CN100459387C

CN100459387C - 开关电源电路

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Publication number: CN100459387C
Application number: CNB038234300A
Authority: CN
Inventors: 安村昌之
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 2002-08-09
Filing date: 2003-08-08
Publication date: 2009-02-04
Anticipated expiration: 2023-08-08
Also published as: CN1685593A; JP2004135490A; WO2004015849A1; US20060126364A1; KR20050059061A; US7298633B2

Abstract

一种提高了功率变换效率的开关电源电路。组合了初级侧上设置的电流谐振变换器和初级侧部分电压谐振电路的组合型谐振变换器具有由全波整流电路构成的初级侧DC输入整流电路。隔离式变换器变压器(PIT)的磁芯间隙G为2.0mm。初级和次级绕组(N1，N2)是弱耦合，即它们的耦合系数约为0.81。初级和次级绕组(N1，N2)的匝数经确定，能使每匝次级绕组(N2)的感应电压在2V或其以下。利用这种配置能提高初级绕组的漏磁电感(L11)和次级绕组(N2)的漏磁电感(L21)。结果，能降低轻负载条件下的初级侧电流(I1)，也能减小开关输出电流(IQ1，IQ2)。

Description

开关电源电路

技术领域

本发明涉及一种用作各种电子装置中的电源的开关电源电路。

背景技术

公知的各种开关电源电路例如包括回扫(flyback)变换器型开关电源电路或正向(forward)变换器型开关电源电路。由于上述类型的开关变换器的开关操作波形是方形波，所以它在抑制开关噪声方面受到限制。另外，已经知道，由于开关变换器的操作特性，它在提高功率变换效率方面存在限制。

于是，本申请的申请人提出过各种依赖于各种谐振型变换器的开关电源电路。依照这些谐振型变换器，因开关操作波形是正弦波形，所以很容易获得较高的功率变换效率，并能实现低噪声。另外，谐振型变换器还具有可由较少量部件构成的优点。

图21是表示一种电源电路的配置的例子的电路示意图，它是基于本申请的申请人以前提出的发明配置的。该电源电路采用自激电流谐振型变换器。

该图所示的开关电源电路包括电压倍增整流电路作为利用商用AC电源(AC输入电压VAC)产生DC输入电压(整流滤波电压Ei)的整流电路系统，所述电压倍增整流电路包括按图示方式连接的两个低速恢复(recovery)型整流二极管D1和D2、两个滤波电容器Ci1和Ci2。在电压倍增整流电路中，在串联连接的滤波电容器Ci1和Ci2上产生整流滤波电压Ei，它对应于AC输入电压VAC的两倍。

如图所示，电源电路的开关变换器包括以半桥连接方式连接的两个开关元件Q1和Q2，这两个开关元件接在滤波电容器Ci1的正极侧节点和接地点之间。在该情况下，开关元件Q1和Q2采用可耐400V电压的双极晶体管(BJT；结型晶体管)。

在开关元件Q1、Q2的集电极和基极之间分别接有起动电阻器RS1和RS2。

另外，在开关元件Q1和Q2的基极和发射极之间分别连有箝位二极管DD1和DD2。在该情况下，箝位二极管DD1的阴极与开关元件Q1的基极相连，而箝位二极管DD1的阳极与开关元件Q1的发射极相连。同时，与之类似，箝位二极管DD2的阴极与开关元件Q2的基极相连，箝位二极管DD2的阳极与开关元件Q2的发射极相连。

在开关元件Q1的基极和开关元件Q2的集电极之间接有由基极限流电阻RB1、谐振电容器CB1和激励(driving)绕组NB1组成的串联电路。谐振电容器CB1自身的电容和激励绕组NB1的电感LB1共同构成串联谐振电路。

类似地，在开关元件Q2的基极和初级侧地之间接有基极限流电阻器RB2、谐振电容器CB2和激励绕组RB2组成的另一串联电路，谐振电容器CB2和激励绕组NB2的电感LB2一起构成自振荡串联谐振电路。

一个正交控制变压器(transformer)PRT(功率调节变换器)驱动开关元件Q1和Q2，按下面描述的方式执行恒压控制。

正交控制变压器PRT配置成正交型饱和电抗器，其中缠绕着激励绕组NB1和NB2以及用于检测谐振电流的谐振电流检测绕组NA，并沿着与激励绕组NB1和NB2的缠绕方向相垂直的方向缠绕着控制绕组NC。

尽管图中未示出，正交控制变压器PRT按以下方式构成：两个双通道形四支路(leg)磁芯在其磁支路的端部组合在一起，形成实心磁芯。谐振电流检测绕组NA和激励绕组NB沿同一缠绕方向绕制在实心磁芯的两个磁支路上。另外，控制绕组NC沿着与谐振电流检测绕组NA和激励绕组NB的缠绕方向相垂直的方向绕制。

在该情况下，激励绕组NB1的一端通过串联连接的谐振电容器CB1和基极限流电阻器RB1与开关元件Q1的基极相连，其另一端与开关元件Q2的集电极相连。激励绕组NB2的一端与地相连，另一端通过谐振电容器CB2和电阻器RB2的串联连接与开关元件Q2的基极相连。激励绕组NB1和激励绕组NB2按照能在其中产生彼此极性相反的电压的方式绕制。

与此同时，谐振电流检测绕组NA的一端与开关元件Q1的发射极和开关元件Q2的集电极之间的节点(开关输出点)相连，另一端与后面要描述的隔离式变换器变压器(功率隔离变压器)PIT的初级绕组N1的一端相连。要注意的是，谐振电流检测绕组NA的匝数例如约为1T(匝)。

隔离式变换器变压器PIT将开关元件Q1和Q2的开关输出传输到次级侧。

如图19所示，隔离变流变换器PIT其构成：包括E-E型磁芯，该磁芯例如由铁氧材料制成的E型磁芯CR1和CR2构成，如图19所示，这两个磁芯按照磁支路彼此相对的方式组合。利用分区线圈架B将初级绕组N1(N4)和次级绕组N2(N3)按分开状态绕在E-E型磁芯的中央磁支路上。该情况下，在分区线圈架B上按模型(pattern)线组缠绕大约

的绞合线，以此构成初级绕组N1(N4)和次级绕组N2(N3)。

另外，该情况下，在E-E型磁芯的中央磁支路上形成0.5mm到1.0mm的间隙G。由于间隙G的存在，将初级绕组N1和次级绕组N2(N3)的耦合系数设定成例如可获得K＝0.8的弱耦合状态。

隔离式变换器变压器PIT的初级绕组N1的一端通过谐振电流检测绕组NA与开关元件Q1的发射极和开关元件Q2的集电极之间的节点(开关输出点)相连，由此获得开关输出。初级绕组N1的另一端通过初级侧串联谐振电容器C1(例如由薄膜电容器构成)与初级侧地相连。

在该情况下，初级侧串联谐振电容器C1和初级绕组N1串联连接，而初级侧串联谐振电容器C1的电容和包括该初级绕组N1(串联谐振绕组)的隔离式变换器变压器PIT的漏磁电感分量共同构成串联谐振电路，从而让开关变换器的操作成为电流谐振型操作。

用于初级侧部分电压(partial voltage)谐振的初级侧部分电压谐振电容器Cp并联在开关元件Q2的集电极和发射极之间，初级侧部分电压谐振电容器Cp和初级绕组N1的漏磁电感构成部分电压谐振电路。由此，开关元件Q1和Q2能执行零电压开关(ZVS)操作和零电流开关(ZCS)。

利用图中所示的初级侧开关变换器，就能实现初级侧串联谐振电路(L1-C1)的电流谐振型操作和部分电压谐振电路(Cp/L1)的部分电压谐振操作。

简而言之，图中所示的电源电路采用其中一能使初级侧开关变换器成为谐振型开关变换器的谐振电路与另一谐振电路组合的形式。在本说明书中，将上述类型的开关变换器称为组合谐振型变换器。

另外，在图中所示的隔离式变换器变压器PIT的次级侧，以彼此独立分开方式缠绕着次级绕组N2和N3。另外，桥式整流电路DBR和滤波电容器C01与次级绕组N2相连，以产生次级侧DC输出电压E01。与此同时，次级绕组N3设有中心抽头，整流二极管D01和D02以及滤波电容器C02按图中所示的方式与次级绕组N3相连，从而构成由[整流二极管D01和D02以及滤波电容器C02]组成的全波整流电路，以产生次级侧DC输出电压E02。

在该情况下，次级侧DC输出电压E01也被分接(branch)并输入到控制电路1中。

控制电路1提供DC电流，按照下面所述，例如，该DC电流的电平响应于次级侧的次级侧DC输出电压E01的电平，随着对于正交控制变压器PRT的控制绕组NC的控制电流而变化，由此执行恒压控制。

就具有上述配置的电源电路的开关操作而言，当首先能得到商用AC电源时，例如可通过起动电阻器RS1和RS2向开关元件Q1和Q2的基极提供起动电流，并且，例如如果开关元件Q1先导通，就会控制开关元件Q2关断。然后，谐振电流作为开关元件Q1的输出流过谐振电流检测绕组NA -初级绕组N1-初级侧串联谐振电容器C1。按以下方式控制开关元件Q1和Q2：在谐振电流变为零的时间点附近，开关元件Q2导通，而开关元件Q1关断。然后，反向谐振电流流过开关元件Q2。之后，开始开关元件Q1和Q2交替导通的自激开关操作。

由于开关元件Q1和Q2按这种方式利用滤波电容器Ci的端电压作为操作电源重复导通/关断的交替操作，将波形接近谐振电流波形的激励电流提供给隔离式变换器变压器PIT的初级绕组N1，并在次级绕组N2和N3处获得交变输出。

由正交控制变压器PRT的恒压控制按以下方式进行。

例如，如果次级侧DC输出电压E01因AC输入电压或负载功率的改变而变化，控制电路1就响应次级侧DC输出电压E01的变化，以可变方式控制流到控制绕组NC的控制电流的电平。

由于正交控制变压器PRT中控制电流产生的磁通量的影响，正交控制变压器PRT的饱和状态趋势改变，它会作用改变激励绕组NB1和NB2的电感。结果，自激励振荡电路的状态发生变化，从而控制开关频率fs变化。

在该图所示的电源电路中，将开关频率fs设在高于初级侧串联谐振电容器C1和初级绕组N1的串联谐振电路的谐振频率的频率范围内，例如，如果开关频率fs变高，开关频率fs就与串联谐振电路的谐振频率远离。于是，初级侧串联谐振电路对开关输出的谐振阻抗升高。

由于谐振阻抗以这种方式变高，就会抑制要提供给初级侧串联谐振电路的初级绕组N1的激励电流，结果，也抑制了次级侧DC输出电压，由此实现了恒压控制。

图22是表示另一电源电路的配置的例子的电路示意图，它是基于本申请的申请人以前提出的发明构成的。要注意的是，与图21所示电源电路的元件相同的元件用相同参考数字表示，在此省略了对它们的说明。

图22的电源电路也包括电流谐振型变换器，其中开关元件Q11和Q12以半桥连接方式相连，但其驱动方法是分别激励法。该情况下，采用MOS-FET或IGBT(绝缘栅双极晶体管)作为开关元件Q11和Q12。

另外，在该情况下，由桥式整流电路Di和滤波电容器Ci构成的整流滤波电路对商用AC电源AC的AC输入电压VAC进行整流和滤波，产生例如等于AC输入电压VAC的峰值的DC输入电压。

开关元件Q11和Q12的栅极与振荡驱动电路11相连。开关元件Q11的漏极与滤波电容器Ci的正极相连，而开关元件Q11的源极通过初级绕组和初级侧串联谐振电阻器C1与初级侧地相连。与此同时，开关元件Q12的漏极与开关元件Q11的源极相连，开关元件Q12的源极与初级侧地相连。

并且，用于初级侧部分电压谐振的初级侧部分电压谐振电容器Cp与开关元件Q12的漏极-源极并联。

此外，开关元件Q11和Q12的漏极和源极之间并联着箝位二极管DD1和DD2。

为了实现开关而对开关元件Q11和Q12进行驱动，由此实现振荡驱动电路11的开关操作，它与下面参照图21所述的操作类似。

具体而言，该情况下的控制电路1通过光电耦合器PC向初级侧的振荡驱动电路11提供一定电平的电流或电压，该电流或电压响应次级侧DC输出电压E01的变化而变化。振荡驱动电路11向开关元件Q11和Q12的栅极交替输出开关驱动信号(电压)，该信号的周期响应控制电路1的输出电平而变化，由此实现了次级侧DC输出电压E01的稳定化。于是开关元件Q11和Q12的开关频率也发生变化。

在该情况下，振荡驱动电路11向隔离变流变换器PIT的初级侧上上设置的第三绕组N4输入低压DC电压E3，以利用该DC电压E3作为操作电源，所述低压C电压E3是通过整流二极管D3和电容器C3组成的整流电路得到的。此外，通过起动电阻器RS输入整流滤波电压Ei来起动振荡驱动电路11。

图23是表示图21所示电源电路的主要部件的操作波形图。

要注意的是，图22所示电源电路的操作波形也基本上类似于图23的操作波形。

首先，如果能得到商用AC电源，并且也例如通过起动电阻器RS1向开关元件Q1的基极提供了起动电流来导通开关元件Q1，那么就会控制开关元件Q2关断。然后，作为开关元件Q1的输出的谐振电流沿着初级绕组N1-初级侧串联谐振电容器C1流动，并且在谐振电流等于零的时间点附近，控制开关元件Q1和Q2，以便让开关元件Q2导通，开关元件Q1关断。之后，控制开关元件Q1和Q2交替导通。

于是，在其中开关元件Q2导通的周期TON和其中开关元件Q2关断的另一周期TOFF内，开关元件Q2的集电极-发射极电压VQ2的波形如图23(a)所示，波形如图23(b)所示的开关电流IQ2流到开关元件Q2的集电极。

另外，尽管此处未示出，开关元件Q1的集电极-发射极电压和流入开关元件Q1侧的开关电流的波形分别与开关元件Q2的集电极-发射极电压VQ2和开关电流IQ2的波形相位相差180度。简而言之，开关元件Q1和Q2在它们交替导通/关断的同时执行开关操作。

响应于开关元件Q1和Q2的开关操作，流入初级侧串联谐振电容器C1的初级侧串联谐振电流I1的波形为依照图23(c)所示开关周期的正弦波形。简而言之，初级侧串联谐振电流I1具有依照电流谐振型的谐振波形。在次级绕组N2中，也因为流过初级绕组N1的电流所产生的交变电压而激励交变电压。

然后，响应于次级绕组N2中按上述方式产生的交变电压，在与次级绕组N2相连的桥式整流电路DBR的正极侧输入端和负电极侧输入端之间获得波形如图23(e)所示的端子间电压V2。简而言之，在整流电流流过桥接整流电路DBR的周期内，获得被箝位于整流滤波电压E0的绝对值电平上的波形。端子间电压V2被箝位于E0的绝对值电平上的时间对应于整流电流流过的时间，由此表明，取决于端子间电压V2，流过次级绕组N2的电流呈现不连续模式。

另外，对于与开关元件Q2并联连接的初级侧部分电压谐振电容器Cp，图23(d)所示的谐振电流ICP仅在开关元件Q1和Q2导通或关断的很短时间周期内流动。简而言之，执行部分电压谐振操作。

由此就控制着开关元件Q1和Q2执行ZVS操作和ZCS操作，进而降低了开关元件Q1和Q2的开关损耗。

图24是表示在周期TON内AC-DC功率变换效率(ηAC-DC)、开关元件Q2和开关频率fs的变化特性的示意图，此时，AC输入电压VAC是VAC＝100V时，次级侧DC输出电压E01的负载功率Po由0W变为200W。

如该图所示，在图21所示的电源电路示意图中，开关频率fs被控制成随负载功率Po增大而降低。另外，开关元件Q2被同时控制成使得开关元件Q2导通的周期TON增加。

此外，该情况下，当负载功率Po是Po＝200W时，AC-DC功率变换效率(ηAC-DC)大约为91.8％，当负载功率Po是Po＝150W时，它约为92.4％。因此，当负载功率Po是Po＝150W时，获得最高效率状态。

要注意的是，当打算获得图23所示的操作波形和图24所示的特性时，按以下方式选择图21中所示装置的部件常数。

首先，对于隔离变流变换器PIT而言，缠绕的初级绕组N1＝次级绕组N2＝45T。另外，选择初级侧串联谐振电容器C1＝0.056μF，初级侧部分电压谐振电容器Cp＝330pF。

图25是表示相关技术的开关电源电路的另一电路例子的示意图，它是基于本申请的申请人以前提出的发明构成的。要注意的是，与图21和22所示电源电路相同的元件用相同参考符号表示，在此省略了对它们的说明。

在该图所示的电源电路中，部分电压谐振电路与分别激励电流谐振型变换器组合。另外，电源电路采用能满足商用AC电源AC＝100V系统的条件的配置。

另外，在该图所示的电源电路中，与图22中所示的电源电路类似，也采用全波整流滤波电路作为输入整流电路。

此外，在该电源电路中，为了驱动开关元件Q11和Q12实现开关操作，例如，设置了由通用IC构成的振荡、驱动与保护电路2。振荡、驱动与保护电路2包括振荡电路、驱动电路和保护电路。振荡电路和驱动电路向每个开关元件Q11和Q12的栅极(gate)提供所需频率的驱动信号(栅极电压)。由此，开关元件Q11和Q12执行开关操作，使它们以所需开关频率交替导通/关断。

与此同时，振荡、驱动和保护电路2的保护电路例如检测电源电路的过电流或过电压状态，控制开关元件Q11和Q12的开关操作，对电路执行保护。

次级绕组N2和匝数比次级绕组N2的匝数少的另一次级绕组N2A缠绕在隔离式变换器变压器PIT的次级侧上。在次级侧绕组中，响应于发送给初级次级绕组N2设有图中所示的中央抽头，该中央抽头与次级侧地相连。另外，如图所示，由整流二极管D01和D02以及滤波电容器C01构成的全波整流电路与次级绕组N2相连。由此，就获得了整流滤波电压E01，它是在滤波电容器C01上的电压。整流滤波电压E01提供给负载侧(未示出)，其也被分接并输入作为下面描述的控制电路1的检测电压。

次级绕组N2A的中央抽头也与次级侧地相连，由整流二极管D01和D04以及滤波电容器C02构成的另一全波整流电路与该次级绕组N2A相连。由此，由在滤波电容器C02上的电压得到了次级侧DC输出电压E02。次级侧DC输出电压E02也被提供为控制电路1的操作电源。

控制电路1将对应于次级侧DC输出电压E01的电平变化的检测输出提供给振荡、驱动与保护电路2。振荡、驱动与保护电路2驱动开关元件Q11和Q12，使其开关频率响应于输入到其上的控制电路1的检测输出而变化。由于开关元件Q11和Q12的开关频率按这种方式变化，就会稳定次级侧DC输出电压的电平。

在此，在具有上述配置的电源电路中，获得约1.7V的电压即DC电压E3，作为操作电源提供给振荡、驱动和保护电路2。

获得大约135v的电压作为次级侧DC输出电压E01。然后，在该条件下，选择次级绕组N2的匝数T，使其满足5V/T，流入整流二极管D01和D02的次级绕组电流呈现连续模式。

图26是表示图25中所示电源电路在开关周期内的操作的波形图。在此，示出了AC输入电压VAC＝100V和负载功率Po＝125W条件下的操作。

在该情况下，开关元件Q12的集电极-发射极电压VQ2在开关元件Q12导通的周期TON内和开关元件Q12关断的另一周期TOFF内具有图26(a)所示波形，具有图26(b)所示波形的集电极电流IQ2流到开关元件Q12的集电极。

另外，初级绕组N1的励磁电感L1产生的负极性锯齿波形电流作为集电极电流IQ2流过箝位二极管DD2的周期A变为不向负载侧传送功率的不传功率周期。

相反，初级绕组N1的漏磁电感分量L11和初级侧串联谐振电容器C1的电容产生的正极性谐振电流作为集电极电流IQ2流动的另一周期B是向负载侧传送功率的功率传送周期。

在该情况下，由于图26(d)所示的那种初级绕组电流I1流到初级侧串联谐振电容C1，隔离式变换器变压器PIT的初级绕组N1上获得呈现图26(C)所示的在周期TON和周期TOFF内极性相反的电压V1。

另外，由于图26(f)所示的那种次级侧电流ID在次级绕组N2的中央抽头和次级侧地之间流动，因此在次级绕组N2的缠绕起始端侧和次级侧地的端子间电压V2具有图26(e)所示的那种波形。

图27是表示开关周期内在AC输入电压VAC＝100V和负载功率Po＝25W条件下的操作的波形图，用以与开关周期内的图26所示波形图进行比较。

该情况下，在开关元件Q12导通的周期TON内和开关元件Q12关断的另一周期TOFF内，开关元件Q12的集电极-发射极电压VQ2具有图27(a)所示的那种波形，具有图27(b)所示波形的开关电流IQ2流向开关元件Q12的集电极。在该情况下，经与图26(b)所示的波形进行比较可以看出，周期A延长。由此，可以认为，当负载功率Po＝25(低负载时)时，传到负载侧的功率降低，功率转换效率下降。

在该情况下，具有图27(d)所示正弦波形的初级侧串联谐振电流I1流到初级侧串联谐振电容器C1。由此，在隔离式变换器变压器PIT的初级绕组N1上获得具有图27(c)所示波形的电压V1。

另外，由于图27(f)所示的那种次级侧电流ID在次级绕组N2的中央抽头和次级侧地之间流动，次级绕组N2的缠绕起始端侧和次级侧地之间的端子间电压V2具有图27(e)所示的那种波形。

图28表示AC-DC功率变换效率(ηAC-DC)、开关频率fs和开关输出电流IQ1和IQ2相对于图25所示电源电路的负载功率变化的变化特性曲线。在此示出了AC输入电压VAC＝100V、负载功率Po＝0W到125W条件下的特性。

该情况下，可以看到，AC-DC功率变换效率(ηAC-DC)具有随着负载增大而增大的趋势。特别是，在该情况下，尽管AC-DC功率变换效率(ηAC-DC)例如在负载功率Po是Po＝125W时接近92％，但当负载功率Po是Po＝50W时AC-DC功率变换效率(ηAC-DC)降到约89％，当负载功率Po是Po＝25W时，AC-DC功率变换效率(ηAC-DC)进一步降到大约82.5％。该情况下，无负载条件下的AC输入功率是4.2W。

与此同时，开关频率fs具有随负载降低而成比例增大的趋势。

另外，当负载功率Po是Po＝125W时开关输出电流IQ1和IQ2的峰值为3.5Ap，当负载功率Po是Po＝25W时开关输出电流IQ1和IQ2的峰值为3.0Ap。

依照图25所示电源电路的配置，当负载功率Po是Po＝25W时，因初级绕组N1的漏磁电感分量L11(L11＝42μH)和初级侧串联谐振电容器C1的电容引起正极性谐振电流流动，于是向负载侧传送功率的周期B缩短。然后，因初级绕组N1的励磁电感L1(L1＝165μH)使负极性锯齿波电流流动的功率不传送周期A变长。结果，对于图25所示配置的电源电路，低负载状态下的AC-DC功率变换效率(ηAC-DC)下降。

要注意的是，按以下方式选择图25电源电路的元器件，获得图26到28所示的测量结果。

首先，对于隔离式变换器变压器PIT，将间隙G定为G＝1.0mm，从而将耦合参数k选择为k＝0.87。然后，绕制初级绕组N1＝24T，次级绕组N2＝23T+23T，第三绕组N4＝2T。

此外，选择初级侧串联谐振电容器C1＝0.068μF，初级侧部分电压谐振电容器Cp＝470μF。

要注意的是，例如，可列出日本专利公开平8-066025号的专利公报作为与本发明相关的另一现有技术。

顺便提及，对于配置成半桥型电流谐振型变换器、以通过全波整流电路方式获得DC输入电压的电源电路，存在着增强功率变换效率方面的局限。具体而言，能保证功率变换效率大约达到92％的负载功率最大是大约120W。例如，在125W到150W范围的重负载条件下，功率变换效率等于或低于92％。

因此，例如，如果希望获得电源电路能解决最大负载功率在150W以上的高功率变换效率，可将电源电路配置成通过图21所示的电压倍增整流电路获得DC输入电压。利用该配置，能将功率变换效率提高到约93％。但是，在该情况下，必需将两个滤波电容器组合到电压倍增整流电路中，由于开关元件Q1和Q2以及谐振电容器的耐压特性提高，部件成本也增加。

另外，特别是，功率变换效率随负载降低而下降成为上述现有技术的电源电路所共有的问题。

例如，以图25所示的电源电路为例，当负载功率Po是Po＝50W时，AC-DC转换效率(ηAC-DC)约为89％，当负载功率Po＝25W时，它约为82.5％。另外，在负载功率Po是Po＝0W的无负载条件下，AC输入功率约为4.2W。

按照这种方式，对于作为相关技术变换器的包括上述电流谐振型变换器的组合谐振型变换器来说，人们需要在从大负载条件到小负载条件的范围内获得更高功率变换效率。

发明内容

于是，考虑到上述问题，依照本发明按以下方式配置开关电源电路。

具体是，开关电源电路包括：整流滤波部分，用于接收商用AC电源作为其输入，并对商用AC电源执行整流滤波操作，以产生整流滤波电压；开关部分，包括多个开关元件，用于遮断输入到其上的DC输入电压；以及驱动部分，用于驱动开关元件进行开关。

开关电源电路还包括：包括初级绕组和次级绕组的变换器变压器，所述绕组缠在带磁支路的磁芯上，所述磁芯中形成了预定长度或以上的间隙，这样初级绕组和次级绕组为弱耦合状态，其耦合系数等于或低于所需值，这些绕组的匝数被设定成能使每匝次级绕组的感应电压等于或低于预定电平，在初级绕组上获得的开关部分的输出传给次级绕组。

开关电源电路还包括：用于使开关部分操作成为电流谐振型操作的初级侧串联谐振电路，至少由变换器变压器的初级绕组的漏磁电感分量和与初级绕组串联连接的初级侧串联谐振电容器的电容构成；仅在构成开关部分的开关元件的关断周期内执行部分电压谐振操作的初级侧部分电压谐振电路，由与构成开关部分的一个预定开关元件并联连接的初级侧部分电压谐振电容器的电容和变换器变压器初级绕组的漏磁电感分量构成；以及用于执行整流操作的DC输出电压产生部分，其中DC输出电压产生部分接收在变换器变压器次级绕组上获得的交变电流作为输入，产生次级侧DC输出电压。

依照上述配置，本发明的开关电源电路以组合谐振型变换器为基本配置，其中在初级侧组合了电流谐振型开关变换器和初级侧部分电压谐振电路。另外，在变换器变压器的磁芯中形成了预定长度或其以上的间隙，这样初级绕组和次级绕组为弱耦合状态，其耦合系数等于或低于所需值。再有，对初级绕组和次级绕组的匝数进行选择，使得每匝次级绕组的感应电压能使流过变换器变压器次级侧的次级侧电流呈现连续操作模式。因此，由于流过初级绕组的初级侧串联谐振电流随负载功率的降低而一起降低，就减少了初级侧的功率损耗，增强了AC-DC功率变换效率。

另外，本发明的开关电源电路可按以下方式构成。

尤其是，开关电源电路包括：整流滤波部分，用于接收商用AC电源作为其输入，并对商用AC电源进行整流滤波操作，以产生整流滤波电压；包括用于遮断输入到其上的DC输入电压的多个开关元件的开关部分，；和用于驱动开关元件进行开关的驱动部分。

开关电源电路还包括变换器变压器，该变压器包括缠绕在具有磁支路的磁芯上的初级绕组和次级绕组，所述磁芯中形成了一个预定长度或其以上的间隙，这样初级绕组和次级绕组为弱耦合状态，其耦合系数等于或低于所需值，次级绕组的匝数被设定成能使每匝次级绕组的感应电压等于或低于预定电平，在初级绕组上获得的开关部分的输出传给次级绕组。

开关电源电路还包括初级侧串联谐振电路和初级侧部分电压谐振电路，前者至少由变换器变压器的初级绕组的漏磁电感分量和与初级绕组串联连接的初级侧串联谐振电容器的电容构成，用于使开关部分的操作成为电流谐振型操作，后者由与构成开关部分的一个预定开关元件并联连接的初级侧部分电压谐振的电容器的电容和变换器变压器的初级绕组的漏磁电感分量构成，用以仅在构成开关部分的开关元件的关断周期内执行部分电压谐振操作。

开关电源电路还包括：执行整流操作的DC输出电压产生部分，其中DC输出电压产生部分接收在变换器变压器的次级绕组上获得的交变电压作为它的输入，产生次级侧DC输出电压；次级侧部分电压谐振电路，由与隔离式变换器变压器的次级绕组并联连接的次级侧部分电压谐振电容器的电容和次级绕组的漏磁电感分量构成，用以执行次级侧部分谐振操作。

依照上述配置，本发明的开关电源电路以组合谐振型变换器为基本配置，其中在初级侧组合了电流谐振型开关变换器和初级侧部分电压谐振电路。另外，除了在隔离式变换器变压器的磁芯上形成了预定长度或其以上的间隙以外，使得初级绕组和次级绕组为弱耦合状态，其耦合系数等于或低于所需值以外，还在次级侧设置了次级侧部分电压谐振电路。另外，初级绕组和次级绕组的匝数其选择，使得每匝次级绕组的感应电压能使流过变换器变压器次级侧的整流电流的电压呈现不连续操作模式。

此外，在部分电压谐振电路的部分电压谐振作用下，流过初级侧串联谐振电容器C1的初级侧串联谐振电流的波形是M形波形，使得流过开关元件的电流的电流波形也是M形波形。由此，当负载功率在200W到0W的范围内时，能够降低流过初级侧的初级侧串联谐振电流或者流过开关元件的电流的峰值电平，从而增强AC-DC功率变换效率。

另外，在隔离式变换器变压器的次级侧上设置次级侧部分电压谐振电路，由此能在次级侧实现部分电压谐振操作。通过部分电压谐振操作，就在建立上述不连续模式的周期内流过部分电压谐振电流，并且没有整流电流流过。

本发明提供一种开关电源电路，包括：

整流部分，用于接收AC输入电压作为其输入，并对商用AC电压实施整流操作，以产生整流电压；

滤波部分，用于输出通过对来自所述整流部分的整流电压实施滤波操作而产生的DC电压；

开关部分，包括一个或多个由两个开关元件组成的组，所述两个开关元件彼此串连串联连接于DC电压和参考电位之间，用于遮断来自所述滤波部分的DC电压；

隔离式变换器变压器，包括其中形成了一个间隙的磁芯，在所述磁芯上缠绕着初级绕组和次级绕组，用于将在所述初级绕组上获得的所述开关部分的输出传给所述次级绕组；

初级侧串连串联谐振电路，至少由与隔离式变换器变压器的所述初级绕组串连串联连接的初级侧串连串联谐振电容器的电容构成，用以按照提前确定的激励频率谐振，以便让所述开关部分的操作成为电流谐振型操作；

驱动部分，用于驱动构成所述开关部分的每个所述开关元件，使其以提前确定的开关频率进行开关；

为构成所述开关部分的所述多个开关元件组中的每一个设置的初级侧部分电压谐振电路，由与预定的一个所述开关元件并联连接的初级侧部分电压谐振电容器的电容和所述隔离式变换器变压器的所述初级绕组的漏磁电感分量构成，用于仅在构成所述开关部分的开关元件的关断周期内实施部分电压谐振操作；

DC输出电压产生部分，用于接收在所述隔离式变换器变压器的次级绕组上获得的交变电压作为输入，并对该输入的交变电压执行整流操作，以产生次级侧DC输出电压；以及

恒压控制部分，用于响应来自所述DC输出电压产生部分的次级侧DC输出电压电平，控制所述驱动部分以改变开关频率，以便对次级侧DC输出电压实施恒压控制；

设定所述磁芯的间隙宽度使耦合系数为0.84以下和设定每匝所述次级绕组的感应电压为3V以下，经设定，能从而使次级侧电流连续流过所述次级绕组。

本发明还提供一种开关电源电路，包括：

整流部分，用于接收AC电压作为输入，并对商用AC电压实施整流操作，以产生整流电压；

滤波部分，用于输出通过对所述整流部分的整流电压实施滤波操作而产生的DC电压；

开关部分，包括一个或多个彼此串连串联连接在DC电压和参考电位之间的二开关元件组，用于连接来自所述滤波部分的DC电压；

驱动部分，用于驱动所述开关部分以提前确定的开关频率进行开关；

隔离式变换器变压器，包括其中形成了一个间隙的磁芯和缠绕在所述磁芯上的初级绕组和次级绕组，用于将在所述初级绕组上获得的所述开关部分的输出传给所述次级绕组；

初级侧串连串联谐振电路，至少由与所述隔离式变换器变压器的所述初级绕组串连串联连接的初级侧串连串联谐振电容器构成，用于以提前确定的谐振频率谐振，以便让所述开关部分的操作成为电流谐振型操作；

为构成所述开关部分的所述多个开关元件组中的每一个设置的初级侧部分电压谐振电路，由与所述开关元件中预定的一个并联连接的初级侧部分电压谐振电容器的电容和所述隔离式变换器变压器的所述初级绕组的漏磁电感分量构成，用以仅在构成所述开关部分的开关元件的关断周期内实施部分电压谐振操作；

DC输出电压产生部分，用于接收在所述隔离式变换器变压器的所述次级绕组上获得的交变电压作为输入，并对输入的交变电压实施整流操作，以产生次级侧DC输出电压；

次级侧部分电压谐振电路，由与所述隔离式变换器变压器的所述次级绕组并联连接的次级侧部分电压谐振电容器的电容和所述次级绕组的漏磁电感分量构成，用于在次级侧实施部分谐振操作；以及

恒压控制部分，用于响应来自所述DC输出电压产生部分的次级侧DC输出电压的电平而控制所述驱动部分，以改变驱动所述多个开关元件进行开关的开关频率，以便对次级侧DC输出电压实施恒压控制；

设定所述磁芯的间隙宽度使耦合系数为0.84以下和设定每匝所述次级绕组的感应电压为3V以下，从而使次级侧电流连续流过所述次级绕组。

附图说明

图1是本发明第一实施例的开关电源电路的电路示意图；

图2(a)到(g)是表示第一实施例开关电源电路的操作的波形图；

图3是表示第一实施例开关电源电路的特性的特性曲线图；

图4是表示次级侧电路配置的另一例子的示意图；

图5是第二实施例的开关电源电路的电路示意图；

图6(a)到(f)是表示第二实施例开关电源电路的操作的波形图；

图7(a)到(f)是表示第二实施例开关电源电路的操作的波形图；

图8是表示第二实施例开关电源电路的特性的特性曲线图；

图9是表示第二实施例开关电源电路的操作的波形图；

图10是第三实施例的开关电源电路的电路示意图；

图11是表示第四实施例的开关电源电路的电路示意图；

图12(a)到(h)表示第四实施例开关电源电路的操作的波形图；

图13是表示第四实施例开关电源电路的特性的特性曲线图；

图14是第五实施例的开关电源电路的电路示意图；

图15(a)到(f)是表示第五实施例开关电源电路的操作的波形图；

图16(a)到(f)是表示第五实施例开关电源电路的操作的波形图；

图17是表示第五实施例开关电源电路的特性的特性曲线图；

图18(a)到(h)是表示第六实施例的开关电源电路的操作的波形图；

图19是表示在本发明的电源电路中设置的隔离式变换器变压器的配置的例子的剖示图；

图20是表示在该实施例的电源电路中设置的隔离式变换器变压器的结构的例子的剖示图；

图21是现有技术中的一个开关电源电路配置的例子的电路示意图；

图22是表示现有技术中的另一开关电源电路结构的例子的电路示意图；

图23(a)到(e)是表示图21所示开关电源电路的操作的波形图；

图24是表示图21所示开关电源电路的AC-DC功率变换效率的特性曲线图；

图25是表示现有技术中的再一个开关电源电路配置的例子的电路示意图；

图26(a)到(f)是表示图25所示开关电源电路的主要元件的操作的波形图；

图27(a)到(f)是表示图25所示开关电源电路的主要元件的操作的波形图；以及

图28是表示图25所示开关电源电路的特性的特性曲线图。

具体实施方式

下面将描述本发明的实施例。

图1表示作为本发明第一实施例的开关电源电路配置的一个例子。

图1所示开关电源电路是作为组合谐振型变换器的开关电源电路，它的初级侧包括：四元件配置的自振荡电流谐振型变换器，包括初级侧部分电压谐振电容器的初级侧部分电压谐振电路。

在该电源电路中，设置共模扼流圈CMC和跨接(cross)电容器CL作为噪声滤波器来除去商用AC电源AC中的共模噪声，从而形成所谓的线路滤波器。

另外，设置由桥式整流电路Di和滤波电容器Ci构成的全波整流滤波电路作为整流电路系统，以利用商用AC电源产生DC输入电压，并产生对应于等于AC输入电压VAC的电平的整流滤波电压Ei。

该图所示的电流谐振型变换器包括四个开关元件Q1、Q2、Q3和Q4，如图所示，它们按全桥连接方式连接。在该情况下，开关元件Q1到Q4采用电压耐压达200V的双极晶体管(BJT；结型晶体管)。

开关元件Q1和Q3的集电极与整流滤波电压Ei线(与滤波电容器Ci的正极)相连。

开关元件Q1的发射极与开关元件Q2的集电极相连，开关元件Q2的发射极与初级侧地相连。

开关元件Q3的发射极与开关元件Q4的集电极相连，开关元件Q4的发射极与初级侧地相连。

开关元件Q1的基极与自振荡驱动电路相连，该电路由串联连接的基极限流电阻器RB1、谐振电容器CB1和激励绕组NB1构成。在此，谐振电容器CB1和激励绕组NB1的串联连接构成了谐振电容器CB1的电容和激励绕组NB1的电感的串联谐振电路，开关频率就由该串联谐振电路的谐振频率决定。基极限流电阻器RB1调节基极电流电平，将其作为驱动信号从自振荡驱动电路提供给开关元件Q1的基极。

在开关元件Q1的基极和发射极之间沿图中所示方向连接了一个阻尼二极管DD1。与此同时，在开关元件Q1的集电极和基极之间连接了一个起动电阻器RS1，用于向开关元件Q1的基极提供起动电流。

与之类似，由基极限流电阻器RB2、谐振电容器CB2和激励绕组NB2串联连接构成的自振荡驱动电路与开关元件Q2的基极相连。谐振电容器CB2和激励绕组NB2构成串联谐振电路。在开关元件Q2的基极和发射极之间连接了一个阻尼二极管DD2，在开关元件Q2的集电极和基极之间连接了一个起动电阻器RS2。

另外，类似的是，由基极限流电阻器RB3、谐振电容器CB3和激励绕组NB3串联连接而成的自振荡驱动电路与开关元件Q3的基极相连。谐振电容器CB3和激励绕组NB3构成串联谐振电路。在开关元件Q3的基极和发射极之间连接了一个阻尼二极管DD3，在开关元件Q3的集电极和基极之间连接了一个起动电阻器RS3。

此外，类似地，由基极限流电阻器RB4、谐振电容器CB4和激励绕组NB4串联连接而成的一个自振荡驱动电路与开关元件Q4的基极相连。谐振电容器CB4和激励绕组NB4构成串联谐振电路。在开关元件Q4的基极和发射极之间连接了一个阻尼二极管DD4，在开关元件Q4的集电极和基极之间连接了一个起动电阻器RS4。

在开关元件Q2和Q4的集电极和发射极之间分别并联着初级侧部分电压谐振电容器Cp1和Cp2。

初级侧部分电压谐振电容器Cp1的电容和隔离式变换器变压器PIT的初级绕组N1的电感分量构成并联谐振电路(初级侧部分电压谐振电路)。

初级侧部分电压谐振电容器Cp1执行部分电压谐振操作，它仅在开关元件Q2和Q3关断的很短时间周期内进行电压谐振。与此同时，初级侧部分电压谐振电容器Cp2执行部分电压谐振操作，它仅在开关元件Q1和Q4关断的很短时间周期内进行电压谐振。

设置了一个正交控制变压器(激励变压器)PRT来驱动开关元件Q1到Q4开关，并以变化方式控制开关频率，以实现恒压控制。

激励变压器PRT上缠绕着激励绕组NB1到NB4，并且上面还缠绕着谐振电流检测绕组NA，利用激励绕组NB1。此外，激励变压器PRT配置成可饱和电抗器，其中沿着与上述绕组正交的方向缠绕着一个控制绕组NC。要注意的是，这些绕组沿一定方向缠绕，从而能在激励绕组NB1和激励绕组NB4中激励出极性相同的电压，在激励绕组NB2和激励绕组NB3中激励极性相同的电压，但在激励绕组NB1和激励绕组NB2中激励的电压极性相反，在激励绕组NB3和激励绕组NB4中激励的电压极性相反。谐振电流检测绕组NA的匝数例如约为1T(匝)。

在该情况下，由于在激励绕组NB1到NB4中通过变压器耦合将感应生成在激励变压器PRT的谐振电流检测绕组NA上获得的开关输出，于是就在激励绕组NB1到NB4中产生作为激励电压的交变电压。该激励电压作为激励电流，通过基极限流电阻器RB1到RB4从构成自振荡驱动电路的每个串联谐振电路中传输给开关元件Q1到Q4的基极。于是，每个开关元件Q1到Q4都以串联谐振电路的谐振频率决定的开关频率执行开关操作。

隔离式变换器变压器PIT将开关元件Q1到Q4的开关输出传到次级侧。

隔离式变换器变压器PIT的初级绕组N1的一端通过串联谐振电容器C1和谐振电流检测绕组NA与开关元件Q1的发射极和开关元件Q2的集电极之间的节点相连。初级绕组N1的另一端与开关元件Q3的发射极和开关元件Q4的集电极之间的节点相连。于是，当开关元件Q1和Q4组、开关元件Q2和Q3组交替执行开关操作时，在初级绕组N1上获得开关输出。

另外，串联谐振电容器C1的电容和包括初级绕组N1的隔离式变换器变压器PIT的漏磁电感分量构成初级侧串联谐振电路，用以让初级侧开关变换器的操作成为电流谐振型操作。

按照这种方式，通过图中所示的初级侧开关变换器，就能以组合方式实现上述电流谐振型操作和部分电压谐振操作。

例如，该电源电路的开关操作如下。

首先，如果能得到商用AC电源AC，就通过起动电阻器RS1到RS4例如向开关元件Q1到Q4的基极提供起动基极电流。在此，由于例如在激励变压器PRT的激励绕组NB1和NB4中、激励绕组NB2和NB3中激励出极性相反的电压，如果开关元件Q1和Q4首先导通，那么开关元件Q2和Q3就被控制为关断。然后，开关元件Q1到Q4的自振荡驱动电路就利用激励绕组NB1到NB4中激励的交变电压作为电源，通过谐振操作执行自振荡操作。结果，将开关元件Q1和Q4组、开关元件Q2和Q3组控制为交替导通/关断。换言之，它们执行开关操作。

然后，例如，当开关元件Q1和Q4导通时，作为开关元件Q1和Q4的开关输出的谐振电流通过谐振电流检测绕组NA流到初级绕组N1和初级侧串联谐振电容器C1。之后，在谐振电流变为“0”的时间点附近，开关元件Q1和Q4关断，开关元件Q2和Q3导通。于是，反方向谐振电流流过开关元件Q2和Q3。此后，开关元件Q1和Q4组、开关元件Q2和Q3组通过ZVS和ZCS交替导通的自激开关操作重复进行。另外，当开关元件Q1到Q4执行导通/关断操作时，电流在开关元件Q1到Q4导通、关断的很短时间周期内流过初级侧部分电压谐振电容器Cp1和Cp2。换言之，实现部分谐振操作。

尽管下面还要描述详细配置，在构成隔离式变换器变压器PIT的磁芯的中央磁支路内形成了一个1.5mm或其以上的间隙。于是，初级绕组N1和次级绕组N2、N3按照所述配置缠绕在磁芯上，使得初级绕组N1和次级绕组N2、N3之间的耦合系数k例如在0.84以下，并呈现弱耦合状态。

一个桥式整流电路DBR和滤波电容器C01按图中所示方式与次级绕组N2相连，从而构成全波整流电路。由于全波整流电路的全波整流操作，在滤波电容器C01获得次级侧DC输出电源E01。次级侧DC输出电压E01要提供给负载(未示出)。另外，如图所示，次级侧DC输出电压E01也分接并输入到控制电路1上用作检测电压。

另外，次级侧还缠绕着次级绕组N3。次级绕组N3的中央抽头点与次级侧地相连。此外，次级绕组N3的一端与二极管D01的阳极相连，另一端与另一二极管D02相连。

二极管D01和D02的阴极与滤波电容器C02的正极侧相连，由此构成全波整流滤波电路，并获得次级侧DC输出电压E02，例如该输出电压是低电压。

控制电路1响应次级侧DC输出电压E01的电平变化，改变要提供给控制绕组NC的控制电流(DC电流)的电平，从而以变化方式控制着激励变压器PRT上缠绕的激励绕组NB1到NB4的电感LB1到LB4。于是，每个自振荡驱动电路中串联谐振电路的谐振状态由包括激励绕组NB1到NB2的电感LB1到LB4的开关元件Q1到Q4所改变，由此改变了开关元件Q1到Q4的开关频率，实现了次级侧DC输出电压的稳定。

例如，隔离式变换器变压器PIT的配置是图19或图20的剖面图所示的那种配置，即，具有一对E-E型磁芯或一对U-U型磁芯的配置。

图19表示采用一对E型磁芯的配置的例子。

作为隔离式变换器变压器PIT的磁芯，E-E型磁芯可通过将两个E型磁芯CR1和CR2组合起来、让它们的磁支路的端部如图中看到的那样彼此相对来构成。另外，在该情况下，于E型磁芯CR1和CR2的中央磁支路的对置面之间形成一个1.5mm或其以上的间隙。

要注意的是，例如，E型磁芯CR1和CR2使用铁氧体材料。

另外，在该实施例中，为了将初级绕组N1和N4、次级绕组N2和N3缠绕到按上述方式构成的E-E型磁芯(CR1和CR2)上，要使用初级/次级分区线圈架B。

图20表示利用一对U型磁芯的配置的例子。

该情况下的隔离式变换器变压器PIT包括U-U型磁芯CR11和CR12作为它的磁芯，它们每个都有按图20所示方式组合的两个磁支路。

另外，分区线圈架B具有按图中所示方式缠绕在彼此分开的绕线区内的初级绕组N1和次级绕组N2、N3，它与按上述方式构成的U-U型磁芯的一个磁支路附着。

该情况下，于按上述方式构成的U-U型磁芯的中央磁支路上形成了一个1.5mm或其以上的间隙G。

在图1所示的电源电路中，按这种方式由图19和20所示的任意一个变换器构成出隔离式变换器变压器PIT，在E型磁芯CR1和CR2或U型磁芯CR11和CR12的中央磁支路上形成一个1.5mm或其以上的间隙G，从而使得初级绕组N1和次级绕组N2以弱耦合状态耦合。

另外，在图1所示的电源电路中，可获得大约135V的次级侧DC输出电压E01。此外，次级绕组N2的匝数其选择，让每匝次级绕组N2在所述条件下的感应电压等于或小于3V/T(例如1.8V/T)。由此获得低负载状态下(例如负载大约是最大负载功率(例如200W)的5％)的AC-DC转换效率(ηAC-DC)。

图2表示不同部件的操作波形，其中AC输入电压VAC＝100V，负载功率Po是Po＝200W。

图3表示当AC输入电压VAC是VAC＝100V、负载功率Po从0W变到200W时、AC-DC功率变换效率(ηAC-DC)和开关频率fs的变化曲线图。

要注意的是，当要获得图2和3所示的测量结果时，要按以下方式选择图1所示电源电路的元器件。

首先，对于隔离式变换器变压器PIT而言，将间隙G设定为G＝1.5mm，使得耦合系数k＝0.81。另外，选择初级绕组N1＝20T，次级绕组N2＝75T，励磁电感L1＝95μH，漏磁电感L11＝32μH，励磁电感L2＝950μH，漏磁电感L21＝318μH。此外，选择初级侧串联谐振电容器C1＝0.092μF。

如图2所示，用图(a)所示的开关元件Q1的集电极-发射极电压VQ1、图(c)所示的开关电流IQ1和IQ4、和图(d)所示的开关电流IQ2和IQ3来表示电源电路的开关元件Q1到Q4的操作。在该情况下，开关元件Q1和Q4执行开关操作，它们在周期TON内呈现导通状态，在周期TOFF内呈现关断状态。

在此，如果开关元件Q1和Q2导通，那么谐振电流就会沿开关元件Q1→初级侧串联谐振电容器C1→初级绕组N1→开关元件Q4的路径流动。然后，开关元件Q1到Q4被这样控制：Q1和Q4在谐振电流等于零的时间点附近关断，而开关元件Q2和Q3导通。于是，谐振电流沿着开关元件Q3→初级绕组N1→初级侧串联谐振电容器C1→开关元件Q2的路径流动。之后，开关元件Q1、Q4和开关元件Q2、Q3被控制得交替导通。

此外，在开关元件Q2导通或关断的很短时间之内，图2(b)所示的谐振电流ICP流过与开关元件Q2并联连接的初级侧部分电压谐振电容器Cp1。另外，尽管图中未示出，在开关元件Q4导通或关断的很短时间周期内，部分电压谐振电流也流过与开关元件Q4相连的初级侧部分电压谐振电容器Cp2。

于是，流过开关元件Q1和Q4的集电极-发射极的开关电流IQ1和IQ4的波形如图2(c)所示。另外，流过开关元件Q2和Q3的开关电流IQ2和IQ3的波形与开关电流IQ1和IQ2的波形相位相差180度，其波形如图2(d)所示。

该情况下，流过初级侧串联谐振电容器C1的初级侧串联谐振电流I1的波形如图2(e)所示，反向初级侧谐振电流I1流过开关元件Q1，而正向初级侧串联谐振电流I1流过开关元件Q2。换言之，由于开关元件Q1、Q4组和开关元件Q2、Q3组交替导通/关断操作，将波形与谐振电流波形近似的激励电流提供给与初级侧串联谐振电容器C1串联的初级绕组N1。在次级绕组N2中，也由于响应流过初级绕组N1产生的交变电压而激励出交变电压。

然后，响应于次级绕组N2中按上述方式产生的交变电压，在与次级绕组N2相连的桥式整流电路DBR的正极侧输入端和负极侧输入端之间获得端子间电压V2，其波形如图2(f)所示。简而言之，在整流电流流过桥式整流电路DBR的周期内，获得被箝于整流滤波电压EO的绝对值电平上的波形。

从桥式整流电路DBR输出波形如图2(g)所示的电流ID。该情况下，如图2(g)所示，呈现出次级侧电流ID连续流向桥式整流电路DBR的连续操作模式。

在此，例如，在图21和22所示的相关技术的电源电路中，呈现所谓的非连续式操作模式，此时次级侧电流ID仅在隔离式变换器变压器PIT的初级绕组N1的漏磁电感分量L11和初级侧串联谐振电容器C1之间的串联谐振周期内流到次级侧桥式整流电路DBR。

在该情况下，由于功率不传送周期随负载变小而增加，即使负载功率Po降低，初级侧串联谐振电流I1也不会降低，而且流过开关元件Q1和Q2的开关输出电流IQ1和IQ2也不会象上面那样降低。结果，在相关技术的电源电路中，如图24所示，AC-DC转换效率(ηAC-DC)随着负载功率Po降低而下降。

与相关技术中的电源电路的情况相比相反的是，在图1所示的电源电路中，随着负载功率Po减小，隔离式变换器变压器PIT的初级绕组N1的漏磁电感分量L11和次级绕组N2的漏磁电感L21增大，流过桥式整流电路DBR的次级侧电流ID呈现图2(g)所示的连续操作模式。

结果，由于流到初级绕组N1的初级侧串联谐振电路I1随负载功率Po减小而减小，因此可降低初级侧的功率损耗，提高AC-DC功率变换效率(ηAC-DC)。对于AC-DC功率变换效率(ηAC-DC)的特性，从图3中可以看到，在大致相应的负载变化范围内获得了比图24的相关技术所示特性值更高的特性值。具体而言，在该实施例中，例如，当负载功率Po大致＝50W时，功率变换效率呈现出随负载减小而增大的趋势，而且例如当负载功率Po是Po＝50W以下时，例如负载功率Po是Po＝25W时，可保证功率变换效率在92％或其以上。简而言之，根据该实施例，极好地改善了现有技术中功率变换效率随负载降低而下降的问题。

根据该实验，利用图21所示现有技术的电源电路，负载功率Po＝200W(高负载状态)时的AC-DC功率变换效率(ηAC-DC)约为91％，而利用图1所示的电源电路，能将AC-DC功率变换效率(ηAC-DC)提高到大约93.0％。

此外，对图21所示的电源电路的AC-DC功率变换效率(ηAC-DC)和图1所示的电源电路的AC-DC功率变换效率进行比较，当负载功率Po＝150W时，后者能将AC-DC功率变换效率(ηAC-DC)从大约92.4％提高到大约93.6％，当负载功率Po＝100W时，从大约92.0％提高到大约94.3％，当负载功率Po＝50W时，从大约87.0％提高到95.0％，当负载功率Po＝25W时，从大约82.0％提高到大约94.0％。

结果，在与图21所示的电源电路相比较时，图1所示的电源电路在负载功率Po＝200W时AC输入功率能降低大约3.2W，在负载功率Po＝150W时能降低大约2.1W，在负载功率Po＝100W时能降低大约2.7W，在负载功率Po＝50W时能降低大约4.9W，在负载功率Po＝25W时能降低大约3.9W。

另外，在图1所示的电源电路中，由于构成输入整流滤波电路的输入整流电路可由全波整流电路构成，所以输入整流滤波电路仅需要一个滤波电容器。再有，由于开关元件可由全桥连接构成，因此开关元件Q1到Q4的耐压性也可在400V到200V的范围内选择，这会降低电路成本。

此外，由于开关元件的开关特性得到增强，开关元件产生的热就会降低，还有一个优点是开关元件的散热板可由小尺寸开关元件构成，或者予以取消。

图4是表示能用于图1所示电源电路的另一次级侧电路的配置的示意图。

在图4所示的次级侧电路中，次级绕组(N2+N3)设有一个中央抽头，该抽头接入次级侧地。次级绕组N2的两端分别与整流二极管D011和D012的阳极相接。整流二极管D011和D012的阴极与滤波电容器C01的正极端子相接。由此就构成了全波整流电路，并且在滤波电容器C01获得次级侧DC输出电压E01。

类似地，次级绕组N3的两端分别与整流二极管D013和D014的阳极相接。整流二极管D013和D014的阴极与滤波电容器C02的正极端子相接。由此在滤波电容器C02获得另一次级侧DC输出电压E02。

在该情况下，一个次级侧部分电压谐振电容器C2与隔离式变换器变压器PIT的次级绕组N2并联。该情况下，选择次级绕组(N2+N3)＝75T。另外，对于次级侧部分电压谐振电容器C2而言，选择电容大约在1000pF的小电容电容器。

在图1所示的电源电路中，次级侧部分电压谐振电容器C2通过这种方式与次级绕组N2并联，这就能消除负载功率Po是Po＜3.5W时的不正常振荡操作，当负载功率低至Po＝0W时也能实现稳定的恒压控制操作。

图5表示本发明第二实施例的开关电源电路的配置的例子。要注意的是，与图1相同的元件用相同参考符号表示，在此省略了对它们的描述。

该图所示的电源电路包括部分电压谐振电路与分别激励电流谐振性变换器的组合体。另外，该电源电路采用适合于商用AC电源AC＝100V系统的条件的配置。

在该图所示的电源电路中，为商用AC电源AC设置了由桥式整流电路Di和单个滤波电容器Ci构成的全波整流电路。由于桥式整流电路Di和滤波电容器CI的全波整流操作，在滤波电容器Ci获得整流滤波电压Ei(DC输入电压)。整流滤波电压Ei的电平等于AC输入电压VAC。

如图所示，对于接收DC输入电压作为输入、并且利用DC输入电压进行操作的电路谐振型变换器而言，两个由MOS-FET或IGBT(绝缘栅双极晶体管)构成的开关元件Q11和Q12按半桥连接方式连接。在开关元件Q11和Q12的漏极和源极之间沿图中所示方向分别并联着阻尼二极管DD1和DD2。

另外，在开关元件Q12的漏极和源极之间并联着一个初级侧部分电压谐振电容器Cp。初级侧部分电压谐振电容器Cp的电容和初级绕组N1的漏磁电感L11构成并联谐振电路(部分电压谐振电路)。于是，就实现了仅在开关元件Q11和Q12关断时出现电压谐振的部分电压谐振操作。

在图5所示的电源电路中，为了驱动开关元件Q11和Q12开关操作，设置了一个例如由通用IC构成的振荡、驱动与保护电路2。振荡、驱动与保护电路2包括振荡电路、驱动电路和保护电路。振荡电路和驱动电路将所需频率的驱动信号(栅极电压)施加到开关元件Q11和Q12的栅极。由此，开关元件Q11和Q12执行开关操作，它们以所需开关频率交替导通/关断。

与此同时，振荡、驱动和保护电路2的保护电路例如对电源电路的过电流或过电压状态进行检测，并控制开关元件Q11和Q12的开关操作以保护电路。

振荡、驱动和保护电路2将整流二极管D3和电容器C3构成的整流电路获得的低压DC电压E3输入到通过在隔离式变换器变压器PIT的初级绕组N1上设置抽头而构成的第三绕组N4上，以便把DC电压E3作为操作电源。另外，在起动时，通过起动电阻器RS输入整流滤波电压Ei来起动振荡、驱动和保护电路2。

隔离式变换器变压器PIT将开关元件Q11和Q12的开关输出传到次级侧。隔离式变换器变压器PIT的初级绕组N1的缠绕起始端部分通过初级侧串联谐振电容器C1的串联连接与开关元件Q11的源极和开关元件Q12的漏极之间的节点(开关输出点)连接，用以传送开关输出。

与此同时，初级绕组N1的缠绕终端部分与初级侧地相连。

在此，初级侧串联谐振电容器C1的电容和包括初级绕组N1的隔离式变换器变压器PIT的漏磁电感L11构成了初级侧串联谐振电路，以让初级侧开关变换器的操作成为电流谐振型操作。

具体而言，图5所示的电源电路也具有组合谐振型变换器配置，其中另一谐振电路在初级侧与串联谐振电路组合，以让开关操作成为电流谐振型操作。

在该情况下，隔离式变换器变压器PIT的配置如图19和20的剖面图所示，即，包括一对E-E型磁芯或一对U-U型磁芯的配置。

在隔离式变换器变压器PIT的次级侧，缠绕着次级绕组N2和匝数小于次级绕组N2的匝数的次级绕组N2A。在次级侧绕组中激励出与输送到初级绕组N1上的开关输出相对应的交变电压。

如图所示，次级绕组N2上设有中央抽头，该绕组的中央抽头与次级侧地相接，如图所示，由整流二极管D01和D02、滤波电容器C01构成的全波整流电路与次级绕组N2相连。由此，在滤波电容器C01获得电压，它就是次级侧DC输出电压E01。次级侧DC输出电压E01与未示出的负载侧相连，它也被分接并输入为后面要描述的检测电路1的检测电压。

另外，次级绕组N2A的中央抽头与次级侧地相连，由整流二极管D03和D04、滤波电容器C02构成的全波整流电路与次级绕组N2A相连。由此，在滤波电容器C02获得电压，它就是次级侧DC输出电压E02。次级侧DC输出电压E02被提供作控制电路1的操作电压。

控制电路1将对应于次级侧DC输出电压E01的电平变化的检测输出提供给振荡、驱动和保护电路2。振荡、驱动和保护电路2在响应于控制电路1输入的检测输出改变开关频率的同时，驱动开关元件Q11和Q12。开关元件Q11和Q12的开关频率按这种方式变化，从而稳定了次级侧DC输出电压的电平。

在此，在具有上述配置的电源电路中，获得大约1.7V的低压电压DC电压E3，提供作为整流、驱动和保护电路2的操作电源。

在图5所示的电源电路中，在隔离式变换器变压器PIT的与图19或20所示配置相同的E-E型磁芯CR1和CR2或U-U型磁芯CR11和CR12的中央磁支路之间形成1.5mm或其以上的间隙G，与图1中所示的电源电路类似，这样初级绕组N1和次级绕组N2为弱耦合状态。

另外，在图5所示的电源电路中，也可以获得大约135V的次级侧DC输出电压E01。然后，初级绕组N1的匝数按上述条件增加，提高了当负载轻时的AC-DC功率变换效率(ηAC-DC)。

图6和7是表示图5所示电源电路在开关周期内的操作的波形图，图6表示在AC输入电压VAC＝100V、负载功率Po＝125W条件下的操作波形。与此同时，图7表示在AC输入电压VAC＝100V、负载功率Po＝25W条件下的操作波形。

另外，图8表示当负载功率Po从Po＝0W变为125W时，作为电源电路特性的AC-DC功率变换效率(ηAC-DC)、开关频率Fs和开关输出电流IQ1和IQ2的变化特性曲线。

要注意的是，要获得图6到8所示的测量结果，需按以下方式选择图5所示电源电路的元器件。

首先，就隔离式变换器变压器PIT而言，将间隙G设为G＝1.5mm，从而将耦合系数选为k＝0.81。另外，选择初级绕组N1＝37T，次级绕组N2＝75T。在该情况下，初级绕组N1的励磁电感L1是L1＝302μH；初级绕组N1的漏磁电感L11是L11＝98μH；次级绕组N2的励磁电感L2是L2＝966μH；次级绕组N2的漏磁电感L21是L21＝315μH。

另外，选择初级侧串联谐振电容器C1＝0.068μF。

在图6所示的情况下，在开关元件Q12导通的周期TON和开关元件Q12关断的另一周期TOFF内，开关元件Q12的集电极-发射极电压VQ2的波形如图6(a)所示，波形如图6(b)所示的集电极电流IQ2流到开关元件Q12的集电极。

该情况下，作为流过开关元件Q12的图6(b)所示电流IQ2的部分谐振电流流过。另外，尽管未示出，波形相位与电流IQ2相差180度的电流IQ1也流过开关元件Q11。

该情况下，由于图6(d)所示的初级绕组电流I1流过初级侧串联谐振的电容器C1，在隔离式变换器变压器PIT的初级绕组N1上获得了电压V1，如图6(c)所示，其波形在周期TON和TOFF内极性相反。

另一方面，由于图6(f)所示的次级侧电流ID在次级绕组N2的中央抽头和次级侧地之间流动，次级绕组N2的缠绕起始端侧与次级侧地之间得到端子间电压V2作为输出，其波形如图6(e)所示。

图7是表示开关周期内AC输入电压VAC是VAC＝100V、负载功率Po是Po＝25W情况下的操作的波形图，用以与图6所示的开关周期内的波形图进行比较。

该情况下，在开关元件Q12导通的周期TON和开关元件Q1关断的另一周期TOFF内，开关元件Q12的集电极-发射极电压VQ2的波形如图7(a)所示，波形如图7(b)所示的集电极电流IQ2流到开关元件Q12的集电极。另外，该情况下流过初级侧串联谐振电容器C1的初级侧串联谐振电流I1的波形如图7(d)所示。

该情况下，在隔离式变换器变压器PIT的初级绕组N1上获得波形如图7(c)所示的电压V1。另外，由于在次级绕组N2的中央抽头和次级侧地之间有图7(f)所示的那种次级侧电流ID流过，在次级绕组N2的缠绕始端侧和次级侧地之间获得端子间电压V2作为输出，其波形如图7(e)所示。

通过图6和7所示的操作波形与图26和27所示的现有技术电源电路的操作波形进行比较可以看到，如图26(f)和图27(f)所示，在图25所示的现有技术电源电路中，流过次级侧桥式整流电路DBR的次级侧电流ID呈现不连续操作模式。

相反，如图6(f)和图7(f)所示，流过图5所示电源电路的次级侧桥式整流电路DBR的次级侧电流ID呈现连续操作模式。另外，该情况下，流过隔离式变换器变压器PIT的初级绕组N1的初级侧串联谐振电流I1的电流波形是正弦波形，结果，初级侧串联谐振电流I1线性下降。

尤其是，在现有技术的电源电路中，初级绕组N1的励磁电感L1是L1＝165μH；初级绕组N1的漏磁电感L11是L11＝41μH；次级绕组N2的励磁电感L2是L2＝171μH；而次级绕组N2的漏磁电感L21是L21＝43μH，次级侧电流ID仅在初级绕组N1的漏磁电感L11和初级侧串联谐振电容器C1的串联谐振周期内流过。因此，即使负载功率Po降低，初级侧串联谐振电流I1也不下降，开关输出电流IQ1和IQ2不下降。

相反，利用图5所示的电源电路，随着负载功率Po下降，流过隔离式变换器变压器PIT的初级绕组N1的初级侧串联谐振电流I1和开关输出电流IQ1和IQ2也下降。于是，开关元件Q11和Q12的开关损耗降低，功率变换效率大幅提高。

在图5所示的电源电路中，通过这种方式，除了增加初级绕组N1和次级绕组N2的匝数、从而将每匝次级绕组N2的感应电压设在V2＝3V/T或以下(例如1.8V/T)外，还将隔离式变换器变压器PIT的间隙G设定得比以前大，将耦合系数k设在大约0.84以下。由于这样产生的流过桥式整流电流DBR的次级侧电流ID以连续操作模式操作，以降低初级侧串联谐振电流I1，因此例如即使在负载功率Po大约是最大负载功率(200W)的5％的轻负载状态下，也能期望增大AC-DC功率变换效率(ηAC-DC)。

根据实验，对于图25所示的现有技术电源电路，负载功率Po＝125W时AC-DC功率变换效率(ηAC-DC)大约为91.7％，对于图5所示的电源电路，能将AC-DC转换效率(ηAC-DC)提高到大约93.1％。

另外，将图25所示电源电路的AC-DC功率变换效率(ηAC-DC)与图5所示电源电路的AC-DC功率变换效率进行比较，当负载功率Po＝100W时，后者能将AC-DC功率变换效率(ηAC-DC)从大约91.3％提高到93.7％，当负载功率Po＝75W时，从大约89.8％提高到大约94.2％，当负载功率Po＝50W时，从大约87.4％提高到大约94.7％，当负载功率Po＝25W时，从大约80.1％提高到大约93.6％。

结果，将图5所示的电源电路与图25所示的电源电路作比较，当负载功率Po＝125W时，前者将AC输入功率降低大约2.0W，当负载功率Po＝100W时，降低大约2.9W，当负载功率Po＝75W时，大约降低3.9W，当负载功率Po＝50W时，降低大约4.5W，当负载功率Po＝25W时，大约降低4.5W。

另外，在图25所示的电源电路中，如图28所示，在负载功率Po＝0W到125W的范围内开关输出电流IQ1和IQ2的变化是3.5Ap到2.8Ap，如图8所示，图5所示的电源电路的开关输出电流IQ1和IQ2的变化可降低到3.2Ap到0.8Ap。

图9是图5所示电源电路的特性曲线图，它表示相对于负载功率Po是Po＝125W时AC输入电压VAC从＝85V变到＝140V的AC-DC功率变换效率(ηAC-DC)、开关频率fs和开关输出电流IQ1和IQ2变化特性。

如图9所示，将图5所示的电源电路与图25所示相关技术的电源电路进行比较，在现有技术的例子中开关频率fs的控制范围是20.6kHz，而在图5所示的电源电路中它是9.2kHz。于是，图5所示的电源电路的优点在于，相对于负载功率Po＝125W时的AC输入电压VAC＝85到140V，开关频率fs的控制范围减小大约11.4kHz。

另外，就AC-DC功率变换效率(ηAC-DC)和开关输出电流IQ1和IQ2相对于输入电压变化的变化特性方面将图5所示的电源电路与图25中现有技术的电源电路相比，可以看到图5所示电源电路的变化宽度较小。由此可以认为，与现有技术的电源电路相比，图5所示电源电路的电路配置不容易受输入电压的变化影响。

图10表示本发明第三实施例的开关电源电路的配置的例子。要注意的是，图10中，用相同参考符号表示与图1和5中相同的元件，在此省略了对它们的描述。

首先，图10所示的电源电路具有电流谐振型变换器的自激配置，其开关元件以半桥连接方式相连。

另外，在图10所示的电源电路中，设置了一个电压倍增整流电路作为利用商用AC电源(AC输入电压VAC)产生DC输入电压(整流滤波电压Ei)的整流电路系统，所述整流电路由两个低速复原型整流二极管D1和D2、两个滤波电容器Ci1和Ci2按图中所示方式连接而成。在该电压倍增整流电路中，在串联连接的滤波电容器Ci1和Ci2产生整流滤波电压Ei，该电压对应于AC输入电压VAC的两倍。

对于该情况下的两个开关元件Q1和Q2而言，可选择使用BJT(双极晶体管)。

该情况下，开关元件Q1的集电极与滤波电容器Ci1的正极端子相连。开关元件Q1的发射极与开关元件Q2的集电极相连，而开关元件Q2的发射极与初级侧地相连。简而言之，开关元件Q1和Q2按半桥耦合体系连接。

由谐振电容器CB1、基极限流电阻RB1和激励绕组NB1串联连接而成的自激振荡驱动电路与开关元件Q1的基极相连。在自激振荡驱动电路中，谐振电容器CB1的电容和激励绕组NB1的电感构成串联谐振电路，开关频率就由串联谐振电路的谐振频率决定。与此同时，基极限流电阻器RB1调节基极电流电平，使其作为从自激振荡驱动电路提供给开关元件Q1的基极的驱动信号。

一个阻尼二极管DD1沿着图示方向连接在开关元件Q1和基极和发射极之间，构成导通周期的反向电流路径。另外，一个用于向开关元件Q1的基极提供起动电流的起动电阻器Rs1连接在滤波电容器Ci的正极端子和开关元件Q1的基极之间。

与之类似，由谐振电容器CB2、基极限流电阻器RB2和激励绕组NB2串联连接而成的自激振荡驱动电路与开关元件Q2的基极相连。谐振电容器CB2和激励绕组NB2构成串联谐振电路。在开关元件Q2的基极和发射极之间连有阻尼二极管DD2，在开关元件Q2的集电极和基极之间连有起动电阻器Rs2。

在开关元件Q2的集电极和发射极之间并联连接着初级侧部分电压谐振电容器Cp。

该情况下，并联谐振电路(部分电压谐振电路)也由初级侧部分电压谐振电容器Cp的电容和初级绕组N1的漏磁电感L11构成。于是，就实现了仅在开关元件Q1和Q2关断时并联谐振电路谐振电压的部分电压谐振操作。

设置激励变压器PRT来驱动开关元件Q1和Q2开关操作，并以可变方式控制开关频率以获得恒定电压。

将激励变压器PRT设置成可饱和电抗器，它上面缠绕着激励绕组NB1和NB2以及谐振电流检测绕组ND，并具有沿着上述绕组的正交方向缠绕的控制绕组Nc。要注意的是，激励绕组NB1和激励绕组NB2按照在其中能激励出相互极性相反的电压的方向缠绕。

另外在该情况下，隔离式变换器变压器PIT将开关元件Q1和Q2的开关输出传送到次级侧。

隔离式变换器变压器PIT的初级绕组N1的缠绕起始端部分与开关元件Q1的集电极相连，而缠绕终止端部分通过串联谐振电容器C1和谐振电流检测绕组ND与开关元件Q1的发射极与开关元件Q2的集电极之间的节点(开关输出点)相连。由此，在初级绕组N1上获得开关输出。

另外在该情况下，串联谐振电容器C1的电容和包括初级绕组N1的隔离式变换器变压器PIT的漏磁电感L1构成初级侧串联谐振电路，以让初级侧开关变换器的操作成为电流谐振型操作。

按照这种方式，图中所示的初级侧开关变换器采用组合谐振型变换器配置，其中，以组合方式得到了上述电流谐振型操作和部分电压谐振操作。

例如，电源电路的开关操作如下。

首先，例如，如果能得到商用AC电源AC，就通过起动电阻器Rs1和Rs2将起动开关元件Q1和Q2的基极电流提供给开关元件Q1和Q2的基极。在此，由于例如在激励变压器PRT的激励绕组NB1和NB2中激励出极性相反的电压，如果假设开关元件Q1先导通，则控制开关元件Q2关断。然后，开关元件Q1和Q2的自激振荡驱动电路分别利用激励绕组NB1和NB2中激励的交变电压为电源，通过谐振操作执行自振荡操作。结果，控制开关元件Q1和Q2交替导通/关断。换言之，开关元件Q1和Q2执行开关操作。

然后，例如当开关元件Q1导通时，谐振电流作为开关元件Q1的开关输出通过谐振电流检测绕组ND流到初级绕组N1和串联谐振电容器C1，在谐振电流变为“0”的时间点附近开关元件Q1关断，开关元件Q2导通。由此，反向谐振电流流过开关元件Q2。之后，其中开关元件Q1和Q2通过ZVS和ZCS交替导通的自激开关操作重复。另外，当开关元件Q1和Q2执行导通/关断操作时，电流在开关元件Q1和Q2关断的很短时间周期内流过初级侧部分电压谐振电容器Cp。简而言之，实现部分谐振电压操作。

一个次级侧部分电压谐振电容器C2与隔离式变换器变压器PIT的次级绕组N2并联。例如，次级侧部分电压谐振电容器C2采用薄膜电容器。次级侧部分电压谐振电容器C2的电容和次级绕组N2的漏磁电感构成次级侧部分电压谐振电路。

于是，由于隔离式变换器变压器PIT的次级绕组N2中激励出交变电压，在次级侧实现部分谐振(电压谐振)操作。

换言之，图10所示的电源电路配置成组合谐振型变换器，其中可在初级侧实现电流谐振操作和部分电压谐振操作，在次级侧也实现部分电压谐振操作。

桥式整流电路DBR和滤波电容器C01与上述次级绕组N2相连，构成与图1的情形一样的全波整流电路。由于全波整流电路的全波整流操作，在滤波电容器C01获得次级侧DC输出电压E01。

同样在具有上述配置的第三实施例的电源电路中，如果隔离式变换器变压器PIT的耦合系数k约为0.81(呈现弱耦合状态)，并且每匝次级绕组N2的感应电压在3V或3V以下，例如1.8V/T或其以下，而次级侧部分电压谐振电容器C2的电容值是3300pF，那么除了在低负载状态(例如，负载约是最大负载功率的5％)下增强AC-DC功率变换效率(ηAC-DC)以外，还能在负载功率Po＝200W时让AC-DC功率变换效率(ηAC-DC)在93％或其以上。

另外，虽然现有技术的电源电路中负载功率Po＝0W时的AC输入功率约为4.2W，但是在图10所示的电源电路中AC输入功率却是2.2W。所以，该情况下还有一个优点，即，负载为0W时的AC输入功率能降低约2.0W。

上面描述了第一到第三实施例的开关电源电路，对于隔离式变换器变压器PIT的次级绕组N2的匝数而言，其以将隔离式变换器变压器PI T的次级绕组N2或初级绕组N1的匝数选择成能使每匝次级绕组N2的感应电压大约为1.8V/T为例，但是如果初级绕组N1或次级绕组N2的匝数被选择成让每匝次级绕组N2的感应电压大约在3V/T或其以下，也能得到上述效果。

图11表示作为本发明第四实施例的开关电源电路的配置的例子。要注意的是，由于图11所示的电源电路的电路配置与图1所示的电源电路的配置基本相同，就用相同的参考符号表示相同元件，在此省略了对它们的说明。

图11所示电源电路的配置也是组合谐振变换器，它将另一谐振电路与串联谐振电路组合，以让初级侧的开关操作成为电流谐振型操作，这与图1所示电源电路中的情况相似。

该情况下还与图1所示电源电路相同的是，在构成隔离式变换器变压器PIT的磁芯的中央磁支路中形成了一个1.5mm或其以上的间隙G，由此就能获得弱耦合状态。但是，该情况下，例如将耦合系数k设定为k大约＝1.84。要注意的是，该情况下也将具有图19或20所示结构的隔离式变换器变压器PIT作为隔离式变换器变压器PIT。

另外，根据图11所示的电源电路，将隔离式变换器变压器PIT的次级绕组的匝数设定成让每匝次级绕组N2的感应电压在5V或其以上，次级侧部分电压谐振电容器与次级绕组N2并联，从而使得次级侧部分电压谐振电路由次级侧部分电压谐振电容器C2的电容和次级绕组N2的漏磁电感构成。

要注意的是，对图11所示的电源电路和图1所示的电源电路的电路配置进行比较发现，图1所示的电源电路形成了次级侧整流电流的连续模式，由此在不包括构成次级侧部分电压谐振电路的次级侧部分电压谐振电容器C2的情况下提高了功率变换效率。换言之，为了到达同样效果，图1所示的电路省掉了次级侧部分电压谐振电容器C2，在该意义上应认为，图1所示电路减少了部件数目，它的电路配置比图11所示的电路配置更简单。

图12是表示图11所示的电源电路的若干部件的操作波形图，其中AC输入电压VAC是VAC＝100V，负载功率Po是Po＝200W。

图13是表示AC输入电压VAC是VAC＝100V时，AC-DC功率变换效率(ηAC-DC)和开关频率fs相对于负载功率Po从Po＝0W变为Po＝200W的特性曲线图。

要注意的是，当要获得图12和13所示的测量结果时，按以下方式选择图11所示电源电路的元器件。

首先，就隔离式变换器变压器PIT而言，将间隙G设定为G＝2.0mm，由此使得耦合系数k是k＝0.81。另外，选择初级绕组N1＝次级绕组N2＝23T，励磁电感L和L2＝145μH，漏磁电感L11和L21＝43μH。

另外，选择初级侧谐振电容器C1＝0.082μH，次级侧部分电压谐振电容器C2＝3300pF。

如图12所示，用图12(a)所示的开关元件Q1的集电极-发射极电压VQ1、图12(c)所示的开关电流IQ1和IQ4、图12(d)所示的开关电流IQ2和IQ3表示图11所示的电源电路的开关元件Q1到Q4的操作。该情况下，开关元件Q1和Q4执行开关操作，它们在周期TON内导通，在另一周期TOFF内关断。

在此，如果开关元件Q1和Q4导通，那么谐振电流就会沿开关元件Q1→初级侧串联谐振电容器C1→初级绕组N1→开关元件Q4的路径流动。然后控制开关元件Q1到Q4，使得开关元件Q2和Q 3在谐振电流变成零的时间点附近导通，而开关元件Q1和Q4关断。于是，现在谐振电流就沿开关元件Q3→初级绕组N1→初级侧串联谐振电容器C1-开关元件Q2的路径流动。之后，控制Q1到Q4，使得开关元件Q1和Q4、开关元件Q2和Q3交替导通。

与此同时，在开关元件Q2导通或关断的较短周期内，图12(b)所示的那种部分谐振电流ICP流过与开关元件Q2并联的初级侧部分电压谐振电容器Cp1。另外，尽管未示出，在开关元件Q4导通或关断的较短周期内，部分谐振电流流过与开关元件Q4相连的初级侧部分电压谐振电容器Cp2。

另外，在图11所示的电源电路中，于开关元件Q1和Q4的集电极和发射极之间流动的开关电流IQ1和IQ4的波形为图12(c)所示的M形波形，其中电流电平在大致开关元件Q1和Q4导通周期TON的中央附近降低。流过开关元件Q2和Q3的开关电流IQ2和IQ3也具有图12(d)所示的M形波形，但它的相位与开关电流IQ1和IQ4的相位位移180度。

于是，如果将图12(c)和(d)所示的开关电流IQ1到IQ4的波形和图23(b)所示的现有技术电源电路的电流IQ2的波形进行比较，就能看到图11所示电源电路的初级侧电流的峰值呈现出一个由开关电流IQ1到IQ4的M形波形形成的降低量。

这是因为，根据如下因素即，在图11所示的电源电路的开关元件Q1到Q4的集电极和发射极之间流动的开关电流IQ1到IQ4具有这种方式的M形波形。

首先，就配置而言，隔离并联变压器PIT的间隙G从传统的那种扩大，以降低耦合系数k。另外，将次级绕组N2的匝数选择成让每匝次级绕组N2的感应电压V2例如在5.9V/T(135V/23T)或其以上。另外，次级部分电压谐振电容器C2与次级绕组N2并联。

结果，通过次级侧部分电压谐振电容器C2的电容和次级绕组N2的漏磁电感L21的部分电压谐振作用，在整流电流ID关断的周期内可以获得部分电压谐振电流IC2流过次级侧部分电压谐振电容器C2的周期。该情况下，如图12(f)和(h)所示，在构成次级侧桥式整流电路DBR的整流二极管关断、并且整流电流ID不流动的周期内流过部分电压谐振电流IC2。该情况下，流过次级绕组N2的电流是整流电流ID和部分电压谐振电流IC2的组合电流，该组合电流的波形呈现出M形。由此，流过与次级绕组N2磁耦合的初级绕组N1的串联谐振电流的波形为M形。

该情况下，沿正极方向的初级侧串联谐振电流I1流过开关元件Q1和Q4，而沿负极方向的初级侧串联谐振电流I1流过开关元件Q2和Q3。换言之，当开关元件Q1和Q4组和开关元件Q2和Q3组呈现交替导通/关断时，将波形与谐振电流波形近似的激励电流提供给与初级侧串联谐振电容器C1串联连接的初级绕组N1。于是，次级绕组N2中因响应流过初级绕组N1的电流产生的交变电压而激励出交变电压。

于是，依照次级绕组N2中按照所述方式产生的交变电压，在与次级绕组N2相连的桥式整流电路DBR的正极侧输入端和负极侧输入端之间获得端子间电压V2，其波形如图12(g)所示。简而言之，在整流电流流过桥式整流电流DBR的周期内，将波形箝位于整流滤波电压E0的绝对值电平上。

另外，从桥式整流电流DBR输出如图12(h)所示波形的整流电流ID。此外，在邻近桥式整流电流DBR中产生的感应电压V2呈现零电平的过零点附近，由于图12(f)所示的那种部分电压谐振电流IC2流过次级侧部分电压谐振电容器C2，所以次级侧上的整流电流ID呈现不连续模式。但是从隔离式变换器变压器PIT的初级侧看起来电流象是依照连续模式流过次级绕组。

另外，如图13所示，控制图11所示的电源电路，使得开关频率fs随负载功率Po变重而降低。简而言之，可以认为，次级侧DC输出电压E01的恒压控制是通过开关频率控制来执行。

具体而言，在图11所示的电源电路中，隔离式变换器变压器PIT的间隙G从传统例子中的1.0mm扩大到2.0mm，由此将耦合系数k从0.87降低到0.81。然后，设定每匝次级绕组N2的感应电压V2是V2＝5.9V/T，选定次级侧部分电压谐振电容器C2的电容值为3300pF。

按照这种方式，在图11所示的电源电路中，虽然在隔离式变换器变压器PIT的次级侧上流动的电流呈现不连续模式，但该情况下由于次级侧部分电压谐振电容器C2的电容和次级绕组N2的漏磁电感L21的部分电压谐振作用，也使得流过初级侧串联谐振电容器C1的初级侧串联谐振电流I1的波形是M形波形。于是，使得流过开关元件Q1到Q4的开关电流IQ1到IQ4的电流波形也是M形波形。

由此，在负载功率Po在Po＝200W到0W的范围内，能降低初级侧上流动的初级侧串联谐振电流I1和IQ1到IQ4的峰值电平，提高负载功率Po＝200W到0W时的AC-DC功率变换效率(ηAC-DC)。

根据实验，利用图21所示现有技术的电源电路，在负载功率Po＝200W(重负载条件下)时AC-DC功率变换效率(ηAC-DC)大约为91.8％，利用图11所示的电源电路，可将AC-DC功率变换效率(ηAC-DC)提高到大约93.0％。

另外，将图21所示的电源电路的AC-DC功率变换效率(ηAC-DC)和图11所示的电源电路的AC-DC功率变换效率进行比较，当负载功率Po＝150W时，后者将AC-DC功率变换效率从大约92.4％提高到大约93.6％，当负载功率Po＝100W时，从大约92.0％提高到大约94.0％，当负载功率Po＝50W时，从大约87.0％提高到93.0％，当负载功率Po＝25W时，从大约82.0％提高到91.3％。另外，在负载功率Po是Po＝0W的无负载状态下，能将输入功率从大约3.5W降低到大约1.7W。

结果，与图21所示的电源电路相比，图11所示的电源电路在负载功率Po＝200W时能使AC输入功率大约降低4.8W，当负载功率Po＝150时大约降低2.0W，在负载功率Po＝100W时大约降低2.3W，当负载功率Po＝50W时大约降低3.7W，当负载功率Po＝25W时降低大约3.1W，当负载功率Po＝0W时大约降低1.8W。

此外，在图11所示的电源电路中，由于构成输入整流滤波电流的输入整流电路可由与图1所示电源电路中的全波整流电路相类似的全波整流电路构成，因此输入整流滤波电路仅需要一个滤波电容器。另外，由于开关元件由全桥连接构成，开关元件Q1到Q4的耐压特性可在400V到200V的范围内选择，由此就降低了电路成本。另外，由于增强了开关元件Q1到Q4的开关特性，所以降低了开关元件Q1到Q4的发热。因此，优点还在于，可以取消开关元件Q1到Q4的散热板。

另外，也可将具有图4所示配置的次级侧电路用于图11所示的电源电路中。

但是，对于图1所示的电源电路而言，为了避免低负载条件下的异常振荡操作，次级侧部分电压谐振电容器C2要与次级绕组N2并联。

与之相反，在图11所示的电源电路中，设置次级侧部分电压谐振电容器C2不是为了避免低负载状态下的异常振荡操作，而是为了以人工方式实现连续操作模式，其中，尽管次级侧整流电流ID是不连续操作模式，但如上所述因让部分电压谐振电流IC2流过次级侧部分电压谐振电容器C2，所以由初级侧看起来次级侧整流电流ID在连续流动。

该情况下，选择次级绕组N2+N3＝23T。另外，次级侧部分电压谐振电容器C2选用1000pF的低电容电容器。

图14表示本发明第五实施例的开关电源电路的配置的例子。要注意的是，图14所示电源电路的电路配置基本上与图5所示的电源电路配置相同，因此用相同参考符号表示相同元件，并省略了对它们的说明。

图14所示的电源电路也具有组合谐振型变换器配置，其中将另一谐振电路与串联谐振电路组合，用以如图5所示的电源电路中那样，让初级侧的开关操作成为电流谐振型操作。

该情况下，也在构成隔离式变换器变压器PIT的磁芯的中央磁支路中形成一个1.5mm或其以上的间隙G，这样也如图5所示的电源电路中那样，以类似方式获得弱耦合状态，例如，初级绕组N1和次级绕组N2或N3的耦合系数k在k约＝0.84或其以下。

另外，一个次级侧部分电压谐振电容器C2与隔离式变换器变压器PIT的次级绕组N2并联，使得次级侧部分电压谐振电容器C2的电容与次级绕组N2的漏磁电感构成次级侧部分电压谐振电路。此外，为了获得大约135V的次级侧DC输出电压E01，将PIT的次级绕组N2的匝数设定成能使每匝次级绕组N2的感应电压在5V或其以上，以便在重负载状态(125W)到轻负载状态的范围内提高AC-DC功率变换效率(ηAC-DC)。要注意的是，该情况下，也将上述具有图19或图20配置的隔离式变换器变压器用于隔离式变换器变压器PIT。要注意的是，在将图14所示的电源电路和图5所示的电源电路进行比较时，可以看到图5所示的电源电路的电路配置被简化，其取消了次级侧部分电压谐振电容器。

图15和16是表示图14所示的电源电路在开关周期内的操作的波形图。图15表示在AC输入电压VAC＝100V、并且负载功率Po＝125W条件下的操作。同时，图16表示在AC输入电压VAC＝100V、并且负载功率Po＝25W条件下的操作。

另外，图17表示作为电源电路特性曲线的AC-DC转换效率(ηAC-DC)、开关频率fs和开关输出电流IQ1和IQ2相对负载功率Po是Po＝0W到125W的变化特性。

要注意的是，要获得图15到17所示的测量结果，图14所示的电源电路的元器件按以下方式选择。

对于隔离式变换器变压器PIT，将间隙G设定为G＝1.5mm，由此耦合系数被选定为k＝0.84。另外缠绕初级绕组N1＝28T，次级绕组N2＝23T+23T。该情况下，初级绕组N1的励磁电感L1是L1＝186μH；初级绕组N1的漏磁电感L11是L11＝56μH；次级绕组N2的励磁电感L2是L2＝145μH；次级绕组N2的漏磁电感L21是L21＝43μH。

另外，选择初级侧串联谐振电容器C1＝0.047μF，次级侧部分电压谐振电容器C2＝1200pF。

在图15所示的情况下，开关元件Q12的集电极-发射极电压VQ2在开关元件Q12导通的周期TON内和开关元件Q12关断的周期TOFF内的波形如图15(a)所示，波形如图15(b)所示的集电极电流IQ2流到开关元件Q12的集电极。

该情况下，流过开关元件Q12的电流IQ2也具有M形波形，其中电流电平大致在开关元件Q12导通周期TON的中心附近下降。尽管未示出，但相位与电流IQ2移动180度的M形电流IQ1也流过开关元件Q11。

与传统隔离式变换器变压器PIT相比，图14所示的电源电路按照这种方式通过增大间隙G提高了初级绕组N1的漏磁电感L11，从而降低了耦合系数k。另外，将次级绕组N2的匝数选择为能使每匝次级绕组N2的感应电压在5V或其以上，次级侧部分电压谐振电容器C2与次级绕组N2并联。

该情况下，由于次级侧部分电压谐振电容器C2和初级绕组N1的漏磁电感L11的并联谐振作用，流过初级侧串联谐振电容器C1的初级侧串联谐振电流I1具有图15(d)所示的M形波形。

因此，在将图14所示的电源电路与图25所示的现有技术电源电路进行比较时，图14所示电源电路呈现出开关电流IQ2和初级侧串联谐振电流I1较低的峰值，由此提高了负载功率Po＝0W到125W的范围内的功率变换效率。

具体而言，为了提高初级绕组N1的漏磁电感L11，并将每匝次级绕组N2的感应电压设定为V2＝5.87V/T，要把传统隔离式变换器变压器PIT的间隙从1.0mm扩大到1.5mm，由此将耦合系数k从0.87降低到0.84。

另外，把隔离式变换器变压器PIT的初级绕组N1的匝数从24T提高到28T。于是，使得初级绕组N1的漏磁电感L11从42μH提高到56μH。

另外，该情况下次级侧部分电压谐振电容器C2的电容值选择1200pF。

再有，该情况下，如图15(c)所示，在周期TON和周期TOFF内，在隔离式变换器变压器PIT的初级绕组N1上获得波形极性相反的电压V1。另外，由于在次级绕组N2的中央抽头和次级侧地之间有图15(f)所示的那种次级侧整流电流ID流动，就可在次级绕组N2的缠绕起始端侧和次级侧地之间获得端子间电压V2作为输出，其波形如图15(e)所示。

图16是表示开关周期内在AC输入电压VAC＝100V和负载功率Po＝25W的条件下的操作的波形图，将其与图15所示的开关周期内的波形图作比较。

该情况下，开关元件Q12的集电极-发射极电压VQ2在开关元件Q12导通的周期TON和开关元件Q12关断的另一周期TOFF内的波形如图16(a)所示，波形如图16(b)所示的集电极电流IQ2流到开关元件Q12的集电极。同样在该情况下，由于次级侧部分电压谐振电容器C2和初级绕组N1的漏磁电感L11的并联谐振作用，流过初级侧串联谐振电容器C1的初级侧串联谐振电流I1的波形如图16(d)所示。

该情况下，在隔离式变换器变压器PIT的初级绕组N1上获得的电压V1波形如图16(c)所示。另外，由于图16(f)所示的那种整流电流ID在次级绕组N2的中央抽头和次级侧地之间流动，在次级绕组N2的缠绕起始端侧和次级侧地之间获得感应电压V2作为输出，其波形如图16(e)所示。

在图14所示的电源电路中，按照这种方式，由于次级侧部分电压谐振电容器C2和初级绕组N1的漏磁电感L11的并联谐振作用，流过初级侧串联谐振电容器C1的初级侧串联谐振电流I1具有M形波形。因此，流过开关元件Q1和Q2的开关输出电流IQ1和IQ2具有M形波形。

因此，正如由图17所示的图14电源电路的特性曲线图和图18所示的图25电源电路的特性曲线所看到的，图14所示的电源电路在负载功率Po＝0W到125W的范围内提高了功率变换效率。尤其可以看到，在负载较轻时更能提高功率变换效率。

根据实验，利用图25所示的现有技术电源电路，在负载功率Po＝125W时AC-DC功率变换效率(ηAC-DC)大约92.0％，利用图14所示的电源电路，可将AC-DC功率变换效率(ηAC-DC)提高到大约93.1％。

另外，对图25所示电源电路的AC-DC功率变换效率(ηAC-DC)和图11所示电源电路的AC-DC功率变换效率(ηAC-DC)进行比较，在负载功率Po＝100W时后者将AC-DC功率变换效率(ηAC-DC)从大约92.0％提高到大约93.7％，在负载功率Po＝75W时从大约91.5％提高到93.4％，在负载功率Po＝50W时从大约89.0％提高到92.1％，在负载功率Po＝25W时从大约82.5％提高到大约85.8％。另外，在负载功率Po是Po＝0W的空载状态下，也能将输入功率从大约4.2W降低到大约1.7W。

结果，在将图14所示的电源电路与图25所示的电源电路进行比较时，前者能在负载功率Po＝125W时将AC输入功率降低大约1.6W，在负载功率Po＝100W时降低大约2.0W，在负载功率Po＝75W时降低大约1.7W，在负载功率Po＝50W时降低大约1.9W，在负载功率Po＝25W时降低大约1.2W，在负载功率Po＝0W时降低大约2.5W。

另外，如图17所示，对图14所示的电源电路进行控制，使得开关频率fs随负载功率Po增大而降低。换言之，开关频率fs具有随负载功率Po变小而按比例升高的趋势。

于是，例如，图14所示电源电路的开关频率fs相对于负载功率Po＝125W到25W的控制范围大约是61.7kHz到64.9kHz。

相反，图25所示电源电路的开关频率fs相对于负载功率Po＝125W到25W的控制范围大约为62.5kHz到65.8kHz。因此，在图14所示的电源电路和图25所示的电源电路中，相对于负载功率Po＝125W变到＝25W开关频率fs的控制范围基本上相等。

另外，在负载功率Po＝125W时，图25所示电源电路的开关频率fs相对于AC输入电压VAC的输入电压变化(85V到140V)的控制范围大约是52.1kHz到76.9kHz，而图14所示电源电路的控制范围是大约58.8kHz到74.6kHz。因此，图14所示电源电路的优点在于，负载功率Po＝125W时开关频率fs相对于输入电压变化的控制范围小了大约9kHz。

下面描述本发明第六实施例的开关电源电路。要注意的是，第六实施例的电源电路配置与图10所示的电源电路配置相同，因此附图中省略了第六实施例的电源电路。

但是为了避免低负载条件下的异常振荡操作并实现稳定操作，将在上面参考图10描述的电源电路中的次级侧部分电压谐振电容器C2与次级绕组N2并联。但是，在依照第六实施例的电源电路中，是为了以人工方式实现流过隔离式变换器变压器PIT次级侧的电流连续流动的连续操作模式而设置次级侧部分电压谐振电容器C2。简而言之，第六实施例也具有包括次级侧部分电压谐振电容器C2的配置，用以实现了与上述第四和第五实施例相同的操作和作用。

图18是表示第六实施例的电源电路在开关周期内的操作的波形图。在此，示出了AC输入电压VAC＝100V、负载功率Po＝200W条件下的操作波形。

首先，如图18(b)所示，流过开关元件Q2的开关输出电流(漏极电流)IQ2在开关元件Q2导通的周期TON内流过，在开关元件Q2关断的另一周期TOFF内呈现零电平。

同时，如图18(a)所示，在开关元件Q2关断的周期TOFF内获得与初级侧部分电压谐振电容器Cp并联连接的开关元件Q2的端子间电压VQ2，其波形被箝位于DC输入电压Ei的电平上，该端子间电压在开关元件Q2导通的周期TON内呈现零电平。

另外，由于实现了上述开关操作，波形如图18(d)所示的初级绕组电流I1流过初级绕组N1。如图所示，初级绕组电流I1的波形的极性会根据开关周期而颠倒，即，在周期TON内它是正极性，在周期TOFF内它是负极性。

另外，此时的初级绕组N1的端子间电压V1的波形如图18(c)所示。

同时，在电源电路的次级侧，于次级绕组N2的中央抽头和次级侧接线之间有图18(g)所示的那种次级侧电流ID流动，由此在次级绕组N2的缠绕起始端和次级侧地之间获得波形如图18(e)所示的电压V2。另外，流过次级绕组N2的次级侧电流I2如图18(f)所示。再有，波形如图18(h)所示的部分电压谐振电流IC2流过与次级绕组N2并联连接的次级侧部分电压谐振电容器C2。

于是，由于具有上述配置的第六实施例电源电路也具有与图17所示相类似的特性，因此在从轻负载条件到重负载(200W)条件的范围内能提高功率变换效率，并得到与图14所示电源电路相同的效果。

要注意的是，在第四到第六实施例的上述开关电源电路中，就隔离式变换器变压器PIT的次级绕组N2的匝数而言，将次级绕组N2或初级绕组N1的匝数选定为让每匝次级绕组N2的感应电压大约为5.9V/T或5.87V/T。但是，如果把初级绕组N1或次级绕组N2的匝数选择成让每匝次级绕组N2的感应电压大约为5V/T，也能获得上述效果。

要注意的是，虽然上述实施例的电源电路具有通过恒压控制部分的开关频率控制来维持次级侧DC输出电压是恒压的配置，但它们还可以是不同的恒压控制配置，例如包括串联调节器。

另外，即使省略了将次级侧DC输出电压维持在恒压的配置，基于本发明原理的电源电路也能实现预定的作用和效果。因此，当要基于本发明来构建电源电路时，可以说不必总要设置将次级侧DC输出电压维持在恒压的配置。

再有，依照本发明的开关电源电路不限于上述实施例的配置，而是可以依照各种条件将必要部分的元器件常数适当地改变成合适的值。

另外，虽然在第一和第四实施例中为开关元件Q1到Q4设置了自激振荡电路，例如该情况下开关元件Q1到Q4每个都由MOS-FET或IGBT构成，但也能将它们相应地构成由分别激励振荡电路来实施开关操作。相反，就包括两个开关元件构成的半桥式系统的电源电路而言，尽管仅在第二实施例情况下描述了单独激励型配置，但也能把它们构成自激型的。

Claims

1.一种开关电源电路，包括：

开关部分，包括一个或多个由两个开关元件组成的组，所述两个开关元件彼此串联连接于DC电压和参考电位之间，用于遮断来自所述滤波部分的DC电压；

初级侧串联谐振电路，至少由与隔离式变换器变压器的所述初级绕组串联连接的初级侧串联谐振电容器的电容构成，用以按照提前确定的激励频率谐振，以便让所述开关部分的操作成为电流谐振型操作；

2.一种开关电源电路，包括：

开关部分，包括一个或多个彼此串联连接在DC电压和参考电位之间的二开关元件组，用于连接来自所述滤波部分的DC电压；

初级侧串联谐振电路，至少由与所述隔离式变换器变压器的所述初级绕组串联连接的初级侧串联谐振电容器构成，用于以提前确定的谐振频率谐振，以便让所述开关部分的操作成为电流谐振型操作；

3.根据权利要求1或2所述的开关电源电路，其中所述驱动部分是驱动谐振电路，该驱动谐振电路包括激励绕组和与所述激励绕组串联连接的驱动谐振电容器，所述驱动部分的开关频率由通过所述激励绕组的电感和所述驱动谐振电容器的电容组成的所述驱动谐振电路的谐振频率决定。

4.根据权利要求3所述的开关电源电路，其中：所述驱动部分的激励绕组是正交控制变压器的激励绕组，所述正交控制变压器包括所述激励绕组、与所述初级绕组和所述初级侧串联谐振电容器串联连接的检测绕组、沿着所述激励绕组和所述检测绕组正交的方向缠绕的控制绕组，所述控制绕组提供电平对应于次级侧DC输出电压的电平变化的控制电流，所述激励绕组的电感通过改变控制电流以可变方式控制。

5.根据权利要求1或2所述的开关电源电路，其中在所述变换器变压器的所述次级绕组的中央部分设置了与参考电位相连的中央抽头，在所述次级绕组的每个对置端部都设置了整流器和滤波电容器，由此可以实施全波整流操作。