JP2745298B2 - 昇圧型ａｃ／ｄｃコンバータ - Google Patents
昇圧型ａｃ／ｄｃコンバータInfo
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- JP2745298B2 JP2745298B2 JP7525596A JP7525596A JP2745298B2 JP 2745298 B2 JP2745298 B2 JP 2745298B2 JP 7525596 A JP7525596 A JP 7525596A JP 7525596 A JP7525596 A JP 7525596A JP 2745298 B2 JP2745298 B2 JP 2745298B2
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- capacitor
- current
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Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、スイッチング電
源、インバータエアコン、インバータ照明等の、交流を
整流して得た直流を利用する機器に使用される昇圧型Ａ
Ｃ／ＤＣコンバータに関する。
源、インバータエアコン、インバータ照明等の、交流を
整流して得た直流を利用する機器に使用される昇圧型Ａ
Ｃ／ＤＣコンバータに関する。
【０００２】
【従来の技術】交流電源の整流回路に使用されるフィル
タには、大別してアクティブフィルタとパッシブフィル
タとがある。アクティブフィルタは制御素子を高周波で
制御することにより、力率を改善するものであるが、回
路が複雑で大型となり、高周波制御に伴う雑音が、特に
大容量使用時に発生し、このような高周波ノイズの対策
が困難であるという欠点を有する。
タには、大別してアクティブフィルタとパッシブフィル
タとがある。アクティブフィルタは制御素子を高周波で
制御することにより、力率を改善するものであるが、回
路が複雑で大型となり、高周波制御に伴う雑音が、特に
大容量使用時に発生し、このような高周波ノイズの対策
が困難であるという欠点を有する。
【０００３】また、パッシブフィルタの場合は、回路は
シンプルであるが、電流波形の整形が困難であり、しか
も大型のコイルなどの重量のある部品を使用するため、
装置全体の重量が増大してしまう。図５、６は、このよ
うな従来のパッシブフィルタ回路を示したものである。
シンプルであるが、電流波形の整形が困難であり、しか
も大型のコイルなどの重量のある部品を使用するため、
装置全体の重量が増大してしまう。図５、６は、このよ
うな従来のパッシブフィルタ回路を示したものである。
【０００４】図５中、Ｌ４は交流入力の一端側に接続さ
れ、遅れ位相のピーク電流を与える第１のインダクタ、
Ｃ１とＬ５は交流入力の一端側に接続される直列共振回
路を形成し、進み位相のピーク電流を与える第１のコン
デンサと第２のインダクタ、７は直列接続された２つの
ダイオードＤ１，Ｄ２の中間に前記直列共振回路が接続
される第１の導通方向規制手段、８は同様に直列接続さ
れた２つのダイオードＤ３，Ｄ４の中間に第２のインダ
クタが接続される第２の導通方向規制手段、９は同様に
直列接続された２つのダイオードＤ５，Ｄ６の中間に交
流入力の他端側が接続される第３の導通方向規制手段で
ある。
れ、遅れ位相のピーク電流を与える第１のインダクタ、
Ｃ１とＬ５は交流入力の一端側に接続される直列共振回
路を形成し、進み位相のピーク電流を与える第１のコン
デンサと第２のインダクタ、７は直列接続された２つの
ダイオードＤ１，Ｄ２の中間に前記直列共振回路が接続
される第１の導通方向規制手段、８は同様に直列接続さ
れた２つのダイオードＤ３，Ｄ４の中間に第２のインダ
クタが接続される第２の導通方向規制手段、９は同様に
直列接続された２つのダイオードＤ５，Ｄ６の中間に交
流入力の他端側が接続される第３の導通方向規制手段で
ある。
【０００５】また、第１ないし第３の導通方向規制手段
のプラス側出力とマイナス側出力は、それぞれプラス出
力端Ｐとマイナス出力端Ｎに接続され、このプラス出力
端Ｐとマイナス出力端Ｎの間には平滑用の第２のコンデ
ンサが設けられている。図６の回路は、図５の第１のイ
ンダクタＬ４と第２のインダクタＬ５を一体として１つ
のコイルＬ２としたもので、その他の構成は図５のもの
と同一である。
のプラス側出力とマイナス側出力は、それぞれプラス出
力端Ｐとマイナス出力端Ｎに接続され、このプラス出力
端Ｐとマイナス出力端Ｎの間には平滑用の第２のコンデ
ンサが設けられている。図６の回路は、図５の第１のイ
ンダクタＬ４と第２のインダクタＬ５を一体として１つ
のコイルＬ２としたもので、その他の構成は図５のもの
と同一である。
【０００６】このような構成のパッシブフィルタ回路
に、交流電源ＥACを接続した場合に得られる電流波形
は、図７に示すような波形となる。図において、遅れ位
相である第１のピーク電流ａは、第１のインダクタＬ４
により与えられる。進み位相である第２のピーク電流ｂ
は、コンデンサＣ１と第２のインダクタＬ５との直列共
振回路により与えられる。このように、交流電流のピー
ク波形を分散することにより、力率の改善を図るもので
ある。
に、交流電源ＥACを接続した場合に得られる電流波形
は、図７に示すような波形となる。図において、遅れ位
相である第１のピーク電流ａは、第１のインダクタＬ４
により与えられる。進み位相である第２のピーク電流ｂ
は、コンデンサＣ１と第２のインダクタＬ５との直列共
振回路により与えられる。このように、交流電流のピー
ク波形を分散することにより、力率の改善を図るもので
ある。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、このよ
うなパッシブフィルタ回路においても、力率の改善効果
は十分ではなく、特に近年の高調波規制（ＩＥＣ，ＶＣ
ＣＩ等）をクリアするためにも高力率化が必要である。
また、通常図７のような波形では高調波含有率が高いた
め、交流電源側にリアクトルを挿入する必要がある。し
かし、リアクトルを挿入した場合、このリアクトルによ
る電圧降下が生じ、パッシブフィルタ回路の出力電圧が
低下し、所望の出力が得られないという問題が生じてい
た。
うなパッシブフィルタ回路においても、力率の改善効果
は十分ではなく、特に近年の高調波規制（ＩＥＣ，ＶＣ
ＣＩ等）をクリアするためにも高力率化が必要である。
また、通常図７のような波形では高調波含有率が高いた
め、交流電源側にリアクトルを挿入する必要がある。し
かし、リアクトルを挿入した場合、このリアクトルによ
る電圧降下が生じ、パッシブフィルタ回路の出力電圧が
低下し、所望の出力が得られないという問題が生じてい
た。
【０００８】この発明はかかる点に鑑みなされたもの
で、その目的とするところは、高効率、高力率で、特に
比較的大容量の電源において高調波の抑制効果が大き
く、しかも出力電圧が低下することもなく、設計の自由
度の大きい昇圧型ＡＣ／ＤＣコンバータを提供すること
にある。
で、その目的とするところは、高効率、高力率で、特に
比較的大容量の電源において高調波の抑制効果が大き
く、しかも出力電圧が低下することもなく、設計の自由
度の大きい昇圧型ＡＣ／ＤＣコンバータを提供すること
にある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
本発明は、交流入力の一端側１に接続され遅れ位相であ
る第１のピーク電流ａを与える第１のインダクタＮ１
と、この第１のインダクタＮ１に接続される第１の導通
方向規制手段７と、前記交流入力の一端側１に接続され
進み位相である第２のピーク電流ｂを与える第２のイン
ダクタＮ２と第１のコンデンサＣ１との直列共振回路
と、この直列共振回路に接続される第２の導通方向規制
手段８と、交流入力の他端側２に接続される第３の導通
方向規制手段９とを有する昇圧型ＡＣ／ＤＣコンバータ
において、 前記第１のインダクタＮ１と第２のインダ
クタＮ２とに磁気的に結合したコンデンサインプット回
路により、第１のピーク電流ａと第２のピーク電流ｂと
の間に位置する位相である第３のピーク電流ｃを与える
中間位相電流形成手段を備えることとした。
本発明は、交流入力の一端側１に接続され遅れ位相であ
る第１のピーク電流ａを与える第１のインダクタＮ１
と、この第１のインダクタＮ１に接続される第１の導通
方向規制手段７と、前記交流入力の一端側１に接続され
進み位相である第２のピーク電流ｂを与える第２のイン
ダクタＮ２と第１のコンデンサＣ１との直列共振回路
と、この直列共振回路に接続される第２の導通方向規制
手段８と、交流入力の他端側２に接続される第３の導通
方向規制手段９とを有する昇圧型ＡＣ／ＤＣコンバータ
において、 前記第１のインダクタＮ１と第２のインダ
クタＮ２とに磁気的に結合したコンデンサインプット回
路により、第１のピーク電流ａと第２のピーク電流ｂと
の間に位置する位相である第３のピーク電流ｃを与える
中間位相電流形成手段を備えることとした。
【００１０】また、前記中間位相電流形成手段は第１の
インダクタＮ１と第２のインダクタＮ２と磁気的に結合
した第３のインダクタＬ３と、この第３のインダクタＬ
３に接続される整流回路６と、この整流回路６の出力に
接続される第２のコンデンサＣ３とによるコンデンサイ
ンプット回路であることとした。
インダクタＮ１と第２のインダクタＮ２と磁気的に結合
した第３のインダクタＬ３と、この第３のインダクタＬ
３に接続される整流回路６と、この整流回路６の出力に
接続される第２のコンデンサＣ３とによるコンデンサイ
ンプット回路であることとした。
【００１１】また、前記交流入力の一端側１と、第１の
インダクタＮ１と第２のインダクタＮ２であるコイルＬ
２の中間タップとの間にリアクトルを設けることとし
た。
インダクタＮ１と第２のインダクタＮ２であるコイルＬ
２の中間タップとの間にリアクトルを設けることとし
た。
【００１２】また、前記第１のインダクタＮ１と第２の
インダクタＮ２と第３のインダクタＬ３とは、一体とし
て形成されたトランス５であることとした。
インダクタＮ２と第３のインダクタＬ３とは、一体とし
て形成されたトランス５であることとした。
【００１３】
【発明の実施の形態】次に、本発明の実施の形態につい
て説明する。図１は、本発明にかかる昇圧型ＡＣ／ＤＣ
コンバータの基本構成を示した回路図である。図におい
て、１，２は交流側入力端子、３，４は直流側出力端
子、Ｌ１はリアクトル、Ｃ１は直列共振回路のコンデン
サ、Ｌ２は第１のインダクタＮ１と第２のインダクタＮ
２とが一体となったコイル、Ｌ３は第３のインダクタ、
５は前記コイルＬ２と第３のインダクタが一体となった
トランス、６はダイオードＤ７，Ｄ８による整流回路、
Ｃ３はコンデンサインプット回路の平滑コンデンサであ
る第２のコンデンサ、７は同一の導通方向に直列接続さ
れた２つのダイオードＤ１，Ｄ２による第１の導通方向
規制手段、８は同様に直列接続された２つのダイオード
Ｄ３，４による第２の導通方向規制手段、９は同様に直
列接続された２つのダイオードＤ５，Ｄ６による第３の
導通方向規制手段、Ｃ２はパッシブフィルタ回路の平滑
コンデンサである。
て説明する。図１は、本発明にかかる昇圧型ＡＣ／ＤＣ
コンバータの基本構成を示した回路図である。図におい
て、１，２は交流側入力端子、３，４は直流側出力端
子、Ｌ１はリアクトル、Ｃ１は直列共振回路のコンデン
サ、Ｌ２は第１のインダクタＮ１と第２のインダクタＮ
２とが一体となったコイル、Ｌ３は第３のインダクタ、
５は前記コイルＬ２と第３のインダクタが一体となった
トランス、６はダイオードＤ７，Ｄ８による整流回路、
Ｃ３はコンデンサインプット回路の平滑コンデンサであ
る第２のコンデンサ、７は同一の導通方向に直列接続さ
れた２つのダイオードＤ１，Ｄ２による第１の導通方向
規制手段、８は同様に直列接続された２つのダイオード
Ｄ３，４による第２の導通方向規制手段、９は同様に直
列接続された２つのダイオードＤ５，Ｄ６による第３の
導通方向規制手段、Ｃ２はパッシブフィルタ回路の平滑
コンデンサである。
【００１４】しかして、交流入力端子の一端１はリアク
トルＬ１を介してコイルＬ２の中間タップに接続されて
いる。このコイルＬ２の一端は、導通方向が同一となる
ように直列接続された２つのダイオードＤ１，Ｄ２（第
１の導通方向規制手段）の中間に接続され、コイルＬ２
の他端はコンデンサＣ１を介して、同様に直列接続され
た２つのダイオードＤ３，Ｄ４（第２の導通方向規制手
段）の間に接続されている。また、交流入力端子の他端
２は、同様に直列接続された２つのダイオードＤ５，Ｄ
６（第３の導通方向規制手段）の間に接続されている。
トルＬ１を介してコイルＬ２の中間タップに接続されて
いる。このコイルＬ２の一端は、導通方向が同一となる
ように直列接続された２つのダイオードＤ１，Ｄ２（第
１の導通方向規制手段）の中間に接続され、コイルＬ２
の他端はコンデンサＣ１を介して、同様に直列接続され
た２つのダイオードＤ３，Ｄ４（第２の導通方向規制手
段）の間に接続されている。また、交流入力端子の他端
２は、同様に直列接続された２つのダイオードＤ５，Ｄ
６（第３の導通方向規制手段）の間に接続されている。
【００１５】各直列接続された２つのダイオード（Ｄ
１，Ｄ２、Ｄ３，Ｄ４、Ｄ５，Ｄ６）である第１ないし
第３の導通方向規制手段７，８，９のカソード側は、そ
れぞれ接続されると共に、コイルＬ２と磁気的に接続さ
れたインダクタＬ３の中間タップ、および第２のコンデ
ンサＣ３の他端と平滑コンデンサＣ２の一端に接続され
ている。第１ないし第３の導通方向規制手段７，８，９
のアノード側は、それぞれ接続されると共に、平滑コン
デンサＣ２の他端および直流出力端子の一端４に接続さ
れている。
１，Ｄ２、Ｄ３，Ｄ４、Ｄ５，Ｄ６）である第１ないし
第３の導通方向規制手段７，８，９のカソード側は、そ
れぞれ接続されると共に、コイルＬ２と磁気的に接続さ
れたインダクタＬ３の中間タップ、および第２のコンデ
ンサＣ３の他端と平滑コンデンサＣ２の一端に接続され
ている。第１ないし第３の導通方向規制手段７，８，９
のアノード側は、それぞれ接続されると共に、平滑コン
デンサＣ２の他端および直流出力端子の一端４に接続さ
れている。
【００１６】前記インダクタＬ３の一端は、整流回路６
の一方のダイオードＤ７のアノードに、インダクタＬ３
の他端は整流回路６の他方のダイオードＤ８のアノード
にそれぞれ接続されている。また、この整流回路６の各
ダイオードＤ７，Ｄ８のカソードはそれぞれ接続される
と共に、第２のコンデンサＣ３の一端と直流出力端子の
一端３に接続されている。
の一方のダイオードＤ７のアノードに、インダクタＬ３
の他端は整流回路６の他方のダイオードＤ８のアノード
にそれぞれ接続されている。また、この整流回路６の各
ダイオードＤ７，Ｄ８のカソードはそれぞれ接続される
と共に、第２のコンデンサＣ３の一端と直流出力端子の
一端３に接続されている。
【００１７】このような構成の昇圧型ＡＣ／ＤＣコンバ
ータにおいて、いまリアクトルＬ１が無い場合を考える
と、交流入力端子１，２に交流電源を接続し、電圧ＥAC
を印加すると図２に示すような電流波形が得られる。す
なわち、図中の第１のピーク電流ａはコイルＬ２の巻線
である第１のインダクタＮ１によって与えられ、第２の
ピーク電流ｂは第１のコンデンサＣ１とコイルＬ２の巻
線である第２のインダクタとの直列共振回路により与え
られる。
ータにおいて、いまリアクトルＬ１が無い場合を考える
と、交流入力端子１，２に交流電源を接続し、電圧ＥAC
を印加すると図２に示すような電流波形が得られる。す
なわち、図中の第１のピーク電流ａはコイルＬ２の巻線
である第１のインダクタＮ１によって与えられ、第２の
ピーク電流ｂは第１のコンデンサＣ１とコイルＬ２の巻
線である第２のインダクタとの直列共振回路により与え
られる。
【００１８】また、前記第１のピーク電流ａと第２のピ
ーク電流ｂとの中間に位置する第３のピーク電流ｃは中
間位相電流形成手段によって与えられる。この中間位相
電流形成手段は、前記コイルＬ２に磁気的に結合した第
３のインダクタＬ３と、このインダクタＬ３に接続され
る２つのダイオードＤ７，Ｄ８による整流回路６と、第
２のコンデンサＣ３とによるコンデンサインプット回路
より構成される。つまり、従来のパッシブフィルタ回路
にコンデンサインプット回路を付加することにより、中
間の位相状態のピーク電流波形ｃを得ることができる。
ーク電流ｂとの中間に位置する第３のピーク電流ｃは中
間位相電流形成手段によって与えられる。この中間位相
電流形成手段は、前記コイルＬ２に磁気的に結合した第
３のインダクタＬ３と、このインダクタＬ３に接続され
る２つのダイオードＤ７，Ｄ８による整流回路６と、第
２のコンデンサＣ３とによるコンデンサインプット回路
より構成される。つまり、従来のパッシブフィルタ回路
にコンデンサインプット回路を付加することにより、中
間の位相状態のピーク電流波形ｃを得ることができる。
【００１９】このように、従来第１のピーク電流ａと第
２のピーク電流ｂの２点補正であったものが、第３のピ
ーク電流ｃにより３点補正となり、入力電流の整形が容
易となり、より正弦波に近い波形を得ることができる。
そして、図２の波形では高調波成分が多いため、交流入
力側にリアクトルＬ１を設け、これにより高調波成分を
抑制し、正弦波に近い電流波形を得ることができる。こ
のような、リアクトルＬ１を設けた場合の電流波形を図
３に示す。
２のピーク電流ｂの２点補正であったものが、第３のピ
ーク電流ｃにより３点補正となり、入力電流の整形が容
易となり、より正弦波に近い波形を得ることができる。
そして、図２の波形では高調波成分が多いため、交流入
力側にリアクトルＬ１を設け、これにより高調波成分を
抑制し、正弦波に近い電流波形を得ることができる。こ
のような、リアクトルＬ１を設けた場合の電流波形を図
３に示す。
【００２０】さらに、中間位相電流形成手段は昇圧回路
を形成する。すなわち、交流入力の一端１側からコイル
Ｌ２の中間タップを介して、 （１）第１のインダクタＮ１→第１の導通方向規制手段
７ （２）第２のインダクタＮ２とコンデンサＣ１とＭによ
る直列共振回路→第２の導通方向規制手段 および、交流入力の他端２から第３の導通方向規制手段
９という経路により、交流直流変換と電流合成が行わ
れ、各導通方向規制手段７，８，９のアノード側（マイ
ナス側）とカソード側（プラス側）とが接続される平滑
コンデンサＣ２の両端には、直流出力電圧ＥDCが現れ
る。
を形成する。すなわち、交流入力の一端１側からコイル
Ｌ２の中間タップを介して、 （１）第１のインダクタＮ１→第１の導通方向規制手段
７ （２）第２のインダクタＮ２とコンデンサＣ１とＭによ
る直列共振回路→第２の導通方向規制手段 および、交流入力の他端２から第３の導通方向規制手段
９という経路により、交流直流変換と電流合成が行わ
れ、各導通方向規制手段７，８，９のアノード側（マイ
ナス側）とカソード側（プラス側）とが接続される平滑
コンデンサＣ２の両端には、直流出力電圧ＥDCが現れ
る。
【００２１】そして、コイルＬ２と磁気的に結合した第
３のインダクタＬ３には、コイルＬ２の磁束により励起
された電圧が生じ、このインダクタＬ３の中点タップを
コモンとしてその両端に生じた電圧は整流回路６のダイ
オードＤ７とダイオードＤ８とにより半波整流され、こ
の整流回路６の出力である第２のコンデンサの両端には
直流電圧２ＥDCが現れる。
３のインダクタＬ３には、コイルＬ２の磁束により励起
された電圧が生じ、このインダクタＬ３の中点タップを
コモンとしてその両端に生じた電圧は整流回路６のダイ
オードＤ７とダイオードＤ８とにより半波整流され、こ
の整流回路６の出力である第２のコンデンサの両端には
直流電圧２ＥDCが現れる。
【００２２】従って、昇圧型ＡＣ／ＤＣコンバータの直
流出力端子３，４間の電圧は、 １ＥDC＋２ＥDC ＝直流出力電圧ＥDC となり、従来のパッシブフィルタ回路の出力に相当する
１ＥDCにコンデンサインプット回路の出力電圧である２
ＥDCを加えた電圧を得ることができる。また、２ＥDCは
インダクタＬ３の巻数により任意に可変できるため、リ
アクトルＬ１による電圧降下を補うことができると共
に、必要な出力電圧を容易に得られ、回路設計の自由度
が増大する。
流出力端子３，４間の電圧は、 １ＥDC＋２ＥDC ＝直流出力電圧ＥDC となり、従来のパッシブフィルタ回路の出力に相当する
１ＥDCにコンデンサインプット回路の出力電圧である２
ＥDCを加えた電圧を得ることができる。また、２ＥDCは
インダクタＬ３の巻数により任意に可変できるため、リ
アクトルＬ１による電圧降下を補うことができると共
に、必要な出力電圧を容易に得られ、回路設計の自由度
が増大する。
【００２３】なお、第１ないし第３の導通方向規制手段
７，８，９は３相全波整流器を用いることで容易に構成
できる。また、コイルＬ２と第３のインダクタＬ３とを
一体としたトランス６とすることにより、部品点数、実
装スペースを少なくすることができる。
７，８，９は３相全波整流器を用いることで容易に構成
できる。また、コイルＬ２と第３のインダクタＬ３とを
一体としたトランス６とすることにより、部品点数、実
装スペースを少なくすることができる。
【００２４】直流出力のリップル電圧は平滑コンデンサ
Ｃ２、第２のコンデンサＣ３の容量に依存する。そし
て、第３の導通方向規制手段９のダイオードＤ５，Ｄ６
をコンデンサで置き換えれば倍電圧整流となり、１ＥDC
は２倍となる。この場合、平滑コンデンサＣ２は省略す
ることができる。
Ｃ２、第２のコンデンサＣ３の容量に依存する。そし
て、第３の導通方向規制手段９のダイオードＤ５，Ｄ６
をコンデンサで置き換えれば倍電圧整流となり、１ＥDC
は２倍となる。この場合、平滑コンデンサＣ２は省略す
ることができる。
【００２５】
【実施例】次に、本発明にかかる昇圧型ＡＣ／ＤＣコン
バータの、具体的な特性について説明する。図１の回路
において、入力電力１３１０Ｗ、すなわち、 ＡＣ入力 ＝ ２３０Ｖ ７Ａ ： １６１０ＶＡ ＤＣ出力 ＝ ２３８Ｖ ５．４Ａ ： １２８５Ｗ での力率COSθ、効率η、および高調波電流を測定し
た。図４は、この高調波電流の測定値をグラフに示した
ものである。
バータの、具体的な特性について説明する。図１の回路
において、入力電力１３１０Ｗ、すなわち、 ＡＣ入力 ＝ ２３０Ｖ ７Ａ ： １６１０ＶＡ ＤＣ出力 ＝ ２３８Ｖ ５．４Ａ ： １２８５Ｗ での力率COSθ、効率η、および高調波電流を測定し
た。図４は、この高調波電流の測定値をグラフに示した
ものである。
【００２６】図において、縦軸が１次での電流を１００
パーセントとした場合の各高調波電流値をパーセントで
表したもの（１０％以上は省略）、横軸は高調波の次数
を表している。このグラフから明らかなように、７次以
上の高調波電流は３パーセント以下と、極めて低い値を
示している。また、この時の力率COSθ＝０．８１、効
率η＝０．９８であり、特に効率ηが優れた値を示して
いる。
パーセントとした場合の各高調波電流値をパーセントで
表したもの（１０％以上は省略）、横軸は高調波の次数
を表している。このグラフから明らかなように、７次以
上の高調波電流は３パーセント以下と、極めて低い値を
示している。また、この時の力率COSθ＝０．８１、効
率η＝０．９８であり、特に効率ηが優れた値を示して
いる。
【００２７】
【発明の効果】以上のように本発明は、中間位相電流形
成手段により入力電流波形を３点補正により整形してい
るので、波形整形が容易となり、正弦波により近い波形
が得られ、高効率で高力率の昇圧型ＡＣ／ＤＣコンバー
タとなった。
成手段により入力電流波形を３点補正により整形してい
るので、波形整形が容易となり、正弦波により近い波形
が得られ、高効率で高力率の昇圧型ＡＣ／ＤＣコンバー
タとなった。
【００２８】また、中間位相電流形成手段は第１のイン
ダクタと第２のインダクタとに磁気的に結合した第３の
インダクタを有するコンデンサインプット回路を備えて
いるので、効率の良い波形整形が行えると共に、出力電
圧の調整が容易に行え、回路設計の自由度が増大する。
ダクタと第２のインダクタとに磁気的に結合した第３の
インダクタを有するコンデンサインプット回路を備えて
いるので、効率の良い波形整形が行えると共に、出力電
圧の調整が容易に行え、回路設計の自由度が増大する。
【００２９】また、第１の整流回路の交流側にリアクト
ルを設けることにより、さらに高調波を効果的に抑制す
ることができる。
ルを設けることにより、さらに高調波を効果的に抑制す
ることができる。
【００３０】また、第１のインダクタと第２のインダク
タと第３のインダクタとを一体としたトランスとするこ
とにより、部品点数や、実装スペースを少なくすること
ができる。
タと第３のインダクタとを一体としたトランスとするこ
とにより、部品点数や、実装スペースを少なくすること
ができる。
【図１】本発明にかかる昇圧型ＡＣ／ＤＣコンバータ
の、基本構成を示した回路図である。
の、基本構成を示した回路図である。
【図２】図１の回路の、リアクトルがない場合の入力電
流を示した波形図である。
流を示した波形図である。
【図３】図１の回路の整形された入力電流を示した波形
図である（リアクトルあり）。
図である（リアクトルあり）。
【図４】本発明の一実施例である昇圧型ＡＣ／ＤＣコン
バータの高調波電流を測定し、１次高調波電流値を１０
０とした場合の各次の高調波電流値を、パーセントで示
したグラフである。
バータの高調波電流を測定し、１次高調波電流値を１０
０とした場合の各次の高調波電流値を、パーセントで示
したグラフである。
【図５】従来のパッシブフィルタを示した回路図であ
る。
る。
【図６】図５の回路の、２つのインダクタを一体とした
例を示す回路図である。
例を示す回路図である。
【図７】図５，６の回路における入力電流の様子を示し
た波形図である。
た波形図である。
１，２ 交流入力端子 ３，４ 直流出力端子 ５ トランス ６ 整流回路 ７ 第１の導通方向規制手段 ８ 第２の導通方向規制手段 ９ 第３の導通方向規制手段 Ｌ１ リアクトル Ｌ２ コイル Ｎ１ 第１のインダクタ Ｎ２ 第２のインダクタ Ｌ３ 第３のインダクタ Ｃ１ 第１のコンデンサ Ｃ２ 平滑コンデンサ Ｃ３ 第２のコンデンサ Ｌ４ 第１のインダクタ Ｌ５ 第２のインダクタ
Claims (4)
- 【請求項１】 交流入力の一端側に接続され遅れ位相で
ある第１のピーク電流を与える第１のインダクタと、こ
の第１のインダクタに接続される第１の導通方向規制手
段と、前記交流入力の一端側に接続され進み位相である
第２のピーク電流を与える第２のインダクタと第１のコ
ンデンサとの直列共振回路と、この直列共振回路に接続
される第２の導通方向規制手段と、交流入力の他端側に
接続される第３の導通方向規制手段とを有する昇圧型Ａ
Ｃ／ＤＣコンバータにおいて、前記第１のインダクタと
第２のインダクタとに磁気的に結合したコンデンサイン
プット回路により、第１のピーク電流と第２のピーク電
流との間の位相である第３のピーク電流を与える中間位
相電流形成手段を備えてなることを特徴とする昇圧型Ａ
Ｃ／ＤＣコンバータ。 - 【請求項２】 前記中間位相電流形成手段は第１のイン
ダクタと第２のインダクタと磁気的に結合した第３のイ
ンダクタと、この第３のインダクタに接続される整流回
路と、この整流回路の出力に接続される第２のコンデン
サとによるコンデンサインプット回路であることを特徴
とする請求項１記載の昇圧型ＡＣ／ＤＣコンバータ。 - 【請求項３】 前記交流入力の一端側と、第１のインダ
クタと第２のインダクタとの間にリアクトルを設けたこ
とを特徴とする請求項１あるいは２に記載の昇圧型ＡＣ
／ＤＣコンバータ。 - 【請求項４】 前記第１のインダクタと第２のインダク
タと第３のインダクタとは、一体として形成されたトラ
ンスであることを特徴とする請求項１ないし３のいずれ
か１項に記載の昇圧型ＡＣ／ＤＣコンバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7525596A JP2745298B2 (ja) | 1996-03-04 | 1996-03-04 | 昇圧型ａｃ／ｄｃコンバータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7525596A JP2745298B2 (ja) | 1996-03-04 | 1996-03-04 | 昇圧型ａｃ／ｄｃコンバータ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09238468A JPH09238468A (ja) | 1997-09-09 |
| JP2745298B2 true JP2745298B2 (ja) | 1998-04-28 |
Family
ID=13570934
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7525596A Expired - Lifetime JP2745298B2 (ja) | 1996-03-04 | 1996-03-04 | 昇圧型ａｃ／ｄｃコンバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2745298B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP1632729A4 (en) * | 2003-06-03 | 2009-11-11 | Toshiba Carrier Corp | AIR CONDITIONING |
-
1996
- 1996-03-04 JP JP7525596A patent/JP2745298B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH09238468A (ja) | 1997-09-09 |
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