JP2004135490A - スイッチング電源回路 - Google Patents

Abstract

【課題】電力変換効率の向上を図る。
【解決手段】一次側に４つのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４により構成したフルブリッジ結合の電流共振形コンバータと一次側部分電圧共振回路を組み合わせた複合共振コンバータにおいて、一次側直流入力整流回路を全波整流回路によって構成したうえで、絶縁コンバータトランスＰＩＴのコアのギャップＧを２．０ｍｍにして、一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２の結合係数を０．８１程度の疎結合にする。さらに二次巻線Ｎ２の１ターンあたりの誘起電圧が２Ｖ以下となるように、一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２の巻線数を選定する。このように構成すれば、一次巻線Ｎ１のリーケージインダクタンスＬ１ｌと、二次巻線Ｎ２のリーケージインダクタンスＬ２ｌの増加を図ることで、軽負荷時における一次側電流Ｉ１の低減を図り、スイッチング出力電流ＩＱ１，ＩＱ２を低減することが可能になる。
【選択図】　　　　図１

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、各種電子機器に電源として備えられるスイッチング電源回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
スイッチング電源回路として、例えばフライバックコンバータやフォワードコンバータなどの形式のスイッチングコンバータを採用したものが広く知られている。これらのスイッチングコンバータはスイッチング動作波形が矩形波状であることから、スイッチングノイズの抑制には限界がある。また、その動作特性上、電力変換効率の向上にも限界があることがわかっている。
そこで、先に本出願人により、各種共振形コンバータによるスイッチング電源回路が各種提案されている。共振形コンバータは容易に高電力変換効率が得られると共に、スイッチング動作波形が正弦波状となることで低ノイズが実現される。また、比較的少数の部品点数により構成することができるというメリットも有している。
【０００３】
図２１は、先に本出願人により提案された発明に基づいて構成することのできる電源回路の構成例を示す回路図である。この電源回路には自励式の電流共振形コンバータが採用されている。
【０００４】
この図に示すスイッチング電源回路においては、商用交流電源（交流入力電圧ＶＡＣ）から直流入力電圧（整流平滑電圧Ｅｉ）を生成するための整流回路系として、図示するように、２本の低速リカバリ型の整流ダイオードＤ１，Ｄ２と、２本の平滑コンデンサＣｉ１，Ｃｉ２を接続してなる倍電圧整流回路が設けられる。この倍電圧整流回路では、直列接続された平滑コンデンサＣｉ１−Ｃｉ２の両端に、交流入力電圧ＶＡＣの２倍に対応する整流平滑電圧Ｅｉを生成する。
この電源回路のスイッチングコンバータは、図示するように、２つのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をハーフブリッジ結合したうえで、平滑コンデンサＣｉ１の正極側の接続点とアース間に対して挿入するようにして接続されている。この場合、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２には、耐圧４００Ｖのバイポーラトランジスタ（ＢＪＴ；接合型トランジスタ）が採用される。
【０００５】
このスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の各コレクタ−ベース間には、それぞれ起動抵抗ＲＳ１，ＲＳ２が挿入される。
また、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のベース−エミッタ間にはクランプダイオードＤＤ１，ＤＤ２がそれぞれ挿入されている。この場合、クランプダイオードＤＤ１のカソードはスイッチング素子Ｑ１のベースと接続され、アノードはスイッチング素子Ｑ１のエミッタと接続される。また、同様にクランプダイオードＤＤ２のカソードはスイッチング素子Ｑ２のベースと接続され、アノードはスイッチング素子Ｑ２のエミッタと接続される。
【０００６】
スイッチング素子Ｑ１のベースとスイッチング素子Ｑ２のコレクタ間に対しては、ベース電流制限抵抗ＲＢ１、共振用コンデンサＣＢ１、駆動巻線ＮＢ１からなる直列接続回路が挿入される。共振用コンデンサＣＢ１は自身のキャパシタンスと、駆動巻線ＮＢ１のインダクタンスＬＢ１と共に直列共振回路を形成する。
同様に、スイッチング素子Ｑ２のベースと一次側アース間に対しては、ベース電流制限抵抗ＲＢ２、共振用コンデンサＣＢ２、駆動巻線ＮＢ２からなる直列接続回路が挿入されており、共振用コンデンサＣＢ２と駆動巻線ＮＢ２のインダクタンスＬＢ２と共に自励発振用の直列共振回路を形成する。
【０００７】
直交形制御トランスＰＲＴ（Ｐｏｗｅｒ　Ｒｅｇｕｌａｔｉｎｇ　Ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ）は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を駆動すると共に、後述するようにして定電圧制御を行う。
この直交形制御トランスＰＲＴは、駆動巻線ＮＢ１，ＮＢ２及び共振電流を検出する共振電流検出巻線ＮＡが巻回され、更にこれらの各巻線に対して制御巻線ＮＣが直交する方向に巻回された直交型の可飽和リアクトルである。
この直交形制御トランスＰＲＴの構造としては、図示は省略するが、４本の磁脚を有する２つのダブルコの字型コアの互いの磁脚の端部を接合するようにして立体型コアを形成する。そして、この立体型コアの所定の２本の磁脚に対して、同じ巻装方向に共振電流検出巻線ＮＡ、駆動巻線ＮＢを巻装し、更に制御巻線ＮＣを、上記共振電流検出巻線ＮＡ、及び駆動巻線ＮＢに対して直交する方向に巻装して構成される。
【０００８】
この場合、駆動巻線ＮＢ１の一端は、共振用コンデンサＣＢ１−抵抗ＲＢ１の直列接続を介してスイッチング素子Ｑ１のベースに接続され、他端はスイッチング素子Ｑ２のコレクタに接続される。駆動巻線ＮＢ２の一端はアースに接地されると共に、他端は共振用コンデンサＣＢ２−抵抗ＲＢ２の直列接続を介してスイッチング素子Ｑ２のベースと接続されている。駆動巻線ＮＢ１と駆動巻線ＮＢ２は互いに逆極性の電圧が発生するように巻装されている。
また、共振電流検出巻線ＮＡの一端はスイッチング素子Ｑ１のエミッタとスイッチング素子Ｑ２のコレクタとの接続点（スイッチング出力点）に対して接続され、他端は後述する絶縁コンバータトランス（Ｐｏｗｅｒ　Ｉｓｏｌａｔｉｏｎ　Ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ）ＰＩＴの一次巻線Ｎ１の一端に対して接続される。なお、共振電流検出巻線ＮＡの巻数（ターン数）は例えば１Ｔ（ターン）程度とされている。
【０００９】
絶縁コンバータトランスＰＩＴは、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング出力を二次側に伝送する。
絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造としては、図１９に示すように、例えばフェライト材によるＥ字型コアＣＲ１、ＣＲ２を互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥ−Ｅ字型コアが備えられ、このＥ−Ｅ字型コアの中央磁脚に対して、分割ボビンＢを利用して一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２（Ｎ３）とが分割された状態で巻装されている。この場合、分割ボビンＢには、約６０ｍｍφのリッツ線を、がら捲きにより巻回して一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２（Ｎ３）とをそれぞれ巻装して構成するようにしている。
またこの場合、Ｅ−Ｅ字型コアの中央磁脚に対しては０．５ｍｍ〜１．０ｍｍのギャップＧを形成するようにしている、これによって、一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２（Ｎ３）の結合係数ｋとしては、例えばｋ≒０．８５の疎結合の状態を得るようにしている。
【００１０】
絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１の一端は、共振電流検出巻線ＮＡを介してスイッチング素子Ｑ１のエミッタとスイッチング素子Ｑ２のコレクタの接点（スイッチング出力点）に接続されることで、スイッチング出力が得られるようにされる。また、一次巻線Ｎ１の他端は、例えばフィルムコンデンサからなる一次側直列共振コンデンサＣ１を介して一次側アースに接地されている。
この場合、上記一次側直列共振コンデンサＣ１、及び一次巻線Ｎ１は直列に接続され、この一次側直列共振コンデンサＣ１のキャパシタンス及び一次巻線Ｎ１（直列共振巻線）を含む絶縁コンバータトランスＰＩＴの漏洩インダクタンス（リーケージインダクタンス）成分とにより、スイッチングコンバータの動作を電流共振形とするための直列共振回路を形成するようにしている。
【００１１】
また、スイッチング素子Ｑ２のコレクタ−エミッタ間に対しては、一次側部分電圧共振用の一次側部分電圧共振コンデンサＣｐが並列に接続されており、この一次側部分電圧共振コンデンサＣｐと一次巻線Ｎ１のリーケージインダクタンスとにより部分電圧共振回路を形成する。これにより、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を零電圧スイッチング（ＺＶＳ：Ｚｅｒｏ　Ｖｏｌｔａｇｅ　Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ）動作、及び零電流スイッチング（ＺＣＳ：Ｚｅｒｏ　Ｃｕｒｒｅｎｔ　Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ）動作させるようにしている。
【００１２】
この図に示す一次側スイッチングコンバータとしては、一次側直列共振回路（Ｌ１−Ｃ１）による電流共振形としての動作と、前述した部分電圧共振回路（Ｃｐ／／Ｌ１）とによる部分電圧共振動作とが得られることになる。
つまり、この図に示す電源回路は、一次側スイッチングコンバータを共振形とするための共振回路に対して、他の共振回路とが組み合わされた形式を採っていることになる。本明細書では、このようなスイッチングコンバータについて、複合共振形コンバータということにする。
【００１３】
また、この図における絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側には、二次巻線Ｎ２，Ｎ３がそれぞれ独立して巻装されている。そして、二次巻線Ｎ２に対してはブリッジ整流回路ＤＢＲ及び平滑コンデンサＣＯ１を接続することで、二次側直流出力電圧ＥＯ１を生成するようにしている。また、二次巻線Ｎ３に対してはセンタータップを設けた上で、二次巻線Ｎ３に、それぞれ整流ダイオードＤＯ１，ＤＯ２、及び平滑コンデンサＣＯ２を図のように接続することで［整流ダイオードＤＯ１，ＤＯ２、平滑コンデンサＣＯ２］から成る両波整流回路を形成して二次側直流出力電圧ＥＯ２を生成するようにしている。
この場合、二次側直流出力電圧ＥＯ１は制御回路１に対しても分岐して入力される。
【００１４】
制御回路１は、例えば二次側の直流出力電圧ＥＯ１のレベルに応じてそのレベルが可変される直流電流を、制御電流として直交形制御トランスＰＲＴの制御巻線ＮＣに供給することにより後述するようにして定電圧制御を行う。
【００１５】
上記構成による電源回路のスイッチング動作としては、先ず商用交流電源が投入されると、例えば起動抵抗ＲＳ１，ＲＳ２を介してスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のベースに起動電流が供給され、例えばスイッチング素子Ｑ１が先にオンになったとすれば、スイッチング素子Ｑ２はオフとなるように制御される。そしてスイッチング素子Ｑ１の出力として、共振電流検出巻線ＮＡ→一次巻線Ｎ１→一次側直列共振コンデンサＣ１に共振電流が流れ、この共振電流が零となる近傍でスイッチング素子Ｑ２がオン、スイッチング素子Ｑ１がオフとなるように制御される。そして、スイッチング素子Ｑ２を介して先とは逆方向の共振電流が流れる。以降、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が交互にオンとなる自励式のスイッチング動作が開始される。
このように、平滑コンデンサＣｉの端子電圧を動作電源としてスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が交互に開閉を繰り返すことによって、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１に共振電流波形に近いドライブ電流を供給し、二次巻線Ｎ２，Ｎ３に交番出力を得る。
【００１６】
また、直交形制御トランスＰＲＴによる定電圧制御は次のようにして行われる。
例えば、交流入力電圧や負荷電力の変動によって二次側直流出力電圧ＥＯ１が変動したとすると、制御回路１では二次側直流出力電圧ＥＯ１の変動に応じて制御巻線ＮＣに流れる制御電流のレベルを可変制御する。
この制御電流により直交形制御トランスＰＲＴに発生する磁束の影響で、直交形制御トランスＰＲＴにおいては飽和傾向の状態が変化し、駆動巻線ＮＢ１，ＮＢ２のインダクタンスを変化させるように作用する。これにより、自励発振回路の条件が変化してスイッチング周波数ｆｓが変化するように制御される。
この図に示す電源回路では、一次側直列共振コンデンサＣ１、及び一次巻線Ｎ１の直列共振回路の共振周波数よりも高い周波数領域でスイッチング周波数ｆｓを設定しており、例えばスイッチング周波数ｆｓが高くなると、直列共振回路の共振周波数に対してスイッチング周波数ｆｓが離れていくようにされる。これにより、スイッチング出力に対する一次側直列共振回路の共振インピーダンスは高くなる。
このようにして共振インピーダンスが高くなることで、一次側直列共振回路の一次巻線Ｎ１に供給されるドライブ電流が抑制される結果、二次側直流出力電圧が抑制されることになって、定電圧制御が図られることになる。
【００１７】
また、図２２は、先に本出願人により提案された発明に基づいて構成することのできる他の電源回路の構成例を示す回路図である。なお、上記図２１に示した電源回路と同一部分には同一符号を付して説明は省略する。
この図２２に示す電源回路も、２つのスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２をハーフブリッジ結合した電流共振形コンバータが備えられているが、その駆動方式は他励式とされている。この場合、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２にはＭＯＳ−ＦＥＴもしくはＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）が採用される。
【００１８】
またこの場合は、ブリッジ整流回路Ｄｉ、及び平滑コンデンサＣｉからなる整流平滑回路により、商用交流電源ＡＣの交流入力電圧ＶＡＣを整流平滑化して、例えば交流入力電圧ＶＡＣのピーク値の１倍に対応する直流入力電圧を生成するようにされる。
【００１９】
スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２の各ゲートは、発振・ドライブ回路１１に接続されている。また、スイッチング素子Ｑ１１のドレインは、平滑コンデンサＣｉの正極と接続され、ソースは一次巻線Ｎ１、一次側直列共振コンデンサＣ１を介して一次側アースに接続される。また、スイッチング素子Ｑ１２のドレインは、上記スイッチング素子Ｑ１１のソースと接続され、そのソースは一次側アースに接続されている。
また、ここでも、一次側部分電圧共振用の一次側部分電圧共振コンデンサＣｐがスイッチング素子Ｑ１２のドレイン−ソース間に対して並列に接続される。
更に、各スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２のドレイン−ソース間に対しては、クランプダイオードＤＤ１，ＤＤ２が並列に接続されている。
【００２０】
上記スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２は、発振・ドライブ回路１１によって、先に図２１において説明したのと同様のスイッチング動作が得られるようにスイッチング駆動される。
つまり、この場合の制御回路１は、直流出力電圧ＥＯ１の変動に応じて変動したレベルの電流又は電圧を、フォトカプラＰＣを介して一次側の発振・ドライブ回路１１に対して供給する。発振・ドライブ回路１１では、直流出力電圧ＥＯ１の安定化が図られるように制御回路１からの出力レベルに応じて、その周期が可変されたスイッチング駆動信号（電圧）をスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２のゲートに対して交互に出力する。これによって、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２のスイッチング周波数ｆｓが可変されることになる。
【００２１】
この場合、発振・ドライブ回路１１は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側に形成した三次巻線Ｎ４に対して、整流ダイオードＤ３及びコンデンサＣ３から成る整流回路によって得られた低圧の直流電圧Ｅ３を入力して動作電源としている。また、起動時においては、起動抵抗ＲＳを介して整流平滑電圧Ｅｉを入力することで起動するようになっている。
【００２２】
図２３は、図２１に示した電源回路の要部の動作波形を示した図である。
なお、図２２に示した電源回路の動作波形もほぼ同様とされる。
先ず、商用交流電源が投入され、例えば起動抵抗ＲＳ１を介してスイッチング素子Ｑ１のベースに起動電流が供給されて、スイッチング素子Ｑ１がオンになると、スイッチング素子Ｑ２はオフとなるように制御される。そしてスイッチング素子Ｑ１の出力として、一次巻線Ｎ１→一次側直列共振コンデンサＣ１に共振電流が流れ、この共振電流が零となる近傍でスイッチング素子Ｑ２がオン、スイッチング素子Ｑ１がオフとなるように制御される。以降はスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が交互にオンとなるように制御される。
これにより、スイッチング素子Ｑ２がオンとなる期間ＴＯＮ、及びオフとなる期間ＴＯＦＦにおけるスイッチング素子Ｑ２のコレクタ−エミッタ間電圧ＶＱ２は、図２３（ａ）に示すような波形となり、スイッチング素子Ｑ２のコレクタには、図２３（ｂ）に示すような波形のスイッチング電流ＩＱ２が流れることになる。
また、ここでは図示していないが、スイッチング素子Ｑ１のコレクタ−エミッタ間電圧と、スイッチング素子Ｑ１側に流れるスイッチング電流は、スイッチング素子Ｑ２のコレクタ−エミッタ間電圧ＶＱ２と、スイッチング電流ＩＱ２に対して、１８０°の位相差を有した波形となる。つまり、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、交互にオン／オフするタイミングでスイッチングを行うようにされる。
【００２３】
上記スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング動作により、一次側直列共振コンデンサＣ１に流れる一次側直列共振電流Ｉ１は、図２３（ｃ）に示されているようにスイッチング周期に応じた正弦波となる。つまり、電流共振形に応じた共振波形となるものである。この一次巻線Ｎ１に流れる電流に応じて発生する交番電圧によって、二次巻線Ｎ２にも交番電圧が励起されることになる。
そして、上記のようにして二次巻線Ｎ２に発生する交番電圧に応じて、二次巻線Ｎ２に接続されるブリッジ整流回路ＤＢＲの正極側の入力端子と負極側の入力端子との間の端子間電圧Ｖ２としては、図２３（ｅ）に示す波形が得られることになる。つまり、ブリッジ整流回路ＤＢＲに整流電流が流れる期間において整流平滑電圧Ｅ０の絶対値レベルでクランプされた波形が得られる。Ｅ０の絶対値レベルでクランプされる期間が、整流電流が流れる期間に対応するものであり、このことから、端子間電圧Ｖ２によっては二次巻線Ｎ２に流れる電流が不連続モードであることも示されている。
【００２４】
また、スイッチング素子Ｑ２に対して並列に接続されている一次側部分電圧共振コンデンサＣｐには、図２３（ｄ）に示されているように、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が、それぞれターンオンまたはターンオフ時の短期間のみ共振電流ＩＣＰが流れることになる。つまり、部分電圧共振動作を行うようにされる。
これにより、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をＺＶＳ動作及びＺＣＳ動作としてスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２におけるスイッチング損失の低減を図るようにしている。
【００２５】
図２４は、図２１に示した電源回路の特性例として、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ時において、二次側直流出力電圧ＥＯ１の負荷電力Ｐｏが０Ｗ〜２００Ｗまで変動した時のＡＣ−ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）、スイッチング周波数ｆｓ、スイッチング素子Ｑ２の期間ＴＯＮの変化特性を示した図である。
【００２６】
この図に示すように、図２１に示した電源回路では、負荷電力Ｐｏが重くなるにしたがって、スイッチング周波数ｆｓが低くなるように制御されている。またこれと同時にスイッチング素子Ｑ２がオンとなる期間ＴＯＮが長くなるように制御されている。
また、この場合のＡＣ−ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）は、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ時に約９１．８％、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ時に約９２．４％となり、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ時において最も高効率な状態が得られている。
【００２７】
なお、図２３に示す動作波形及び図２４に示す特性を得るにあたっては、図２１に示す電源回路の部品素子の定数を次のように選定している。
先ず、絶縁コンバータトランスＰＩＴについては、一次巻線Ｎ１＝二次巻線Ｎ２＝４５Ｔを巻装している。また、一次側直列共振コンデンサＣ１＝０．０５６μＦ、一次側部分電圧共振コンデンサＣｐ＝３３０ｐＦを選定している。
【００２８】
また、図２５は、先に本出願人が提案した発明に基づいて構成することのできる、先行技術としてのスイッチング電源回路のさらに他の回路例を示した図である。なお、図２１、図２２に示した電源回路と同一部分には同一符号を付して説明は省略する。
この図に示す電源回路は、他励式による電流共振形コンバータに対して部分電圧共振回路が組み合わされている。また、商用交流電源ＡＣ＝１００Ｖ系の条件に対応した構成が採られている。
【００２９】
この図に示す電源回路においても、図２２に示した電源回路と同様、入力整流回路として全波整流平滑回路が備えられる。
また、この電源回路においては、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２をスイッチング駆動するために、例えば汎用のＩＣによる発振・ドライブ・保護回路２が設けられる。この発振・ドライブ・保護回路２は、発振回路、駆動回路、及び保護回路を有している。そして、発振回路及び駆動回路によって、所要の周波数によるドライブ信号（ゲート電圧）をスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２の各ゲートに対して印加する。これにより、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２は、所要のスイッチング周波数により交互にオン／オフするようにしてスイッチング動作を行う。
また、発振・ドライブ・保護回路２の保護回路は、例えば当該電源回路における過電流、過電圧の状態を検出して、回路が保護されるようにしてスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２のスイッチング動作を制御する。
【００３０】
絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側には、二次巻線Ｎ２と、この二次巻線Ｎ２よりも少ない巻数による二次巻線Ｎ２Ａが巻装されている。これらの二次側巻線には、一次巻線Ｎ１に伝達されたスイッチング出力に応じた交番電圧が励起される。
【００３１】
二次巻線Ｎ２は、図示するようにしてセンタータップを設けて二次側アースに接続した上で、図示するようにして整流ダイオードＤＯ１，ＤＯ２、及び平滑コンデンサＣＯ１から成る両波整流回路を接続している。これにより、平滑コンデンサＣＯ１の両端電圧として二次側直流出力電圧ＥＯ１が得られる。この二次側直流出力電圧ＥＯ１は、図示しない負荷側に供給されるとともに、次に説明する制御回路１のための検出電圧としても分岐して入力される。
【００３２】
また、二次巻線Ｎ２Ａも、センタータップを二次側アースに接続した上で、整流ダイオードＤＯ３，ＤＯ４、及び平滑コンデンサＣＯ２から成る両波整流回路を接続している。これにより、平滑コンデンサＣＯ２の両端電圧として二次側直流出力電圧ＥＯ２が得られる。また、二次側直流出力電圧ＥＯ２は、制御回路１のための動作電源としても供給される。
【００３３】
制御回路１は、二次側直流出力電圧ＥＯ１のレベル変化に応じた検出出力を発振・ドライブ・保護回路２に供給する。発振・ドライブ・保護回路２では、入力された制御回路１の検出出力に応じてスイッチング周波数を可変するようにして、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２を駆動する。このようにしてスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２のスイッチング周波数が可変されることで、二次側直流出力電圧のレベルが安定化されることになる。
【００３４】
ここで、上記構成による電源回路において、発振・ドライブ・保護回路２の動作電源として供給される低圧の直流電圧Ｅ３は、約１．７Ｖが得られるようにされている。
また、二次側直流電圧ＥＯ１としては、約１３５Ｖが得られるようにされている。そして、この条件の下で、二次巻線Ｎ２のターン数Ｔについて、３Ｖ／Ｔ以下となるようにすれば、整流ダイオードＤＯ１，ＤＯ２に流れる二次巻線電流は連続モードとなる。また、５Ｖ／Ｔ以上となるようにすれば不連続モードとなる。
【００３５】
図２６は、図２５に示した電源回路の動作をスイッチング周期により示す波形図である。ここでは、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝１２５Ｗ時の条件での動作が示されている。
この場合、スイッチング素子Ｑ１２がオンとなる期間ＴＯＮ、及びオフとなる期間ＴＯＦＦにおけるスイッチング素子Ｑ１２のコレクタ−エミッタ間電圧ＶＱ２は、図２６（ａ）に示すような波形となり、スイッチング素子Ｑ１２のコレクタには、図２６（ｂ）に示すような波形のコレクタ電流ＩＱ２が流れることになる。
【００３６】
そして、一次巻線Ｎ１の励磁インダクタンスＬ１により、クランプダイオードＤＤ２を介して負極性の鋸歯状波電流がコレクタ電流ＩＱ２として流れている期間Ａは、負荷側に電力伝送を行わない非電力伝送期間となる。
これに対して、一次巻線Ｎ１のリーケージインダクタンス成分Ｌ１ｌと直列共振コンデンサＣ１の静電容量とによる正極性の共振電流がコレクタ電流ＩＱ２として流れる期間Ｂは、負荷側に電力伝送を行う電力伝送期間となる。
【００３７】
この場合、一次側直列共振コンデンサＣ１には、図２６（ｄ）に示すような一次巻線電流Ｉ１が流れることで、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１の両端には、図２６（ｃ）に示すように、期間ＴＯＮと期間ＴＯＦＦとで極性が反転する波形の電圧Ｖ１が得られる。
また、二次巻線Ｎ２のセンタータップと二次側アースとの間には図２６（ｆ）に示すような二次側電流ＩＤが流れることで、二次巻線Ｎ２の巻始め端部側と二次側アース間の両端電圧Ｖ２は、図２６（ｅ）に示すような波形の出力が得られることになる。
【００３８】
図２７には、図２６に示したスイッチング周期による波形図との比較として、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝２５Ｗ時の条件における動作をスイッチング周期により示した波形図である。
この場合、スイッチング素子Ｑ１２がオンとなる期間ＴＯＮ、及びオフとなる期間ＴＯＦＦにおけるスイッチング素子Ｑ１２のコレクタ−エミッタ間電圧ＶＱ２は、図２７（ａ）に示すような波形となり、スイッチング素子Ｑ１２のコレクタには、図２７（ｂ）に示すような波形のコレクタ電流ＩＱ２が流れることになる。そして、この場合は、図２６（ｂ）に示した波形と比較すれば分かるように、非電力伝送期間Ａが拡大している。このことから負荷電力Ｐｏ＝２５Ｗ時（軽負荷時）には、負荷側への電力伝送が減少して電力変換効率が低下していることが分かる。
【００３９】
この場合の一次側直列共振コンデンサＣ１には、図２７（ｄ）に示すような正弦波状の一次巻線電流Ｉ１が流れることで、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１の両端には、図２７（ｃ）に示すように波形の電圧Ｖ１が得られる。
また、二次巻線Ｎ２のセンタータップと二次側アースとの間には図２７（ｆ）に示すような二次側電流ＩＤが流れることで、二次巻線Ｎ２の巻始め端部側と二次側アース間の両端電圧Ｖ２は、図２７（ｅ）に示すような波形の出力が得られることになる。
【００４０】
また、図２８は、図２５に示した電源回路についての、負荷電力変動に対する、ＡＣ−ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）、スイッチング周波数ｆｓ、及びスイッチング出力電流ＩＱ１，ＩＱ２の変化特性を示している。ここでは、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖで、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ〜１２５Ｗの条件での特性が示されている。
この場合、ＡＣ−ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）については重負荷となるのに従って高くなっていく傾向を有していることがわかる。つまり、この場合のＡＣ−ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）は、例えば負荷電力Ｐｏ＝１２５Ｗ時においては約９２％となっているが、負荷電力Ｐｏ＝５０Ｗ時には約８９％、負荷電力Ｐｏ＝２５Ｗ時には約８２．５％まで低下している。そして、この場合は、無負荷時の交流入力電力は４．２Ｗになっている。
また、スイッチング周波数ｆｓは、軽負荷となるのに従って比例的に上昇していく傾向を有している。
また、負荷電力Ｐｏ＝１２５Ｗ時におけるスイッチング出力電流ＩＱ１，ＩＱ２のピーク値は３．５Ａｐ、負荷電力Ｐｏ＝２５Ｗ時におけるスイッチング出力電流ＩＱ１，ＩＱ２のピーク値は３．０Ａｐとなる。
【００４１】
図２５に示した電源回路の構成によると、負荷電力Ｐｏ＝２５Ｗ時においては、一次巻線Ｎ１のリーケージインダクタンス成分Ｌ１ｌ（Ｌ１ｌ＝４２μＨ）と直列共振コンデンサＣ１の静電容量とにより、正極性の共振電流が流れ、負荷側に電力伝送を行う電力伝送期間Ｂが短くなる。そして、一次巻線Ｎ１の励磁インダクタンスＬ１（Ｌ１＝１６５μＨ）による負極性の鋸歯状波電流が流れる非電力伝送期間Ａが長くなる。この結果、図２５に示した構成の電源回路では軽負荷時のＡＣ−ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）が低下することになる。
【００４２】
なお、上記図２６〜図２８の各図に示す測定結果を得るにあたっては、図２５に示した電源回路について、下記のようにして部品素子を選定している。
先ず、絶縁コンバータトランスＰＩＴについては、ギャップ長Ｇ＝１．０ｍｍにして結合係数ｋ＝０．８７を選定している。そして、一次巻線Ｎ１＝２４Ｔ、二次巻線Ｎ２＝２３Ｔ＋２３Ｔ、三次巻線Ｎ４＝２Ｔを巻装している。
また、一次側直列共振コンデンサＣ１＝０．０６８μＦ、一次側部分電圧共振コンデンサＣｐ＝４７０μＦを選定している。
【００４３】
なお、本発明に関連する他の従来技術としては、例えば以下の特許文献を挙げることができる。
【００４４】
【特許文献】特開平８−０６６０２５号公報
【００４５】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、図２２及び図２５に示したように、ハーフブリッジ方式による電流共振形コンバータとして、全波整流回路により直流入力電圧を得るように構成された電源回路では、電力変換効率を高めるのに限度がある。具体的には、９２％程度の電力変換効率が確保できる負荷電力は最大で１２０Ｗ程度までである。例えばこれより重負荷とされる、負荷電力１２５Ｗ〜１５０Ｗの範囲では、９２％以下となる。
このため、例えば対応する最大負荷電力が１５０Ｗ以上の電源回路として、より良好な電力変換効率を得ようとする場合には、図２１に示したように、倍電圧整流回路により直流入力電圧を得るように構成することになる。これにより、電力変換効率としては９３％程度にまで向上させることができる。しかしながら、この場合には、倍電圧整流回路に平滑コンデンサを２個設ける必要があり、またスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２や共振コンデンサの耐圧向上に伴って部品コストが高くなる。
【００４６】
また、上記した各先行技術としての電源回路に共通の問題として、特に、負荷電力が軽負荷となるのに従って、電力変換効率が低下する。
例えば図２５に示した電源回路を例に挙げると、ＡＣ−ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）は、負荷電力Ｐｏ＝５０Ｗ時には約８９％であり、負荷電力Ｐｏ＝２５Ｗ時は約８２．５％となる。そして、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗの無負荷時においても交流入力電力が約４．２Ｗとなる。
このようにして、先行技術として示した、電流共振形コンバータを備える複合共振形コンバータとしては、重負荷から軽負荷の範囲で、より高い電力変換効率が求められているものである。
【００４７】
【課題を解決するための手段】
そこで、本発明は上記した課題を考慮して、スイッチング電源回路として次のように構成することとした。
つまり、商用交流電源を入力して整流平滑動作を行うことで、整流平滑電圧を生成する整流平滑手段と、入力された直流入力電圧を断続するスイッチング素子を備えて形成されるスイッチング手段と、スイッチング素子をスイッチング駆動する駆動手段とを備える。
そして、磁脚に所定長以上のギャップを形成したコアに対して一次巻線及び二次巻線を巻装することで、一次巻線と二次巻線とが所要以下の結合係数による疎結合の状態となるようにされると共に、二次巻線の１ターンあたりの誘起　電圧が所定レベル以下となるように、一次巻線と二次巻線の巻線数を設定して構成され、一次巻線に得られるスイッチング手段の出力を二次巻線に対して伝送する絶縁コンバータトランスとを備える。
さらに、少なくとも、絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分と、一次巻線に直列接続された一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成され、スイッチング手段の動作を電流共振形とする一次側直列共振回路と、スイッチング手段を形成するスイッチング素子のうち、所定のスイッチング素子に対して並列に接続される一次側部分電圧共振コンデンサのキャパシタンスと、絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分によって形成され、スイッチング手段を形成するスイッチング素子のターンオフ期間においてのみ部分電圧共振動作を行う一次側部分電圧共振回路と、絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番電圧を入力する整流動作を行って二次側直流出力電圧を生成するように構成された直流出力電圧生成手段とを備えることとした。
【００４８】
上記構成によると、本発明のスイッチング電源回路は、複合共振形コンバータとして、一次側は、電流共振形スイッチングコンバータと一次側部分電圧共振回路が組み合わされた基本構成を採る。そのうえで、絶縁コンバータトランスのコアに所定長以上のギャップを形成して、一次巻線と二次巻線とが所要以下の結合係数による疎結合となるように構成する。さらに、二次巻線の１ターンあたりの誘起電圧が所定レベル以下となるように二次巻線の巻線数を選定している。これにより、絶縁コンバータトランスの二次側に流れる整流電流は、連続動作モードとすることが可能になる。
【００４９】
また、本発明のスイッチング電源回路として次のように構成することとした。
つまり、商用交流電源を入力して整流平滑動作を行うことで、整流平滑電圧を生成する整流平滑手段と、入力された直流入力電圧を断続するスイッチング素子を備えて形成されるスイッチング手段と、スイッチング素子をスイッチング駆動する駆動手段とを備える。
そして、磁脚に所定長以上のギャップを形成したコアに対して一次巻線及び二次巻線を巻装することで、一次巻線と二次巻線とが所要以下の結合係数による疎結合の状態となるようにされると共に、二次巻線の１ターンあたりの誘起電圧が所定レベル以上となるように、二次巻線の巻線数を設定して構成され、一次巻線に得られるスイッチング手段の出力を二次巻線に対して伝送する絶縁コンバータトランスとを備える。
さらに、少なくとも、絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分と、一次巻線に直列接続された一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成され、スイッチング手段の動作を電流共振形とする一次側直列共振回路と、スイッチング手段を形成するスイッチング素子のうち、所定のスイッチング素子に対して並列に接続される一次側部分電圧共振コンデンサのキャパシタンスと、絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分によって形成され、スイッチング手段を形成するスイッチング素子のターンオフ期間においてのみ部分電圧共振動作を行う一次側部分電圧共振回路とを備える
さらに、絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番電圧を入力する整流動作を行って二次側直流出力電圧を生成するように構成された直流出力電圧生成手段と、絶縁コンバータトランスの二次巻線に対して並列に接続される二次側部分電圧共振コンデンサのキャパシタンスと、二次巻線の漏洩インダクタンス成分によって形成され、二次側において部分共振動作を行う二次側部分電圧共振回路とを備えることとした。
【００５０】
上記構成によると、本発明のスイッチング電源回路は、複合共振形コンバータとして、一次側は、電流共振形スイッチングコンバータと一次側部分電圧共振回路が組み合わされた基本構成を採る。そのうえで、二次側に対しても二次側部分電圧共振回路を設けたうえで、絶縁コンバータトランスのコアに所定長以上のギャップを形成して、一次巻線と二次巻線とが所要以下の結合係数による疎結合となるように構成する。さらに二次巻線の１ターンあたりの誘起電圧が所定レベル以上となるように二次巻線の巻線数を選定すしている。これにより、絶縁コンバータトランスの二次側に流れる整流電流としては、不連続動作モードとするようにされる。そしてさらに、絶縁コンバータトランスの二次側に二次側部分電圧共振回路を形成し、二次側において部分電圧共振動作が得られるようにしている。この部分電圧共振動作しては、上記のようにして不連続モードとなる整流電流が流れていない期間に部分電圧共振電流を流すように動作する。
【００５１】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について説明していく。
図１は、本発明の第１実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示している。
この図１に示す電源回路は、一次側に４石構成の自励式による電流共振形コンバータと一次側部分電圧共振コンデンサによる一次側部分電圧共振回路を備えた複合共振形コンバータとしてのスイッチング電源回路である。
この電源回路においては、交流電源ＡＣに対してコモンモードのノイズを除去するノイズフィルタとしてコモンモードチョークコイルＣＭＣとアクロスコンデンサＣＬ　が設けられ、いわゆるラインフィルタを構成する。
そして商用交流電源から直流入力電圧を生成するための整流回路系としては、ブリッジ整流回路Ｄｉ、及び平滑コンデンサＣｉからなる全波整流平滑回路が備えられ、交流入力電圧ＶＡＣの等倍のレベルに対応する整流平滑電圧Ｅｉを生成するようにされる。
【００５２】
この図に示す電流共振形コンバータは、図のように４つのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４がフルブリッジ結合方式によって接続されている。この場合、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４は、２００Ｖ耐圧のバイポーラトランジスタ（ＢＪＴ；接合型トランジスタ）が採用されている。
また、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ３のコレクタは、整流平滑電圧Ｅｉのライン（平滑コンデンサＣｉの正極端子）と接続される。
そして、スイッチング素子Ｑ１のエミッタは、スイッチング素子Ｑ２のコレクタと接続され、スイッチング素子Ｑ２のエミッタは一次側アースに対して接続される。
また、スイッチング素子Ｑ３のエミッタは、スイッチング素子Ｑ４のコレクタと接続され、スイッチング素子Ｑ４のエミッタは一次側アースに対して接続される。
【００５３】
スイッチング素子Ｑ１のベースには、ベース電流制限抵抗ＲＢ１−共振用コンデンサＣＢ１−駆動巻線ＮＢ１を直列接続して成る自励発振駆動回路が接続される。ここで、共振用コンデンサＣＢ１−駆動巻線ＮＢ１の直列接続は、共振用コンデンサＣＢ１のキャパシタンスと、駆動巻線ＮＢ１のインダクタンスによって直列共振回路を形成しており、この直列共振回路の共振周波数によってスイッチング周波数が決定される。また、ベース電流制限抵抗ＲＢ１は、自励発振駆動回路からスイッチング素子Ｑ１のベースに流すべき駆動信号としてのベース電流レベルを調整する。
また、スイッチング素子Ｑ１のベース−エミッタ間には、ダンパーダイオードＤＤ１が図示する方向によって接続される。また、スイッチング素子Ｑ１のコレクタ−ベース間には、起動時の電流をベースに流すための起動抵抗ＲＳ１が接続される。
【００５４】
同様に、スイッチング素子Ｑ２のベースには、ベース電流制限抵抗ＲＢ２−共振用コンデンサＣＢ２−駆動巻線ＮＢ２を直列接続して成る自励発振駆動回路が接続される。そして、共振用コンデンサＣＢ２−駆動巻線ＮＢ２によって、直列共振回路が形成される。また、ベース−エミッタ間には、ダンパーダイオードＤＤ２が接続され、コレクタ−ベース間には起動抵抗ＲＳ２が接続される。
【００５５】
また同じくスイッチング素子Ｑ３のベースには、ベース電流制限抵抗ＲＢ３−共振用コンデンサＣＢ３−駆動巻線ＮＢ３を直列接続して成る自励発振駆動回路が接続される。そして、共振用コンデンサＣＢ３−駆動巻線ＮＢ３によって、直列共振回路が形成される。また、ベース−エミッタ間には、ダンパーダイオードＤＤ３が接続され、コレクタ−ベース間には起動抵抗ＲＳ３が接続される。
【００５６】
また同じくスイッチング素子Ｑ４のベースには、ベース電流制限抵抗ＲＢ４−共振用コンデンサＣＢ４−駆動巻線ＮＢ４を直列接続して成る自励発振駆動回路が接続される。そして、共振用コンデンサＣＢ４−駆動巻線ＮＢ４によって、直列共振回路が形成される。また、ベース−エミッタ間には、ダンパーダイオードＤＤ４が接続され、コレクタ−ベース間には起動抵抗ＲＳ４が接続される。
【００５７】
スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４のコレクタ−エミッタ間に対しては、それぞれ並列に一次側部分電圧共振コンデンサＣｐ１，Ｃｐ２が接続されている。
この一次側部分電圧共振コンデンサＣｐ１のキャパシタンスと、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１のインダクタンス成分によって、それぞれ並列共振回路（一次側部分電圧共振回路）を形成する。
そして、一次側部分電圧共振コンデンサＣｐ１は、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３がターンオフする短期間にのみ電圧共振する部分電圧共振動作が得られる。また、一次側部分電圧共振コンデンサＣｐ２はスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がターンオフする短期間にのみ電圧共振する部分電圧共振動作が得られるようになっている。
【００５８】
直交形制御トランス（ドライブトランス）ＰＲＴは、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４をスイッチング駆動すると共に、定電圧制御のためにスイッチング周波数を可変制御するために設けられる。
このドライブトランスＰＲＴは、駆動巻線ＮＢ１〜ＮＢ４が巻回されていると共に、駆動巻線ＮＢ１を利用して共振電流検出巻線ＮＡが巻回されている。さらにこれらの各巻線に対して制御巻線Ｎｃが直交する方向に巻回された可飽和リアクトルとされている。なお、この場合は駆動巻線ＮＢ１と駆動巻線ＮＢ４、及び駆動巻線ＮＢ２と駆動巻線ＮＢ３には、互いに同極性の電圧が励起され、且つ、駆動巻線ＮＢ１と駆動巻線ＮＢ２、及び駆動巻線ＮＢ３と駆動巻線ＮＢ４には互いに逆極性の電圧が励起される巻方向によって巻装されている。また共振電流検出巻線ＮＡの巻数（ターン数）は例えば１Ｔ（ターン）程度とされている。
【００５９】
この場合、ドライブトランスＰＲＴの共振電流検出巻線ＮＡに得られたスイッチング出力がトランス結合を介して各駆動巻線ＮＢ１〜ＮＢ４に誘起されることで、各駆動巻線ＮＢ１〜ＮＢ４にはドライブ電圧としての交番電圧が発生する。このドライブ電圧は、自励発振駆動回路を形成する各直列共振回路から各ベース電流制限抵抗ＲＢ１〜ＲＢ４を介して、ドライブ電流としてスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のベースに出力される。これにより、各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４は、直列共振回路の共振周波数により決定されるスイッチング周波数でスイッチング動作を行うことになる。
【００６０】
絶縁コンバータトランスＰＩＴは、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のスイッチング出力を二次側に伝送する。
この絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１の一端は、直列共振コンデンサＣ１、共振電流検出巻線ＮＡを介してスイッチング素子Ｑ１のエミッタとスイッチング素子Ｑ２のコレクタの接点に接続される。また一次巻線Ｎ１の他端は、スイッチング素子Ｑ３のエミッタとスイッチング素子Ｑ４のコレクタの接点に接続される。これにより、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４の組と、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３の組が交互にスイッチング動作することで一次巻線Ｎ１にスイッチング出力が得られるようにされる。
【００６１】
そして、上記直列共振コンデンサＣ１のキャパシタンスと、一次巻線Ｎ１のインダクタンス成分を含む絶縁コンバータトランスＰＩＴの漏洩インダクタンス成分により一次側スイッチングコンバータの動作を電流共振形とするための一次側直列共振回路を形成している。
このようにして、この図に示す一次側スイッチングコンバータとしては、電流共振形としての動作と、前述した部分電圧共振動作とが複合的に得られていることになる。
【００６２】
この電源回路のスイッチング動作は例えば次のようになる。
先ず、商用交流電源ＡＣが投入されると、例えば起動抵抗ＲＳ１〜ＲＳ４を介してスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のベースに起動のためのベース電流が供給されることになる。ここで、例えばドライブトランスＰＲＴの駆動巻線ＮＢ１，ＮＢ４と、駆動巻線ＮＢ２，ＮＢ３は、互いに逆極性の電圧が励起されることになるので、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４が先にオンになったとすれば、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３はオフとなるように制御される。そして、これら駆動巻線ＮＢ１〜ＮＢ４に励起された交番電圧を源として、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の各自励発振駆動回路が、共振動作による自励発振動作を行う。これにより、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４の組と、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３の組が交互にオン／オフするように制御される。つまりスイッチング動作を行うことになる。
【００６３】
そして例えばスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がオンとなったときには、そのスイッチング出力として、共振電流検出巻線ＮＡを介して一次巻線Ｎ１及び直列共振コンデンサＣ１に共振電流が流れる。そして、この共振電流が「０」となる近傍で、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がオフになるとともに、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３がオンとなる。これにより、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３を介して先とは逆方向の共振電流が流れる。以降、ＺＶＳ及びＺＣＳにより、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４の組と、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３の組が交互にオンとなる自励式のスイッチング動作が継続される。また、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のオン／オフ動作に伴い、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のターンオン、ターンオフ時の短期間においては、一次側部分電圧共振コンデンサＣｐ１，Ｃｐ２に電流が流れる。つまり、部分電圧共振動作が得られる。
【００６４】
また、その詳細な構造については後述するが、絶縁コンバータトランスＰＩＴを形成するコアの中央磁脚に対して、１．５ｍｍ以上のギャップＧを形成するようにしている。そして、このようなコアに対して一次巻線Ｎ１及び二次巻線Ｎ２，Ｎ３を巻装し、一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２，Ｎ３との結合係数ｋとしては、例えば０．８４以下の疎結合の状態が得られるようにしている。
【００６５】
上記二次巻線Ｎ２に対しては、図示するようにしてブリッジ整流回路ＤＢＲ及び平滑コンデンサＣＯ１が接続されることで全波整流回路が形成される。この全波整流回路の全波整流動作によって、平滑コンデンサＣＯ１の両端に二次側直流出力電圧ＥＯ１が得られるようになっている。二次側直流出力電圧ＥＯ１は、図示しない負荷に対して供給される。さらに、この二次側直流出力電圧ＥＯ１は、図示するように制御回路１に検出電圧としても分岐して入力される。
【００６６】
また二次側においては、さらに二次巻線Ｎ３が巻装される。この二次巻線Ｎ３はセンタータップ点が二次側アースに接続されると共に、一端はダイオードＤ０１のアノードに接続され、他端はダイオードＤ０２のアノードに接続される。
そしてダイオードＤ０１、Ｄ０２のカソードは平滑コンデンサＣ０２の正極側に接続され、これによって両波整流平滑回路が形成されて、例えば低電圧の直流出力電圧Ｅ０２を得るようにしている。
【００６７】
制御回路１は、二次側直流出力電圧ＥＯ１のレベル変化に応じて、制御巻線ＮＣに流す制御電流（直流電流）レベルを可変することで、ドライブトランスＰＲＴに巻装された駆動巻線ＮＢ１〜ＮＢ４のインダクタンスＬＢ１〜ＬＢ４を可変制御する。これにより、各駆動巻線ＮＢ１〜ＮＢ４のインダクタンスＬＢ１〜ＬＢ４を含んで形成されるスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のための各自励発振駆動回路内の直列共振回路の共振条件が変化し、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のスイッチング周波数が可変されて二次側直流出力電圧の安定化を図るようにしている。
【００６８】
絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造としては、例えば図１９又は図２０に断面図として示した構造、即ち一対のＥ−Ｅ字型コア又は一対のＵ−Ｕ字型コアを有した構造とされる。
図１９は一対のＥ字型コアを用いた構造例である。
絶縁コンバータトランスＰＩＴのコアとしては、図示するようにして、２つのＥ字型コアＣＲ１，ＣＲ２の互いの磁脚の端部を対向させるようにして組み合わせることで、Ｅ−Ｅ字型コアを形成する。またこの場合、Ｅ字型コアＣＲ１，ＣＲ２の各中央磁脚が対向する面には、１．５ｍｍ以上のギャップＧを形成するようにしている。
なお、Ｅ字型コアＣＲ１，ＣＲ２には、例えばフェライト材を用いるようにされる。
そして、本実施の形態では、上記のようにして形成されるＥ−Ｅ字型コア（ＣＲ１，ＣＲ２）に対して一次巻線Ｎ１及び二次巻線Ｎ２，Ｎ３を巻装するために、一次／二次分割ボビンＢを用いるようにされる。
【００６９】
図２０は一対のＵ字型コアを用いた構造例である。
この場合の絶縁コンバータトランスＰＩＴは、そのコアとして、図２０に示すように、それぞれ２本の磁脚を有するＵ字型コアＣＲ１１、ＣＲ１２が組み合わされ、Ｕ−Ｕ字型コアを形成するようにされる。
さらに、上記のようにして形成されるＵ−Ｕ字型コアの一方の磁脚に対しては、図示するようにして一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２，Ｎ３とを互いに分割された巻装領域に巻装したボビンＢが取り付けられる。
また、この場合も、上記のように形成されるＵ−Ｕ字型コアの中央磁脚に対して１．５ｍｍ以上のギャップＧを形成するようにしている。
【００７０】
このように、図１に示した電源回路では、絶縁コンバータトランスＰＩＴを、図１９、図２０のいずれにより構成した場合でも、Ｅ−Ｅ字形コアＣＲ１，ＣＲ２またはＵ−Ｕ字形コアＣＲ１１，ＣＲ１２の中央磁脚に対して１．５ｍｍ以上のギャップＧを形成して一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２とが疎結合状態となるようにしている。
【００７１】
さらに、図１に示した電源回路では、二次側直流出力電圧ＥＯ１として、約１３５Ｖが得られるようにされている。そして、この条件の下で、二次巻線Ｎ２の１ターンあたりの誘起電圧が２Ｖ／Ｔ以下（例えば１．８Ｖ／Ｔ）となるように、二次巻線Ｎ２の巻線数を選定することで、例えば最大負荷電力（例えば２００Ｗ）の５％程度の軽負荷時におけるＡＣ−ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）の向上を図るようにしている。
【００７２】
図２に交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ時の各部の動作波形を示す。
また図３に交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ〜２００Ｗの変動に対するＡＣ−ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）及びスイッチング周波数ｆｓの変化特性を示す。
なお、図２、図３に示す測定結果を得るにあたっては、上記図１に示した電源回路では、下記のようにして部品素子を選定している。
先ず、絶縁コンバータトランスＰＩＴについては、ギャップＧ＝１．５ｍｍにして結合係数ｋ＝０．８１を選定している。そして、一次巻線Ｎ１＝２０Ｔ、二次巻線Ｎ２＝７５Ｔ、励磁インダクタンスＬ１＝９５μＨ、リーケージインダクタンスＬ１ｌ＝３２μＨ、励磁インダクタンスＬ２＝９５０μＨ、リーケージインダクタンスＬ２ｌ＝３１８μＨとされる。また、一次側直列共振コンデンサＣ１＝０．０９２μＦを選定している。
【００７３】
図２に示すように、電源回路のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の動作は、同図（ａ）に示すスイッチング素子Ｑ１のコレクタ−エミッタ間電圧ＶＱ１と、同図（ｃ）に示すスイッチング電流ＩＱ１，ＩＱ４、及び同図（ｄ）に示すスイッチング電流ＩＱ２，ＩＱ３により示される。この場合、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４は、期間ＴＯＮにおいてオンとなり、期間ＴＯＦＦにおいてオフとなるようにスイッチング動作を行う。
【００７４】
ここで、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がオンになると、スイッチング素子Ｑ１→一次側直列共振コンデンサＣ１→一次巻線Ｎ１→スイッチング素子Ｑ４の経路で共振電流が流れる。そして、この共振電流が零となる近傍でスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３がオン、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がオフとなるように制御されることで、スイッチング素子Ｑ３→一次巻線Ｎ１→一次側直列共振コンデンサＣ１→スイッチング素子Ｑ２の経路で共振電流が流れる。以降はスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４とスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３が交互にオンとなるように制御される。
【００７５】
また、スイッチング素子Ｑ２に並列に接続されている一次側部分電圧共振コンデンサＣｐ１には、スイッチング素子Ｑ２がターンオンまたはターンオフする短期間において、図２（ｂ）に示すような部分共振電流ＩＣＰが流れることになる。また、図示していないがスイッチング素子Ｑ４に接続されている一次側部分電圧共振コンデンサＣｐ２にもスイッチング素子Ｑ４がターンオンまたはターンオフする短期間において、部分共振電流が流れることになる。
【００７６】
これにより、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４のコレクタ−エミッタ間を流れる電流ＩＱ１，ＩＱ４は、図２（ｃ）に示すような波形となる。また、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３に流れる電流ＩＱ２，ＩＱ３は、上記電流ＩＱ１，ＩＱ４とは１８０度位相のずれる波形となり、図２（ｄ）に示すような波形となる。
【００７７】
この場合、一次側直列共振コンデンサＣ１に流れる一次側直列共振電流Ｉ１は、図２（ｅ）に示されているような正弦波となり、スイッチング素子Ｑ１に負方向の一次側直列共振電流Ｉ１が流れ、スイッチング素子Ｑ２には正方向の一次側直列共振電流Ｉ１が流れることになる。換言すれば、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４の組と、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３の組が交互にオン／オフを行うことによって、上記一次側直列共振コンデンサＣ１と直列接続された一次巻線Ｎ１には、共振電流波形に近いドライブ電流が供給されることになる。この一次巻線Ｎ１に流れる電流に応じて発生する交番電圧によって、二次巻線Ｎ２にも交番電圧が励起されることになる。
【００７８】
そして、上記のようにして二次巻線Ｎ２に発生する交番電圧に応じて、二次巻線Ｎ２に接続されるブリッジ整流回路ＤＢＲの正極側の入力端子と負極側の入力端子との間の端子間電圧Ｖ２としては、図２（ｆ）に示す波形が得られることになる。つまり、ブリッジ整流回路ＤＢＲに整流電流が流れる期間において整流平滑電圧Ｅ０の絶対値レベルでクランプされた波形が得られる。
また、ブリッジ整流回路ＤＢＲからは、図２（ｇ）に示すような波形の電流ＩＤが出力されることになる。そしてこの場合、図２（ｇ）から分かるように、ブリッジ整流回路ＤＢＲに連続して電流ＩＤが流れる連続動作モードとなっている。
【００７９】
ここで、例えば図２１、図２２に示した先行技術としての電源回路においては、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１のリーケージインダクタンスＬ１ｌと一次側直列共振コンデンサＣ１との直列共振期間においてのみ、二次側のブリッジ整流回路ＤＢＲに二次側電流ＩＤが流れる、いわゆる不連続動作モードになっていた。
この場合は、先においても説明したように、軽負荷になるにしたがって非電力伝送期間が拡大することにより、負荷電力Ｐｏが低減しても、一次側直列共振電流Ｉ１は低下せず、スイッチング電流Ｑ１，Ｑ２を流れる電流ＩＱ１，ＩＱ２も低下しないものとされる。この結果、先行技術の電源回路では、図２４に示したように、負荷電力Ｐｏの低減に伴って、ＡＣ−ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）が低下していた。
【００８０】
これに対して、図１に示す電源回路では、負荷電力Ｐｏの低減に伴って、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１のリーケージインダクタンスＬ１ｌと二次巻線Ｎ２のリーケージインダクタンスＬ２ｌとが、先行技術の電源回路に比べて増加し、ブリッジ整流回路ＤＢＲを流れる二次側電流ＩＤは、図２（ｇ）に示すように連続動作モードとなる。
この結果、負荷電力Ｐｏの低減に伴って一次巻線Ｎ１に流れる一次側直列共振電流Ｉ１を低下させることができるため、一次側における電力損失の低減を図り、ＡＣ−ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）の向上を図ることができる。ＡＣ−ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）の特性としては、図３に示すように、先行技術として、例えば図２４に示した特性よりも、対応する負荷変動範囲のほぼ全体において、より高い値が得られていることが分かる。特に、本実施の形態では、例えば負荷電力Ｐｏ＝５０Ｗ程度までは、軽負荷の条件となるのに従って電力変換効率が高くなっていく傾向となっており、負荷電力Ｐｏ＝５０Ｗ以下であり、例えば負荷電力Ｐｏ＝２５Ｗにおいても、９２％以上の電力変換効率が確保されている。つまり、本実施の形態としては、特に軽負荷の傾向となるのに従って電力変換効率が低下するという先行技術の問題が、良好に改善されている。
【００８１】
実験によれば、図２１に示した先行技術の電源回路では、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ（重負荷時）のＡＣ−ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）が約９１％であったのに対して、図１に示す電源回路では約９３．０％まで向上させることができる。
また、上記図２１に示した電源回路のＡＣ−ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）と、図１に示した電源回路のＡＣ−ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）を比較した場合、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ時は約９２．４％から約９３．６％、負荷電力Ｐｏ＝１００Ｗ時は約９２．０％から約９４．３％、負荷電力Ｐｏ＝５０Ｗ時は約８７．０％から約９５．０％、負荷電力Ｐｏ＝２５Ｗ時は約８２．０％から約９４．０％まで向上させることができる。
【００８２】
この結果、図１に示す電源回路は、図２１に示した電源回路と比較して、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ時に約３．２Ｗ、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ時に約２．１Ｗ、負荷電力Ｐｏ＝１００Ｗ時に約２．７Ｗ、負荷電力Ｐｏ＝５０Ｗ時に約４．９Ｗ、負荷電力Ｐｏ＝２５Ｗ時に約３．９Ｗにそれぞれ低減することが可能になるものである。
【００８３】
また、図１に示す電源回路は、入力整流平滑回路を形成している入力整流回路を全波整流回路により構成することができるため、入力整流平滑回路の平滑コンデンサは１つでよく、またスイッチング素子をフルブリッジ結合により構成するようにしたことで、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の耐圧も４００Ｖから２００Ｖのものを選定可能になるため、回路のコストダウンを図ることができる。
さらにスイッチング素子のスイッチング特性の向上するため、スイッチング素子における発熱が低減し、スイッチング素子に対する放熱板を小さくできる、あるいは不要することができるという利点もある。
【００８４】
図４は、上記図１に示した電源回路に適用可能な他の二次側回路の構成を示した図である。
この図４に示す二次側回路においては、二次巻線（Ｎ２＋Ｎ３）にセンタータップが設けられ、このセンタータップが二次側アースに接地される。そして二次巻線Ｎ２の一端及び他端は、それぞれ整流ダイオードＤＯ１１，ＤＯ１２のアノードに接続される。そして、これら整流ダイオードＤＯ１１，ＤＯ１２のカソードが、それぞれ平滑コンデンサＣＯ１の正極端子に接続されており、これにより両波整流回路が形成され、平滑コンデンサＣＯ１の両端に直流出力電圧ＥＯ１が得られるようにしている。
【００８５】
また、同様に二次巻線Ｎ３の一端及び他端はそれぞれ整流ダイオードＤＯ１３，ＤＯ１４のアノードに接続され、これら整流ダイオードＤＯ１３，ＤＯ１４のカソードを、それぞれ平滑コンデンサＣＯ２の正極端子に接続するされる。これにより、平滑コンデンサＣＯ２の両端に直流出力電圧ＥＯ２が得られるようにしている。
そして、この場合は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ２に対して、二次側部分電圧共振コンデンサＣ２が並列に接続して構成するようにしている。この場合、二次巻線（Ｎ２＋Ｎ３）＝７５Ｔが選定される。また、二次側部分電圧共振コンデンサＣ２＝１０００ｐＦ程度の小容量コンデンサが選定される。
【００８６】
このように二次巻線Ｎ２に対して並列に二次側部分電圧共振コンデンサＣ２を接続して構成した場合は、上記図１に示した電源回路では、負荷電力Ｐｏ＜３．５Ｗ時における異常発振動作が解消され、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗまで安定した定電圧制御動作が可能になる。
【００８７】
図５は、本発明の第２の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示している。なお、図１と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
この図に示す電源回路は、他励式による電流共振形コンバータに対して部分電圧共振回路が組み合わされている。また、商用交流電源ＡＣ＝１００Ｖ系の条件に対応した構成が採られている。
【００８８】
この図に示す電源回路においては、先ず、商用交流電源ＡＣに対して、ブリッジ整流回路Ｄｉ及び１本の平滑コンデンサＣｉから成る全波整流平滑回路が備えられる。そして、これらブリッジ整流回路Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉの全波整流動作によって、平滑コンデンサＣｉの両端には整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）が得られることになる。この整流平滑電圧Ｅｉは、交流入力電圧ＶＡＣの等倍に対応したレベルとなる。
【００８９】
上記直流入力電圧を入力してスイッチングする電流共振形コンバータとしては、図示するようにして、ＭＯＳ−ＦＥＴ若しくはＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）による２本のスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２をハーフブリッジ結合により接続している。スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２の各ドレイン−ソース間に対しては、図示する方向により、それぞれダンパーダイオードＤＤ１，ＤＤ２を並列に接続している。
【００９０】
また、スイッチング素子Ｑ１２のドレイン−ソース間に対しては、一次側部分電圧共振コンデンサＣｐが並列に接続される。この一次側部分電圧共振コンデンサＣｐのキャパシタンスと一次巻線Ｎ１のリーケージインダクタンスＬ１ｌによっては並列共振回路（部分電圧共振回路）を形成する。そして、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２のターンオフ時にのみ電圧共振する、部分電圧共振動作が得られるようになっている。
【００９１】
この図５に示す電源回路においては、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２をスイッチング駆動するために、例えば汎用のＩＣによる発振・ドライブ・保護回路２が設けられる。この発振・ドライブ・保護回路２は、発振回路、駆動回路、及び保護回路を有している。そして、発振回路及び駆動回路によって、所要の周波数によるドライブ信号（ゲート電圧）をスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２の各ゲートに対して印加する。これにより、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２は、所要のスイッチング周波数により交互にオン／オフするようにしてスイッチング動作を行う。
また、発振・ドライブ・保護回路２の保護回路は、例えば当該電源回路における過電流、過電圧の状態を検出して、回路が保護されるようにしてスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２のスイッチング動作を制御する。
【００９２】
また、この発振・ドライブ・保護回路２は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１に対してタップ出力を設けて形成した三次巻線Ｎ４に対して、整流ダイオードＤ３及びコンデンサＣ３から成る整流回路によって得られた低圧の直流電圧Ｅ３を入力して動作電源としている。また、起動時においては、起動抵抗ＲＳを介して整流平滑電圧Ｅｉを入力することで起動するようになっている。
【００９３】
絶縁コンバータトランスＰＩＴはスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２のスイッチング出力を二次側に伝送する。この絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１の巻始め端部は、一次側直列共振コンデンサＣ１の直列接続を介して、スイッチング素子Ｑ１１のソースとスイッチング素子Ｑ１２のドレインとの接続点（スイッチング出力点）に接続されることで、スイッチング出力が伝達されるようになっている。
また、一次巻線Ｎ１の巻終わり端部は一次側アースに接続される。
ここで、上記一次側直列共振コンデンサＣ１のキャパシタンスと、一次巻線Ｎ１を含む絶縁コンバータトランスＰＩＴのリーケージインダクタンスＬ１ｌによっては、一次側スイッチングコンバータの動作を電流共振形とするための一次側直列共振回路を形成する。
【００９４】
即ち、この図５に示す電源回路もまた、一次側にはスイッチング動作を電流共振形とするための直列共振回路に対して、他の共振回路が組み合わされた複合共振形コンバータとしての構成を採るものとされる。
【００９５】
この場合の絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造も、図１９、図２０に断面図として示した構造、即ち一対のＥ−Ｅ字型コア又は一対のＵ−Ｕ字型コアを有した構造とされる。
【００９６】
絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側には、二次巻線Ｎ２と、この二次巻線Ｎ２よりも少ない巻数による二次巻線Ｎ２Ａが巻装されている。これらの二次側巻線には、一次巻線Ｎ１に伝達されたスイッチング出力に応じた交番電圧が励起される。
【００９７】
二次巻線Ｎ２は、図示するようにしてセンタータップを設けて二次側アースに接続した上で、図示するようにして整流ダイオードＤＯ１，ＤＯ２、及び平滑コンデンサＣＯ１から成る両波整流回路を接続している。これにより、平滑コンデンサＣＯ１の両端電圧として二次側直流出力電圧ＥＯ１が得られる。この二次側直流出力電圧ＥＯ１は、図示しない負荷側に供給されるとともに、次に説明する制御回路１のための検出電圧としても分岐して入力される。
【００９８】
また二次巻線Ｎ２Ａも、センタータップを二次側アースに接続した上で、整流ダイオードＤＯ３，ＤＯ４、及び平滑コンデンサＣＯ２から成る両波整流回路を接続している。これにより、平滑コンデンサＣＯ２の両端電圧として二次側直流出力電圧ＥＯ２が得られる。また、二次側直流出力電圧ＥＯ２は、制御回路１のための動作電源としても供給される。
【００９９】
制御回路１は、二次側直流出力電圧ＥＯ１のレベル変化に応じた検出出力を発振・ドライブ・保護回路２に供給する。発振・ドライブ・保護回路２では、入力された制御回路１の検出出力に応じてスイッチング周波数を可変するようにして、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２を駆動する。このようにしてスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２のスイッチング周波数が可変されることで、二次側直流出力電圧のレベルが安定化されることになる。
【０１００】
ここで、上記構成による電源回路において、発振・ドライブ・保護回路２の動作電源として供給される低圧の直流電圧Ｅ３は、約１．７Ｖが得られるようにされている。
【０１０１】
そして、図５に示す電源回路においても、上記図１に示した電源回路と同様、絶縁コンバータトランスＰＩＴを、図１９、図２０のいずれかの構成のように、Ｅ−Ｅ字形コアＣＲ１，ＣＲ２またはＵ−Ｕ字形コアＣＲ１１，ＣＲ１２の中央磁脚に対して１．５ｍｍ以上のギャップＧを形成して一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２を疎結合状態とする。
【０１０２】
さらにこの図５に示す電源回路においても、二次側直流出力電圧ＥＯ１として、約１３５Ｖが得られるようにされている。そして、このような条件のもとで、一次巻線Ｎ１の巻数の増加を図ることで、軽負荷時におけるＡＣ−ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）の向上を図るようにしている。
【０１０３】
図６、図７は、上記図５に示した電源回路の動作をスイッチング周期により示した波形図であり、図６には交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝１２５Ｗ時の条件での動作波形が示されている。また図７には、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝２５Ｗ時の条件での動作波形が示されている。
さらに図８には、電源回路の特性として、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ〜１２５Ｗの変動に対するＡＣ−ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）、スイッチング周波数ｆｓ、及びスイッチング出力電流ＩＱ１，ＩＱ２の変化特性が示されている。
【０１０４】
なお、図６〜図８に示す測定結果を得るにあたっては、上記図５に示した電源回路では、下記のようにして部品素子を選定している。
先ず、絶縁コンバータトランスＰＩＴについては、ギャップＧ＝１．５ｍｍにして結合係数ｋ＝０．８１を選定している。そして、一次巻線Ｎ１＝３７Ｔ、二次巻線Ｎ２＝７５Ｔを巻装している。この場合の一次巻線Ｎ１の励磁インダクタンスＬ１＝３０２μＨ、一次巻線Ｎ１のリーケージインダクタンスＬ１ｌ＝９８μＨ、二次巻線Ｎ２の励磁インダクタンスＬ２＝９６６μＨ、二次巻線Ｎ２のリーケージインダクタンスＬ２ｌ＝３１５μＨとされる。
また、一次側直列共振コンデンサＣ１＝０．０６８μＦを選定している。
【０１０５】
図６に示す場合、スイッチング素子Ｑ１２がオンとなる期間ＴＯＮ、及びオフとなる期間ＴＯＦＦにおけるスイッチング素子Ｑ１２のコレクタ−エミッタ間電圧ＶＱ２は、図６（ａ）に示すような波形となり、スイッチング素子Ｑ１２のコレクタには、図６（ｂ）に示すような波形のコレクタ電流ＩＱ２が流れることになる。
そしてこの場合もスイッチング素子Ｑ１２を流れる電流ＩＱ２は、図６（ｂ）に示すような部分共振電流が流れることになる。また、図示していないがスイッチング素子Ｑ１１にも、上記電流ＩＱ２とは１８０度位相のずれた波形の電流ＩＱ１が流れることになる。
【０１０６】
この場合、一次側直列共振コンデンサＣ１には、図６（ｄ）に示すような一次巻線電流Ｉ１が流れることで、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１の両端には、図６（ｃ）に示すように、期間ＴＯＮと期間ＴＯＦＦとで極性が反転する波形の電圧Ｖ１が得られる。
また、二次巻線Ｎ２のセンタータップと二次側アースとの間には図６（ｆ）に示すような二次側電流ＩＤが流れることで、二次巻線Ｎ２の巻始め端部側と二次側アース間の両端電圧Ｖ２は、図６（ｅ）に示すような波形の出力が得られることになる。
【０１０７】
図７は、上記図６に示したスイッチング周期による波形図の比較として、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝２５Ｗ時の条件における動作をスイッチング周期により示した波形図である。
この場合、スイッチング素子Ｑ１２がオンとなる期間ＴＯＮ、及びオフとなる期間ＴＯＦＦにおけるスイッチング素子Ｑ１２のコレクタ−エミッタ間電圧ＶＱ２は、図７（ａ）に示すような波形となり、スイッチング素子Ｑ１２のコレクタには、図７（ｂ）に示すような波形のコレクタ電流ＩＱ２が流れることになる。そして、この場合の一次側直列共振コンデンサＣ１に流れる一次側直列共振電流Ｉ１は、図７（ｄ）に示されているような波形になる。
【０１０８】
この場合、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１の両端には、図７（ｃ）に示すように波形の電圧Ｖ１が得られる。また、二次巻線Ｎ２のセンタータップと二次側アースとの間には図７（ｆ）に示すような二次側電流ＩＤが流れることで、二次巻線Ｎ２の巻始め端部側と二次側アース間の両端電圧Ｖ２は、図７（ｅ）に示すような波形の出力が得られることになる。
【０１０９】
また図６、図７に示した動作波形と、図２６、図２７に示した先行技術の電源回路の動作波形とを比較すれば分かるように、図２５に示した先行技術としての電源回路では、二次側ブリッジ整流回路ＤＢＲを流れる二次側電流ＩＤが、図２６（ｆ）、図２７（ｆ）に示すように不連続動作モードであった。
これに対して、図５に示した電源回路の二次側ブリッジ整流回路ＤＢＲを流れる二次側電流ＩＤは、図６（ｆ）、図７（ｆ）に示すように連続動作モードになっている。またこの場合は、励磁インダクタンスが減少することにより、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１に流れる一次側直列共振電流Ｉ１の電流波形が正弦波状になり、この結果、一次側直列共振電流Ｉ１が直線的に低下するようになる。
【０１１０】
即ち、先行技術の電源回路では、一次巻線Ｎ１の励磁インダクタンスＬ１＝１６５μＨ、一次巻線Ｎ１のリーケージインダクタンスＬ１ｌ＝４１μＨ、二次巻線Ｎ２の励磁インダクタンスＬ２＝１７１μＨ、一次巻線Ｎ２のリーケージインダクタンスＬ２ｌ＝４３μＨであり、一次巻線Ｎ１のリーケージインダクタンスＬ１ｌと一次側直列共振コンデンサＣ１との直列共振期間のみ二次側電流ＩＤが流れる。このため、負荷電力Ｐｏが低減しても一次側直列共振電流Ｉ１は低下せず、スイッチング出力電流ＩＱ１，ＩＱ２が低下しないものとされる。
【０１１１】
これに対して、図５に示す電源回路では、負荷電力Ｐｏの低減に伴って絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１に流れる一次側直列共振電流Ｉ１が低下し、スイッチング出力電流ＩＱ１，ＩＱ２が低下するので、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２におけるスイッチング損失が低下し、電力変換効率を大幅に向上することができる。
【０１１２】
このように図５に示す電源回路においては、絶縁コンバータトランスＰＩＴのギャップＧを、これまでより拡大して結合係数ｋを約０．８４以下にし、さらに一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２の巻線数を増やして二次巻線Ｎ２の１ターンあたりの誘起電圧Ｖ２＝２Ｖ／Ｔ以下（例えば１．８Ｖ／Ｔ）に設定するようにしている。これにより、ブリッジ整流回路ＤＢＲを流れる二次側電流ＩＤを連続動作モードで動作させ、一次側直列共振電流Ｉ１の低下を図ることで、例えば負荷電力Ｐｏが例えば最大負荷電力（２００Ｗ）の５％程度の軽負荷時においても、ＡＣ−ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）の向上を図ることが可能になる。
【０１１３】
実験によれば、図２５に示した先行技術の電源回路では、負荷電力Ｐｏ＝１２５Ｗ時のＡＣ−ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）は約９１．７％であったが、図５に示す電源回路では約９３．１％まで向上させることができる。
また、図２５に示した電源回路のＡＣ−ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）と、図５に示した電源回路のＡＣ−ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）を比較した場合、負荷電力Ｐｏ＝１００Ｗ時は約９１．３％から約９３．７％、負荷電力Ｐｏ＝７５Ｗ時は、約８９．８％から約９４．２％、負荷電力Ｐｏ＝５０Ｗ時は約８７．４％から約９４．７％、負荷電力Ｐｏ＝２５Ｗ時は約８０．１％から約９３．６％まで向上させることができる。
【０１１４】
この結果、図５に示す電源回路では、図２５に示した電源回路と比較して、負荷電力Ｐｏ＝１２５Ｗ時に約２．０Ｗ、負荷電力Ｐｏ＝１００Ｗ時に約２．９Ｗ、負荷電力Ｐｏ＝７５Ｗ時に約３．９Ｗ、負荷電力Ｐｏ＝５０Ｗ時に約４．５Ｗ、負荷電力Ｐｏ＝２５Ｗ時に約４．５Ｗの交流入力電力をそれぞれ低減することが可能になるものである。
【０１１５】
また、図２５に示した電源回路では、スイッチング出力電流ＩＱ１，ＩＱ２の変化は図２８に示したように、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ〜１２５Ｗの範囲では、３．５Ａｐ〜２．８Ａｐであったのに対して、図５に示した電源回路では、図８に示すように３．２Ａｐ〜０．８Ａｐとすることができる。
【０１１６】
また、図９は、上記図５に示した電源回路の特性として、負荷電力Ｐｏ＝１２５Ｗ時の入力電圧変動ＶＡＣ＝８５Ｖ〜１４０Ｖの変動に対するＡＣ−ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）、スイッチング周波数ｆｓ、及びスイッチング出力電流ＩＱ１，ＩＱ２の変化特性を示した図である。
この図９に示すように、図５に示した電源回路と、先行技術としての図２５に示した電源回路を比較した場合は、スイッチング周波数ｆｓの制御範囲が、先行技術例では２０．６ｋＨｚであるのに対して、図５に示した電源回路では９．２ｋＨｚとされる。従って、図５に示した電源回路のほうが、負荷電力Ｐｏ＝１２５Ｗ時における入力電圧変動ＶＡＣ＝８５Ｖ〜１４０Ｖに対するスイッチング周波数ｆｓの制御範囲が約１１．４ｋＨｚだけ少なくて済むという利点がある。
【０１１７】
また、入力電圧変動に対するＡＣ−ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）及びスイッチング出力電流ＩＱ１，ＩＱ２の変化特性について、図５に示した電源回路と先行技術としての電源回路を比較した場合も、図５に示した電源回路のほうが、変動幅が小さいことが見てとれる。このことから図５に示した電源回路のほうが先行技術の電源回路に比べて入力電圧の変動による影響を受けにくい回路構成とされるものである。
【０１１８】
図１０は、本発明の第３の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示している。なお、この図において、図１及び図５と同一部分には、同一符号を付して説明を省略する。
【０１１９】
先ず、この図１０に示す電源回路においては、２石のスイッチング素子をハーフブリッジ結合した電流共振形コンバータとして、自励式の構成を採っている。
また、この図１０に示す電源回路においては、商用交流電源（交流入力電圧ＶＡＣ）から直流入力電圧（整流平滑電圧Ｅｉ）を生成するための整流回路系として、図示するように、２本の低速リカバリ型の整流ダイオードＤ１，Ｄ２と、２本の平滑コンデンサＣｉ１，Ｃｉ２を接続してなる倍電圧整流回路が設けられる。この倍電圧整流回路では、直列接続された平滑コンデンサＣｉ１−Ｃｉ２の両端に、交流入力電圧ＶＡＣの２倍に対応する整流平滑電圧Ｅｉを生成する。
【０１２０】
また、この場合の２石のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２については、ＢＪＴ（バイポーラトランジスタ）が選定されている。
この場合のスイッチング素子Ｑ１のコレクタは、平滑コンデンサＣｉ１の正極端子）と接続される。スイッチング素子Ｑ１のエミッタは、スイッチング素子Ｑ２のコレクタと接続され、スイッチング素子Ｑ２のエミッタは一次側アースに対して接続される。つまり、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、ハーフブリッジ結合方式によって接続されている。
【０１２１】
また、スイッチング素子Ｑ１のベースには、共振用コンデンサＣＢ１−ベース電流制限抵抗ＲＢ１−駆動巻線ＮＢ１を直列接続して成る自励発振駆動回路が接続される。この自励発振駆動回路においては、共振用コンデンサＣＢ１のキャパシタンスと、駆動巻線ＮＢ１のインダクタンスによって直列共振回路を形成しており、この直列共振回路の共振周波数によってスイッチング周波数が決定される。また、ベース電流制限抵抗ＲＢ１は、自励発振駆動回路からスイッチング素子Ｑ１のベースに流すべき駆動信号としてのベース電流レベルを調整する。
【０１２２】
また、スイッチング素子Ｑ１のベース−エミッタ間には、ダンパーダイオードＤＤ１が図示する方向によって接続されることで、オン期間における逆方向電流経路を形成する。また、平滑コンデンサＣｉの正極端子とスイッチング素子Ｑ１のベース間には、起動時の電流をベースに流すための起動抵抗Ｒｓ１が接続される。
【０１２３】
同様にして、スイッチング素子Ｑ２のベースに対しては、共振用コンデンサＣＢ２−ベース電流制限抵抗ＲＢ２−駆動巻線ＮＢ２を直列接続して成る自励発振駆動回路が接続される。そして、共振用コンデンサＣＢ２及び駆動巻線ＮＢ２によって、直列共振回路が形成される。また、ベース−エミッタ間には、ダンパーダイオードＤＤ２が接続され、コレクタ−ベース間には起動抵抗Ｒｓ２が接続される。
【０１２４】
また、スイッチング素子Ｑ２　のコレクタ−エミッタ間に対しては、並列に一次側部分電圧共振コンデンサＣｐが接続されている。
この場合にも、一次側部分電圧共振コンデンサＣｐのキャパシタンスと一次巻線Ｎ１のリーケージインダクタンスＬ１ｌによって、並列共振回路（部分電圧共振回路）を形成する。そして、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のターンオフ時にのみ電圧共振する、部分電圧共振動作が得られるようになっている。
【０１２５】
ドライブトランスＰＲＴは、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をスイッチング駆動すると共に、スイッチング周波数を可変制御して定電圧化を図るために設けられる。
このドライブトランスＰＲＴは、駆動巻線ＮＢ１，ＮＢ２及び共振電流検出巻線ＮＤを巻回するとともに、更にこれらの各巻線に対して制御巻線Ｎｃが直交する方向に巻回された可飽和リアクトルとされている。なお、駆動巻線ＮＢ１と、駆動巻線ＮＢ２は、互いに逆極性の電圧が励起される巻方向によって巻装されている。
【０１２６】
この場合にも、絶縁コンバータトランスＰＩＴは、スイッチング素子Ｑ１　、Ｑ２のスイッチング出力を二次側に伝送する。
この絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１の巻始め端部は、スイッチング素子Ｑ１のコレクタと接続され、巻終わり端部は、直列共振コンデンサＣ１−共振電流検出巻線ＮＤを介して、スイッチング素子Ｑ１のエミッタとスイッチング素子Ｑ２のコレクタの接続点に（スイッチング出力点）に接続される。これにより、一次巻線Ｎ１には、スイッチング出力が得られるようにされる。
【０１２７】
また、この場合にも、上記直列共振コンデンサＣ１のキャパシタンスと、一次巻線Ｎ１を含む絶縁コンバータトランスＰＩＴのリーケージインダクタンスＬ１とにより、一次側スイッチングコンバータの動作を電流共振形とするための一次側直列共振回路を形成している。
このようにして、この図に示す一次側スイッチングコンバータとしても、電流共振形としての動作と、前述した部分電圧共振動作とが複合的に得られる、複合共振形コンバータとしての構成を採っている。
【０１２８】
この電源回路のスイッチング動作としては、例えば次のようになる。
先ず商用交流電源ＡＣが投入されると、例えば起動抵抗Ｒｓ１，Ｒｓ２を介してスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のベースに起動のためのベース電流が供給されることになる。ここで、例えばドライブトランスＰＲＴの駆動巻線ＮＢ１，ＮＢ２には、互いに逆極性の電圧が励起されることになるので、スイッチング素子Ｑ１が先にオンとなったとすれば、スイッチング素子Ｑ２はオフとなるように制御される。そして、これら駆動巻線ＮＢ１，ＮＢ２に励起された交番電圧を源として、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の各自励発振駆動回路が、共振動作による自励発振動作を行う。これにより、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が交互にオン／オフするように制御される。つまりスイッチング動作を行うことになる。
【０１２９】
そして例えばスイッチング素子Ｑ１がオンとなったときには、そのスイッチング出力として、共振電流検出巻線ＮＤを介して一次巻線Ｎ１及び直列共振コンデンサＣ１に共振電流が流れるが、この共振電流が「０」となる近傍で、スイッチング素子Ｑ１がオフとなるとともに、スイッチング素子Ｑ２がオンとなる。これにより、スイッチング素子Ｑ２を介して先とは逆方向の共振電流が流れる。以降、ＺＶＳ及びＺＣＳにより、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が交互にオンとなる自励式のスイッチング動作が継続される。また、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン／オフ動作に伴い、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のターンオフ時の短期間においては、一次側部分電圧共振コンデンサＣｐに電流が流れる。つまり、部分共振電圧動作が得られる。
【０１３０】
絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ２には、二次側部分電圧共振コンデンサＣ２が並列に接続される。この二次側部分電圧共振コンデンサＣ２には、例えばフィルムコンデンサが採用される。そして、この二次側部分電圧共振コンデンサＣ２のキャパシタンスと、二次巻線Ｎ２のリーケージインダクタンスとにより、二次側部分電圧共振回路が形成される。
このため、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ２に交番電圧が励起されることにより、二次側にて部分共振（電圧共振）動作が得られることになる。つまり、図１０に示す電源回路は、一次側では電流共振動作及び部分電圧共振動作が得られると共に、二次側においても部分電圧共振動作が得られる複合共振形コンバータとして構成されていることになる。
【０１３１】
上記二次巻線Ｎ２に対しては、上記図１と同様、ブリッジ整流回路ＤＢＲ及び平滑コンデンサＣＯ１が接続されることで全波整流回路が形成される。この全波整流回路の全波整流動作によって、平滑コンデンサＣＯ１の両端に二次側直流出力電圧ＥＯ１が得られるようになっている。
【０１３２】
そして、このような構成を採る第３の実施の形態としての電源回路においても、絶縁コンバータトランスＰＩＴの結合係数ｋを０．８１程度の疎結合状態としたうえで、二次巻線Ｎ２の１ターンあたりの誘起電圧を２Ｖ以下、例えば１．８Ｖ／Ｔ以下となるように、二次側部分電圧共振コンデンサＣ２の容量値を３３００ｐＦとすれば、例えば最大負荷電力の約５％程度の軽負荷時のＡＣ−ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）の向上に加えて、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ時のＡＣ−ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）を９３％以上とすることが可能になる。
【０１３３】
また、先行技術の電源回路では、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ時における交流入力電力が約４．２Ｗであったのに対して、図１０に示す電源回路では２．２Ｗで良いものとされる。従って、この場合は０Ｗ時の交流入力電力を約２．０Ｗ低減することができるという利点もある。
【０１３４】
以上、これまで説明した第１〜第３の実施の形態として説明してきたスイッチング電源回路では、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ２の巻線数としては、二次巻線Ｎ２の１ターンあたりの誘起電圧が約１．８Ｖ／Ｔとなるように、二次巻線Ｎ２または一次巻線Ｎ１の巻線数を選定した場合を例に挙げて説明したが、二次巻線Ｎ２の１ターンあたりの誘起電圧としては、約２．０Ｖ／Ｔ程度以下となるように、一次巻線Ｎ１または二次巻線Ｎ２の巻線数を選定すれば、これまで説明した効果が得られるものとされる。
【０１３５】
図１１は、本発明の第４の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示している。なお、図１１に示す電源回路は、図１に示した電源回路とほぼ同じ回路構成であるため、同一部位に同一符号を付して説明を省略する。
【０１３６】
この図１１に示す電源回路もまた、図１に示す電源回路と同様、一次側にはスイッチング動作を電流共振形とするための直列共振回路に対して他の共振回路が組み合わされた複合共振形コンバータとしての構成を採るものとされる。
そして、この場合も図１に示した電源回路と同様、絶縁コンバータトランスＰＩＴを形成するコアの中央磁脚に対して、１．５ｍｍ以上のギャップＧを形成して疎結合の状態が得られるようにしているが、この場合には、例えば結合係数ｋ＝０．８４程度としている。なお、この場合も、絶縁コンバータトランスＰＩＴは、先に説明した図１９または図２０のいずれかの構造のものを適用することが可能である。
【０１３７】
そのうえで、この図１１に示す電源回路は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ２の１ターンあたりの誘起電圧が５Ｖ以上となるように二次巻線Ｎ２の巻線数を選定すると共に、二次巻線Ｎ２に対して二次側部分電圧共振コンデンサＣ２を並列に接続して、二次側部分電圧共振コンデンサＣ２のキャパシタンスと、二次巻線Ｎ２のリーケージインダクタンスとにより、二次側部分電圧共振回路を設けるようにしている。
【０１３８】
なお、図１１に示す電源回路と、図１に示した電源回路の回路構成を比較してみると、図１に示した電源回路では、二次側部分電圧共振回路を形成するための二次側部分電圧共振コンデンサＣ２を備えることなく、二次側整流電流を連続モードとして、これにより電力変換効率の向上を図っている。つまり、同等の効果を得るのにあたって、図１に示す回路では、二次側部分電圧共振コンデンサＣ２を省略することができるものであり、この点で、図１１に示す回路よりも、部品点数が削減され、より簡略な回路構成になっているということがいえる。
【０１３９】
図１２は、上記図１１に示した電源回路において、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ時の各部の動作波形を示した図である。
また図１３は、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ〜２００Ｗの変動に対するＡＣ−ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）及びスイッチング周波数ｆｓの変化特性を示した図である。
なお、図１２、図１３に示す測定結果を得るにあたっては、上記図１１に示した電源回路では、下記のようにして部品素子を選定している。
先ず、絶縁コンバータトランスＰＩＴについては、ギャップＧ＝２．０ｍｍにして結合係数ｋ＝０．８１を選定している。そして、一次巻線Ｎ１＝二次巻線Ｎ２＝２３Ｔ、励磁インダクタンスＬ１，Ｌ２＝１４５μＨ、リーケージインダクタンスＬ１ｌ，Ｌ２ｌ＝４３μＨとされる。
また、一次側直列共振コンデンサＣ１＝０．０８２μＦ、二次側部分電圧共振コンデンサＣ２＝３３００ｐＦを選定している。
【０１４０】
図１２に示すように、上記図１１に示した電源回路のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の動作は、図１２（ａ）に示すスイッチング素子Ｑ１のコレクタ−エミッタ間電圧ＶＱ１と、図１２（ｃ）に示すスイッチング電流ＩＱ１，ＩＱ４、及び図１２（ｄ）に示すスイッチング電流ＩＱ２，ＩＱ３により示される。この場合、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４は、期間ＴＯＮにおいてオンとなり、期間ＴＯＦＦにおいてオフとなるようにスイッチング動作を行う。
【０１４１】
ここで、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がオンになると、スイッチング素子Ｑ１→一次側直列共振コンデンサＣ１→一次巻線Ｎ１→スイッチング素子Ｑ４の経路で共振電流が流れる。そして、この共振電流が零となる近傍でスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３がオン、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がオフとなるように制御されることで、スイッチング素子Ｑ３→一次巻線Ｎ１→一次側直列共振コンデンサＣ１→スイッチング素子Ｑ２の経路で共振電流が流れる。以降はスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４とスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３が交互にオンとなるように制御される。
【０１４２】
また、スイッチング素子Ｑ２に並列に接続されている一次側部分電圧共振コンデンサＣｐ１には、スイッチング素子Ｑ２がターンオンまたはターンオフする短期間において、図１２（ｂ）に示すような部分共振電流ＩＣＰが流れることになる。また、図示していないがスイッチング素子Ｑ４に接続されている一次側部分電圧共振コンデンサＣｐ２にもスイッチング素子Ｑ４がターンオンまたはターンオフする短期間において部分共振電流が流れることになる。
【０１４３】
また、図１１に示す電源回路では、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４のコレクタ−エミッタ間を流れる電流ＩＱ１，ＩＱ４は、図１２（ｃ）に示すように、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がオンとなる期間ＴＯＮのほぼ中央付近において電流レベルが減少したＭ字形の波形となっている。また、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３に流れる電流ＩＱ２，ＩＱ３も、上記電流ＩＱ１，ＩＱ４とは１８０度位相のずれた波形で、図１２（ｄ）に示すようなＭ字形の波形となっている。
従って、この図１２（ｃ）（ｄ）に示す電流ＩＱ１〜ＩＱ４の波形と、図２３（ｂ）に示した先行技術としての電源回路の電流ＩＱ２の波形とを比較すれば、図１１に示した電源回路のほうが各電流ＩＱ１〜ＩＱ４の波形がＭ字形になっている分だけ、一次側電流のピーク値が減少していることが分かる。
【０１４４】
このように図１１に示した電源回路のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のコレクタ−エミッタ間を流れる電流ＩＱ１〜ＩＱ４がＭ字形の波形になるのは、以下のような要因によるものとされる。
先ず、構成としては、絶縁コンバータトランスＰＩＴのギャップＧをこれまでより拡大して、結合係数ｋの低下を図るようにしている。また、二次巻線Ｎ２の１ターンあたりの誘起電圧Ｖ２を例えば５．０Ｖ／Ｔ（５．９Ｖ／Ｔ）以上となるように、二次巻線Ｎ２の巻線数を選定している。さらに、二次巻線Ｎ２に対して並列に二次側部分電圧共振コンデンサＣ２を接続している。
この結果、二次側部分電圧共振コンデンサＣ２のキャパシタンスと、二次巻線Ｎ２のリーケージインダクタンスＬ２ｌとの部分電圧共振作用により、二次側電流ＩＤがオフとなる期間に、二次側部分電圧共振コンデンサＣ２に部分電圧共振電流ＩＣ２が流れる期間が得られるが、この部分電圧共振電流ＩＣ２が流れるのは、図１２（ｆ）（ｈ）をみて分かるように、二次側のブリッジ整流回路ＤＢＲを形成する整流ダイオードがオフとなって、整流電流ＩＤが流れていない期間となる。この場合、二次巻線Ｎ２に流れる電流は、整流電流ＩＤと部分電圧共振電流ＩＣ２が合成されたものとなるが、この合成された電流波形はＭ字状となる。これにより、二次巻線Ｎ２と磁気結合されている一次巻線Ｎ１に流れる直列共振電流もＭ字形となるものである。
【０１４５】
この場合、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４には正極性方向の一次側直列共振電流Ｉ１が流れ、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３には負極性方向の一次側直列共振電流Ｉ１が流れることになる。換言すれば、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４の組と、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３の組が交互にオン／オフを行うことによって、上記一次側直列共振コンデンサＣ１と直列接続された一次巻線Ｎ１には、共振電流波形に近いドライブ電流が供給されることになる、そして、この一次巻線Ｎ１に流れる電流に応じて発生する交番電圧によって、二次巻線Ｎ２にも交番電圧が励起されることになる。
【０１４６】
そして、上記のようにして二次巻線Ｎ２に発生する交番電圧に応じて、二次巻線Ｎ２に接続されるブリッジ整流回路ＤＢＲの正極側の入力端子と負極側の入力端子との間の端子間電圧Ｖ２としては、図１２（ｇ）に示す波形が得られることになる。つまり、ブリッジ整流回路ＤＢＲに整流電流が流れる期間において整流平滑電圧Ｅ０の絶対値レベルでクランプされた波形が得られる。
また、ブリッジ整流回路ＤＢＲからは、図１２（ｈ）に示すような波形の整流電流ＩＤが出力されることになる。また、ブリッジ整流回路ＤＢＲに発生する電圧Ｖ２がゼロレベルとなるゼロクロス付近では、図１２（ｆ）に示すような共振電流ＩＣ２が二次側部分電圧共振コンデンサＣ２に流れていることから、二次側の整流電流ＩＤは不連続モードではあるが、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側からは、二次巻線には、連続モードに応じた電流が流れているものとしてみえることになる。
【０１４７】
また、図１１に示す電源回路は、図１３に示されるように、負荷電力Ｐｏが重くなるに従い、スイッチング周波数ｆｓが低くなるように制御されている。つまり、スイッチング周波数制御によって二次側直流出力電圧ＥＯ１の定電圧制御を行っていることが分かる。
【０１４８】
具体的には、図１１に示す電源回路においては、絶縁コンバータトランスＰＩＴのギャップＧをこれまでの１．０ｍｍから２．０ｍｍに拡大して、結合係数ｋを０．８７から０．８１まで低下させるようにしている。そして、二次巻線Ｎ２の１ターンあたりの誘起電圧Ｖ２＝５．９Ｖ／Ｔに設定すると共に、二次側部分電圧共振コンデンサＣ２の容量値として３３００ｐＦを選定したことによるものとされる。
【０１４９】
このように図１１に示す電源回路では、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側に流れる電流は不連続動作モードになるが、この場合は二次側部分電圧共振コンデンサＣ２のキャパシタンスと、二次巻線Ｎ２のリーケージインダクタンスＬ２ｌとの部分電圧共振作用により、一次側直列共振コンデンサＣ１に流れる一次側直列共振電流Ｉ１の波形もＭ字形の波形とすることができ、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を流れる電流ＩＱ１〜ＩＱ４の電流波形をＭ字形の波形になる。
よって、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ〜０Ｗの範囲において一次側を流れる電流Ｉ１，ＩＱ１〜ＩＱ４のピークレベルを低下させることができ、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ〜０ＷにおけるＡＣ−ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）の向上を図ることができるようになる。
【０１５０】
実験によれば、図２１に示した先行技術の電源回路では、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ（重負荷時）のＡＣ−ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）が約９１．８％であったのに対して、図１１に示す電源回路では約９３．０％まで向上させることができる。
また、図２１に示した電源回路のＡＣ−ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）と、図１１に示した電源回路のＡＣ−ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）を比較した場合、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ時は約９２．４％から約９３．６％、負荷電力Ｐｏ＝１００Ｗ時は約９２．０％から約９４．０％、負荷電力Ｐｏ＝５０Ｗ時は約８７．０％から約９３．０％、負荷電力Ｐｏ＝２５Ｗ時は約８２．０％から約９１．３％まで向上させることができる。さらに、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗの無負荷時の入力電力も約３．５Ｗから約１．７Ｗまで低減させることができる。
【０１５１】
この結果、図１１に示す電源回路は、図２１に示した電源回路と比較して、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ時に約４．８Ｗ、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ時に約２．０Ｗ、負荷電力Ｐｏ＝１００Ｗ時に約２．３Ｗ、負荷電力Ｐｏ＝５０Ｗ時に約３．７Ｗ、負荷電力Ｐｏ＝２５Ｗ時に約３．１Ｗ、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ時に約１．８Ｗの交流入力電力をそれぞれ低減することが可能になるものである。
【０１５２】
また、図１１に示す電源回路も、図１に示した電源回路と同様、入力整流平滑回路を形成している入力整流回路を全波整流回路により構成することができるため、入力整流平滑回路の平滑コンデンサは１つでよく、またスイッチング素子をフルブリッジ結合により構成したことで、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の耐圧も４００Ｖから２００Ｖのものを選定可能になるため、回路のコストダウンを図ることができる。さらに、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のスイッチング特性も向上するため、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４における発熱を低減することができるため、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の放熱板が不要になるという利点もある。
【０１５３】
また、上記図１１に示した電源回路においても、図４に示したような構成の二次側回路を適用することも可能である。
但し、先に図１に示した電源回路では、低負荷時における異常発振動作を防止するために、二次巻線Ｎ２に対して並列に二次側部分電圧共振コンデンサＣ２を接続するようにしていた。
これに対して、図１１に示す電源回路では、低負荷時における異常発振動作を防止するのではなく、上述したように、二次側部分電圧共振コンデンサＣ２に共振電流ＩＣ２を流すことで、二次側整流電流ＩＤが不連続動作モードでありながら、一次側から見れば、二次側整流電流ＩＤが連続的に流れているような連続動作モードを疑似的に得るために設けられているものである。
そしてこの場合には、二次巻線Ｎ２＋Ｎ３＝２３Ｔが選定される。また、二次側部分電圧共振コンデンサＣ２は１０００ｐＦの小容量コンデンサが選定される。
【０１５４】
図１４は、本発明の第５の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示している。なお、図１４に示す電源回路の回路構成は、図５に示した電源回路とほぼ同じ回路構成であるため、同一部位に同一符号を付して説明を省略する。
【０１５５】
この図１４に示す電源回路もまた、図５に示す電源回路と同様、一次側にはスイッチング動作を電流共振形とするための直列共振回路に対して、他の共振回路が組み合わされた複合共振形コンバータとしての構成を採るものとされる。　そして、この場合も図５に示した電源回路と同様、絶縁コンバータトランスＰＩＴを形成するコアの中央磁脚に対して１．５ｍｍ以上のギャップＧを形成して、一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２，Ｎ３との結合係数ｋとして、例えば０．８４以下の疎結合の状態が得られるようにしている。
【０１５６】
そのうえで、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ２に二次側部分電圧共振コンデンサＣ２を並列に接続して、二次側部分電圧共振コンデンサＣ２のキャパシタンスと、二次巻線Ｎ２のリーケージインダクタンスとにより、二次側部分電圧共振回路を設けるようにしている。さらに、二次側直流出力電圧ＥＯ１として約１３５Ｖを得るために、二次巻線Ｎ２の１ターンあたりの誘起電圧が５Ｖ以上となるように二次巻線Ｎ２の巻線数を選定することで、重負荷時（１２５Ｗ時）から軽負荷時にわたってＡＣ−ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）の向上を図るように構成したものである。なお、この場合も、絶縁コンバータトランスＰＩＴは、先に説明した図１９または図２０のいずれかの構成のものを適用することが可能である。なお、図１４に示す電源回路と、図５に示した電源回路を比較した場合も、二次側部分電圧共振コンデンサを省略可能であるという点で、図５に示した電源回路のほうが回路構成は簡略になるといえる。
【０１５７】
図１５、図１６は、上記図１４に示した電源回路の動作をスイッチング周期により示した波形図である。図１５には、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝１２５Ｗ時の条件での動作が示されている。また、図１６には、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝２５Ｗ時の条件での動作が示されている。
さらに図１７には、電源回路の特性として、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ〜１２５Ｗの変動に対するＡＣ−ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）、スイッチング周波数ｆｓ、及びスイッチング出力電流ＩＱ１，ＩＱ２の変化特性が示されている。
【０１５８】
なお、図１５〜図１７に示す測定結果を得るにあたっては、上記図１４に示した電源回路では、下記のようにして部品素子を選定している。
先ず、絶縁コンバータトランスＰＩＴについては、ギャップＧ＝１．５ｍｍにして結合係数ｋ＝０．８４を選定している。そして、一次巻線Ｎ１＝２８Ｔ、二次巻線Ｎ２＝２３Ｔ＋２３Ｔを巻装している。この場合の一次巻線Ｎ１の励磁インダクタンスＬ１＝１８６μＨ、一次巻線Ｎ１のリーケージインダクタンスＬ１ｌ＝５６μＨ、二次巻線Ｎ２の励磁インダクタンスＬ２＝１４５μＨ、二次巻線Ｎ２のリーケージインダクタンスＬ２ｌ＝４３μＨとされる。
また、一次側直列共振コンデンサＣ１＝０．０４７μＦ、二次側部分電圧共振コンデンサＣ２＝１２００ｐＦを選定している。
【０１５９】
図１５に示す場合、スイッチング素子Ｑ１２がオンとなる期間ＴＯＮ、及びオフとなる期間ＴＯＦＦにおけるスイッチング素子Ｑ１２のコレクタ−エミッタ間電圧ＶＱ２は、図１５（ａ）に示すような波形となり、スイッチング素子Ｑ１２のコレクタには、図１５（ｂ）に示すような波形のコレクタ電流ＩＱ２が流れることになる。
そしてこの場合もスイッチング素子Ｑ１２を流れる電流ＩＱ２は、図１５（ｂ）に示すように、スイッチング素子Ｑ１２がオンとなる期間ＴＯＮのほぼ中央付近において電流レベルが減少したＭ字形の波形となっている。また、図示していないがスイッチング素子Ｑ１１にも、上記電流ＩＱ２とは１８０度位相のずれたＭ字形の電流ＩＱ１が流れることになる。
【０１６０】
このように、図１４に示した電源回路は、図５に示した電源回路と同様、絶縁コンバータトランスＰＩＴのギャップＧを、これまでより拡大して、その結合係数ｋの低下を図ることで一次巻線Ｎ１のリーケージインダクタンスＬ１ｌの増加を図るようにしている。また二次巻線Ｎ２の１ターンあたりの誘起電圧が５Ｖ以上となるように、一次巻線ンスの二次巻線Ｎ２の巻線数を選定し、また二次巻線Ｎ２に対して並列に二次側部分電圧共振コンデンサＣ２を接続するようにしている。
この場合、二次側部分電圧共振コンデンサＣ２のキャパシタンスと、一次巻線Ｎ１のリーケージインダクタンスＬ１ｌとの並列共振作用により、一次側直列共振コンデンサＣ１に流れる一次側直列共振電流Ｉ１が、図１５（ｄ）に示されているようなＭ字形の波形となる。
これにより、図２５に示した先行技術の電源回路を比較すると、図１４に示した電源回路のほうが、スイッチング電流ＩＱ２、及び一次側直列共振電流Ｉ１のピーク値が低くなり、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ〜１２５Ｗにわたって電力変換効率の向上が図られることになる。
【０１６１】
具体的には、一次巻線Ｎ１のリーケージインダクタンスＬ１ｌを増加を図り、二次巻線Ｎ２の１ターンあたりの誘起電圧Ｖ２＝５．８７Ｖ／Ｔに設定するために、絶縁コンバータトランスＰＩＴのギャップＧをこれまでの１．０ｍｍから１．５ｍｍに拡大して結合係数ｋを０．８７から０．８４まで低下させるようにしている。
さらに絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１の巻線数を２４Ｔから２８Ｔまで増やすようにしている。これにより、一次巻線Ｎ１のリーケージインダクタンスＬ１ｌを４２μＨから５６μＨまで増加するようにしている。
またこの場合の二次側部分電圧共振コンデンサＣ２の容量値としては、１２００ｐＦが選定されることになる。
【０１６２】
また、この場合、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１の両端には、図１５（ｃ）に示すように、期間ＴＯＮと期間ＴＯＦＦとで極性が反転する波形の電圧Ｖ１が得られる。また、二次巻線Ｎ２のセンタータップと二次側アースとの間には図１５（ｆ）に示すような二次側電流ＩＤが流れることで、二次巻線Ｎ２の巻始め端部側と二次側アース間の両端電圧Ｖ２は、図１５（ｅ）に示すような波形の出力が得られることになる。
【０１６３】
図１６は、上記図１５に示したスイッチング周期による波形図との比較として、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝２５Ｗ時の条件における動作をスイッチング周期により示した波形図である。
この場合、スイッチング素子Ｑ１２がオンとなる期間ＴＯＮ、及びオフとなる期間ＴＯＦＦにおけるスイッチング素子Ｑ１２のコレクタ−エミッタ間電圧ＶＱ２は、図１６（ａ）に示すような波形となり、スイッチング素子Ｑ１２のコレクタには、図１６（ｂ）に示すような波形のコレクタ電流ＩＱ２が流れることになる。そして、この場合も、二次側部分電圧共振コンデンサＣ２と、一次巻線Ｎ１のリーケージインダクタンスＬ１ｌとの並列共振作用により、一次側直列共振コンデンサＣ１に流れる一次側直列共振電流Ｉ１は、図１６（ｄ）に示されているような波形になる。
【０１６４】
この場合、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１の両端には、図１６（ｃ）に示すように波形の電圧Ｖ１が得られる。また、二次巻線Ｎ２のセンタータップと二次側アースとの間には図１６（ｆ）に示すような二次側電流ＩＤが流れることで、二次巻線Ｎ２の巻始め端部側と二次側アース間の両端電圧Ｖ２は、図１６（ｅ）に示すような波形の出力が得られることになる。
【０１６５】
このように、図１４に示した電源回路では、二次側部分電圧共振コンデンサＣ２のキャパシタンスと、一次巻線Ｎ１のリーケージインダクタンスＬ１ｌとの並列共振作用により、一次側直列共振コンデンサＣ１に流れる一次側直列共振電流Ｉ１の波形はＭ字形の波形となる。これに伴って、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を流れる電流ＩＱ１，ＩＱ２をＭ字形の波形とすることができる。
【０１６６】
これにより、図１７に示した図１４の電源回路の特性図と、図２８に示した図２５の電源回路の特性図とから分かるように、図１４に示した電源回路のほうが、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ〜１２５Ｗにわたって電力変換効率が向上していることが見て取れる。特に、軽負荷時において電力変換効率が向上していることが分かる。
【０１６７】
実験によれば、図２５に示した先行技術の電源回路では、負荷電力Ｐｏ＝１２５Ｗ時のＡＣ−ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）が約９２．０％であったが、図１４に示す電源回路では約９３．１％まで向上させることができる。
また、上記図２５に示した電源回路のＡＣ−ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）と、図１１に示した電源回路のＡＣ−ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）を比較した場合、負荷電力Ｐｏ＝１００Ｗ時は約９２．０％から約９３．７％、負荷電力Ｐｏ＝７５Ｗ時は、約９１．５％から約９３．４％、負荷電力Ｐｏ＝５０Ｗ時は約８９．０％から約９２．１％、負荷電力Ｐｏ＝２５Ｗ時は約８２．５％から約８５．８％まで向上させることができる。さらに、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗの無負荷時の入力電力も約４．２Ｗから約１．７Ｗまで低減させることができる。
【０１６８】
この結果、図１４に示す電源回路では、図２５に示した電源回路と比較して、負荷電力Ｐｏ＝１２５Ｗ時に約１．６Ｗ、負荷電力Ｐｏ＝１００Ｗ時に約２．０Ｗ、負荷電力Ｐｏ＝７５Ｗ時に約１．７Ｗ、負荷電力Ｐｏ＝５０Ｗ時に約１．９Ｗ、負荷電力Ｐｏ＝２５Ｗ時に約１．２Ｗ、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ時に約２．５Ｗの交流入力電力をそれぞれ低減することが可能になるものである。
【０１６９】
また、図１７に示されるように、図１４に示す電源回路は、負荷電力Ｐｏが重くなるに従って、スイッチング周波数ｆｓが低くなるように制御されている。つまり、スイッチング周波数ｆｓが軽負荷になるにしたがって、スイッチング周波数ｆｓが比例的に上昇していく傾向を有している。
そして、例えば図１４に示した電源回路の負荷電力Ｐｏ＝１２５Ｗ〜２５Ｗの変動に対するスイッチング周波ｆｓの制御範囲は、約６１．７ｋＨｚ〜６４．９ｋＨｚとされる。
【０１７０】
これに対して、図２５に示した電源回路の負荷電力Ｐｏ＝１２５Ｗ〜２５Ｗの変動に対するスイッチング周波ｆｓの制御範囲は、約６２．５ｋＨｚ〜６５．８ｋＨｚとされる。従って、図１４に示した電源回路と、図２５に示した電源回路では、負荷電力Ｐｏ＝１２５Ｗ〜２５Ｗの変動に対するスイッチング周波ｆｓの制御範囲がほぼ同等になる。
【０１７１】
また、負荷電力Ｐｏ＝１２５Ｗ時における交流入力電圧ＶＡＣの入力電圧変動（８５Ｖ〜１４０Ｖ）に対するスイッチング周波数ｆｓの制御範囲は、図２５に示した電源回路は、約５２．１ｋＨｚ〜７６．９ｋＨｚであるのに対して、図１４に示した電源回路は、約５８．８ｋＨｚ〜７４．６ｋＨｚとされる。従って、図１４に示した電源回路のほうが、負荷電力Ｐｏ＝１２５Ｗ時における入力電圧変動に対するスイッチング周波数ｆｓの制御範囲が約９ｋＨｚ少なくて済むという利点がある。
【０１７２】
本発明の第６の実施の形態としてのスイッチング電源回路について説明する。なお、第６の実施の形態の電源回路の回路構成は、先に図１０に示した電源回路と同じ回路構成であるため図示は省略する。
但し、先に図１０に示した電源回路では、低負荷時における異常発振動作を防止して安定動作を得るために、二次巻線Ｎ２に対して並列に二次側部分電圧共振コンデンサＣ２を接続していたが、第６の実施の形態としての電源回路では、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側を流れる二次側電流が連続的に流れるような連続動作モードを疑似的に得るために設けられているものである。つまり、第６の実施の形態としても、先の第４及び第５の実施の形態と同様の動作、作用を得るための二次側部分電圧共振コンデンサＣ２を備える構成を採るものである。
【０１７３】
図１８は、第６の実施の形態としての電源回路の動作をスイッチング周期により示す波形図である。ここでは、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ時の条件での動作波形が示されている。
【０１７４】
先ず、スイッチング素子Ｑ２に流れるスイッチング出力電流（ドレイン電流）ＩＱ２は、図１８（ｂ）に示すようにして、スイッチング素子Ｑ２がオンとなる期間ＴＯＮにおいて流れ、オフとなる期間ＴＯＦＦにおいて０レベルとなっている。
また、一次側部分電圧共振コンデンサＣｐが並列接続されたスイッチング素子Ｑ２の両端電圧ＶＱ２は、図１８（ａ）に示すようにして、スイッチング素子Ｑ２がオフとなる期間ＴＯＦＦにおいては、直流入力電圧Ｅｉのレベルでクランプされ、オフとなる期間ＴＯＮにおいては０レベルとなる波形が得られる。
【０１７５】
また、上記したスイッチング動作が得られることで、一次巻線Ｎ１には、図１８（ｄ）に示す波形による一次巻線電流Ｉ１が流れる。この一次巻線電流Ｉ１は、図示するようにして、期間ＴＯＮでは正極性で、期間ＴＯＦＦでは負極性となるようにして、スイッチング周期に応じて極性が反転する波形となっている。
またこのときの一次巻線Ｎ１の両端電圧Ｖ１は、図１８（ｃ）に示すような波形となる
【０１７６】
また、この電源回路の二次側においては、二次巻線Ｎ２のセンタータップと二次側アースとの間には、図１８（ｇ）に示すような二次側電流ＩＤが流れ、二次巻線Ｎ２の巻始め端部側と二次側アース間には、図１８（ｅ）に示すような波形の電圧Ｖ２が得られることになる。また、二次巻線Ｎ２を流れる二次側電流Ｉ２は図１８（ｆ）のように示される。さらに二次巻線Ｎ２に対して並列に接続される二次側部分電圧共振コンデンサＣ２には、図１８（ｈ）に示すような波形の部分共振電流ＩＣ２が流れることになる。
【０１７７】
そして、このような構成を採る第６の実施の形態としての電源回路においても、上記図１７と同様の特性を有することから、図１４に示した電源回路と同様の効果である軽負荷時から重負荷（２００Ｗ）時にわたって電力変換効率の向上を図ることができる。
【０１７８】
なお、第４〜第６の実施の形態としてのスイッチング電源回路では、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ２の巻線数としては、二次巻線Ｎ２の１ターンあたりの誘起電圧が約５．９Ｖ／Ｔまたは５．８７Ｖ／Ｔ程度となるように、二次巻線Ｎ２または一次巻線Ｎ１の巻線数を選定した場合を例に挙げて説明したが、二次巻線Ｎ２の１ターンあたりの誘起電圧としては約５．０Ｖ／Ｔ程度以上となるように、一次巻線Ｎ１または二次巻線Ｎ２の巻線数を選定すれば、これで説明した効果が得られる。
【０１７９】
なお、上記各実施の形態としての電源回路では、定電圧制御手段として、スイッチング周波数制御によって二次側直流出力電圧を定電圧化する構成が示されているが、例えば、シリーズレギュレータを備える等、他の定電圧制御のための構成が採られてもよい。
また、さらには、本発明としての概念に基づく電源回路としては、二次側直流出力電圧を定電圧化するための構成を省略しても、目的とする作用、効果を得ることが可能である。従って、本発明の基づく電源回路を構成するのにあたっては、必ずしも、二次側直流出力電圧を定電圧化するための構成を設ける必要はないということがいえる。
【０１８０】
また、本発明としてのスイッチング電源回路としては、上記各実施の形態としての構成に限定されるものではなく、例えば、要部の部品素子の定数などは適宜、各種条件に応じて適切な値に変更されればよい。
また、第１及び第４の実施の形態では、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４に対して自励発振回路を設けたが、例えばスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４をＭＯＳ−ＦＥＴやＩＧＢＴで形成する場合、これに対応して他励発振回路によってスイッチング動作させる構成としてもよい。逆に、２本のスイッチング素子によるハーフブリッジ方式による電源回路については、第２の実施の形態などのようにして他励式の構成のみを示しているが、自励式により構成してもよいものである。
【０１８１】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明のスイッチング電源回路は、複合共振形コンバータとして、一次側は、電流共振形スイッチングコンバータと一次側部分電圧共振回路が組み合わされた基本構成を採る。そのうえで、絶縁コンバータトランスのコアに所定長以上のギャップを形成して、一次巻線と二次巻線とが所要以下の結合係数による疎結合となるように構成する。さらに、二次巻線の１ターンあたりの誘起電圧が所定レベル以下となるように二次巻線の巻線数を選定している。このような構成を採る結果、絶縁コンバータトランスの二次側の整流電流は連続動作モードとなる。
先行技術としての電源回路においては、軽負荷になるにしたがって非電力伝送期間が拡大することにより電力変換効率が低下する傾向にあった。
これに対して、本発明のスイッチング電源回路では、絶縁コンバータトランスの二次側の整流電流を連続動作モードとしたことにより、上記非電力伝送期間の増減にかかわらず、二次側においては定常的に電力伝送が行われているものとみることができる動作となるので、軽負荷の条件における電力変換効率を向上することが可能になる。
また、本発明の電源回路によれば重負荷時における電力変換効率の向上も図られることとなるので、結果的には、軽負荷時から重負荷時にわたって電力変換効率の向上を図ることができるようになる。
【０１８２】
また、本発明のスイッチング電源回路は、複合共振形コンバータとして、一次側は、電流共振形スイッチングコンバータと一次側部分電圧共振回路が組み合わされた基本構成を採る。そのうえで、二次側に対しても二次側部分電圧共振回路を設けたうえで、絶縁コンバータトランスのコアに所定長以上のギャップを形成して、一次巻線と二次巻線とが所要以下の結合係数による疎結合となるように構成する。さらに二次巻線の１ターンあたりの誘起電圧が所定レベル以上となるように一次巻線と二次巻線の巻線数を選定して、絶縁コンバータトランスの二次側の整流電流を不連続動作モードとしている。そして、絶縁コンバータトランスの二次側に二次側部分電圧共振回路を形成し、この二次側部分電圧共振回路を所要のタイミングでもって、二次側部分電圧共振回路を動作させるようにしている。
このような構成では、二次側整流電流は不連続動作モードで流れるが、二次側整流ダイオードがオフとなって二次側整流電流が停止している期間に、二次側部分電圧共振電流が流れることとなる。このため、二次側整流電流は不連続動作モードでありながら、二次巻線に流れる電流は連続したものとすることができる。この結果、一次側直列回路に流れる電流は例えばＭ字形となって、ピークが抑制されることになり、電力変換効率が高められることになる。本発明の電源回路としても、対応する負荷電力範囲で電力変換効率の向上が認められているが、特に、軽負荷の傾向における電力変換効率特性が著しく改善されている。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態のスイッチング電源回路の回路図である。
【図２】第１の実施の形態のスイッチング電源回路の動作を示す波形図である。
【図３】第１の実施の形態のスイッチング電源回路の特性を示す特性図である。
【図４】二次側回路の他の構成例を示した図である。
【図５】第２の実施の形態のスイッチング電源回路の回路図である。
【図６】第２の実施の形態のスイッチング電源回路の動作を示す波形図である。
【図７】第２の実施の形態のスイッチング電源回路の動作を示す波形図である。
【図８】第２の実施の形態のスイッチング電源回路の特性を示す特性図である。
【図９】第２の実施の形態のスイッチング電源回路の動作を示す波形図である。
【図１０】第３の実施の形態のスイッチング電源回路の回路図である。
【図１１】第４の実施の形態のスイッチング電源回路の回路図である。
【図１２】第４の実施の形態のスイッチング電源回路の動作を示す波形図である。
【図１３】第４の実施の形態のスイッチング電源回路の特性を示す特性図である。
【図１４】第５の実施の形態のスイッチング電源回路の回路図である。
【図１５】第５の実施の形態のスイッチング電源回路の動作を示す波形図である。
【図１６】第５の実施の形態のスイッチング電源回路の動作を示す波形図である。
【図１７】第５の実施の形態のスイッチング電源回路の特性を示す特性図である。
【図１８】第６の実施の形態のスイッチング電源回路の動作を示す波形図である。
【図１９】本実施の形態の電源回路に備えられる絶縁コンバータトランスの構造例を示す断面図である。
【図２０】本実施の形態の電源回路に備えられる絶縁コンバータトランスの他の構造例を示す断面図である。
【図２１】先行技術としてのスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
【図２２】先行技術としてのスイッチング電源回路の他の構成例を示す回路図である。
【図２３】図２１に示したスイッチング電源回路の動作を示す波形図である。
【図２４】図２１に示したスイッチング電源回路のＡＣ−ＤＣ電力変換効率の特性の説明図である。
【図２５】先行技術としてのスイッチング電源回路のさらに他の構成例を示す回路図である。
【図２６】図２５に示したスイッチング電源回路における要部の動作を示す波形図である。
【図２７】図２５に示したスイッチング電源回路における要部の動作を示す波形図である。
【図２８】図２５に示したスイッチング電源回路の特性を示す特性図である。
【符号の説明】
１　制御回路、発振・ドライブ・保護回路、Ｄｉ　ブリッジ整流回路、Ｃｉ　平滑コンデンサ、Ｑ１　Ｑ２　Ｑ３　Ｑ４　スイッチング素子、ＰＩＴ　絶縁コンバータトランス、Ｎ１　一次巻線、Ｎ２　二次巻線、Ｃ１　一次側直列共振コンデンサ、Ｃｐ　Ｃｐ１　Ｃｐ２　一次側部分電圧共振コンデンサ、Ｃ２　二次側部分電圧共振コンデンサ

Claims (4)

1. 商用交流電源を入力して整流平滑動作を行うことで、整流平滑電圧を生成する整流平滑手段と、
   入力された直流入力電圧を断続するスイッチング素子を備えて形成されるスイッチング手段と、
   上記スイッチング素子をスイッチング駆動する駆動手段と、
   磁脚に所定長以上のギャップを形成したコアに対して一次巻線及び二次巻線を巻装することで、上記一次巻線と二次巻線とが所要以下の結合係数による疎結合の状態となるようにされると共に、上記二次巻線の１ターンあたりの誘起電圧が所定レベル以下となるように、上記二次巻線の巻線数を設定して構成され、上記一次巻線に得られる上記スイッチング手段の出力を二次巻線に対して伝送する絶縁コンバータトランスと、
   少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分と、上記一次巻線に直列接続された一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成され、上記スイッチング手段の動作を電流共振形とする一次側直列共振回路と、
   上記スイッチング手段を形成するスイッチング素子のうち、所定のスイッチング素子に対して並列に接続される一次側部分電圧共振コンデンサのキャパシタンスと、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分によって形成され、上記スイッチング手段を形成するスイッチング素子のターンオフ期間においてのみ部分電圧共振動作を行う一次側部分電圧共振回路と、
   上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番電圧を入力して整流動作を行って二次側直流出力電圧を生成するように構成された直流出力電圧生成手段と、
   を備えていることを特徴とするスイッチング電源回路。
2. 上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて、上記スイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで、上記二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成された定電圧制御手段を、
   さらに備えることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
3. 商用交流電源を入力して整流平滑動作を行うことで、整流平滑電圧を生成する整流平滑手段と、
   入力された直流入力電圧を断続するスイッチング素子を備えて形成されるスイッチング手段と、
   上記スイッチング素子をスイッチング駆動する駆動手段と、
   磁脚に所定長以上のギャップを形成したコアに対して一次巻線及び二次巻線を巻装することで、上記一次巻線と二次巻線とが所要以下の結合係数による疎結合の状態となるようにされると共に、上記二次巻線の１ターンあたりの誘起電圧が所定レベル以上となるように、上記二次巻線の巻線数を設定して構成され、上記一次巻線に得られる上記スイッチング手段の出力を二次巻線に対して伝送する絶縁コンバータトランスと、
   少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分と、上記一次巻線に直列接続された一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成され、上記スイッチング手段の動作を電流共振形とする一次側直列共振回路と、
   上記スイッチング手段を形成するスイッチング素子のうち、所定のスイッチング素子に対して並列に接続される一次側部分電圧共振コンデンサのキャパシタンスと、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分によって形成され、上記スイッチング手段を形成するスイッチング素子のターンオフ期間においてのみ部分電圧共振動作を行う一次側部分電圧共振回路と、
   上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番電圧を入力して整流動作を行って二次側直流出力電圧を生成するように構成された直流出力電圧生成手段と、
   上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に対して並列に接続される二次側部分電圧共振コンデンサのキャパシタンスと、上記二次巻線の漏洩インダクタンス成分によって形成され、二次側において部分共振動作を行う二次側部分電圧共振回路と、
   を備えていることを特徴とするスイッチング電源回路。
4. 上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて、上記スイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで、二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成された定電圧制御手段と、
   を備えていることを特徴とする請求項３に記載のスイッチング電源回路。

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