KR20060086269A - 스위칭 전원 회로 - Google Patents

스위칭 전원 회로 Download PDF

Info

Publication number
KR20060086269A
KR20060086269A KR1020060002590A KR20060002590A KR20060086269A KR 20060086269 A KR20060086269 A KR 20060086269A KR 1020060002590 A KR1020060002590 A KR 1020060002590A KR 20060002590 A KR20060002590 A KR 20060002590A KR 20060086269 A KR20060086269 A KR 20060086269A
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
switching
voltage
circuit
coil
resonant
Prior art date
Application number
KR1020060002590A
Other languages
English (en)
Inventor
마사유키 야스무라
Original Assignee
소니 가부시끼 가이샤
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 소니 가부시끼 가이샤 filed Critical 소니 가부시끼 가이샤
Publication of KR20060086269A publication Critical patent/KR20060086269A/ko

Links

Images

Classifications

    • A—HUMAN NECESSITIES
    • A61—MEDICAL OR VETERINARY SCIENCE; HYGIENE
    • A61M—DEVICES FOR INTRODUCING MEDIA INTO, OR ONTO, THE BODY; DEVICES FOR TRANSDUCING BODY MEDIA OR FOR TAKING MEDIA FROM THE BODY; DEVICES FOR PRODUCING OR ENDING SLEEP OR STUPOR
    • A61M35/00—Devices for applying media, e.g. remedies, on the human body
    • A61M35/003—Portable hand-held applicators having means for dispensing or spreading integral media
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/338—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a self-oscillating arrangement
    • H02M3/3385—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a self-oscillating arrangement with automatic control of output voltage or current
    • A—HUMAN NECESSITIES
    • A61—MEDICAL OR VETERINARY SCIENCE; HYGIENE
    • A61J—CONTAINERS SPECIALLY ADAPTED FOR MEDICAL OR PHARMACEUTICAL PURPOSES; DEVICES OR METHODS SPECIALLY ADAPTED FOR BRINGING PHARMACEUTICAL PRODUCTS INTO PARTICULAR PHYSICAL OR ADMINISTERING FORMS; DEVICES FOR ADMINISTERING FOOD OR MEDICINES ORALLY; BABY COMFORTERS; DEVICES FOR RECEIVING SPITTLE
    • A61J1/00—Containers specially adapted for medical or pharmaceutical purposes
    • A61J1/05—Containers specially adapted for medical or pharmaceutical purposes for collecting, storing or administering blood, plasma or medical fluids ; Infusion or perfusion containers
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33507—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0032—Control circuits allowing low power mode operation, e.g. in standby mode
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Health & Medical Sciences (AREA)
  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Life Sciences & Earth Sciences (AREA)
  • Animal Behavior & Ethology (AREA)
  • General Health & Medical Sciences (AREA)
  • Public Health (AREA)
  • Veterinary Medicine (AREA)
  • Hematology (AREA)
  • Pharmacology & Pharmacy (AREA)
  • Anesthesiology (AREA)
  • Biomedical Technology (AREA)
  • Heart & Thoracic Surgery (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

중간 부하시에 스위칭 소자의 오프 기간의 끝 이전에 스위칭 소자를 통해 전류가 흐르는 이상 동작은 절연 컨버터 트랜스의 결합 계수를 약 0.7 이하로 설정함으로써 제거된다. 1차측 병렬 공진 주파수와 2차측 직렬 공진 주파수는 양호한 전력 변환 효율 특성을 얻도록 설정된다.
스위칭, 전원, 전압 공진형, 컨버터

Description

스위칭 전원 회로{SWITCHING POWER SUPPLY CIRCUIT}
도 1은 본 발명의 제 1의 실시예에 따른 전원 회로의 구성예를 나타내는 회로도.
도 2는 실시예에 따른 전원 회로에 마련된 절연 컨버터 트랜스의 구조예를 나타내는 도면.
도 3의 A 내지 C는 제 1의 실시예에 따른 전원 회로의 주요 부분의 동작을 스위칭 주기에 기초하여 나타내는 파형도.
도 4는 제 1의 실시예에 따른 전원 회로에서 부하 변동에 대한 AC→DC 전력 변환 효율, 스위칭 주파수, 스위칭 소자의 온 기간의 변동 특성을 나타내는 도면.
도 5는 실시예의 전원 회로의 정전압 제어 특성을 개념적으로 나타내는 도면.
도 6은 본 발명의 제 2의 실시예에 따른 전원 회로의 구성예를 나타내는 회로도.
도 7은 본 발명의 제 3의 실시예에 따른 전원 회로의 구성예를 나타내는 회로도.
도 8은 종래예에 따른 전원 회로의 구성예를 나타내는 회로도.
도 9의 A 내지 C는 도 8에 도시한 전원 회로의 주요 부분의 동작을 나타내는 파형도.
도 10은 도 8에 도시한 전원 회로에서 부하 변동에 대한 AC→DC 전력 변환 효율, 스위칭 주파수, 스위칭 소자의 온 기간의 변동 특성을 나타내는 도면.
도 11은 종래의 전원 회로의 정전압 제어 특성을 개념적으로 나타내는 도면.
(도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명)
1 : 제어 회로 2 : 발진 및 구동 회로
Di : 브리지 정류 회로 Ci : 평활 커패시터
Q1 : 스위칭 소자 PIT : 절연 컨버터 트랜스
Cr : 1차측 병렬 공진 커패시터 N1 : 1차 코일
N2 : 2차 코일 C2 : 2차측 직렬 공진 커패시터
Do1, Do2, Do3, Do4 : 정류 다이오드 Co : (2차 측)평활 커패시터.
본 발명은 2005년 2월 25일자로 일본 특허청에 출원된 일본특허출원 제2005-016758호를 우선권으로 주장한다.
기술 분야
본 발명은, 전압 공진형 컨버터를 포함하는 스위칭 전원 회로에 관한 것이다.
배경 기술
공진형에 의한 이른바 소프트 스위칭 전원으로서는, 전류 공진형과 전압 공진형의 형식이 폭넓게 알려져 있다. 현재의 상태에 있어서는, 실용화가 용이한 것을 배경에, 하프-브리지 결합 시스템에 의해 결합된 두 개의 스위칭 소자를 구비하는 전류 공진형 컨버터가 폭넓게 채용되고 있는데, 그 이유는 이러한 전류 공진형 컨버터의 실용화가 용이하기 때문이다.
그러나, 현재, 예를 들면 고내압 스위칭 소자의 특성이 개선되고 있는 상황에 있고, 전압 공진형 컨버터를 실용화함에 있어서의 내압의 문제는 해결되고 있는 상황에 있다. 또한, 하나의 스위칭 소자에 의한 싱글 엔드 시스템으로 구성한 전압 공진형 컨버터에 관해서는, 하나의 전류 공진형 포워드 컨버터와 비교하여, 입력 귀환 노이즈나 직류 출력 전압 라인의 노이즈 성분 등의 점에서 유리하다는 것이 알려져 있다.
도 8은, 싱글 엔드 시스템에 의한 전압 공진형 컨버터를 포함하는 스위칭 전원 회로의 구성의 일 예를 도시하고 있다.
도 8에 도시한 스위칭 전원 회로에 있어서는, 교류 입력 전압(VAC)을 브리지 정류 회로(Di) 및 평활 커패시터(Ci)로 이루어지는 정류 평활 회로에 의해 정류 평활화하고, 평활 커패시터(Ci)의 양단 전압으로서, 정류 평활 전압(Ei)을 생성한다.
또한, 교류 전류 전원(AC)의 라인에 대해서는, 1 쌍의 커먼 모드 초크 코일(CMC)과 2개의 어크로스 커패시터(CL)로 이루어지고, 커먼 모드의 노이즈를 제거한 노이즈 필터가 마련되어 있다.
상기 정류 평활 전압(Ei)은, 직류 입력 전압으로서 전압 공진형 컨버터에 입력된다. 상술된 바와 같이, 이 전압 공진형 컨버터는 하나의 스위칭 소자(Q1)를 구비하는 싱글 엔드 시스템을 활용한다. 또, 이 경우의 전압 공진형 컨버터는 타려식 컨버터(externally excited converter)이고, MOS-FET의 스위칭 소자(Q1)는 발진 및 구동 회로(2)에 의해 스위칭 구동된다.
스위칭 소자(Q1)에 대해서는, MOS-FET의 보디 다이오드(DD)가 병렬로 접속된다. 또, 스위칭 소자(Q1)의 소스 및 드레인과 1차측 병렬 공진 커패시터(Cr)가 병렬로 접속된다.
1차측 병렬 공진 커패시터(Cr)는, 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 1차 코일(N1) 의 누설 인덕턴스(L1)와 함께 1차측 병렬 공진 회로(전압 공진 회로)를 형성한다. 그리고, 이 1차측 병렬 공진 회로는, 스위칭 소자(Q1)의 스위칭 동작으로서 전압 공진형의 동작을 제공한다.
발진 및 구동 회로(2)는, 스위칭 소자(Q1)를 스위칭 구동하기 위해, 스위칭 소자(Q1)의 게이트에 구동 신호로서 게이트 전압을 인가한다. 이것에 의해, 스위칭 소자(Q1)는, 구동 신호의 주기에 대응하는 스위칭 주파수에서 스위칭 동작을 수행한다.
절연 컨버터 트랜스(PIT)는, 스위칭 소자(Q1)의 스위칭 출력을 2차측에 전송한다.
절연 컨버터 트랜스(PIT)는, 예를 들면, 페라이트재(ferrite material)로 이루어진 E-형 코어를 조합시킴으로써 형성되는 EE형 코어를 구비한다. 권선부는 1차 측과 2차측으로 나누어진다. 1차 코일(N1)과 2차 코일(N2)은, EE형 코어의 중앙 자기 레그(magnetic leg)에 대해 감겨진다.
게다가, 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 EE형 코어의 중앙 자기 레그에 약 1.0㎜의 갭이 형성된다. 이것에 따라, 1차측과 2차측과의 사이에서, k=0.80~0.85 정도의 결합 계수(k)가 얻어진다. 이 정도의 결합 계수(k)는 소 결합(loose coupling)을 나타내는 것으로 간주될 수 있고, 그 만큼, 포화 상태를 얻기 어려워진다. 또, 이 결합 계수(k)의 값은, 누설 인덕턴스(L1 )의 설정 요소로 된다.
절연 컨버터 트랜스(PIT)의 1차 코일(N1)의 한 끝은, 스위칭 소자(Q1)와 평활 커패시터(Ci)의 정극 단자간에 삽입된다. 이에 의해, 스위칭 소자(Q1)의 스위칭 출력은 1차 코일(N1)로 전달된다. 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 2차 코일(N2)에는, 1차 코일(N1)에 의해 야기된 교류 전압이 발생한다.
이 경우, 2차 코일(N2)의 한 끝에 대하여 2차측 직렬 공진 커패시터(C2)이 직렬 접속된다. 따라서, 2차 코일(N2)의 누설 인덕턴스(L2)와 2차측 직렬 공진 커패시터(C2)의 캐패시턴스에 의하여 2차측 직렬 공진 회로(전류 공진 회로)가 형성된다.
게다가, 이 2차측 직렬 공진 회로에 대하여, 도면에 도시된 바와 같이 정류 다이오드(Do1, Do2)와 및 평활 커패시터(Co)를 접속함으로써, 배압 반파 정류 회로(voltage doubler half-wave rectifier circuit)가 형성된다. 이 배압 반파 정류 회로는, 2차 코일(N2)에서 야기된 교류 전압(V2)의 2배에 대응하는 레벨의 2차측 직류 출력 전압(Eo)을, 평활 커패시터(Co)의 양단 전압으로서 생성한다. 2차측 직 류 출력 전압(Eo)은 부하에 공급됨과 동시에, 정전압 제어용의 검출 전압으로서, 제어 회로(1)에 입력된다.
제어 회로(1)는, 검출 전압으로서 입력된 2차측 직류 출력 전압(Eo)의 레벨을 검출하여 얻어지는 검출 출력을 발진 및 구동 회로(2)에 입력한다.
발진 및 구동 회로(2)는, 입력된 검출 출력이 나타내는 2차측 직류 출력 전압(Eo)의 레벨에 따라, 2차측 직류 출력 전압(Eo)이 소정의 레벨에서 일정하게 되도록, 스위칭 소자(Q1)의 스위칭 동작을 제어한다. 즉, 발진 및 구동 회로(2)는 스위칭 동작을 제어하기 위한 구동 신호를 생성하여 출력한다. 이에 의해, 2차측 직류 출력 전압(Eo)의 안정화 제어가 수행된다.
도 9의 A 내지 C와 도 10은, 상기 도 8에 도시한 구성의 전원 회로에 관한 실험 결과를 나타내고 있다. 또한, 실험에 있어서는, 도 8의 전원 회로의 주요 부분은 아래와 같이 하여 설정된다.
절연 컨버터 트랜스(PIT)에 대해서, EER-35 코어가 선택되고, 중앙 자기 레그의 갭은, 1㎜의 갭 길이로 설정된다. 또, 1차 코일(N1) 및 2차 코일(N2)의 턴 수T(권수)에 관해서는, 각각 N1=39T, N2=23T이다. 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 결합 계수(k)는, k=0.81로 설정된다.
1차측 병렬 공진 커패시터(Cr)=3900㎊, 2차측 직렬 공진 커패시터(C2)=0.1 ㎌로 선택된다. 이것에 따라, 1차측 병렬 공진 회로의 공진 주파수(fo1)=230㎑, 2차측 직렬 공진 회로의 공진 주파수(fo2)=82㎑로 설정된다. 이 경우, 공진 주파수(fo1, fo2)의 상대적 관계는, fo1≒2.8 ×fo2로 표현될 수 있다.
2차측 직류 출력 전압(Eo)의 규격 레벨은 135V이고, 대응 부하 전력은, 최대 부하 전력(Pomax)=200W~최소 부하 전력(Pomin)=0W이다.
도 9의 A 내지 C는, 도 8에 도시한 전원 회로에 있어서 주요 부분의 동작을 스위칭 소자(Q1)의 스위칭 주기에 기초하여 나타내는 파형도이다. 도 9의 A는, 최대 부하 전력(Pomax)=200W에서의, 전압(V1), 스위칭 전류(IQ1), 1차 코일 전류(I1), 2차 코일 전류(I2), 2차측 정류 전류(ID1, ID2)를 도시한다. 도 9의 B는, 중간의 부하 전력(Po)=120W에서의, 전압(V1), 스위칭 전류(IQ1), 1차 코일 전류(I1), 2차 코일 전류(I2)를 도시한다. 도 9의 C는, 최소 부하 전력(Pomin)=0W에서의, 전압(V1), 스위칭 전류(IQ1)를 도시한다.
전압(V1)은, 스위칭 소자(Q1)의 양단에 얻어지는 전압이고, 스위칭 소자(Q1)가 온으로 된 기간(TON)에서 0 레벨이고, 오프로 된 기간(TOFF)에서 정현파형의 공진 펄스를 형성한다. 이 전압(V1)의 공진 펄스 파형은, 1차측 스위칭 컨버터의 동작이 전압 공진형 동작인 것을 나타낸다.
스위칭 전류(IQ1)는, 스위칭 소자(Q1)( 및 보디 다이오드(DD))를 통해 흐르는 전류이고, TON 기간에는 도시한 파형으로 흐르고, TOFF 기간에는 0 레벨이다.
1차 코일(N1)을 통해 흐르는 1차 코일 전류(I1)는, TON 기간에 상기 스위칭 전류(IQ1)로서 흐르는 전류 성분과, TOFF 기간에 1차측 병렬 공진 커패시터(Cr)에 흐르는 전류를 합성한 것으로 된다.
도 9의 A에 도시되어 있지만, 2차측 정류 회로의 동작으로서, 정류 다이오드(Do1, Do2)를 통해 흐르는 정류 전류(ID1, ID2)는, 각각 도면에 도시된 바와 같이 정현파형을 갖는다. 이 경우, 2차측 직렬 공진 회로의 공진 동작은, 정류 전류(ID2)의 파형보다도 정류 전류(ID1)의 파형에서, 더 지배적으로 나타난다.
2차 코일(N2)을 통해 흐르는 2차 코일 전류(I2)는, 정류 전류(ID1, ID2)를 합성함으로써 얻어지는 파형을 갖는다.
도 10은, 도 8에 도시한 전원 회로에서, 부하 변동에 대한 스위칭 주파수(fs), 스위칭 소자(Q1)의 온 기간(TON), 오프 기간(TOFF), 및 AC→DC 전력 변환 효율(ηAC→DC)을 나타낸다.
우선, AC→DC 전력 변환 효율(ηAC→DC)은, 부하 전력(Po)=50W~200W까지의 광범위에서 90％이상의 고효율이 얻어진다는 것을 나타낸다. 이와 같은 특성은, 2차측 직렬 공진 회로가 싱글 엔드 시스템의 전압 공진형 컨버터와 조합되는 경우에 얻어진다는 것을, 본 출원의 발명자는 실험에서 미리 확인하였다.
또, 도 10의 스위칭 주파수(fs), 온 기간(TON), 오프 기간(TOFF)은, 도 8에 도시한 전원 회로에서의 부하 변동에 대한 정전압 제어 특성으로서의 스위칭 동작을 나타낸다. 이 경우, 스위칭 주파수(fs)는, 부하 변동에 대해 거의 일정하다. 한편, 온 기간(TON)과 오프 기간(TOFF)은 서로 반대 방향에서 선형적으로 변한다. 이것은, 2차측 직류 출력 전압(Eo)이 변동될 때 스위칭 주파수(스위칭 주기)를 거의 일정하게 유지하면서, 온 기간과 오프 기간 사이의 듀티비를 변화시키는 것에 의해 스위칭 동작이 제어된다는 것을 나타낸다. 이와 같은 제어는, 1 주기내의 온/오프 기간을 가변시키는 PWM(Pulse Width Modulation) 제어로 생각될 수 있다. 이 PWM 제어에 의해, 도 8에 도시한 전원 회로는 2차측 직류 출력 전압(Eo)을 안정화시킨 다.
도 11은, 도 8에 도시한 전원 회로의 정전압 제어 특성을, 스위칭 주파수(fs)(㎑)와 2차측 직류 출력 전압(Eo) 사이의 관계에 의해 개략적으로 나타내고 있다.
도 8에 도시한 전원 회로는, 1차측 병렬 공진 회로와 2차측 직렬 공진 회로를 구비한다. 따라서, 도 8에 도시한 전원 회로는 2개의 공진 임피던스 특징, 즉, 1차측 병렬 공진 회로의 공진 주파수(fo1)에 대응하는 공진 임피던스 특성과, 2차측 직렬 공진 회로의 공진 주파수(fo2)에 대응하는 공진 임피던스 특성을 복합적으로 갖는다. 또, 도 8에 도시한 전원 회로에서는, fo1≒2.8×fo2의 관계를 갖고 있기 때문에, 도 11에 도시한 바와 같이, 2차측 직렬 공진 주파수(fo2)는 1차측 병렬 공진 주파수(fo1)보다 더 낮다.
게다가, 어떤 일정한 교류 입력 전압(VAC)의 조건하에서 스위칭 주파수(fs)에 대한 정전압 제어 특성에 관해서, 도 11에 도시한 바와 같이, 특성곡선(A, B)은 각각, 1차측 병렬 공진 회로의 공진 주파수(fo1)에 대응하는 공진 임피던스 하에서의 최대 부하 전력(Pomax)과 최소 부하 전력(Pomin)에서의 정전압 제어 특성을 나타내고, 특성곡선(C, D)은 각각, 2차측 직렬 공진 회로의 공진 주파수(fo2)에 대응하는 공진 임피던스 하에서의 최대 부하 전력(Pomax)과 최소 부하 전력(Pomin)에서의 정전압 제어 특성을 나타낸다. 그리고, 도 11에 도시한 특성하에서, 2차측 직류 출력 전압(Eo)의 규격 레벨인 tg에서 정전압 제어에 필요한 스위칭 주파수(fs)의 가변 범위(필요 제어 범위)는, Δfs로 나타나는 구간으로서 표현될 수 있다.
도 11에 도시한 필요 제어 범위(Δfs)는, 2차측 직렬 공진 회로의 공진 주파수(fo2)에 대응하는 최대 부하 전력(Pomax)에서의 특성곡선(C)으로부터, 1차측 병렬 공진 회로의 공진 주파수(fo1)에 대응하는 최소 부하 전력(Pomin)에서의 특성곡선(A)까지이다. 2차측 직렬 공진 회로의 공진 주파수(fo2)에 대응하는 최소 부하(Pomin)에서의 특성곡선(D)과, 1차측 병렬 공진 회로의 공진 주파수(fo1)에 대응하는 최대 부하 전력(Pomax)에서의 특성곡선(A)은 특성곡선(C)과 특성곡선(B) 사이에서 교차된다. 또한, 도 8에 도시한 실제 전원 회로에서의 Δfs의 구간은 상당히 좁다.
이 때문에, 도 8에 도시한 전원 회로의 정전압 제어 동작으로서는, 스위칭 주파수(fs)를 거의 고정으로 유지한 상태에서, 1 스위칭 주기에 있어서 TON/TOFF의 듀티비를 변화시키는 PWM 제어에 의해, 스위칭 구동 제어가 수행된다. 또한, 이것은, 도 9의 A, B, C에 도시된 최대 부하 전력(Pomax)=200W, 부하 전력(Po)=125W, 최소 부하 전력(Pomin)=0W에서 1 스위칭 주기(TOFF ＋TON )의 기간 길이가 거의 일정한 상태에서, 기간(TOFF 및 TON)의 폭이 변경된다는 사실에 의해서도 나타난다.
이와 같은 동작은, 전원 회로에 있어서 부하 변동에 따른 공진 임피던스 특성으로서, 1차측 병렬 공진 회로의 공진 주파수(fo1)에서의 공진 임피던스(용량성 임피던스)가 지배적인 상태에서, 2차측 직렬 공진 회로의 공진 주파수(fo2)(유도성 임피던스)가 지배적인 상태로의 천이가, 스위칭 주파수의 좁은 가변 범위(Δfs)하에서 행해지는 것에 의해 얻어진다.
도 8에 도시한 전원 회로에서는 다음과 같은 문제점을 갖고 있다.
상기 설명된 도 9의 A 내지 C의 파형도에 있어서, 도 9의 A에 도시된 최대 부하 전력(Pomax)에서의 스위칭 전류(IQ1)는, 턴온 타이밍인 오프 기간(TOFF)의 종료 시점에 이르기까지는 0 레벨이다. 온 기간(TON)에 이르면, 스위칭 전류(IQ1)는 우선 음극성의 전류로서 보디 다이오드(DD)를 통해 흐른다. 그 후 반전하여 스위칭 소자(Q1)의 드레인에서 소스로 흐른다. 이 동작은, ZVS(Zero Voltage Switching; 제로 전압 스위칭)가 적절하게 수행되고 있는 상태를 나타낸다.
한편, 도 9의 B에 도시한 중간 부하에 대응하는 Po=120W에서의 스위칭 전류(IQ1)는, 턴온 타이밍인 오프 기간(TOFF)의 종료 시점 이전에, 노이즈로서 흐른다. 이 동작은, ZVS가 적정하게 행해지고 있지 않은 이상 동작이다.
즉, 도 8에 도시한 2차측 직렬 공진 회로를 구비한 전압 공진형 컨버터는, 중간 부하시에 ZVS가 적절하게 실행되지 않는 이상 동작을 수행한다는 것이 알려져 있다. 도 8에 도시된 실제 전원 회로는, 예를 들면 도 10에 구간 A로 나타내어진 부하 변동 범위의 영역에서, 이와 같은 이상 동작을 수행하는 것이 확인되고 있다.
상기 상술된 바와 같이, 2차측 직렬 공진 회로를 구비하는 전압 공진형 컨버터는, 고유 경향으로서, 부하 변동에 대하여 고효율을 양호하게 유지할 수 있는 특성을 갖는다. 그러나, 도 9의 B에 도시된 바와 같이, 스위칭 소자(Q1)의 턴온 시에, 스위칭 전류(IQ1)로서 상응하는 피크 전류가 흐른다. 이것은 스위칭 손실을 증가시키고, 전력 변환 효율의 저하 요인이 된다.
어쨌든, 상술된 이상 동작에 의해, 예를 들면 정전압 제어 회로 시스템의 위 상-게인 특성에서 어긋남이 생기게 되고, 이상 발진 상태에서의 스위칭 동작으로 나타나게 된다. 이 때문에, 현 상태에서는, 도 8의 전원 회로를 실용화하는 것이 실제로는 어렵다는 인식이 강하다.
따라서, 상기 문제점을 고려하여, 본 발명의 실시예에 따른 스위칭 전원 회로는 다음과 같이 형성된다.
스위칭 전원 회로는 : 교류 입력 전압을 정류 및 평활화하는 것에 의해 직류 입력 전압을 얻기 위한 정류 및 평활 수단과; 상기 직류 입력 전압을 제공받으며 스위칭 동작을 수행하는 스위칭 소자로 형성되는 스위칭 수단과; 상기 스위칭 소자를 스위칭 구동하기 위한 스위칭 구동 수단과; 적어도 상기 스위칭 수단의 스위칭 동작에 의해 얻어지는 스위칭 출력을 제공받는 1차 코일과 상기 1차 코일에서 얻어진 스위칭 출력에 의해 교류 전압이 야기되는 2차 코일을 감는 것에 의해 형성되는 절연 컨버터 트랜스를 포함한다.
상기 스위칭 전원 회로는 : 적어도 상기 절연 컨버터 트랜스의 1차 코일의 누설 인덕턴스 성분과 1차측 병렬 공진 커패시터의 커패시턴스에 의해 형성되며, 상기 스위칭 수단의 동작을 전압 공진형 동작으로 변환시키는 1차측 병렬 공진 회로와; 상기 절연 컨버터 트랜스의 상기 2차 코일의 누설 인덕턴스 성분과 상기 2차 코일과 직렬 접속된 2차측 직렬 공진 커패시터의 커패시턴스에 의해 형성되는 2차측 직렬 공진 회로를 더 포함한다.
상기 스위칭 전원 회로는 : 상기 절연 컨버터 트랜스의 2차 코일에서 야기되 어 입력되는 교류 전압에 대한 정류 동작을 수행하고 정류 동작에 의한 정류 출력을 2차측 평활 커패시터에 의해 정류하는 것에 의해 2차측 직류 출력 전압을 생성하는 2차측 직류 출력 전압 생성 수단; 및 상기 2차측 직류 출력 전압의 레벨에 따라 상기 스위칭 구동 수단을 제어하는 것에 의해 상기 스위칭 수단의 스위칭 주파수를 변화시킴으로써 상기 2차측 직류 출력 전압에 대한 정전압 제어를 수행하는 정전압 제어 수단을 더 포함한다.
상기 스위칭 전원 회로에 있어서, 상기 절연 컨버터 트랜스의 1차측 및 2차측 사이의 결합 계수는, 적어도 중간 부하로 된 소정의 부하 조건 범위에서 적절한 제로 전압 스위칭을 얻을 수 있도록 설정된다. 상기 1차측 병렬 공진 회로의 공진 주파수와 상기 2차측 직렬 공진 회로의 공진 주파수는, 적어도 소정의 부하 조건하에서 소정의 전력 변환 효율 이상을 얻도록 설정된다.
발명을 실시하기 위한 최선의 형태
도 1의 회로도는, 본 발명을 실시하기 위한 최선의 형태(실시예)로서, 제 1의 실시예의 전원 회로의 구성예를 나타내고 있다. 이 도면에 도시한 전원 회로는, 싱글 엔드 시스템에 의한 전압 공진형 스위칭 컨버터의 기본 구성을 취한다.
이 도면에 나타내는 스위칭 전원 회로에 있어서는, 먼저, 상용 교류 전원(AC)의 라인에, 도면에 도시한 바와 같이, 1 쌍의 커먼 모드 초크 코일(CMC)와, 2개의 어크로스 커패시터(CL)가 삽입된다. 이들 커먼 모드 초크 코일(CMC)와 어크로스 커패시터(CL, CL)는, 상용 교류 전원(AC)의 라인에 중첩되는 커먼 모드 노이즈 제거용의 노이즈 필터를 형성한다.
교류 입력 전압(VAC)은 브리지 정류 회로(Di)에 의해 정류된다. 평활 커패시터(Ci)는 브리지 정류 회로(Di)의 정류 출력으로 충전된다. 이것에 의해 평활 커패시터(Ci)의 양단 전압으로서 정류 평활 전압(Ei)를 얻을 수 있다. 이 정류 평활 전압(Ei)은 후단의 스위칭 컨버터를 위한 직류 입력 전압이다.
도 1에 있어서, 상기 정류 평활 전압(Ei)을 직류 입력 전압으로서 제공받고 스위칭 동작을 행하는 스위칭 컨버터는, 예를 들면 하나의 스위칭 소자(Q1)를 구비하는 싱글 엔드 시스템의 전압 공진형 컨버터로서 형성된다. 이 경우의 스위칭 소자(Q1)로서 고내압의 MOS-FET가 선정된다. 또한, 이 경우의 전압 공진형 컨버터의 구동 시스템은, 발진 및 구동 회로(2)에 의해 스위칭 소자를 스위칭 구동하는 타려식이다.
스위칭 소자(Q1)의 게이트에 대해서는, 발진 및 구동 회로(2)로부터 출력된 스위칭 구동 신호(전압)가 인가된다.
스위칭 소자(Q1)의 드레인은, 후술하는 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 1차 코일(N1)의 감기 시작 단부(winding start end part)와 접속된다. 1차 코일(N1)의 감기 끝 단부(winding termination end part)는, 평활 커패시터(Ci)의 정극 단자와 접속된다. 따라서, 이 경우에는, 직류 입력 전압(Ei)은 1차 코일(N1)의 직렬 접속을 통해 스위칭 소자(Q1)에 공급된다. 스위칭 소자(Q1)의 소스는 1차측 어스에 접속된다.
이 경우의 스위칭 소자(Q1)로서 MOS-FET가 선택되기 때문에, 도 1에 도시한 바와 같이, 보디 다이오드(DD)는 스위칭 소자(Q1)의 소스 및 드레인과 병렬로 접속 되도록 하여 스위칭 소자(Q1)에 포함된다. 보디 다이오드(DD)는, 아노드가 스위칭 소자(Q1)의 소스와 접속되고, 캐소드가 스위칭 소자(Q1)의 드레인과 접속된다. 보디 다이오드(DD)는, 스위칭 소자(Q1)의 온/오프 동작(스위칭 동작)에 의해 생성되는 전류를 역방향으로 흐르게 하는 경로를 형성한다.
1차측 병렬 공진 커패시터(Cr)는 스위칭 소자(Q1)의 드레인 및 소스와 병렬로 접속된다.
1차측 병렬 공진 커패시터(Cr)의 캐패시턴스와 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 1차 코일(N1)의 누설 인덕턴스(L1)는, 스위칭 소자(Q1)를 통해 흐르는 스위칭 전류에 대한 1차측 병렬 공진 회로(전압 공진 회로)를 형성한다. 이 1차측 병렬 공진 회로는 공진 동작을 수행하고, 이것에 의해 스위칭 소자(Q1)의 스위칭 동작으로서 전압 공진형의 동작이 얻어진다. 따라서, 스위칭 소자(Q1)의 오프 기간동안 스위칭 소자(Q1)의 양단 전압(드레인-소스간 전압)(V1)으로서 정현파 공진 펄스 파형이 얻어진다.
발진 및 구동 회로(2)는, 예를 들면 타려식에 의해 스위칭 소자(Q1)를 구동하기 위한 발진 회로를 포함한다. 발진 및 구동 회로(2)는 발진 회로에서 얻어진 발진 신호에 근거하여 MOS-FET를 스위칭 구동하기 위한 게이트 전압인 구동 신호를 생성하고, 구동 신호를 스위칭 소자(Q1)의 게이트에 인가한다. 이것에 의해, 스위칭 소자(Q1)는 구동 신호의 주기에 대응하는 스위칭 주파수에 따라 연속적인 온/오프 동작을 행한다. 즉, 스위칭 소자(Q1)는 스위칭 동작을 수행한다.
절연 컨버터 트랜스(PIT)는, 1차측과 2차측을 직류적으로 절연한 상태에서, 1차측 스위칭 컨버터의 스위칭 출력을 2차측에 전송한다.
도 2는, 도 1의 전원 회로가 구비한 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 구조예를 나타내는 단면도이다.
도 2에 도시한 바와 같이, 절연 컨버터 트랜스(PIT)는, 페라이트재에 의한 E형 코어(CR1, CR2)를 서로의 자기 레그가 대향하도록 조합시킴으로써 형성된 EE형 코어(EE형 코어)를 구비한다.
또한, 절연 컨버트 트랜스(PIT)는, 예를 들면, 수지에 의해 형성되며, 1차측 권선부(winding part)와 2차측 권선부가 서로 독립적으로 분할된 보빈(B)을 구비한다. 이 보빈(B)의 한 권선부 둘레에 1차 코일(N1)을 감고, 다른 권선부 둘레에 2차 코일(N2)을 감는다. 이와 같이 하여 1차측 코일 및 2차측 코일이 감겨진 보빈(B)을 상기 EE형 코어(CR1, CR2)에 부착한다. 이에 의해, 1차측 코일 및 2차측 코일은 각각 다른 권선 영역에서 EE형 코어의 중앙 자기 레그에 감겨진다. 이와 같이 하여, 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 전체 구조를 얻을 수 있다.
또한, 도면에 도시된 바와 같이, EE형 코어의 중앙 자기 레그에, 예를 들면, 약 2㎜ 이상의 갭 길이를 갖는 갭(G)이 형성된다. 이것에 따라, 예를 들면, 결합 계수(k)≒약 0.7 이하인 소 결합의 상태가 얻어진다. 즉, 도 8에 도시된 종래 기술의 전원 회로의 절연 컨버터 트랜스(PIT) 보다도, 더 성긴 결합 상태가 얻어진다. 또한, 갭(G)은, E형 코어(CR1, CR2)의 중앙 자기 레그를, 2개의 바깥쪽 자기 레그 보다도 더 짧게 함으로써 형성될 수 있다.
상술된 바와 같이, 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 1차 코일(N1)의 한 끝은 스위 칭 소자(Q1)의 드레인과 접속된다. 이것에 의해, 스위칭 소자(Q1)의 스위칭 출력은 1차 코일(N1)로 전달되고, 1차 코일(N1)에서 교류 전압이 발생한다.
1차 코일(N1)에 의해 야기된 교류 전압은 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 2차측에 발생한다.
2차 코일(N2)은, 2차측 직렬 공진 커패시터(C2)와 직렬로 접속된다. 이것에 의해, 2차 코일(N2)의 누설 인덕턴스(L2)와 2차측 직렬 공진 커패시터(C2)의 캐패시턴스는 2차측 직렬 공진 회로를 형성한다. 이 2차측 직렬 공진 회로는, 후술하는 2차측 정류 회로의 정류 동작에 따라 공진 동작을 수행하고, 이것에 의해, 2차 코일(N2)을 통해 흐르는 2차 코일 전류는 정현파 형태로 된다. 즉, 2차측에 있어서 전류 공진 동작이 얻어진다.
이 경우의 2차측 정류 회로는, 상술된 바와 같이 2차측 직렬 공진 커패시터(C2)와 직렬 접속된 2차 코일(N2)에 대하고, 2개의 정류 다이오드(Do1, Do2)와, 1개의 평활 커패시터(Co)를 접속함으로써 배압 반파 정류 회로로서 형성된다. 이 배압 반파 정류 회로의 접속 상태로서는, 먼저, 정류 회로 2차 코일(N2)의 감기 끝 단부측이 2차측 직렬 공진 커패시터(C2)를 통해 정류 다이오드(Do1)의 아노드와 정류 다이오드(Do2)의 캐소드와 접속한다. 정류 다이오드(Do1)의 캐소드는 평활 커패시터(Co)의 정극 단자에 접속한다. 2차 코일(N2)의 감기 시작 단부와, 정류 다이오드(Do2)의 아노드와, 평활 커패시터(Co)의 음극 단자는, 2차측 어스에 접속된다.
이와 같이 하여 형성된 배압 반파 정류 회로의 정류 동작은 다음과 같게 된다.
우선, 2차 코일 전압(V2)의 한 극성에 대응하는 반주기에 있어서는, 정류 다이오드(Do2)에 순방향 전압이 인가된다. 따라서, 정류 다이오드(Do2)가 도통하여, 2차측 직렬 공진 커패시터(C2)를 정류 전류로 충전한다. 이것에 따라, 2차측 직렬 공진 커패시터(C2) 양단에 전압이 생성되고, 이 전압은 2차 코일(N2)에서 유도된 교류 전압 레벨의 등배에 대응하는 레벨을 갖는다. 다음에, 2차 코일 전압(V2)의 다른 극성에 대응하는 반주기에 있어서는, 정류 다이오드(Do2)에 순방향 전압이 인가되어, 정류 다이오드(Do2)가 도통한다. 이 때, 평활 커패시터(Co)에 대해서는, 2차 코일 전압(V2)의 전위와, 상기 2차측 직렬 공진 커패시터(C2)의 양단 전압이 중첩된 전위에 의해 충전이 행해진다.
이것에 따라 평활 커패시터(Co)의 양단 전압으로서는, 2차 코일(N2)에서 유도된 교류 전압 레벨의 2배에 대응하는 레벨을 갖는 2차측 직류 출력 전압(Eo)이 얻어진다. 이 정류 동작에서는, 평활 커패시터(Co)에 대해서는, 2차 코일(N2)에서 유도된 교류 전압의 한편의 반주기에서만 충전이 행해진다. 즉, 배압 반파 정류 동작이 얻어진다.
이 2차측 직류 출력 전압(Eo)은, 부하에 공급된다. 또한, 이 2차측 직류 출력 전압(Eo)은 분기되어 검출전압으로서 제어 회로(1)에 출력된다.
제어 회로(1)는, 입력되는 2차측 직류 출력 전압(Eo)의 레벨 변화에 따른 검출 출력을 발진 및 구동 회로(2)에 공급한다. 발진 및 구동 회로(2)로는, 입력되는 제어 회로(1)의 검출 출력에 따른 1 스위칭 주기에서 온 기간(TON)과 오프 기간(TOFF)의 듀티비(도통 각) 또는 스위칭 주파수를 가변하면서, 스위칭 소자(Q1)를 구동한다. 이 동작이 2차측 직류 출력 전압에 대한 정전압 제어 동작이다.
전압 공진형 컨버터의 기본적인 정전압 제어 동작은, 스위칭 소자(Q1)의 오프 기간(TOFF)을 고정하고 온 기간(TON)을 가변적으로 제어하는 것에 의해 스위칭 주파수를 변경한다. 그렇지만, 본 실시예와 같이, 2차측 직렬 공진 회로를 구비한 경우에는, 상술한 바와 같이, 1 스위칭 주기내의 도통 각을 제어하는 PWM(Pulse Width Modulation) 제어로서의 정전압 제어 동작이 수행된다. 즉, 정전압 제어 동작 전체로서는, 스위칭 주파수 제어와 PWM 제어의 복합적인 제어가 수행된다.
상술한 바와 같이 스위칭 소자(Q1)의 스위칭 주파수와 도통 각을 가변적으로 제어함으로써, 전원 회로에 있어서 1차측 및 2차측의 공진 임피던스와 전력 전송 유효 기간이 변경되고, 그 결과 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 1차 코일(N1)로부터 2차 코일(N2)측으로 전송되는 전력량과, 2차측 정류 회로로부터 부하에 공급해야 할 전력량이 변경된다. 이것에 의해, 2차측 직류 출력 전압(Eo)의 레벨 변동이 캔슬되도록, 2차측 직류 출력 전압(Eo)의 레벨을 제어한다. 즉, 2차측 직류 출력 전압(Eo)의 안정화된다.
여기에서, 도 1에 도시한 회로 구성을 갖는 전원 회로의 실제 주요 부분은, 아래와 같이 설정하여 구성된다.
우선, 절연 컨버터 트랜스(PIT)에 관해서는, EER-35 코어가 선택되고, 2.2㎜의 갭 길이를 갖는 갭(G)이 설정된다. 1차 코일(N1) 및 2차 코일(N2)의 각 턴 수에 관해서는, N1=38T, N2=27T를 선택한다. 이것에 의해, 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 결합 계수(k)로서 k=0.67이 설정된다.
또, 1차측 병렬 공진 커패시터(Cr)의 캐패시턴스에 관해서는 Cr=5600㎊를 선택한다. 이 1차측 병렬 공진 커패시터(Cr)에 관한 캐패시턴스 설정과, 상기 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 구조에 의해 얻을 수 있는 1차 코일(N1)의 누설 인덕턴스(L1)에 따라, 1차측 병렬 공진 회로의 공진 주파수(fo1)=219㎑가 설정된다. 또, 2차측 직렬 공진 커패시터(C2)의 캐패시턴스에 관해서는 C2=0.039 ㎌를 선택한다. 2차측 직렬 공진 커패시터(C2)의 캐패시턴스 설정과, 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 구조에 의해 얻을 수 있는 2차 코일(N2)의 누설 인덕턴스(L2)에 따라, 2차측 병렬 공진 주파수(fo2)=113.3㎑가 설정된다. 상대적으로는, fo1≒2×fo2의 관계를 얻을 수 있다고 말할 수 있다.
전원 회로에 의해 처리되는 부하 전력에 관해서는, 최대 부하 전력(Pomax)=300W, 최소 부하 전력(Pomin)=0W(무부하)이다. 2차측 직류 출력 전압(Eo)의 규격 레벨은 175V이다.
도 3의 A 내지 C의 파형도는, 도 1에 도시한 전원 회로에 있어서의 주요 부분의 동작을 스위칭 소자(Q1)의 스위칭 주기에 기초하여 나타내고 있다. 도 3의 A는, 최대 부하 전력(Pomax)=300W에서의 스위칭 전압(V1), 스위칭 전류(IQ1), 1차 코일 전류(I1), 2차 코일 전류(I2), 2차측 정류 전압(VD2), 2차측 정류 전류(ID1, ID2)를 도시한다. 도 3의 B는, 중간 부하로서 부하 전력(Po)=225W에서의 스위칭 전압(V1), 스위칭 전류(IQ1), 1차 코일 전류(I1), 2차 코일 전류(I2)를 도시한다. 도 3의 C는, 최소 부하 전력(Pomin)=0W에서의 스위칭 전압(V1), 스위칭 전류(IQ1), 2차 코일 전압(V2)을 도시한다.
도 3의 A에 도시한 최대 부하 전력(Pomax)=300W에서의 파형도를 참조하여, 도 1의 전원 회로의 기본적인 동작에 관하여 설명한다.
스위칭 전압(V1)은, 스위칭 소자(Q1)의 드레인-소스 사이의 전압이고, 스위칭 전류(IQ1)는, 드레인 측에서 스위칭 소자(Q1)(및 보디 다이오드(DD))로 흐르는 전류이다. 스위칭 전압(V1) 및 스위칭 전류(IQ1)는, 스위칭 소자(Q1)의 온/오프 타이밍을 나타낸다. 1 스위칭 주기는, 스위칭 소자(Q1)가 온 되는 기간(TON)과, 오프되는 기간(TOFF)으로 분할된다. 스위칭 전압(V1)은, TON 기간에 있어서는 0 레벨이고, TOFF 기간에서는 공진 펄스를 형성한다. 이 스위칭 전압(V1)의 공진 펄스는, 1차측 스위칭 컨버터의 동작이 전압 공진형 동작이기 때문에, 정현파의 공진 파형으로서 얻어진다.
스위칭 전류(IQ1)는 TOFF 기간에 0 레벨이고, TOFF 기간이 종료되고 TON 기간이 시작되는 턴온 타이밍에 이르면, 스위칭 전류(Q1)는, 우선, 보디 다이오드(DD)를 통해 흐르는 것에 의해 음극성의 파형으로 된다. 그 다음, 스위칭 전류(IQ1)는 반전되어 드레인에서 소스로 흐르는 것에 의해 정극성의 파형을 형성한다. 이와 같은 스위칭 전류(IQ1)의 파형은, ZVS가 적절히 수행되고 있음을 나타낸다.
또, TON 기간에 정극성으로 흐르는 스위칭 전류(IQ1)는, 후술하는 2차 코일 전류(I2)(2차측 직렬 공진 전류)에 대응하는 정현파 형상 부분을 포함한다. 이것은, 1차측 스위칭 컨버터에 흐르는 전류가, 2차측 직렬 공진 회로에 의해 영향을 받는다는 것을 나타낸다.
1차 코일 전류(I1)는 1차 코일(N1)을 통해 흐르는 전류이고, 스위칭 소자 (Q1)을 통해 흐르는 전류 성분과 1차측 병렬 공진 커패시터(Cr)를 통해 흐르는 전류를 합성한 것이다. TOFF 기간의 1차 코일 전류(I1)의 파형은, 1차측 병렬 공진 커패시터(Cr)를 통해 흐르는 전류의 파형에 대응한다.
또, 2차 코일 전류(I2), 2차측 정류 전압(VD2), 2차측 정류 전류(ID1, ID2) 는, 2차측 정류 회로의 동작을 나타낸다.
2차 코일(N2)에서 유도된 교류 전압(V2)에 따라, 상술한 바와 같이, 교류 전압(V2)의 반주기의 기간마다, 정류 다이오드(Do1, Do2)가 교대로 도통한다. 정류 다이오드(Do2)의 양단 전압인 2차측 정류 전압(VD2)은, 정류 다이오드(Do2)가 도통하고 2차측 정류 전류(ID2)가 흐르는 반파의 기간 동안 0 레벨이고, 정류 다이오드(Do1)가 도통하고 2차측 정류 전류(ID1)가 흐르는 반파의 기간 동안, 2차측 직류 출력 전압(Eo)에 클램프된다.
2차측 정류 전류(ID1, ID2)는, 도면에 도시한 바와 같이, 반파의 정현파 형상으로 서로 교대로 평활 커패시터(Co)로 흐른다. 2차 코일(N2)을 통해 흐르는 2차 코일 전류(I2)는, 2차측 정류 전류(ID1, ID2)를 서로 합성함으로써 얻어지고, 도며에 도시한 바와 같이 정현파 형상이다. 2차 코일 전류(I2)의 정현파 형상은, 2차측 직렬 공진 회로의 공진 동작에 의해 얻어진다. 즉, 2차 코일 전류(I2)의 정현파 형상은 전류 공진(직렬 공진) 파형으로서 얻어진다.
또, 이 경우의 2차측 정류 전류(ID1, ID2)은, 거의 동일한 도통 각과 동일한 피크 레벨로 흐른다.
상기 도 3의 A로서 나타나는 각 부분의 동작에 입각하여, 도 3의 B에 도시한 중간의 부하 전력(Po)=225W, 및 도 3의 C에 도시한 최소 부하 전력(Pomin)=0W에서의 파형을 참조해 보면, 1차측 스위칭 컨버터의 동작은, 경부하(light load)에서 무부하로 됨에 따라, 1 스위칭 주기(TOFF ＋TON )의 기간 길이를 짧게 한다는 것을 나타낸다. 이것은, 최대 부하 전력(Pomax)~최소 부하 전력(Pomin) 사이의 범위에서의 부하 변동에 따른 정전압 제어 동작으로서, 스위칭 주파수에 상응하는 변화가 이루어지는 것을 나타내는 것으로, 이것에 대해서는 후술한다. 또한, TOFF 기간과 TON 기간 사이의 듀티비에 착안하면, 경부하에서 무부하로 됨에 따라, TOFF 기간이 확대하고, TON 기간이 축소된다. 이것은, 최대 부하 전력(Pomax)~최소 부하 전력(Pomin) 사이의 범위에서의 부하 변동에 따른 정전압 제어 동작으로서, TOFF 기간과 TON 기간 사이의 듀티비도 PWM 제어에 의해 변경된다는 것을 나타낸다.
또한, 도 3의 B에 도시한 중간 부하 전력(Po)=225W에서의 스위칭 전류(IQ1)의 파형에 의하면, 도 3의 A의 경우에서와 같이, TON 기간이 시작되는 타이밍에 음극성으로 보디 다이오드(DD)를 통해 흐르는 것을 알 수 있다. 즉, 적절하게 ZVS가 얻어진다. 이 점에 관해서는, 도 3의 C에 도시된 최소 부하 전력(Pomin)=0W에서의 스위칭 전류(IQ1)에 대해서도 마찬가지이다. 이것은, 도 1에 도시된 전원 회로에서는, 전원 회로에 의해 처리되는 부하 전력의 전 영역에 있어서 ZVS 동작이 보증된다는 것을 나타낸다.
도 4는, 도 1에 도시한 전원 회로에 관한 실험 결과로서, 부하 변동에 대한 AC→DC 전력 변환 효율(ηAC→DC), 스위칭 주파수(fs), 및 TON 기간의 시간 길이의 변화 특성을 나타내고 있다.
도 4에 도시된 바와 같이, TON 기간의 시간 길이는, 최소 부하 전력(Pomin) 에서 최대 부하 전력(Pomax) 사이의 범위에서, 중부하로 됨에 따라, 증가한다. 또한, 스위칭 주파수(fs)에 관해서는, 최대 부하 전력(Pomax)=300W에서부터 부하 전력(Po)=약 225W까지의 중부하 조건의 범위에서는, 경부하로 됨에 따라 높아지고, 부하 전력(Po)=약 225W에서부터 부하 전력(Po)=약 125W까지의 중간 부하 조건의 범위에서는 거의 변화를 나타내지 않고, 일정한 것으로 간주될 수 있다. 또한, 부하 전력(Po)=약 125W에서부터 최소 부하 전력(Pomin)=0W까지의 경부하 조건의 범위에서는, 스위칭 주파수는 경부하가 됨에 따라 다시 증가한다.
이와 같은 스위칭 주파수(fs)의 특성은, 도 1의 전원 회로에서의 정전압 제어를 위한 동작 모드가, 중부하(Po：300W~225W) 및 경부하(Po：125W~0W)의 범위에서는 주로 스위칭 주파수 제어(PFM)에 의해 정전압 제어를 행하고, 중간 부하(Po：125W~225W)의 범위에서는 주로 PWM 제어에 의해 정전압 제어를 행하도록, 천이하는 것을 나타낸다. 그러나, 실제에 있어서, TON 기간은 도면에 도시한 바와 같이 최대 부하 전력(Pomax)=300W에서 최소 부하 전력(Pomin)=0W로의 부하 변동에 대하여 변화하고 있고, 또, TOFF 기간도, 도시하고 있지 않지만, 부하 변동에 대하여 변화한다. 따라서, 전원 회로에 의해 처리되는 부하의 전체 범위의 관점에서는, 스위칭 주파수 제어와 PWM 제어가 동시에 행해지는 복합적인 정전압 제어 동작이 수행된다. 이와 같은 복합 제어는 제어 감도가 높다.
정전압 제어에 관한 실제의 측정 결과는 다음과 같다.
우선, 최대 부하 전력(Pomax)=300W~최소 부하 전력(Pomin)=0W의 부하 변동에 대하여 2차측 직류 출력 전압(Eo)을 175V로 안정화하는데 필요한 스위칭 주파수(fs)의 가변 범위는 122.0㎑~142.8㎑이고, 그 주파수차(Δfs)는 20.8㎑이다. 또한, 최대 부하 전력(Pomax)=300W~최소 부하 전력(Pomin)=0W의 부하 변동에 대하여, TON 기간은 5.4㎲~2.4㎲의 범위에서 변화되고, TOFF 기간은 2.8㎲~4.6㎲의 범위에서 변화된다.
또, AC→DC 전력 변환 효율(ηAC→DC)은, 최대 부하 전력(Pomax)=300W에서는 ηAC→DC=91.8％이다. AC→DC 전력 변환 효율(ηAC→DC)은 최대 부하 전력(Pomax)=300W~Po=약 75W까지의 범위에서는 경부하로 될수록 증가된다. ηAC→DC=93.9％의 최대치가 측정되었다. Po=75W 이하의 경부하의 조건하에서는, AC→DC 전력 변환 효율(ηAC→DC)이 감소되고, 부하 전력(Po)=25W에서는 ηAC→DC=90.2％이다. 즉, 전원 회로에 의해 처리되는 부하 전력의 거의 전 영역에서 AC→DC 전력 변환 효율(ηAC→DC)은 90% 이상이다. 예를 들면, 최대 부하 전력에 대해 100％의 부하 전력 시, 75％의 부하 전력 시, 50％의 부하 전력 시, 25％의 부하 전력시의 각 부하 조건하에서 계측한 ηAC→DC의 평균치는, 92.9％이다. 이와 같이 하여, 본 실시예의 전원 회로는, 상당히 양호한 AC→DC 전력 변환 효율을 갖는다.
지금까지 설명한 도 1에 도시한 전원 회로에 관해서는, 다음과 같이 말할 수 있다.
도 1의 전원 회로와의 비교로서, 도 8의 전원 회로에서는, 도 9의 B를 참조로 설명한 바와 같이, 중간 부하시에 있어서, 스위칭 소자(Q1)의 오프 기간(TOFF)의 종료 이전에 스위칭 소자(Q1)를 통해 정극 방향(이 경우는 드레인→소스 방향) 으로 전류가 흐르고 따라서 ZVS의 동작이 얻어지지 않는 이상 동작이 생긴다. 이 때문에, 도 8의 전원 회로를 실용화하는 것이 곤란하다고 생각되었다.
한편, 도 1에 도시한 본 실시예에 따른 전원 회로에서는, 도 3의 A 내지 C의 파형도를 참조로 설명된 바와 같이, 전원 회로에 의해 처리되는 부하 전력의 전 영역에 걸쳐 ZVS 동작을 얻을 수 있다. 즉, 중간 부하시에 있어서의 이상 동작이 해소된다. 이것에 의해, 2차측 직렬 공진 회로를 구비하는 싱글 엔드 시스템의 전압 공진형 컨버터의 실용화가 용이하게 실현될 수 있다.
이와 같은 중간 부하시에 있어서의 이상 동작의 해소는, 주로, 절연 컨버터 트랜스(PIT)에서, 예를 들면 결합 계수(k)≒0.7 정도 이하의 소결합의 상태로 설정하는 것에 의해 이루어진다.
종래의 동작으로서 설명한 중간 부하시의 이상 동작은, 전압 공진형 컨버터가 2차측 직렬 공진 회로를 구비한 경우에 생기는 것이 확인되었다. 즉, 이상 동작은, 전압 공진형 컨버터를 형성하는 1차측 병렬 공진 회로와 2차측 직렬 공진 회로가 동시에 동작할 때의 상호 작용에 의해 야기되었다. 그러면, 본 실시예의 전원 회로와 같이, 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 결합 계수(k)에 관하여, 종래보다도 낮은 소요치를 설정하면, 상기한 1차측 병렬 공진 회로와 2차측 직렬 공진 회로의 상호 작용은 약화되고, 그에 따라 중간 부하시에 있어서의 이상 동작도 없어지게 된다. 구체적으로는, 예를 들면 도 9의 B에 도시된 현상, 즉, TOFF 기간의 종료 타이밍의 전후에 정극성의 스위칭 전류(IQ1)가 흐르는 현상이 관찰되지 않고, 통상의 ZVS에 대응하는 스위칭 전류(IQ1)의 파형이 얻어진다.
본 실시예와 같이 2차측 직렬 공진 회로를 구비한 전압 공진형 컨버터에 대해, 상기 상술된 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 결합 계수를 설정한 구성의 전원 회로의 정전압 제어 특성은, 예를 들면 도 5에 개략적으로 도시된다.
도 5는, 특성곡선 A, B, C, D를 도시한다. 특성곡선 A, B는, 각각, 1차측 병렬 공진 회로의 공진 주파수(fo1)에 대응하는, 최대 부하 전력(Pomax) 및 최소 부하 전력(Pomin)에서의 정전압 제어 특성을 나타내고, 특성곡선 C, D는, 각각, 2차측 직렬 공진 회로의 공진 주파수(fo2)에 대응하는, 최대 부하 전력(Pomax) 및 최소 부하 전력(Pomin)에서의 정전압 제어 특성을 나타낸다.
일반적으로, 병렬 공진 회로는 공진 주파수에 근접할수록 공진 임피던스가 높아지는 특성을 갖는다. 이 때문에, 1차측 병렬 공진 회로의 공진 주파수(fo1)와 스위칭 주파수(fs)의 관계로서는, 도 5의 특성곡선 A, B에 의해 나타내어진 바와 같이, 스위칭 주파수(fs)가 공진 주파수에 가까워지는 만큼 2차측 직류 출력 전압(Eo)의 레벨이 저하되는 2차 함수 곡선으로 된다. 또한, 특성곡선 A, B에 의하면, 1차측 병렬 공진 회로의 공진 주파수(fo1)에 대응하는 정전압 제어 특성으로서, 동일한 스위칭 주파수(fs)에서의 2차측 직류 출력 전압(Eo)의 레벨은, 최소 부하 전력(Pomin)에서 보다도 최대 부하 전력(Pomax)에서의 쪽이, 소정분 저하되도록 시프트되는 것을 알 수 있다. 즉, 스위칭 주파수(fs)가 고정되는 것으로 생각하면, 중부하로 되에 따라 2차측 직류 출력 전압(Eo)의 레벨은 저하된다.
또한, 직렬 공진 회로는, 공진 주파수에 근접할수록 공진 임피던스가 저하되는 특성을 갖는다. 따라서, 2차측 직렬 공진 회로의 공진 주파수(fo2)에 대응하여, 특성곡선 C, D에 의해 나타내고 있는 것처럼, 2차측 직류 출력 전압(Eo)은 스위칭 주파수(fs)가 공진 주파수에 가까워질수록 2차측 직류 출력 전압(Eo)의 레벨이 상승되는 2차 함수 곡선을 형성한다. 또한, 2차측 병렬 공진 회로의 공진 주파수(fo2)에 대응하는 정전압 제어 특성으로서, 최대 부하 전력(Pomax)에서의 2차측 직류 출력 전압(Eo)의 레벨은, 동일한 주파수에서의 최소 부하 전력(Pomin)에서의 2차 직류 출력 전압(Eo)의 레벨에서 소정량만큼 저하되도록 시프트된다.
본 실시예에서는, fo1≒2×fo2의 관계가 설정되기 때문에, 스위칭 주파수를 나타내는 횡축에 있어서, 공진 주파수(fo1) 쪽이 공진 주파수(fo2) 보다도 높은 값으로서 나타나 있다.
이와 같은 특성곡선 A, B, C, D를 얻을 수 있는 실시예의 전원 회로에 의하여, 실제로 2차측 직류 출력 전압(Eo)을 소정의 규격 레벨(tg)(175V)로 안정화하는 경우에, 스위칭 주파수의 가변 범위(필요 제어 범위)는 도 5의 Δfs로 표시된다. 이와 같은 특성은, 예를 들면, 1차측 병렬 공진 회로의 공진 주파수(fo1)에 의한 공진 임피던스(용량성 인덕턴스)에 의존하는 제어로부터, 2차측 직렬 공진 회로의 공진 주파수(fo2)에 의한 공진 임피던스(유도성 임피던스)에 의존하는 제어로의 천이가, 필요 제어 범위(Δfs)에서 스위칭 주파수를 변경하는 것에 의해 이루어지는 것을 의미한다.
이와 같은 제어의 천이는, 도 4를 참조로 설명된 부하 변동에 따라 변화한 정전압 제어 동작 모드의 천이에 대응하는 것으로 생각될 수 있다, 이와 같은 동작은, 중간 부하시에 적절한 ZVS 동작을 얻을 수 있는 요인으로서 간주될 수 있다.
소결합 상태를 제공하기 위해 종래의 전압 공진형 컨버터의 결합 계수(k)를 본 실시예의 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 결합 계수(k)만큼 낮게 할 수 없는데, 그 이유는 1차측에서 2차측으로 전송되는 전력 손실의 증가로 인해 전력 변환 효율의 저하를 초래하기 때문이다.
그렇지만, 도 4의 실험 결과에 도시한 바와 같이, 본 실시예는 전원 회로에 의해 처리되는 부하 전력의 거의 전 범위에 걸쳐 아주 양호한 전력 변환 효율 특성을 갖는다.고 있다.
고전력 변환 효율은 다음 구성에 기초한 본 실시예에서 얻어진다.
우선, 전압 공진형 컨버터에 대하여 2차측 직렬 공진 회로를 구비한 전원 회로의 구성은, 본래, 전력 변환 효율에 관해서는 유리한 것이 알려져 있다. 특히, 이 구성은, 최대 부하 전력으로부터 경부하의 경향으로 됨에 따라 전력 변환 효율이 증가하는 특징적인 성질을 갖고 있고, 경부하 경향에 따라 전력 변환 효율이 저하되는 전류 공진형 컨버터와 비교하면, 부하 변동에 대한 전력 변환 효율 특성으로서는 상당히 양호하다고 말할 수 있다. 또한, 전압 공진형 컨버터로서 싱글 엔드 시스템을 채용하고 스위칭 소자를 필요 최소한의 하나로 함으로써, 예를 들면 하프 브리지 결합 방식, 풀 브리지 결합 방식, 푸시풀 방식과 같이 복수의 스위칭 소자를 구비하는 구성과 비교하여 스위칭 손실이 감소된다. 이것은 전력 변환 효율을 향상시키는 다른 요인이다.
또한, 본 실시예에서는, 상기 상술한 바와 같이, 중간 부하시에 있어서 이상 동작을 해소함으로써 적정한 ZVS 동작을 제공한다. 이 이상 동작의 현상에서는, 도 의 B에 도시한 바와 같이, 턴온 타이밍(TON 기간의 시작)보다 이전의 타이밍에 스위칭 소자(Q1)가 온으로 되고, 정극성의 스위칭 전류(IQ1)가 스위칭 소자(Q1)의 소스-드레인 사이를 흐른다. 이와 같은 스위칭 전류(IQ1)의 동작은 스위칭 손실을 증가시킨다. 본 실시예에서는, 이상 동작에 대응하는 스위칭 전류(IQ1)의 동작이 발생하지 않고, 그에 따라 스위칭 소실의 증가가 없어진다. 이것은 전력 변환 효율을 향상시키는 한 요인이다.
또한, 도 1에 도시한 전원 회로에서는, 1차측 병렬 공진 회로와 2차측 직렬 공진 회로의 각 공진 주파수(fo1, fo2)의 설정이, 전력 변환 효율 향상의 큰 요인이다. 상기 상술한 바와 같이, 본 실시예에 있어서, 최대 부하 전력에 대해 100％, 75％, 50％, 25％의 부하 전력시의 각 부하 조건하에서 계측한 전력 변환 효율(ηAC→DC)의 평균치는 92.9 ％이다. 이와 같은 부하 조건하에서의 전력 변환 효율 특성은, 최종적으로는, 공진 주파수(fo1, fo2)의 조정에 의해 얻어진다. 즉, 공진 주파수(fo1, fo2)에 관하여 각종 설정을 행하여 실험을 행하고, 상기 상술한 바와 같이, fo1=219㎑, fo2=113.3㎑를 설정하여 fo1≒2×fo2의 관계를 설정하는 것으로, 전력 변환 효율 특성이 최종적으로 얻어진다.
상기 상술한 바와 같이 공진 주파수(fo1, fo2)를 설정하는 것에 의해 전력 변환 효율을 향상시키는 한 이유는 다음과 같다. 도 3의 A의 스위칭 전류(IQ1)와 도 9의 A의 스위칭 전류(IQ1)의 비교로부터 알 수 있는 바와 같이, 본 실시예에 대응하는 도 3의 A의 스위칭 전류(IQ1)의 파형은, TON 기간의 종료 이전에 피크를 갖는다.
이 스위칭 전류(IQ1)의 파형은, 도 3의 A를 참조로 설명한 바와 같이, 2차 코일 전류(I2)의 정현파형에 대응한다. 즉, 스위칭 전류(IQ1)의 파형은 2차측 직렬 공진 회로의 공진 동작에 의해 얻어지는 전류 공진 파형에 대응하는 파형 성분을 갖는다. 2차 코일 전류(I2)의 파형은, 공진 주파수(fo1)에 관한 공진 주파수(fo2)의 설정에 의해 정해진다.
이것으로부터, 도 1에 도시된 전원 회로의 스위칭 전류(IQ1)의 파형은, 1차측 병렬 공진 회로와 2차측 직렬 공진 회로의 각 공진 주파수(fo1, fo2)의 적절한 설정에 의해 얻어진다.
도 3의 A 내지 C에 도시한 스위칭 전류(IQ1)의 파형은, 턴-오프시에 있어서 스위칭 전류(IQ1)의 레벨이 억제되는 것을 나타낸다. 턴-오프시의 스위칭 전류(IQ1)의 레벨이 억제되면, 그 만큼, 턴-오프시의 스위칭 손실은 절감되고, 전력 변환 효율이 향상된다.
또한, 도 1에 도시한 전원 회로의 절연 컨버터 트랜스(PIT)는 소정값 이하의 결합 계수(k)를 갖는 소결합의 상태를 가지며, 이것에 의해 2차 코일(N2)의 자력선의 한쪽으로의 치우침이 해소된다. 이것에 의해, 도 3의 A에 도시한 바와 같이, 2차측 정류 회로를 흐르는 2차측 정류 전류(ID1, ID2)의 피크 레벨간의 불균형이 해소되어, 2차측 정류 전류(ID1, ID2)의 피크 레벨은 예를 들면 5Ap로 서로 동등하다.
종래예로서 도 8에 도시한 전원 회로에서는, 전원 회로가 소정값 이상의 결합 계수(k)를 갖기 때문에 자력선의 치우침이 발생하게 된다. 이 때문에, 도 9의 A 의 2차측 정류 전류(ID1, ID2)의 피크 레벨 사이에 불균형이 생긴다. 이와 같은 정류 전류간의 불균형도, 정류 다이오드에 있어서 도통 손실에 의한 전력 손실을 증가시킨다.
한편, 본 실시예와 같이, 2차측 정류 전류(ID1, ID2)의 피크 레벨간의 불균형이 제거되면, 불균형에 의한 전력 손실도 없어지고, 전력 변환 효율의 향상 요인이 또한 얻어지게 된다.
또한, 예를 들면 도 8에 도시한 종래의 전원 회로에 의해 처리될 수 있는 최대 부하 전력(Pomax)이 200W인 것에 대해, 본 실시예의 전원 회로에 의해 처리될 수 있는 최대 부하 전력(Pomax)은 200W의 150％인 300W까지 증가된다. 이것은, 본 실시예의 전원 회로가 넓은 부하 변동 범위에 걸쳐 양호한 전력 변환 효율 특성을 갖기 때문에 가능하다.
지금까지의 설명으로부터 알 수 있는 바와 같이, 본 실시예에 있어서 중간 부하시의 이상 동작을 해소하고, 이것에 의해 전력 변환 효율을 높인 효과는, 주로, 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 결합 계수(k)를 소정값 이하로 설정하고, 1차측 병렬 공진 회로와 2차측 직렬 공진 회로의 공진 주파수(fo1, fo2)를 적절하게 설정하는 것에 의해 얻어진다. 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 결합 계수(k)를 소정값 이하로 설정하는 것은, 갭(G)의 갭 길이를 소정 길이로 확대하는 것에 의해 가능하다. 공진 주파수(fo1, fo2)를 설정하기 위해서, 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 1차 코일(N1) 및 2차 코일(N2)의 각 누설 인덕턴스를 고려한 다음, 예를 들면 1차측 병렬 공진 커패시터(Cr)와 2차측 직렬 공진 커패시터(C2)의 각 캐패시턴스를 설정한다. 즉, 상기 효과를 달성하기 위해서, 본 실시예는 특별한 부품 또는 소자의 추가를 필요로 하지 않는다. 이러한 관점에서, 본 실시예의 전원 회로는, 회로 기판의 소형화 및 경량화를 도모할 수 있다.
도 6은 제 2의 실시예로서의 전원 회로의 구성예를 나타내고 있다. 또한, 도 6에서, 도 1과 동일 부분에는 동일 부호를 병기하고 그 설명을 생략한다.
도 6에 도시한 전원 회로는, 2차측 정류 회로로서 배압 전파 정류 회로를 구비한다.
이 배압 전파 정류 회로의 2차 코일(N2)은 센터 탭(center tap)을 구비하며, 이 센터 탭을 경계에 하여 2차 코일부(N2A, N2B)로 2분할된다. 2차 코일부 N2A, N2B에는, 동일한 소정 권수(턴 수)가 설정된다.
또, 2차 코일(N2)의 2차 코일부(N2A) 측의 단부에 대해서는 2차측 직렬 공진 커패시터(C2A)를 직렬로 접속하고, 2차 코일(N2)의 2차 코일부(N2B) 측의 단부에 대해서는 2차측 직렬 공진 커패시터(C2B)를 직렬로 접속한다. 이것에 의해, 2차 코일부(N2A)의 누설 인덕턴스 성분과 2차측 직렬 공진 커패시터(C2A)의 캐패시턴스에 의해 제 1의 2차측 직렬 공진 회로가 형성되고, 2차 코일부(N2B)의 누설 인덕턴스 성분과 2차측 직렬 공진 커패시터(C2B)의 캐패시턴스에 의해 제 2의 2차측 직렬 공진 회로가 형성된다.
2차 코일(N2)의 2차 코일(N2A) 측의 단부는, 상기 2차측 직렬 공진 커패시터(C2A)의 직렬 접속을 통해 정류 다이오드(Do1)의 아노드와 정류 다이오드(Do2)의 캐소드 사이의 접속점에 접속된다. 또한, 2차 코일(N2)의 2차 코일(N2B) 측의 단부 는, 2차측 직렬 공진 커패시터(C2B)의 직렬 접속을 통해 정류 다이오드(Do3)의 아노드와 정류 다이오드(Do4)의 캐소드 사이의 접속점에 접속된다.
정류 다이오드(Do1, Do3)의 각 캐소드는, 평활 커패시터(Co)의 정극 단자에 접속된다. 평활 커패시터(Co)의 음극 단자는 2차측 어스에 접속된다.
또, 정류 다이오드(Do2, Do4)의 각 아노드 사이의 접속점과 2차 코일(N2)의 센터 탭도, 2차측 어스에 접속된다.
상기 접속 형태에서, 제 1의 2차측 직렬 공진 회로를 포함하는 제 1의 배압 반파 정류 회로는 2차 코일부(N2A), 2차측 직렬 공진 커패시터(C2A), 정류 다이오드(Do1, Do2), 및 평활 커패시터(Co)에 의해 형성되고, 제 2의 2차측 직렬 공진 회로를 포함하는 제 2의 배압 반파 정류 회로는, 2차 코일부(N2B), 2차측 직렬 공진 커패시터(C2B), 정류 다이오드(Do3, Do4), 및 평활 커패시터(Co)에 의해 형성된다.
2차 코일(N2)에서 야기된 교류 전압의 한 극성의 반주기의 기간에 있어서, 제 1의 배압 반파 정류 회로는, 2차 코일부(N2A), 정류 다이오드(Do2), 2차측 직렬 공진 커패시터(C2A), 및 2차 코일부(N2A)의 순서로 형성되는 정류 전류 경로를 통해 정류 동작을 수행하고, 2차 코일부(N2A)의 교류 전압(V2)의 전위에 의해 2차측 직렬 공진 커패시터(C2A)를 충전한다. 2차 코일(N2)에서 야기된 교류 전압의 나머지 한 극성의 반주기의 기간에 있어서, 제 1의 배압 반파 정류 회로는, 2차 코일부(N2A), 2차측 직렬 공진 커패시터(C2A), 정류 다이오드(Do1), 평활 커패시터(Co), 2차 코일부(N2A)의 순서로 형성되는 정류 전류 경로를 통해 정류 동작을 수행하고, 2차측 직렬 공진 커패시터(C2A)의 양단 전압을 2차 코일(N2A)의 교류 전압에 중첩 함으로써 얻어지는 전위에 의해 평활 커패시터(Co)를 충전한다.
2차 코일(N2)에서 야기된 교류 전압의 상기 나머지 한 극성의 반주기의 기간에 있어서, 제 2의 배압 반파 정류 회로는, 2차 코일부(N2B), 정류 다이오드(Do4), 2차측 직렬 공진 커패시터(C2B), 2차 코일부(N2B)의 순서로 형성되는 정류 전류 경로를 통해 정류 동작을 수행하고, 2차 코일부(N2B)의 교류 전압(V2에서 2차 코일부(N2A)의 교류 전압과 동등)의 전위에 의해 2차측 직렬 공진 커패시터(C2B)를 충전한다. 2차 코일(N2)에서 야기된 교류 전압의 상기 한 극성의 반주기의 기간에 있어서, 제 2의 배압 반파 정류 회로는, 2차 코일부(N2B), 2차측 직렬 공진 커패시터(C2B), 정류 다이오드(Do3), 평활 커패시터(Co), 2차 코일부(N2B)의 순서로 형성되는 정류 전류 경로를 통해 정류 동작을 수행하고, 2차측 직렬 공진 커패시터(C2B)의 양단 전압을 2차 코일부(N2B)의 교류 전압에 중첩함으로써 얻어지는 전위에 의해 평활 커패시터(Co)를 충전한다.
상기 상술한 정류 동작에 의하면, 평활 커패시터(Co)에 대해서는, 2차 코일(N2)에서 야기되는 교류 전압의 한 극성의 반주기에서는, 2차 코일부(N2B)의 야기 전압과 2차측 직렬 공진 커패시터(C2B)의 양단 전압의 중첩 전위에 의한 정류 전류의 충전이 수행되고, 2차 코일(N2)에서 야기되는 교류 전압의 나머지 한 극성의 반주기에서는, 2차 코일부(N2A)의 야기 전압과 2차측 직렬 공진 커패시터(C2A)의 양단 전압의 중첩 전위에 의한 정류 전류의 충전이 수행된다. 이것에 의해, 평활 커패시터(Co)의 양단 전압인 2차측 직류 출력 전압(Eo)은, 2차 코일부(N2A, N2B)의 야기 전압 레벨(V2)의 2 배에 대응하는 레벨을 갖는다. 즉, 배압 전파 정류 회로가 얻어진다.
이와 같이 하여, 2차측 정류 회로에 관하여 배압 전파 정류 회로를 구비한 도 6의 전원 회로에 관해서는, 아래와 같이 하여 주요 부분을 선정했다.
우선, 절연 컨버터 트랜스(PIT)에 관해서는, 코어에 관하여 EER-35를 선택하고, 갭(G)에 관해서는 2.2㎜의 갭 길이를 설정했다. 1차 코일(N1)의 권수(턴 수)(T)에 관해서는, N1=37T로 하였다. 2차 코일(N2)에 관해서는, N2=N2A＋N2B=27T＋27T로 하였다. 이것에 의해, 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 결합 계수(k)에 관해서는 k=0.67이 설정된다.
또한, 1차측 병렬 공진 커패시터(Cr)의 캐패시턴스에 관해서는 Cr=5600㎊을 선택했다. 이 1차측 병렬 공진 커패시터(Cr)에 관한 캐패시턴스 설정과, 상기 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 구조에 의해 얻을 수 있는 1차 코일(N1)의 누설 인덕턴스(L1)에 의해, 1차측 병렬 공진 회로의 공진 주파수(fo1)는, fo1=217㎑가 설정된다. 또, 2차측 직렬 공진 커패시터(C2)의 캐패시턴스에 관해서는 C2=0.022㎌를 선택하고 있고, 이 캐패시턴스 설정과, 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 구조에 의해 얻을 수 있는 2차 코일(N2)의 누설 인덕턴스(L2)에 의해, 2차측 병렬 공진 주파수(fo2)는, fo2=104.8㎑가 설정된다. 또한, 제 2의 실시예에서도, 상대적으로는, fo1≒2×fo2의 관계가 얻어진다.
또, 이 경우에도, 전원 회로에 의해 처리되는 부하 전력도, 최대 부하 전력(Pomax)=300W, 최소 부하 전력(Pomin)=0W(무부하)이고, 2차측 직류 출력 전압(Eo)의 규격 레벨은 175V이다.
상기와 같이 하여 구성된 제 2의 실시예의 전원 회로에 관해 수행된 실험은, 동작 파형으로서, 제 1의 실시예의 전원 회로의 동작을 나타내는 도 3의 A 내지 C의 파형도와 거의 동일한 결과를 나타낸다. 실험은, 예를 들면, 중간 부하시에 있어서 이상 동작이 해소되고 있는 것을 나타낸다. 그러나, 2차측 정류 회로가 배압 전파 정류 회로이기 때문에, 2차 코일(N2)의 교류 전압의 1 주기에 있어서 각 반파의 기간에 2차측 정류 회로를 흐르는 정류 전류(ID1, ID2)는, 각각 2.5Ap이다. 이 경우의 정류 전류(ID1, ID2)는, 2차측 직렬 공진 회로(N2A-C2A 및 N2B-C2B )의 공진 동작 때문에 반파의 정현파형을 갖는다. 또, 이 경우에도, 자력선의 한쪽으로의 치우침이 해소되기 때문에, 정류 전류(ID1, ID2)의 피크 레벨은 서로 동등하다.
부하 변동에 대한 AC→ DC 전력 변환 효율(η AC→ DC)과 스위칭 주파수(fs)(및 기간(TON))의 변동 특성에 대해서, 제 1의 실시예의 전원 회로에 관한 실험 결과인 도 4와 거의 동등한 결과가 얻어진다.
구체적으로는, 최대 부하 전력(Pomax)=300W~최소 부하 전력(Pomin)=0W의 부하 변동에 대하여 2차측 직류 출력 전압(Eo)을 175V로 안정화시키는데 필요한 범위인 스위칭 주파수(fs)의 가변 범위는 117.6㎑~147.1㎑이고, Δfs=29.5㎑이다. 최대 부하 전력(Pomax)=300W~최소 부하 전력(Pomin)=0W의 부하 변동에 대하여, 기간(TON)은 5.7㎲~2.2㎲의 범위에서 변경되고, 기간(TOFF)은 2.8㎲~4.6㎲의 범위에서 변경된다.
또, AC→DC 전력 변환 효율(ηAC→DC)은, 최대 부하 전력(Pomax=300W)에서 ηAC→DC=91.8％이다. 최대 부하 전력(Pomax=300W)에서 Po=약75W까지의 범위에서 부하가 경부하로 됨에 따라, AC→DC 전력 변환 효율(ηAC→DC)은 증가된다. ηAC→DC=93.8％의 최대치가 계측되었다. 또, 부하 전력(Po)=25W 때에 있어서는, ηAC→DC=90.0％이다. 이와 같이, 제 2의 실시예의 전원 회로에 대해서도, 전원 회로에 의해 처리되는 부하 전력의 거의 전 영역에서 90 ％이상의 AC→DC 전력 변환 효율(ηAC→DC)의 값을 얻을 수 있다. 최대 부하 전력에 대해 100％의 부하 전력 시, 75％의 부하 전력 시, 50％의 부하 전력 시, 25％의 부하 전력시의 각 부하 조건하에서 계측한 ηAC→DC의 평균치는, 92.8％이다.
도 7의 회로도는, 제 3의 실시예로서의 전원 회로의 구성예를 나타내고 있다. 또한, 이 도 7에 있어서, 도 1 및 도 6과 동일 부분에는 동일 부호를 병기하고 그 설명을 생략한다.
도 7에 도시한 전원 회로에 있어서는, 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 2차측 정류 회로로서, 4개의 정류 다이오드(Do1, Do2, Do3, Do4)로 이루어지는 브리지 정류 회로를 포함하는 브리지 전파 정류 회로를 구비한다. 이 브리지 정류 회로는, 정류 다이오드(Do1)의 아노드와 정류 다이오드(Do2)의 캐소드 사이의 접속점이 정극 입력단자로 되고, 정류 다이오드(Do1)의 캐소드와 정류 다이오드(Do3)의 캐소드 사이의 접속점이 정극 출력 단자로 되고, 정류 다이오드(Do3)의 아노드와 정류 다이오드(Do4)의 캐소드 사이의 접속점이 음극 입력 단자로 되며, 정류 다이오드(Do2)의 아노드와 정류 다이오드(Do4)의 아노드 사이의 접속점이 음극 출력 단자로 되도록 하여 형성된다.
상기 브리지 정류 회로의 정극 입력단자는, 2차측 직렬 공진 커패시터(C2) 를 통해 2차 코일(N2)의 감기 끝 단부에 접속된다. 정극 출력 단자는 평활 커패시터(Co)의 정극 단자에 접속된다. 음극 입력단자는 2차 코일(N2)의 감기 시작 단부에 접속된다. 음극 출력 단자는 2차측 어스에 접속된다. 평활 커패시터(Co)의 음극 단자도 2차측 어스에 접속된다.
2차 코일(N2)의 교류 전압(V2)의 한 극성에 대응하는 반주기에 있어서는, 이렇게 형성된 2차측 정류 회로의 정류 다이오드(Do1)와 정류 다이오드(Do4)가 도통하여 정류를 행하고, 정류 전류(ID1)로 평활 커패시터(Co)를 충전한다. 2차 코일(N2)의 감기 시작 측 ＋전위로 유지되는 2차 코일 전압(V2)의 나머지 반주기에 있어서는, 정류 다이오드(Do2)와 정류 다이오드(Do3)가 도통하여 정류를 행하고, 정류 전류(ID2)로 평활 커패시터(Co)를 충전한다. 이것에 의해, 평활 커패시터(Co)의 양단 전압으로서, 2차 코일(N2)의 야기 전압(V2)의 등배에 대응하는 레벨의 2차측 직류 출력 전압(Eo)를 생성한다.
또, 2차 코일(N2)의 교류 전압(V2)의 정극 및 부극마다 대응하여 형성된 정류 전류 경로에는, 2차 코일(N2)과 2차측 직렬 공진 커패시터(C2)의 직렬 접속 회로가 삽입된다. 즉, 2차측에 있어서는, 이 경우에도, 2차 코일(N2)의 누설 인덕턴스(L2)와 2차측 직렬 공진 커패시터(C2)의 캐패시턴스에 의해 2차측 직렬 공진 회로가 형성된다. 2차측 직렬 공진 회로는 2차측 정류 회로의 정류 동작에 따라 공진 동작을 수행한다.
이와 같은 회로 구성을 취한 도 7의 전원 회로의 주요 부분은 다음과 같이 선택된다.
우선, 절연 컨버터 트랜스(PIT)에 관해서는, 코어에 관하여 EER-35를 선택하고, 갭(G)에 관해서는 2.2㎜의 갭 길이를 설정한다. 1차 코일(N1)의 권수(턴 수)(T)에 관해서는, N1=37T로 한다. 2차 코일(N2)에 관해서는, N2=54T로 한다. 이것에 의해, 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 결합 계수(k)로서 k=0.67이 설정된다.
또, 1차측 병렬 공진 커패시터(Cr)의 캐패시턴스로서 Cr=7500㎊를 선택한다. 이 1차측 병렬 공진 커패시터(Cr)에 관한 캐패시턴스 설정과, 상기 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 구조에 의해 얻어지는 1차 코일(N1)의 누설 인덕턴스(L1)에 따라, 1차측 병렬 공진 회로의 공진 주파수(fo1)는, fo1=217㎑로 설정된다. 또, 2차측 직렬 공진 커패시터(C2)의 캐패시턴스로서 C2=0.012㎌이 선택된다. 이 2차측 직렬 공진 커패시터(C2)의 캐패시턴스 설정과, 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 구조에 의해 얻어지는 2차 코일(N2)의 누설 인덕턴스(L2)에 따라, 2차측 직렬 공진 회로의 공진 주파수(fo2)는, fo2=100.3㎑로 설정된다. 이 제 3의 실시예에서도, 상대적으로는, fo1≒2×fo2의 관계가 얻어진다.
또, 전원 회로에 의해 처리되는 부하 전력은, 최대 부하 전력(Pomax)=300W, 최소 부하 전력(Pomin)=0W(무부하)이다. 2차측 직류 출력 전압(Eo)은 175V의 규격 레벨을 갖는다.
이 제 3의 실시예의 전원 회로의 실험 결과에서도, 도 3의 파형도와 거의 동일한 동작으로 된 결과를 얻을 수 있다. 즉, 중간 부하시에 있어서의 이상 동작이 제거된다. 또, 2차측 정류 회로를 흐르는 정류 전류(ID1 및 ID2)는, 이 경우에도, 2차측 직렬 공진 회로의 공진 동작에 의해 반파의 정현파형을 갖는다. 또, 이 경우 의 정류 전류(ID1, ID2)의 레벨은, 각각 2.6Ap로 동등하고, 이것은 자력선의 한 쪽으로의 치우침이 해소된 것을 나타낸다.
또, 부하 변동에 대한 AC→DC 전력 변환 효율(ηAC→DC)과 스위칭 주파수(fs)(및 기간(TON))의 변동 특성에 대해서도, 제 1의 실시예의 전원 회로에 관한 실험 결과인 도 4와 거의 동등의 결과를 얻을 수 있다.
구체적으로는, 최대 부하 전력(Pomax)=300W~최소 부하 전력(Pomin)=0W의 부하 변동에 대하여 2차측 직류 출력 전압(Eo)을 175V로 안정화하는데 필요한 범위인 스위칭 주파수(fs)의 가변 범위는 114.9㎑~137㎑이고, Δfs=22.1㎑이다. 또, 최대 부하 전력(Pomax)=300W~최소 부하 전력(Pomin)=0W의 부하 변동에 대하여, 기간(TON)의 변화는 5.6㎲~2.2㎲이고, 기간(TOFF)의 변화는 3.1㎲~5.1㎲이다.
또, AC→DC 전력 변환 효율(ηAC→DC)은, 최대 부하 전력(Pomax)=300W에서는 ηAC→DC=91.8％이다. 최대 부하 전력(Pomax)=300W에서 Po=약 75W까지의 범위에서 부하가 경부하 경향으로 됨에 따라 AC→DC 전력 변환 효율(ηAC→DC)은 증가되고, ηAC→DC=93.5％의 최대치가 계측되었다. 또, 부하 전력 Po=25W에서는, ηAC→DC=90.0％이다. 이와 같이 하여, 제 3의 실시예의 전원 회로에 대해서도, 전원 회로에 의해 처리되는 부하 전력의 거의 전 영역에서 90 ％이상의 AC→DC 전력 변환 효율(ηAC→DC)의 값을 얻을 수 있고 있다. 최대 부하 전력에 대해 100％의 부하 전력 시, 75％의 부하 전력 시, 50％의 부하 전력 시, 25％의 부하 전력시의 각 부하 조건하에서 계측한 ηAC→DC의 평균치는, 92.5％이다.
본 발명은, 상기 각 실시예로서 나타낸 구성에 한정된 것이 아니다. 예를 들 면, 1차측 전압 공진형 컨버터의 세부의 회로 형태나, 2차측 직렬 공진 회로를 포함하는 2차측 정류 회로의 구성에 대해서는 다른 구성이 생각될 수도 있다.
또한, 스위칭 소자에 관해서는, MOS-FET 이외의 소자가 선택될 수도 있다. 또한, 상기 각 실시예에는, 타려식의 스위칭 컨버터를 포함하고 있지만, 본 발명은 스위칭 컨버터가 자려식의 스위칭 컨버터(self-excited switching converter)로서 구성된 경우에도 적용될 수 있다.
하기에 첨부된 특허청구범위와 그 등가의 의미 내에 있는 한, 설계 조건과 다른 요인에 따라 상기 실시예의 여러가지 수정예, 조합예, 부분적인 조합예 및 변경예가 당업자에 의해 실시될 수 있을 것이다.
이와 같이 하여, 본 발명은 2차측 직렬 공진 회로를 구비한 전압 공진형 컨버터에서 상기 상술한 이상 동작을 제거한다. 따라서, 2차측 직렬 공진 회로를 구비하는 전압 공진형 컨버터는 쉽게 실용화된다. 또한, 이상 동작을 제거하는 것에 의해 전력 변환 효율이 향상된다.
또한, 본 발명에 따르면, 1차측 병렬 공진 회로의 공진 주파수와 2차측 직렬 공진 회로의 공진 주파수는, 소정의 부하 전력의 부하 조건하에서 소정의 전력 변환 효율을 얻도록 설정된다. 전압 공진형 컨버터는 본래 높은 전력 변환 효율 특성을 갖는다. 본 발명은, 전압 공진형 컨버터를 포함하는 전원 회로로서 더 나은 전력 변환 효율의 특성을 갖는 전원 회로를 제공할 수 있다.

Claims (4)

  1. 교류 입력 전압을 정류 및 평활화하는 것에 의해 직류 입력 전압을 얻기 위한 정류 및 평활 수단과;
    상기 직류 입력 전압을 제공받으며 스위칭 동작을 수행하는 스위칭 소자로 형성되는 스위칭 수단과;
    상기 스위칭 소자를 스위칭 구동하기 위한 스위칭 구동 수단과;
    적어도 상기 스위칭 수단의 스위칭 동작에 의해 얻어지는 스위칭 출력을 제공받는 1차 코일과 상기 1차 코일에서 얻어진 스위칭 출력에 의해 교류 전압이 야기되는 2차 코일을 감는 것에 의해 형성되는 절연 컨버터 트랜스와;
    적어도 상기 절연 컨버터 트랜스의 1차 코일의 누설 인덕턴스 성분과 1차측 병렬 공진 커패시터의 커패시턴스에 의해 형성되며, 상기 스위칭 수단의 동작을 전압 공진형 동작으로 변환시키는 1차측 병렬 공진 회로와;
    상기 절연 컨버터 트랜스의 상기 2차 코일의 누설 인덕턴스 성분과 상기 2차 코일과 직렬 접속된 2차측 직렬 공진 커패시터의 커패시턴스에 의해 형성되는 2차측 직렬 공진 회로와;
    상기 절연 컨버터 트랜스의 2차 코일에서 야기되어 입력되는 교류 전압에 대한 정류 동작을 수행하고 정류 동작에 의한 정류 출력을 2차측 평활 커패시터에 의해 정류하는 것에 의해 2차측 직류 출력 전압을 생성하는 2차측 직류 출력 전압 생성 수단; 및
    상기 2차측 직류 출력 전압의 레벨에 따라 상기 스위칭 구동 수단을 제어하는 것에 의해 상기 스위칭 수단의 스위칭 주파수를 변화시킴으로써 상기 2차측 직류 출력 전압에 대한 정전압 제어를 수행하는 정전압 제어 수단을 포함하고,
    상기 절연 컨버터 트랜스의 1차측 및 2차측 사이의 결합 계수는, 적어도 중간 부하로 된 소정의 부하 조건 범위에서 적절한 제로 전압 스위칭을 얻을 수 있도록 설정되고,
    상기 1차측 병렬 공진 회로의 공진 주파수와 상기 2차측 직렬 공진 회로의 공진 주파수는, 적어도 소정의 부하 조건하에서 소정의 전력 변환 효율 이상을 얻도록 설정되는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 회로.
  2. 제 1항에 있어서,
    상기 2차측 직류 출력 전압 생성 수단은 상기 2차 코일에서 야기되는 교류 전압의각 반주기에서 상기 2차측 직렬 공진 커패시터와 상기 2차측 평활 커패시터 중 하나를 충전하고, 상기 교류 전압의 두 배의 레벨에 대응하는 레벨을 갖는 상기 2차측 직류 출력 전압을 생성하기 위한 배전압 반파 정류 회로를 포함하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 회로.
  3. 제 1항에 있어서,
    상기 2차 코일은 탭(tap)에 의해 분할되고;
    2차측 직렬 공진 커패시터가 상기 분할된 2차 코일의 각 단부와 직렬로 접속 되며,
    상기 2차측 직류 출력 전압 생성 수단은 상기 2차 코일에서 야기되는 교류 전압의 각 반주기에서 상기 2차측 직렬 공진 커패시터와 상기 2차측 평활 커패시터 중 하나를 충전하고, 상기 교류 전압의 두 배의 레벨에 대응하는 레벨을 갖는 상기 2차측 직류 출력 전압을 생성하기 위한 배압 전파 정류 회로를 포함하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 회로.
  4. 제 1항에 있어서,
    상기 2차측 직류 출력 전압 생성 수단은 브리지 정류 회로를 포함하고, 전파 정류 동작을 수행하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 회로.
KR1020060002590A 2005-01-25 2006-01-10 스위칭 전원 회로 KR20060086269A (ko)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2005016758A JP2006211744A (ja) 2005-01-25 2005-01-25 スイッチング電源回路
JPJP-P-2005-00016758 2005-01-25

Publications (1)

Publication Number Publication Date
KR20060086269A true KR20060086269A (ko) 2006-07-31

Family

ID=36217952

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020060002590A KR20060086269A (ko) 2005-01-25 2006-01-10 스위칭 전원 회로

Country Status (6)

Country Link
US (1) US7301785B2 (ko)
EP (1) EP1684405A3 (ko)
JP (1) JP2006211744A (ko)
KR (1) KR20060086269A (ko)
CN (1) CN1812241A (ko)
TW (1) TWI311004B (ko)

Families Citing this family (37)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TW200746604A (en) * 2006-02-15 2007-12-16 Sony Corp Switching power supply circuit
WO2008039526A2 (en) 2006-09-25 2008-04-03 Flextronics Ap, Llc Bi-directional regulator
US7675759B2 (en) 2006-12-01 2010-03-09 Flextronics International Usa, Inc. Power system with power converters having an adaptive controller
US9197132B2 (en) 2006-12-01 2015-11-24 Flextronics International Usa, Inc. Power converter with an adaptive controller and method of operating the same
US7468649B2 (en) 2007-03-14 2008-12-23 Flextronics International Usa, Inc. Isolated power converter
US8102678B2 (en) * 2008-05-21 2012-01-24 Flextronics Ap, Llc High power factor isolated buck-type power factor correction converter
US8928449B2 (en) 2008-05-28 2015-01-06 Flextronics Ap, Llc AC/DC planar transformer
US8014176B2 (en) * 2008-07-25 2011-09-06 Cirrus Logic, Inc. Resonant switching power converter with burst mode transition shaping
US8488355B2 (en) 2008-11-14 2013-07-16 Power Systems Technologies, Ltd. Driver for a synchronous rectifier and power converter employing the same
CN102342007B (zh) 2009-01-19 2015-01-07 伟创力国际美国公司 用于功率转换器的控制器
WO2010083514A1 (en) 2009-01-19 2010-07-22 Flextronics International Usa, Inc. Controller for a power converter
US9019061B2 (en) 2009-03-31 2015-04-28 Power Systems Technologies, Ltd. Magnetic device formed with U-shaped core pieces and power converter employing the same
US9077248B2 (en) 2009-06-17 2015-07-07 Power Systems Technologies Ltd Start-up circuit for a power adapter
US8643222B2 (en) * 2009-06-17 2014-02-04 Power Systems Technologies Ltd Power adapter employing a power reducer
US8514593B2 (en) * 2009-06-17 2013-08-20 Power Systems Technologies, Ltd. Power converter employing a variable switching frequency and a magnetic device with a non-uniform gap
US8638578B2 (en) 2009-08-14 2014-01-28 Power System Technologies, Ltd. Power converter including a charge pump employable in a power adapter
US8976549B2 (en) 2009-12-03 2015-03-10 Power Systems Technologies, Ltd. Startup circuit including first and second Schmitt triggers and power converter employing the same
US8520420B2 (en) 2009-12-18 2013-08-27 Power Systems Technologies, Ltd. Controller for modifying dead time between switches in a power converter
US9246391B2 (en) 2010-01-22 2016-01-26 Power Systems Technologies Ltd. Controller for providing a corrected signal to a sensed peak current through a circuit element of a power converter
US8787043B2 (en) 2010-01-22 2014-07-22 Power Systems Technologies, Ltd. Controller for a power converter and method of operating the same
US8586873B2 (en) * 2010-02-23 2013-11-19 Flextronics Ap, Llc Test point design for a high speed bus
WO2011116225A1 (en) 2010-03-17 2011-09-22 Power Systems Technologies, Ltd. Control system for a power converter and method of operating the same
US20120002377A1 (en) * 2010-06-30 2012-01-05 William French Galvanic isolation transformer
US8792257B2 (en) 2011-03-25 2014-07-29 Power Systems Technologies, Ltd. Power converter with reduced power dissipation
CN102386779B (zh) * 2011-12-06 2013-11-27 上海新进半导体制造有限公司 一种开关电源
US8792256B2 (en) 2012-01-27 2014-07-29 Power Systems Technologies Ltd. Controller for a switch and method of operating the same
US9190898B2 (en) 2012-07-06 2015-11-17 Power Systems Technologies, Ltd Controller for a power converter and method of operating the same
US9099232B2 (en) 2012-07-16 2015-08-04 Power Systems Technologies Ltd. Magnetic device and power converter employing the same
US9106130B2 (en) 2012-07-16 2015-08-11 Power Systems Technologies, Inc. Magnetic device and power converter employing the same
US9214264B2 (en) 2012-07-16 2015-12-15 Power Systems Technologies, Ltd. Magnetic device and power converter employing the same
US9379629B2 (en) 2012-07-16 2016-06-28 Power Systems Technologies, Ltd. Magnetic device and power converter employing the same
US9240712B2 (en) 2012-12-13 2016-01-19 Power Systems Technologies Ltd. Controller including a common current-sense device for power switches of a power converter
CN104795986B (zh) * 2014-01-16 2017-05-17 台达电子企业管理（上海）有限公司 具有抑制共模噪音功能的功率变换装置
US9300206B2 (en) 2013-11-15 2016-03-29 Power Systems Technologies Ltd. Method for estimating power of a power converter
KR101459336B1 (ko) * 2014-03-04 2014-11-07 (주)테라에너지시스템 단위 변류기 유닛 및 이를 이용한 출력 전력을 선형적으로 조절하기 위한 전자기 유도 방식 전원 공급 장치
CN106972742A (zh) * 2017-05-27 2017-07-21 孙宏宇 一种高压输出极低纹波噪声的开关电源电路
CN110112928B (zh) * 2019-05-23 2020-12-18 北京闿明创新科技有限公司 一种电能传输设备

Family Cites Families (23)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
FR2085193B1 (ko) * 1970-01-16 1974-09-20 Automatisme Cie Gle
US4128868A (en) * 1977-03-30 1978-12-05 Rca Corporation D-C converter using pulsed resonant circuit
US4393441A (en) * 1981-07-17 1983-07-12 Enge Harald A High voltage power supply
KR920003586Y1 (ko) * 1990-04-14 1992-05-30 주식회사 금성사 마그네트론 구동 전원회로
US5274543A (en) * 1992-04-20 1993-12-28 At&T Bell Laboratories Zero-voltage switching power converter with lossless synchronous rectifier gate drive
JPH06327246A (ja) 1993-05-14 1994-11-25 Sony Corp スイッチング電源回路
JP4218089B2 (ja) 1998-10-22 2009-02-04 ソニー株式会社 スイッチング電源回路
JP2000152617A (ja) 1998-11-10 2000-05-30 Sony Corp スイッチング電源回路
TW507414B (en) * 1999-10-29 2002-10-21 Sony Corp Switching power circuit with secondary side parallel and series resonance
US6310792B1 (en) * 1999-12-29 2001-10-30 Intel Corporation Shared package for VRM and processor unit
EP1120896B1 (en) * 2000-01-28 2005-03-23 Densei-Lambda K.K. Resonant power converter
CN1370345A (zh) * 2000-05-10 2002-09-18 索尼公司 具有倍压输出的谐振开关电源电路
TW521481B (en) * 2000-05-17 2003-02-21 Sony Corp Switching power supply apparatus with active clamp circuit
US6285567B1 (en) * 2000-09-14 2001-09-04 Honeywell International Inc. Methods and apparatus for utilizing the transformer leakage energy in a power supply
JP2002159178A (ja) * 2000-11-15 2002-05-31 Sony Corp スイッチング電源回路
JP2002199718A (ja) * 2000-12-22 2002-07-12 Sony Corp 共振型スイッチング電源装置
KR20030081476A (ko) * 2001-03-05 2003-10-17 소니 가부시끼 가이샤 스위칭 소자에 의해 구동주파수를 가변제어한 스위칭전원회로
JP3575465B2 (ja) 2002-02-12 2004-10-13 ソニー株式会社 スイッチング電源回路
US6583999B1 (en) * 2002-01-25 2003-06-24 Appletec Ltd. Low output voltage, high current, half-bridge, series-resonant, multiphase, DC-DC power supply
US6930893B2 (en) * 2002-01-31 2005-08-16 Vlt, Inc. Factorized power architecture with point of load sine amplitude converters
JP4121844B2 (ja) 2002-12-12 2008-07-23 新日本無線株式会社 利得可変型増幅器
US6934167B2 (en) * 2003-05-01 2005-08-23 Delta Electronics, Inc. Contactless electrical energy transmission system having a primary side current feedback control and soft-switched secondary side rectifier
JP2005168276A (ja) * 2003-11-12 2005-06-23 Sony Corp スイッチング電源回路

Also Published As

Publication number Publication date
CN1812241A (zh) 2006-08-02
US7301785B2 (en) 2007-11-27
US20060187687A1 (en) 2006-08-24
EP1684405A2 (en) 2006-07-26
TWI311004B (en) 2009-06-11
JP2006211744A (ja) 2006-08-10
TW200637124A (en) 2006-10-16
EP1684405A3 (en) 2008-02-06

Similar Documents

Publication Publication Date Title
KR20060086269A (ko) 스위칭 전원 회로
KR20060107364A (ko) 스위칭 전원 회로
EP1689071A2 (en) Switching power supply circuit
KR20070037384A (ko) 스위칭 전원 회로
US7388762B2 (en) Switching power supply circuit
KR20060128682A (ko) 스위칭 전원 회로
EP1830459A2 (en) Switching power supply circuit
EP1772950A2 (en) Switching power supply circuit
KR20050031968A (ko) 스위칭 전원 회로
KR20070079562A (ko) 스위칭 전원 회로
KR20050045890A (ko) 스위칭 전원회로
JP2007104747A (ja) スイッチング電源回路
US7447048B2 (en) Switching power supply circuit
JP2004242491A (ja) スイッチング電源回路
JP2006304391A (ja) スイッチング電源回路
JP2007104880A (ja) スイッチング電源回路
JP2006296054A (ja) スイッチング電源回路
JP2006325291A (ja) スイッチング電源回路
JP2006311742A (ja) スイッチング電源回路
JP2007074781A (ja) スイッチング電源回路
JP4462262B2 (ja) スイッチング電源回路
JP4353132B2 (ja) スイッチング電源回路
JP2006254613A (ja) スイッチング電源回路
JP2006311743A (ja) スイッチング電源回路
JP2007074780A (ja) スイッチング電源回路

Legal Events

Date Code Title Description
WITN Application deemed withdrawn, e.g. because no request for examination was filed or no examination fee was paid