MXPA00009151A - Circuito conmutador de alimentacion. - Google Patents

Abstract

Un circuito conmutador de alimentacion que tiene un circuito de mejora de factor de potencia para un convertidor de tipo de resonancia compuesta, donde se retroalimenta un impulso de conmutacion a partir de un devanado terciario, enrollado alrededor de un transformador de convertidor aislante, a traves de un capacitor de resonancia en serie. Una corriente rectificada es conectada y desconectada a traves de un diodo de recuperacion rapida de conformidad con el resultado de la retroalimentacion, logrando asi una mejora del factor de potencia. En esta estructura, un capacitor de aplanamiento es cargado con la corriente de resonancia aun durante un periodo de desconexion del diodo de recuperacion rapida debido a la resonancia de un circuito de resonancia en serie que incluye el capacito de resonancia en serie. Esta configuracion de circuito elimina la necesidad de seleccionar un voltaje no disruptivo mas alto con relacion al capacitor de aplanamiento del lado primario mediante la supresion del incremento del voltaje de entrada de CC en un estado sin carga.

Description

"CIRCUITO CONMUT.ADOR DE .ALIMENTACIÓN" ANTECEDENTES DE LA INVENCIÓN La presente invención se relaciona con un circuito conmutador de alimentación equipado con un circuito de mejora del factor de potencia. Con anterioridad a la fecha en que el solicitante presente propuso una variedad de circuitos de potencia teniendo cada uno un convertidor de tipo de resonancia en su lado primario, y también otros distintos circuitos de potencia cada uno teniendo un circuito de mejora de factor de potencia para lograr la mejora del factor de potencia para un convertidor de tipo de resonancia. La Figura 6 es un diagrama de circuito que muestra un circuito conmutador de alimentación ejemplar de una configuración basada en la invención presente anteriormente por el solicitante presente. Este circuito de potencia está equipado con un circuito de mejora de factor de potencia para lograr la mejora del factor de potencia para un convertidor de conmutación de tipo de resonancia de voltaje auto-excitado. En el circuito conmutador de alimentación mostrado en este diagrama, se proporcionan una bobina de reactancia de modo común CMC y un capacitor transversal CL que constituye un filtro de ruido para remover el ruido de modo común con respecto a una potencia de corriente alterna AC. La potencia de corriente alterna AC está rectificada a onda completa mediante un circuito rectificador de puente Di que consiste de cuatro diodos, y la salida rectificada se suministra para cargar un capacitor de aplanamiento Ci a través de un circuito de mejora de factor de potencia 20. La configuración del circuito del circuito de mejora de factor de potencia 20 y el funcionamiento del mismo se describirán posteriormente. En este diagrama, el convertidor de conmutador de tipo de resonancia de voltaje tiene un elemento de conmutación Ql que consiste, por ejemplo, de un transistor bipolar no disruptivo de alto voltaje. Es decir, este convertidor de conmutación está en una sola forma de extremo . La base del elemento conmutador Ql se conecta con el lado positivo de un capacitor de aplanamiento Ci a través de una resistencia de arranque RS, de manera que se obtiene una corriente de base, durante el arranque de una línea de aplanamiento del rectificador. La base del elemento conmutador Ql se conecta también con un circuito impulsor de conmutación 2.

- El circuito impulsor de conmutación 2 consiste de un impulsor de oscilación auto-excitado para impulsar el elemento conmutador Ql mediante auto-excitación, y un controlador de frecuencia de conmutación para estabilizar el voltaje variando la frecuencia de oscilación (es decir, frecuencia de conmutación) en el impulsor de oscilación auto-excitado . En una configuración específica de este circuito impulsor de conmutación 2, como se ve en los distintos circuitos de potencia propuestos anteriormente mediante el solidante presente, el impulsor de oscilación auto-excitado consiste, por ejemplo, de un circuito de resonancia compuesto de una bobina impulsora y un capacitor de resonancia, y una bobina de detección para transferir el voltaje alterno a la bobina impulsora. Aún cuando no se muestra aquí, la bobina de detección está conectada prácticamente en serie con un devanado primario Ni, por ejemplo. Es decir, el elemento de conmutación Ql es impulsado a través de conmutación mediante la salida de resonancia del circuito de resonancia en el impulsor de oscilación auto-excitado, y la frecuencia de resonancia del mismo se usa como una frecuencia de conmutación. El controlador de frecuencia de conmutación tiene una estructura adaptada para variar la frecuencia de resonancia. Para este objeto, un transformador de control - - PRT se proporciona para variar la inductancia de por ejemplo la bobina impulsora. En este transformador de control PRT, la bobina impulsora y la bobina de detección, por ejemplo, se acoplan con el transformador una con la otra y se enrolla una bobina de control de tal manera que la dirección de enrollamiento de la misma no coincide con aquella de la bobina impulsora y la bobina de- detección. Una corriente de control DC transferida desde el circuito de control 1, se suministra a la bobina de control. En el circuito de control 1, una corriente de control de un nivel que corresponde a un voltaje de salida DC del lado secundario Eo se suministra a la bobina de control. En el transformador de control PRT, la inductancia de la bobina impulsora se varía de -conformidad con el nivel de la corriente de control que fluye en la bobina de control. Puesto que la inductancia de la bobina impulsora se varía de esta manera, la frecuencia de resonancia del impulsor de oscilación auto-excitado, es decir, la frecuencia de conmutación también se varía bajo control. Una descripción detallada se proporcionará posteriormente sobre una acción de regulación de voltaje constante que se lleva a cabo con este control de frecuencia de conmutación.

El colector del elemento de conmutación Ql se conecta. con el terminal positivo del capacitor de aplanamiento Ci a través del devanado primario NI del transformador convertidor aislante PIT, y el emisor del mismo se conecta a tierra. En este caso, un diodo de fijación DD se conecta entre el colector y el emisor del elemento de conmutación Ql, formando de esta manera una trayectoria en donde fluye una corriente amortiguadora durante el tiempo de desconexión del elemento de conmutación Ql . Un primer capacitor de resonancia Cr constituye un circuito de resonancia en paralelo en combinación con un segundo capacitor de resonancia Crl, en un circuito 2 de mejora de factor de potencia mencionado y principalmente con la inductancia de fuga del devanado primario NI del transformador convertidor aislante PIT. Debido a la acción de este circuito de resonancia en paralelo, la operación de conmutación del elemento de conmutación Ql se lleva a cabo en un modo de resonancia de voltaje. Y el voltaje de extremo VCP entre el colector y el emisor del elemento de conmutación Ql se obtiene en una forma de onda de impulso sinusoidal durante el periodo de desconexión del elemento de conmutación.

- - El transformador convertidor aislante PIT transfiere la salida de conmutación de un elemento de conmutación Ql al lado secundario. Como se muestra en la Figura 12, el transformador convertidor aislante PIT tiene un núcleo en forma de EE en donde los núcleos en forma de E, el ÍR1 y CR2 compuestos de una ferrita, por ejemplo se combinan uno con el otro de tal manera que las patas magnéticas de los mismos queda mutuamente opuestas, y los devanados primarios NI y los devanados secundarios N2 de los mismos se enrollan en un estado dividido respectivamente mediante el uso de una bobina dividida B con respecto a la pata magnética central del núcleo en forma de EE. Y se forma un espacio G hacia la pata magnética central como se muestra en el diagrama, mediante lo cual se logra un acopTamiento suelto con un coeficiente de acoplamiento requerido. El espacio G se puede formar configurando la pata magnética central de cada uno de los núcleos en forma de E, el CRl y CR2 para ser más cortas que las dos patas magnéticas externas de los mismos. El coeficiente de acoplamiento k se establece como, v.g., k —, 0.85 apropiado para lograr un acoplamiento suelto, evitando por lo tanto un estado saturado que corresponde al mismo. Un extremo del devanado primario NI del transformador convertidor aislante PIT se conecta con el - colector del elemento de conmutación Ql, mientras que el otro extremo del mismo se conecta con el lado positivo (voltaje Ei aplanado rectificado) del capacitor de aplanamiento Ci. En el lado secundario del transformador convertidor aislante PIT, un voltaje alterno inducido por el devanado primario NI se genera en el devanado secundario N2. En este caso, puesto que un capacitor de resonancia en paralelo del lado secundario C2 se conecta con el devanado secundario N2, se forma un circuito de resonancia en paralelo mediante la inductancia de fuga L2 del devanado secundario N2, y la capacitancia del capacitor de resonancia en paralelo del lado secundario C2. El voltaje alterno producido de esta manera en el devanado secundario N2 se convierte en un voltaje de resonancia en el circuito de resonancia en paralelo. Es decir, se lleva a cabo en el lado secundario una operación de resonancia de voltaje. De manera más específica, este circuito de potencia tiene, en su lado primario, un circuito de resonancia en paralelo para llevar a cabo la operación de conmutación en un modo de resonancia de voltaje, y tiene también, en su lado secundario, otro circuito de resonancia en paralelo para llevar a cabo una operación de resonancia de voltaje en el circuito rectificador. En esta especificación, el convertidor de conmutación de una configuración equipada con circuitos de resonancia en sus lados primario y secundario como se menciona en lo que antecede, se denominarán como "un convertidor de conmutación de tipo de resonancia compuesto". En el circuito de resonancia en paralelo del lado secundario formado como se describe, se proporciona una derivación central para el devanado secundario N2, y también se proporciona un circuito rectificador de media onda que consiste de un diodo rectificador DO y un capacitor de aplanamiento Co. Este circuito rectificador de media onda recibe el voltaje de resonancia de entrada suministrado desde el circuito de resonancia en paralelo del lado secundario y suministra desde el mis-mo un voltaje DC de salida Eo. En el transformador convertidor aislante PIT, la inductancia mutua M con respecto a la inductancia Ll del devanado primario NI y la inductancia L2 del devanado secundario N2 se convierte ya sea en +M o -M, dependiendo de la relación de - las polaridades (direcciones del devanado) del devanado primario NI y el devanado secundario N2 hacia la conexión del diodo rectificador DO. Por ejemplo, si la conexión está en un estado de la Figura 13A, la inductancia mutua se convierte en +M (modo de avance) . Mientras tanto, si la conexión está en un estado de la Figura 13B, la inductancia mutua se convierte en -M (modo de retroalimentación) . Aplicando lo anterior a la operación del lado secundario del circuito de potencia mostrado en la Figura 6, cuando el voltaje alterno obtenido en el devanado secundario N2 es positivo, por ejemplo, se supone que la operación con la corriente rectificada que fluye en el diodo rectificador DO se lleva a cabo en el modo +M (hacia adelante) . Es decir, en el circuito de potencia de la Figura 6, la inductancia mutua funciona en el modo +M (hacia adelante) cada vez que el voltaje alterno obtenido en el devanado secundario se convierte en positivo/ negativo . En esta configuración, la potencia se suministra a la carga aumentada mediante la acción del circuito de resonancia en paralelo del lado secundario, de manera que la potencia suministrada a la carga también se aumenta correspondientemente a la misma para mejorar consecuentemente el régimen de incremento de la potencia de carga máxima. Esta conformación con la condición de carga puede realizarse debido a la situación mejorada en donde no se alcanza fácilmente un estado saturado debido al acoplamiento suelto logrado por un coeficiente de acoplamiento requerido con un espacio G formado en el transformador convertidor aislante PIT, como se ha explicado anteriormente con referencia a la Figura 12. Por ejemplo, en el caso de que el espacio G no esté existente en el transformador convertidor aislante PIT, la operación será anormal con una alta probabilidad de que el transformador convertidor aislante PIT se coloque en su estado saturado durante el retroceso, mediante lo cual la ejecución apropiada de la rectificación se hace considerablemente difícil. En el circuito de la Figura 6 en donde la frecuencia de conmutación se varía para el control de voltaje constante, la variación de la frecuencia de conmutación se lleva a cabo bajo el control para variar el tiempo puntual del elemento de conmutación Ql mientras que se mantiene fijo el tiempo de desconexión del mismo. Es decir, en este circuito de potencia, el control del voltaje constante se lleva a cabo para variar la frecuencia de conmutación bajo el control para de esta manera controlar la impedancia de resonancia con respecto a la salida de conmutación, y simultáneamente el control del ángulo de conducción (control PWM) del elemento de conmutación en el período de conmutación también se lleva a cabo. Esta operación de control compuesta se realiza en un solo juego de circuito de control.

Al llevar a cabo este control de frecuencia de conmutación, cuando el voltaje de salida del lado secundario se aumenta debido a una tendencia de reducción de la carga, por ejemplo, la salida del lado secundario se suprime bajo control elevando la frecuencia de conmutación. El factor de potencia se mejora mediante el circuito de mejora de factor de potencia 20. Como se muestra en este diagrama, el circuito de mejora de factor de potencia 20 tiene un circuito conectado en serie de una bobina de reactancia Ls y un diodo de recuperación rápida D2 insertado entre la salida positiva de un circuito rectificador de puente Di y el terminal positivo de un capacitor de aplanamiento Ci. La bobina de reactancia Ls funciona como una carga de la salida de conmutación alimentada de nuevo como se describirá posteriormente . Y un capacitor de filtro CN se conecta en paralelo con la conexión en serie de la bobina de reactancia Ls y el diodo de recuperación rápida D2. En este circuito, la bobina de reactancia Ls y el capacitor de filtro CN constituyen un filtro de paso bajo de modo normal LC que impide el flujo hacia la entrada de cualquier ruido de alta frecuencia de conmutación hacia la línea AC . La junta (punto de división de voltaje) en la conexión en serie mencionada anteriormente del primer capacitor de resonancia en paralelo Cr y "el segundo capacitor de resonancia en paralelo Crl se conecta con la junta de la bobina de reactancia Ls y el diodo de recuperación rápida D2. Se supone aquí que los valores respectivos se establecen selectivamente como el primer capacitor de resonancia en paralelo Cr = 8200 pF, el segundo capacitor de resonancia en paralelo Crl = 0.027 µF, la bobina de reactancia Ls = 75 µH, y el capacitor de filtro CN = 1 µF. En el circuito de mejora de factor de potencia 20 de esta configuración de circuito conectado, un voltaje de impulso de resonancia obtenido durante el tiempo de desconexión durante la operación de conmutación del elemento de conmutación Ql se divide entre la conexión en serie del primer capacitor de resonancia en paralelo Cr y el segundo capacitor de resonancia en paralelo Crl, y luego el voltaje dividido se imprime de tal manera como para • retroalimentarse a la junta de la bobina de reactancia Ls y el diodo de recuperación rápida D2. Cuando el voltaje de impulso de resonancia Vcp es de 600 Vp por ejemplo, un voltaje de aproximadamente 150 Vp obtenido a través de división de voltaje a 3 : 1 o más o menos se retroali enta de nuevo a la junta de la bobina de reactancia Ls y al diodo de recuperación rápida D2.

Para el tiempo en que el voltaje de entrada alternativo VAC llega a la proximidad de su cresta positiva o negativa, el diodo de recuperación rápida D2 se conecta. Durante este tiempo, una corriente de impulso que tiene una forma de onda de elevación considerable fluye desde el terminal de salida del circuito rectificador de puente Di hacia el capacitor de aplanamiento Ci para cargar al mismo a través de la bobina de reactancia Ls y el diodo de recuperación rápida D2. Mientras tanto, en cualquier otro período que no sea cuando el voltaje de entrada alterno VAC llega a la proximidad de su voltaje de cresta positivo o negativo, el diodo de recuperación rápida D2 repite su operación de conmutación de conformidad con el voltaje de impulso de resonancia retroalimentado de nuevo como un voltaje V2, como se ha mencionado. Y al tiempo cuando el diodo de recuperación rápida D2 se desconecta durante la operación de conmutación, una corriente de resonancia en paralelo fluye en un circuito que consiste del segundo capacitor de resonancia en paralelo Crl, la bobina de reactancia Ls y el capacitor del filtro CN. Mientras tanto, para cuando el diodo de recuperación rápida D2 se conecta, fluye una corriente de carga de alta frecuencia en el capacitor de aplanamiento Ci desde el voltaje de entrada alterno VAC a través de la bobina de reactancia Ls.

De esta manera, utilizando el impulso de resonancia de voltaje del lado primario retroalimentado a la trayectoria de corriente rectificada, la corriente que va a ocasionarse que fluya en la trayectoria de corriente rectificada se convierte en una corriente de alta frecuecia para lograr una acción alterna, ampliando por lo tanto, el ángulo de conducción de la corriente de entrada alterna IAC para mejorar consecuentemente el factor de potencia. La Figura 7 muestra gráficamente las características del circuito de potencia que tiene la configuración de la Figura 6, incluyendo los cambios del factor de frecuencia derivados de las variaciones de carga y también los cambios del voltaje de entrada DC (voltaje aplanado rectificado Ei) . Este diagrama representa una comparación entre las características (línea continua) del circuito equipado con el circuito de mejora de factor de potencia 20 de la Figura 6 y las características del otro circuito que no está equipado con el circuito de mejora de factor de potencia 20 de la Figura 6. De conformidad con este diagrama gráfico, es evidente que, dentro de la escala de la potencia de carga Po de 0 W a 200 W, el factor de potencia PF se mejora más en la configuración de circuito con el circuito de mejora de factor de potencia 20 de la Figura 6, que en otra configuración de circuitos, sin un circuito de mejora de factor de potencia. Particularmente en el circuito mostrado en la Figura 6, se logra esta característica de que el factor de potencia indica su valor máximo cuando la potencia de carga Po es de 50 W más o menos. También se verá que el nivel del voltaje aplanado rectificado Ei tiende a hacerse más elevado de conformidad con la reducción de la potencia de carga Po. La Figura 8 muestra gráficamente las características de cambio del factor de potencia con relación a las variaciones del voltaje de entrada alterno VAC y el voltaje de entrada DC (voltaje aplanado rectificado Ei) . Este diagrama también representa una comparación entre las características (línea continua) del circuito equipado con el circuito de mejora de factor de potencia 20 de la Figura 6 y las características de otro circuito que no esté equipado con el circuito de mejora de factor de potencia 20 de la Figura 6. Como se muestra en este diagrama, la característica obtenida es de tal manera que el factor de potencia se disminuye en la configuración de circuito en donde no se lleva a cabo la mejora del factor de potencia de conformidad con una elevación del voltaje de entrada alterno VAC dentro de la escala de 80 V a 140 V, mientras que el factor de potencia PF puede mejorarse en el circuito de la Figura 6, cuando el factor de potencia PF se aumenta con una elevación del voltaje de entrada alterno VAC. Se logra además esta característica de que el voltaje aplanado rectificado Ei se eleva con una elevación del voltaje de entrada alterno VAC. La Figura 9 muesra otro ejemplo de un circuito de potencia de conmutación constituido sobre la base de la invención propuesta anteriormente por el solicitante presente. En este circuito de potencia asimismo, se incluye un circuito de mejora de factor de potencia para lograr la mejora del factor de potencia para un convertidor de conmutación de tipo de resonancia de voltaje auto-excitado. En este diagrama, cualesquiera de las partes componentes equivalentes a aquellas en la Figura 6, se representan mediante los mismos números de referencia, y se omite una explicación repetida de los mismos. El circuito de potencia mostrado en este diagrama está equipado con un circuito de mejora de factor de potencia 21. En comparación con el circuito de mejora de factor de potencia 20 anteriormente mencionado de la Figura 6, este circuito de mejora de factor de potencia 21 es diferente en el punto en donde el diodo de recuperación rápida D2 y la bobina de reactancia Ls en el mismo, se conectan en reversa. Es decir, el ánodo del diodo de recuperación rápido D2 se conecta con el terminal de salida positivo del circuito rectificador de puente Di, y el cátodo del mismo se conecta con un extremo de la bobina de reactancia Ls . Mientras tanto, el otro extremo de la bobina de reactancia Ls se conecta con el terminal positivo del . capacitor de aplanamiento Ci. Y el voltaje de impulsos de resonancia Vcp, que se obtienen a través de la división de voltaje mediante un primer capacitor de resonancia en paralelo Cr y un segundo capacitor de resonancia en paralelo Crl, se imprimen en la junta del diodo de recuperación rápida D2 y la bobina de reactancia Ls . En esta configuración de circuito asimismo, el diodo de recuperación rápida D2 se conecta al tiempo cuando el voltaje de entrada alterno VAC llega a la proximidad de su corriente máxima positiva o negativa, y una corriente de impulso que tiene una forma de onda de elevación pronunciada fluye desde el terminal de salida del circuito rectificador de puente Di, hasta el capacitor de aplanamiento Ci, para cargar el mismo a través del diodo de recuperación rápida 2 y la bobina de reactancia Ls . En este caso, el diodo de recuperación rápida D2 temporalmente se desconecta cuando el valor absoluto del voltaje de entrada alterno VAC ha disminuido hasta un cierto nivel, y la resonancia de voltaje se induce durante este momento mediante un circuito de resonancia en paralelo que consiste del segundo capacitor de resonancia en - - paralelo Crl y la bobina de reactancia Ls. Debido a esta resonancia de voltaje, se sobrepone un voltaje de impulso de onda sinusoidal en el potencial de ..cátodo V2 (voltaje de impulso de resonancia dividido) del diodo de recuperación rápida D2. Subsecuentemente el diodo de recuperación rápida D2 repite su operación de conmutación en respuesta a la diferencia potencial entre el potencial del cátodo V2 y el potencial del ánodo VI del diodo de recuperación rápida D2. Y se ocasiona que fluya una corriente de carga desde el capacitor de filtro CN hacia el capacitor de aplanamiento Ci durante el tiempo puntual del diodo de recuperación rápida D2 en esta operación de conmutación. Este funcionamiento amplía el ángulo de conducción de la corriente de entrada alterna IAC para de esta manera mejorar el factor de potencia. La Figura 1Q muestra gráficamente las características del circuito de potencia que tiene la configuración de la Figura 9, incluyendo los cambios del factor de potencia derivado de las variaciones de carga, y también los cambios del voltaje de entrada DC (voltaje aplanado rectificado Ei) . Y la Figura 11 muestra gráficamente las características de cambio del factor de potencia con relación a las variaciones del voltaje de entrada alterno y el voltaje de entrada DC (voltaje aplanado rectificado Ei) . En vista de una descripción que - va a proporcionarse posteriormente, estos diagramas representan las características en un caso en donde la constante del segundo capacitor de resonancia en paralelo Crl se establece a 0.033 µF y en otro caso en donde la constante se establece a 0.043 µF. Primero, como se ve en la Figura 10, el factor de potencia PF puede mantenerse a más de 0.70 cuando la potencia de carga Po es esencialmente dentro de una escala práctica de 50 W a 200 W. En relación con el voltaje aplanado rectificado Ei, el resultado obtenido indica que el voltaje Ei tiende a elevarse de conformidad con la reducción de la potencia de carga Po . Y de acuerdo con las características mostradas en la Figura 11, se ve que el factor de potencia PF puede mantenerse a más de 0.7 con respecto a las variaciones del voltaje de entrada alterno VAC que varía de 80 V a 140 V, y el voltaje aplanado rectificado Ei se eleva de conformidad con la elevación del voltaje de entrada alterno VAC. Aún cuando el factor de potencia PF puede mejorarse de esta manera mediante la provisión de este circuito de mejora de factor de potencia 20 o 21, como se muestra en las Figuras 6 o 9, se sabe que el componente de fluctuación sobrepuesto en el voltaje de entrada DC (voltaje aplanado rectificado Ei) se aumenta debido a la configuración del circuito de mejora de factor de potencia 20 o 21, en donde la salida de conmutación es retroaliméntada de nuevo a la trayectoria de corriente rectificada. En el circuito de la Figura 6 por ejemplo, el componente de fluctuación ?Ei de 9.2 V, que se sobrepone en el voltaje aplanado rectificado Ei en la configuración sin el circuito de mejora de factor de potencia 20, aumenta hasta 35.3 V en la configuración equipada con el circuito de mejora de factor de potencia 20. Particularmente, en un estado sin carga, el componente de fluctuación ?Ei se eleva hasta 26 V más o menos. Se logra el mismo resultado también en el circuito de potencia de la configuración mostrada en la Figura 9. Suponiendo ahora que, en la configuración de la Figura 9, por ejemplo, los valores respectivos se establecen selectivamente como el primer capacitor de resonancia en paralelo Cr = 8200 pF, el segundo capacitor de resonancia en paralelo Crl = 0.027 µF y la bobina de reactancia Ls = 75 µH, entonces el factor de potencia PF puede mantenerse a más de 0.73 con la potencia de carga Po variando de 25 W a 200 W, pero el componente de fluctuación ?Ei aumenta hasta 31.8 V. En el circuito de la Figura 9, si el valor del segundo capacitor de resonancia en paralelo Crl se estab-lece a 0.033 µF o 0.043 µF para cambiar la relación de división de voltaje del primer capacitor de resonancia en paralelo Cr y el segundo capacitor de resonancia en paralelo Crl para ajustar (reducir) la cantidad de retroalimentación de los impulsos de resonancia de voltaje, entonces el componente de fluctuación ?Ei disminuye hasta 25.3 V en el caso de Crl = 0.033 µF, o disminuye además hasta 9.1 V en el caso de Crl = 0.043 µF. De esta manera es posible suprimir el componente de fluctuación ?Ei reduciendo la cantidad de retroalimentación de los impulsos de resonancia de voltaje. Sin embargo, si la cantidad de retroalimentación de los impulsos de resonancia de voltaje se reduce, el factor de potencia PF se baja o reduce. Por ejemplo, esta característica se muestra en las Figuras 10 y 11 asimismo, en donde el factor de potencia más elevado se obtiene en el caso de Crl = 0.043 µF que en el caso de Crl = 0.033 µF. Por lo tanto, en el circuito de la Figura 9, por ejemplo, el ajuste se lleva a cabo como para suprimir el componente de fluctuación ?Ei y para obtener un factor de potencia PF prácticamente satisfactorio con un límite de Crl = 0.043 µF más o menos. Lo mismo puede decirse con respecto al circuito de la Figura 6, asimismo. En los circuitos de las Figuras 6 y 9, el nivel del voltaje de entrada DC (voltaje aplanado rectificado Ei) se eleva con la reducción de la -potencia de carga Po como se muestra en las Figuras 7 y 10, respectivamente, y su régimen de elevación se convierte en elevado puesto que el componente de fluctuación ?Ei aumenta particularmente de conformidad con la aproximación a la condición sin carga. Esto significa un aumento del régimen de variación de voltaje en relación con -cualquier variación de carga. Por lo tanto, en un sistema AC de 100 V, el voltaje no disruptivo requerido del capacitor de aplanamiento Ci para generar un voltaje de entrada DC es de 200 V en un caso sin mejora del factor de potencia, pero necesita ser de 250 V en una configuración para ejecutar la mejora del factor de potencia. Además en un sistema AC de 200 V, el voltaje no disruptivo requerido es de 400 V en un caso sin mejora del factor de potencia, pero necesita ser de 500 V en una configuración para llevar a cabo la mejora del factor de potencia. Como resultado, existe un problema de que el capacitor de aplanamiento Ci se suministre dimensionalmente más grande para fallar eventualmente al reducir el tamaño del circuito y reduciendo el costo de producción. El capacitor de aplanamiento Ci consiste de un capacitor electrolítico por ejemplo, y si el voltaje no disruptivo seleccionado del capacitor electrolítico empleado aquí tiene un valor más elevado mientras que la capacitancia del mismo se deja inalterada, entonces su resistencia interna equivalente aumenta para aumentar eventualmente también la cantidad del calor auto-generado. Por lo tanto, el grado de deterioración del capacitor electrolítico debido a su cambio secular se convierte en mayor para disminuir consecuentemente la confiabiliad que corresponde al mismo.

COMPENDIO DE LA INVENCIÓN La presente invención se ha logrado en vista de los problemas mencionados en lo que antecede. De conformidad con un aspecto de la presente invención, se proporciona un circuito conmutador de alimentación que comprende un medio de rectificación y aplanamiento para generar un voltaje aplanado rectificado de una potencia de AC comercial y enviar la misma como un voltaje de entrada DC; un transformador convertidor aislante tiene un espacio para obtener un coeficiente de acoplamiento requerido para el acoplamiento suelto y para servir para transferir la salida primaria a un lado secundario; un medio de conmutación para transferir, al devanado primario del transformador convertidor aislante, la salida de conmutación obtenida a través de un control de conexión/desconexión del voltaje de entrada DC mediante un elemento de conmutación; y un circuito de resonancia en paralelo del lado primario para hacer accionar el medio de conmutación en un modo de resonancia de voltaje, en donde el circuito de resonancia consiste por lo menos de un componente de la inductancia de fuga incluyendo el devanado primario del transformador convertidor aislante y una capacitancia de un capacitor de resonancia en paralelo. El circuito conmutador de alimentación comprende también un medio de mejora de factor de potencia para mejorar un factor de potencia realimentando la salida de conmutación, que se obtiene en el devanado primario, hacia una trayectoria de corriente rectificada. El circuito de conmutador de alimentación además comprende un circuito de resonancia del lado secundario formado en el lado secundario y que consiste de un componente de inductancia de fuga de devanado secundario del transformador convertidor aislante y una capacitancia de un capacitor de resonancia de lado secundario; un medio generador de voltaje de salida DC formado inclusive de un circuito de resonancia de lado secundario y rectificando el voltaje alterno de entrada obtenido del devanado secundario del transformador convertidor aislante, generando de esta manera un voltaje de salida DC del lado secundario; y un medio de control de voltaje constante para llevar a cabo el control del voltaje constante del voltaje de salida DC del lado secundario de conformidad con el nivel del voltaje de salida DC del lado secundario. El medio de mejora de factor de potencia consiste por lo menos de un devanado terciario enrollado para el transformador convertidor aislante de tal manera como para enrollar el devanado primario; un capacitor de resonancia insertado para realimentación hacia la trayectoria de corriente rectificada a través de la capacitancia de la misma, la salida de conmutación transferida desde el devanado primario al devanado terciario; un elemento de conmutación insertado en la trayectoria de corriente rectificada para llevar a cabo una operación de conmutación de conformidad con la salida de conmutación retroalimentada a la trayectoria de corriente; y un inductor insertado en la trayectoria de corriente rectificada. De conformidad con la configuración anteriormente descrita, el circuito de mejora de factor de potencia, que se incluye en el circuito de potencia denominada un convertidor de tipo de resonancia compuesta, transfiere al devanado terciario la salida de conmutación obtenida en el devanado primario del transformador convertidor aislante, y luego se retroalimenta la salida de conmutación, desde el devanado terciario a la trayectoria de corriente rectificada a través del capacitor de resonancia. En esta configuración, la salida de conmutación transferida a través del devanado terciario sirve para producir un periodo durante el cual el circuito de resonancia compuesto de capacitor de resonancia y el inductor en el medio de mejora de factor de potencia lleva a cabo su operación de resonancia. Las particularidades y ventajas anteriormente citadas y otras de la presente invención se harán evidentes de la siguiente descripción que se proporcionará haciendo referencia a los dibujos ilustrativos que se acompañan.

BREVE DESCRIPCIÓN DE LOS DIBUJOS La Figura 1 es un diagrama de circuito que muestra una configuración ejemplar de un circuito conmutador de alimentación como una modalidad de la presente invención; Las Figuras 2A a 2G son gráficas en forma de onda que muestran la operación del circuito conmutador de alimentación en la Figura 1; La Figura 3 es un diagrama característico que muestra la relación entre un factor de potencia y un nivel de voltaje de entrada DC a las variaciones de una potencia de carga en el circuito conmutador de alimentación de la Figura 1; La Figura 4 es un diagrama característico que muestra la relación entre un factor de potencia y un nivel de voltaje de entrada DC a las variaciones en- un voltaje de entrada alterno en el circuito conmutador de alimentación de la Figura 1; La Figura 5 es un diagrama de circuito que muestra otra configuración ejemplar de un circuito conmutador de alimentación como otra modalidad de la presente invención; La Figura 6 es un diagrama de circuito que muestra una configuración conocida de un circuito conmutador de alimentación de conformidad con la técnica anterior; La Figura 7 es un diagrama característico que meustra la relación entre un factor de potencia y un nivel de voltaje de entrada DC a las variaciones de una potencia de carga en el circuito conmutador de alimentación de la Figura 6; La Figura 8 es un diagrama característico que muestra la relación entre un factor de potencia y el nivel de voltaje de entrada DC a las variaciones de un voltaje de entrada alterno en el circuito conmutador de alimentación de la Figura 6; La Figura 9 es un diagrama de circuito que muestra otra configuración conocida de un circuito conmutador de alimentación de conformidad con la técnica anterior; La Figura 10 es un diagrama característico que muestra las relaciones entre un factor de potencia y un nivel de voltaje de entrada DC a las variaciones de una potencia de carga en el circuito conmutador de alimentación de la Figura 9; La Figura 11 es un diagrama característico que muestra la relación entre un factor de potencia y un nivel de voltaje de entrada DC a las variaciones de un voltaje de entrada alterno del circuito conmutador de alimentación de la Figura 9; La Figura 12 es una vista de lado en sección que muestra una estructura de un transformador convertidor aislante empleado en el circuito conmutador de alimentación de la modalidad; y Las Figuras 13A y 13B son diagramas ejemplares que muestran las operaciones llevadas a cabo cuando la inductancia mutua está en los modos +M y -M, respectivamente.

DESCRIPCIÓN DET.ALLADA DE LAS MODALIDADES PREFERIDAS La Figura 1 es un diagrama de circuito que muestra una configuración ejemplar de un circuito de potencia como una modalidad preferida de la presente invención. El circuito de potencia mostrado en este diagrama también está equipado con un transformador convertidor aislante PIT que tiene la estructura de la Figura 12 para de esta manera constituir un convertidor de tipo de resonancia compuesto. En este diagrama, cualesquiera de las partes componentes equivalentes de aquellas mostradas en las Figuras 6 y 9 se representan mediante ~ los mismos números o símbolos de referencia, y se omite una explicación repetida de los mismos. En el circuito de potencia mostrado en este diagrama un devanado terciario N3 se enrolla en un lado primario del transformador convertidor aislante PIT. En este caso, el devanado terciario N3 se forma de tal manera como para enrollar el " lado de comienzo del devanado primario. El extremo del devanado terciario N3 (comienzo del devanado primario) se conecta con un capacitor de resonancia en serie CA de un circuito de mejora de factor de potencia 10 que se mencionará a continuación. El circuito de mejora de factor de potencia 10 mostrado en este diagrama tiene la siguiente configuración de circuito. Una bobina de reactancia Ls y un diodo de recuperación rápida D2 se conectan en serie uno con el otro para de esta manera formar un circuito conectado en serie. Este circuito se inserta entre una salida positiva de un circuito rectificador de puente Di y un terminal positivo de un capacitor de aplanamiento Ci. En este caso, el ánodo del diodo de recuperación rápida D2 se conecta con el terminal positivo del circuito rectificador de puente Di a través de la bobina de reactancia Ls, y el cátodo del mismo se conecta con el terminal positivo del capacitor de aplanamiento Ci . Un capacitor de filtro CN se conecta en paralelo con la conexión en serie de la bobina de reactancia Ls y el diodo de recuperación rápida D2. En este caso, un capacitor de resonancia en serie CA se proporciona asimismo. Este capacitor de resonancia en serie CA se inserta entre la junta de la bobina de reactancia Ls y el diodo de recuperación rápida D2 y el extremo del devanado terciario N3 (comienzo del devanado primario) . Un circuito de resonancia en serie está constituido por lo menos de la capacitancia del capacitor de resonancia en serie CA y las inductancias respectivas de la bobina de reactancia Ls y el devanado terciario N3. Se supone que, en la configuración de la Figura 1, los valores respectivos se establecen selectivamente como el devanado primario NI = 45T, el devanado terciario N3 = 4T, el capacitor de resonancia en serie CA = 0.027 µF y la bobina de reactancia Ls = 13 µH. El capacitor de resonancia en paralelo Cr en este caso se conecta en paralelo entre el colector y emisor de un elemento de conmutación Ql, y la capacitancia del mismo constituye, en combinación con la inductancia de fuga del devanado primario NI del transformador convertidor aislante PIT, un circuito de resonancia en paralelo que convierte la operación de conmutación en el tipo de resonancia de voltaje . De conformidad con esta configuración,- un voltaje de impulso de resonancia Vcp generado durante el tiempo de desconexión mediante el elemento de conmutación Ql en su operación de conmutación se transfiere al devanado terciario N3 a través del devanado primario NI. Y el voltaje de impulso de resonancia alterno Vcp transferido de esta manera al devanado terciario N3 retroalimentado de nuevo a través del capacitor de resonancia en serie CA a la junta de la bobina de reactancia Ls y al diodo de recuperación rápida D2. La Figura 2 muestra formas de onda que representan, de conformidad con el período de suministro de potencia "las operaciones de las porciones principales del circuito de potencia que tiene la configuración de la Figura 1. La operación mostrada en este diagrama se lleva a cabo bajo las condiciones de un voltaje de entrada alterno VAC = 100 V y una potencia de carga máxima - 200 W. Se supone que la potencia comercial empleada aquí tiene una frecuencia de 50 Hz, y el voltaje de entrada alterno VAC tiene una forma de onda sinusoidal cuyo medio periodo es de 10 ms, como se muestra en la Figura 2A. Y cuando es transferida desde el circuito rectificador de puente Di correspondientemente para que fluya una corriente de entrada alterna IAC como se muestra en la Figura 2B, el diodo de recuperación rápida D2 lleva a cabo su operación de conmutación de una manera para conectar y desconectar esta corriente rectificada. En esta modalidad, el diodo de recuperación rápida D2 lleva a cabo su acción de conmutación en un período de 5 ms durante el cual un voltaje de entrada alterno VAC es elevado para ocasionar el flujo de una corriente de entrada alterna IAC. Sin embargo, en otro período durante el cual el voltaje de entrada alterna VAC es bajo para no ocasionar el flujo de la corriente de entrada alterna IAC, el diodo de recuperación rápida D2 no lleva a cabo su acción de conmutación. Por lo tanto, la corriente de conmutación ID que fluye en el diodo de recuperación rápida D2 se convierte tal y como se muestra en la Figura 2D. En un período durante el cual el voltaje de entrada alterno VAC es elevado, la corriente de carga - - que fluye hacia el capacitor de aplanamiento Ci se ocasiona que fluya a través de una trayectoria del capacitor de filtro CN —> bobina de reactancia Ls — diodo de recuperación rápida D2. Como resultado, el ángulo de conducción con relación a la corriente de entrada alterna IAC que se muestra en la Figura 2B, es ampliado prácticamente para lograr la mejora del factor de potencia. Y de conformidad con esta operación, el potencial del cátodo V2 del diodo de recuperación rápida D2 se conecta a un voltaje alterno que tiene un envolvente de la Figura 2E. Respecto a la operación del diodo de recuperación rápida D2, se lleva a cabo durante el período de desconexión del diodo de recuperación rápida D2, una operación de resonancia en un circuito de resonancia en serie que consiste del capacitor de resonancia en serie CA, la bobina de reactancia Ls, el capacitor de filtro CN y el devanado terciario N3 (inductancia L3) , de manera que la corriente alterna le que fluye hacia el capacitor de resonancia en serie CA se convierte en una corriente de resonancia que fluye a través de una trayectoria de la bobina de reactancia Ls — > capacitor de filtro CN —» devanado terciario N3. Por otra parte, no se lleva a cabo durante el período de conexión del diodo de recuperación rápida D2, la operación de resonancia en el circuito de resonancia en serie, de manera que la corriente alterna le fluye desde el diodo de recuperación rápida D2 al devanado terciario N3. De conformidad con la operación anteriormente citada, la corriente alterna le que fluye en el capacitor de resonancia en serie CA y la corriente IL que fluye en la bobina de reactancia Ls son tal como se meustra en la Figura 2E y en la Figura 2F, respectivamente. El potencial del ánodo VI del diodo de recuperación rápida D2 se obtiene en una forma de onda de la Figura 2C. Y debido a la operación anteriormente citada, la característica de variación de voltaje del voltaje de aplanamiento rectificado Ei a cualquier variación de carga se mejora en este modalidad, como se describirá posteriormente. Las Figuras 3 y 4 muestran gráficamente los resultados experimentales obtenidos con respecto al circuito de potencia anteriormente mencionada de la Figura 1. Al obtener estos resultados experimentales mostrados en estos diagramas, las condiciones de funcionamiento incluyen una potencia de carga Po = 200 W a 0 W y un voltaje de entrada alterno VAC = 85 V a 144 V. Asimismo en las Figuras 3 y 4, se muestran ambas características, como una comparación de una configuración 3 de circuito (con mejora del factor de potencia) equipada con el circuito de mejora del factor de potencia 10 en la Figura 1, y una configuración de circuito básico (sin mejora de factor de potencia) no equipado con el circuito 10 de mejora de factor de potencia en la Figura 1. Primero, la Figura 3 representa la relación entre una carga y un factor de potencia bajo ciertas condiciones en donde el voltaje de entrada alterno VAC se mantiene constante a 100 V. En el circuito equipado con ei circuito de mejora de factor de potencia, se verá que, como se muestra en este diagrama, el factor de potencia PF se mantiene a más de 0.7 dentro de una escala de potencia de carga Po de 50 W a 200 W, y de esta manera se logra una mejora amplia en comparación con otro circuito sin el circuito de mejora de factor de potencia. La característica obtenida aquí es de tal manera que el factor de potencia PF se eleva de conformidad con un aumento en la potencia de carga Po. En cuanto al voltaje aplanado rectificado Ei, su elevación intensa puede ser ocasionada mediante cualquier variación de potencia de carga en un estado sin carga que se suprime en comparación con la técnica anterior. En el circuito equipado con el circuito de mejora de factor de potencia, el voltaje aplanado Ei es constantemente más elevado, independientemente del valor de la potencia de - - carga, mediante 5 V más o menos que en el circuito el cual no está equipado con el circuito de mejora factor de potencia. Sin embargo, esta elevación de nivel se considera como siendo leve y está exenta de la necesidad de seleccionar un capacitor de aplanamiento Ci para un voltaje no disruptivo más elevado. De manera más específica, con respecto al voltaje no disruptivo, es posible en el circuito con el circuito de mejora de factor de potencia, emplear un capacitor de aplanamiento Ci equivalente a aquel usado en el circuito sin el circuito de mejora del factor de potencia. En el circuito equipado con el circuito de mejora de factor de potencia, su eficiencia de conversión de energía se puede mejorar puesto que el nivel del voltaje aplanado rectificado Ei es más elevado mediante 5 V más o menos, como se ha descrito en lo que antecede. Se confirma que, cuando es máxima la potencia de carga, la eficiencia de conversión de potencia se mejora aproximadamente mediante 0.3 por ciento. La Figura 4 representa la relación entre el factor de potencia y el voltaje aplanado rectificado Ei a las variaciones del voltaje de entrada alterno bajo ciertas condiciones en donde la potencia de carga Po se mantiene constante a 200 W.

- Se verá también de conformidad con este diagrama que, en el circuito equipado con el circuito de mejora de factor de potencia, el factor de potencia PF se mantiene a más de 0.8 dentro de una escala de voltaje de entrada alterno VAC de 85 V a 144 V, y por lo tanto, se logra una mejora amplia en comparación con otro circuito sin el circuito de mejora del factor de potencia. Y en este diagrama asimismo, se indica que el voltaje aplanado rectificado Ei en el circuito con el circuito de mejora del factor de potencia es constantemente más elevado, independientemente de cualquier variación del voltaje de entrada alterno VAC, mediante 5 V más o menos que en el circuito que no está equipado con el circuito de mejora del factor de potencia. La Figura 5 es un diagrama de circuito que muestra una configuración ejemplar de un circuito de potencia como otra modalidad preferida de la presente invención. En este diagrama, cualesquiera de las partes componentes que corresponden a aquellas de la Eigura 1 se representan mediante los mismos números o símbolos de referencia, y se omite una explicación repetida de los mismos . Un circuito de mejora de factor de potencia 11 mostrado en ese diagrama incluye un circuito rectificador de puente DiF que lleva a cabo rectificación de onda - completa de una potencia alterna comercial Ac. Cuatro diodos D3, D4, D5 y D6 que constituyen el circuito rectificador de puente DiF son del tipo de recuperación rápido. Estos diodos D3, D4, D5 y D6 funcionan como elementos de conmutación para la mejora de un factor de potencia. De conformidad con la provisión del circuito rectificador de puente DiF en el circuito de mejora de factor de potencia, una bobina de reactancia Lsl se inserta en serie en la línea positiva de la potencia alterna comercial AC, y una bobina de reactancia Ls2 se inserta en serie en la línea negativa de la misma. Los valores de inductancia de estas bobinas de reactancia Lsl y Ls2 se seleccionan de tal manera como para satisfacer la siguiente condición con relación al valor de inductancia de la bobina de reactan-C-ia Ls en el circuito de mejora de factor de potencia 10 anteriormente mencionado de la Figura 1. Lsl = Ls2 = Ls/2 En el circuito de mejora de factor de potencia 11, un capacitor de cruce CL funciona como un capacitor de filtro CN mostrado anteriormente en la Figura 1, por ejemplo . Dos capacitores de resonancia en serie CAÍ y CA2 se proporcionan. Un capacitor de resonancia en serie CAÍ se inserta entre el comienzo de un devanado terciario N3 y - el terminal de entrada positivo del circuito rectificador de puente DiF (junta de D3 y D5) . Mientras tanto, el otro capacitor de resonancia en serie CA2 se inserta entre el comienzo del devanado terciario N3 y el terminal de entrada negativo del circuito rectificador de puente DiF (junta de D4 y D6) . En esta configuración, un voltaje de impulso de resonancia Vcp generado durante el tiempo de desconexión de un elemento de conmutación Ql en su operación de conmutación es transferido desde el devanado primario NI al devanado terciario N3. Y el voltaje de impulso de resonancia Vcp transferido de esta manera se retroalimenta a través de los capacitores de resonancia en serie CAÍ y CA2 respectivamente a las líneas positiva y negativa de una trayectoria de corriente rectificada incluyendo el circuito rectificador de puente DiF. Y los diodos D3, D4, D5 y D6 que constituyen el circuito rectificador de puente DiF se conmutan mediante la salida de conmutación retroalimentada de esta manera. Debido a esta operación de conmutación, el ángulo de conducción de la corriente de entrada alterna IAC se amplia para mejorar consecuentemente el factor de potencia. Las características capaces de lograrse de este circuito son equivalentes a aquellas mostradas en las Figuras 3 y 4 que representan la modalidad que antecede.

Por lo tanto, en este caso también, no es necesario seleccionar una capacidad de voltaje no disruptivo más elevado con respecto al capacitor de aplanamiento Ci que consiste de un capacitor electrolítico. Comparando la configuración de circuito de la Figura 5 con aquella de la Figura 1, se verá que el diodo de recuperación rápida D2 y el capacitor de filtro CN se suprimen en el circuito de la Figura 5. Además, el número de partes componentes requeridas puede reducirse modularizando el circuito rectificador de puente DiF que consiste de los diodos de recuperación rápida D3, D4, D5 y D6. En este caso, debido a la omisión del diodo de recuperación rápida D2, la pérdida de potencia derivada del diodo de recuperación rápida D2 se puede eliminar para mejorar consecuentemente la eficiencia de conversión de potencia mediante 0.8 por ciento más o menos en comparación con el circuito mostrado en la Figura 1. Y la potencia en la entrada también se puede reducir mediante 1.8 W más o menos correspondientemente al mismo. En el lado secundario del circuito de potencia mostrado en este diagrama, un extremo del devanado secundario N2 se conecta con la tierra del lado secundario, mientras que el otro extremo del mismo se conecta a través de una conexión en serie de un capacitor de resonancia en serie Cs con la junta del ánodo del diodo rectificador D01 y el cátodo de un diodo rectificador D02. El cátodo del diodo rectificador D01 se conecta con el terminal positivo de un capacitor de aplanamiento COI, y el ánodo del diodo rectificador D02 se conecta con la tierra del lado secundario. El terminal negativo del capacitor de aplanamiento COI se conecta con la tierra del lado secundario . En este estado de conexión, eventualmente se proporciona un circuito rectificador de onda completa multiplicador de voltaje que consiste de una combinación de "el capacitor de resonancia en serie Cs, los diodos rectificadores D01, D02 y el capacitor de aplanamiento COI". En este circuito, la capacitancia del capacitor de resonancia en serie Cs mismo y la inductancia de fuga del devanado secundario N2 forman un circuito de resonancia en serie que se conforma con la acción de~ conexión/ desconexión de los diodos rectificadores D01 y D02. Es decir, el circuito de potencia en esta modalidad adopta una configuración de un convertidor de conmutación de tipo de resonancia compuesto que comprende un circuito de resonancia en paralelo en su lado primario para llevar a cabo una operación de conmutación en un modo de resonancia de voltaje, y un circuito de resonancia en serie en su lado secundario para llevar a cabo rectificación de onda completa de multiplicación de voltaje . La rectificación de onda completa de multiplicación de voltaje se lleva a cabo de la siguiente manera mediante la combinación de "el capacitor de resonancia en serie Cs, los diodos rectificadores D01, D02 y el capacitor de aplanamiento COI". Cuando se obtiene una salida de conmutación en el devanado primario NI debido a la operación de conmutación en el lado primario, se induce la salida de conmutación en el devanado secundario N2. En un período durante el cual el diodo rectificador D01 se desconecta mientras que el diodo rectificador D02 se conecta, la rectificación se lleva a cabo en un modo de polaridad substractiva en donde la polaridad del devanado primario NI y del devanado secundario N2 (se inductancia mutua M) se convierte en -M, a fin de que se lleve a cabo una operación para cargar el capacitor de resonancia en serie Cs con la corriente rectificada mediante el diodo rectificador D02 debido a la resonancia en serie mediante la inductancia de fuga del devanado secundario N2 y el capacitor de resonancia en serie Cs . Y en otro período durante el cual el diodo rectificador D02 se desconecta mientras que el diodo rectificador D01 se conecta, la rectificación se lleva a cabo en un modo de polaridad aditivo en donde la polaridad del devanado primario NI y el devanado secundario N2 (inducatancia mutua M) se convierte en +M, de manera que se lleva a cabo una operación para cargar al capacitor de aplanamiento COI en un estado de resonancia en serie, en donde el potencial del capacitor de resonancia en serie Cs se añade al voltaje inducido en el devanado secundario N2. Como se describe en lo que antecede, la rectificación se lleva a cabo utilizando un modo de polaridad aditivo (+M; operación de avance) y un modo de polaridad substractivo (-M; operación de retroceso) , obteniendo por lo tanto, en el capacitor de aplanamiento COI, un voltaje DC de salida E01 que corresponde esencialmente a doblar el voltaje inducido en el devanado secundario N2. De esta manera, en el lado secundario del circuito mostrado en la Figura 5, la rectificación de onda completa de multiplicación de voltaje se lleva a cabo utilizando los modos de funcionamiento en donde la inductancia mutua se convierte en +M y -M respectivamente, produciendo de esta manera un voltaje de salida DC del lado secundario. Las energías electromagnéticas derivadas de tanto la resonancia de corriente primaria y la resonancia de corriente secundaria se "suministran - simultáneamente al lado de carga, de manera que la potencia suministrada a la carga se aumenta además de manera correspondiente a la misma, logrando por lo tanto un aumento amplio de la potencia de carga máxima. Puesto que el voltaje DC de salida del lado secundario se produce mediante el circuito rectificador de onda completa de multiplicación de voltaje, es evidente que el número de vueltas requerido del devanado secundario N2 en esta modalidad se puede reducir a la mitad del número en la técnica anterior cuando se obtiene un nivel equivalente al voltaje de salida DC del lado secundario producido en el circuito rectificador de onda completa de multiplicación de voltaje. Esta reducción en el número de vueltas proporciona ciertos méritos de realizar dimensiones más pequeñas, menor peso y costo de producción menor con respecto al transformador convertidor aislante PIT. En cuanto al convertidor de conmutación de tipo de resonancia compuesto, el solicitante presente ya ha propuesto una configuración equipada con un circuito rectificador de onda completa a un circuito de resonancia en paralelo del lado secundario, y otra configuración equipada con un circuito rectificador de cuadruplicación de voltaje que emplea un circuito de resonancia en serie del lado secundario. Debe quedar comprendido que estas configuraciones también pueden establecerse como - - modificaciones de esta modalidad. De manera más específica, esta modalidad no se limita particularmente a la configuración de un circuito de resonancia del lado secundario y un circuito rectificador solo. En cada una de las modalidades mencionadas en lo que antecede, el convertidor de tipo de resonancia de voltaje del lado primario adopta una estructura auto-excitada, pero la presente invención es aplicable asimismo a una estructura separadamente excitada. En el último caso, por ejemplo, el impulsor de oscilación auto-excitado puede reemplazarse con un impulsor de oscilación IC (circuito integrado) , y el elemento de conmutación del convertidor de tipo de resonancia de voltaje puede ser impulsado por este impulsor de oscilación. En este caso, el control de voltaje constante se lleva a cabo mientras que se cambia la forma de onda de una señal impulsora generada por el impulsor de oscilación de conformidad con el nivel de voltaje de salida del lado secundario. Bajo este control de voltaje, la forma de onda de señal impulsora se cambia de tal manera como para mantener constante el tiempo de desconexión del elemento de conmutación y acortar el tiempo de conexión del mismo de conformidad con una elevación del nivel de voltaje de salida del lado secundario.

Cuando es adoptada esta estructura separadamente excitada, se elimina el transformador de control ortogonal PRT. Asimismo cuando se adopta una estructura excitada separadamente como se ha mencionado, es posible reemplazar el elemento de conmutación Ql, que consiste de un transistor bipolar (BJT) , con un circuito Darlington en donde dos transistores bipolares (BJT) están en conexión Darlington. Es además posible reemplazar el elemento de conmutación Ql de un transistor bipolar (BJT) con una MOS-FET (transistor de efecto de campo MOS; semiconductor de óxido de metal) , un IGBT (transistor bipolar de compuerta aislada) , o una SIT (tiristor de inducción electrostático) . Usando cualesquiera de este circuito Darlington o el dispositivo anteriormente citado como elemento de conmutación, es capaz de obtenerse una eficiencia mejorada. De conformidad con la presente invención, como se describe en lo que antecede, un circuito conmutador de alimentación que tiene un circuito que mejora el factor de potencia se proporciona en un convertidor de tipo de resonancia compuesto equipado con un convertidor de resonancia de voltaje en su lado primario y también con un circuito de resonancia en su lado secundario, en donde un transformador convertidor aislante tiene un devanado - terciario al cual se transfiere la salida de un devanado primario. Y se proporciona un capacitor de resonancia en una ruta a través de la cual la salida del devanado terciario se retroalimenta a una trayectoria de corriente rectificada. De .esta manera, los impulsos de resonancia de voltaje obtenidos mediante la operación de conmutación del elemento de conmutación se retroalimentan desde el devanado tarciario a la trayectoria de corriente rectificada a través del capacitor de resonancia. Y el elemento de conmutación lleva a cabo su operación de conmutación para conectar y desconectar la corriente rectificada de conformidad con la salida de conmutación retroalimentada a la trayectoria de corriente rectificada, mejorando por lo tanto el factor de potencia. En la presente invención, el circuito de resonancia se forma mediante una combinación del capacitor de resonancia y el inductor en el circuito de mejora de factor de potencia, y durante el tiempo de desconexión del elemento de conmutación, se lleva a cabo la resonancia del circuito de resonancia para ocasionar el flujo de una corriente de resonancia. Debido a esta operación, se hace eventualmente posible el suprimir una elevación del voltaje -de entrada DC (voltaje aplanado rectificado) en un estado de carga - ligera o sin carga, de manera que el capacitor de aplanamiento para obtener el voltaje de entrada DC puede ser equivalente, con respecto al voltaje no disruptivo del mismo, al capacitor de aplanamiento usado convencionalmente en un circuito conocido que no está compuesto para mejora del factor de potencia. Es decir, el voltaje no disruptivo requerido en el capacitor de aplanamiento no necesita elevarse de conformidad con la provisión del circuito de mejora del factor de potencia. Por consiguiente, el capacitor de aplanamiento queda exento de un aumento dimensional para impedir consecuentemente un aumento del tamaño del circuito. Y el costo de producción tampoco se aumenta. Además, se hace posible reducir al mínimo el cambio secular (deterioración) que resulta de elevar el voltaje no disruptivo del capacitor de aplanamiento, mejorando por lo tanto la confiabilidad del circuito de potencia desde este punto de vista. En la invención presente, el número de piezas componentes requeridas para la mejora del factor de potencia puede reducirse utilizando, como un elemento de conmutación en el circuito de mejora de factor de potencia, el diodo que se incluye en el circuito rectificador para rectificar una potencia alterna comercial, logrando de esta manera mayores efectos con respecto a la supresión de un - - aumento del costo de producción y evitar asimismo una expansión dimesional del circuito. Además, puesto que no necesita proporcionarse ningún elemento de conmutación adicional además del diodo en el circuito rectificador, la eficiencia de conversión de potencia puede mejorarse correspondientemente al mismo.

Claims (2)

REI INDICACIONES

1. Un circuito conmutador de alimentación que comprende : un medio rectificador y de aplanamiento para generar un voltaje aplanado rectificado de una potencia AC comercial de entrada y transferir el mismo como un voltaje de entrada DC; un transformador convertidor aislante que tiene un espacio para obtener un coeficiente de acoplamiento requerido para acoplamiento suelto y que sirve para transmitir una salida primaria a un lado secundario; un medio de conmutación para transferir, al devanado primario del transformador convertidor aislante, la salida de conmutación obtenida a través de un control de conexión/desconexión del voltaje de entrada DC mediante un elemento de conmutación; un circuito de resonancia en paralelo lateral del lado primario para hacer accionar el medio de conmutación en un modo de resonancia de voltaje, consistiendo el circuito de resonancia por lo menos de un componente de inductancia de fuga incluyendo el devanado primario del transformador convertidor aislante, y una capacitancia de un capacitor de resonancia en paralelo; - - un medio de mejora del factor de potencia para mejorar un factor de potencia; un circuito de resonancia de lado secundario formado en el lado secundario que consiste de un componente de inductancia de fuga de un devanado secundario del transformador convertidor aislante y una capacitancia de un capacitor de resonancia del lado secundario; Un medio generador de voltaje de salida DC formado inclusive de un circuito de resonancia secundario y rectificar el voltaje alterno de entrada obtenido del devanado secundario del transformador convertidor aislante, generando de esta manera un voltaje de salida DC del lado secundario; y un medio de control de voltaje constante para ejecutar el control de voltaje constante del voltaje de salida DC del lado secundario de conformidad con el nivel de voltaje de salida DC del lado secundario; en donde el medio de mejora del factor de potencia consiste por lo menos de un devanado terciario enrollado para el transformador convertidor de manera tal como para enrollar el devanado primario; un capacitor de resonancia insertado para retroalimentación a una trayectoria de corriente rectificada a través de la capacitancia del mismo, la salida de conmutación transferida desde el devanado primario al devanado terciario; un elemento de conmutación insertado en la trayectoria de corriente rectificada para llevar a cabo una operación de conmutación de conformidad con la retroalimentación de salida de conmutación a la trayectoria de corriente; y un inductor insertado en la trayectoria de corriente rectificada.

2. El circuito conmutador de alimentación de conformidad con la reivindicación 1, en donde el elemento de conmutación que se proporciona en el medio de mejora de factor de potencia es un elemento de diodo que constituye un circuito rectificador para rectificar la potencia AC comercial en el medio de rectificación y aplanamiento.