CN100521482C - 开关电源电路 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种用于将初级侧直流电压转化为次级侧直流电压的开关电源电路。所述开关电源电路包括扼流线圈、换流变压器、开关元件、初级侧串联谐振电容器、初级侧并联谐振电容器、振荡和驱动电路、次级侧整流电路和控制电路。将所述初级侧第一串联谐振电路的谐振频率设为基本是所述初级侧第二串联谐振电路的谐振频率的两倍。将所述初级侧并联谐振电路的谐振频率设为基本大于等于所述初级侧第一串联谐振电路的谐振频率的1.5倍。

Description

开关电源电路

相关申请的交叉引用

本发明所包含的主题涉及分别于2006年2月15日和2006年2月17日在日本专利局提交的日本专利申请JP 2006-037942和JP 2006-040986，在此将其全文引入以供参考。

技术领域

本发明涉及一种开关电源电路。

背景技术

作为所谓的谐振型软开关电源，例如，日本专利公开文本No.2000-134925公开了一种由带有一个开关元件的单端系统形成的电压谐振转换器。

图22示出了包括由这样的单端系统形成的电压谐振转换器的开关电源电路的构造实例。

图22所示的开关电源电路通过由桥式整流电路Di和平滑电容器Ci构成的整流和平滑电路对来自商用交流电源AC的交流电压VAC进行整流并使之平滑，由此跨越平滑电容器Ci生成整流和平滑电压Ei。顺便提及，在商用交流电源AC的线路内设置用于去除共模噪声的噪声滤波器，其由一组共模扼流线圈CMC和两个跨线电容器CL构成。

将整流和平滑电压Ei作为直流输入电压输入到电压谐振转换器内。这一电压谐振转换器具有带有一个开关元件Q1的单端系统构造。在这种情况下对所述电压谐振转换器进行外部激励，因而通过振荡和驱动电路2对作为开关元件Q1的MOS-FET进行开关驱动。

将MOS-FET的体二极管DD与开关元件Q1并联。此外，将初级侧并联谐振电容器Cr与开关元件Q1的漏极和源极并联。

形成初级侧并联谐振电路(电压谐振电路)，其谐振频率由初级侧并联谐振电容器Cr以及由换流变压器PIT的初级绕组N1产生的漏电感L1决定。通过初级侧并联谐振电路获得作为开关元件Q1的开关操作的电压谐振操作。所述谐振频率主要由初级绕组N1的漏电感L1和初级侧并联谐振电容器Cr的电容决定。

振荡和驱动电路2向开关元件Q1的栅极施加作为驱动信号的栅极电压，从而对开关元件Q1进行开关驱动。由此，开关元件Q1以对应于所述驱动信号的周期的开关频率执行开关操作。

换流变压器PIT将开关元件Q1的开关输出传输至次级侧。换流变压器PIT的结构具有(例如)EE形磁芯，所述EE形磁芯是通过使由铁氧体材料构成的E形磁芯相互组合形成的。在初级绕组N1和次级绕组N2之间分割绕组部分，将初级绕组N1和次级绕组N2缠绕在围绕EE形磁芯的中央磁芯柱(magnetic leg)的线轴上。而且，在换流变压器PIT的EE形磁芯的中央磁芯柱内形成0.8mm到1mm的缝隙。由此获得了大约0.80到0.85的k值，所述k值为初级侧和次级侧之间的耦合系数k的值。可以认为处于这一水平的耦合系数k所表示的耦合度为松耦合。降低耦合系数k的值可以使换流变压器更不容易饱和。此外，漏电感L1是在耦合系数k的值小于1的情况下在初级绕组N1内产生的。

将换流变压器PIT的初级绕组N1的一端插置于开关器件Q1和平滑电容器Ci的正极端子之间。由此将开关器件Q1的开关输出传输至初级绕组N1。在换流变压器PIT的次级绕组N2内产生由初级绕组N1感应的交流电压。

在这种情况下，将串联谐振电容器C5的次级侧与次级绕组N2的一端串联。由此形成次级侧串联谐振电路(电流谐振电路)，其谐振频率由次级绕组N2的漏电感L2和次级侧串联谐振电容器C5的电容决定。所述谐振频率主要由次级绕组N2的漏电感L2和次级侧串联谐振电容器C5的电容决定。

此外，如图22所示，将整流二极管Do1和Do2以及平滑电容器Co连接至次级侧串联谐振电路，由此形成倍压器半波整流电路。这一倍压器半波整流电路生成次级侧直流输出电压Eo，其电平对应于交流电压V22的两倍，交流电压V22是在次级绕组N2中感应的跨越平滑电容器Co的电压。将次级侧直流输出电压Eo提供给负载，并将其作为探测电压输入至控制电路1，以实现恒压控制。

控制电路1探测次级侧直流输出电压Eo输入的电平作为探测电压，并将由此获得的探测输出输入至振荡和驱动电路2。振荡和驱动电路2根据次级侧直流输出电压Eo的电平输出频率等发生变化的驱动信号，所述的次级侧直流输出电压Eo的电平是由输入到振荡和驱动电路2内的探测输出表示的。振荡和驱动电路2由此控制开关元件Q1的开关操作，从而使次级侧直流输出电压Eo在预制电平处保持恒定。由此执行使次级侧直流输出电压Eo稳定化的控制。

图23A、23B、23C和图24示出了关于上述具有图22所示的构造的电源电路的试验结果。顺便提及，在提供图23A、23B、23C和图24所示的结果的试验中，图22中的电源电路的主要部分设置如下。

对于换流变压器PIT而言，选择EER-35作为磁芯材料，并将中央磁芯柱的缝隙设为具有1mm的缝隙长度。对于初级绕组N1和次级绕组N2的匝数T而言，N1＝39T，N2＝23T。将次级绕组N2的每匝(T)的感应电压的电平设为3V/T。将换流变压器PIT的耦合系数k设为k＝0.81。

将初级侧并联谐振电容器Cr的电容选为Cr＝3900pF，将次级侧串联谐振电容器C5的电容选为C5＝0.1μF。相应地，将初级侧并联谐振电路的初级侧并联谐振频率fo₁p设为230kHz，将次级侧串联谐振电路的次级侧串联谐振频率fo₂s设为82kHz。在这种情况下，通过关系式fo₁p≈2.6×fo₂s表示初级侧并联共振频率fo₁p与次级侧串联谐振频率fo₂s之间的关系。

次级侧直流输出电压Eo的额定电平为135V。所提供的负载功率处于最大负载功率Pomax＝200W到最小负载功率Pomin＝0W的范围内。

图23A、23B和23C为波形曲线图，其在开关元件Q1的开关周期的基础上示出了图22所示的电源电路的主要部分的操作。图23A示出了当最大负载功率Pomax＝200W时的电压V1、开关电流IQ1、初级绕组电流I21、次级绕组电流I22以及次级侧整流电流ID1和ID2。图23B示出了当中等负载功率Po＝120W时的电压V1、开关电流IQ1、初级绕组电流I21和次级绕组电流I22。图23C示出了当最小负载功率Pomin＝0W时的电压V1和开关电流IQ1。

电压V1是跨越开关器件Q1获得的。在开关器件Q1处于导通状态的周期TON内电压V1为零电平，在开关器件Q1处于截止状态的周期TOFF内电压V1形成了正弦谐振脉冲。电压V1的谐振脉冲波形表明，初级侧开关转换器的操作为电压谐振操作。

开关电流IQ1流经开关器件Q1和体二极管DD。在周期TON内，开关电流IQ1以图示波形流动，在周期TOFF内，开关电流IQ1为零电平。流经初级绕组N1的初级绕组电流I21是通过将在周期TON内作为开关电流IQ1流动的电流分量与在周期TOFF内流经初级侧并联谐振电容器Cr的电流组合而获得的。

图23A所示的流经形成次级侧整流电路的整流二极管Do1和Do2的整流电流ID1和ID2均按照如图所示的正弦形式流动。在这种情况下，相对于整流电流ID2而言，整流电流ID1的波形所呈现的次级侧串联谐振电路的谐振操作更为显著。

流经次级绕组N2的次级绕组电流I22的波形是通过将整流电流ID1和ID2相互组合而得到的。

图24相对于负载变化示出了图22所示的电源电路的开关频率fs、开关元件Q1的导通周期TON和截止周期TOFF以及AC到DC功率转换效率(ηAC→DC)。

首先来看AC到DC功率转换效率(ηAC→DC)，在负载功率Po＝50W到200W的宽范围内获得了90％或更高的高效率。本申请的发明人事先已经通过试验验证，在将次级侧串联谐振电路与单端型电压谐振转换器相结合时获得了这样的特性。

图24中的开关频率fs、导通周期TON和截止周期TOFF作为处理负载变化的恒压控制特性表明了图22所示的电源电路的开关操作。在这种情况下，开关频率fs相对于负载变化基本保持恒定。另一方面，导通周期TON和截止周期TOFF以彼此相反的方式呈线性变化，如图24所示。这表明，通过在次级侧直流输出电压Eo发生变化的同时，使开关频率基本恒定，以及改变导通周期和截止周期之间的时间比而控制开关操作。可以将这样的控制看作是改变一个周期内的导通周期和截止周期的PWM(脉冲宽度调制)控制。图22所示的电源电路可以通过这一PWM控制使次级侧直流输出电压Eo保持稳定。

图25通过开关频率fs(kHz)和次级侧直流输出电压Eo之间的关系示意性地示出了图22所示的电源电路的恒压控制特性。图22所示的电源电路具有初级侧并联谐振电路和次级侧串联谐振电路。因此，图22所示的电源电路以复合的方式具有两种谐振阻抗特性，即对应于初级侧并联谐振电路的初级侧并联谐振频率fo₁p和次级侧串联谐振电路的次级侧串联谐振频率fo₂s的谐振阻抗特性。由于图22所示的电源电路具有fo₁p≈2.8×fo₂s的关系，因此如图25所示，次级侧串联谐振频率fo₂s小于初级侧并联谐振频率fo₁p。

在交流输入电压VAC恒定的条件下，就相对于开关频率fs的恒压控制特性而言，如图25所示，分别采用特征曲线A和B表示在对应于初级侧并联谐振电路的初级侧并联谐振频率fo₁p的谐振阻抗下最大负载功率Pomax和最小负载功率Pomin处的恒压控制特性，分别采用曲线C和D表示在对应于次级侧串联谐振电路的次级侧串联谐振频率fo₂s的谐振阻抗下最大负载功率Pomax和最小负载功率Pomin处的恒压控制特性。在图25所示的特性下，当在tg下执行恒压控制时，可以通过Δfs表示作为一个区段的恒压控制所需的开关频率fs的变化范围(必要控制范围)，其中tg为次级侧直流输出电压Eo的额定电平。

图25所示的作为必要频率控制范围的变化范围Δfs从特征曲线C延伸至特征曲线B，其中，特征曲线C对应于最大负载功率Pomax下的次级侧串联谐振电路的次级侧串联谐振频率fo₂s，特征曲线B对应于最小负载功率Pomin下的初级侧并联谐振电路的初级侧并联谐振频率fo₁p。特征曲线D和特征曲线A穿插于最大负载功率Pomax下的特征曲线C与最小负载功率Pomin下的特征曲线B之间，特征曲线D对应于最小负载功率Pomin下的次级侧串联谐振电路的次级侧串联谐振频率fo₂s，特征曲线A对应于最大负载功率Pomax下的初级侧并联谐振电路的初级侧并联谐振频率fo₁p。由此，通过使开关频率fs基本保持固定的PWM控制执行作为图22所示的电源电路的恒压控制操作的开关驱动控制，其将改变一个开关周期内周期TON与TOFF之间的时间比。顺便提及，下述事实也可表明这一点：如图23A、23B和23C所示，在最大负载功率Pomax＝200W，负载功率Po＝100W，以及最小负载功率Pomin＝0W时，一个开关周期的周期长度(TOFF+TON)基本恒定，而周期TOFF和周期TON的宽度则发生变化。

可以在开关频率的窄变化范围(Δfs)内，根据视电源电路的负载变化而定的谐振阻抗特性，通过在两种状态之间转换而获得这样的操作，所述两种状态是指初级侧并联谐振电路的初级侧并联谐振频率fo1p下的谐振阻抗(容抗)起主导作用的状态和次级侧串联谐振电路的次级侧串联谐振频率fo2s下的谐振阻抗(感抗)起主导作用的状态。

图22所示的电源电路具有下述问题。在图23A、23B和23C所示的上述波形曲线中，图23A所示的最大负载功率Pomax下的开关电流IQ1在周期TOFF结束之前，即在导通定时之前一直为零电平。在导通周期TON开始后，开关电流IQ1所执行的操作使得开关电流IQ1作为负极性电流流经体二极管DD1，之后极性发生反转，由此在开关元件Q1的漏极和源极之间流动。这样的操作表明正确地执行了ZVS(零电压开关)。

另一方面，当Po＝120W，即对应于中等负载时，图23B所示的开关电流IQ1在截止周期TOFF结束之前，即在导通定时之前作为噪声流动。这是一种异常操作，表明未能正确执行ZVS。也就是说，我们知道，在处于中等负载时，如图22所示的配有次级侧串联谐振电路的电压谐振转换器引起了未能正确执行ZVS的异常操作。可以确认，图22所示的实际电源电路在(例如)处于图24所示的区段内的负载变化范围内引起了此类异常操作。

如前所述，配有次级侧串联谐振电路的电压谐振转换器具有如下特性：其倾向于能够随着负载的变化以良好的方式保持高效率。但是，如图23B中的开关电流IQ1所示，在开关元件Q1导通的时刻存在显著的峰值电流，由此引起开关损耗的增大，并构成了功率转换效率下降的因素。无论如何，上述异常操作引起了恒压控制电路系统的相位-增益特性的漂移，从而使开关操作处于异常振荡状态。因此，在这种情况下，我们强烈的认识到，难以将图22所示的电源电路投入到实际使用当中。

为了消除这一缺陷，有人将图26所示的所谓的E类开关转换器投入到了实际使用当中，所述E类开关转换器是通过将电压谐振转换器与电流谐振转换器结合而得到的转换器。图26所示的E类开关转换器具有开关元件Q1。在该例中，开关元件Q1为MOS-FET。将体二极管DD形成为与作为MOS-FET的开关元件Q1的漏极和源极并联。该例中，体二极管DD的前向为从源极到漏极。

将初级侧并联谐振电容器Cr与同一开关元件Q1的漏极和源极并联。将开关元件Q1的漏极通过扼流线圈L10的串联连接至直流输入电压Ein的正极端子。将开关元件Q1的源极连接至直流输入电压Ein的负极端子。

将扼流线圈L11的一个端子连接至开关元件Q1的漏极，将串联谐振电容器C11与扼流线圈L11的另一端子串联。将阻抗Z作为负载插置于串联谐振电容器C11和直流输入电压Ein的负极端子之间。阻抗Z的具体例子包括压电变压器、适用于高频的荧光灯等。

顺便提及，由于将扼流线圈L10的电感设为显著高于扼流线圈L11的电感，因此，能够将具有这样的构造的E类开关转换器视为复杂谐振转换器的一种形式，其包括由扼流线圈L10的电感和初级侧并联谐振电容器Cr形成的并联谐振电路，以及由扼流线圈L11的电感和串联谐振电容器C11的电容形成的串联谐振电路。此外，由于所述E类开关转换器只带有一个开关元件，因此可以将所述E类开关转换器视为与单端型电压谐振转换器无异。

图27示出了具有图26所示的上述构造的E类开关转换器的主要部分的操作。开关电压V1是跨越开关元件Q1得到的。在开关元件Q1处于导通状态的周期TON内，开关电压V1为零电平，在开关元件Q1处于截止状态的周期TOFF内，开关电压V1具有正弦脉冲波形。获得这一开关脉冲波形的原因在于上述并联谐振电路的谐振操作(电压谐振操作)。

开关电流IQ1流经开关元件Q1和体二极管DD。在周期TOFF内，开关电流IQ1处于零电平。在周期TON内，开关电流IQ1首先流经体二极管DD，因而其在自周期TON的起始时间点开始的某一时段内具有负极性，此后反转为具有正极性，并从开关元件Q1的漏极流至源极。

流经由E类开关转换器构成的变压器的电流I2是通过将流经开关元件Q1(和体二极管DD)的开关电流IQ1与流经初级侧并联谐振电容器Cr的电流合并而得到的。电流I2具有包括正弦波分量的波形。

上文所述的开关电流IQ1与开关电压V1之间的关系表明，在开关元件Q1的截止定时内获得了具有ZVS特性的操作，在导通定时内获得了具有ZVS特性和ZCS(零电流开关)特性的操作。

从直流输入电压Ei的正极端子经过扼流线圈L10流入E类开关转换器的电流I1形成了如图27所示的具有预定平均电平的脉动电流波形，其中，将扼流线圈L10和L11的电感设为具有L10>L11的关系。可以认为这样的脉动电流波形近似为直流。

发明内容

凭借上述E类转换器，不会在具有特定负载功率的部分内产生异常操作，并且能够在负载功率的宽范围内获得ZVS特性。但是，所述E类转换器中的扼流线圈L10具有(例如)1mH的高值。因而，在通过上述构造形成开关电源电路时，提高了装置尺寸和价格。

相应地，希望提供一种具有ZVS特性的开关电源电路，并实现装置内采用的电感器的尺寸的降低。

相应地，考虑到上述问题，按照下述说明形成根据本发明实施例的开关电源电路。

一种用于将初级侧直流电压转化为次级侧直流电压的开关电源电路，其初级侧包括：扼流线圈，其被供以所述初级侧直流电压；换流变压器，其具有位于初级侧的初级绕组和位于次级侧的次级绕组，所述初级绕组连接至所述扼流线圈；开关元件，其用于对通过所述扼流线圈和所述换流变压器的所述初级绕组提供的所述初级侧直流电压进行开关操作；初级侧串联谐振电容器，其一个端子连接至所述扼流线圈和所述初级绕组之间的连接点，所述初级侧串联谐振电容器与所述扼流线圈的电感形成初级侧第一串联谐振电路，与所述初级绕组内产生的漏电感形成初级侧第二串联谐振电路；初级侧并联谐振电容器，其与所述开关元件并联，所述初级侧并联谐振电容器与所述扼流线圈的所述电感和所述初级绕组内产生的所述漏电感形成初级侧并联谐振电路；以及振荡和驱动电路，其用于对所述开关元件进行导通-截止驱动。

所述开关电源电路的次级侧包括：次级侧整流电路，其用于产生所述次级侧直流电压，所述次级侧整流电路连接至所述换流变压器的所述次级绕组，所述开关元件的开关输出被传送至所述换流变压器的所述次级绕组；以及控制电路，其用于向所述振荡和驱动电路提供控制信号，从而使由所述次级侧整流电路输出的所述次级侧直流电压的值为预定值。

在这一开关电源电路中，将所述初级侧第一串联谐振电路的谐振频率设为基本是所述初级侧第二串联谐振电路的谐振频率的两倍，并且将所述初级侧并联谐振电路的谐振频率设为基本大于等于所述初级侧第一串联谐振电路的谐振频率的1.5倍，由此使所述开关电源电路的所述初级侧在负载变化的宽范围内具有zVS特性。

所述开关电源电路还包括用于箝定施加至所述开关元件的电压的有源箝位电路，所述有源箝位电路与所述扼流线圈和所述换流变压器的所述初级绕组的串联电路并联，所述有源箝位电路是通过使辅助开关元件与箝压电容器相互串联而形成的，所述辅助开关元件以和所述开关元件互补的方式导通。

所述辅助开关元件和所述开关元件以互补的方式导通。所述辅助开关元件和所述开关元件以互补的方式导通是指两个开关元件不同时导通。由于通过导通所述辅助开关箝定了施加至所述开关元件的电压，因而能够降低所述开关元件的耐受电压。

因而，根据本发明的实施例，有可能提供一种具有ZVS特性的开关电源电路，并实现装置内采用的电感器的尺寸的降低。

附图说明

图1是示出了根据第一实施例的电源电路的构造实例的电路图；

图2是示出了设置于根据第一实施例的电源电路内的换流变压器的结构实例的示意图；

图3A和图3B是基于开关周期示出了根据第一实施例的电源电路的主要部分的操作的波形曲线图；

图4是相对于根据第一实施例的电源电路中的负载变化示出了AC→DC功率转换效率的变化特性的示意图；

图5是示出了根据第一实施例的变型实例的电源电路的构造实例的电路图；

图6A和图6B是第一实施例的其他次级侧的电路图；

图7是示出了根据第二实施例的电源电路的构造实例的电路图；

图8A和图8B是基于开关周期示出了根据第二实施例的电源电路的主要部分的操作的波形曲线图；

图9是相对于根据第二实施例的电源电路中的负载变化示出了AC→DC功率转换效率的变化特性的示意图；

图10是示出了根据第二实施例的变型实例的电源电路的构造实例的电路图；

图11A、11B和11C是第二实施例的其他次级侧的电路图；

图12是示出了根据第三实施例的电源电路的构造实例的电路图；

图13A和图13B是基于开关周期示出了根据第三实施例的电源电路的主要部分的操作的波形曲线图；

图14是相对于根据第三实施例的电源电路中的负载变化示出了AC→DC功率转换效率的变化特性的示意图；

图15是示出了根据第三实施例的变型实例的电源电路的构造实例的电路图；

图16A和16B是第三实施例的其他次级侧的电路图；

图17是示出了根据第四实施例的电源电路的构造实例的电路图；

图18A和图18B是基于开关周期示出了根据第四实施例的电源电路的主要部分的操作的波形曲线图；

图19是相对于根据第四实施例的电源电路中的负载变化示出了AC→DC功率转换效率的变化特性的示意图；

图20是示出了根据第四实施例的变型实例的电源电路的构造实例的电路图；

图21A和图21B是第四实施例的其他次级侧的电路图；

图22是示出了根据背景技术的电源电路的构造实例的电路图；

图23A、23B和23C是示出了背景技术所示的电源电路的主要部分的操作的波形曲线图；

图24是相对于背景技术所示的电源电路中的负载变化示出了AC→DC功率转换效率、开关频率以及开关元件的导通周期和截止周期的变化特性示意图；

图25是从概念上示出了背景技术所示的电源电路的恒压控制特性的示意图；

图26是示出了根据背景技术的E类开关转换器的基板构造的实例的电路图；以及

图27是示出了根据背景技术的E类开关转换器的操作的波形曲线图。

具体实施方式

根据本实施例的开关电源电路将直流功率转化为交流功率，之后再将交流功率转化为次级侧直流功率。所述开关电源电路包括：被供以直流功率的扼流线圈；换流变压器，其具有初级侧初级绕组和次级侧次级绕组，其中，所述初级侧初级绕组被供以来自所述扼流线圈的功率；用于形成初级侧谐振电路的初级侧串联谐振电容器和初级侧并联谐振电容器；为初级绕组提供交流功率的开关元件；用于执行开关元件的导通/截止驱动的振荡和驱动电路；以及控制电路，其为所述振荡和驱动电路提供控制信号，从而通过连接至次级绕组的次级侧整流电路将次级侧直流输出电压输出调整为预定值。

形成于初级侧的谐振电路具有电压和电流谐振开关电路，所述电压和电流谐振开关电路是通过将电压谐振电路与作为两个电流谐振电路组的初级侧第一串联谐振电路和初级侧第二串联谐振电路相结合而形成的(在下文中将具有这样的电路构造，并执行ZVS操作的电路称为I类开关电路)。次级侧具有各种构造，例如，全波整流电路、双波整流电路、半波整流电路、倍压器整流电路、部分电压(partial voltage)谐振电路、并联谐振电路或串联谐振电路等。

在本申请所列举的发明人(在下文中简称本申请的发明人)给出的试验结果的研究结论的基础上，如下设置初级侧各谐振电路的频率，以保持ZVS特性。将初级侧并联谐振电路的谐振频率设为高于初级侧第一串联谐振频率，前者由扼流线圈的电感、初级绕组的漏电感和初级侧并联谐振电容器决定，后者由扼流线圈的电感和初级侧串联谐振电容器决定。此外，将初级侧第一串联谐振电路的谐振频率设为高于初级侧第二串联谐振电路的谐振频率。初级侧第二串联谐振电路的频率由初级绕组的漏电感和初级侧串联谐振电容器决定。

此外，从本申请的发明人给出的试验结果可以看出，将获得良好ZVS特性的每一谐振频率设置在下述范围内更为可取，尤其是当负载功率在宽范围内变化时。将初级侧第一串联谐振电路的谐振频率设为基本是初级侧第二串联谐振电路的谐振频率的两倍，将初级侧并联谐振电路的谐振频率设为基本大于等于初级侧第一串联谐振频率的1.5倍。基本是所述谐振频率的两倍包括以所述谐振频率的两倍为中心值做30％的扩展而得到的范围。从中心值扩展的范围越宽，表现出了ZVS特性的负载功率的变化范围越窄。从中心值扩展的范围越窄，表现出了ZVS特性的负载功率的变化范围就越宽。类似地，基本大于等于所述谐振频率的1.5倍的值包括经大约30％的扩展而得到的范围。该值越高，表现出了ZVS特性的负载功率的变化范围就越窄。该值越低，表现出了ZVS特性的负载功率的变化范围就越窄。但是，当该值变得大于等于所述谐振频率的两倍时，将拓宽表现出ZVS特性的范围，但是将使ZVS特性的效果本身降低。因此，大约30％的范围是可取的。

根据本实施例的开关电源电路具有如此构造，因而能够提供在负载功率的特定范围内不会产生误差操作的开关电源电路，这使降低装置中采用的扼流线圈的电感器的尺寸成为了可能。在下文中将引用具体实例做出更为详细的说明。

(第一实施例)

图1示出了根据第一实施例的开关电源电路。在初级侧，这一开关电源电路具有初级侧并联谐振电路、初级侧第一串联谐振电路和初级侧第二串联谐振电路。初级侧并联谐振电路为电压谐振型，其谐振频率由扼流线圈PCC的电感Lo、初级绕组N1内产生的漏电感L1和初级侧并联谐振电容器Cr决定。初级侧第一串联谐振电路为电流谐振型，其谐振频率由电感Lo和初级侧串联谐振电容器C2决定。初级侧第二串联谐振电路为电流谐振型，其谐振频率由漏电感L1和初级侧串联谐振电容器C2决定。在次级侧，开关电源电路具有部分电压谐振电路和全波桥式整流电路，前者是通过将次级侧部分电压谐振电容器C3连接至次级绕组N2形成的，后者具有由二极管D1到D4构成的次级侧整流元件Do和平滑电容器Co，以获得次级侧直流输出电压Eo。所述开关电源电路作为一个整体形成了多级谐振转换器。

将作为初级侧第一串联谐振电路的谐振频率的初级侧第一串联谐振频率设为基本是作为初级侧第二串联谐振电路的谐振频率的初级侧第二串联谐振频率的两倍。将作为初级侧并联谐振电路的谐振频率的初级侧并联谐振频率设为基本大于等于初级侧第一串联谐振频率的1.5倍。次级侧的部分电压谐振电路使谐振电流仅在次级侧整流元件Do被反转为导通或截止之后即刻做短时间的流动。

在图1所示的开关电源电路中，在商用交流电源AC的线路中插入一组共模扼流线圈CMC和两个跨线电容器CL，如图所示。共模扼流线圈CMC和跨线电容器CL形成了噪声滤波器，用于消除叠加在商用交流电源AC的线路上的共模噪声。

通过桥式整流电路Di对交流输入电压VAC整流，并采用整流输出对平滑电容器Ci充电。也就是说，由桥式整流电路Di和平滑电容器Ci形成的整流和平滑电路对商用交流功率进行整流并使之平滑。由此，获得了作为跨越平滑电容器Ci的电压的整流和平滑电压Ei。这一整流和平滑电压Ei是用于下一级开关转换器的直流输入电压。

被供以上述作为直流输入电压的整流和平滑电压Ei，并执行开关操作的开关转换器被形成为I类开关电路，I类开关电路是背景技术所示的E类开关转换器的变型。在这种情况下，选择高耐压MOS-FET作为开关元件Q1。在这种情况下，用于驱动I类开关电路的驱动系统为外部激励系统，其通过振荡和驱动电路2对所述开关元件进行开关驱动。

将开关元件Q1的漏极通过换流变压器PIT的初级绕组N1与扼流线圈PCC的串联连接至平滑电容器Ci的正极端子。将开关元件Q1的源极连接至初级侧地。将来自振荡和驱动电路2的开关驱动信号输出施加至开关元件Q1的栅极。

由于在这种情况下选择MOS-FET作为开关元件Q1，因此开关元件Q1包括与开关元件Q1的源极和漏极并联的体二极管DD，如图1所示。体二极管DD的阳极连接至开关元件Q1的源极，其阴极连接至开关元件Q1的漏极。体二极管DD形成了使开关电流沿相反方向通过的路径。所述电流是由开关元件Q1的导通/截止操作(即开关操作)产生的。

将初级侧并联谐振电容器Cr与开关元件Q1的漏极和源极并联。形成初级侧并联谐振电路，其谐振频率由初级侧并联谐振电容器Cr的-电容、换流变压器PIT的初级绕组N1的漏电感L1和扼流线圈PCC的电感Lo决定。这一初级侧并联谐振电路执行谐振操作，由此获得作为开关元件Q1的开关操作的电压谐振操作。相应地，在开关元件Q1的截止周期内获得了作为开关元件Q1的漏极和源极之间的端到端电压V1的正弦谐振脉冲波形。

此外，将由换流变压器PIT的初级绕组N1和初级侧串联谐振电容器C2构成的串联电路与开关元件Q1并联，在下文中将对换流变压器PIT的初级绕组N1予以说明。在这种情况下，将初级绕组N1的另一端子连接至开关元件Q1的漏极，将初级绕组N1的一个端子连接至初级侧串联谐振电容器C2的一个端子。将初级侧串联谐振电容器C2的未连接至初级绕组N1的那个端子连接至处于初级侧地电势的开关元件Q1的源极。此外，初级侧串联谐振电容器C2通过平滑电容器Ci与扼流线圈PCC串联。由此获得了初级侧第一串联谐振电路和初级侧第二串联谐振电路。

为了通过外部驱动系统驱动开关元件Q1，例如，振荡和驱动电路2基于从包含在振荡和驱动电路2中的振荡电路获得的振荡信号产生作为栅极电压对MOS-FET进行开关驱动的驱动信号，并将所述驱动信号施加至开关元件Q1的栅极。开关元件Q1由此根据驱动信号的波形连续执行导通/截止操作。也就是说，开关元件Q1执行开关操作。

换流变压器PIT将初级侧开关转换器的开关输出传递至次级侧，其中，就直流而言，初级侧与次级侧相互绝缘。出于这一原因，将初级绕组N1和次级绕组N2在相互分开的状态下缠绕在磁芯上。

在这种情况下，换流变压器PIT的结构具有(例如)EE形磁芯，所述EE形磁芯是通过使由铁氧体材料构成的E形磁芯相互组合形成的。在初级绕组N1和次级绕组N2之间分割绕组部分，并围绕EE形磁芯的中央磁芯柱缠绕初级绕组N1和次级绕组N2。而且，在换流变压器PIT的EE形磁芯的中央磁芯柱中形成缝隙。由此，在初级侧和次级侧之间获得松耦合系数k。松耦合能够产生漏电感L1和漏电感L2，并防止EE形磁芯中的磁通量易于饱和。

因而，换流变压器PIT的初级绕组N1产生漏电感L1，并且是用于形成I类开关电路中的初级侧第二串联谐振电路和初级侧并联谐振电路的元件。此外，将对应于开关元件Q1的开关输出的交流电压施加至初级绕组N1上，初级绕组N1与次级绕组N2耦合，二者所处的状态为就直流而言相互绝缘，在这种情况下，初级绕组N1具有向次级侧传递功率的功能。

在换流变压器PIT的次级侧，基于EE形磁芯中由初级绕组N1感应的磁通量，在次级绕组N2内产生交流电压。将次级侧部分电压谐振电容器C3以并联关系连接至次级绕组N2。因而，次级绕组N2的漏电感L2和次级侧部分电压谐振电容器C3的电容形成了次级侧部分电压谐振电路。这一次级侧部分电压谐振电路降低了在形成次级侧整流元件Do的每一二极管Do1到Do4的导通和截止开关之后即刻产生的功率损失。在第一实施例中，次级侧部分电压谐振电容器C3的电容为1000pF(皮法)。

在这种情况下，将由四个二极管Do1到Do4形成的次级侧整流元件Do的输入侧连接至与次级侧部分电压谐振电容器C3并联的次级绕组N2，并将次级侧整流元件Do的输出侧连接至平滑电容器Co，由此将次级侧整流电路形成为全波整流电路。由此获得了作为跨越平滑电容器Co的电压的次级侧直流输出电压Eo，其电平对应于在次级绕组N2内感应的交流电压的电平。将如此生成的次级侧直流输出电压Eo提供给负载。此外，还要将次级侧直流输出电压Eo分支出来作为探测电压输出至控制电路1。

控制电路1向振荡和驱动电路2提供探测输出，所述探测输出对应于输入的次级侧直流输出电压Eo的电平变化。振荡和驱动电路2驱动开关元件Q1，从而根据控制电路1输入的探测输出而改变开关频率，并借此改变一个开关周期内的导通周期TON和截止周期TOFF之间的时间比(导通角)。这一操作是对次级侧直流输出电压的恒压控制操作。

对开关元件Q1的开关频率和导通角的此类可变控制改变了电源电路的初级侧和次级侧的谐振阻抗，以及功率传递有效周期，并且改变了从换流变压器PIT的初级绕组N1传递至其次级绕组N2的功率的量，以及从次级侧整流电路提供至负载的功率的量。因此，实现了通过控制次级侧直流输出电压Eo的电平而消除次级侧直流输出电压Eo的电平变化的操作。也就是说，使次级侧直流输出电压Eo保持稳定。

如上所述，通常认为，由于在初级侧具有电压谐振转换器的电源电路具有窄负载功率控制范围，因而难以将所述电源电路照原样投入到实际使用当中，并且难以在轻负载下保持ZVS特性。

但是，基于在对参数做出各种变化的情况下获得的大量试验结果，本申请的发明人发现如下事实：借助下述手段有可能针对负载功率Po值的宽范围提供能够保持ZVS特性的转换器电路，即在初级侧提供初级侧第一串联谐振电路、初级侧第二串联谐振电路和初级侧并联谐振电路，并按照预定关系设定三个谐振电路的频率，也就是说，将初级侧并联谐振电路的谐振频率设为高于初级侧第一串联谐振频率，将初级侧第一串联谐振电路的谐振频率设为高于初级侧第二串联谐振电路的谐振频率。此外，有可能提供更为稳定的转换器电路，其使初级侧第一串联谐振电路的谐振频率保持基本为初级侧第二串联谐振电路的谐振频率的两倍，并使初级侧并联谐振电路的谐振频率保持基本大于等于初级侧第一串联谐振频率的1.5倍，由此在更宽的负载功率Po值的范围内保持ZVS特性。

本实施例的I类开关电路所采用的扼流线圈PCC类似于过去在图26中所示的E类转换器所必需的扼流线圈L10。但是，基于对谐振频率的如此设置，扼流线圈PCC的电感Lo必然低于扼流线圈L10的值。具体而言，背景技术所示的E类转换器的扼流线圈L10具有(例如)大约1mH的电感，与对应于扼流线圈L11的换流变压器PIT的初级绕组N1相比，这是一个相当高的值。因此，在扼流线圈L10内的铁损和铜损等的作用下将相应产生大功率损失，电源电路整体的功率转换效率也将相应显著降低。例如，已经通过试验验证，与图22的电源电路相比，包含了图26所示的E类转换器的开关电源电路的AC→DC功率转换效率(ηAC→DC)的值降低了大约一个百分点。此外，如上所述，由于图26的电源电路需要将扼流线圈L10设为具有相当高的电感，因此需要为用于形成扼流线圈L10的(例如)磁芯等选择尺寸相对较大的零件。这是一个阻碍成本、尺寸等降低的因素。

就这一方面而言，本实施例的利用I类开关电路作为其主要部分的转换器的初级侧电路的谐振电路构成了以前未经发现的特殊构造。凭借这一构造，实现了与E类转换器中基本无异的宽范围内的ZVS特性，并实现了扼流线圈PCC的小型化。在下文中将对这一点予以详细说明。

初级侧谐振电路具有三个谐振电路，即具有初级侧并联谐振频率fo₁p的初级侧并联谐振电路、具有初级侧第一串联谐振频率fo₁₁s的初级侧第一串联谐振电路和具有初级侧第二串联谐振频率fo₁₂s的初级侧第二串联谐振电路。

初级侧并联谐振电路是由扼流线圈PCC的电感Lo、漏电感L1和初级侧并联谐振电容器Cr作为部件形成的。初级侧第一串联谐振电路是由电感Lo和初级侧串联谐振电容器C2作为部件形成的。初级侧第二串联谐振电路是由漏电感L1和初级侧串联谐振电容器C2作为部件形成的。

初级侧并联谐振频率fo₁p高于初级侧第一串联谐振频率fo₁₁s，初级侧第一串联谐振频率fo₁₁s高于初级侧第二串联谐振频率fo₁₂s。初级侧第一串联谐振频率fo₁₁s基本为第二串联谐振频率fo₁₂s的两倍。在这种情况下，可以将扼流线圈PCC的电感Lo的值设为基本上小于等于背景技术所示的E类转换器中的1mH的电感的1/10。

本申请的发明人检验了在三个频率之间设置不同关系时表现出ZVS特性的范围，所述三个频率是指初级侧并联谐振频率fo₁p、初级侧第一串联谐振频率fo₁₁s和初级侧第二串联谐振频率fo₁₂s。结果发现，当初级侧并联谐振频率fo₁p基本大于等于初级侧第一串联谐振频率fo₁₁s的1.5倍，初级侧第一串联谐振频率fo₁₁s基本为初级侧第二串联谐振频率fo₁₂s的两倍时，表现出ZVS特性的负载功率Po的范围受到拓展的程度最大。在第一实施例中，初级侧并联谐振频率fo₁p的值为103kHz，初级侧第一串联谐振频率fo₁₁s的值为65.5kHz，初级侧第二串联谐振频率fo₁₂s的值为30kHz。

顺便提及，上文所述的谐振频率之间的关系只是使表现出ZVS特性的范围受到最大程度扩展的一个例子。因此，当负载功率Po的范围越窄时，上文所述的作为基本大于等于初级侧第一串联谐振频率fo₁₁s的1.5倍的频率的初级侧并联谐振频率fo₁p和作为基本是初级侧第二串联谐振频率fo₁₂s的两倍的频率的初级侧第一串联谐振频率fo₁₁s的数值所处的范围就越宽。即使当上文所述的相应频率的1.5倍和2倍的值每者在大约30％的范围内变化时，也能够获得良好的特性。

由于对表现出了ZVS特性的范围进行了这样的扩展，因而能够进一步减小换流变压器PIT的缝隙，耦合系数k的值可以为0.8或更高。

在下文中，将对初级侧谐振电路的操作予以更为详细的描述。根据由开关元件Q1执行的开关操作，初级侧并联谐振电路的电压谐振操作使充电/放电电流在开关元件Q1的截止周期内流经初级侧并联谐振电容器Cr。这一充电/放电电流产生了基本具有半个正弦波的形状的谐振脉冲电压，所述谐振脉冲电压为跨越初级侧并联谐振电容器Cr的电压。在图1的电路中，初级侧并联谐振电路具有经由初级侧串联谐振电容器C2连接的初级绕组N1。因此，在初级绕组N1中，所述谐振脉冲电压叠加在根据开关电流产生的交流电压上。

这时，由于所选的平滑电容器Ci的电容和初级侧串联谐振电容器C2的电容二者均比初级侧并联谐振电容器Cr的电容大得多，因此可以认为平滑电容器Ci和初级侧串联谐振电容器C2等价于短路，初级侧并联谐振频率fo₁p实际上由扼流线圈PCC的电感Lo、漏电感L1和初级侧并联谐振电容器Cr的值决定。也就是说，初级侧并联谐振频率fo₁p由电感Lo、漏电感L1和初级侧并联谐振电容器Cr的值决定。在第一实施例中，初级侧并联谐振电容器Cr的电容为5600pF，电感Lo为68μH。

此外，根据开关元件Q1的开关操作，初级侧第一串联谐振电路通过执行谐振操作，使得谐振电流流经由初级侧串联谐振电容器C2、扼流线圈PCC和平滑电容器Ci构成的串联路径。由于平滑电容器Ci的电容比初级侧串联谐振电容器C2的电容大得多，因此可以认为平滑电容器Ci等价于短路，那么初级侧第一串联谐振频率fo₁₁s实际上由扼流线圈PCC的电感Lo的值和初级侧串联谐振电容器C2的电容值决定。也就是说，初级侧第一串联谐振频率fo₁₁s由电感Lo的值和初级侧串联谐振电容器C2的电容值决定。在第一实施例中，初级侧串联谐振电容器C2的电容为0.082μF。

此外，初级侧第二串联谐振电路通过执行谐振操作，使得谐振电流在开关元件Q1的导通周期内流经由初级侧串联谐振电容器C2、初级绕组N1和开关元件Q1构成的串联路径。在开关元件Q1的导通周期内，开关元件Q1的传导电阻值非常低。在开关元件Q1的截止周期内，谐振电流流经体二极管DD，在这种情况下体二极管DD的传导电阻值也非常低。因此可以认为开关元件Q1等价于短路，初级侧第二串联谐振频率fo₁₂s实际上由漏电感L1的值和初级侧串联谐振电容器C2的电容值决定。也就是说，初级侧第二串联谐振频率fo₁₂s由漏电感L1的值和初级侧串联谐振电容器C2的电容值决定。

图2示出了设置于根据本实施例的开关电源电路内的换流变压器PIT的结构实例。如该图所示，换流变压器PIT具有EE型磁芯(具有EE形状的磁芯)，所述EE型磁芯的形成方式为，将由铁氧体材料构成的E形磁芯CR1和E形磁芯CR2相互组合，使E形磁芯CR1的磁芯柱与E形磁芯CR2的磁芯柱相对(opposed)。然后，使换流变压器PIT具有由树脂等形成的线轴(bobbin)B，线轴B所具有的形状使得初级侧绕组部分和次级侧绕组部分被相互分离，从而使之相互独立。将初级绕组N1缠绕在线轴B的一部分上。将次级绕组N2缠绕在线轴B的另一部分上。使如此缠绕了初级绕组N1和次级侧绕组的线轴B附着于上述EE形磁芯(CR1和CR2)。由此，使初级绕组N1和次级绕组N2围绕EE形磁芯的中央磁芯柱缠绕于相应的不同缠绕区域上。由此获得了整个换流变压器PIT的结构。

此外，在EE形磁芯的中央磁芯柱内形成大约0.8mm的缝隙G。由此，在初级侧和次级侧之间获得约等于0.82的耦合系数k。这一耦合系数k表示，可以将这一耦合度视为松耦合。松耦合能够产生漏电感L1和漏电感L2，并防止EE形磁芯中的磁通量易于饱和。在第一实施例中，采用EER-35作为磁芯材料，并将初级绕组N1的匝数设为40T(匝)，将次级绕组N2的匝数设为33T。

也可以通过向具有预定形状和预定尺寸的EE形磁芯提供绕组形成扼流线圈PCC。

根据第一实施例的开关电源电路所处理的最大负载功率Pomax为300W，所处理的最小负载功率Pomin为0W(无负载)。次级侧直流输出电压Eo的额定电平为175V。就交流输入电压VAC而言，所述开关电源电路能够处理100-V的系统。

引用图3A和图3B所示的波形曲线图作为针对图1所示的根据第一实施例的电源电路的试验结果。图3A在最大负载功率Pomax＝300W，交流输入电压VAC为100V的条件下示出了开关电压V1、开关电流IQ1、扼流线圈电流Io、初级绕组电流I1、初级侧串联谐振电容器的电压V2、次级侧整流元件电流I2和次级侧交流电压V3。

图3B在最小负载功率Pomin＝0W，交流输入电压VAC＝100V的条件下示出了开关电压V1、开关电流IQ1、扼流线圈电流Io、初级绕组电流I1、初级侧串联谐振电容器的电压V2(跨越初级侧串联谐振电容器的电压)、次级侧整流元件电流I2和次级侧交流电压V3。

在下文中将对图3A所示的波形曲线图予以更为详细的说明。开关电压V1是开关元件Q1的漏极到源极电压，开关元件Q1被供以平滑电容器Ci的直流输入电压Ei，并执行开关操作。一个开关周期包括周期TON和周期TOFF，在周期TON内开关元件Q1将被导通，在周期TOFF内，开关元件Q1将被截止。开关电压V1在周期TON内具有零电平，在周期TOFF内具有谐振脉冲波形。获得作为正弦谐振波形的开关电压V1的电压谐振脉冲的原因在于初级侧并联谐振电路的谐振操作。

开关电流IQ1从开关元件Q1的漏极侧流向其源极侧，或者流经体二极管DD。开关电流IQ1在周期TOFF内处于零电平。在抵达导通定时时，即在周期TOFF结束，周期TON开始时，开关电流IQ1首先流经体二极管DD，因而具有极性为负的波形，之后发生反转，从而自所述漏极流至所述源极，因而具有极性为正的波形。

扼流线圈电流Io从平滑电容器Ci流入I类开关电路。扼流线圈电流Io为脉动电流。

初级绕组电流I1根据开关元件Q1的开关操作流经初级绕组N1。初级绕组电流I1的电流波形是通过将开关电流IQ1与流经初级侧并联谐振电容器Cr的电流相互结合而得到的。开关元件Q1执行导通/截止操作，由此将周期TOFF内作为开关电压V1的谐振脉冲电压施加至初级侧第一串联谐振电路和初级侧第二串联谐振电路。初级侧第一串联谐振电路和初级侧第二串联谐振电路由此执行谐振操作，初级绕组电流I1根据所述开关周期形成了近似为正弦的交流波形。

初级侧串联谐振电容器的电压V2是通过由流经初级侧第一串联谐振电路和初级侧第二串联谐振电路的电流构成的组合电流产生的，该电压是通过将相应电流的基本为正弦的波形相加到一起而得到的。

次级侧整流元件电流I2流入次级侧整流元件Do，其在电压极性变化点处为零。这是部分电压谐振电路所起的作用。当次级侧部分电压谐振电容器C3的值处于330pF到1000pF的范围内时，获得了提高效率的有利效果。与不添加并联谐振电路的情况相比，添加了并联谐振电路之后，使功率转换效率(ηAC→DC)提高了大约0.2个百分点，在下文中将对其予以说明。

次级侧交流电压V3是由次级绕组N2和次级侧部分电压谐振电容器C3构成的连接电路与次级侧接地点之间的电压。次级侧交流电压V3被输入到次级侧整流元件Do内。在由次级侧交流电压V3某一半周期构成的每一时段内，向二极管Do1和Do4施加前向电压，相应地二极管Do1和Do4导通。由此，在次级侧平滑电容器Co内将次级侧交流电压V3平滑化为次级侧直流输出电压Eo。在由次级侧交流电压V3的另一半周期构成的每一时段内，向二极管Do2到Do3施加前向电压，相应地二极管Do2和Do3导通。由此，在次级侧平滑电容器Co内将次级侧交流电压V3平滑化为次级侧直流输出电压Eo。

图4在交流输入电压VAC＝100V的输入条件下，相对于从最大负载功率Pomax＝300W到最小负载功率Pomin＝0W的负载变化，示出了根据第一实施例的开关电源电路内的开关频率fs、从开关电源电路的输入到输出的能量转换效率(ηAC→DC)、周期TON和周期TOFF。

对应于这一负载功率变化的可变范围Δfs要求开关频率fs只处于一个非常窄的范围内Δfs＝1.8kHz。由此，当负载功率急剧变化时，获得良好的瞬变响应特性。

已经验证，在最大负载功率Pomax＝300W和最小负载功率Pomin＝0W之间获得了ZVS特性。此外，由于扼流线圈PCC具有68μH的低电感Lo，因此扼流线圈PCC的损耗小。此外，换流变压器的耦合系数值为0.82，其高于过去的值。这些均有助于功率转换效率的提高，在交流输入电压VAC＝100V，最大负载功率Pomax＝300W的条件下，获得了92.5％的高效率。顺便提及，已经验证，即使在将换流变压器的耦合系数值设置在0.8到0.85这一由高于过去的值的耦合系数构成的范围内时，也能够充分表现ZVS特性，并且能够使功率转换效率保持充分高的值。

因此，根据采用I类开关电路的当前实施例，消除了中等负载下的误差操作，获得了正确的ZVS操作。如针对背景技术的图23B所示，这一误差操作表现为这样一种现象，其中，在导通定时(周期TON开始)之前，开关元件Q1导通，具有正极性的开关电流IQ1在源极和漏极之间流动。但是，根据本实施例的I类开关电路中的开关电流IQ1的操作，并不存在如此流动的电流，也不会产生过去面临的误差操作。这是提高功率转换效率的因素。

此外，由于本实施例具有扼流线圈PCC，因此，输入电流I1的波形更加接近正弦波，由此还能够获得降低高频噪声的效果。此外，在这种情况下，扼流线圈PCC具有68μH的低电感Lo。因此，有可能降低扼流线圈PCC的尺寸，进而降低装置尺寸，并进一步降低装置价格。

与表现背景技术的图26所示的开关电源电路的比较表明，在图26所示的开关电源电路的初级侧连接模式中，形成了本实施例中的初级侧第二串联谐振电路，但是未形成初级侧第一串联谐振电路。在这种情况下，在初级侧流动的串联谐振电流照原样作为初级绕组电流I1流动。另一方面，本实施例设有初级侧第一串联谐振电路和初级侧第二串联谐振电路这两组电路作为初级侧串联谐振电路。因此，将在初级侧流动的串联谐振电流被分支到初级绕组N1和扼流线圈PCC内。由此，降低了初级绕组电流I1的幅度，提高了效率。

在次级侧，在次级侧整流元件Do的导通/截止定时内执行部分电压谐振操作。将要流入次级侧整流元件Do的电流流向次级侧部分电压谐振电容器，由此降低了整流二极管内的传导损耗和开关损耗。

顺便提及，在上述第一实施例以及将在下文中予以说明的第二实施例和第三实施例每者当中，在初级侧均提供初级侧整流元件Di和平滑电容器Ci，并且初级侧的功率输入均为交流功率。但是，在每一实施例中，当初级侧的功率输入为直流功率时，除了初级侧整流元件Di的四个二极管中的两个将根据输入直流功率的极性而导通之外，根据本实施例的开关电源电路中的每一主要部分的作用和效果并没有显著的差别。此外，在不提供初级侧整流元件Di时，降低平滑电容器Ci的值，并提供直流功率作为输入功率，那么此时除了输入功率为交流功率或直流功率外，根据本实施例的开关电源电路的每一主要部分的作用和效果并没有显著差别。

(第一实施例的变型实例)

尽管可能存在各种作为上述第一实施例的变型实例的模式，但是在下文中将示出其中的典型例子。首先，图5示出了I类开关电路的变型实例。在第一实施例中，将初级侧串联谐振电容器C2接地。但是，如图5所示，即使在将初级侧串联谐振电容器C2连接至平滑电容器Ci时，也能获得与第一实施例中相同的作用和效果。也就是说，平滑电容器Ci的电容比初级侧串联谐振电容器C2的电容大得多，在高频等效电路中，可以认为平滑电容器Ci短路，因而通过平滑电容器Ci获得了使初级侧串联谐振电容器C2接地的效果。

接下来，图6A和6B示出了第一实施例中的次级侧电路的典型修改实例。次级侧绕组以及次级侧整流和平滑电路并不局限于上述实施例。即使采用图6A所示的双波整流电路，也能获得与上述实施例中相同的效果。此外，即使采用图6B所示的倍压器整流电路，也能获得与上述实施例中相同的效果。在这些情况下，没有部分电压谐振电路，因此，与设置部分电压谐振电路的情况相比，功率转换效率降低了大约0.2个百分点。

(第二实施例)

图7示出了根据第二实施例的开关电源电路。采用相同的附图标记表示这一开关电源电路中与根据上述第一实施例的开关电源电路中相同的部分，因而将省略对其的详细说明。根据第二实施例的开关电源电路与根据第一实施例的开关电源电路的区别如下。根据第一实施例的开关电源电路在次级侧不具有谐振电路，或者在次级侧具有部分电压谐振电路。根据第二实施例的开关电源电路包括具有次级侧并联谐振电容器的次级侧并联谐振电路，所述次级侧并联谐振电容器的电容值高于所述部分电压谐振电容器的电容值。

在初级侧，这一开关电源电路具有初级侧并联谐振电路，所述初级侧并联谐振电路的谐振频率由扼流线圈PCC的电感Lo、初级绕组N1内产生的漏电感L1和初级侧并联谐振电容器Cr决定。此外，所述电路具有两个电流谐振电路组，即，初级侧第一串联谐振电路和初级侧第二串联谐振电路，前者的谐振频率由电感Lo和初级侧串联谐振电容器C2决定，后者的谐振频率由漏电感L1和初级侧串联谐振电容器C2决定。在次级侧，所述开关电源电路具有次级侧并联谐振电路和全波桥式整流电路，前者是通过将次级侧并联谐振电容器C4连接至次级绕组N2形成的，后者具有由二极管Do1到Do4构成的次级侧整流元件Do和平滑电容器Co，用于获得次级侧直流输出电压Eo。所述开关电源电路作为一个整体形成了多级谐振转换器。

将作为初级侧第一串联谐振电路的谐振频率的初级侧第一串联谐振频率设为基本是作为初级侧第二串联谐振电路的谐振频率的初级侧第二串联谐振频率的两倍。将作为初级侧并联谐振电路的谐振频率的初级侧并联谐振频率设为基本大于等于初级侧第一串联谐振频率的1.5倍。使谐振电流流经次级侧的并联谐振电路。

图7所示的根据第二实施例的开关电源电路的规格以及根据第二实施例的开关电源电路的各部分的主要具体常数如下。就根据第二实施例的开关电源电路的负载功率而言，最大负载功率Pomax＝300W，最小负载功率Pomin＝0W。在这一范围内保持ZVS特性。交流输入电压VAC的值为100V。次级侧直流输出电压Eo的值为175V。

扼流线圈PCC的电感值为68μH。换流变压器PIT的磁芯材料为EER-35。将磁芯的缝隙G设为0.8mm。将初级绕组N1设为40T。将次级绕组N2设为33T。换流变压器的耦合系数为0.82。初级侧并联谐振电路的初级侧并联谐振电容器Cr的值为5600pF。初级侧串联谐振电容器C2的值为0.1μF。次级侧并联谐振电容器C4的值为0.015μF。在具有这些常数的第二实施例中，初级侧并联谐振频率fo₁p的值为119kHz，初级侧第一串联谐振频率fo₁₁s的值为59kHz，初级侧第二串联谐振频率fo₁₂s的值为33kHz，次级侧并联谐振频率fo₂p的值为115kHz，其基本等于初级侧并联谐振频率。

引用图8A和图8B所示的波形曲线图作为针对图7所示的根据第二实施例的电源电路的试验结果。图8A在最大负载功率Pomax＝300W，交流输入电压VAC＝100V的条件下示出了开关电压V1、开关电流IQ1、扼流线圈电流Io、初级绕组电流I1、初级侧串联谐振电容器的电压V2、次级绕组电流I4和次级侧交流电压V3。

图8B在最小负载功率Pomin＝0W，交流输入电压VAC＝100V的条件下示出了开关电压V1、开关电流IQ1、扼流线圈电流Io、初级绕组电流I1、初级侧串联谐振电容器的电压V2(跨越初级侧串联谐振电容器的电压)、次级绕组电流I4和次级侧交流电压V3。

根据图8A和图8B所示的波形特性，例如，在次级侧并联谐振电路的作用下，次级绕组电流I4近似于按正弦波流动，而且次级侧交流电压V3具有和缓的上升沿和下降沿特性，因而降低了次级侧电路的开关损耗。

图9在交流输入电压VAC＝100V的输入条件下，相对于从最大负载功率Pomax＝300W到最小负载功率Pomin＝0W的负载变化，示出了根据第二实施例的开关电源电路内的开关频率fs、从开关电源电路的输入到输出的能量转换效率(ηAC→DC)、周期TON和周期TOFF。

针对这一负载功率变化所需的开关频率fs的可变范围Δfs为Δfs＝33kHz。试验结果表明，可变范围Δfs与缝隙G的值相关。已经验证，例如，可以通过将缝隙G的值增大至1.6mm而将可变范围Δfs缩小至大约10kHz。

已经验证，在最大负载功率Pomax＝300W和最小负载功率Pomin＝0W之间也获得了ZVS特性。此外，由于扼流线圈PCC具有68μH的低电感Lo，因此扼流线圈PCC的损耗小。此外，换流变压器的耦合系数值为0.82，其高于过去的值。这些均有助于功率转换效率的提高，在交流输入电压VAC＝100V，最大负载功率Pomax＝300W的条件下，获得了91.6％的高效率。顺便提及，已经验证，即使在将换流变压器的耦合系数值设置在0.8到0.85这一由高于过去的值的耦合系数构成的范围内时，也能够充分表现ZVS特性。

因而，根据采用I类开关电路和次级侧并联谐振电路的当前实施例，采用了作用和效果与第一实施例中相同的I类开关电路，消除了中等负载下的误差操作，获得了正确的ZVS操作。就次级侧而言，采用了次级侧并联谐振电路，由此降低了整流二极管中的传导损失和开关损耗。

(第二实施例的变型实例)

尽管可能存在各种作为上述第二实施例的变型实例的模式，但是在下文中将示出其中的典型例子。首先，图10示出了I类开关电路的变型实例。在第二实施例中，将初级侧串联谐振电容器C2接地。但是，如图10所示，即使在将初级侧串联谐振电容器C2连接至平滑电容器Ci时，也能获得与第二实施例中相同的作用和效果。也就是说，平滑电容器Ci的电容比初级侧串联谐振电容器C2的电容大得多，在高频等效电路中，可以认为平滑电容器Ci短路，因而通过平滑电容器Ci获得了使初级侧串联谐振电容器C2接地的效果。

接下来，图11A、11B和11C示出了第二实施例中的次级侧电路的典型修改实例。次级侧绕组以及次级侧整流和平滑电路并不局限于上述实施例。如图11A所示，即使采用具有次级侧并联谐振电容器C4的双波整流电路，也能够获得与第二实施例中相同的效果。此外，如图11B所示，即使采用具有次级侧并联谐振电容器C4的倍压器整流电路，也能够获得与第二实施例中相同的效果。此外，如图11C所示，即使采用具有次级侧并联谐振电容器C4的半波整流电路，I类开关电路也能够提供与第二实施例中相同的效果。

(第三实施例)

图12示出了根据第三实施例的开关电源电路。采用相同的附图标记表示这一开关电源电路中与根据上述第一实施例的开关电源电路或根据上述第二实施例的开关电源电路中相同的部分，因而将省略对其的详细说明。根据第三实施例的开关电源电路与根据第一实施例的开关电源电路或根据第二实施例的开关电源电路的区别在于根据第一实施例的开关电源电路在次级侧不具有谐振电路，或者在次级侧具有部分电压谐振电路，根据第二实施例的开关电源电路在次级侧具有并联谐振电路，而根据第三实施例的开关电源电路包括具有次级侧串联谐振电容器的次级侧串联谐振电路。

在初级侧，这一开关电源电路具有初级侧并联谐振电路和两个电流谐振电路组，即初级侧第一串联谐振电路和初级侧第二串联谐振电路，初级侧并联谐振电路的谐振频率由扼流线圈PCC的电感Lo、初级绕组N1内产生的漏电感L1和初级侧并联谐振电容器Cr决定，初级侧第一串联谐振电路的谐振频率由电感Lo和初级侧串联谐振电容器C2决定，初级侧第二串联谐振电路的谐振频率由漏电感L1和初级侧串联谐振电容器C2决定。在次级侧，所述开关电源电路具有次级侧串联谐振电路和全波桥式整流电路，前者是通过将次级侧串联谐振电容器C5连接至次级绕组N2形成的，后者具有由二极管Do1到Do4构成的次级侧整流元件Do和平滑电容器Co，用于获得次级侧直流输出电压Eo。所述开关电源电路作为一个整体形成了多级谐振转换器。

将作为初级侧第一串联谐振电路的谐振频率的初级侧第一串联谐振频率设为基本是作为初级侧第二串联谐振电路的谐振频率的初级侧第二串联谐振频率的两倍。将作为初级侧并联谐振电路的谐振频率的初级侧并联谐振频率设为基本大于等于初级侧第一串联谐振频率的1.5倍。使谐振电流流经次级侧的串联谐振电路。

图12所示的根据第三实施例的开关电源电路的规格以及根据第三实施例的开关电源电路的各部分的主要具体常数如下。就根据第三实施例的开关电源电路的负载功率而言，最大负载功率Pomax＝300W，最小负载功率Pomin＝0W。在这一范围内保持ZVS特性。交流输入电压VAC的值为100V。次级侧直流输出电压Eo的值为175V。

扼流线圈PCC的电感值为68μH。换流变压器PIT的磁芯材料为EER-35。将磁芯的缝隙G设为0.8mm。将初级绕组N1设为40T。将次级绕组N2设为33T。换流变压器的耦合系数为0.82。初级侧并联谐振电路的初级侧并联谐振电容器Cr的值为4700pF。初级侧串联谐振电容器C2的值为0.1μF。次级侧串联谐振电容器C5的值为0.15μF。在具有这些常数的第三实施例中，初级侧并联谐振频率fo₁p的值为113kHz，初级侧第一串联谐振频率fo₁₁s的值为59kHz，初级侧第二串联谐振频率fo₁₂s的值为27kHz，次级侧串联谐振频率fo₂s的值为27kHz，其基本等于初级侧第二串联谐振频率fo₁₂s。

引用图13A和图13B所示的波形曲线图作为针对图12所示的根据第三实施例的电源电路的试验结果。图13A在最大负载功率Pomax＝300W，交流输入电压VAC＝100V的条件下示出了开关电压V1、开关电流IQ1、扼流线圈电流Io、初级绕组电流I1、初级侧串联谐振电容器的电压V2、次级绕组电流I4和次级侧交流电压V3。

图13B在最小负载功率Pomin＝0W，交流输入电压VAC＝100V的条件下示出了开关电压V1、开关电流IQ1、扼流线圈电流Io、初级绕组电流I1、初级侧串联谐振电容器的电压V2(跨越初级侧串联谐振电容器的电压)、次级绕组电流I4和次级侧交流电压V3。

图14在交流输入电压VAC＝100V的输入条件下，相对于从最大负载功率Pomax＝300W到最小负载功率Pomin＝0W的负载变化，示出了根据第三实施例的开关电源电路内的开关频率fs、从开关电源电路的输入到输出的能量转换效率(ηAC→DC)、周期TON和周期TOFF。

针对这一负载功率变化所需的开关频率fs的可变范围Δfs为Δfs＝8.1kHz。由于这样的一个窄可变范围Δfs就足够了，因而当负载功率急剧变化时，能够获得良好的瞬变响应特性。

已经验证，在最大负载功率Pomax＝300W和最小负载功率Pomin＝0W之间也获得了ZVS特性。此外，由于扼流线圈PCC具有68μH的低电感Lo，因此扼流线圈PCC的损耗小。此外，换流变压器的耦合系数值为0.82，其高于过去的值。这些均有助于功率转换效率的提高，在交流输入电压VAC＝100V，最大负载功率Pomax＝300W的条件下，获得了93.1％的高效率。顺便提及，已经验证，即使在将换流变压器的耦合系数值设置在0.8到0.85这一由高于过去的值的耦合系数构成的范围内时，也能够充分表现ZVS特性。

因而，根据采用I类开关电路和次级侧串联谐振电路的当前实施例，采用了作用和效果与第一实施例中相同的I类开关电路，消除了中等负载下的误差操作，获得了正确的ZVS操作。就次级侧而言，采用次级侧串联谐振电路。因此，从图13A所示的次级绕组电流I4与次级侧交流电压V3之间的关系可以看出，二极管Do1到Do4具有ZCS特性，并且降低二极管Do1到Do4内的传导损耗和开关损耗。

(第三实施例的变型实例)

尽管可能存在各种作为上述第三实施例的变型实例的模式，但是在下文中将示出其中的典型例子。首先，图15示出了I类开关电路的变型实例。在第三实施例中，将初级侧串联谐振电容器C2接地。但是，如图15所示，即使在将初级侧串联谐振电容器C2连接至平滑电容器Ci时，也能获得与第三实施例中相同的作用和效果。也就是说，平滑电容器Ci的电容比初级侧串联谐振电容器C2的电容大得多，在高频等效电路中，可以认为平滑电容器Ci短路，因而通过平滑电容器Ci获得了使初级侧串联谐振电容器C2接地的效果。此外，如图15所示的设置于次级侧的具有次级侧部分电压谐振电容器C3的次级侧部分电压谐振电路能够使功率转换效率(ηAC→DC)进一步提高0.2个百分点。

接下来，图16A和16B示出了第三实施例中的次级侧电路的典型修改实例。次级侧绕组以及次级侧整流和平滑电路并不局限于上述实施例。如图16A所示，即使采用具有次级侧串联谐振电容器C5A和次级侧串联谐振电容器C5B的双波整流电路，这一I类开关电路的操作也能够提供与第三实施例中相同的效果。此外，如图16B所示，即使采用具有次级侧串联谐振电容器C5的倍压器整流电路，也能够获得与第三实施例中相同的效果。

本发明的实施例不限于上述各实施例所示的构造。例如，可以考虑选择诸如IGBT(绝缘栅双极晶体管)或双极晶体管的元件代替MOS-FET作为开关元件。此外，尽管上述实施例中的每者均采用了外部激励开关转换器，但是本发明的实施例仍然适用于将开关转换器形成为自激开关转换器的情况。

(第四实施例)

图17示出了根据第四实施例的开关电源电路。采用相同的附图标记表示这一开关电源电路中与根据上述第一实施例的开关电源电路中相同的部分，因而将省略对其的详细说明。在初级侧，这一开关电源电路具有初级侧并联谐振电路和两个电流谐振电路组，即初级侧第一串联谐振电路和初级侧第二串联谐振电路，初级侧并联谐振电路的谐振频率由扼流线圈PCC的电感Lo、初级绕组N1内产生的漏电感L1、初级侧并联谐振电容器Cr和箝压电容器Cc决定，初级侧第一串联谐振电路的谐振频率由电感Lo和初级侧串联谐振电容器C2决定，初级侧第二串联谐振电路的谐振频率由漏电感L1和初级侧串联谐振电容器C2决定。

此外，由箝压电容器Cc和辅助开关元件Q2的串联电路形成有源箝位电路。在这种情况下，辅助开关元件Q2以和主开关元件Q1互补的形式导通。也就是说，当主开关元件Q1导通(导电)时，辅助开关元件Q2不导通，当辅助开关元件Q2导通时，主开关元件Q1不导通。

在下文中，将对初级侧谐振电路的操作予以更为详细的描述。根据由主开关元件Q1执行的开关操作，初级侧并联谐振电路的电压谐振操作使充电/放电电流在主开关元件Q1的截止周期内流经初级侧并联谐振电容器Cr和箝压电容器Cc。这一充电/放电电流产生了基本具有半个正弦波的形状的谐振脉冲电压，所述谐振脉冲电压为跨越主开关元件Q1的电压。

这时，由于所选的平滑电容器Ci的电容比初级侧并联谐振电容器Cr和箝压电容器Cc每者的电容都大得多，因此可以认为平滑电容器Ci等价于短路，初级侧并联谐振频率fo₁p实际上由扼流线圈PCC的电感Lo、漏电感L1、初级侧并联谐振电容器Cr和箝压电容器Cc的值决定。也就是说，初级侧并联谐振频率fo₁p由电感Lo、漏电感L1、初级侧并联谐振电容器Cr和箝压电容器Cc的值决定。在第四实施例中，初级侧并联谐振电容器Cr的电容为1500pF，箝压电容器Cc的值为0.22μF。

将对所述有源箝位电路予以说明。所述有源箝位电路由箝压电容器Cc和辅助开关元件Q2的串联电路形成。采用具有体二极管DD2的MOS-FET作为辅助开关元件Q2。通过电阻Rg1和电阻Rg2划分来自控制绕组Ng的的电压，并将由此获得的电压提供至所述MOS-FET的栅极。使控制绕组Ng沿某一方向缠绕于换流变压器PIT内，使得主开关元件Q1和辅助开关元件Q2以互补的方式导通。在这种情况下，电阻Rg1的值为220Ω(欧姆)，电阻Rg2的值为100Ω(欧姆)。控制绕组Ng内产生的电压具有近似于正弦的波形。因此，通过改变电阻Rg1和电阻Rg2之间的比率，有可能调整辅助开关元件Q2的栅极和源极之间的电压，并调整箝定控制绕组Ng内产生的电压的时间长度。此外，通过控制绕组Ng控制辅助开关元件Q2，通过主开关元件Q1控制控制绕组Ng内产生的电压。因而，辅助开关元件Q2与主开关元件Q1同步操作。因此，不会产生(例如)在多个混合的开关频率的作用下出现不想要的拍(beat)的问题。

根据第四实施例的开关电源电路所处理的最大负载功率Pomax为300W，所处理的最小负载功率Pomin为0W(无负载)。次级侧直流输出电压Eo的额定电平为175V。就交流输入电压VAC而言，所述开关电源电路能够处理100-V的系统。

引用图18A和图18B所示的波形曲线图作为针对图17所示的根据第四实施例的电源电路的试验结果。图18A在最大负载功率Pomax＝300W，交流电压VAC＝100V的条件下示出了开关电压V1、开关电流IQ1、扼流线圈电流Io、初级绕组电流I1、初级侧串联谐振电容器的电压V2、次级侧整流元件电流I2和次级侧交流电压V3。

图18B在最小负载功率Pomin＝0W，交流输入电压VAC＝100V的条件下示出了作为跨越主开关元件Q1的电压的开关电压V1、作为流经主开关元件Q1的电流的开关电流IQ1、扼流线圈电流Io、初级绕组电流I1、跨越初级侧串联谐振电容器的电压V2、次级侧整流元件电流I2、作为流经辅助开关元件Q2的电流的辅助开关电流IQ2和次级侧交流电压V3。

将对图18A所示的波形曲线图予以更为详细的说明。开关电压V1是主开关元件Q1的漏极到源极电压，主开关元件Q1被供以平滑电容器Ci的直流输入电压Ei，并执行开关操作。一个开关周期包括周期TON和周期TOFF，在周期TON内主开关元件Q1将被导通，在周期TOFF内，主开关元件Q1将被截止。开关电压V1在周期TON内具有零电平，在周期TOFF内具有谐振脉冲波形。获得作为正弦谐振波形的开关电压V1的电压谐振脉冲的原因在于初级侧并联谐振电路的谐振操作。

开关电流IQ1从主开关元件Q1的漏极侧流至源极侧，或者流经体二极管DD。在周期TOFF内，开关电流IQ1处于零电平。在抵达导通时限时，即在周期TOFF结束，周期TON开始时，开关电流IQ1首先流经体二极管DD，因而具有极性为负的波形，之后发生反转，从而自漏极流至源极，因而具有极性为正的波形。

根据本实施例的实施例，扼流线圈电流Io从平滑电容器Ci流入开关电路。扼流线圈电流Io为脉动电流。

初级绕组电流I1根据主开关元件Q1的开关操作流经初级绕组N1。初级绕组电流I1的电流波形是通过将开关电流IQ1与流经初级侧并联谐振电容器Cr的电流相互结合而得到的。开关元件Q1执行导通/截止操作，由此将周期TOFF内作为开关电压V1的谐振脉冲电压施加至初级侧第一串联谐振电路和初级侧第二串联谐振电路。初级侧第一串联谐振电路和初级侧第二串联谐振电路由此执行谐振操作，初级绕组电流I1根据所述开关周期形成了近似为正弦的交流波形。

初级侧串联谐振电容器的电压V2是通过由流经初级侧第一串联谐振电路和初级侧第二串联谐振电路的电流构成的组合电流产生的，该电压是通过将相应电流的基本为正弦的波形相加到一起而得到的。

次级侧整流元件电流I2流入次级侧整流元件Do，其在电压极性变化点处为零。这是部分电压谐振电路所起的作用。当次级侧部分电压谐振电容器C3的值处于330pF到1000pF的范围内时，获得了提高效率的有利效果。与不添加并联谐振电路的情况相比，添加了并联谐振电路之后，使功率转换效率(ηAC→DC)提高了大约0.2个百分点，在下文中将对其予以说明。

辅助开关电流IQ2在辅助开关元件Q2导通时流动。辅助开关元件Q2在主开关元件Q1截止之后立刻导通，辅助开关元件Q2在主开关元件Q1导通之后立刻截止。辅助开关元件Q2的导通时间由上述电阻Rg1和电阻Rg2之间的比率决定。如果与电阻Rg2的值相比降低电阻Rg1的值，将延长辅助开关元件Q2的导通时间。

箝压电容器Cc的电容充分大，使得跨越箝压电容器Cc的电压几乎不受辅助开关电流IQ2的充电量的改变。因而，在辅助开关元件Q2处于导通状态时，即在开关电流IQ2处于流动状态时，施加至主开关元件Q1的电压V2被箝定。因此，如电压V1的波形所示，原本应当形成正弦波形状的电压V1的峰值部分变平了。因而，可以使主开关元件Q1的耐受电压变低。

此外，已经通过试验验证，通过允许辅助电流IQ2流动扩展了表现出ZVS特性的范围。也就是说，有源箝位电路能够拓宽ZVS特性的范围。

次级侧交流电压V3是由次级绕组N2和次级侧部分电压谐振电容器C3构成的连接电路与次级侧接地点之间的电压。次级侧交流电压V3被输入到次级侧整流元件Do内。在由次级侧交流电压V3的某一半周期构成的每一时段内，向二极管Do1和Do4施加前向电压，相应地二极管Do1和Do4导通。由此，在次级侧平滑电容器Co内将次级侧交流电压V3平滑化为次级侧直流输出电压Eo。在由次级侧交流电压V3的另一半周期构成的每一时段内，向二极管Do2到Do3施加前向电压，相应地二极管Do2和Do3导通。由此，在次级侧平滑电容器Co内将次级侧交流电压V3平滑化为次级侧直流输出电压Eo。

图19在交流输入电压VAC＝100V的输入条件下，相对于从最大负载功率Pomax＝300W到最小负载功率Pomin＝0W的负载变化，示出了根据第四实施例的开关电源电路内的开关频率fs、从开关电源电路的输入到输出的能量转换效率(ηAC→DC)、周期TON和周期TOFF。实线表示交流输入电压VAC为100V的情况。虚线表示交流输入电压VAC为230V的情况。

在交流输入电压VAC为100V，负载功率处于从300W的最大负载功率Pomax到0W的最小负载功率Pomin的范围内的情况下，对应于所述负载功率变化的开关频率fs为90.9kHz到92.4kHz。因此，具有Δfs＝1.5kHz这一非常窄的可变范围就足够了。在交流输入电压VAC为230V，负载功率处于从300W的最大负载功率Pomax到0W的最小负载功率Pomin的范围内的情况下，开关频率fs为125kHz到128.2kHz。因此，具有Δfs＝3.2kHz这一非常窄的可变范围就足够了。此外，即使当交流输入电压VAC处于85V到288V的范围内时，也能够获得良好特性。这是因为有源箝位电路拓宽了ZVS特性的范围。由此，当负载功率急剧变化时，获得良好的瞬变响应特性。

顺便提及，在上述第一实施例、第二实施例、第三实施例和第四实施例每者当中，在初级侧均提供初级侧整流元件Di和平滑电容器Ci，并且初级侧的功率输入均为交流功率。但是，在每一实施例中，当初级侧的功率输入为直流功率时，除了初级侧整流元件Di的四个二极管中的两个将根据输入直流功率的极性而导通之外，根据本实施例的开关电源电路中的每一主要部分的作用和效果并没有显著的差别。此外，在不提供初级侧整流元件Di时，降低平滑电容器Ci的值，并提供直流功率作为输入功率，那么此时除了输入功率为交流功率或直流功率外，根据本实施例的开关电源电路的每一主要部分的作用和效果并没有显著差别。

(第四实施例的变型实例)

尽管可能存在各种作为上述第四实施例的变型实例的模式，但是在下文中将示出其中的典型例子。首先图20示出了根据第四实施例的开关电路的变型实例。在第四实施例中，将初级侧串联谐振电容器C2接地。但是，如图20所示，即使在将初级侧串联谐振电容器C2连接至平滑电容器Ci时，也能获得与第四实施例中相同的作用和效果。也就是说，平滑电容器Ci的电容比初级侧串联谐振电容器C2的电容大得多，在高频等效电路中，可以认为平滑电容器Ci短路，因而通过平滑电容器Ci获得了使初级侧串联谐振电容器C2接地的效果。

接下来，图21A和21B示出了第四实施例中的次级侧电路的典型修改实例。次级侧绕组以及次级侧整流和平滑电路并不局限于上述实施例。即使采用图21A所示的双波整流电路，也能获得与上述实施例中相同的效果。此外，即使采用图21B所示的倍压器整流电路，也能获得与上述实施例中相同的效果。在这些情况下，不存在部分电压谐振电路，因此，与设置部分电压谐振电路的情况相比，功率转换效率降低了大约0.2个百分点。

本领域技术人员应当理解，在所附的权利要求及其等同要件的范围内，可以根据设计要求和其他因素做出各种变型、组合、次组合和修改。

Claims (9)

1.一种用于将初级侧直流电压转化为次级侧直流电压的开关电源电路，所述开关电源电路包括：

扼流线圈，其被供以所述初级侧直流电压；

换流变压器，其具有位于初级侧的初级绕组和位于次级侧的次级绕组，所述初级绕组连接至所述扼流线圈；

开关元件，其用于对通过所述扼流线圈和所述换流变压器的所述初级绕组提供的所述初级侧直流电压进行开关操作；

初级侧串联谐振电容器，其一个端子连接至所述扼流线圈和所述初级绕组之间的连接点，另一端子连接至处于初级侧地电势的开关元件的源极，所述初级侧串联谐振电容器与所述扼流线圈的电感形成初级侧第一串联谐振电路，与所述初级绕组内产生的漏电感形成初级侧第二串联谐振电路；

初级侧并联谐振电容器，其与所述开关元件并联，所述初级侧并联谐振电容器与所述扼流线圈的所述电感和所述初级绕组内产生的所述漏电感形成初级侧并联谐振电路；

振荡和驱动电路，其用于对所述开关元件进行导通-截止驱动；

次级侧整流电路，其用于产生所述次级侧直流电压，所述次级侧整流电路连接至所述换流变压器的所述次级绕组，所述开关元件的开关输出被传送至所述换流变压器的所述次级绕组；以及

控制电路，其用于向所述振荡和驱动电路提供控制信号，从而使由所述次级侧整流电路输出的所述次级侧直流电压的值为预定值；

其中，将所述初级侧第一串联谐振电路的谐振频率设为是所述初级侧第二串联谐振电路的谐振频率的两倍的频率，并且

将所述初级侧并联谐振电路的谐振频率设为大于等于所述初级侧第一串联谐振电路的谐振频率的1.5倍的频率。

2.根据权利要求1所述的开关电源电路，还包括用于箝定施加至所述开关元件的电压的有源箝位电路，所述有源箝位电路与所述扼流线圈和所述换流变压器的所述初级绕组的串联电路并联，所述有源箝位电路是通过使辅助开关元件与箝压电容器相互串联而形成的，所述辅助开关元件以和所述开关元件互补的方式导通。

3.根据权利要求1所述的开关电源电路，

其中，连接至所述换流变压器的所述次级绕组的所述次级侧整流电路具有与所述次级绕组并联的部分电压谐振电容器和并联谐振电容器之一，所述部分电压谐振电容器和所述并联谐振电容器与所述次级绕组内产生的漏电感一起分别形成了部分电压谐振电路和电压谐振电路。

4.根据权利要求1所述的开关电源电路，

其中，连接至所述换流变压器的所述次级绕组的所述次级侧整流电路具有与所述次级绕组串联的次级侧串联谐振电容器，所述次级绕组内产生的漏电感和所述次级侧串联谐振电容器形成了次级侧串联谐振电路。

5.根据权利要求1所述的开关电源电路，

其中，将所述初级侧串联谐振电容器的被供以所述初级侧直流电压的另一端子连接至所述扼流线圈的一个端子。

6.根据权利要求1所述的开关电源电路，

其中，所述换流变压器具有磁芯，将所述初级绕组和所述次级绕组缠绕于所述磁芯上，从而使其相互分开，由此使所述初级侧和所述次级侧就直流而言相互绝缘。

7.根据权利要求6所述的开关电源电路，

其中，通过设置于所述磁芯内的缝隙获得所述初级绕组与所述次级绕组之间的松耦合。

8.根据权利要求7所述的开关电源电路，

其中，所述磁芯为EE形磁芯，所述EE形磁芯是通过将两块具有E形磁芯柱的铁氧体材料相互组合，并使所述磁芯柱彼此相对而形成的，并且

在所述磁芯的中央磁芯柱内形成所述缝隙，将所述初级绕组和所述次级绕组缠绕在所述磁芯的所述中央磁芯柱上，从而使其通过线轴彼此分开。

9.根据权利要求1所述的开关电源电路，

其中，所述初级侧直流电压是由整流和平滑电路提供的，所述整流和平滑电路具有用于对交流输入电压整流的整流元件和用于对所述整流元件的整流输出进行平滑化处理的平滑电容器。

Images