 2957104B2
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/42—Circuits or arrangements for compensating for or adjusting power factor in converters or inverters
- H02M1/4208—Arrangements for improving power factor of AC input
- H02M1/4266—Arrangements for improving power factor of AC input using passive elements
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- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、単相入力整流回路に
関するものである。さらに詳しくは、この発明は、映像
機器、音響機器、各種通信・コンピュータ等の電子機
器、複写機等の各種事務機器、空調機、調理器、照明機
器、産業用モーターコントロール機器、無停電電力供給
回路等の交流出力装置等の省電力化に有用な単相入力整
流回路に関するものである。
関するものである。さらに詳しくは、この発明は、映像
機器、音響機器、各種通信・コンピュータ等の電子機
器、複写機等の各種事務機器、空調機、調理器、照明機
器、産業用モーターコントロール機器、無停電電力供給
回路等の交流出力装置等の省電力化に有用な単相入力整
流回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術と課題】従来より、スイッチング電源は、
映像機器、音響機器、各種通信・コンピュータ等の電子
機器、複写機等の各種事務機器、空調機、調理器、照明
機器、産業用モーターコントロール機器、無停電電力供
給回路等の交流出力装置等に広く一般的に使用されてお
り、そして、このスイッチング電源は、半導体による高
速スイッチング、専用制御回路のＬＳＩ化、磁性材料お
よびコンデンサの高周波化などに伴って、その需要を急
激に伸ばしている。
映像機器、音響機器、各種通信・コンピュータ等の電子
機器、複写機等の各種事務機器、空調機、調理器、照明
機器、産業用モーターコントロール機器、無停電電力供
給回路等の交流出力装置等に広く一般的に使用されてお
り、そして、このスイッチング電源は、半導体による高
速スイッチング、専用制御回路のＬＳＩ化、磁性材料お
よびコンデンサの高周波化などに伴って、その需要を急
激に伸ばしている。
【０００３】しかしながら、最近になって、このような
スイッチング電源が発生する高調波電流が、商用電源に
おける電波障害問題を引き起こすとの指摘があり、また
それに付随して、このスイッチング電源の発生する力率
の低下は、地球資源エネルギーの無駄使いが生じている
との指摘もあり、現在、このような問題点が先進主要国
における共通の課題として注目されるに至っている。
スイッチング電源が発生する高調波電流が、商用電源に
おける電波障害問題を引き起こすとの指摘があり、また
それに付随して、このスイッチング電源の発生する力率
の低下は、地球資源エネルギーの無駄使いが生じている
との指摘もあり、現在、このような問題点が先進主要国
における共通の課題として注目されるに至っている。
【０００４】そして、このような、スイッチング電源に
よって発生する高調波電流、および、力率の低下の問題
は、現在、ＩＥＣ（国際電気標準会議）によって規制す
ることが決定されており、わが国においてもそのための
対応が迫られている。このＩＥＣの規制の中でも、例え
ば、高調波電流の規制案ＩＥＣ１０００−３−２におい
ては、規制対象を、３相入力機器を対象としたクラス
Ａ、単相電動工具を対象としたクラスＢ、単相照明機器
を対象としたクラスＣ、および、６００ワット以下のス
イッチング波形を有する機器を対象としたクラスＤの４
種類設けている。このため、空調機の一部を除く電子機
器、および、交流出力機器のほとんどがクラスＤの規制
対象となっている。
よって発生する高調波電流、および、力率の低下の問題
は、現在、ＩＥＣ（国際電気標準会議）によって規制す
ることが決定されており、わが国においてもそのための
対応が迫られている。このＩＥＣの規制の中でも、例え
ば、高調波電流の規制案ＩＥＣ１０００−３−２におい
ては、規制対象を、３相入力機器を対象としたクラス
Ａ、単相電動工具を対象としたクラスＢ、単相照明機器
を対象としたクラスＣ、および、６００ワット以下のス
イッチング波形を有する機器を対象としたクラスＤの４
種類設けている。このため、空調機の一部を除く電子機
器、および、交流出力機器のほとんどがクラスＤの規制
対象となっている。
【０００５】このような高調波電流の規制の中でも特に
問題視されているのが、スイッチング電源として一般的
に用いられている単相全波コンデンサ入力型整流回路で
ある。例えば、図１に例示したように、欧州向２３０
Ｖ、２３０Ｗのテレビ受像機で用いられている単相全波
コンデンサ入力型整流回路を例にとると、第３次高調波
から第１９次高調波までのすべての奇数次高調波におけ
る高調波電流値が、図中実線で示されたＩＥＣ規格の値
を大幅に上回っており、このようなスイッチング電源を
用いた製品においては、今後製品として販売できなくな
ってしまう恐れがある（日経エレクトロニクス１９９
４．４．２５日号、Ｐ．８３〜Ｐ．９９参照）。
問題視されているのが、スイッチング電源として一般的
に用いられている単相全波コンデンサ入力型整流回路で
ある。例えば、図１に例示したように、欧州向２３０
Ｖ、２３０Ｗのテレビ受像機で用いられている単相全波
コンデンサ入力型整流回路を例にとると、第３次高調波
から第１９次高調波までのすべての奇数次高調波におけ
る高調波電流値が、図中実線で示されたＩＥＣ規格の値
を大幅に上回っており、このようなスイッチング電源を
用いた製品においては、今後製品として販売できなくな
ってしまう恐れがある（日経エレクトロニクス１９９
４．４．２５日号、Ｐ．８３〜Ｐ．９９参照）。
【０００６】このような高調波電流の規制に対する対策
として、これまでにもいくつかの回路が提案されてきて
おり、その中でも、チョーク・コイル挿入回路、ワン・
コンバータ方式（コンデンサレス方式）、アクティブ・
フィルタ方式が一般的に利用されるに至っている。チョ
ーク・コイル挿入回路は、例えば、図２（１）に例示し
たような回路構成となっており、交流入力側にチョーク
・コイルを挿入している。この構成によって、前述のＩ
ＥＣ規格を満足するようにしている。
として、これまでにもいくつかの回路が提案されてきて
おり、その中でも、チョーク・コイル挿入回路、ワン・
コンバータ方式（コンデンサレス方式）、アクティブ・
フィルタ方式が一般的に利用されるに至っている。チョ
ーク・コイル挿入回路は、例えば、図２（１）に例示し
たような回路構成となっており、交流入力側にチョーク
・コイルを挿入している。この構成によって、前述のＩ
ＥＣ規格を満足するようにしている。
【０００７】例えば、図３に例示したように、欧州向２
３０Ｖ、２３０Ｗのテレビ受像機で用いられている単相
全波コンデンサ入力整流回路野入力側にチョーク・コイ
ルを挿入した場合には、第３次高調波から第１９次高調
波までのすべての奇数次高調波における高調波電流値
が、図中実線で示されたＩＥＣ規格の値を下回ってい
る。
３０Ｖ、２３０Ｗのテレビ受像機で用いられている単相
全波コンデンサ入力整流回路野入力側にチョーク・コイ
ルを挿入した場合には、第３次高調波から第１９次高調
波までのすべての奇数次高調波における高調波電流値
が、図中実線で示されたＩＥＣ規格の値を下回ってい
る。
【０００８】しかしながら、このチョーク・コイル挿入
回路の場合には、その力率は、例えば図４に例示したよ
うに、一般的に０．７５〜０．８程度であり、ＩＥＣ規
格の最低値である０．７５を満たしているものの、十分
とは言えず、その無効電力は依然として多い。このチョ
ーク・コイル挿入回路での高調波電流の発生は、全波整
流出力に直結されたコンデンサの充電電流に起因するこ
とは明らかである。従って、このコンデンサを除いてパ
ルス幅制御（ＰＷＭ）を行なう試みがなされてきた。
回路の場合には、その力率は、例えば図４に例示したよ
うに、一般的に０．７５〜０．８程度であり、ＩＥＣ規
格の最低値である０．７５を満たしているものの、十分
とは言えず、その無効電力は依然として多い。このチョ
ーク・コイル挿入回路での高調波電流の発生は、全波整
流出力に直結されたコンデンサの充電電流に起因するこ
とは明らかである。従って、このコンデンサを除いてパ
ルス幅制御（ＰＷＭ）を行なう試みがなされてきた。
【０００９】このような、パルス幅制御を行う回路が、
ワン・コンバータ方式とアクティブ・フィルタ方式であ
る。ワン・コンバータ方式は、例えば図２（２）に例示
した回路構成を有しており、コスト、変換効率、力率、
電源高調波の点については、それなりの利点があるもの
の、交流入力電圧が零付近においては、出力電力が取り
出せないといった欠点がある。その結果、約３００Ｗ以
下の機器にしか利用することができない。またさらに、
このワン・コンバータ方式においては、電源側に大容量
コンデンサが存在しないため、高速スイッチングの際の
雑音が交流電源側に洩れてしまうといった大きな欠点が
ある。そのためこのワン・コンバータ方式を用いたスイ
ッチング電源の使用はかなり限定されてしまう。
ワン・コンバータ方式とアクティブ・フィルタ方式であ
る。ワン・コンバータ方式は、例えば図２（２）に例示
した回路構成を有しており、コスト、変換効率、力率、
電源高調波の点については、それなりの利点があるもの
の、交流入力電圧が零付近においては、出力電力が取り
出せないといった欠点がある。その結果、約３００Ｗ以
下の機器にしか利用することができない。またさらに、
このワン・コンバータ方式においては、電源側に大容量
コンデンサが存在しないため、高速スイッチングの際の
雑音が交流電源側に洩れてしまうといった大きな欠点が
ある。そのためこのワン・コンバータ方式を用いたスイ
ッチング電源の使用はかなり限定されてしまう。
【００１０】一方、アクティブ・フィルタ方式は、図２
（３）に例示した回路構成を有している。この方式で
は、一般的にその力率は１に近くなるものの、交流入力
電圧が零付近においては出力電圧が取り出しにくく、出
力電力に脈動、つまり高調波成分が発生するので、力率
改善用のスイッチング回路のほかにもうひとつのＤＣ−
ＤＣコンバータが必要であり、全体として効率低下が避
けられない欠点が存在する。
（３）に例示した回路構成を有している。この方式で
は、一般的にその力率は１に近くなるものの、交流入力
電圧が零付近においては出力電圧が取り出しにくく、出
力電力に脈動、つまり高調波成分が発生するので、力率
改善用のスイッチング回路のほかにもうひとつのＤＣ−
ＤＣコンバータが必要であり、全体として効率低下が避
けられない欠点が存在する。
【００１１】以上のように、これらの従来のスイッチン
グ電源における、高調波電流規制と力率改善に関する対
策は、コストの上昇、変換効率の低下、および外形寸法
重量の増大などの負要因を伴うものである。この発明
は、このような事情に鑑みてなされたものであり、以上
の通りの従来技術の欠点を補い、変換効率、力率、およ
び、電源高調波等の諸問題について相当な改善を行い、
かつ、電力容量範囲の制約を受けない、新しい単相入力
整流回路を提供することを目的としている。
グ電源における、高調波電流規制と力率改善に関する対
策は、コストの上昇、変換効率の低下、および外形寸法
重量の増大などの負要因を伴うものである。この発明
は、このような事情に鑑みてなされたものであり、以上
の通りの従来技術の欠点を補い、変換効率、力率、およ
び、電源高調波等の諸問題について相当な改善を行い、
かつ、電力容量範囲の制約を受けない、新しい単相入力
整流回路を提供することを目的としている。
【００１２】
【課題を解決するための手段】この発明は、上記の課題
を解決するものとして、単相全波ブリッジ整流回路と、
この単相全波ブリッジ整流回路の直流出力側に備えられ
た、チョーク・コイルおよび平滑コンデンサからなるＬ
Ｃフィルタとを有する単相入力整流回路において、チョ
ーク・コイルの両端に生じる脈動電圧を整流平滑して直
流電圧に変換し、この直流電圧を基本波に加える補助整
流回路が備えられていることを特徴とする単相入力整流
回路。（請求項１）を提供する。
を解決するものとして、単相全波ブリッジ整流回路と、
この単相全波ブリッジ整流回路の直流出力側に備えられ
た、チョーク・コイルおよび平滑コンデンサからなるＬ
Ｃフィルタとを有する単相入力整流回路において、チョ
ーク・コイルの両端に生じる脈動電圧を整流平滑して直
流電圧に変換し、この直流電圧を基本波に加える補助整
流回路が備えられていることを特徴とする単相入力整流
回路。（請求項１）を提供する。
【００１３】また、この発明は、上記の単相入力整流回
路において、前記チョーク・コイルが、一次巻線とこの
一次巻線に加極性に接続された二次巻線とからなる、単
巻変 圧器機能を有したものであること（請求項２）や、
単相全波ブリッジ整流回路とＬＣフィルタとの間に半導
体スイッチが備えられており、この半導体スイッチが入
力交流周波数よりも十分高い周波数でオン・オフ制御さ
れ、さらにそのオン・オフ比も制御されていること（請
求項３）をもその態様として提供する。
路において、前記チョーク・コイルが、一次巻線とこの
一次巻線に加極性に接続された二次巻線とからなる、単
巻変 圧器機能を有したものであること（請求項２）や、
単相全波ブリッジ整流回路とＬＣフィルタとの間に半導
体スイッチが備えられており、この半導体スイッチが入
力交流周波数よりも十分高い周波数でオン・オフ制御さ
れ、さらにそのオン・オフ比も制御されていること（請
求項３）をもその態様として提供する。
【００１４】
【作用】この発明は、上記の通りの単相入力整流回路に
よって、これまでにない、より高い整流効率を実現し、
各種の交流出力装置等の省電力化を可能とする。その具
体的な方式と、作用効果については、以下の実施例とし
て詳しく説明する。
よって、これまでにない、より高い整流効率を実現し、
各種の交流出力装置等の省電力化を可能とする。その具
体的な方式と、作用効果については、以下の実施例とし
て詳しく説明する。
【００１５】
【実施例】 図５（１）は、一般に用いられている従来の
単相入力整流回路を例示したものである。 この図５
（１）に例示した従来の単相入力整流回路は、ダイオー
ドＤ 1 、Ｄ 2 、Ｄ 3 およびＤ 4 からなる単相全波ブリッ
ジ整流回路と、その直流出力側に備えられた、チョーク
・コイルおよび平滑コンデンサからなるＬＣフィルター
とを有しており、直流出力電力が数１００ワット以上の
比較的中〜大容量向きの整流回路である。チョークコイ
ル０．２Ｈ、平滑コンデンサ４７０μとしたところ、そ
の整流効率は０．７１であった。
単相入力整流回路を例示したものである。 この図５
（１）に例示した従来の単相入力整流回路は、ダイオー
ドＤ 1 、Ｄ 2 、Ｄ 3 およびＤ 4 からなる単相全波ブリッ
ジ整流回路と、その直流出力側に備えられた、チョーク
・コイルおよび平滑コンデンサからなるＬＣフィルター
とを有しており、直流出力電力が数１００ワット以上の
比較的中〜大容量向きの整流回路である。チョークコイ
ル０．２Ｈ、平滑コンデンサ４７０μとしたところ、そ
の整流効率は０．７１であった。
【００１６】図５（２）〜図５（７）は、この発明の単
相入力整流回路の各種実施例を示したものである。図５
（２）に例示したこの発明の単相入力整流回路は、図５
（１）に例示した従来の単相入力整流回路に図中点線内
の補助整流回路が備えられて構成されており、この補助
整流回路によって、ＬＣフィルターを構成するチョーク
・コイルの両端に生じた脈動電圧、つまり高調波成分が
さらに整流平滑されて直流電圧に変換され、この直流電
圧が基本波、つまり直流成分に加えられるようになって
いる。このような補助整流回路によって整流効率が改善
され、図５（１）の従来整流 回路における整流効率より
も非常に大きな整流効率０．９５が得られた。
相入力整流回路の各種実施例を示したものである。図５
（２）に例示したこの発明の単相入力整流回路は、図５
（１）に例示した従来の単相入力整流回路に図中点線内
の補助整流回路が備えられて構成されており、この補助
整流回路によって、ＬＣフィルターを構成するチョーク
・コイルの両端に生じた脈動電圧、つまり高調波成分が
さらに整流平滑されて直流電圧に変換され、この直流電
圧が基本波、つまり直流成分に加えられるようになって
いる。このような補助整流回路によって整流効率が改善
され、図５（１）の従来整流 回路における整流効率より
も非常に大きな整流効率０．９５が得られた。
【００１７】なお、この図５（２）の実施例は、補助整
流回路の平滑フィルタ用コンデンサＣ 2 と、ＬＣフィル
タの平滑コンデンサＣ 3 とを共用した場合のものであ
り、全体としての使用素子数が最小で、小形かつ経済性
に優れている。図５（３）に示した例では、ＬＣフィル
ターのチョーク・コイルが、一次巻線とこの一次巻線に
加極性に接続された二次巻線とからなる、単巻変圧器機
能を有したものとなっており、単相全波ブリッジ整流回
路の出力に含まれる脈動電圧がチョーク・コイルの二次
巻線により昇圧された後、図５（２）と同様に、図中点
線内の補助整流回路によりチョーク・コイルの両端に生
じた脈動電圧がさらに整流平滑され、得られた直流電圧
が基本波に加えている。この場合では、整流効率が０．
８１となった。図５（２）よりも整流効率は低いが、チ
ョーク・コイルの後段の直流出力電圧に含まれる脈動電
圧を実用上充分な規格値内に納めることができる。
流回路の平滑フィルタ用コンデンサＣ 2 と、ＬＣフィル
タの平滑コンデンサＣ 3 とを共用した場合のものであ
り、全体としての使用素子数が最小で、小形かつ経済性
に優れている。図５（３）に示した例では、ＬＣフィル
ターのチョーク・コイルが、一次巻線とこの一次巻線に
加極性に接続された二次巻線とからなる、単巻変圧器機
能を有したものとなっており、単相全波ブリッジ整流回
路の出力に含まれる脈動電圧がチョーク・コイルの二次
巻線により昇圧された後、図５（２）と同様に、図中点
線内の補助整流回路によりチョーク・コイルの両端に生
じた脈動電圧がさらに整流平滑され、得られた直流電圧
が基本波に加えている。この場合では、整流効率が０．
８１となった。図５（２）よりも整流効率は低いが、チ
ョーク・コイルの後段の直流出力電圧に含まれる脈動電
圧を実用上充分な規格値内に納めることができる。
【００１８】図５（４）のこの発明の単相入力整流回路
は、図５（３）の回路素子数を削減し、回路を単純化し
て、経済化が図られているだけでなく、整流効率も図５
（３）の整流効率よりも大きい０．８２７が得られた。
また、用いられている補助整流回路のコンデンサＣ
1 は、図５（２）における補助整流回路のコンデンサＣ
1 よりも小さい容量で済む。
は、図５（３）の回路素子数を削減し、回路を単純化し
て、経済化が図られているだけでなく、整流効率も図５
（３）の整流効率よりも大きい０．８２７が得られた。
また、用いられている補助整流回路のコンデンサＣ
1 は、図５（２）における補助整流回路のコンデンサＣ
1 よりも小さい容量で済む。
【００１９】図５（５）はさらに別の例を示したもので
あり、チョーク・コイルの二次巻線に発生する脈動電圧
がダイオードＤ2 、Ｄ4 、Ｄ5 およびＤ6 から構成され
る補助整流回路で全波整流され、得られた直流電圧がダ
イオードＤ1 、Ｄ2 、Ｄ3 およびＤ4 で構成される単相
全波ブリッジ整流回路の出力に並列に加えられており、
ダイオードＤ2 およびＤ4 は、主整流と補助整流とに兼
用されている。この場合では、チョーク・コイルの二次
巻線比を変える事により、効率、力率の良い点が求ま
る。
あり、チョーク・コイルの二次巻線に発生する脈動電圧
がダイオードＤ2 、Ｄ4 、Ｄ5 およびＤ6 から構成され
る補助整流回路で全波整流され、得られた直流電圧がダ
イオードＤ1 、Ｄ2 、Ｄ3 およびＤ4 で構成される単相
全波ブリッジ整流回路の出力に並列に加えられており、
ダイオードＤ2 およびＤ4 は、主整流と補助整流とに兼
用されている。この場合では、チョーク・コイルの二次
巻線比を変える事により、効率、力率の良い点が求ま
る。
【００２０】なお、ダイオードＤ1 〜Ｄ6 を通して見る
と３相全波ブリッジ整流回路と等価に見えるが、ダイオ
ードＤ1 〜Ｄ4 は５０Ｈｚ入力、ダイオードＤ2 、
Ｄ4 、Ｄ5 およびＤ6 には第２高調波である１００Ｈｚ
の脈動電圧が加わるので、正確には３相全波ブリッジと
は見なされない。図５（６）および図５（７）はそれぞ
れその変形で、図５（７）は直流出力側に補助整流出力
電力を加える場合、図５（６）はチョーク・コイルの前
段、後段に夫々１／２ずつ脈動電力を供給する場合の応
用例である。
と３相全波ブリッジ整流回路と等価に見えるが、ダイオ
ードＤ1 〜Ｄ4 は５０Ｈｚ入力、ダイオードＤ2 、
Ｄ4 、Ｄ5 およびＤ6 には第２高調波である１００Ｈｚ
の脈動電圧が加わるので、正確には３相全波ブリッジと
は見なされない。図５（６）および図５（７）はそれぞ
れその変形で、図５（７）は直流出力側に補助整流出力
電力を加える場合、図５（６）はチョーク・コイルの前
段、後段に夫々１／２ずつ脈動電力を供給する場合の応
用例である。
【００２１】以上述べたように、この発明の単相入力整
流回路は様々な実施態様が可能であるが、一貫して共通
する思想は、従来の単相入力整流回路では利用されてい
なかった脈動電圧（高調波成分）をも無駄にすること無
く直流電圧に変換して、基本波である直流出力電圧に加
え、整流効率を改善向上することであり、ここにこの発
明の特徴がある。よって、その補助整流回路は、上述し
た各図５および後述する図６〜図８からも明らかなよう
に、チョーク・コイルの両端に生じる脈動電圧を整流平
滑して直流電圧に変換し、この直流電圧を基本波に加え
るこができれば、その構成やダイオードおよびコンデン
サの個数などが限定されるものではない。
流回路は様々な実施態様が可能であるが、一貫して共通
する思想は、従来の単相入力整流回路では利用されてい
なかった脈動電圧（高調波成分）をも無駄にすること無
く直流電圧に変換して、基本波である直流出力電圧に加
え、整流効率を改善向上することであり、ここにこの発
明の特徴がある。よって、その補助整流回路は、上述し
た各図５および後述する図６〜図８からも明らかなよう
に、チョーク・コイルの両端に生じる脈動電圧を整流平
滑して直流電圧に変換し、この直流電圧を基本波に加え
るこができれば、その構成やダイオードおよびコンデン
サの個数などが限定されるものではない。
【００２２】なお、各図５中に記載した直流出力／交流
入力値は実験により確認した数値であり、これらの値か
らもこの発明の効率・力率改善効果は明白である。図
６、図７および図８は、各々、この発明の別の実施例を
示したものである。すなわち、図６に示した例では、Ｌ
Ｃフィルターのチョーク・コイル両端に生じる脈動電圧
を整流平滑して基本波に加える補助整流回路（図中点線
内）が備えられている単相入力整流回路に、さらに単相
全波ブリッジ整流回路とＬＣフィルタとの間に半導体ス
イッチが備えられ、この半導体スイッチＳが入力交流周
波数よりも十分高い周波数、例えば数ＫＨｚ〜数１００
ＫＨｚでオン・オフ制御され、さらにそのオン・オフ比
も制御されており、全体で入力・出力非絶縁型の高周波
整流回路となっている。
入力値は実験により確認した数値であり、これらの値か
らもこの発明の効率・力率改善効果は明白である。図
６、図７および図８は、各々、この発明の別の実施例を
示したものである。すなわち、図６に示した例では、Ｌ
Ｃフィルターのチョーク・コイル両端に生じる脈動電圧
を整流平滑して基本波に加える補助整流回路（図中点線
内）が備えられている単相入力整流回路に、さらに単相
全波ブリッジ整流回路とＬＣフィルタとの間に半導体ス
イッチが備えられ、この半導体スイッチＳが入力交流周
波数よりも十分高い周波数、例えば数ＫＨｚ〜数１００
ＫＨｚでオン・オフ制御され、さらにそのオン・オフ比
も制御されており、全体で入力・出力非絶縁型の高周波
整流回路となっている。
【００２３】このような半導体スイッチＳのオン・オフ
制御およびオン・オフ比の制御によって、直流出力電圧
の調整が可能となるのみならず、高周波動作のためにチ
ョーク・コイルＬ、コンデンサＣ等の値、容量並びに重
量等を大幅に小型化でき、従って電源装置全体の小型、
軽量化を実現できる。図７に示した例では、交流入力側
と直流出力側を絶縁し、平滑な直流出力を得るための１
石式ＤＣ−ＤＣコンバータがさらに備えられており、全
体で入力・出力絶縁型の高周波整流回路ＤＣ−ＤＣコン
バータとなっている。ＤＣ−ＤＣコンバータの入力側に
置かれた大容量の電解コンデンサを充電する高周波の電
流ｉ1と、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電力を制御する
高周波の電流ｉ2 とは、点線で示した経路を通り、合成
されて半導体スイッチＳを通ってパルス幅（オン・オフ
比）制御されるので、直流負荷には通常の脈動電圧が発
生するのみで、従来のＤＣ−ＤＣコンバータと全く同じ
性能を保有する。
制御およびオン・オフ比の制御によって、直流出力電圧
の調整が可能となるのみならず、高周波動作のためにチ
ョーク・コイルＬ、コンデンサＣ等の値、容量並びに重
量等を大幅に小型化でき、従って電源装置全体の小型、
軽量化を実現できる。図７に示した例では、交流入力側
と直流出力側を絶縁し、平滑な直流出力を得るための１
石式ＤＣ−ＤＣコンバータがさらに備えられており、全
体で入力・出力絶縁型の高周波整流回路ＤＣ−ＤＣコン
バータとなっている。ＤＣ−ＤＣコンバータの入力側に
置かれた大容量の電解コンデンサを充電する高周波の電
流ｉ1と、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電力を制御する
高周波の電流ｉ2 とは、点線で示した経路を通り、合成
されて半導体スイッチＳを通ってパルス幅（オン・オフ
比）制御されるので、直流負荷には通常の脈動電圧が発
生するのみで、従来のＤＣ−ＤＣコンバータと全く同じ
性能を保有する。
【００２４】実験の結果によれば、図６の回路における
直流出力電力／交流入力電力の比は出力容量、使用部品
の性能等により若干異なるが、７５％〜８０％程度と図
５の例よりは低下する。その主な理由は、直流出力電圧
調整用の高周波スイッチング回路として付加したダイオ
ード、半導体スイッチおよび検出、制御回路等の消費電
力の増加のためであるが、それでも従来方式のスイッチ
ング・レギュレータの直流出力電力・交流入力電力比が
５０％〜６５％にすぎないのに比べ、各段に力率・効率
が改善される。また、入力電流に含まれる低周波域（第
３次〜第１９次）高調波も充分減少し、ＩＥＣ規格を満
足する。図８は２石式の大容量の出力を得るために通常
用いられるプッシュ・プル型のＤＣ−ＤＣコンバータと
なっている。
直流出力電力／交流入力電力の比は出力容量、使用部品
の性能等により若干異なるが、７５％〜８０％程度と図
５の例よりは低下する。その主な理由は、直流出力電圧
調整用の高周波スイッチング回路として付加したダイオ
ード、半導体スイッチおよび検出、制御回路等の消費電
力の増加のためであるが、それでも従来方式のスイッチ
ング・レギュレータの直流出力電力・交流入力電力比が
５０％〜６５％にすぎないのに比べ、各段に力率・効率
が改善される。また、入力電流に含まれる低周波域（第
３次〜第１９次）高調波も充分減少し、ＩＥＣ規格を満
足する。図８は２石式の大容量の出力を得るために通常
用いられるプッシュ・プル型のＤＣ−ＤＣコンバータと
なっている。
【００２５】このようにこの発明の単相入力整流回路に
は各種の応用が考えられる。
は各種の応用が考えられる。
【００２６】
【発明の効果】以上詳しく説明した通り、この発明の単
相入力整流回路は、直流出力に含まれる脈動電圧（高調
波成分）を再び整流して基本波（直流成分）に加えるこ
とにより、高調波成分の少ない直流変換が可能となり、
従来の整流回路と較べて１０〜１５％程度の電力消費の
節減と８０％以上の力率を確保できる。しかも、交流入
力電源側への高調波成分を減少する。さらに、コスト増
分が少なく、かつ、電力容量範囲の制約を受けない。
相入力整流回路は、直流出力に含まれる脈動電圧（高調
波成分）を再び整流して基本波（直流成分）に加えるこ
とにより、高調波成分の少ない直流変換が可能となり、
従来の整流回路と較べて１０〜１５％程度の電力消費の
節減と８０％以上の力率を確保できる。しかも、交流入
力電源側への高調波成分を減少する。さらに、コスト増
分が少なく、かつ、電力容量範囲の制約を受けない。
【図１】従来の回路における高調波電流の次数と高調波
電流との関係を示した関係図である。
電流との関係を示した関係図である。
【図２】従来の方式を示した回路構成図である。
【図３】従来の回路における高調波電流の次数と高調波
電流との関係を示した関係図である。
電流との関係を示した関係図である。
【図４】従来の回路における消費電力と力率との関係を
示した関係図である。
示した関係図である。
【図５】（１）は、従来の単相入力整流回路を例示した
回路構成図であり、（２）〜（７）は、各々、この発明
の単相入力整流回路の一実施例を示した回路構成図であ
る。
回路構成図であり、（２）〜（７）は、各々、この発明
の単相入力整流回路の一実施例を示した回路構成図であ
る。
【図６】この発明の単相入力整流回路の別の一実施例を
示した回路構成図である。
示した回路構成図である。
【図７】この発明の単相入力整流回路のさらに別の一実
施例を示した回路構成図である。
施例を示した回路構成図である。
【図８】この発明の単相入力整流回路のさらに別の一実
施例を示した回路構成図である。
施例を示した回路構成図である。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H02M 7/00 - 7/40 H02M 3/00 - 3/44
Claims (3)
- 【請求項１】 単相全波ブリッジ整流回路と、この単相
全波ブリッジ整流回路の直流出力側に備えられた、チョ
ーク・コイルおよび平滑コンデンサからなるＬＣフィル
タとを有する単相入力整流回路において、チョーク・コ
イルの両端に生じる脈動電圧を整流平滑して直流電圧に
変換し、この直流電圧を基本波に加える補助整流回路が
備えられていることを特徴とする単相入力整流回路。 - 【請求項２】 前記チョーク・コイルが、一次巻線とこ
の一次巻線に加極性に接続された二次巻線とからなる、
単巻変圧器機能を有したものである請求項１の単相入力
整流回路。 - 【請求項３】 単相全波ブリッジ整流回路とＬＣフィル
タとの間に半導体スイッチが備えられており、この半導
体スイッチが入力交流周波数よりも十分高い周波数でオ
ン・オフ制御され、さらにそのオン・オフ比も制御され
ている請求項１または２の単相入力整流回路。
Priority Applications (10)
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|---|---|---|---|
| JP6341196A JP2957104B2 (ja) | 1994-12-29 | 1994-12-29 | 単相入力整流回路 |
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| CN95120370A CN1044182C (zh) | 1994-12-29 | 1995-10-27 | 采用辅助整流的单相输入混合整流方法 |
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| EP95307665A EP0720276B1 (en) | 1994-12-29 | 1995-10-27 | Single phase input hybrid rectification circuit |
| SG1995001672A SG33568A1 (en) | 1994-12-29 | 1995-10-28 | Single phase input hybrid rectification method |
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| TW084111410A TW291621B (ja) | 1994-12-29 | 1995-10-28 |
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ID=18344116
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| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
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| CN (1) | CN1044182C (ja) |
| DE (1) | DE69532749T2 (ja) |
| DK (1) | DK0720276T3 (ja) |
| MY (1) | MY127522A (ja) |
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| DE10348563B4 (de) * | 2002-10-22 | 2014-01-09 | Fisher-Rosemount Systems, Inc. | Integration von Grafikdisplayelementen, Prozeßmodulen und Steuermodulen in Prozeßanlagen |
| TW200630774A (en) * | 2005-02-23 | 2006-09-01 | Newton Power Ltd | Power factor correction apparatus |
| US8836257B2 (en) * | 2008-10-09 | 2014-09-16 | Bsh Home Appliances Corporation | Household appliance including a fan speed controller |
| US8198853B2 (en) * | 2008-10-09 | 2012-06-12 | Bsh Home Appliances Corporation | Motor speed controller |
| AU2012232581B2 (en) | 2011-03-18 | 2015-09-03 | Hitachi Koki Co., Ltd. | Electric power tool |
| DE102013109827C5 (de) * | 2013-09-09 | 2017-10-19 | Lorch Schweißtechnik GmbH | Verfahren zum Minimieren der durch eine Schweißstromquelle hervorgerufenen Oberwellenbelastung und Schweißstromquelle zur Durchführung des Verfahrens |
| JP6198083B2 (ja) * | 2016-02-02 | 2017-09-20 | 日立工機株式会社 | 電動工具 |
| KR20180069532A (ko) * | 2016-12-15 | 2018-06-25 | 엘지전자 주식회사 | 전자 유도 가열 조리기 및 그의 동작 방법 |
| GB2591800A (en) * | 2020-02-07 | 2021-08-11 | Univ Plymouth | Electrical conversion |
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| JPH04133297A (ja) * | 1990-09-25 | 1992-05-07 | Matsushita Electric Works Ltd | 電源装置 |
| US5113337A (en) * | 1991-02-08 | 1992-05-12 | General Electric Company | High power factor power supply |
| US5119283A (en) * | 1991-06-10 | 1992-06-02 | General Electric Company | High power factor, voltage-doubler rectifier |
| JPH05324107A (ja) * | 1992-05-19 | 1993-12-07 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 電源装置 |
| US5283727A (en) * | 1992-09-16 | 1994-02-01 | General Electric Company | Independent control of the AC line current and output DC voltage of a high power factor AC-to-DC converter |
-
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- 1994-12-29 JP JP6341196A patent/JP2957104B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1995
- 1995-10-26 US US08/548,423 patent/US5828563A/en not_active Expired - Fee Related
- 1995-10-27 CN CN95120370A patent/CN1044182C/zh not_active Expired - Fee Related
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- 1995-10-27 EP EP95307665A patent/EP0720276B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1995-10-27 DE DE69532749T patent/DE69532749T2/de not_active Expired - Fee Related
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- 1995-10-28 TW TW084111410A patent/TW291621B/zh active
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| DE69532749T2 (de) | 2005-02-10 |
| US5828563A (en) | 1998-10-27 |
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| DK0720276T3 (da) | 2004-05-17 |
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